JP2002217682A - フィルタの同調方法、フィルタ、電子装置および無線通信装置 - Google Patents
フィルタの同調方法、フィルタ、電子装置および無線通信装置Info
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- JP2002217682A JP2002217682A JP2001369778A JP2001369778A JP2002217682A JP 2002217682 A JP2002217682 A JP 2002217682A JP 2001369778 A JP2001369778 A JP 2001369778A JP 2001369778 A JP2001369778 A JP 2001369778A JP 2002217682 A JP2002217682 A JP 2002217682A
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- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
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- H03H11/1217—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback using a plurality of operational amplifiers
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J3/00—Continuous tuning
- H03J3/02—Details
- H03J3/06—Arrangements for obtaining constant bandwidth or gain throughout tuning range or ranges
- H03J3/08—Arrangements for obtaining constant bandwidth or gain throughout tuning range or ranges by varying a second parameter simultaneously with the tuning, e.g. coupling bandpass filter
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- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J2200/00—Indexing scheme relating to tuning resonant circuits and selecting resonant circuits
- H03J2200/28—Automatic self-alignment of a receiver
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- Networks Using Active Elements (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 高信頼性、高品質、温度の変動による影響を
受けにくい、製造コストの安価な小型のフィルタとその
同調方法を提供する。 【解決手段】 フィルタ５は少なくとも１つの可変時定
数を持ち、この可変時定数によって、少なくとも１つの
フィルタの通過帯域ｐｃの位置の変更が可能となる。少
なくとも１つの基準信号がフィルタ５に入力され、次い
で少なくとも１つの基準信号の周波数が変更され、及び
／又はフィルタ５の少なくとも１つの時定数が変更され
る。フィルタ５の出力信号の強度を測定するステップ
と、フィルタ５の出力信号強度に関する前記測定に基づ
いてフィルタ５の通過帯域の位置を決定するステップと
を有する。
受けにくい、製造コストの安価な小型のフィルタとその
同調方法を提供する。 【解決手段】 フィルタ５は少なくとも１つの可変時定
数を持ち、この可変時定数によって、少なくとも１つの
フィルタの通過帯域ｐｃの位置の変更が可能となる。少
なくとも１つの基準信号がフィルタ５に入力され、次い
で少なくとも１つの基準信号の周波数が変更され、及び
／又はフィルタ５の少なくとも１つの時定数が変更され
る。フィルタ５の出力信号の強度を測定するステップ
と、フィルタ５の出力信号強度に関する前記測定に基づ
いてフィルタ５の通過帯域の位置を決定するステップと
を有する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はフィルタの同調方法
に関する。また、本発明は、フィルタと電子装置、およ
び無線通信装置に関する。
に関する。また、本発明は、フィルタと電子装置、およ
び無線通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】フィルタは多くの電子装置で様々な信号
処理に使用される。フィルタの周波数応答、すなわちフ
ィルタがある周波数をどのように通過させるかによりフ
ィルタは分類される。或る一定の制限周波数以上の信号
をフィルタして入力信号から取り除く低域通過フィルタ
が知られている。同様に、或る一定の制限周波数以下の
信号をフィルタして取り除く高域通過フィルタが使用さ
れる。帯域(通過)フィルタは或る一定の通過帯域の範囲
内の信号を通し、同様にフィルタを通じて或る一定の周
波数帯域の範囲内の信号の通過を阻止するために帯域阻
止フィルタが使用される。低域通過フィルタは周波数応
答ＨLP(ｊω)＝１/(１＋ｊωτ)を有する。例えば、通
過帯域を所望の中心周波数へシフトさせることにより、
低域通過フィルタから帯域フィルタの実施が可能であ
る。このシフトにより低域通過フィルタの実特性が維持
される。このように実現された帯域フィルタは正の周波
数帯域と負の周波数帯域の双方に通過帯域を有する。こ
れはまた以下の修正として表現することができる。 ｊω→ｊωc(ω/ωc−ωc／ω) この場合、帯域フィルタは、中心周波数が位置ω＝±ω
cにある周波数応答を有する。実フィルタに加えて複素
フィルタ(ｃｏｍｐｌｅｘ ｆｉｌｔｅｒ)が開発され
た。実低域通過フィルタの周波数帯域を所望の中心周波
数へシフトする一次変換(ｊω→ｊω−ｊωc)によって
これらのフィルタをつくることが可能である。したがっ
て、このような複素フィルタは、正の周波数ω＝＋ωc
で、１つの通過帯域ＨBP(ｊω)＝１／(１＋(ｊω−ｊω
c)τ)を有する。その通過帯域の帯域幅は低域通過フィ
ルタの帯域幅と実質的に同じである。特に、複素フィル
タは、実信号または複素信号の正または負の周波数の選
択的フィルタリング用として使用される。図１の(ａ)は
実低域通過フィルタの周波数応答を示し、図１の(ｂ)は
複素帯域フィルタの周波数応答を示す。複素帯域フィル
タと、複素帯域フィルタの通過帯域とを複素共振器と呼
ぶ場合もある。
処理に使用される。フィルタの周波数応答、すなわちフ
ィルタがある周波数をどのように通過させるかによりフ
ィルタは分類される。或る一定の制限周波数以上の信号
をフィルタして入力信号から取り除く低域通過フィルタ
が知られている。同様に、或る一定の制限周波数以下の
信号をフィルタして取り除く高域通過フィルタが使用さ
れる。帯域(通過)フィルタは或る一定の通過帯域の範囲
内の信号を通し、同様にフィルタを通じて或る一定の周
波数帯域の範囲内の信号の通過を阻止するために帯域阻
止フィルタが使用される。低域通過フィルタは周波数応
答ＨLP(ｊω)＝１/(１＋ｊωτ)を有する。例えば、通
過帯域を所望の中心周波数へシフトさせることにより、
低域通過フィルタから帯域フィルタの実施が可能であ
る。このシフトにより低域通過フィルタの実特性が維持
される。このように実現された帯域フィルタは正の周波
数帯域と負の周波数帯域の双方に通過帯域を有する。こ
れはまた以下の修正として表現することができる。 ｊω→ｊωc(ω/ωc−ωc／ω) この場合、帯域フィルタは、中心周波数が位置ω＝±ω
cにある周波数応答を有する。実フィルタに加えて複素
フィルタ(ｃｏｍｐｌｅｘ ｆｉｌｔｅｒ)が開発され
た。実低域通過フィルタの周波数帯域を所望の中心周波
数へシフトする一次変換(ｊω→ｊω−ｊωc)によって
これらのフィルタをつくることが可能である。したがっ
て、このような複素フィルタは、正の周波数ω＝＋ωc
で、１つの通過帯域ＨBP(ｊω)＝１／(１＋(ｊω−ｊω
c)τ)を有する。その通過帯域の帯域幅は低域通過フィ
ルタの帯域幅と実質的に同じである。特に、複素フィル
タは、実信号または複素信号の正または負の周波数の選
択的フィルタリング用として使用される。図１の(ａ)は
実低域通過フィルタの周波数応答を示し、図１の(ｂ)は
複素帯域フィルタの周波数応答を示す。複素帯域フィル
タと、複素帯域フィルタの通過帯域とを複素共振器と呼
ぶ場合もある。
【０００３】第１のタイプの実係数低域フィルタの伝達
関数は式ＨLP(ｊω)＝１/(１＋ｊωτ)で示すことがで
きる。同様に、第２のタイプの複素帯域フィルタの伝達
関数は式ＨBP(ｊω)＝１/(１＋(ｊω−ｊωc)τ)で示す
ことができる。実フィルタは少なくとも１つの複素共役
ポール対を常に備える必要があるので、実フィルタは、
ゼロ周波数である中心周波数を持つ低域通過フィルタリ
ング機能を含むことになる。複素フィルタは中心周波数
が周波数ωcである低域通過フィルタリング機能を持
つ。複素フィルタがゼロ周波数軸の一方の側にしか通過
帯域を持たないので、複素フィルタは実際には、周波数
ωcである中心周波数を持つ複素帯域通過フィルタリン
グ機能を含むことになる。時定数τによって、複素フィ
ルタの通過帯域の制限周波数(ｊωτ)と中心周波数(ｊ
ωcτ)とが決定される。複素フィルタの場合で時定数τ
が変更された場合、制限周波数と中心周波数の双方が変
更されることになるが、複素フィルタの品質値(Ｑ値)は
不変のままである。図１の(ａ)と図１の(ｂ)を比較する
と、複素フィルタの特性が実フィルタの特性と異なるこ
とが判る。これは、複素フィルタと実フィルタとを異な
る方法で同調することができる１つの理由である。
関数は式ＨLP(ｊω)＝１/(１＋ｊωτ)で示すことがで
きる。同様に、第２のタイプの複素帯域フィルタの伝達
関数は式ＨBP(ｊω)＝１/(１＋(ｊω−ｊωc)τ)で示す
ことができる。実フィルタは少なくとも１つの複素共役
ポール対を常に備える必要があるので、実フィルタは、
ゼロ周波数である中心周波数を持つ低域通過フィルタリ
ング機能を含むことになる。複素フィルタは中心周波数
が周波数ωcである低域通過フィルタリング機能を持
つ。複素フィルタがゼロ周波数軸の一方の側にしか通過
帯域を持たないので、複素フィルタは実際には、周波数
ωcである中心周波数を持つ複素帯域通過フィルタリン
グ機能を含むことになる。時定数τによって、複素フィ
ルタの通過帯域の制限周波数(ｊωτ)と中心周波数(ｊ
ωcτ)とが決定される。複素フィルタの場合で時定数τ
が変更された場合、制限周波数と中心周波数の双方が変
更されることになるが、複素フィルタの品質値(Ｑ値)は
不変のままである。図１の(ａ)と図１の(ｂ)を比較する
と、複素フィルタの特性が実フィルタの特性と異なるこ
とが判る。これは、複素フィルタと実フィルタとを異な
る方法で同調することができる１つの理由である。
【０００４】電子装置の集積度が上がり、他の点同様に
サイズ要求がさらに厳しくなるに伴い、フィルタは集積
回路による解決方法によって実現されている。しかし、
フィルタは時定数の構成を必要とし、この構成は実際に
は抵抗器とコンデンサを用いることにより実現される場
合が多い。実際には、集積回路上に形成される抵抗器と
コンデンサの許容範囲は相対的に高く、この場合、集積
回路上に実現されるフィルタの周波数応答は、同じ製造
行程(production run)の異なる集積回路の中であっても
著しく変動する可能性がある。このことが、集積回路で
実現され、高い精度を必要とするフィルタが、実際に
は、調整可能なフィルタとして実現される１つの理由で
ある。しかし、従来技術のフィルタの調整には、例え
ば、集積回路で同調を行うために使用される部品が必要
とする空間が相対的に広いという理由のために、及び／
又は、同調時に外付部品を使用する必要があるという理
由のために問題がある。さらに、いくつかの従来技術に
よる同調方法の中には、著しく電子装置の電力消費量を
増加させるという問題が伴うものもある。同調を可能に
することによって通常製造コストが上昇し、製造に要す
る時間が多くかかる。実際には、従来技術の実フィルタ
でのフィルタの同調は、例えば、レーザービームによっ
て集積回路上に形成される同調コンデンサの容量の変更
により実現される。実際には、この同調は装置の製造段
階で行わなければならないが、この方法はまた処理速度
が遅くしかも費用がかかる。さらに、この方法では、同
調を繰り返したり、使用中に同調を行うことは不可能で
ある。従来技術の同調方法では、フィルタの周波数応答
に対する周囲の温度の変化の影響を考慮することも不可
能である。
サイズ要求がさらに厳しくなるに伴い、フィルタは集積
回路による解決方法によって実現されている。しかし、
フィルタは時定数の構成を必要とし、この構成は実際に
は抵抗器とコンデンサを用いることにより実現される場
合が多い。実際には、集積回路上に形成される抵抗器と
コンデンサの許容範囲は相対的に高く、この場合、集積
回路上に実現されるフィルタの周波数応答は、同じ製造
行程(production run)の異なる集積回路の中であっても
著しく変動する可能性がある。このことが、集積回路で
実現され、高い精度を必要とするフィルタが、実際に
は、調整可能なフィルタとして実現される１つの理由で
ある。しかし、従来技術のフィルタの調整には、例え
ば、集積回路で同調を行うために使用される部品が必要
とする空間が相対的に広いという理由のために、及び／
又は、同調時に外付部品を使用する必要があるという理
由のために問題がある。さらに、いくつかの従来技術に
よる同調方法の中には、著しく電子装置の電力消費量を
増加させるという問題が伴うものもある。同調を可能に
することによって通常製造コストが上昇し、製造に要す
る時間が多くかかる。実際には、従来技術の実フィルタ
でのフィルタの同調は、例えば、レーザービームによっ
て集積回路上に形成される同調コンデンサの容量の変更
により実現される。実際には、この同調は装置の製造段
階で行わなければならないが、この方法はまた処理速度
が遅くしかも費用がかかる。さらに、この方法では、同
調を繰り返したり、使用中に同調を行うことは不可能で
ある。従来技術の同調方法では、フィルタの周波数応答
に対する周囲の温度の変化の影響を考慮することも不可
能である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的はフィル
タの同調方法を提供することにある。本発明は、フィル
タを同調するために基準信号をフィルタに入力し、フィ
ルタの出力部における信号強度を測定し、同調が正しく
行われていることをフィルタの出力信号から決定できる
ようになるまで、基準信号の周波数及び／又はフィルタ
の時定数及び／又は共振器の周波数の調整を行うという
着想に基づくものである。さらに正確に述べれば、本発
明による方法は添付の請求項１の特徴部に記載の内容を
特徴とする。本発明によるフィルタは、主として請求項
８の特徴部に記載の内容を特徴とする。本発明による電
子装置は、主として請求項１０の特徴部に記載の内容を
特徴とする。本発明による無線通信装置は、主として請
求項１９の特徴部に記載の内容を特徴とする。
タの同調方法を提供することにある。本発明は、フィル
タを同調するために基準信号をフィルタに入力し、フィ
ルタの出力部における信号強度を測定し、同調が正しく
行われていることをフィルタの出力信号から決定できる
ようになるまで、基準信号の周波数及び／又はフィルタ
の時定数及び／又は共振器の周波数の調整を行うという
着想に基づくものである。さらに正確に述べれば、本発
明による方法は添付の請求項１の特徴部に記載の内容を
特徴とする。本発明によるフィルタは、主として請求項
８の特徴部に記載の内容を特徴とする。本発明による電
子装置は、主として請求項１０の特徴部に記載の内容を
特徴とする。本発明による無線通信装置は、主として請
求項１９の特徴部に記載の内容を特徴とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】従来技術による解決策と
比較するとき、本発明によりかなりの利点が達成される
ことが判る。本発明の方法を用いて、フィルタ及び同調
に必要な部品が集積回路上に配置されるために、外付部
品の必要なく複素フィルタ等のフィルタの同調を行うこ
とが可能となる。また、同調精度は従来技術による同調
方法の場合に比べて良好で高速になる。さらに、システ
ムが自己同調型であるため、同調と関連する外部テスト
信号が不要となる。さらに、ときどき、あるいは装置の
スイッチがオンになったときなどに同調を自動的に行う
ことができる。本発明による方法によって、例えば、中
間周波数フィルタの代わりに複素フィルタの使用が可能
となり、無線通信装置のサイズを小型化して回路領域の
節減を図ることが可能となる。本発明はまたフィルタ、
及びこのフィルタを使用する装置の信頼性と品質を改善
するものである。さらに、製造段階でフィルタの同調が
不要なので、設置コスト及び製造コストの節減が可能と
なる。さらに、本発明のフィルタと関連する外部の同調
用部品が不要となるという事実によって装置の信頼性が
増す。なぜなら、装置が古くなるにつれて、このような
外付部品のはんだ付けが剥がれて衝撃と振動を受ける可
能性があるからである。本発明によるフィルタは温度に
関しても従来のものより安定しており、温度の変動の影
響を受けにくい。本発明による同調方法は信号品質の改
善に利用することができる。
比較するとき、本発明によりかなりの利点が達成される
ことが判る。本発明の方法を用いて、フィルタ及び同調
に必要な部品が集積回路上に配置されるために、外付部
品の必要なく複素フィルタ等のフィルタの同調を行うこ
とが可能となる。また、同調精度は従来技術による同調
方法の場合に比べて良好で高速になる。さらに、システ
ムが自己同調型であるため、同調と関連する外部テスト
信号が不要となる。さらに、ときどき、あるいは装置の
スイッチがオンになったときなどに同調を自動的に行う
ことができる。本発明による方法によって、例えば、中
間周波数フィルタの代わりに複素フィルタの使用が可能
となり、無線通信装置のサイズを小型化して回路領域の
節減を図ることが可能となる。本発明はまたフィルタ、
及びこのフィルタを使用する装置の信頼性と品質を改善
するものである。さらに、製造段階でフィルタの同調が
不要なので、設置コスト及び製造コストの節減が可能と
なる。さらに、本発明のフィルタと関連する外部の同調
用部品が不要となるという事実によって装置の信頼性が
増す。なぜなら、装置が古くなるにつれて、このような
外付部品のはんだ付けが剥がれて衝撃と振動を受ける可
能性があるからである。本発明によるフィルタは温度に
関しても従来のものより安定しており、温度の変動の影
響を受けにくい。本発明による同調方法は信号品質の改
善に利用することができる。
【０００７】以下、添付図面を参照して本発明について
さらに詳細に説明する。
さらに詳細に説明する。
【０００８】
【発明の実施の形態】図３に例示されているような、無
線通信装置のような本発明の好適な実施例による電子装
置における受信装置１について以下に説明する。受信装
置１はアンテナ２を有し、このアンテナ２を介して信号
が受信され、増幅用の低ノイズ高周波増幅器３(ＬＮＡ)
へ導かれる。増幅された信号はミキサ４へ導かれる。ミ
キサ４では、この増幅信号は、局部発振器１２によって
発生された局部発振器信号と混合される。別の局部発振
器信号も位相シフトブロック１３でこの局部発振器信号
から好適に形成され、該信号は同じ周波数を有するもの
であるが、局部発振器によって発生された該信号と比較
して約９０°の位相シフトを有する。したがって、異な
る位相の２つの信号を含む中間周波数信号もしくはベー
スバンド信号のいずれかがミキサ４の出力部から出力さ
れる。このような信号は一般に直角位相信号Ｉ(同相)及
びＱ(直角位相)と呼ばれる。好適には，差分直角位相信
号ｍｉｘＩ＋、ｍｉｘＩ−、ｍｉｘＱ＋、ｍｉｘＱ−で
あるミキシングの結果として形成される直角位相信号
は、フィルタリングのためにフィルタ５へ導かれる。フ
ィルタ５の出力部は、例えばフィルタの周波数応答によ
る影響を受ける差分直角位相信号ｏｕｔＩ＋、ｏｕｔＩ
−、ｏｕｔＱ＋、ｏｕｔＱ−を好適に出力する。フィル
タ４で中間周波数信号が形成される場合、その目的は、
フィルタ５の中でこの中間周波数信号から所望の通過帯
域外側の信号を拒絶することである。フィルタ５はこの
ように帯域フィルタとして使用され、この帯域フィルタ
の通過帯域は中間周波数に設定される。この明細書内で
以下示すように、この通過帯域の中心周波数と幅の変更
が可能である。フィルタ５からの信号出力は、信号から
デジタル・サンプルを形成するアナログ・デジタル変換
器６(ＡＤＣ)へ導かれる。さらに、フィルタされた信号
は受信信号強度インジケータ７(ＲＳＳＩ)へ導かれる。
受信信号強度インジケータ７の目的は、受信信号強度に
比例する信号を発生し、受信信号強度の変動がペイロー
ド情報の表現に与える影響を除去することである。アナ
ログ・デジタル変換器６は、フィルタされた信号と、受
信信号強度インジケータ７によって発生させた信号とを
デジタル形式に変換する別個の変換器ブロックを含むこ
とができる。あるいは、アナログ・デジタル変換器が別
個の変換器を含まない場合、スイッチあるいはその類の
もの(図示せず)を用いて、それぞれの変換用信号を導く
ようにしてもよい。アナログ・デジタル変換器のサンプ
リング時点と、サンプリング周波数との制御を行うため
に、クロック信号ＣＬＫが用いられる。デジタル・サン
プルは、受信装置(図示せず)用の基本周波数部などを含
む制御ブロック８へ導かれる。
線通信装置のような本発明の好適な実施例による電子装
置における受信装置１について以下に説明する。受信装
置１はアンテナ２を有し、このアンテナ２を介して信号
が受信され、増幅用の低ノイズ高周波増幅器３(ＬＮＡ)
へ導かれる。増幅された信号はミキサ４へ導かれる。ミ
キサ４では、この増幅信号は、局部発振器１２によって
発生された局部発振器信号と混合される。別の局部発振
器信号も位相シフトブロック１３でこの局部発振器信号
から好適に形成され、該信号は同じ周波数を有するもの
であるが、局部発振器によって発生された該信号と比較
して約９０°の位相シフトを有する。したがって、異な
る位相の２つの信号を含む中間周波数信号もしくはベー
スバンド信号のいずれかがミキサ４の出力部から出力さ
れる。このような信号は一般に直角位相信号Ｉ(同相)及
びＱ(直角位相)と呼ばれる。好適には，差分直角位相信
号ｍｉｘＩ＋、ｍｉｘＩ−、ｍｉｘＱ＋、ｍｉｘＱ−で
あるミキシングの結果として形成される直角位相信号
は、フィルタリングのためにフィルタ５へ導かれる。フ
ィルタ５の出力部は、例えばフィルタの周波数応答によ
る影響を受ける差分直角位相信号ｏｕｔＩ＋、ｏｕｔＩ
−、ｏｕｔＱ＋、ｏｕｔＱ−を好適に出力する。フィル
タ４で中間周波数信号が形成される場合、その目的は、
フィルタ５の中でこの中間周波数信号から所望の通過帯
域外側の信号を拒絶することである。フィルタ５はこの
ように帯域フィルタとして使用され、この帯域フィルタ
の通過帯域は中間周波数に設定される。この明細書内で
以下示すように、この通過帯域の中心周波数と幅の変更
が可能である。フィルタ５からの信号出力は、信号から
デジタル・サンプルを形成するアナログ・デジタル変換
器６(ＡＤＣ)へ導かれる。さらに、フィルタされた信号
は受信信号強度インジケータ７(ＲＳＳＩ)へ導かれる。
受信信号強度インジケータ７の目的は、受信信号強度に
比例する信号を発生し、受信信号強度の変動がペイロー
ド情報の表現に与える影響を除去することである。アナ
ログ・デジタル変換器６は、フィルタされた信号と、受
信信号強度インジケータ７によって発生させた信号とを
デジタル形式に変換する別個の変換器ブロックを含むこ
とができる。あるいは、アナログ・デジタル変換器が別
個の変換器を含まない場合、スイッチあるいはその類の
もの(図示せず)を用いて、それぞれの変換用信号を導く
ようにしてもよい。アナログ・デジタル変換器のサンプ
リング時点と、サンプリング周波数との制御を行うため
に、クロック信号ＣＬＫが用いられる。デジタル・サン
プルは、受信装置(図示せず)用の基本周波数部などを含
む制御ブロック８へ導かれる。
【０００９】制御ブロック８では、デジタル形式に変換
された受信信号のさらなる処理ステップが公知の方法で
講じられる。さらに、受信信号強度インジケータ７によ
って発生された信号から採られたサンプルなどがチェッ
クされ、それらのサンプルに基づいて、信号強度の可能
な変動が制御ブロック８において決定される。例えば必
要な場合にサンプルの逓倍により、デジタル化されたペ
イロード信号から、これらの信号強度の変動を除去する
ことができる。別の可能性として、信号強度データに基
づいて増幅器２の増幅を調整することができる。
された受信信号のさらなる処理ステップが公知の方法で
講じられる。さらに、受信信号強度インジケータ７によ
って発生された信号から採られたサンプルなどがチェッ
クされ、それらのサンプルに基づいて、信号強度の可能
な変動が制御ブロック８において決定される。例えば必
要な場合にサンプルの逓倍により、デジタル化されたペ
イロード信号から、これらの信号強度の変動を除去する
ことができる。別の可能性として、信号強度データに基
づいて増幅器２の増幅を調整することができる。
【００１０】図４にその１つの好適な実施例が示されて
いるフィルタ５は、好適には複素帯域フィルタである
が、本発明による同調方法は他の種類のフィルタと関連
して適用することも可能である。図４に示す本発明の好
適な実施例によるフィルタ５は、実質的に同一のフィル
タ・ブロック５ａ、５ｂを有する。信号は差分信号とし
てフィルタ・ブロック５ａ、５ｂへ好適に導かれ、フィ
ルタからの出力信号は好適には差分信号である。しか
し、本発明の適用が差分直角位相信号以外の他の信号と
関連して可能であることは言うまでもない。第１のフィ
ルタ・ブロック５ａの目的は第１の信号ｍｉｘＩ＋、ｍ
ｉｘＩ−、ｒｅｆＩ＋、ｒｅｆＩ−をフィルタすること
であり、また、同様に、第２のフィルタ・ブロック５ｂ
の目的は、第２の位相シフト信号ｍｉｘＱ＋、ｍｉｘＱ
−、ｒｅｆＱ＋、ｒｅｆＱ−をフィルタすることであ
る。したがって、第１のフィルタ・ブロック５ａの差分
出力ｏｕｔＩ＋、ｏｕｔＩ−は、帯域フィルタされたＩ
信号を出力し、同様に、第２のフィルタ・ブロック５ｂ
の差分出力ｏｕｔＱ＋、ｏｕｔＱ−は帯域フィルタされ
たＱ信号を出力する。帯域フィルタされたＩ信号とＱ信
号の周波数は負の周波数帯域内あるいは正の周波数帯域
内のいずれかに在る。
いるフィルタ５は、好適には複素帯域フィルタである
が、本発明による同調方法は他の種類のフィルタと関連
して適用することも可能である。図４に示す本発明の好
適な実施例によるフィルタ５は、実質的に同一のフィル
タ・ブロック５ａ、５ｂを有する。信号は差分信号とし
てフィルタ・ブロック５ａ、５ｂへ好適に導かれ、フィ
ルタからの出力信号は好適には差分信号である。しか
し、本発明の適用が差分直角位相信号以外の他の信号と
関連して可能であることは言うまでもない。第１のフィ
ルタ・ブロック５ａの目的は第１の信号ｍｉｘＩ＋、ｍ
ｉｘＩ−、ｒｅｆＩ＋、ｒｅｆＩ−をフィルタすること
であり、また、同様に、第２のフィルタ・ブロック５ｂ
の目的は、第２の位相シフト信号ｍｉｘＱ＋、ｍｉｘＱ
−、ｒｅｆＱ＋、ｒｅｆＱ−をフィルタすることであ
る。したがって、第１のフィルタ・ブロック５ａの差分
出力ｏｕｔＩ＋、ｏｕｔＩ−は、帯域フィルタされたＩ
信号を出力し、同様に、第２のフィルタ・ブロック５ｂ
の差分出力ｏｕｔＱ＋、ｏｕｔＱ−は帯域フィルタされ
たＱ信号を出力する。帯域フィルタされたＩ信号とＱ信
号の周波数は負の周波数帯域内あるいは正の周波数帯域
内のいずれかに在る。
【００１１】この好適な実施例では、フィルタ・ブロッ
ク５ａ、５ｂは、差分増幅器（ＯＰ１、ＯＰ２）１１
ａ、１１ｂ、抵抗器Ｒ１ａ、Ｒ１ｂ、Ｒ２ａ、Ｒ２ｂ、
Ｒ３ａ、Ｒ３ｂ；Ｒ１ｃ、Ｒ１ｄ、Ｒ２ｃ、Ｒ２ｄ、Ｒ
３ｃ、Ｒ３ｄ、及び、コンデンサＣ１ａ、Ｃ１ｂ、Ｃ１
ｃ、Ｃ１ｄを有する。抵抗器Ｒ１ａ、Ｒ１ｂ、Ｒ１ｃ、
Ｒ１ｄの抵抗はほぼ同じであると想定される。図を明瞭
にするために、参照符号Ｒ１を使用してこれらの抵抗器
を表してもよい。これに対応して、抵抗器Ｒ２ａ、Ｒ２
ｂ、Ｒ２ｃ、Ｒ２ｄの抵抗もほぼ同じであり、参照符号
Ｒ２はこれらの抵抗器を表すために参照符号Ｒ２を使用
してもよい。同様に、抵抗器Ｒ３ａ、Ｒ３ｂ、Ｒ３ｃ、
Ｒ３ｄの抵抗もほぼ同じであり、参照符号Ｒ３を使用し
てこれらの抵抗器を表してもよい。さらに、コンデンサ
Ｃ１ａ、Ｃ１ｂ、Ｃ１ｃ、Ｃ１ｄの容量はほぼ同じであ
ると想定される。図を明瞭にするために参照符号Ｃ１を
使用してこれらのコンデンサを表してもよい。帯域フィ
ルタの帯域幅は抵抗器Ｒ１とコンデンサＣ１に基づいて
決定される。同様に、抵抗器Ｒ３とコンデンサＣ１に基
づいて帯域フィルタ(共振器)の中心周波数が決定され
る。抵抗器Ｒ１、Ｒ３、及び、コンデンサＣ１によって
品質値Ｑを以下のように表現することができる。Ｒ３Ｃ
１／Ｒ１Ｃ１＝Ｒ３／Ｒ１したがって、この品質値はコ
ンデンサＣ１に無関係である。すなわち、抵抗器Ｒ１、
Ｒ３が不変であるとき、この品質値は一定である。複素
フィルタの制限周波数と増幅度とは、抵抗器Ｒ１ａ、Ｒ
１ｂ、Ｒ２ａ、Ｒ２ｂ、Ｒ３ａ、Ｒ３ｂ；Ｒ１ｃ、Ｒ１
ｄ、Ｒ２ｃ、Ｒ２ｄ、Ｒ３ｃ、Ｒ３ｄ、及び、コンデン
サＣ１ａ、Ｃ１ｂ、Ｃ１ｃ、Ｃ１ｄの値によって決定さ
れる。同様に、フィルタの中心周波数は、抵抗器Ｒ３
ａ、Ｒ３ｂ、Ｒ３ｃ、Ｒ３ｄと、コンデンサＣ１ａ、Ｃ
１ｂ、Ｃ１ｃ、Ｃ１ｄとに基づいて決定される。図４の
フィルタ５は、例えばアクティブなＲＣフィルタ技術を
用いることにより調整できるように構成され、その結果
コンデンサＣ１ａ、Ｃ１ｂ、Ｃ１ｃ、Ｃ１ｄは、変更可
能な容量を持つ調整可能なコンデンサである。別の代替
例として、フィルタ５が１組のコンデンサを備え、これ
らのコンデンサは毎回要求されるコンデンサを選択した
ものである。この代替例では、コンデンサの容量は好適
には２の累乗で重みを付けることが望ましい。すなわ
ち、例えば４つのコンデンサを使用する場合、第１のコ
ンデンサの容量は１Ｃ(Ｃは１ｐＦなど)であり、第２の
コンデンサの容量は２Ｃであり、第３のコンデンサの容
量は４Ｃであり、第４のコンデンサの容量はしたがって
８Ｃである。このようにして、すべての選択の組合せに
ついて、１Ｃのステップで０から１５Ｃまでの範囲内の
容量の調整が可能である。このようにして、ｎ個の数の
２進選択ラインで容量の選択が実現可能となる。ここ
で、ｎは選択可能なコンデンサの数である。
ク５ａ、５ｂは、差分増幅器（ＯＰ１、ＯＰ２）１１
ａ、１１ｂ、抵抗器Ｒ１ａ、Ｒ１ｂ、Ｒ２ａ、Ｒ２ｂ、
Ｒ３ａ、Ｒ３ｂ；Ｒ１ｃ、Ｒ１ｄ、Ｒ２ｃ、Ｒ２ｄ、Ｒ
３ｃ、Ｒ３ｄ、及び、コンデンサＣ１ａ、Ｃ１ｂ、Ｃ１
ｃ、Ｃ１ｄを有する。抵抗器Ｒ１ａ、Ｒ１ｂ、Ｒ１ｃ、
Ｒ１ｄの抵抗はほぼ同じであると想定される。図を明瞭
にするために、参照符号Ｒ１を使用してこれらの抵抗器
を表してもよい。これに対応して、抵抗器Ｒ２ａ、Ｒ２
ｂ、Ｒ２ｃ、Ｒ２ｄの抵抗もほぼ同じであり、参照符号
Ｒ２はこれらの抵抗器を表すために参照符号Ｒ２を使用
してもよい。同様に、抵抗器Ｒ３ａ、Ｒ３ｂ、Ｒ３ｃ、
Ｒ３ｄの抵抗もほぼ同じであり、参照符号Ｒ３を使用し
てこれらの抵抗器を表してもよい。さらに、コンデンサ
Ｃ１ａ、Ｃ１ｂ、Ｃ１ｃ、Ｃ１ｄの容量はほぼ同じであ
ると想定される。図を明瞭にするために参照符号Ｃ１を
使用してこれらのコンデンサを表してもよい。帯域フィ
ルタの帯域幅は抵抗器Ｒ１とコンデンサＣ１に基づいて
決定される。同様に、抵抗器Ｒ３とコンデンサＣ１に基
づいて帯域フィルタ(共振器)の中心周波数が決定され
る。抵抗器Ｒ１、Ｒ３、及び、コンデンサＣ１によって
品質値Ｑを以下のように表現することができる。Ｒ３Ｃ
１／Ｒ１Ｃ１＝Ｒ３／Ｒ１したがって、この品質値はコ
ンデンサＣ１に無関係である。すなわち、抵抗器Ｒ１、
Ｒ３が不変であるとき、この品質値は一定である。複素
フィルタの制限周波数と増幅度とは、抵抗器Ｒ１ａ、Ｒ
１ｂ、Ｒ２ａ、Ｒ２ｂ、Ｒ３ａ、Ｒ３ｂ；Ｒ１ｃ、Ｒ１
ｄ、Ｒ２ｃ、Ｒ２ｄ、Ｒ３ｃ、Ｒ３ｄ、及び、コンデン
サＣ１ａ、Ｃ１ｂ、Ｃ１ｃ、Ｃ１ｄの値によって決定さ
れる。同様に、フィルタの中心周波数は、抵抗器Ｒ３
ａ、Ｒ３ｂ、Ｒ３ｃ、Ｒ３ｄと、コンデンサＣ１ａ、Ｃ
１ｂ、Ｃ１ｃ、Ｃ１ｄとに基づいて決定される。図４の
フィルタ５は、例えばアクティブなＲＣフィルタ技術を
用いることにより調整できるように構成され、その結果
コンデンサＣ１ａ、Ｃ１ｂ、Ｃ１ｃ、Ｃ１ｄは、変更可
能な容量を持つ調整可能なコンデンサである。別の代替
例として、フィルタ５が１組のコンデンサを備え、これ
らのコンデンサは毎回要求されるコンデンサを選択した
ものである。この代替例では、コンデンサの容量は好適
には２の累乗で重みを付けることが望ましい。すなわ
ち、例えば４つのコンデンサを使用する場合、第１のコ
ンデンサの容量は１Ｃ(Ｃは１ｐＦなど)であり、第２の
コンデンサの容量は２Ｃであり、第３のコンデンサの容
量は４Ｃであり、第４のコンデンサの容量はしたがって
８Ｃである。このようにして、すべての選択の組合せに
ついて、１Ｃのステップで０から１５Ｃまでの範囲内の
容量の調整が可能である。このようにして、ｎ個の数の
２進選択ラインで容量の選択が実現可能となる。ここ
で、ｎは選択可能なコンデンサの数である。
【００１２】直角位相信号の相互の歪みを避けるため
に、フィルタ・ブロック５ａ、５ｂの双方は、これらの
フィルタ・ブロックの電気的操作上可能な限り同一とす
ることが望ましい。したがって、異なるフィルタ・ブロ
ック５ａ、５ｂ内の相互に対応する部品、特に抵抗器及
びコンデンサは、可能な限り同一であることが望まし
い。集積回路では、回路の幾何学的設計時にこの項目を
考慮に入れることが可能である。したがって、例えば、
抵抗器Ｒ１ａ、Ｒ１ｂ、Ｒ１ｃ、Ｒ１ｄの抵抗はほぼ同
じである。同様に、抵抗器Ｒ２ａ、Ｒ２ｂ、Ｒ２ｃ、Ｒ
２ｄの抵抗もまたほぼ同じであり、抵抗器Ｒ３ａ、Ｒ３
ｂ、Ｒ３ｃ、Ｒ３ｄの抵抗もほぼ同じである。さらに、
コンデンサＣ１ａ、Ｃ１ｂ、Ｃ１ｃ、Ｃ１ｄの容量もほ
ぼ同じである。
に、フィルタ・ブロック５ａ、５ｂの双方は、これらの
フィルタ・ブロックの電気的操作上可能な限り同一とす
ることが望ましい。したがって、異なるフィルタ・ブロ
ック５ａ、５ｂ内の相互に対応する部品、特に抵抗器及
びコンデンサは、可能な限り同一であることが望まし
い。集積回路では、回路の幾何学的設計時にこの項目を
考慮に入れることが可能である。したがって、例えば、
抵抗器Ｒ１ａ、Ｒ１ｂ、Ｒ１ｃ、Ｒ１ｄの抵抗はほぼ同
じである。同様に、抵抗器Ｒ２ａ、Ｒ２ｂ、Ｒ２ｃ、Ｒ
２ｄの抵抗もまたほぼ同じであり、抵抗器Ｒ３ａ、Ｒ３
ｂ、Ｒ３ｃ、Ｒ３ｄの抵抗もほぼ同じである。さらに、
コンデンサＣ１ａ、Ｃ１ｂ、Ｃ１ｃ、Ｃ１ｄの容量もほ
ぼ同じである。
【００１３】以下に、図４の複素フィルタ５を利用した
図３に従う受信装置１において本発明の有利な実施例に
よる方法に関して説明する。複素フィルタの調整段階で
選択信号が選択ライン１４を介して制御ブロック８から
複素フィルタへ導かれる。この選択信号を利用してクロ
ック信号がディバイダ回路９へ導かれる位置にスイッチ
１０をセットする。ディバイダ回路９では、２つの差動
基準信号ｒｅｆＩ＋、ｒｅｆＩ−；ｒｅｆＱ＋、ｒｅｆ
Ｑ−は同じ周波数を有するが、異なる位相がクロック信
号から形成される。これらの差動基準信号ｒｅｆＩ＋、
ｒｅｆＩ−；ｒｅｆＱ＋、ｒｅｆＱ−は好適には約９０
°の位相差を持つ。さらに、切替えブロック１５はフィ
ルタの入力ラインと接続して好適に構成され、ミキサ４
によって形成された信号ｍｉｘＩ＋、ｍｉｘＩ−、ｍｉ
ｘＱ＋、ｍｉｘＱ−、または、ディバイダ回路９によっ
て形成された基準信号ｒｅｆＩ＋、ｒｅｆＩ−、ｒｅｆ
Ｑ＋、ｒｅｆＱ−のいずれかをフィルタ５へ導かれる信
号として選択される。切替えブロック内でのスイッチの
位置は、選択ライン１４の前記信号によって好適に制御
される。
図３に従う受信装置１において本発明の有利な実施例に
よる方法に関して説明する。複素フィルタの調整段階で
選択信号が選択ライン１４を介して制御ブロック８から
複素フィルタへ導かれる。この選択信号を利用してクロ
ック信号がディバイダ回路９へ導かれる位置にスイッチ
１０をセットする。ディバイダ回路９では、２つの差動
基準信号ｒｅｆＩ＋、ｒｅｆＩ−；ｒｅｆＱ＋、ｒｅｆ
Ｑ−は同じ周波数を有するが、異なる位相がクロック信
号から形成される。これらの差動基準信号ｒｅｆＩ＋、
ｒｅｆＩ−；ｒｅｆＱ＋、ｒｅｆＱ−は好適には約９０
°の位相差を持つ。さらに、切替えブロック１５はフィ
ルタの入力ラインと接続して好適に構成され、ミキサ４
によって形成された信号ｍｉｘＩ＋、ｍｉｘＩ−、ｍｉ
ｘＱ＋、ｍｉｘＱ−、または、ディバイダ回路９によっ
て形成された基準信号ｒｅｆＩ＋、ｒｅｆＩ−、ｒｅｆ
Ｑ＋、ｒｅｆＱ−のいずれかをフィルタ５へ導かれる信
号として選択される。切替えブロック内でのスイッチの
位置は、選択ライン１４の前記信号によって好適に制御
される。
【００１４】複素フィルタの同調が実行された段階で、
ディバイダ回路９内で形成され、異なる位相を有する基
準信号ｒｅｆＩ＋、ｒｅｆＩ−、ｒｅｆＱ＋、ｒｅｆＱ
−が複素フィルタ５へ導かれる。ディバイダ９内で形成
される第１の基準信号ｒｅｆＩ＋、ｒｅｆＩ−は、複素
フィルタ５の第１の差動入力部ｉｎＩ＋、ｉｎＩ−へ導
かれる。これに対応して、ディバイダ９内に形成された
第２の基準信号ｒｅｆＱ＋、ｒｅｆＱ−は複素フィルタ
５の第２の差動入力部ｉｎＱ＋、ｉｎＱ−へ導かれる。
したがって、ミキサ４から来る信号は、同調中フィルタ
・ブロック５ａ、５ｂへは導かれない。
ディバイダ回路９内で形成され、異なる位相を有する基
準信号ｒｅｆＩ＋、ｒｅｆＩ−、ｒｅｆＱ＋、ｒｅｆＱ
−が複素フィルタ５へ導かれる。ディバイダ９内で形成
される第１の基準信号ｒｅｆＩ＋、ｒｅｆＩ−は、複素
フィルタ５の第１の差動入力部ｉｎＩ＋、ｉｎＩ−へ導
かれる。これに対応して、ディバイダ９内に形成された
第２の基準信号ｒｅｆＱ＋、ｒｅｆＱ−は複素フィルタ
５の第２の差動入力部ｉｎＱ＋、ｉｎＱ−へ導かれる。
したがって、ミキサ４から来る信号は、同調中フィルタ
・ブロック５ａ、５ｂへは導かれない。
【００１５】コンデンサＣ１ａ、Ｃ１ｂ、Ｃ１ｃ、Ｃ１
ｄの容量の調整により、クロック信号の周波数をほぼ一
定に保つことによってこの同調が実行されることが想定
される。ディバイダ９から出力されるクロック信号は複
素フィルタ５の中でフィルタされる。フィルタの同調
中、複素フィルタ５の出力信号強度がチェックされる。
この出力信号は、第１の差動出力信号ｏｕｔＩ＋、ｏｕ
ｔＩ−であるか、第２の差動出力信号ｏｕｔＱ＋、ｏｕ
ｔＱ−であるか、あるいはその双方である。この出力信
号は、アナログ・デジタル変換器６へ直接導かれ、出力
信号から得られるデジタル・サンプルから直接信号強度
が決定できるか、あるいは出力信号が受信信号強度イン
ジケータ７へまず導かれ、この受信信号強度インジケー
タ７は、アナログ・デジタル変換器６内でデジタル形式
に変換される信号を発生する。この後者の場合、受信信
号強度インジケータ７によって形成される信号から得ら
れたデジタル・サンプルから信号強度を決定することが
できる。デジタル化された信号は制御ブロック８内でチ
ェックされる。この目的は１以上の複素共振器を見つけ
ることである。これを行うために、制御ブロック８によ
って同調ライン１６の同調信号の値が変更される。この
同調信号の値の変更により、コンデンサＣ１ａ、Ｃ１
ｂ、Ｃ１ｃ、Ｃ１ｄの容量が変更される。この容量の変
化はフィルタ５のフィルタ・ブロック５ａ、５ｂの時定
数内の変化を生み、複素共振器の位置も変更される。こ
の後、制御ブロック８によって同調に使用する信号値が
前回の測定結果と比較される。この比較により信号強度
の上昇が示された場合、同調信号の変化によって複素共
振器の位置の変化が正しい方向へ生じたことが想定され
る。図２はこの同調を例示する図である。ポイントωr
における基準信号の周波数が破線によって例示され、参
照符号ｐｃで示される線によって複素共振器が例示され
ている。容量値の変化によって、複素共振器の位置が周
波数軸ｊωの方へ変えられる。図２に例示されているよ
うに、基準信号の周波数の方への変化によって複素フィ
ルタからの出力信号強度が上昇する。これに対応して、
同調信号の変化に起因して基準信号周波数からずっと離
れた位置に複素共振器の移動が生じた場合、複素フィル
タからの出力信号強度は低下する。この場合、制御ブロ
ック８によって同調信号値は、他の方向へ変えられ、複
素共振器は同調信号の前回の変化による方向とは異なる
方向へ移動する。同調信号のこの変化は、最大信号強度
が得られている間ずっと繰り返される。この最大値は正
しい同調を示す、すなわち複素共振器はほぼ基準信号の
周波数に設定される。このようにして、基準信号の周波
数が適切に選択された場合、所望の位置における複素共
振器の設定が可能となる。その一方で、たとえ同調用と
して使用される基準信号の周波数が複素共振器用の所望
の位置に対応しなかったとしても、基準信号によって得
られたデータは複素共振器の正確な同調を行うために利
用することができる。このことは、同調信号の特定の値
で複素共振器の位置が判っている場合、例えば計算によ
って行うことができる。
ｄの容量の調整により、クロック信号の周波数をほぼ一
定に保つことによってこの同調が実行されることが想定
される。ディバイダ９から出力されるクロック信号は複
素フィルタ５の中でフィルタされる。フィルタの同調
中、複素フィルタ５の出力信号強度がチェックされる。
この出力信号は、第１の差動出力信号ｏｕｔＩ＋、ｏｕ
ｔＩ−であるか、第２の差動出力信号ｏｕｔＱ＋、ｏｕ
ｔＱ−であるか、あるいはその双方である。この出力信
号は、アナログ・デジタル変換器６へ直接導かれ、出力
信号から得られるデジタル・サンプルから直接信号強度
が決定できるか、あるいは出力信号が受信信号強度イン
ジケータ７へまず導かれ、この受信信号強度インジケー
タ７は、アナログ・デジタル変換器６内でデジタル形式
に変換される信号を発生する。この後者の場合、受信信
号強度インジケータ７によって形成される信号から得ら
れたデジタル・サンプルから信号強度を決定することが
できる。デジタル化された信号は制御ブロック８内でチ
ェックされる。この目的は１以上の複素共振器を見つけ
ることである。これを行うために、制御ブロック８によ
って同調ライン１６の同調信号の値が変更される。この
同調信号の値の変更により、コンデンサＣ１ａ、Ｃ１
ｂ、Ｃ１ｃ、Ｃ１ｄの容量が変更される。この容量の変
化はフィルタ５のフィルタ・ブロック５ａ、５ｂの時定
数内の変化を生み、複素共振器の位置も変更される。こ
の後、制御ブロック８によって同調に使用する信号値が
前回の測定結果と比較される。この比較により信号強度
の上昇が示された場合、同調信号の変化によって複素共
振器の位置の変化が正しい方向へ生じたことが想定され
る。図２はこの同調を例示する図である。ポイントωr
における基準信号の周波数が破線によって例示され、参
照符号ｐｃで示される線によって複素共振器が例示され
ている。容量値の変化によって、複素共振器の位置が周
波数軸ｊωの方へ変えられる。図２に例示されているよ
うに、基準信号の周波数の方への変化によって複素フィ
ルタからの出力信号強度が上昇する。これに対応して、
同調信号の変化に起因して基準信号周波数からずっと離
れた位置に複素共振器の移動が生じた場合、複素フィル
タからの出力信号強度は低下する。この場合、制御ブロ
ック８によって同調信号値は、他の方向へ変えられ、複
素共振器は同調信号の前回の変化による方向とは異なる
方向へ移動する。同調信号のこの変化は、最大信号強度
が得られている間ずっと繰り返される。この最大値は正
しい同調を示す、すなわち複素共振器はほぼ基準信号の
周波数に設定される。このようにして、基準信号の周波
数が適切に選択された場合、所望の位置における複素共
振器の設定が可能となる。その一方で、たとえ同調用と
して使用される基準信号の周波数が複素共振器用の所望
の位置に対応しなかったとしても、基準信号によって得
られたデータは複素共振器の正確な同調を行うために利
用することができる。このことは、同調信号の特定の値
で複素共振器の位置が判っている場合、例えば計算によ
って行うことができる。
【００１６】使用コンデンサＣ１ａ、Ｃ１ｂ、Ｃ１ｃ、
Ｃ１ｄは、好適には、電圧によって調整可能なコンデン
サ(バラクタ)であることが望ましい。その場合、使用す
る同調信号は電圧信号である。この電圧信号はデジタル
・アナログ変換器(図示せず)などによって公知の方法で
形成することができる。
Ｃ１ｄは、好適には、電圧によって調整可能なコンデン
サ(バラクタ)であることが望ましい。その場合、使用す
る同調信号は電圧信号である。この電圧信号はデジタル
・アナログ変換器(図示せず)などによって公知の方法で
形成することができる。
【００１７】同調を行う別の代替例として、基準信号の
クロック信号の周波数を変更して、コンデンサＣ１の容
量を一定に保持するものがある。このようにして、どの
クロック周波数で信号強度がその最大値を持つようにな
るかの決定を信号強度に基づいて行うことが可能とな
る。この情報に基づいて、複素共振器の位置を見つけ出
し、ターゲット位置からの複素共振器の位置のずれを決
定することにより、また、このずれの補正に必要な同調
信号値を、好適には使用コンデンサＣ１ａ、Ｃ１ｂ、Ｃ
１ｃ、Ｃ１ｄが電圧によって調整可能なコンデンサであ
る場合に同調ライン１６の電圧変化を、計算することに
より、複素フィルタの同調が可能となる。これに対応し
て、使用コンデンサＣ１ａ、Ｃ１ｂ、Ｃ１ｃ、Ｃ１ｄ
が、一定容量とＭＯＳスイッチ(図示せず)等の選択スイ
ッチとを持つコンデンサである場合、ｎビットを持つ２
進数等の所望の容量値を生成する制御データが同調ライ
ンに設定される。
クロック信号の周波数を変更して、コンデンサＣ１の容
量を一定に保持するものがある。このようにして、どの
クロック周波数で信号強度がその最大値を持つようにな
るかの決定を信号強度に基づいて行うことが可能とな
る。この情報に基づいて、複素共振器の位置を見つけ出
し、ターゲット位置からの複素共振器の位置のずれを決
定することにより、また、このずれの補正に必要な同調
信号値を、好適には使用コンデンサＣ１ａ、Ｃ１ｂ、Ｃ
１ｃ、Ｃ１ｄが電圧によって調整可能なコンデンサであ
る場合に同調ライン１６の電圧変化を、計算することに
より、複素フィルタの同調が可能となる。これに対応し
て、使用コンデンサＣ１ａ、Ｃ１ｂ、Ｃ１ｃ、Ｃ１ｄ
が、一定容量とＭＯＳスイッチ(図示せず)等の選択スイ
ッチとを持つコンデンサである場合、ｎビットを持つ２
進数等の所望の容量値を生成する制御データが同調ライ
ンに設定される。
【００１８】上述の２つの異なる同調方法の組み合わせ
も可能であることは言うまでもない。その場合、基準信
号の周波数と同調信号値の双方が変更される。
も可能であることは言うまでもない。その場合、基準信
号の周波数と同調信号値の双方が変更される。
【００１９】以上の説明では、単一の複素共振器から成
る１つの複素フィルタの同調についてしか記載されてい
ないが、２つ以上の複素共振器を備える複素フィルタ５
の同調に本発明を適用することも可能である。このよう
な場合、同調の目的は、異なる周波数で複素共振器の同
調を行う場合の、信号強度に対するいくつかの最大値を
見つけることである。その一方で、複素共振器はほぼ同
じ周波数で同調させることも可能であり、その場合、そ
の目的は、これらの共振器の通過帯域の位置を示す１つ
の最大値を見つけることである。本発明による同調方法
を利用して、このような複素フィルタ５の容量を著しく
改善することが可能となる。複素共振器の品質値が高け
れば高いほど、１つの共振器の品質値は高くなり、さら
に多くの共振器が次々に生じてくる。これは、いくつか
の複素共振器の品質値の方が単一の複素共振器の品質値
より高い(良い)ものであることを意味する。いくつかの
複素共振器を備えた複素フィルタ５では、このような複
素フィルタ５の出力信号強度の変動が、単一の複素共振
器しか備えていない複素フィルタ内における出力信号強
度の変動より大きいので、同調の実行は複数の複素共振
器を備えた複素フィルタの方が、単一の複素共振器を備
えたものより容易である。
る１つの複素フィルタの同調についてしか記載されてい
ないが、２つ以上の複素共振器を備える複素フィルタ５
の同調に本発明を適用することも可能である。このよう
な場合、同調の目的は、異なる周波数で複素共振器の同
調を行う場合の、信号強度に対するいくつかの最大値を
見つけることである。その一方で、複素共振器はほぼ同
じ周波数で同調させることも可能であり、その場合、そ
の目的は、これらの共振器の通過帯域の位置を示す１つ
の最大値を見つけることである。本発明による同調方法
を利用して、このような複素フィルタ５の容量を著しく
改善することが可能となる。複素共振器の品質値が高け
れば高いほど、１つの共振器の品質値は高くなり、さら
に多くの共振器が次々に生じてくる。これは、いくつか
の複素共振器の品質値の方が単一の複素共振器の品質値
より高い(良い)ものであることを意味する。いくつかの
複素共振器を備えた複素フィルタ５では、このような複
素フィルタ５の出力信号強度の変動が、単一の複素共振
器しか備えていない複素フィルタ内における出力信号強
度の変動より大きいので、同調の実行は複数の複素共振
器を備えた複素フィルタの方が、単一の複素共振器を備
えたものより容易である。
【００２０】同調信号値を第１の限界値(例えば最小値)
にまず設定することにより同調を実行することも可能で
ある。この後、同調信号値が増加され、複素フィルタの
出力信号強度が測定される。同調信号が第２の限界値
(例えば最大値)に達するまで、これらの操作が反復され
る。同調中、制御ブロック８は同調信号の様々な値で出
力信号強度をチェックし、出力信号値における最大ポイ
ントを持つような同調信号値をメモリ１７に格納する。
この方法により、複素フィルタ５内におけるいくつかの
複素共振器の通過帯域を見つけることが可能である。そ
の一方で、いくつかの複素共振器の通過帯域をサーチす
るために２つ以上の同調ラインの使用が可能であり、そ
の場合、上述した方法の適用により各同調ラインで少な
くとも１つの複素共振器の同調が可能である。
にまず設定することにより同調を実行することも可能で
ある。この後、同調信号値が増加され、複素フィルタの
出力信号強度が測定される。同調信号が第２の限界値
(例えば最大値)に達するまで、これらの操作が反復され
る。同調中、制御ブロック８は同調信号の様々な値で出
力信号強度をチェックし、出力信号値における最大ポイ
ントを持つような同調信号値をメモリ１７に格納する。
この方法により、複素フィルタ５内におけるいくつかの
複素共振器の通過帯域を見つけることが可能である。そ
の一方で、いくつかの複素共振器の通過帯域をサーチす
るために２つ以上の同調ラインの使用が可能であり、そ
の場合、上述した方法の適用により各同調ラインで少な
くとも１つの複素共振器の同調が可能である。
【００２１】フィルタの同調後、制御ブロックによっ
て、所望のポイントで複素フィルタの通過帯域を設定す
る１つの値が同調ライン１６に設定される。これに対応
して、いくつかの同調ラインを使用する場合、それぞれ
の複素共振器の通過帯域の同調が可能な１つの値が各同
調ラインに対して設定される。さらに、制御ブロック８
は、選択スイッチ１０がディバイダ回路９へクロック信
号を通過させない状態に選択ライン１４を設定する。ま
た、切替えブロック１５は、ミキサ４によって形成され
た信号ｍｉｘＩ＋、ｍｉｘＩ−、ｍｉｘＱ＋、ｍｉｘＱ
−が複素フィルタへ導かれる状態に設定され、その後、
ペイロード信号の受信を行うため再び受信装置の使用が
可能となる。
て、所望のポイントで複素フィルタの通過帯域を設定す
る１つの値が同調ライン１６に設定される。これに対応
して、いくつかの同調ラインを使用する場合、それぞれ
の複素共振器の通過帯域の同調が可能な１つの値が各同
調ラインに対して設定される。さらに、制御ブロック８
は、選択スイッチ１０がディバイダ回路９へクロック信
号を通過させない状態に選択ライン１４を設定する。ま
た、切替えブロック１５は、ミキサ４によって形成され
た信号ｍｉｘＩ＋、ｍｉｘＩ−、ｍｉｘＱ＋、ｍｉｘＱ
−が複素フィルタへ導かれる状態に設定され、その後、
ペイロード信号の受信を行うため再び受信装置の使用が
可能となる。
【００２２】本発明による同調は必要な場合反復が可能
である。装置のスイッチがオンになったときなどにこの
同調を実行することができる。同調は所定の間隔で行う
ことも可能である。受信装置の使用中にも同調が可能な
ため、受信装置の動作の信頼性が従来のものよりも高く
することができる。さらに、本発明による同調方法を利
用することにより、製造上の許容範囲に起因する様々な
相違、及び、温度変動による変化の補償を行うことがで
きる。
である。装置のスイッチがオンになったときなどにこの
同調を実行することができる。同調は所定の間隔で行う
ことも可能である。受信装置の使用中にも同調が可能な
ため、受信装置の動作の信頼性が従来のものよりも高く
することができる。さらに、本発明による同調方法を利
用することにより、製造上の許容範囲に起因する様々な
相違、及び、温度変動による変化の補償を行うことがで
きる。
【００２３】本発明による複素フィルタは様々な電子装
置で適用可能である。本発明による上述した受信装置の
利用は、複素フィルタの使用の非制限的例にすぎない。
本発明は、無線通信装置、いわゆるブルートゥース(Ｂ
ｌｕｅｔｏｏｔｈ)無線通信手段などを含む短距離用無
線通信手段、および無線ローカルエリア・ネットワーク
(ＷＬＡＮ)などでの利用が可能である。低い中間周波数
を用いる受信装置において本発明を有利に利用すること
ができる。この場合、信号はミキサ４内で中間周波数信
号に変換される。
置で適用可能である。本発明による上述した受信装置の
利用は、複素フィルタの使用の非制限的例にすぎない。
本発明は、無線通信装置、いわゆるブルートゥース(Ｂ
ｌｕｅｔｏｏｔｈ)無線通信手段などを含む短距離用無
線通信手段、および無線ローカルエリア・ネットワーク
(ＷＬＡＮ)などでの利用が可能である。低い中間周波数
を用いる受信装置において本発明を有利に利用すること
ができる。この場合、信号はミキサ４内で中間周波数信
号に変換される。
【００２４】本発明が上述した実施例のみに限定される
ものではなく、添付の請求項の範囲内で改変が可能であ
ることは言うまでもない。
ものではなく、添付の請求項の範囲内で改変が可能であ
ることは言うまでもない。
【図１】(ａ)は実低域通過フィルタの周波数応答を例示
する図であり、(ｂ)は複素帯域フィルタの周波数応答を
例示する図である。
する図であり、(ｂ)は複素帯域フィルタの周波数応答を
例示する図である。
【図２】周波数／振幅の座標系で複素帯域フィルタの通
過帯域をサーチするための本発明の好適な実施例による
方法を示す図である。
過帯域をサーチするための本発明の好適な実施例による
方法を示す図である。
【図３】本発明の好適な実施例による電子装置内の受信
装置の簡略化したブロック図である。
装置の簡略化したブロック図である。
【図４】本発明の好適な実施例による複素帯域フィルタ
の回路図である。
の回路図である。
ｐｃ…通過帯域 Ｈ(ｊω)…振幅軸 ｊω…周波数軸 １…受信装置 ２…アンテナ ３…低ノイズ高周波増幅器(ＬＮＡ) ４…ミキサ(ＭＩＸ) ５…フィルタ(ＦＩＬＴＥＲ) ５ａ、５ｂ…フィルタブロック ６…アナログ・デジタル変換器(ＡＤＣ) ７…受信信号強度インジケータ(ＲＳＳＩ) ８…制御ブロック(ＣＯＮＴＲＯＬ) ９…ディバイダ回路(ＤＩＶ) １０…スイッチ １１ａ、１１ｂ…差動増幅器 １２…局部発振器(ＣＬＫ) １３…位相シフトブロック １４…選択ライン １５…切替えブロック １６…同調ライン １７…メモリ(ＭＥＭＯＲＹ)
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J098 AA11 AA15 AB02 AC02 AC18 AD05 AD14 AD25 CA05 CB01 CB03 CB05 5K020 DD11 DD21 EE04 FF00 GG00 HH01 HH13 MM11 MM12
Claims (20)
- 【請求項１】 少なくとも１つの通過帯域(ｐｃ)の位置
の変更が可能であり少なくとも１つの可変時定数を有す
るフィルタ(５)の同調方法において、 同調時に、少なくとも１つの基準信号を前記フィルタ
(５)に入力し、 前記少なくとも１つの基準信号の周波数を変更するステ
ップと前記フィルタ(５)の少なくとも１つの時定数を変
更するステップとのうちの少なくとも一方のステップを
実行し、 上記ステップにおいて、 前記フィルタ(５)の出力信号強度を測定するステップ
と、 前記フィルタ(５)の出力信号強度の測定に基づいて前記
フィルタの通過帯域(ｐｃ)の位置を決定するステップ
と、 を備えたことを特徴とするフィルタの同調方法。 - 【請求項２】 前記出力信号強度の少なくとも１つの最
大ポイントを測定に基づいてサーチすることを特徴とす
る請求項１に記載の方法。 - 【請求項３】 前記出力強度の少なくとも１つの最大ポ
イントが発見されるまで、前記基準信号の周波数が変更
され、その場合前記最大ポイントにおける前記基準信号
の周波数が、前記フィルタの通過帯域(ｐｃ)の位置を示
すことを特徴とする請求項２に記載の方法。 - 【請求項４】 前記出力強度の少なくとも１つの最大ポ
イントが発見されるまで、前記フィルタ(５)の少なくと
も１つの時定数が変更され、その場合前記最大ポイント
における前記基準信号の周波数と前記時定数とが、前記
フィルタの通過帯域(ｐｃ)の位置を示すことを特徴とす
る請求項２に記載の方法。 - 【請求項５】 前記フィルタ(５)の同調が自動的に行わ
れることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一つに
記載の方法。 - 【請求項６】 前記フィルタ(５)の前記同調が間隔をお
いて行われることを特徴とする請求項５に記載の方法。 - 【請求項７】 使用される前記フィルタ(５)が複素フィ
ルタであることを特徴とする請求項１乃至６のいずれか
一つに記載の方法。 - 【請求項８】 少なくとも１つの通過帯域(ｐｃ)の位置
の変更を可能とする少なくとも１つの可変時定数を備え
るフィルタ(５)において、 前記フィルタ(５)に少なくとも１つの基準信号を入力す
る手段(１４、１５)と、 前記フィルタ(５)の出力信号強度を測定する手段(ｏｕ
ｔＩ＋、ｏｕｔＩ−、ｏｕｔＱ＋、ｏｕｔＱ−)と、を
備え、 その場合前記フィルタの通過帯域(ｐｃ)の位置が、前記
フィルタ(５)の出力信号強度の測定に基づいて決定され
る位置に設けられることを特徴とするフィルタ。 - 【請求項９】 少なくとも１つの複素フィルタを備える
ことを特徴とする請求項８に記載のフィルタ。 - 【請求項１０】 少なくとも１つの通過帯域(ｐｃ)の位
置の変更を可能とする少なくとも１つの可変時定数を備
える少なくとも１つのフィルタ(５)を具備する電子装置
において、 前記フィルタ(５)に少なくとも１つの基準信号を入力す
る手段(１４、１５)と、 前記基準信号と前記少なくとも１つの時定数との間の周
波数比を変更する手段と、 前記基準信号と前記少なくとも１つの時定数との間の様
々な周波数比で前記フィルタ(５)の出力信号強度を測定
する手段(ｏｕｔＩ＋、ｏｕｔＩ−、ｏｕｔＱ＋、ｏｕ
ｔＱ−)と、を備え、 その場合前記フィルタ(５)の通過帯域の位置が、前記フ
ィルタ(５)の出力信号強度、および前記基準信号と前記
少なくとも１つの時定数との間の前記周波数比の測定に
基づいて決定される位置に設けられることを特徴とする
電子装置。 - 【請求項１１】 前記測定に基づいて少なくとも１つの
出力信号の最大ポイントをサーチする手段(８、１６)を
備えることを特徴とする請求項１０に記載の電子装置。 - 【請求項１２】 少なくとも１つの出力信号の最大ポイ
ントをサーチするための前記基準信号の周波数を変更す
る手段(８、９)を備え、その場合前記最大ポイントにお
ける前記基準信号の周波数が前記フィルタの通過帯域
(ｐｃ)の位置を示すことを特徴とする請求項１１に記載
の電子装置。 - 【請求項１３】 少なくとも１つの出力信号の最大ポイ
ントをサーチするとともに前記少なくとも１つのフィル
タ(５)の時定数を変更する手段(８、１６)を備え、その
場合前記最大ポイントにおける前記基準信号の周波数と
前記時定数とが、前記フィルタの通過帯域(ｐｃ)の位置
を示すことを特徴とする請求項１１に記載の電子装置。 - 【請求項１４】 前記少なくとも１つのフィルタ(５)の
時定数を変更する前記手段(８、１６)が、調整可能なコ
ンデンサを備えることを特徴とする請求項１３に記載の
電子装置。 - 【請求項１５】 前記少なくとも１つのフィルタ(５)の
時定数を変更する前記手段(８、１６)が、少なくとも１
つのコンデンサと、前記少なくとも１つのコンデンサを
切断可能に前記フィルタ(５)の前記時定数を可変する手
段に接続する選択手段と、を備えることを特徴とする請
求項１３または１４に記載の電子装置。 - 【請求項１６】 前記フィルタ(５)を自動的に同調する
手段(８)を備えることを特徴とする請求項１０乃至１５
のいずれか一つに記載の電子装置。 - 【請求項１７】 自動的に前記フィルタ(５)を同調する
前記手段が、前記フィルタ(５)を間隔をおいて同調する
手段(２、８)を備えることを特徴とする請求項１６に記
載の電子装置。 - 【請求項１８】 少なくとも１つの複素フィルタを備え
ることを特徴とする請求項１０乃至１７のいずれか一つ
に記載の電子装置。 - 【請求項１９】 少なくとも１つの通過帯域(ｐｃ)の位
置の変更を可能とする少なくとも１つの可変時定数を備
える少なくとも１つのフィルタ(５)を具備する無線通信
装置において、 前記フィルタ(５)内で少なくとも１つの基準信号を入力
する手段(１４、１５)と、 前記基準信号と前記少なくとも１つの時定数との間の周
波数比を変更する手段と、 前記基準信号と前記少なくとも１つの時定数との間の様
々な周波数比で前記フィルタ(５)の出力信号強度を測定
する手段(ｏｕｔＩ＋、ｏｕｔＩ−、ｏｕｔＱ＋、ｏｕ
ｔＱ−)と、を備え、 その場合前記フィルタ(５)の通過帯域の位置が、前記フ
ィルタ(５)の出力信号強度、および前記基準信号と前記
少なくとも１つの時定数との間の前記周波数比の測定に
基づいて決定される位置に設けられることを特徴とする
無線通信装置。 - 【請求項２０】 少なくとも１つの複素フィルタを備え
ることを特徴とする請求項１９に記載の無線通信装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FI20002652 | 2000-12-04 | ||
| FI20002652A FI109624B (fi) | 2000-12-04 | 2000-12-04 | Menetelmä suodattimen virittämiseksi |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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| JP (1) | JP2002217682A (ja) |
| FI (1) | FI109624B (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008177897A (ja) * | 2007-01-19 | 2008-07-31 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 利得制御フィルタ装置、利得制御複素フィルタ装置および受信装置 |
| WO2008126360A1 (ja) * | 2007-03-29 | 2008-10-23 | Panasonic Corporation | 受信装置とこれを用いた電子機器 |
| JP2011061502A (ja) * | 2009-09-10 | 2011-03-24 | Icom Inc | 受信機およびチューニング方法 |
Families Citing this family (23)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7031690B2 (en) * | 2002-03-29 | 2006-04-18 | Agere Systems Inc. | Polyphase filter with low-pass response |
| US6915114B2 (en) * | 2002-05-07 | 2005-07-05 | Broadcom, Corp. | Direct tuning of embedded integrated circuit components |
| US6996399B2 (en) * | 2003-01-13 | 2006-02-07 | Micrel, Inc. | Wireless device and method using frequency hopping and sweep modes |
| US7486338B1 (en) * | 2003-04-28 | 2009-02-03 | Wyszynski Adam S | Fully integrated terrestrial TV tuner architecture |
| US7039385B1 (en) * | 2003-06-02 | 2006-05-02 | Rockwell Collins, Inc. | Method and apparatus for automatic center frequency tuning of tunable bandpass filters |
| US7376400B2 (en) * | 2003-09-25 | 2008-05-20 | Texas Instruments Incorporated | System and method for digital radio receiver |
| JP4294455B2 (ja) * | 2003-12-03 | 2009-07-15 | パイオニア株式会社 | 受信機 |
| US7398065B1 (en) * | 2004-08-31 | 2008-07-08 | Rockwell Collins, Inc. | Programmable sampling band pass filter |
| US20090197553A1 (en) * | 2005-12-01 | 2009-08-06 | Thomson Licensing | Method and Apparatus for Determining Frequency Offset in a Receiver |
| US7720141B2 (en) * | 2006-09-05 | 2010-05-18 | Advanced Micro Devices, Inc. | Decision feedback restore of DC signals in a receiver |
| KR20080060042A (ko) * | 2006-12-26 | 2008-07-01 | 삼성전자주식회사 | 영상재생장치 및 그 화질개선방법 |
| US8116706B1 (en) * | 2007-01-05 | 2012-02-14 | Marvell International Ltd. | Method and apparatus for calibrating a bandpass filter |
| US8145170B2 (en) * | 2008-11-25 | 2012-03-27 | Silicon Laboratories Inc. | Low-cost receiver using tracking bandpass filter and lowpass filter |
| US8145172B2 (en) * | 2008-11-25 | 2012-03-27 | Silicon Laboratories Inc. | Low-cost receiver using tracking filter |
| US8494470B2 (en) | 2008-11-25 | 2013-07-23 | Silicon Laboratories Inc. | Integrated receivers and integrated circuit having integrated inductors |
| ES2332497B2 (es) * | 2009-05-25 | 2010-05-25 | Universidad Politecnica De Madrid | Sistema y metodo adaptativo monobit de correcion de desbalances de fase y amplitud en demoduladores iq. |
| FR2954632B1 (fr) * | 2009-12-23 | 2012-05-04 | Thales Sa | Dispositif de detection de signaux impulsionnels comprenant une fonction de detection d'emmelement d'impulsions. |
| US20120042193A1 (en) * | 2010-08-13 | 2012-02-16 | Apple Inc. | Clock frequency selection scheme |
| US8725103B2 (en) | 2012-01-03 | 2014-05-13 | Silicon Laboratories Inc. | Receiver including a tracking filter |
| US8983417B2 (en) | 2012-01-03 | 2015-03-17 | Silicon Laboratories Inc. | Low-cost receiver using integrated inductors |
| CN104753496A (zh) * | 2015-04-09 | 2015-07-01 | 西安电子科技大学 | 一种频带自调谐三级复数带通滤波器 |
| JP2019106575A (ja) * | 2017-12-08 | 2019-06-27 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 無線受信機、及び中間周波数信号生成方法 |
| RU2701095C1 (ru) * | 2019-03-11 | 2019-09-24 | федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Донской государственный технический университет" (ДГТУ) | Низкочувствительный полосовой фильтр с независимой подстройкой основных параметров |
Family Cites Families (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5065453A (en) * | 1989-03-20 | 1991-11-12 | General Electric Company | Electrically-tunable bandpass filter |
| US5101509A (en) * | 1990-09-14 | 1992-03-31 | Ford Motor Company | Rf filter alignment using digital processor clock |
| US5287556A (en) * | 1990-09-28 | 1994-02-15 | Motorola, Inc. | Interference reduction using an adaptive receiver filter, signal strength, and BER sensing |
| US5193210A (en) | 1991-07-29 | 1993-03-09 | Abc Auto Alarms, Inc. | Low power RF receiver |
| US5280638A (en) * | 1991-09-06 | 1994-01-18 | Ford Motor Company | RF filter self-alignment for multiband radio receiver |
| DE4329705A1 (de) * | 1993-09-02 | 1995-03-09 | Froehlich Reimar Dr Ing | Schaltungsanordnung für mikrorechnersteuerbare Induktivitäten, Kapazitäten und L/C-Schaltungen |
| JPH08154062A (ja) * | 1994-11-28 | 1996-06-11 | Nec Corp | 信号品質を用いた帯域切り換え受信方式 |
| JPH09298477A (ja) * | 1995-06-29 | 1997-11-18 | Sony Corp | 短波受信機およびローパスフィルタ |
| US6553216B1 (en) * | 1995-12-14 | 2003-04-22 | Thomson Licensing, S.A. | RF tunable filter arrangement with tunable image trap |
| US6011770A (en) | 1997-12-10 | 2000-01-04 | Texas Instrumental Incorporated | Method and apparatus for high-order bandpass filter with linearly adjustable bandwidth |
| US6266522B1 (en) * | 1998-02-04 | 2001-07-24 | Ericsson Inc. | Apparatus and methods for tuning bandpass filters |
| US6097269A (en) * | 1999-02-01 | 2000-08-01 | Motorola, Inc. | Electrically tunable band pass filter with symmetrical low-side and high-side protection |
| US6778594B1 (en) * | 2000-06-12 | 2004-08-17 | Broadcom Corporation | Receiver architecture employing low intermediate frequency and complex filtering |
| DE10044456A1 (de) * | 2000-09-08 | 2002-04-04 | Infineon Technologies Ag | Empfängerschaltung, innsbesondere für den Mobilfunk |
| GB0126219D0 (en) * | 2001-11-01 | 2002-01-02 | Koninkl Philips Electronics Nv | Tunable filter |
-
2000
- 2000-12-04 FI FI20002652A patent/FI109624B/fi not_active IP Right Cessation
-
2001
- 2001-11-29 EP EP01660218A patent/EP1213834A3/en not_active Withdrawn
- 2001-11-30 US US10/000,394 patent/US7158774B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2001-12-04 JP JP2001369778A patent/JP2002217682A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008177897A (ja) * | 2007-01-19 | 2008-07-31 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 利得制御フィルタ装置、利得制御複素フィルタ装置および受信装置 |
| WO2008126360A1 (ja) * | 2007-03-29 | 2008-10-23 | Panasonic Corporation | 受信装置とこれを用いた電子機器 |
| JP4735719B2 (ja) * | 2007-03-29 | 2011-07-27 | パナソニック株式会社 | 受信装置とこれを用いた電子機器 |
| US8244197B2 (en) | 2007-03-29 | 2012-08-14 | Panasonic Corporation | Receiving device and electronic equipment using the same |
| JP2011061502A (ja) * | 2009-09-10 | 2011-03-24 | Icom Inc | 受信機およびチューニング方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
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