ES2332497B2 - Sistema y metodo adaptativo monobit de correcion de desbalances de fase y amplitud en demoduladores iq. - Google Patents
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Abstract
Sistema y método adaptativo monobit de
corrección de desbalances de fase y amplitud en demoduladores IQ,
comprendiendo:
- un bloque de corrección (14) que corrige las
muestras (I, Q) mediante un multiplicador (5) con coeficiente
\beta y un multiplicador (6) con coeficiente \alpha, obteniendo
una señal corregida (S_{corr});
- dos filtros complejos (8, 9) que filtran la
señal corregida (S_{corr}) obteniendo unas señales filtradas
(S_{f1}, S_{f2});
- un bloque de cálculo de coherencia (10) que
recibe las señales filtradas (S_{f1}, S_{f2}) y efectúa la
estimación de la coherencia espectral;
- un bloque de actualización de coeficientes
(11) que recibe dicha estimación y, en función de la misma y del
valor de un paso de actualización \mu, actualizar el valor de los
coeficientes \alpha y \beta;
- un bloque de modificación del paso de
actualización (12) encargado de modificar el valor del paso de
actualización \mu en función del valor del módulo al cuadrado de
la coherencia espectral estimada.
Description
Sistema y método adaptativo monobit de
corrección de desbalances de fase y amplitud en demoduladores
IQ.
La invención se encuadra dentro del sector
tecnológico de los sistemas de comunicación, más concretamente en
los receptores que utilizan los demoduladores I-Q.
El sistema presentado es de aplicación en todos aquellos equipos y
dispositivos que necesiten realizar una demodulación IQ para su
funcionamiento. Nombrando alguno de estos sistemas: terminales de
comunicaciones móviles públicas, terminales de telefonía
inalámbrica, sistemas WIFI, WIMAX, receptores definidos por
programa, entre otros.
En la literatura internacional se pueden
encontrar gran cantidad de artículos en los que se aborda el
problema de la corrección de los desbalances de un demodulador
I-Q. En el documento "A novel I/Q compensation
scheme for a low-if receiver
front-end" (Jérémie Chabloz and Christina Enz)
[1], la solución planteada requiere de la inyección, a la entrada
del receptor, de una señal de referencia a partir de la cual se
obtienen los coeficientes de corrección, lo cual complica no solo la
circuitería sino también el control del receptor, ya que de forma
periódica se hace necesario realizar el ajuste. En el documento
"Self tuned fully integrated high image rejection low IF
receivers: Architecture and performance" (Zheng Yuanjin and Tear,
Chin Boon Terry) [2], la solución aportada se apoya en utilizar la
correlación existente entre la señal en la banda imagen y la señal
en la banda deseada, de forma que se elimina la necesidad de una
señal externa de calibración. El principal problema que plantea esta
solución es que el nivel de correlación depende del nivel de señal,
por lo que el algoritmo adaptativo utilizado tendrá tiempos de
convergencia dependientes del nivel de la señal de entrada.
En la presente invención, se utiliza la
estimación de la coherencia espectral existente entre la señal
deseada y la imagen [4]. El valor de dicha coherencia espectral
está comprendido entre 0 y 1, siendo independiente del nivel de
señal (tomará el valor 0 cuando no exista correlación entre la
señal y la imagen, y el valor 1 cuando la correlación sea máxima).
Además, en lugar de estimar el valor de la coherencia espectral en
todo el ancho de banda del receptor, se centra la atención en bandas
alrededor de la señal imagen y deseada por medio de la utilización
de sendos filtros paso-banda complejos.
Adicionalmente, otra importante mejora
introducida por la presente invención, se deriva del uso de filtros
complejos cuyos coeficientes sólo pueden valer 1, -1, j ó -j, [5],
simplificando, de forma importante, el circuito que realiza dicho
filtrado, ya que sólo es necesario realizar sumas y restas.
[1] Jérémie Chabloz and Christina
Enz, "A novel I/Q compensation scheme for a
low-if receiver front-end",
Proceedings of the 2004 international symposium on Circuits and
Systems, ISCAS'04, Volumen IV, pp: 453-456.
[2] Zheng Yuanjin and Tear, Chin Boon
Terry, "Self tuned fully integrated high image rejection
low IF receivers: Architecture and performance", Proceedings of
the 2003 international symposium on Circuits and Systems, ISCAS'03,
Volumen II, pp: 165-168.
[3] M. Valkama & M. Renfors,
"Advanced DSP for I/Q imbalance compensation in a
low-IF receiver", IEEE International
Conference on Communications, ICC 2000, Volumne II,
pp:768-772
[4] G. Clifford Carter, Charter H.
Knapp & Albert H. Nuttall. "Estimation of the
Magnitude-Squared Coherence Function via Overlapped
Fast Fourier Transform processing", IEEE Transactions on
Audio and Electroacoustics, Vol. AU-21,
pp:337-344, Agosto de 1973
[5] D.S. Pok, C.H. Chen, J.J.
Schamus, C.T. Montgomery, J.B.Y. Tsui, "Chip
Design for Monobit Receiver", IEEE Transactions on Microwave
Theory and Tehniques, Vol. 12, pp:2283-2295,
Diciembre de 1997.
La presente invención se refiere a un sistema
adaptativo monobit de corrección de desbalances entre las ramas
I-Q de un demodulador por medio de una célula de
corrección cuyos coeficientes se calculan de forma continua y
adaptativamente.
La actualización de los coeficientes se apoya en
la estimación de la coherencia espectral existente entre la señal
deseada y la señal imagen, para lo que es necesario realizar un
filtrado, con sendos filtros complejos, centrados uno a la
frecuencia de la señal deseada y el otro a la frecuencia de la
señal imagen. Puesto que la demodulación IQ es básicamente una
traslación de frecuencia, si la señal deseada queda trasladada a
frecuencias positivas (entorno a FI), la señal imagen quedará
trasladada a frecuencias negativas (entorno a -FI) y viceversa, con
lo que los filtros deberán estar sintonizados, uno centrado en FI y
el otro centrado en -FI.
La actualización de los coeficientes responde a
la siguiente expresión (1):
donde C_{xy} es la
coherencia espectral, \mu es el paso de actualización (el cambio
admitido para \alpha y \beta de una iteración a la siguiente en
función de la coherencia espectral) y k indica la iteración del
algoritmo.
La ventaja obtenida al utilizar la coherencia
espectral es que su valor es independiente del nivel de la señal de
entrada, por lo que no afectará a la velocidad de convergencia ni a
la estabilidad del algoritmo.
La coherencia espectral se puede estimar
utilizando la siguiente expresión (2)
donde \gamma_{x}(f) es la
estimación de la potencia en un determinado ancho de banda
alrededor de la señal deseada \gamma_{y}(f) es la
estimación de la potencia en un determinado ancho de banda alrededor
de la señal imagen y N es el número de muestras. Los anchos de
banda utilizados para las estimaciones de \gamma_{x}(f) y
\gamma_{y}(f) estarán fijados por los filtros sintonizados
a la frecuencia de la señal deseada y a la frecuencia de la señal
imagen.
La coherencia espectral tomará un valor cero
cuando no exista ninguna correlación entre las señales deseada e
imagen (cuando el desbalance ha sido corregido o no existe), y un
valor mayor que cero, pero generalmente menor que 1, cuando exista
una elevada correlación entre las señales deseada e imagen (cuando
el desbalance no ha sido corregido).
El avance más importante de la presente
invención radica en que los coeficientes de los filtros complejos
se limitan a valores unitarios, de la forma 1, -j, -1 y -j (donde j
representa el número complejo). De esta manera el filtrado necesario
para el cálculo de la coherencia espectral se ve muy simplificado,
ya que la utilización de los coeficientes convierte todas las
operaciones en sumas y restas.
A continuación se pasa a describir de manera muy
breve una serie de dibujos que ayudan a comprender mejor la
invención y que se relacionan expresamente con una realización de
dicha invención que se presenta como un ejemplo no limitativo de
ésta.
La Figura 1 muestra un diagrama de las distintas
etapas de demodulación IQ, incluyendo el sistema objeto de la
invención.
Tal como se muestra en la Figura 1 (que
representa las distintas etapas de demodulación IQ en un receptor
incluyendo el sistema adaptativo monobit 15 objeto de la presente
invención, que se puede ejecutar en el mismo DSP, FPGA o
microcontrolador que realice el posterior procesado de la señal
compleja IQ), la señal de radiofrecuencia, señal de entrada
s(t), después de haber sido trasladada en frecuencia con la
ayuda de los conversores de frecuencia o medios de conversión de
frecuencia 1, multiplicando la señal s(t) por una señal seno
y por una señal coseno, y filtrada por los filtros paso bajo o
medios de filtrado paso-bajo 2, obteniendo la señal
de fase I(t) y la señal de cuadratura Q(t), se dirige
a los conversores analógico a digital o medios de conversión
analógico-digital 3 a cuya salida se obtendrán las
muestras que formarán la señal compleja, cuyas componentes son
I(n) y Q(n), a procesar por el receptor después de
haber sido corregido el desbalance del demodulador. Las muestras
así obtenidas se han de encaminar a un bloque de corrección 14, en
concreto a una célula de corrección 4 formada por multiplicadores,
un primer multiplicador 5 y un segundo multiplicador 6, cuyos
coeficientes \alpha y \beta variarán a lo largo del tiempo para
corregir el desbalance del demodulador IQ, 1. Esta célula de
corrección 4 implementa la siguiente expresión (3):
donde I(n) y Q(n) son
las muestras sin el desbalance corregido, \alpha_{k} y \beta_{k}
son los coeficientes de corrección en el paso k-ésimo del
algoritmo iterativo e I_{c}(n) y Q_{c}(n) son las
muestras con el desbalance corregido una vez que el algoritmo haya
convergido. El multiplicador 5 es el encargado de realizar las
operaciones en las que interviene el coeficiente \beta_{k}
mientras que el multiplicador 6 es el encargado de realizar las
operaciones en las que interviene el coeficiente \alpha_{k} Con la
salida de esta célula de corrección 4 se forma en un bloque de
generación de señal compleja 7 (dentro del bloque de corrección 14)
una señal compleja S_{corr} que será filtrada por sendos filtros
complejos 8 y 9 sintonizados uno a la frecuencia de la señal deseada
y el otro a la frecuencia de la señal imagen, tal y como ya se ha
comentado.
Con la salida de los filtros se realiza en un
bloque de cálculo de coherencia 10 el cálculo de la coherencia
espectral realizando un promediado de N muestras. Realizadas las
operaciones de dividir y la raíz cuadrada, involucradas en el
cálculo de la estimación de la coherencia espectral, el resultado
se envía tanto a un bloque de actualización de coeficientes 11,
como a un bloque de modificación del paso de actualización 12. El
bloque de actualización de coeficientes 11 se encarga de que la
parte real del resultado se utilice para modificar el valor del
coeficiente \alpha según el paso de actualización \mu y la parte
imaginaria se utilice para modificar el valor del coeficiente
\beta de forma análoga a como se hace con el \alpha y según la
Ecuación (1).
El bloque de modificación del paso de
actualización 12 se encargará de modificar el valor de \mu en
función del valor del módulo al cuadrado de la coherencia espectral
(que se puede calcular fácilmente a partir de su parte real y de su
parte imaginaria) de forma que a menor valor del módulo al cuadrado
de la coherencia menor será el valor del paso de actualización,
permitiendo, de este modo, por un lado alcanzar un valor de rechazo
a la imagen mejor, y por otro conseguir una gran velocidad de
convergencia frente a cambios bruscos en los elementos del
demodulador.
La realización preferida del sistema presentado
se apoya en un sistema de recepción con demoduladores IQ. La señal
demodulada y filtrada se envía a sendos conversores analógico a
digital con el número de bits pertinente para mejorar los
parámetros del receptor.
La célula de corrección 4 aplica los
coeficientes \alpha y \beta; de esta forma se obtiene la señal
compleja corregida S_{corr} como
I_{c}(n)+jQ_{c}(n).
Dicha señal corregida S_{corr} es filtrada por
sendos filtros complejos sintonizados a las frecuencias de la señal
deseada e imagen. El número de coeficientes de dichos filtros
determina el ancho de banda sobre el que se realizará la estimación
de la coherencia espectral. Adicionalmente los mencionados
coeficientes están cuantificados con un único bit.
Los filtros complejos se caracterizan
básicamente porque el módulo de su función de transferencia en
frecuencia no tiene simetría con respecto a la frecuencia cero, tal
y como ocurre con los filtros reales, lo que permite diseñar filtros
paso banda que seleccionen sólo parte de las frecuencias positivas
o sólo parte de las frecuencias negativas.
\vskip1.000000\baselineskip
En este entorno, los filtros utilizados en la
presente invención son filtros FIR (filtros de respuesta al impulso
finita) cuyos coeficientes serán complejos. En concreto el filtro
FIR utilizado es una ventana rectangular con la respuesta en
frecuencia trasladada a la frecuencia de interés, deseada o imagen.
Los coeficientes de dicho filtro responden entonces a:
donde \omega es la pulsación a la
que se ha trasladado la respuesta en frecuencia del filtro y M el
número de etapas que componen el filtro FIR y que determinarán el
ancho de banda del
mismo.
\vskip1.000000\baselineskip
Es sobre estos coeficientes sobre los que se
puede aplicar la cuantificación, o codificación monobit, atendiendo
a la siguiente función no lineal (5):
con lo que todos los productos se
han convertido en
sumas.
La salida de los filtros se utiliza para
realizar la estimación de las potencias en las bandas de la señal
deseada e imagen. Después de promediar un conjunto N de
estimaciones, se procede al cálculo de la coherencia espectral. Este
cálculo implica la realización de dos operaciones
computacionalmente costosas, como son la división y la raíz
cuadrada, sin embargo dichas operaciones no son críticas habida
cuenta de que se han de realizar a intervalos temporales altos.
El resultado del cálculo de la coherencia
espectral es complejo, utilizándose la parte real para actualizar
el coeficiente \alpha y la parte imaginaria para actualizar el
coeficiente \beta. El paso de actualización utilizado, \mu, ha
de tener un valor lo suficientemente grande para asegurar una
convergencia rápida y a la vez lo suficientemente pequeño para
asegurar la mejor corrección posible de los desbalances de amplitud
y fase. Estos requisitos contradictorios impulsan a elegir un
planteamiento en el que el mencionado paso de actualización es
variable y dependiente del grado de corrección alcanzado. De esta
forma, cuando el desbalance es elevado, el factor \mu toma un
valor grande y a medida que el desbalance va siendo corregido dicho
factor \mu va disminuyendo su valor de forma progresiva. Para esta
variación del paso de actualización se puede utilizar una estrategia
por tramos sobre el valor filtrado del módulo al cuadrado de la
coherencia, de forma que si el módulo al cuadrado de la coherencia
espectral se encuentra en un determinado tramo, el paso de
actualización tomaría el valor asignado a dicho tramo. A modo de
ejemplo, el rango 0 a 1 (valores entre los que siempre se
encontrará la coherencia espectral) se divide en P intervalos no
necesariamente regulares, C_{p}, (con p=0..P-1)
limitados por los valores frontera m_{p} tal que: 0 <
m_{0} < ... < m_{p} < ... <
m_{p-1} < 1, de esta forma el valor del
paso de actualización estaría determinado en función del módulo al
cuadrado de la coherencia espectral como;
Debiéndose cumplir que: 0 < \mu_{0} <
... < \mu_{p} < ... < \mu_{p-1} <
\mu_{p}.
Claims (10)
1. Sistema adaptativo monobit de corrección de
desbalances de fase y amplitud en demoduladores IQ,
caracterizado porque dicho sistema (15) comprende:
- un bloque de corrección (14) encargado de
recibir y corregir las muestras I y Q, obtenidas al aplicar una
etapa de conversión analógico-digital sobre las
señales de fase I(t) y cuadratura Q(t), mediante un
primer multiplicador (5) con coeficiente \beta y un segundo
multiplicador (6) con coeficiente \alpha, obteniendo una señal
corregida (S_{corr});
- un primer (8) y un segundo (9) filtros
complejos, encargados de filtrar la señal corregida (S_{corr})
para obtener una primera S_{f1}, y una segunda S_{f2} señales
filtradas, siendo los coeficientes de dichos filtros complejos
(8,9) codificados con un bit, el cual vale uno cualquiera de los
siguientes valores: 1, -1, j, -j, siendo j el número complejo;
- un bloque de cálculo de coherencia (10)
encargado de recibir las señales filtradas (S_{f1}, S_{f2}) y
efectuar a partir de dichas señales el cálculo de la estimación de
la coherencia espectral;
- un bloque de actualización de coeficientes
(11) encargado de recibir la estimación de la coherencia espectral
y, en función de dicha estimación y del valor de un paso de
actualización \mu, actualizar el valor de los coeficientes
\alpha y \beta;
- un bloque de modificación del paso de
actualización (12) encargado de modificar el valor del paso de
actualización \mu en función del valor del módulo al cuadrado de
la coherencia espectral estimada, siendo el paso de actualización
\mu el máximo cambio admisible en \alpha y \beta de iteración
a iteración en función de la coherencia espectral.
\vskip1.000000\baselineskip
2. Sistema según reivindicación 1,
caracterizado porque el bloque de corrección (14) comprende
un bloque de generación de señal compleja (7) encargado de generar
una señal compleja, que corresponde a la señal corregida
S_{corr}.
3. Sistema según cualquiera de las
reivindicaciones anteriores, caracterizado porque los
filtros complejos (8,9) son de tipo paso-banda.
4. Sistema según cualquiera de las
reivindicaciones anteriores, caracterizado porque los
filtros complejos (8,9) están sintonizados uno a la frecuencia de la
señal deseada y el otro a la frecuencia de la señal imagen.
5. Sistema según cualquiera de las
reivindicaciones anteriores, caracterizado porque el bloque
de cálculo de coherencia (10) está configurado para efectuar el
cálculo de la estimación de la coherencia espectral mediante la
acumulación de N muestras.
6. Sistema según cualquiera de las
reivindicaciones anteriores, caracterizado porque el bloque
de actualización de coeficientes (11) está configurado para
actualizar el valor de los coeficientes \alpha y \beta en
función del valor de la parte real e imaginaria, respectivamente, de
la coherencia espectral estimada.
7. Sistema según cualquiera de las
reivindicaciones anteriores, caracterizado porque el bloque
de actualización de coeficientes (11) está configurado para
actualizar el valor de los coeficientes \alpha y \beta, en
función del valor de la coherencia espectral, de forma
adaptativa.
8. Sistema según cualquiera de las
reivindicaciones anteriores, caracterizado porque el paso de
actualización \mu es variable según una estrategia por tramos
sobre el valor filtrado del módulo al cuadrado de la
coherencia.
9. Método adaptativo monobit de corrección de
desbalances de fase y amplitud en demoduladores IQ,
caracterizado porque comprende:
- recibir y corregir las muestras I y Q,
obtenidas al aplicar una etapa de conversión
analógico-digital sobre las señales de fase
I(t) y cuadratura Q(t), mediante un primer
multiplicador (5) con coeficiente \beta y un segundo multiplicador
(6) con coeficiente \alpha, obteniendo una señal corregida
(S_{corr});
- filtrar la señal corregida (S_{corr}) para
obtener una primera S_{f1}, y una segunda S_{f2} señales
filtradas;
- recibir las señales filtradas (S_{f1},
S_{f2}) y efectuar a partir de dichas señales el cálculo de la
estimación de la coherencia espectral;
- recibir la estimación de la coherencia
espectral y, en función de dicha estimación y del valor de un paso
de actualización \mu, actualizar el valor de los coeficientes
\alpha y \beta.
- modificar el valor del paso de actualización
\mu en función del valor del módulo al cuadrado de la coherencia
espectral estimada, siendo el paso de actualización \mu el máximo
cambio admisible en \alpha y \beta de iteración a iteración en
función de la coherencia espectral.
10. Demodulador IQ con corrección de desbalances
de fase y amplitud, que comprende:
- medios de conversión de frecuencia (1) y
medios de filtrado paso-bajo (2) configurados para
obtener a partir de la señal de entrada s(t) la señal de fase
I(t) y la señal de cuadratura Q(t);
- medios de conversión
analógico-digital (3) configurados para obtener las
muestras I y Q; y
- el sistema adaptativo monobit de corrección de
desbalances de fase y amplitud según cualquiera de las
reivindicaciones 1-8.
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| ES200930202A ES2332497B2 (es) | 2009-05-25 | 2009-05-25 | Sistema y metodo adaptativo monobit de correcion de desbalances de fase y amplitud en demoduladores iq. |
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2009
- 2009-05-25 ES ES200930202A patent/ES2332497B2/es active Active
Non-Patent Citations (1)
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|---|
| J. GRAJAL et al. Analysis and Characterization of a Monobit Receiver for Electronic Warfare. IEEE TRANSACTIONS ON AEROSPACE AND ELECTRONIC SYSTEMS VOL. 39, NO. 1 ENERO 2003. Páginas 244-248. * |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EC2A | Search report published |
Date of ref document: 20100205 Kind code of ref document: A1 |
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| FG2A | Definitive protection |
Ref document number: 2332497B2 Country of ref document: ES |