JP2001249702A - 位置決め制御方法 - Google Patents
位置決め制御方法Info
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- JP2001249702A JP2001249702A JP2000077775A JP2000077775A JP2001249702A JP 2001249702 A JP2001249702 A JP 2001249702A JP 2000077775 A JP2000077775 A JP 2000077775A JP 2000077775 A JP2000077775 A JP 2000077775A JP 2001249702 A JP2001249702 A JP 2001249702A
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B5/00—Recording by magnetisation or demagnetisation of a record carrier; Reproducing by magnetic means; Record carriers therefor
- G11B5/48—Disposition or mounting of heads or head supports relative to record carriers ; arrangements of heads, e.g. for scanning the record carrier to increase the relative speed
- G11B5/58—Disposition or mounting of heads or head supports relative to record carriers ; arrangements of heads, e.g. for scanning the record carrier to increase the relative speed with provision for moving the head for the purpose of maintaining alignment of the head relative to the record carrier during transducing operation, e.g. to compensate for surface irregularities of the latter or for track following
- G11B5/596—Disposition or mounting of heads or head supports relative to record carriers ; arrangements of heads, e.g. for scanning the record carrier to increase the relative speed with provision for moving the head for the purpose of maintaining alignment of the head relative to the record carrier during transducing operation, e.g. to compensate for surface irregularities of the latter or for track following for track following on disks
- G11B5/59627—Aligning for runout, eccentricity or offset compensation
Landscapes
- Control Of Position Or Direction (AREA)
- Moving Of The Head To Find And Align With The Track (AREA)
- Feedback Control In General (AREA)
- Moving Of Head For Track Selection And Changing (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】機構系の共振周波数相当の移動時間で位置決め
させる必要がある1トラックシークから16トラックシ
ーク程度の移動距離について高速かつ目標位置にオーバ
ーシュートやアンダーシュートなく安定なセトリングを
可能にする磁気ディスク装置の位置決め制御方法を提供
する。 【解決手段】本発明は、(1)特定周波数のパワーを低
下させるような位置・速度軌道の生成法、(2)外部か
ら外乱が作用しない条件化ではフィードバック系が機能
しない場合でもヘッドを目標位置に正確に到達可能にす
る加速度フィードフォワード補償の生成法、(3)移動
周波数帯域まで共振振動を正確にモデル化した制御対象
モデルにより補正した位置軌道の生成法からなり、これ
ら3つを組み合わせて1〜16トラックシーク程度の移
動距離について高速なシークを行う。
させる必要がある1トラックシークから16トラックシ
ーク程度の移動距離について高速かつ目標位置にオーバ
ーシュートやアンダーシュートなく安定なセトリングを
可能にする磁気ディスク装置の位置決め制御方法を提供
する。 【解決手段】本発明は、(1)特定周波数のパワーを低
下させるような位置・速度軌道の生成法、(2)外部か
ら外乱が作用しない条件化ではフィードバック系が機能
しない場合でもヘッドを目標位置に正確に到達可能にす
る加速度フィードフォワード補償の生成法、(3)移動
周波数帯域まで共振振動を正確にモデル化した制御対象
モデルにより補正した位置軌道の生成法からなり、これ
ら3つを組み合わせて1〜16トラックシーク程度の移
動距離について高速なシークを行う。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、磁気ディスク装置
やXYステージ等の位置決め方法に関する。
やXYステージ等の位置決め方法に関する。
【0002】
【従来の技術】コンピュータの外部記憶装置である磁気
ディスク装置は、磁気ヘッドが回転している磁気ディス
ク面上の目的とするトラックに移動してデータの記録再
生を行っている。このような方式では、データアクセス
の処理速度を向上するため、磁気ヘッドを高速かつ高精
度に移動することが必要である。トラックシークの過程
ではオーバーシュートのない安定な目標トラックへの位
置決めを行わせるため、シーク過程の目標位置の軌道を
与え、制御量としてのヘッドの現在位置と目標位置との
差をコントローラにより低減させることで、ヘッドを望
ましい位置軌道に追従させながら目標位置に到達させる
方法をとっている。その際、ヘッドの位置と目標位置の
軌道との誤差をより小さくするために、目標位置軌道に
追従させるための加速度フィードフォワードを与えるこ
とが一般に行われている。この一例として、特開平09
−139032号公報に目標位置軌道および加速度フィ
ードフォワードの生成法が開示されている。
ディスク装置は、磁気ヘッドが回転している磁気ディス
ク面上の目的とするトラックに移動してデータの記録再
生を行っている。このような方式では、データアクセス
の処理速度を向上するため、磁気ヘッドを高速かつ高精
度に移動することが必要である。トラックシークの過程
ではオーバーシュートのない安定な目標トラックへの位
置決めを行わせるため、シーク過程の目標位置の軌道を
与え、制御量としてのヘッドの現在位置と目標位置との
差をコントローラにより低減させることで、ヘッドを望
ましい位置軌道に追従させながら目標位置に到達させる
方法をとっている。その際、ヘッドの位置と目標位置の
軌道との誤差をより小さくするために、目標位置軌道に
追従させるための加速度フィードフォワードを与えるこ
とが一般に行われている。この一例として、特開平09
−139032号公報に目標位置軌道および加速度フィ
ードフォワードの生成法が開示されている。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】高速な位置決めを行う
場合、与える目標位置軌道に対して正確に追従し、目標
位置に誤差なく整定させる加速度フィードフォワード電
流を与えることが重要である。しかし、移動時間を駆動
パターンの加減速周波数が制御系の周波数帯域よりも高
くなるまで高速化すると、軌道追従誤差が生じた時に追
従誤差フィードバックによる誤差圧縮が十分に機能せ
ず、制御系の閉ループ特性に依存した遅い応答を生じさ
せ、位置の整定性を悪化する。軌道追従誤差の原因は位
置決め機構系の共振の影響が大きい。例えば、現在の装
置では、1トラックシークでは、位置決め機構の主共振
周波数が3〜4.5kHzである。ところが、要求され
る駆動周波数は、駆動パターンを移動時間で周波数換算
した場合、3kHz以上となっている。そのため、位置
決め機構の主共振モデルを考慮しなければ軌道追従誤差
を生じる。
場合、与える目標位置軌道に対して正確に追従し、目標
位置に誤差なく整定させる加速度フィードフォワード電
流を与えることが重要である。しかし、移動時間を駆動
パターンの加減速周波数が制御系の周波数帯域よりも高
くなるまで高速化すると、軌道追従誤差が生じた時に追
従誤差フィードバックによる誤差圧縮が十分に機能せ
ず、制御系の閉ループ特性に依存した遅い応答を生じさ
せ、位置の整定性を悪化する。軌道追従誤差の原因は位
置決め機構系の共振の影響が大きい。例えば、現在の装
置では、1トラックシークでは、位置決め機構の主共振
周波数が3〜4.5kHzである。ところが、要求され
る駆動周波数は、駆動パターンを移動時間で周波数換算
した場合、3kHz以上となっている。そのため、位置
決め機構の主共振モデルを考慮しなければ軌道追従誤差
を生じる。
【0004】本発明の目的は、位置決め機構の主共振周
波数に相当する移動時間で位置決めさせる必要がある、
1トラックシークから16トラックシーク程度の移動距
離について、高速かつ目標位置にオーバーシュートやア
ンダーシュートなく安定なセトリングを可能にする磁気
ディスク装置の位置決め制御方法を提供することにあ
る。
波数に相当する移動時間で位置決めさせる必要がある、
1トラックシークから16トラックシーク程度の移動距
離について、高速かつ目標位置にオーバーシュートやア
ンダーシュートなく安定なセトリングを可能にする磁気
ディスク装置の位置決め制御方法を提供することにあ
る。
【0005】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は、ヘッドを目標位置に移動するシーク動作
において、位置決め機構が有する特定の共振振動周波数
のパワーを低下させるような位置・速度軌道を生成する
方法、外部から外乱が作用しない条件化ではフィードバ
ック系が機能しない場合でもヘッドを目標位置に正確に
到達可能にする加速度フィードフォワード補償の生成
法、位置決め機構の共振モデルを含めて移動周波数帯域
まで正確に同定した制御対象モデルにより補正した位置
軌道の生成法からなり、これらを組み合わせて1〜16
トラックシーク程度の移動距離について高速なシークを
行う。
め、本発明は、ヘッドを目標位置に移動するシーク動作
において、位置決め機構が有する特定の共振振動周波数
のパワーを低下させるような位置・速度軌道を生成する
方法、外部から外乱が作用しない条件化ではフィードバ
ック系が機能しない場合でもヘッドを目標位置に正確に
到達可能にする加速度フィードフォワード補償の生成
法、位置決め機構の共振モデルを含めて移動周波数帯域
まで正確に同定した制御対象モデルにより補正した位置
軌道の生成法からなり、これらを組み合わせて1〜16
トラックシーク程度の移動距離について高速なシークを
行う。
【0006】
【発明の実施の形態】図1に、磁気ディスク装置のヘッ
ド位置決め制御系の構成図を示す。所定の速度で回転す
るスピンドルモータ8が図示しないベースに固定されて
いる。スピンドルモータ8には、記録媒体である磁気デ
ィスク4が固定されている。また、スピンドルモータ8
に保持された磁気ディスク4の側方向には、ピボット軸
受3が、スピンドルモータ8の軸に平行になるように設
けられている。磁気ヘッド1の保持部材であるヘッド支
持ばね5とキャリッジ7は、ピボット軸受3に揺動可能
に固定されている。磁気ヘッド1を移動させるための動
力は、ボイスコイルモータ(VCM)2により発生する。
ボイスコイルモータ2の構成部品である駆動コイルは、
前記キャリッジ5に固定されている。ヘッドアクチュエ
ータとは、磁気ヘッド1を位置決めするアクチュエータ
であり、磁気ヘッド1、ヘッド支持ばね5、キャリッジ
7、ピボット軸受3、VCM2から構成されるものであ
る。
ド位置決め制御系の構成図を示す。所定の速度で回転す
るスピンドルモータ8が図示しないベースに固定されて
いる。スピンドルモータ8には、記録媒体である磁気デ
ィスク4が固定されている。また、スピンドルモータ8
に保持された磁気ディスク4の側方向には、ピボット軸
受3が、スピンドルモータ8の軸に平行になるように設
けられている。磁気ヘッド1の保持部材であるヘッド支
持ばね5とキャリッジ7は、ピボット軸受3に揺動可能
に固定されている。磁気ヘッド1を移動させるための動
力は、ボイスコイルモータ(VCM)2により発生する。
ボイスコイルモータ2の構成部品である駆動コイルは、
前記キャリッジ5に固定されている。ヘッドアクチュエ
ータとは、磁気ヘッド1を位置決めするアクチュエータ
であり、磁気ヘッド1、ヘッド支持ばね5、キャリッジ
7、ピボット軸受3、VCM2から構成されるものであ
る。
【0007】コントロールユニットには、マイクロコン
ピュータ(MPU19)が設けられている。MPU19
には、バス15を介してROM18、RAM17が設け
られる。ROM18にはMPU19で実行するシーク制
御を含む各種の制御プログラムと共に、各種の制御に必
要なパラメータが格納されている。また、MPU19に
はバス15を介してインターフェースコントローラ20
が接続されいる。インターフェースコントローラ20は
ホスト側コントローラ21のコマンドを受けて、MPU
19に対してリード、ライトのアクセス要求を出す。
ピュータ(MPU19)が設けられている。MPU19
には、バス15を介してROM18、RAM17が設け
られる。ROM18にはMPU19で実行するシーク制
御を含む各種の制御プログラムと共に、各種の制御に必
要なパラメータが格納されている。また、MPU19に
はバス15を介してインターフェースコントローラ20
が接続されいる。インターフェースコントローラ20は
ホスト側コントローラ21のコマンドを受けて、MPU
19に対してリード、ライトのアクセス要求を出す。
【0008】さらに、MPU19にはバス15を介し
て、アクチュエータを駆動する電流を制御するパワーア
ンプ16や、サーボ信号復調器14が接続されている。
サーボ情報は、ディスク媒体上に設けられたサーボセク
ター12と呼ばれる放射状の記録領域に書き込まれてい
る。ヘッド1で読み取ったサーボ情報22は、増幅器1
3を介してサーボ信号復調器14に取り込まれる。サー
ボ信号復調器14では、トラック番号及びヘッド位置信
号を復調する。MPU19は、サーボ信号復調器14の
信号を用いてパワーアンプ16に出力する操作信号を計
算する。操作信号68はDAコンバータ27により電圧
に変換され、パワーアンプ16への電流指令値25とし
て出力される。
て、アクチュエータを駆動する電流を制御するパワーア
ンプ16や、サーボ信号復調器14が接続されている。
サーボ情報は、ディスク媒体上に設けられたサーボセク
ター12と呼ばれる放射状の記録領域に書き込まれてい
る。ヘッド1で読み取ったサーボ情報22は、増幅器1
3を介してサーボ信号復調器14に取り込まれる。サー
ボ信号復調器14では、トラック番号及びヘッド位置信
号を復調する。MPU19は、サーボ信号復調器14の
信号を用いてパワーアンプ16に出力する操作信号を計
算する。操作信号68はDAコンバータ27により電圧
に変換され、パワーアンプ16への電流指令値25とし
て出力される。
【0009】本発明の一実施例を図2を用いて説明す
る。図2は本発明の位置決め制御方法を示す制御系のブ
ロック線図である。制御対象38は、数式モデルはGp
(s)で表わしておく。ここで制御対象とはADコンバ
ータの電圧指令値からヘッド位置までの特性を意味し、
Gp(s)は周波数特性を表す伝達関数である。特にV
CM電流から位置までのモデルを位置決め機構系モデル
と呼び、数式1のように複数の振動モードの和で表され
る。
る。図2は本発明の位置決め制御方法を示す制御系のブ
ロック線図である。制御対象38は、数式モデルはGp
(s)で表わしておく。ここで制御対象とはADコンバ
ータの電圧指令値からヘッド位置までの特性を意味し、
Gp(s)は周波数特性を表す伝達関数である。特にV
CM電流から位置までのモデルを位置決め機構系モデル
と呼び、数式1のように複数の振動モードの和で表され
る。
【0010】
【数1】
【0011】数式1のKは推力定数、慣性モーメント等
から求められる信号41から信号43までの前向きゲイ
ンを表す。
から求められる信号41から信号43までの前向きゲイ
ンを表す。
【0012】図3に機構系の周波数特性48、49、及
び、後述するL=0の場合の数式10のGp0(s)の
ゲイン特性60、位相特性61を示す。図のように、ゲ
イン特性は48、位相特性は49のようになる。制御対
象は3.6kHzに主共振振動があり、さらに5〜9k
Hzに複数の共振振動がある。DA変換器27から電流
出力までにはローパスフィルタが接続されている。
び、後述するL=0の場合の数式10のGp0(s)の
ゲイン特性60、位相特性61を示す。図のように、ゲ
イン特性は48、位相特性は49のようになる。制御対
象は3.6kHzに主共振振動があり、さらに5〜9k
Hzに複数の共振振動がある。DA変換器27から電流
出力までにはローパスフィルタが接続されている。
【0013】制御対象38の出力である位置信号は、サ
ーボ信号復調器14により一定サンプリング周期Tsで
検出され位置信号43を得る。位相補償器36のGc
(z)は、制御系の安定性を確保するための微分器と、
定常特性を改善するための積分器からなり、Gc(z)
の前向きゲインを調整することで信号39から信号43
の一巡伝達特性を調整する。目安としてはゲイン0d
B、クロスオーバー周波数を500〜1200Hz程
度、位相−180度、クロスオーバー周波数を1500
〜2500Hz程度に設定し、安定性の余裕として位相
余裕を20〜40度程度、ゲイン余裕を4〜6dB程度
確保するようにGc(z)を調整する。
ーボ信号復調器14により一定サンプリング周期Tsで
検出され位置信号43を得る。位相補償器36のGc
(z)は、制御系の安定性を確保するための微分器と、
定常特性を改善するための積分器からなり、Gc(z)
の前向きゲインを調整することで信号39から信号43
の一巡伝達特性を調整する。目安としてはゲイン0d
B、クロスオーバー周波数を500〜1200Hz程
度、位相−180度、クロスオーバー周波数を1500
〜2500Hz程度に設定し、安定性の余裕として位相
余裕を20〜40度程度、ゲイン余裕を4〜6dB程度
確保するようにGc(z)を調整する。
【0014】Gc(z)の出力40は、Ts/N周期毎
に計算され、DAコンバータでTs/N期間一定値に保
持される。このようなDAコンバータの動作モデルを3
7のZ0H(零次ホールダ)で表す。数式モデル33の
Gff(z)は、目標とする位置等の状態量の軌道32
から、制御対象を駆動する加速度フィードフォワード電
流指令を与える信号34を計算する為のものである。G
ff(z)の内部での計算方法を以下に示す。
に計算され、DAコンバータでTs/N期間一定値に保
持される。このようなDAコンバータの動作モデルを3
7のZ0H(零次ホールダ)で表す。数式モデル33の
Gff(z)は、目標とする位置等の状態量の軌道32
から、制御対象を駆動する加速度フィードフォワード電
流指令を与える信号34を計算する為のものである。G
ff(z)の内部での計算方法を以下に示す。
【0015】本方法の計算は、目標位置軌道を与える周
期T’に対して制御入力(操作量)を制御対象の次数n
分速い周期で与えることを前提とするが、目標状態量を
与える周期T’と制御入力の更新周期T’’の比率T’
/T’’がnとなれば、目標位置軌道を与える周期T’
が位置の検出周期Tsと一致する必要はない。本実施例
ではN=2とし、制御対象の次数は2次で制御入力を位
置検出の1/2の周期で更新(操作量2倍マルチレート
化)した場合を仮定する。
期T’に対して制御入力(操作量)を制御対象の次数n
分速い周期で与えることを前提とするが、目標状態量を
与える周期T’と制御入力の更新周期T’’の比率T’
/T’’がnとなれば、目標位置軌道を与える周期T’
が位置の検出周期Tsと一致する必要はない。本実施例
ではN=2とし、制御対象の次数は2次で制御入力を位
置検出の1/2の周期で更新(操作量2倍マルチレート
化)した場合を仮定する。
【0016】図4に制御入力と位置及び速度のサンプリ
ングタイミングを示す。制御入力53と状態量(位置5
0、速度51)のサンプルタイミング52は図のように
なる。この図で、Tは位置検出周期、T1、T2はそれ
ぞれ操作量出力周期でT=T1+T2である。制御対象
を2重積分で表される慣性体とし、位置をx、速度を
v、加速度をuとすることにより連続時間系の状態方程
式は下式で表される。
ングタイミングを示す。制御入力53と状態量(位置5
0、速度51)のサンプルタイミング52は図のように
なる。この図で、Tは位置検出周期、T1、T2はそれ
ぞれ操作量出力周期でT=T1+T2である。制御対象
を2重積分で表される慣性体とし、位置をx、速度を
v、加速度をuとすることにより連続時間系の状態方程
式は下式で表される。
【0017】
【数2】
【0018】これを周期tで離散化した場合、離散時間
状態方程式表現は、
状態方程式表現は、
【0019】
【数3】
【0020】
【数4】
【0021】今、図4でx(k)、v(k)、u(k,
0)を用いてサンプル点間状態量x(k,1)、v
(k,1)を求めると、
0)を用いてサンプル点間状態量x(k,1)、v
(k,1)を求めると、
【0022】
【数5】
【0023】求めたx(k,1)、v(k,1)、u
(k,1)を用いて状態量x(k+1)、v(k+1)
を求めると、
(k,1)を用いて状態量x(k+1)、v(k+1)
を求めると、
【0024】
【数6】
【0025】数式5と数式6をまとめるとx(k)、v
(k)、からx(k+1)、v(k+1)までの離散時
間状態方程式が数式7のように求められる。
(k)、からx(k+1)、v(k+1)までの離散時
間状態方程式が数式7のように求められる。
【0026】
【数7】
【0027】となる。
【0028】ここで行列Bは2×2行列でT1>0、T
2>0であれば正則(行列式≠0)であることから逆行
列をもつ。よって数式7は数式8のように変形できる。
2>0であれば正則(行列式≠0)であることから逆行
列をもつ。よって数式7は数式8のように変形できる。
【0029】
【数8】
【0030】数式8は、kサンプルの位置x、速度vの
値とk+1サンプルの位置、速度の未来値を与えること
により、k+1サンプルでx(k+1)、v(k+1)
に到達させる制御入力u(k,0)、u(k,1)を求
められることを示す。数式8をz変換することにより[x
(k),v(k)]’から[u(k,0),u(k,1)]’までの伝達特性Gf
f(z)を求め数式9で示す。
値とk+1サンプルの位置、速度の未来値を与えること
により、k+1サンプルでx(k+1)、v(k+1)
に到達させる制御入力u(k,0)、u(k,1)を求
められることを示す。数式8をz変換することにより[x
(k),v(k)]’から[u(k,0),u(k,1)]’までの伝達特性Gf
f(z)を求め数式9で示す。
【0031】
【数9】
【0032】伝達特性モデル35(GP0(z))は、数
式8により計算されたフィードフォワード操作量[u(k,
0),u(k,1)]’から目標位置軌道を計算するためのもの
で、図2の信号41から信号43までの伝達特性をモデ
ル化したものである。具体的には、Gp(s)を位置決
め機構の共振振動モデルを移動周波数帯域まで正確に同
定した機構モデルと、位置検出から制御入力信号41出
力までの時間遅れと、VCMアンプ等の位相遅れの特性
を時間遅れに換算して求めた等価時間遅れLとして同定
したモデルとから数式10のように表す。
式8により計算されたフィードフォワード操作量[u(k,
0),u(k,1)]’から目標位置軌道を計算するためのもの
で、図2の信号41から信号43までの伝達特性をモデ
ル化したものである。具体的には、Gp(s)を位置決
め機構の共振振動モデルを移動周波数帯域まで正確に同
定した機構モデルと、位置検出から制御入力信号41出
力までの時間遅れと、VCMアンプ等の位相遅れの特性
を時間遅れに換算して求めた等価時間遅れLとして同定
したモデルとから数式10のように表す。
【0033】
【数10】
【0034】ここで、Kは推力定数、位置検出感度等か
ら求められる信号41から信号43までの前向きゲイン
を表す。
ら求められる信号41から信号43までの前向きゲイン
を表す。
【0035】このモデルでは、制御入力がTs/N周期
で変化することと、位置信号がTs周期で検出できるこ
とを考慮して、伝達特性Gp0(z)を求めている。本
実施例ではN=2とし、制御入力を位置検出の1/2の周
期で更新(操作量2倍マルチレート化)した場合を仮定
する。また、Gp(s)は数式10においてq=1と
し、3.6kHzの主共振周波数までの伝達特性を正確
にモデル化するものとする。本モデルは、図3のゲイン
特性60、位相特性61により表され、制御対象である
位置決め機構系のゲイン特性48と位相特性49と比較
すると、主共振点までの周波数特性は略機構系の特性に
一致している。
で変化することと、位置信号がTs周期で検出できるこ
とを考慮して、伝達特性Gp0(z)を求めている。本
実施例ではN=2とし、制御入力を位置検出の1/2の周
期で更新(操作量2倍マルチレート化)した場合を仮定
する。また、Gp(s)は数式10においてq=1と
し、3.6kHzの主共振周波数までの伝達特性を正確
にモデル化するものとする。本モデルは、図3のゲイン
特性60、位相特性61により表され、制御対象である
位置決め機構系のゲイン特性48と位相特性49と比較
すると、主共振点までの周波数特性は略機構系の特性に
一致している。
【0036】数式10の連続時間モデルの状態方程式表
現を数式11で記述する。
現を数式11で記述する。
【0037】
【数11】
【0038】ただし、yは位置を表わす。
【0039】図5に2倍マルチレート時の遅れを考慮し
た離散化(等価遅れL<T/2の場合)時の制御入力と
位置検出のサンプリングタイミングの関係を示す。すな
わち、Gp0(z)により、制御入力[u(k,0),u(k,
1)]’から目標位置軌道y(k)38を計算するための
制御入力更新と位置検出のサンプリングタイミングのモ
デルを示したものである。本実施例では、等価遅れLが
L<T/2の場合について検討する。図5に示す変数を
導入する。変数に付記する括弧は、サンプルタイミング
であり、kは位置検出タイミング(サーボサンプル)
で、uは操作量でyは位置を表わす。このとき(k,
0)サンプルの状態量から(k+1,0)サンプルの状
態量への離散時間状態方程式を求める。
た離散化(等価遅れL<T/2の場合)時の制御入力と
位置検出のサンプリングタイミングの関係を示す。すな
わち、Gp0(z)により、制御入力[u(k,0),u(k,
1)]’から目標位置軌道y(k)38を計算するための
制御入力更新と位置検出のサンプリングタイミングのモ
デルを示したものである。本実施例では、等価遅れLが
L<T/2の場合について検討する。図5に示す変数を
導入する。変数に付記する括弧は、サンプルタイミング
であり、kは位置検出タイミング(サーボサンプル)
で、uは操作量でyは位置を表わす。このとき(k,
0)サンプルの状態量から(k+1,0)サンプルの状
態量への離散時間状態方程式を求める。
【0040】
【数12】
【0041】
【数13】
【0042】
【数14】
【0043】
【数15】
【0044】
【数16】
【0045】数式16より、X(k,0)からX(k+
1,0)への離散時間状態方程式を求めると、数式17
で表わされる。
1,0)への離散時間状態方程式を求めると、数式17
で表わされる。
【0046】
【数17】
【0047】数式17をパルス伝達関数GP0(z)で
表す、制御入力34[u(k,0),u(k,1)]’から位置目標値
38までの伝達特性を数式18に示す。
表す、制御入力34[u(k,0),u(k,1)]’から位置目標値
38までの伝達特性を数式18に示す。
【0048】
【数18】
【0049】ここで、Ap0、Bp0、Cp0は数式1
9から数式21のように表す。
9から数式21のように表す。
【0050】
【数19】
【0051】
【数20】
【0052】
【数21】
【0053】Gm(z)は、目標到達位置を与えられた
ときの位置の応答を決定する伝達特性31であり、軌道
生成モデルと呼ぶ。具体的にはGm(z)のステップ応
答が望ましい位置の目標軌道となる。
ときの位置の応答を決定する伝達特性31であり、軌道
生成モデルと呼ぶ。具体的にはGm(z)のステップ応
答が望ましい位置の目標軌道となる。
【0054】本実施例では、図3の周波数特性60と6
1のようにGp0(z)を3.6kHzの主共振周波数
まで正確にモデル化している。このため、与える軌道に
おいて主共振周波数のパワーが大きいと、数式35で計
算した位置の目標軌道が、主共振周波数で振動する。そ
のためGm(z)で表される軌道生成モデルは、主共振
周波数のパワーを低下させるように与える。この目的に
合致するGm(z)の与え方としては、次の手順で伝達
関数を与え、軌道計算を行う方法が簡単である。
1のようにGp0(z)を3.6kHzの主共振周波数
まで正確にモデル化している。このため、与える軌道に
おいて主共振周波数のパワーが大きいと、数式35で計
算した位置の目標軌道が、主共振周波数で振動する。そ
のためGm(z)で表される軌道生成モデルは、主共振
周波数のパワーを低下させるように与える。この目的に
合致するGm(z)の与え方としては、次の手順で伝達
関数を与え、軌道計算を行う方法が簡単である。
【0055】まず、連続時間の伝達関数Gm(s)は次
式で求められる。
式で求められる。
【0056】
【数22】
【0057】次にGm(s)およびs・Gm(s)のス
テップ応答を計算する。ここでGm(s)は位置軌道x
(t)を表し、s・Gm(s)は速度軌道v(t)を表
している。最後に、計算したx(t)、v(t)を開始
から図2の位置検出周期Tsでサンプリングしx
(k)、v(k)を求める。数式モデルGm(s)を状
態方程式表現で表すと数式23となる。すなわち、その
出力をym(t)=[x(t)、v(t)]’とすると、
テップ応答を計算する。ここでGm(s)は位置軌道x
(t)を表し、s・Gm(s)は速度軌道v(t)を表
している。最後に、計算したx(t)、v(t)を開始
から図2の位置検出周期Tsでサンプリングしx
(k)、v(k)を求める。数式モデルGm(s)を状
態方程式表現で表すと数式23となる。すなわち、その
出力をym(t)=[x(t)、v(t)]’とすると、
【0058】
【数23】
【0059】となる。これより、伝達特性31のGm
(z)は、数式23の値を用いて次式で表される。
(z)は、数式23の値を用いて次式で表される。
【0060】
【数24】
【0061】ここまでは、図2の各ブロックの数式モデ
ルの導出を説明した。次に目標トラックへのシークを例
に図2の信号の流れを説明する。
ルの導出を説明した。次に目標トラックへのシークを例
に図2の信号の流れを説明する。
【0062】シーク開始命令を与えると30の目標値が
設定される。これによりブロック31で信号32で表さ
れる所望の目標位置軌道x(k)とx(k+1)、およ
び目標速度軌道v(k)とv(k+1)を計算する。計
算結果の信号32からブロック33では信号34である
加速度フィードフォワード入力[u(k、0)、u(k、1)]を計
算する。ブロック35では信号34をもとに位置の目標
値である信号38を計算する。信号38と実際のヘッド
位置の検出値である信号43の差信号39を求め、外乱
等に起因して発生する差信号39を小さくするために位
相補償器である36で制御信号40を計算する。前記信
号34と信号40を加算した信号41を制御入力とし
て、DAコンバータのモデルであるブロック37に出力
して、ヘッドが所望の目標軌道に追従して移動するよう
に制御する。信号34と信号38はシーク距離が決まれ
ば、外乱に依存せず時間の関数として一意に求められ
る。従って、信号34と37を予め計算しておき、時間
の関数としてテーブル化してROM18内に備えておく
ことが可能である。
設定される。これによりブロック31で信号32で表さ
れる所望の目標位置軌道x(k)とx(k+1)、およ
び目標速度軌道v(k)とv(k+1)を計算する。計
算結果の信号32からブロック33では信号34である
加速度フィードフォワード入力[u(k、0)、u(k、1)]を計
算する。ブロック35では信号34をもとに位置の目標
値である信号38を計算する。信号38と実際のヘッド
位置の検出値である信号43の差信号39を求め、外乱
等に起因して発生する差信号39を小さくするために位
相補償器である36で制御信号40を計算する。前記信
号34と信号40を加算した信号41を制御入力とし
て、DAコンバータのモデルであるブロック37に出力
して、ヘッドが所望の目標軌道に追従して移動するよう
に制御する。信号34と信号38はシーク距離が決まれ
ば、外乱に依存せず時間の関数として一意に求められ
る。従って、信号34と37を予め計算しておき、時間
の関数としてテーブル化してROM18内に備えておく
ことが可能である。
【0063】本発明は、上記方法に従って求めたGff
(z)、Gp0(z)、Gm(z)を用いた位置決め制
御方法からなる。この方法が、特に1〜16トラックシ
ーク相当の短距離シークの高速化、安定化に最も有効で
あることを次の手順で示す。ここで、安定化とはオーバ
ーシュート及びアンダーシュートのない、目標位置への
整定(セトリング)を指す。
(z)、Gp0(z)、Gm(z)を用いた位置決め制
御方法からなる。この方法が、特に1〜16トラックシ
ーク相当の短距離シークの高速化、安定化に最も有効で
あることを次の手順で示す。ここで、安定化とはオーバ
ーシュート及びアンダーシュートのない、目標位置への
整定(セトリング)を指す。
【0064】手順1:数式24のGm(z)により、軌
道生成法を行なう。 手順2:手順1の軌道からGff(z)により位置決め
機構の特定の共振周波数のパワーを低下させるような駆
動パターン生成が可能なことを駆動電流の時間波形とパ
ワースペクトル波形で示す。更に駆動パターンが外部か
ら外乱が作用しない条件下ではフィードバック系が機能
しない場合も、ヘッドを目標位置に正確に到達可能にす
る加速度フィードフォワード補償の生成法となっている
ことを確認する。このことは、追従誤差を低減させると
いう観点から重要である。 手順3:位置決め機構の主共振モデルを含めて移動周波
数帯まで、正確に同定した制御対象モデルGP0(z)
に基づいて、補正した位置軌道が軌道追従誤差を低減す
ることを示す。
道生成法を行なう。 手順2:手順1の軌道からGff(z)により位置決め
機構の特定の共振周波数のパワーを低下させるような駆
動パターン生成が可能なことを駆動電流の時間波形とパ
ワースペクトル波形で示す。更に駆動パターンが外部か
ら外乱が作用しない条件下ではフィードバック系が機能
しない場合も、ヘッドを目標位置に正確に到達可能にす
る加速度フィードフォワード補償の生成法となっている
ことを確認する。このことは、追従誤差を低減させると
いう観点から重要である。 手順3:位置決め機構の主共振モデルを含めて移動周波
数帯まで、正確に同定した制御対象モデルGP0(z)
に基づいて、補正した位置軌道が軌道追従誤差を低減す
ることを示す。
【0065】次に、前記手順が短距離シークの高速化と
安定化に優れていることを示す。ここでは、1トラック
シークを例にして説明する。移動時間が速ければ速いほ
ど、移動距離が大きければ大きいほど、駆動パターンの
パワースペクトルは大きくなり、位置決め機構の共振振
動を励振する。そこで、以降の比較条件を同一とするた
め、移動時間を目標位置手前0.2μm以下に到達する
に要する時間で0.34ms(7サンプル)とするよう
に軌道を生成する。また、移動距離は1.6μm(1ト
ラックシーク相当量)と規定する。セトリングの安定性
の評価尺度として、0.2μm以下に到達後、位置誤差
のオーバシュートおよびアンダーシュートがトラックピ
ッチの±5%を越えないことと規定する。
安定化に優れていることを示す。ここでは、1トラック
シークを例にして説明する。移動時間が速ければ速いほ
ど、移動距離が大きければ大きいほど、駆動パターンの
パワースペクトルは大きくなり、位置決め機構の共振振
動を励振する。そこで、以降の比較条件を同一とするた
め、移動時間を目標位置手前0.2μm以下に到達する
に要する時間で0.34ms(7サンプル)とするよう
に軌道を生成する。また、移動距離は1.6μm(1ト
ラックシーク相当量)と規定する。セトリングの安定性
の評価尺度として、0.2μm以下に到達後、位置誤差
のオーバシュートおよびアンダーシュートがトラックピ
ッチの±5%を越えないことと規定する。
【0066】手順1に従って前述のように数式22から
軌道を生成する。手順2に従って数式22から生成した
位置、速度軌道に対してGff(z)を用いて加速度フ
ィードフォワード軌道34を計算する。この時、図2の
信号34がパワーアンプ16で電流変換され時の電流6
の時間応答を図6の70に示す。数式22から生成した
駆動パターンの時間波形は、加速を2回に分けて行なう
ことにより、主共振振動周波数である3.6kHzのパ
ワーを低減させている。このことは図7に示す電流波形
70のパワースペクトル波形72を見れば明らかで、パ
ワースペクトル波形72では主共振3.6kHzの周波
数成分に関して低くなっている。
軌道を生成する。手順2に従って数式22から生成した
位置、速度軌道に対してGff(z)を用いて加速度フ
ィードフォワード軌道34を計算する。この時、図2の
信号34がパワーアンプ16で電流変換され時の電流6
の時間応答を図6の70に示す。数式22から生成した
駆動パターンの時間波形は、加速を2回に分けて行なう
ことにより、主共振振動周波数である3.6kHzのパ
ワーを低減させている。このことは図7に示す電流波形
70のパワースペクトル波形72を見れば明らかで、パ
ワースペクトル波形72では主共振3.6kHzの周波
数成分に関して低くなっている。
【0067】また、Gff(z)による加速度フィード
フォワード補償の生成法が外部から外乱が作用しない条
件下ではフィードバック系が機能しない場合でもヘッド
を目標位置に正確に到達可能にすることは、図2の信号
40を零にすることで確認可能である。図8の波形74
は数式22とGff(z)から生成した信号34を加速
度フィードフォワードとし、フィードバック信号40を
零とした場合の1トラックシークの目標位置に対する位
置誤差を検出周期Tsでサンプリングした波形である。
フィードバック信号が無い場合にも目標位置に到達して
いることが分かる。目標位置近傍での微小振動は数式1
中の数式25の項の影響であり、|ai|<1から、数式
26に対してDCゲイン(s→0条件でのゲイン)が十
分小さいため、到達位置の周囲で振動しているのみであ
る。
フォワード補償の生成法が外部から外乱が作用しない条
件下ではフィードバック系が機能しない場合でもヘッド
を目標位置に正確に到達可能にすることは、図2の信号
40を零にすることで確認可能である。図8の波形74
は数式22とGff(z)から生成した信号34を加速
度フィードフォワードとし、フィードバック信号40を
零とした場合の1トラックシークの目標位置に対する位
置誤差を検出周期Tsでサンプリングした波形である。
フィードバック信号が無い場合にも目標位置に到達して
いることが分かる。目標位置近傍での微小振動は数式1
中の数式25の項の影響であり、|ai|<1から、数式
26に対してDCゲイン(s→0条件でのゲイン)が十
分小さいため、到達位置の周囲で振動しているのみであ
る。
【0068】
【数25】
【0069】
【数26】
【0070】手順3に従って、位置決め機構の主共振モ
デルを含めて移動周波数帯域まで正確に同定した制御対
象モデルGp0(z)により、補正した位置軌道が軌道
追従誤差を低減することを評価する。3.6kHzの主
共振振動を考慮した数式10をもとにGp0(z)を与
える。図9(1)は目標位置に対する位置誤差を周期T
sでサンプリングした応答波形91とその時の電流波形
93及び目標位置の軌道92を示す。目標位置の軌道9
2はオーバシュート無く整定し、位置誤差の応答91も
仕様のトラックピッチの±5%以下に収まっている。図
9(2)にこの時の目標軌道に対するヘッド位置の追従
誤差波形94を示す。図のように追従誤差は最大で0.
13μmとなっており小さい。
デルを含めて移動周波数帯域まで正確に同定した制御対
象モデルGp0(z)により、補正した位置軌道が軌道
追従誤差を低減することを評価する。3.6kHzの主
共振振動を考慮した数式10をもとにGp0(z)を与
える。図9(1)は目標位置に対する位置誤差を周期T
sでサンプリングした応答波形91とその時の電流波形
93及び目標位置の軌道92を示す。目標位置の軌道9
2はオーバシュート無く整定し、位置誤差の応答91も
仕様のトラックピッチの±5%以下に収まっている。図
9(2)にこの時の目標軌道に対するヘッド位置の追従
誤差波形94を示す。図のように追従誤差は最大で0.
13μmとなっており小さい。
【0071】次に、本発明の第2の実施例を説明する。
本実施例は、第1実施例の手順3で説明した制御対象モ
デルGp0(z)を主共振モデルを省略したものに変更
し、他の構成は第1の実施例と同一にする。主共振モデ
ルを考慮しない場合のGp0(z)は、数式27で表現
する。
本実施例は、第1実施例の手順3で説明した制御対象モ
デルGp0(z)を主共振モデルを省略したものに変更
し、他の構成は第1の実施例と同一にする。主共振モデ
ルを考慮しない場合のGp0(z)は、数式27で表現
する。
【0072】
【数27】
【0073】ここで第一の実施例と比較条件を同一とす
るため移動時間を目標位置手前0.2μm以下に到達す
るに要する時間で0.34msと規定する。また移動距
離は1.6μm(1トラックシーク相当量)と規定す
る。セトリングの安定性の評価尺度として、0.2μm
以下に到達後、位置誤差のオーバーシュートおよびアン
ダーシュートがトラックピッチの±5%を越えないこと
と規定する。
るため移動時間を目標位置手前0.2μm以下に到達す
るに要する時間で0.34msと規定する。また移動距
離は1.6μm(1トラックシーク相当量)と規定す
る。セトリングの安定性の評価尺度として、0.2μm
以下に到達後、位置誤差のオーバーシュートおよびアン
ダーシュートがトラックピッチの±5%を越えないこと
と規定する。
【0074】駆動パターンは3.6kHzの周波数のパ
ワーを低減化する数式22から与える第一実施例の軌道
と同じである。図10(1)は目標位置に対する位置誤
差を周期Tsでサンプリングした応答波形95と、その
ときの電流波形97及び目標位置の軌道96を示す。位
置誤差応答波形95はアンダーシュートがセトリング仕
様の±5%をやや越えており、またオーバーシュートも
仕様ぎりぎりとなっている。そのため図9(1)の場合
と比較するとセトリング応答は劣化しており、仕様を満
たしていない。図10(2)にこの時の目標位置軌道に
対するヘッド位置の追従誤差波形98を示す。追従誤差
は最大で0.22μmとなっており、図9(2)の波形
94に比較すると約40%悪化しており、追従誤差の増
加がセトリング安定性を劣化している。しかし、Gp0
(s)が簡便であり計算負荷が小さい。
ワーを低減化する数式22から与える第一実施例の軌道
と同じである。図10(1)は目標位置に対する位置誤
差を周期Tsでサンプリングした応答波形95と、その
ときの電流波形97及び目標位置の軌道96を示す。位
置誤差応答波形95はアンダーシュートがセトリング仕
様の±5%をやや越えており、またオーバーシュートも
仕様ぎりぎりとなっている。そのため図9(1)の場合
と比較するとセトリング応答は劣化しており、仕様を満
たしていない。図10(2)にこの時の目標位置軌道に
対するヘッド位置の追従誤差波形98を示す。追従誤差
は最大で0.22μmとなっており、図9(2)の波形
94に比較すると約40%悪化しており、追従誤差の増
加がセトリング安定性を劣化している。しかし、Gp0
(s)が簡便であり計算負荷が小さい。
【0075】本発明の第三の実施例を説明する。本実施
例は、第一の実施例の手順1で説明した軌道生成モデル
を加々速度最小化駆動パターン(minimum jurk軌道)に
変更し、他の構成は第一の実施例と同一にする。加々速
度最小化駆動パターンは移動時間をTmv、移動距離を
Dmvとした時に、位置xの時間tの関数を数式28で
表し、速度vの時間tの関数を数式29で表し、加速度
aの時間tの関数を数式30で表わす。
例は、第一の実施例の手順1で説明した軌道生成モデル
を加々速度最小化駆動パターン(minimum jurk軌道)に
変更し、他の構成は第一の実施例と同一にする。加々速
度最小化駆動パターンは移動時間をTmv、移動距離を
Dmvとした時に、位置xの時間tの関数を数式28で
表し、速度vの時間tの関数を数式29で表し、加速度
aの時間tの関数を数式30で表わす。
【0076】
【数28】
【0077】
【数29】
【0078】
【数30】
【0079】ここで第一の実施例と比較条件を同一とす
るため、1トラックシークを例にして説明する。1トラ
ックシークは移動距離を1.6μm、目標トラック中心
への残差が0.2μm以下となるのに要する時間を0.
34msに設定して示す。第一実施例と同一の手順に従
って本実施例を説明する。
るため、1トラックシークを例にして説明する。1トラ
ックシークは移動距離を1.6μm、目標トラック中心
への残差が0.2μm以下となるのに要する時間を0.
34msに設定して示す。第一実施例と同一の手順に従
って本実施例を説明する。
【0080】手順1については、前記数式25、26か
ら軌道を生成する。
ら軌道を生成する。
【0081】手順2については、数式25の位置軌道、
数式26の速度軌道からGff(z)を用いて加速度フ
ィードフォワード軌道34を計算する。この信号34が
パワーアンプ16で電流変換された時の電流6の時間応
答を図6の71に示す。図7に示す電流波形71のパワ
ースペクトル波形73は位置決め機構の主共振である
3.6kHzの周波数に関して、第一実施例の電流パワ
ースペクトル波形72より高い。
数式26の速度軌道からGff(z)を用いて加速度フ
ィードフォワード軌道34を計算する。この信号34が
パワーアンプ16で電流変換された時の電流6の時間応
答を図6の71に示す。図7に示す電流波形71のパワ
ースペクトル波形73は位置決め機構の主共振である
3.6kHzの周波数に関して、第一実施例の電流パワ
ースペクトル波形72より高い。
【0082】図11の波形75は数式25、数式26と
Gff(z)から生成した信号34を加速度フィードフ
ォワードとし、フィードバック信号40を零とした場合
の1トラックシークの目標位置に対する位置誤差のサン
プリング波形である。波形74と同様に、フィードバッ
ク信号がない場合にも目標位置に到達しており、外乱が
作用しない条件化ではフィードバック系が機能しない場
合でもヘッドを目標位置に正確に到達可能であることが
分かる。目標位置近傍での振動は数式1の数式28の項
の影響であり、この項は数式29に対してDCゲインは
十分小さいため、到達位置の周囲で振動しているのみで
ある。波形75の周波数3.6kHzの振動は波形74
に比較して大きい。これはヘッド位置決め機構の主共振
の振動であり、1トラックシークのように特に高速にア
クチュエータを移動しようとする場合、駆動パターンの
基本周波数が主共振周波数に接近していき、必然的にセ
トリング時の残留振動を大きくする。
Gff(z)から生成した信号34を加速度フィードフ
ォワードとし、フィードバック信号40を零とした場合
の1トラックシークの目標位置に対する位置誤差のサン
プリング波形である。波形74と同様に、フィードバッ
ク信号がない場合にも目標位置に到達しており、外乱が
作用しない条件化ではフィードバック系が機能しない場
合でもヘッドを目標位置に正確に到達可能であることが
分かる。目標位置近傍での振動は数式1の数式28の項
の影響であり、この項は数式29に対してDCゲインは
十分小さいため、到達位置の周囲で振動しているのみで
ある。波形75の周波数3.6kHzの振動は波形74
に比較して大きい。これはヘッド位置決め機構の主共振
の振動であり、1トラックシークのように特に高速にア
クチュエータを移動しようとする場合、駆動パターンの
基本周波数が主共振周波数に接近していき、必然的にセ
トリング時の残留振動を大きくする。
【0083】手順3については3.6kHzの主共振振
動モデルを考慮した数式10をもとにGp0(z)を与
える。
動モデルを考慮した数式10をもとにGp0(z)を与
える。
【0084】図12(1)は目標位置に対する位置誤差
を周期Tsでサンプリングした応答波形88と,そのと
きの電流波形89及び目標位置の軌道87を示す。目標
位置の軌道77がオーバーシュートしている。これは主
共振を含むモデルをもとに目標位置軌道を補正する場合
には、第一の実施例のように駆動パターンにおける主共
振周波数のパワーを低減する必要があることを意味す
る。図12(2)にこの時の目標位置軌道に対するヘッ
ド位置の追従誤差波形90を示す。本実施例は、軌道が
滑らかであるため、多くの振動モードがある場合では、
それらを励振しにくいという効果がある。
を周期Tsでサンプリングした応答波形88と,そのと
きの電流波形89及び目標位置の軌道87を示す。目標
位置の軌道77がオーバーシュートしている。これは主
共振を含むモデルをもとに目標位置軌道を補正する場合
には、第一の実施例のように駆動パターンにおける主共
振周波数のパワーを低減する必要があることを意味す
る。図12(2)にこの時の目標位置軌道に対するヘッ
ド位置の追従誤差波形90を示す。本実施例は、軌道が
滑らかであるため、多くの振動モードがある場合では、
それらを励振しにくいという効果がある。
【0085】以上の第一の実施例から第三の実施例を3
5のGp0(z)、31のGm(z)の計算方法の違い
で整理すると下記のようになる。
5のGp0(z)、31のGm(z)の計算方法の違い
で整理すると下記のようになる。
【0086】第一実施例:Gp0(z)は位置決め機構
の主共振3.6kHzをモデル化する。Gm(z)は式
22で3.6kHzパワー低減(図9) 第二実施例:Gp0(z)は位置決め機構の主共振3.
6kHzをモデル化しない。Gm(z)は式22で3.
6kHzパワー低減(図10) 第三実施例:Gp0(z)は位置決め機構の主共振3.
6kHzをモデル化する。Gm(z)は加々速度最小軌
道(式28、式29)(図12) それぞれの結果は、シークタイムとしては同一条件とな
るように移動時間を設定しているため、セトリング安定
性の観点からまとめると、セトリングが安定な順に第一
実施例、第二実施例、第三実施例となり、セトリングの
安定性の仕様を目標位置手前0.2μm以下に到達後、
オーバーシュートおよびアンダーシュートがトラックピ
ッチの±5%以下とした場合、仕様を満たすのは第一実
施例だけである。以上、本発明の構成が1トラックシー
クの高速化、セトリング安定化に最も有効であることを
示した。
の主共振3.6kHzをモデル化する。Gm(z)は式
22で3.6kHzパワー低減(図9) 第二実施例:Gp0(z)は位置決め機構の主共振3.
6kHzをモデル化しない。Gm(z)は式22で3.
6kHzパワー低減(図10) 第三実施例:Gp0(z)は位置決め機構の主共振3.
6kHzをモデル化する。Gm(z)は加々速度最小軌
道(式28、式29)(図12) それぞれの結果は、シークタイムとしては同一条件とな
るように移動時間を設定しているため、セトリング安定
性の観点からまとめると、セトリングが安定な順に第一
実施例、第二実施例、第三実施例となり、セトリングの
安定性の仕様を目標位置手前0.2μm以下に到達後、
オーバーシュートおよびアンダーシュートがトラックピ
ッチの±5%以下とした場合、仕様を満たすのは第一実
施例だけである。以上、本発明の構成が1トラックシー
クの高速化、セトリング安定化に最も有効であることを
示した。
【0087】これまでは1トラックシークを例にして説
明したが、次に16トラックシークを例にして説明す
る。
明したが、次に16トラックシークを例にして説明す
る。
【0088】前記第一実施例の位置決め制御方法は3.
6kHzの位置決め機構の主共振モデルを含む数式10
をもとにGp0(z)を与え、数式9でGff(z)を
与え、Gm(z)は3.6kHzの周波数のパワーを低
減化する数式22から与える軌道である。図13(1)
は目標位置に対する位置誤差を周期Tsでサンプリングし
た応答波形100とそのときの電流波形102および目
標位置の軌道101を示す。セトリング時の位置誤差の
応答100は仕様のトラックピッチの±5%以下に収ま
っており、0.2μm移動に要する時間は1.1msと
なっている。図13(2)にこの時の目標位置軌道に対
するヘッド位置の追従誤差波形103を示す。追従誤差
は最大で0.43μmとなっている。
6kHzの位置決め機構の主共振モデルを含む数式10
をもとにGp0(z)を与え、数式9でGff(z)を
与え、Gm(z)は3.6kHzの周波数のパワーを低
減化する数式22から与える軌道である。図13(1)
は目標位置に対する位置誤差を周期Tsでサンプリングし
た応答波形100とそのときの電流波形102および目
標位置の軌道101を示す。セトリング時の位置誤差の
応答100は仕様のトラックピッチの±5%以下に収ま
っており、0.2μm移動に要する時間は1.1msと
なっている。図13(2)にこの時の目標位置軌道に対
するヘッド位置の追従誤差波形103を示す。追従誤差
は最大で0.43μmとなっている。
【0089】本発明の他の適用方法として複数台のディ
スク装置を同一筐体に設置して、同時に動作させること
によりデータ転送の高速化や信頼性を向上するディスク
アレイ装置では、アレイ装置の支持系とディスク装置の
質量から固有の共振モードをもつ。多くのアレイ装置
で、その共振周波数はfar=500〜800Hz、減
衰比zar=0.03であるが、シークの駆動パターン
にその周波数成分を持つ場合には、その共振振動を励振
するためシーク後の残留振動を引き起こす。それに対し
て数式22の分子周波数および減衰比をfar、zar
と一致するよう選択すれば、その周波数での励振を防ぐ
ことが可能となり、シーク後残留振動を低減することが
可能である。
スク装置を同一筐体に設置して、同時に動作させること
によりデータ転送の高速化や信頼性を向上するディスク
アレイ装置では、アレイ装置の支持系とディスク装置の
質量から固有の共振モードをもつ。多くのアレイ装置
で、その共振周波数はfar=500〜800Hz、減
衰比zar=0.03であるが、シークの駆動パターン
にその周波数成分を持つ場合には、その共振振動を励振
するためシーク後の残留振動を引き起こす。それに対し
て数式22の分子周波数および減衰比をfar、zar
と一致するよう選択すれば、その周波数での励振を防ぐ
ことが可能となり、シーク後残留振動を低減することが
可能である。
【0090】
【発明の効果】位置決め機構系の主共振周波数相当の移
動時間で位置決めさせる必要がある1トラックシークか
ら16トラックシーク程度の移動距離について、(1)
特定周波数のパワーを低下させる位置、速度軌道の生成
法、(2)外部から外乱が作用しない条件化でフィード
バック系が機能しない場合でもヘッドを目標位置に正確
に到達可能にする加速度フィードフォワード補償の生成
法、(3)移動周波数帯域に含まれる位置決め機構の共
振振動を正確にモデル化した制御対象モデルにより補正
した位置軌道の生成法の3つを組み合わせることにより
1〜16トラックシーク程度の移動距離について高速な
シーク制御法を与えることができる。
動時間で位置決めさせる必要がある1トラックシークか
ら16トラックシーク程度の移動距離について、(1)
特定周波数のパワーを低下させる位置、速度軌道の生成
法、(2)外部から外乱が作用しない条件化でフィード
バック系が機能しない場合でもヘッドを目標位置に正確
に到達可能にする加速度フィードフォワード補償の生成
法、(3)移動周波数帯域に含まれる位置決め機構の共
振振動を正確にモデル化した制御対象モデルにより補正
した位置軌道の生成法の3つを組み合わせることにより
1〜16トラックシーク程度の移動距離について高速な
シーク制御法を与えることができる。
【図1】本発明の第一実施例を示すブロック図。
【図2】本発明の位置決め制御方法を示すブロック図。
【図3】機構系伝達特性Gp(s)の周波数特性と制御
対象モデルGp0(s)の伝達特性を示す図。
対象モデルGp0(s)の伝達特性を示す図。
【図4】制御入力と位置および速度のサンプリングタイ
ミングを示す図。
ミングを示す図。
【図5】2倍マルチレート時の遅れを考慮した離散化
(等価遅れL<T/2の場合)時の制御入力と位置検出
のサンプリングタイミングを示す図。
(等価遅れL<T/2の場合)時の制御入力と位置検出
のサンプリングタイミングを示す図。
【図6】1トラックシーク時の数式9のGff(z)の信号出
力がパワーアンプ16で電流変換された時の電流6の時
間応答を示す図。
力がパワーアンプ16で電流変換された時の電流6の時
間応答を示す図。
【図7】1トラックシーク時の数式9のGff(z)の信号出
力がパワーアンプ16で電流変換された時の電流6のパ
ワースペクトル密度示す図。
力がパワーアンプ16で電流変換された時の電流6のパ
ワースペクトル密度示す図。
【図8】数式24と数式9のGff(z)から生成した信号3
4を加速度フィードフォワードとし、フィードバック信
号40を零とした場合の1トラックシークの応答を示す
図。
4を加速度フィードフォワードとし、フィードバック信
号40を零とした場合の1トラックシークの応答を示す
図。
【図9】数式22と数式9のGff(z)から生成した信号3
4を加速度フィードフォワードとし、目標位置軌道の補
正を主共振振動をモデル化した数式10で行った場合の
1トラックシークの応答波形を示す図。
4を加速度フィードフォワードとし、目標位置軌道の補
正を主共振振動をモデル化した数式10で行った場合の
1トラックシークの応答波形を示す図。
【図10】数式22と数式9のGff(z)から生成した信号
34を加速度フィードフォワードとし、目標位置軌道の
補正を主共振振動をモデル化しない数式30で行った場
合の1トラックシークの応答波形を示す図。
34を加速度フィードフォワードとし、目標位置軌道の
補正を主共振振動をモデル化しない数式30で行った場
合の1トラックシークの応答波形を示す図。
【図11】数式28数式29と数式9のGff(z)から生成
した信号34を加速度フィードフォワードとし、フィー
ドバック信号40を零とした場合の1トラックシークの
応答を示す図。
した信号34を加速度フィードフォワードとし、フィー
ドバック信号40を零とした場合の1トラックシークの
応答を示す図。
【図12】数式28数式29と数式9のGff(z)から生成
した信号34を加速度フィードフォワードとし、目標位
置軌道の補正を主共振振動をモデル化した数式10で行
った場合の1トラックシークの応答波形を示す図。
した信号34を加速度フィードフォワードとし、目標位
置軌道の補正を主共振振動をモデル化した数式10で行
った場合の1トラックシークの応答波形を示す図。
【図13】数式22と数式9のGff(z)から生成した信号
34を加速度フィードフォワードとし、目標位置軌道の
補正を主共振振動をモデル化した数式10で行った場合
の16トラックシークの応答波形を示す図。
34を加速度フィードフォワードとし、目標位置軌道の
補正を主共振振動をモデル化した数式10で行った場合
の16トラックシークの応答波形を示す図。
1…ヘッド、4…磁気ディスク、6…アクチュェータ駆
動電流、12…サーボセクタ、31…軌道生成モデル、
33…目標とする状態量の軌道から制御対象を駆動する
加速度フィードフォワード電流指令を与える信号を計算
する為の数式モデル、35…位置決め対象の伝達特性モ
デル、36…位相補償器、38…制御対象の伝達特性。
動電流、12…サーボセクタ、31…軌道生成モデル、
33…目標とする状態量の軌道から制御対象を駆動する
加速度フィードフォワード電流指令を与える信号を計算
する為の数式モデル、35…位置決め対象の伝達特性モ
デル、36…位相補償器、38…制御対象の伝達特性。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 FI テーマコート゛(参考) G11B 21/08 G11B 21/08 B 21/10 21/10 T (72)発明者 武田 弘基 神奈川県小田原市国府津2880番地 株式会 社日立製作所ストレージシステム事業部内 (72)発明者 伊藤 清忠 神奈川県小田原市国府津2880番地 株式会 社日立製作所ストレージシステム事業部内 (72)発明者 山口 高司 茨城県土浦市神立町502番地 株式会社日 立製作所機械研究所内 Fターム(参考) 5D088 PP01 QQ06 SS14 TT10 UU01 UU07 5D096 AA02 TT06 5H004 GA03 GB20 HA07 HB07 JA11 JA23 KB02 KB32 KC33 LA02 LA13 MA15 5H303 AA22 BB01 BB06 CC05 DD01 EE03 EE07 FF03 HH02 KK02 KK11 KK21 KK28 KK33 9A001 BB06 KK32 KK54
Claims (4)
- 【請求項1】位置決め対象と、前記位置決め対象の目標
位置信号と前記位置決め対象の位置検出信号とから位置
誤差信号とを求め、位相補償器に前記位置誤差信号を入
力し、前記位相補償器の出力信号を位置決め対象を備え
たアクチュエータへ出力し、位置決めする位置決め制御
装置において、 現在位置から目標位置へ前記位置決め対象を移動する過
程での前記位置決め対象の状態量の周波数スペクトル
が、前記位置決め機構の特定の共振周波数に対応したパ
ワーが減じられるように目標状態量軌道を設定し、前記
目標状態量軌道から位置決め機構の逆モデルを用いて前
記位置決め対象の駆動信号を生成し、前記駆動信号を前
記位置決め機構の剛体モデルと共振モデルとを合わせた
制御対象モデルに入力して新たな目標位置の軌道を生成
し、前記位置決め対象の現在位置値と前記新たな目標位
置の軌道との差信号を前記位相補償器に入力し、前記位
相補償器の出力と前記駆動信号を加算した結果を前記位
置決め対象の駆動信号として前記位置決め対象の位置制
御を行うことを特徴とする位置決め制御方法。 - 【請求項2】位置決め対象と、前記位置決め対象の目標
位置信号と前記位置決め対象の位置検出信号とから位置
誤差信号とを求め、位相補償器に前記位置誤差信号を入
力し、前記位相補償器の出力信号を位置決め対象を備え
たアクチュエータへ出力し、位置決めする位置決め制御
装置において、 現在位置から目標位置へ前記位置決め対象を移動する過
程での前記位置決め対象の駆動信号のパワースペクトル
が前記位置決め対象の特定の共振周波数において小さ
く、かつ前記位置決め対象が前記目標位置へオーバーシ
ュートまたはアンダーシュートなく整定することを特徴
とする位置決め制御方法。 - 【請求項3】磁気ヘッドと、前記磁気ヘッドの目標位置
信号と前記位置決め対象の位置検出信号とから位置誤差
信号とを求め、位相補償器に前記位置誤差信号を入力
し、前記位相補償器の出力信号を前記磁気ヘッド備えた
アクチュエータへ出力し、位置決めする位置決め制御装
置において、 前記ヘッドの駆動信号の駆動周波数特性が前記ヘッドの
共振周波数において小さくなるように目標軌道設定し、
前記磁気ヘッドのシーク動作時に前記ヘッドを含むアク
チュエータの剛体モデルと共振モデルとを合わせた制御
対象モデルに入力し、前記制御対象モデルにて新たな目
標位置を生成し、前記新たな目標位置と前記ヘッドの現
在位置信号の差信号を前記位相補償器に入力して制御す
る構成としたことを特徴とする位置決め制御装置。 - 【請求項4】請求項3記載の位置決め制御装置におい
て、前記位相補償器の出力に前記目標軌道を加算した信
号を用いて前記アクチュエータを制御することを特徴と
する位置決め制御装置。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000077775A JP2001249702A (ja) | 1999-12-27 | 2000-03-15 | 位置決め制御方法 |
US09/742,058 US6744591B2 (en) | 1999-12-27 | 2000-12-22 | Positioning control method |
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP36910499 | 1999-12-27 | ||
JP11-369104 | 1999-12-27 | ||
JP2000077775A JP2001249702A (ja) | 1999-12-27 | 2000-03-15 | 位置決め制御方法 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2001249702A true JP2001249702A (ja) | 2001-09-14 |
Family
ID=26582070
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2000077775A Pending JP2001249702A (ja) | 1999-12-27 | 2000-03-15 | 位置決め制御方法 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6744591B2 (ja) |
JP (1) | JP2001249702A (ja) |
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JP2008084161A (ja) * | 2006-09-28 | 2008-04-10 | Fujitsu Ltd | 二自由度位置制御方法、二自由度位置制御装置および媒体記憶装置 |
KR100852644B1 (ko) * | 2006-04-26 | 2008-08-18 | 후지쯔 가부시끼가이샤 | 시크 제어 방법, 시크 제어 장치 및 디스크 장치 |
JP2013029913A (ja) * | 2011-07-27 | 2013-02-07 | Toshiba Corp | マルチレート系の高速周波数応答同定法および高速周波数応答同定装置 |
US8452424B2 (en) | 2008-03-05 | 2013-05-28 | National Univeristy Corporation Nagoya Institute of Technology | Moving object feed-forward control method |
CN111095132A (zh) * | 2017-09-08 | 2020-05-01 | 三菱电机株式会社 | 伺服控制装置 |
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US7208898B2 (en) * | 2005-06-22 | 2007-04-24 | The Board Of Regents For Oklahoma State University | Near time-optimal jerk trajectory for positioning a control object |
US7319570B2 (en) * | 2005-09-19 | 2008-01-15 | Seagate Technology Llc | Random vibration and shock compensator using a disturbance observer |
US7675702B2 (en) * | 2006-05-24 | 2010-03-09 | Seagate Technology Llc | Reduced convolution for repetitive disturbance rejection |
KR20120019019A (ko) * | 2010-08-24 | 2012-03-06 | 삼성전자주식회사 | 외란 보상 방법 및 장치와 이를 적용한 디스크 드라이브 및 저장매체 |
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US5699207A (en) * | 1995-03-07 | 1997-12-16 | Cirrus Logic, Inc. | Chatter reduction in sliding mode control of a disk drive actuator |
US5901009A (en) * | 1995-05-31 | 1999-05-04 | International Business Machines Corporation | Reduced seek acoustic noise direct access storage device |
JP3740189B2 (ja) * | 1995-07-18 | 2006-02-01 | 株式会社日立グローバルストレージテクノロジーズ | 位置決め適応制御装置並びに情報記憶装置 |
US5668680A (en) * | 1995-09-21 | 1997-09-16 | Seagate Technology, Inc. | Time optimal control of a disc drive actuator with vibro-acoustic constraints |
JP3036633B2 (ja) * | 1998-09-18 | 2000-04-24 | 日本電気株式会社 | 媒体交換型ディスク装置 |
US6339512B1 (en) * | 1999-03-25 | 2002-01-15 | International Business Machines Corporation | Disk-flutter servo control in rotating storage system with optimum disk thickness |
US6574065B1 (en) * | 1999-05-14 | 2003-06-03 | International Business Machines Corporation | Method and apparatus for adaptive resonance mode cancellation servo in a rotating storage system |
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-
2000
- 2000-03-15 JP JP2000077775A patent/JP2001249702A/ja active Pending
- 2000-12-22 US US09/742,058 patent/US6744591B2/en not_active Expired - Fee Related
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KR100852644B1 (ko) * | 2006-04-26 | 2008-08-18 | 후지쯔 가부시끼가이샤 | 시크 제어 방법, 시크 제어 장치 및 디스크 장치 |
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DE112017008009T5 (de) | 2017-09-08 | 2020-07-09 | Mitsubishi Electric Corporation | Servosteuervorrichtung |
DE112017008009B4 (de) | 2017-09-08 | 2022-03-31 | Mitsubishi Electric Corporation | Servosteuerungsvorrichtung |
CN111095132B (zh) * | 2017-09-08 | 2023-04-18 | 三菱电机株式会社 | 伺服控制装置 |
US11630425B2 (en) | 2017-09-08 | 2023-04-18 | Mitsubishi Electric Corporation | Servo control device |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US6744591B2 (en) | 2004-06-01 |
US20010006438A1 (en) | 2001-07-05 |
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