JP2001275362A - 圧電トランス駆動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 入力コンデンサのＥＳＲ損による効率低下を
抑制でき、入力リップル電圧を小さくできる圧電トラン
ス駆動回路を提供する。 【解決手段】 オートトランス６の１次側端子を入力電
源の一方と圧電トランス１の１次側電極の一方の電極に
接続し、オートトランス６の２次側端子を圧電トランス
の１次側電極のもう一方の電極に接続し、オートトラン
ス６の中間端子と入力電源の他端との間をオン，オフす
るトランジスタ７を接続し、圧電トランス１の２次側電
圧をダイオード２とコンデンサ３とで整流し、抵抗４と
５とによって分圧し、その分圧した電圧に応じてＶＣＯ
９が駆動信号を発振し、駆動回路８がその駆動信号に応
じてトランジスタ７を駆動する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は圧電トランス駆動
回路に関し、たとえば冷陰極管などの放電灯点灯用圧電
トランスインバータや、ＤＣ−ＤＣ圧電コンバータに用
いられる圧電トランス駆動回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】圧電トランスはその入力インピーダンス
が容量性のため、スイッチング素子で直接駆動すると、
入力容量を充放電するためのエネルギが大きく損失が大
きくなってしまう。そこで、従来より、純Ｅ級駆動と呼
ばれる、コイルと共振させて零ボルトスイッチさせる回
路方式が広く用いられている。

【０００３】図７は特開平８−２３７９６０号公報に記
載された純Ｅ級駆動回路の一例を示す図である。図７に
おいて、スイッチング素子Ｔｒは繰返しオン，オフ駆動
され、オン時間の間に電磁エネルギがコイルＬに蓄えら
れる。スイッチング素子Ｔｒがオフすると、そのエネル
ギは圧電トランスＴの入力容量と共振して、半波正弦波
状の波形が圧電トランスＴに入力される。この場合、圧
電トランスＴに印加される半波正弦波のピーク電圧は電
源電圧の約３倍となり、純Ｅ級駆動を用いることで圧電
トランスＴへの入力信号を昇圧する機能を有している。

【０００４】しかしながら、液晶バックライト用インバ
ータのようなアプリケーションにおいては、圧電トラン
スＴに大きな昇圧比が必要となり、図７に示した回路構
成では昇圧比不足となる場合がある。

【０００５】図８は特開平８−２３７９６０号公報に記
載された例を示す。この図８に示した例では、スイッチ
ング素子Ｔｒ１の出力を絶縁電磁トランスＴ１の昇圧に
より圧電Ｔトランスの昇圧を補助するものである。

【０００６】図９は特開平８−４５６８１号公報の図３
に記載されたものであり、この図９ではトランスの代わ
りにオートトランス（巻上げトランス）Ｔ２を用いて、
スイッチング素子Ｔｒ２でスイッチングするものであ
る。このようなオートトランスＴ２を用いることによ
り、２次巻線の巻線数を絶縁トランスよりも少なくでき
るため、太い巻線を用いて巻線の抵抗分による損失を小
さくできるという効果がある。

【０００７】図１０は特開平８−３４０６８０号公報の
図４に記載されたものである。この例では、スイッチン
グ素子Ｔｒ３をオンしている期間に電磁エネルギをコイ
ルＬ１に蓄えて、スイッチング素子Ｔｒ３がオフの期間
に共振させるものであり、この点において図７の構成と
同じであるが、圧電トランスＴに印加される電圧の直流
成分は少ないため、電極の銀マイグレーションが発生し
ないという効果がある。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】上述の図７〜図９に示
した従来例においては、次のような問題がある。すなわ
ち、これらの回路構成では、スイッチング素子がオフの
期間には、共振電流は入力電源を通って回生される。し
かし、一般に直流電源と圧電トランス駆動装置との間は
インダクタンスの多いリード線などで接続されるため、
共振電流の通過が阻害される。このような問題を解決す
るために、一般には圧電トランス電源装置の入力端に入
力コンデンサを付加し、共振電流成分のほとんどが入力
コンデンサをバイパスするように設計される。しかし、
その場合、入力コンデンサのＥＳＲ成分により損失が発
生し、かつ入力リップル電圧も大きいという問題があ
る。

【０００９】これに対して、図１０に示した回路構成の
場合、スイッチング素子Ｔｒ３がオフのときの共振電流
はコイルＬと圧電トランスＴのみで構成されるループを
通るため、入力コンデンサには共振電流が流れない。こ
のため、図７〜図９の構成に比べて効率を改善でき、か
つ入力リップル電圧が小さくできるという効果がある。

【００１０】このような効果については、特開平８−３
４０６８０号公報には記載されていないが、本願発明者
らの実験結果からこのような効果が確認された。しかし
ながら、図１０に示した従来例の場合、図８および図９
に示したような電磁トランスによる予備昇圧機能がない
ため、圧電トランスの昇圧比が不足した場合にはそれを
解決する方法がないという課題がある。

【００１１】それゆえに、この発明の主たる目的は、入
力コンデンサのＥＳＲ損による効率低下を抑制でき、入
力リップル電圧を小さくできるような圧電トランス駆動
回路を提供することである。

【００１２】

【課題を解決するための手段】この発明は圧電トランス
駆動回路であって、１次側電極の一方が入力電源の一方
に接続された圧電トランスと、入力電源の圧電トランス
１次側電極と接続された側にその１次側端子が接続さ
れ、圧電トランス１次側電極の他端にその２次側端子が
接続されたオートトランスと、オートトランスの中間端
子と入力電源の他方との間に接続されるスイッチング素
子と、スイッチング素子を駆動する駆動手段とを備えて
構成される。

【００１３】他の発明は、圧電トランス駆動回路であっ
て、圧電トランスと、圧電トランスの１次側の両電極に
１次側および２次側の両端子が接続され、かつ中間端子
が入力電源の一方に接続されたオートトランスと、オー
トトランスの１次側または２次側端子と入力電源の他方
との間に接続されるスイッチング素子と、スイッチング
素子を駆動する駆動手段とを備えて構成される。

【００１４】好ましくは、駆動手段は、圧電トランスの
出力電圧または出力電流に応じて発振周波数を可変制御
する発振回路と、発振回路の発振出力に基づいてスイッ
チング素子を駆動する駆動回路とを含むことを特徴とす
る。

【００１５】さらに、より好ましくは圧電トランスの２
次側電極に接続される負荷を含み、駆動手段は、負荷に
流れる電流を検出し、その電流に基づく電圧と外部から
与えられる電圧とを比較する比較回路と、比較回路の出
力に基づいて発振周波数を可変制御する発振回路と、発
振回路の発振出力に基づいてスイッチング素子を駆動す
る駆動回路とを含むことを特徴とする。

【００１６】

【発明の実施の形態】図１はこの発明をＤＣ−ＤＣコン
バータに適用した第１の実施形態を示す図である。図１
において、圧電トランス１の１次側入力電極の一方はオ
ートトランス６の２次側端子に接続され、他方の入力電
極は入力電源に接続される。圧電トランス１の２次側出
力電極はダイオード２とコンデンサ３とからなる整流回
路に接続される。整流回路の出力電圧は直列接続された
抵抗４と５とによって分圧され、その分圧電圧がＶＣＯ
（電圧制御発振器）９に与えられる。ＶＣＯ９は入力電
圧の大きさに応じてその出力信号の周波数を可変する。

【００１７】ＶＣＯ９の出力信号は駆動回路８に入力さ
れ、駆動回路８は入力された信号に応じてトランジスタ
７のゲートを駆動する。ここで、駆動回路８はＶＣＯ９
とともに駆動手段を構成している。トランジスタ７のド
レインとソースはオートトランス６の２次端子と接地間
に接続されていて、トランジスタ７はそのゲートが制御
されることによりオートトランス６の中間端子の電位と
接地電位との間を繰返しオン，オフする。オートトラン
ス６の１次側端子は入力電源に接続され、入力電源側と
接地間には入力コンデンサ１０が接続されている。

【００１８】次に、図１に示した実施形態の動作につい
て説明する。トランジスタ７がオンすると、入力電源か
らオートトランス６の１次側巻線に電流が流れ、電磁エ
ネルギが蓄えられる。トランジスタ７がオフするとその
電流はオートトランス６の２次側巻線を経由して圧電ト
ランス１の入力端子に流れ、オートトランス６の１次，
２次間巻線インダクタンスと圧電トランス１の入力容量
のＬＣ共振により、ほぼ半波正弦波の波形が圧電トラン
ス１に印加される。

【００１９】このとき、オートトランス６の１次巻線と
２次巻線の巻線比率を１：ｎとすると、オートトランス
６により１＋ｎ倍の昇圧ゲインをかせぐことができる。
さらに、トランジスタ７のオフ期間の共振電流は入力コ
ンデンサ１０には流れないため、入力コンデンサ１０の
ＥＳＲ成分による損失増加を低減できる。

【００２０】圧電トランス１の入力に印加された電圧
は、圧電トランス１により電圧変換され、ダイオード２
とコンデンサ３とからなる整流回路で整流されてＤＣ−
ＤＣコンバータの出力電圧が抵抗４と５とからなる分圧
回路で分圧され、その分圧電圧が一定となるように駆動
手段により駆動周波数が制御される。

【００２１】図２は図１に示した圧電トランスの周波数
−昇圧ゲイン特性を示す図である。圧電トランス１は一
般に共振周波数よりも高い周波数領域において効率が高
いため、図２の共振周波数よりも右側の領域を用いるも
のとする。今、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が不足
した場合、ＶＣＯ９に入力される制御電圧が低下する。
ＶＣＯ９は制御電圧が下がった場合には出力発振信号の
周波数を下げるように設計されているものとすると、駆
動回路８からトランジスタ７に出力される駆動信号の周
波数も低下する。すると、圧電トランス１の昇圧比が大
きくなり、初期の出力電圧不足が解消される方向に制御
がかかる。逆に、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が過
剰になった場合には、駆動周波数は高くなり、やはり所
望の一定出力電圧が得られるように周波数が制御される
ことになる。

【００２２】上述の如く、この実施形態によれば、トラ
ンジスタ７のオフ期間における共振電流回生経路に入力
コンデンサが入っていないため、入力コンデンサのＥＳ
Ｒ損による効率低下を抑制でき、入力リップル電圧も小
さくできる。また、オートトランス６を用いた予備昇圧
機能を有するため、圧電トランス１の昇圧比が不足する
場合に用いると効果を高めることができる。

【００２３】図３はこの発明の他の実施形態として放電
灯を点灯用インバータに適用した場合の第２の実施形態
を示す図である。図３において、圧電トランス１のそれ
ぞれの１次側入力電極はオートトランス１１の１次側お
よび２次側端子に接続される。オートトランス１１の１
次側と接地間にはトランジスタ１２が接続され、このト
ランジスタ１２は接地電位とオートトランス１１の１次
側端子の電位との間を繰返しオン，オフする。また、オ
ートトランス１１の中間端子には入力電圧が与えられ、
この中間端子と接地間には入力コンデンサ１０が接続さ
れる。

【００２４】圧電トランス１の２次側出力電極は放電管
１３の一方に接続され、放電管１３の他方は管電流検出
抵抗１４に接続される。管電流検出抵抗１４の両端に生
じた電圧はダイオード２とコンデンサ３とからなる整流
回路に入力され、その整流出力電圧はオペアンプ１５の
反転入力に印加される。オペアンプ１５の非反転入力に
は外部から調光電圧が与えられ、オペアンプ１５はこの
調光電圧と検出電圧との差電圧を積分する。オペアンプ
１５の出力電圧はＶＣＯ９に入力され、ＶＣＯ９の出力
に応じて駆動回路８がトランジスタ１２を駆動する。こ
の実施形態においては、駆動回路８とＶＣＯ９とオペア
ンプ１５と整流回路により駆動手段が構成されている。

【００２５】次に、図３に示した実施形態の動作につい
て説明する。トランジスタ１２がオンすると入力電源か
らオートトランス１１の１次側巻線に電流が流れ、電磁
エネルギが蓄えられる。トランジスタ１２がオフすると
その電流はオートトランス１１の２次側巻線を経由して
圧電トランス１の入力端子に流れ、オートトランス１１
の１次，２次間巻線インダクタンスと圧電トランス１の
入力容量のＬＣ共振により、ほぼ半波正弦波の波形が圧
電トランス１に印加される。このとき、オートトランス
１１の１次巻線と２次巻線の巻線比率を１：ｎとする
と、オートトランス１１により１＋ｎ倍の昇圧ゲインを
かせぐことができる。

【００２６】さらに、トランジスタ１２のオフ期間の共
振電流は入力コンデンサ１０側には流れないため、入力
コンデンサ１０のＥＳＲ成分による損失増加を低減でき
る。

【００２７】さらに、図３に示した実施形態では、圧電
トランス１の両１次電極には逆位相の電圧が印加され
る。このため、１次電極電圧の絶対値が図１に示した実
施形態に比べて小さくできるため、１次側電極の絶縁保
護が容易になるという効果も奏することができる。

【００２８】圧電トランス１の入力に印加された電圧
は、圧電トランス１により昇圧されて放電管１３に加え
られる。放電管１３の管電流は検出抵抗１４によって電
圧変換され、ダイオード２とコンデンサ３とによって整
流されてオペアンプ１５に与えられ、オペアンプ１５は
この検出電圧と調光電圧との差を積分し、その積分電圧
に応じてＶＣＯ９が発振し、駆動回路８がトランジスタ
１２を制御する。

【００２９】この制御についてより具体的に説明する。
この場合も、図２に示すように、共振周波数よりも右側
の領域を用いて周波数制御されるものとする。

【００３０】今、放電管電流が不足した場合を考える
と、管電流検出電圧と整流電圧ともに低下し、オペアン
プ１５の反転入力に加わる電圧が低下する。すると、オ
ペアンプ１５の出力電圧は積分定数で定まる時定数で上
昇する。ＶＣＯ９は制御電圧が上がった場合には出力発
振信号の周波数を下げるように設計されているものとす
ると、駆動回路８からトランジスタ１２に出力される駆
動信号の周波数も低下する。すると、圧電トランス１の
昇圧比が大きくなり、初期の管電流圧不足が解消される
方向に制御がかかる。

【００３１】逆に、放電管電流が過剰になった場合に
は、駆動周波数が高くなり、やはり所望の一定管電流が
得られるように周波数が制御される。このとき、整流回
路の出力電圧と調光電圧とはほぼ同一になるように制御
がかかるため、調光電圧を変化させることにより放電管
電流を可変でき、ひいては放電管１３の輝度を調整でき
る。

【００３２】上述の図１および図３に示した両実施形態
の効果をさらに説明するために、図４〜図６の（ａ）に
従来の回路構成とこの発明の実施形態の回路構成を示
し、（ｂ）にそれぞれの回路における波形図を示す。ま
た、この場合の電気特性の測定結果を表１に示す。

【００３３】

【表１】

【００３４】図４（ｂ）と図５（ｂ）および図６（ｂ）
とを比較すると、図５および図６のようにこの発明の実
施形態を用いることにより、入力リップル電圧がやや小
さくなっている様子がわかる。また、表１を見れば明ら
かなように、この発明の実施形態を用いることにより効
率が若干改善されている様子もわかる。これらの特性改
善は入力コンデンサに流れる共振電流が減少した結果と
して説明できる。

【００３５】図４（ｂ）と図５（ｂ）とを比較すると、
圧電トランスの１次側に印加される電圧（Ｖｐ）の対接
地電圧のピーク電圧はいずれも４５Ｖ程度となってい
る。これに対して、図６（ｂ）の場合、圧電トランスの
１次側電圧のピーク（ＶｐとＶｄの大きい方）はＶｄｍ
ａｘ＝２７Ｖとなっており、ピーク電圧が減少している
ことがわかる。圧電トランス１次側電圧のピーク電圧は
入力電圧にほぼ比例し、オートトランスの巻数比により
変化するが、図６（ａ）の回路構成（第２の実施形態の
構成）を用いることにより、その絶対値を小さくできる
ことになる。電圧が５０Ｖを超える部分については、人
が感電しないように絶縁しなければならない。しかし、
図６（ａ）に示す構成を用いることにより、１次側電圧
を低下させることができるので、絶縁を省略できる場合
があり、コストと寸法の面でメリットがある。

【００３６】今回開示された実施の形態はすべての点で
例示であって制限的なものではないと考えられるべきで
ある。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求
の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味お
よび範囲内でのすべての変更が含まれることが意図され
る。

【００３７】

【発明の効果】以上のように、この発明によれば、圧電
トランスの１次側電極の一方を入力電源の一方に接続
し、入力電源の圧電トランス１次側電極と接続された側
にオートトランスの１次側端子を接続し、圧電トランス
の１次側電極の他端に２次側を接続し、オートトランス
の中間端子と入力電源の他方との間にスイッチング素子
を接続し、このスイッチング素子を駆動手段により駆動
するようにしたので、スイッチング素子のオフ期間の回
生共振電流が入力コンデンサに流れない。このため、従
来例に比較して入力コンデンサのＥＳＲ損による効率低
下を抑制でき、入力リップル電圧も小さくできる。ま
た、オートトランスを用いた予備昇圧機能を有するた
め、圧電トランスの昇圧比が不足する場合にも用いると
その効果が大きくなる。

【００３８】また、他の発明では、圧電トランスの１次
側の両電極にオートトランスの１次側および２次側の両
端子を接続し、中間端子を入力電源の一方に接続し、オ
ートトランスの１次側または２次側端子と入力電源の他
方との間にスイッチング素子を接続し、このスイッチン
グ素子を駆動手段で駆動するようにしたので、先の発明
の効果に加えて、圧電トランス入力電極の対地電圧絶対
値を小さくできる。このため、１次側電極の絶縁保護を
省略できる場合があり、コストおよび寸法面で効果を奏
することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明をＤＣ−ＤＣコンバータに適用した
第１の実施形態を示す図である。

【図２】 図１に示した圧電トランスの周波数−昇圧ゲ
イン特性を示す図である。

【図３】 この発明を放電管点灯用インバータに適用し
た場合の第２の実施形態を示す図である。

【図４】 従来例の回路要部と各部の波形を示す図であ
る。

【図５】 この発明の第１の実施形態の回路の主要部と
その各部の波形を示す図である。

【図６】 この発明の第２の実施形態の回路の主要部と
その各部の波形図である。

【図７】 第１の従来例を示す回路図である。

【図８】 第２の従来例を示す回路図である。

【図９】 第３の従来例を示す回路図である。

【図１０】 第４の従来例を示す回路図である。

【符号の説明】

１ 圧電トランス、２ ダイオード、３ コンデンサ、
４，５ 抵抗、６，１１ オートトランス、７，１２
トランジスタ、８ 駆動回路、９ ＶＣＯ、１３ 放電
管、１４ 管電流検出抵抗、１５ オペアンプ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 3K072 AA01 AC02 CA14 5H007 AA08 BB03 CA02 CB04 CB07 CB09 CB25 CC07 CC32 DA03 DA05 DA06 DC02 DC05 EA09 5H730 AS01 AS02 AS11 BB11 BB57 DD04 DD26 EE02 EE07 EE19 EE37 EE48 EE79 FD01 FD31 FG07 FV05

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 １次側電極の一方が入力電源の一方に接
   続された圧電トランスと、前記入力電源の前記圧電トラ
   ンス１次側電極と接続された側にその１次側端子が接続
   され、前記圧電トランス１次側電極の他端にその２次側
   端子が接続されたオートトランスと、 前記オートトランスの中間端子と前記入力電源の他方と
   の間に接続されるスイッチング素子と、 前記スイッチング素子を駆動する駆動手段とを備えた、
   圧電トランス駆動回路。
2. 【請求項２】 圧電トランスと、 前記圧電トランスの１次側の両電極に１次側および２次
   側の両端子が接続され、かつ中間端子が入力電源の一方
   に接続されたオートトランスと、 前記オートトランスの１次側または２次側端子と前記入
   力電源の他方との間に接続されるスイッチング素子と、 前記スイッチング素子を駆動する駆動手段とを備えた、
   圧電トランス駆動回路。
3. 【請求項３】 前記駆動手段は、 前記圧電トランスの出力電圧または出力電流に応じて発
   振周波数を可変制御する発振回路と、 前記発振回路の発振出力に基づいて前記スイッチング素
   子を駆動する駆動回路とを備えたことを特徴とする、請
   求項１に記載の圧電トランス駆動回路。
4. 【請求項４】 さらに、前記圧電トランスの２次側電極
   に接続される負荷を含み、 前記駆動手段は、 前記負荷に流れる電流を検出し、その電流に基づく電圧
   と外部から与えられる電圧とを比較する比較回路と、 前記比較回路の出力に基づいて、発振周波数を可変制御
   する発振回路と、 前記発振回路の発振出力に基づいて、前記スイッチング
   素子を駆動する駆動回路とを備えたことを特徴とする、
   請求項３に記載の圧電トランス駆動回路。