KR100441463B1 - 저역통과필터 및 고역통과필터 특성의 로드를 이용한 능동직교위상신호 발생기 - Google Patents

저역통과필터 및 고역통과필터 특성의 로드를 이용한 능동직교위상신호 발생기 Download PDF

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Abstract

본 발명은 통신회로에 필수적인 4상의 직교위상신호를 만들어 내고 위상오차 및 크기오차를 보정할 수 있는 장치에 관한 것으로, 고역통과와 저역통과 특성을 갖는 필터를 트랜지스터의 로드로 사용하여 신호의 증폭과 더불어 각각의 필터가 갖는 위상변화를 이용하여 직교위상을 만들어 내고, 이를 차동구조로 이용하므로서 4상의 직교위상신호를 만들어 내며, 각각의 필터로드를 가변커패시터 혹은 가변저항 등을 이용하여 직교신호의 위상 및 크기를 가변시킨다. 이는 종래의 저항과 커패시터만으로 구성된 일반적인 4상의 직교위상필터에서 신호의 손실특성과 이를 보상하기 위한 부가적인 전력소모를 줄이고, 고주파대역(수GHz-수십GHz)에서 극점주파수가 높아지면서 저항과 커패시터만으로는 신뢰성있는 구현이 어렵다는 단점을 보완하기 위해 인덕터를 사용한 방법으로 고역통과필터 특성의 로드와 저역통과필터 특성의 로드 사이의 로드특성이 상이함에서 오는 일차적인 신호오차(크기오차, 위상오차)는 각각의 로드를 통과한 신호를 서로 다른 특성의 로드에 다시 병렬분산교차통과시킨 후 같은 위상별로 평균하여 더해주는 방법으로 보정할 수 있으며, 위상오차의 보다 정교한 보정은 음의 피드백구조를 이용하여 얻을 수 있다. 이를 위해 위상오차 검출기 및 저역통과필터를 이용하여 검출된 위상오차를 D2S(differential to single converter) 혹은 평균증폭기 및 비교기를 이용하여 각각의 필터로드의 가변커패시터, 가변저항 등을 통제할 수 있는 조절전압을 만들어 낸다. 로드특성이 상이하므로 고주파 혹은 저주파에서의 누설결합의 결합정도에 따른 변조효과가 각각의 로드에서 다름으로 인해 생겨나는 신호오차는 대역통과 공진기를 사용하여 보정한다.

Description

저역통과필터 및 고역통과필터 특성의 로드를 이용한 능동 직교위상신호 발생기 {Active quadrature signal generator using low-pass and high-pass load}
본 발명은 반도체 회로(semiconductor circuit)에 관한 것으로, 특히, 4상(poly-phase)의 직교위상신호(quadrature signal)를 만들어 내는 회로에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 저역통과필터(low-pass filter) 특성을 나타내는 로드와 고역통과필터(high-pass filter) 특성을 나타내는 로드 사이의 위상차이(phase difference)를 이용하여 직교신호를 만들어 내고, 이를 차동구조(differential)로 사용하므로서 4개의 직교위상을 갖는 증폭된 신호를 만들어 통신시스템의 고주파 송신 및 수신부에 필요한 4상 직교위상신호를 제공하기 위한 것이다.
일반적인 디지털 통신시스템에 있어서 전달하고자 하는 신호의 주파수대역이 매체의 성질에 맞지 않을 경우, 이 신호를 적정주파수 대역으로 옮겨서 전달해야만 한다. 이러한 변조(modulation) 방법 중에서도 180도의 위상차이를 식별하는 것이 주파수 변화의 식별에 비해 훨씬 용이하므로 PSK(Phase Shift Keying) 방식이 널리 사용되며, 처리해야 할 데이터량이 많아지는 현대의 고속 통신시스템에서는 위상변화를 90도로 하여 하나의 심볼로써 네개의 값을 식별할 수 있는 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식이 널리 이용되고 있다. 이러한 QPSK방식에 있어서, 일련의 이진 데이터 쌍들의 90도 위상변화는 정현파(cosine) 성분의 반송파(carrier)를 이용한 주파수 혼합기(mixer)와 여현파(sine) 성분의 반송파를 이용한 주파수 혼합기 쌍에 의해서 만들어질 수 있는데, 이때 필요한 정현파와 여현파의 직교위상신호를 만들어 내는 것이 4상 직교위상신호 발생기(Quddrature signal generator)이다.
도 1a는 종래의 기술에 따른 가장 간단한 형태의 4상 직교위상신호 발생기로서, 2개의 저항(104 및 107)과 2개의 커패시터(105 및 106)로 이루어지며, 입력단자(100 및 101)를 통해 차동 입력신호,가 들어가면 출력단자(102 및 103)를 통해서 차동 출력신호가 나온다. 이때라고 가정하면, 입력-출력 간의 전달함수(transfer function)는과 같이 표현되며,의 위상변화가 생기게 된다. 여기서,는 각각 차동입력신호와 차동출력신호를 나타내며,는를 나타내고,는 각주파수를 의미한다. 따라서,가 만족될 때 입력과 출력은 같은 크기의 90도 위상차이를 갖는 차동 직교위상신호(4상 직교위상신호)가 발생된다. 그러나 일반적인 집적회로 공정에 있어서, 저항과 커패시터의 오차범위가 크므로 크기오차와 위상오차가 존재하게 된다. 직교신호 간의 오차를 보정하기 위해서는 가변 저항 혹은 가변커패시터의 사용이 요구된다.
이하의 상술에서는 통상의 고주파 통신 용어 명명법에 따라 상대위상 0도와 180도를 갖는 신호를 I-신호(in-phase signal) 그리고 상대위상 90도 및 270도를 갖는 신호를 Q-신호(quadrature-phase signal)라고 표기한다.
도 1b는 종래의 기술에 따른 4상 직교위상필터를 나타낸 것으로서, 저항(118 내지 121)과 커패시터(126 내지 129)가 1차 필터망을 형성하고, 저항(122 내지 125)과 커패시터(130 내지 133)가 2차 필터망을 형성한다. 목적에 따라 고차의 구성도 가능하다. 만약 각각의 필터망을 형성하고 있는 저항값들이 모두 같고, 이를이라 하고, 또한 커패시터 값이 모두 같고, 이를라 하면, 차동입력신호을 접지시켰을 때 차동입력신호에 대한 출력신호의 전달함수는 하기의 수학식 1과 같이 각각 표현된다.
,
여기서,은 차동출력신호, 즉, I-신호를 나타내며,은 차동출력신호, 즉, Q-신호를 의미한다. 상기 4상 직교위상필터는 기본적으로 수동회로망이므로 회로망의 차수가 증가할수록 신호의 감쇄(attenuation)는 심각해지며, 저항과 커패시터의 공정오차에 의한 차동직교신호의 크기와 위상오차가 크게 증가하고, 상기 수학식 1로 표현한 바와 같이 I-신호는 저역통과특성, Q-신호는 고역통과특성을 나타내므로 두 차동직교신호의 주파수 특성이 다름으로 인해, 누설(leakage)에 따른 저주파결합(low-frequency coupling) 또는 고주파결합(high-frequency coupling)에 의한 I-신호 및 Q-신호의 변조정도에 차이가 존재하게 되고, 이는 곧 크기오차와 위상오차를 야기하게 된다. 따라서 원하는 주파수범위에서 정확한 차동직교신호를 만들어 내기 위해서는 해당 주파수성분만 통과시키고 누설에 의한 불필요한 신호를 차단시킬 수 있는 대역통과 특성을 갖는 직교신호 발생기가 필요하다.
도 1c는 도 1a를 보완한 방법으로, 트랜지스터(141 내지 144)로 구성되는 BJT(Bipolar Junction Transistor)가 입력버퍼(buffer)로서 동작하고,선형영역(linear region)에서 동작하는 P형 MOSFET(Qc1 및 Qc2)와 저항(R1 및 R2)을 병렬 연결하여, 가변저항(134 및 135) 형태를 만들어 P형 MOSFET의 게이트(gate)전압을 가변시켜 유효 저항값을 조절하므로서 두 차동직교위상 신호(I-신호, Q-신호) 간의 크기오차 및 위상오차를 조절할 수 있는 구조로 되어 있다. 이때 필요한 조절전압(control voltage)은 노드(136)를 통해서 외부에서 공급하는 방식을 택하고 있다. 이러한 구조는 기본적으로 저항과 커패시터만으로 구성되므로 주파수가 증가할수록 극점주파수(pole frequency)도 증가하여 요구되는 저항, 커패시터 값이 작아지므로 신뢰성(reliability)있는 구현이 어려워 고주파대역에서의 구현 가능성에 한계가 생긴다.
따라서 본 발명은 상기한 문제점을 해결하기 위하여 안출된 것으로써, 신호 증폭기(amplifier) 구조에서 저항과 커패시터를 이용한 저역통과필터 특성의 로드와 저항과 인덕터를 이용한 고역통과필터 특성의 로드를 사용하고 각각의 로드가 나타내는 위상변화를 이용하여 증폭된 직교위상신호를 만들어내며, 이를 차동구조로 구현하므로서 4상의 직교위상신호를 만들어내고, 가변저항과 가변콘덴서를 이용하여 크기오차와 위상오차를 조절할수 있으며, 대역통과 공진기를 결합하여 결합효과에 의한 신호오차(크기오차, 위상오차)를 제거한 직교위상신호 발생기를 제공하는 데 그 목적이 있다.
또한, 본 발명은 기존의 저항-커패시터 구조에서 벗어나 인덕터를 사용하므로서 고주파(RF) 영역뿐만이 아니라 마이크로웨이브(Microwave), 밀리미터웨이브(Millimeter-wave) 영역까지 그 용용범위를 넓힐 수 있는 직교위상신호 발생기를 제공하고자 한다.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 능동 직교위상신호 발생기는 저항과 커패시터로 구성된 저역통과필터와 저항과 인덕터로 구성된 고역통과필터의 위상지연 특성을 이용하여 2상 직교위상신호를 만들어 내는 수단과, 상기 수단이 각각의 로드로 접속되어 증폭된 4상 직교위상신호를 만들어 내는 차동증폭기를 포함하여 이루어진 것을 특징으로 한다.
상기 저역통과필터의 저항 및 커패시터 값은 얻고자 하는 신호의 크기 및 위상에 따라 가변되며, 상기 고역통과필터의 저항 값은 얻고자 하는 신호의 크기 및 위상에 따라 가변되는 것을 특징으로 한다.
상기 차동증폭기의 입력단자 간에 접속되며 저항과 인턱터로 이루어진 대역통과 특성의 공진기를 더 포함하여 이루어지며, 상기 4상 직교위상신호 출력단자에 접속되며 수동소자로 구성된 4상 직교위상필터를 더 포함하여 이루어지고, 상기 4상 직교위상신호의 위상오차를 세밀히 보정하기 위해 상기 고역통과필터의 저항 값을 조절하는 위상조절수단을 더 포함하여 이루어진 것을 특징으로 한다.
상기 위상조절수단은 상기 4상 직교위상신호 중 상대위상 0도와 상대위상 90도 혹은 상대위상 180도와 상대위상 270도의 위상차이를 감지하는 단일평형구조의 위상감지수단과, 상기 위상감지수단으로부터 출력되는 신호의 고주파부분을 제거하기 위한 저역통과필터와, 상기 상대위상 0도와 상대위상 90도의 위상차이를 감지한위상감지수단 및 상기 저역통과필터를 통과한 단일출력신호 및 상기 상대위상 180도와 상대위상 270도의 위상차이를 감지한 위상감지수단 및 상기 저역통과필터를 통과한 단일출력신호를 가중치를 두어 더해주는 평균회로와, 상기 평균회로를 통과한 출력신호와 기준전압을 비교해서 상기 저항 및 커패시터의 조절전압을 만들어내기 위한 비교회로로 이루어진 것을 특징으로 한다.
또 다른 상기 위상조절수단은 상기 4상 직교위상신호 중 상대위상 0도와 상대위상 90도 혹은 상대위상 180도와 상대위상 270도의 위상차이를 감지할 수 있는 이중평형구조의 위상감지수단과, 상기 위상감지수단으로부터 출력되는 신호의 고주파부분을 제거하기 위한 저역통과필터와, 상기 위상감지수단과 상기 저역통과필터를 통과한 차동출력신호를 단일출력신호로 변환해주는 수단과, 상기 수단을 통과한 출력신호와 기준전압을 비교해서 상기 저항 및 커패시터의 조절전압을 만들어내기 위한 비교회로로 이루어진 것을 특징으로 한다.
또한, 상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 다른 능동 직교위상신호 발생기는 저역통과필터 특성의 로드를 거친 상대위상 0도의 신호를 다시 저역통과필터 특성의 로드와 고역통과필터 특성의 로드로 병렬 분산시켜 상대위상 0도 및 상대위상 270도의 위상을 갖는 신호를 만들어 내는 제 1 수단과, 저역통과필터 특성의 로드를 거친 상대위상 180도의 신호를 다시 저역통과필터 특성의 로드와 고역통과필터 특성의 로드로 병렬 분산시켜 상대위상 90도 및 상대위상 180도의 위상을 갖는 신호를 만들어 내는 제 2 수단과, 상기 제 1 및 제 2 수단을 차동으로 연결하는 제 3 수단과, 고역통과필터 특성의 로드를 거친 상대위상 90도의 신호를 다시저역통과필터 특성의 로드와 고역통과필터 특성의 로드로 병렬 분산시켜 상대위상 270도 및 상대위상 90도의 위상을 갖는 신호를 만들어 내는 제 4 수단과, 고역통과필터 특성의 로드를 거친 상대위상 270도의 신호를 다시 저역통과필터 특성의 로드와 고역통과필터 특성의 로드로 병렬 분산시켜 상대위상 0도 및 상대위상 180도의 위상을 갖는 신호를 만들어 내는 제 5 수단과, 상기 제 4 및 제 5 수단을 차동으로 연결하는 제 6 수단을 포함하여 이루어진 것을 특징으로 한다.
상기 저역통과특성의 로드를 통과한 신호와 상대위상이 같은 상기 고역통과특성의 로드를 통과한 신호를 가중치를 두어 더해주는 수단을 더 포함하여 이루어진 것을 특징으로 한다.
도 1a는 종래 기술에 따른 수동 직교 위상변환 회로도.
도 1b는 종래 기술에 따른 4상 직교필터(poly-phase filter)의 회로도.
도 1c는 종래 기술에 따른 능동 가변 직교위상변환 회로도.
도 2a는 본 발명의 실시예에 따른 능동 직교위상신호 발생기의 회로도.
도 2b는 도 2a에서 4상의 직교위상신호 발생 원리를 설명하기 위한 저역통과 및 고역통과 회로도.
도 3는 본 발명의 실시예에 따른 가변커패시터를 이용한 능동 4상 직교위상신호 발생기의 회로도.
도 4a는 도 2a에서 발생된 2.33GHz의 4상 직교신호의 파형도.
도 4b는 도 4a에 도시된 신호들의 주파수에 따른 위상응답(phase response)을 도시한 그래프도.
도 4c는 도 4a에 도시된 신호들의 주파수에 따른 크기응답(amplitude response)을 도시한 그래프도.
도 5a는 도 2a 및 도 3에서 발생된 4상 직교신호의 저주파 결합 및 고주파결합에 따른 직교신호간 위상 및 크기오차를 줄이기 위해 저항과 인턱터만으로 구성된 1차의 대역-통과 공진기(band pass resonator)의 회로도.
도 5b는 본 발명의 실시예에 따른 직교위상신호 발생기 및 대역통과 공진기, 완충회로(buffer)로 구성된 대역통과 특성의 직교위상신호 발생기의 회로도.
도 6a는 도 5b의 회로에 대해서 대역통과 공진기가 없는 경우의 직교위상신호의 주파수에 따른 크기응답을 도시한 그래프도.
도 6b는 도 5b의 회로에 대해서 1차의 대역통과 공진기를 사용한 경우의 직교위상신호의 주파수에 따른 크기응답를 도시한 그래프도.
도 6c는 도 5b의 회로에 대해서 2차의 대역통과 공진기를 사용한 경우의 직교위상신호의 주파수에 따른 크기응답을 도시한 그래프도.
도 7a는 도 2a 및 도 3에서 저역통과 및 고역통과 특성을 갖는 서로 다른 로드 특성에 기인한 위상오차와 크기오차를 일차적으로 보정해 주기 위한 병렬분산교차통과(parallel distributed cross-passing) 회로도.
도 7b는 병렬교차통과된 신호를 같은 위상 별로 더해주는 동위상 더하기 회로도.
도 8a는 도 5a의 공진기, 도 2a의 직교위상신호 발생기 및 도 7a의 병렬통과교차회로를 이용하여 발생된 4상 직교위상신호의 파형도.
도 8b는 도 8a의 직교위상신호를 도 7b의 동위상 더하기회로를 이용하여 같은 위상별로 평균한 4상 직교위상신호의 파형도.
도 8c는 도 8b의 직교위상신호의 주파수에 따른 위상응답을 도시한 그래프도.
도 8d는 도 8b의 직교위상신호의 주파수에 따른 크기응답을 도시한 그래프도.
도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 4상 직교위상신호 발생기와 발생된 직교위상신호들 간의 크기오차 및 위상오차를 보정하기 위해 종래의 수동 4상 직교위상필터를 결합한 회로도.
도 10a는 본 발명의 실시 예에 따른 4상 직교위상신호 발생기 및 위상오차를 보정하기 위한 단일평형(single balanced) 구조의 피드백 블록 다이어그램(block diagram).
도 10b는 도 8의 위상오차 보정을 위한 단일평형 피드백 루프를 이중평형(double balanced) 피드백 루프 구조로 대체한 블록 다이어그램.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
200: 4상 직교신호 발생기 231: 가변 저역통과 로드
232: 가변 고역통과 로드 600: 1차 대역통과 공진기
1000: 위상오차 보정 단일평형 피드백 루프
1021: 위상오차 보정 이중평형 피드백 루프
본 발명에서는 전압통제 발진기(voltage-controlled oscillator)를 통해 나온 차동신호(0도 및 180도)를 공통소스(common source)형 캐스코드(cascode) 구조의 차동증폭기 입력으로 들어보내고, 상대위상 0도의 입력신호는 입력 트렌지스터의 전달콘덕턴스(transconductance)와 곱해져 전류로 변환된 후 캐스코딩된 트렌지스터를 거쳐 저항과 커패시터의 병렬 연결된 저역통과필터 특성의 로드 및 저항과 인턱터가 병렬 연결된 고역통과필터 특성의 로드로 각각 분산되어 흘러 들어가게 된다. 흘러 들어간 각각의 전류는 각각의 로드 임피던스와 곱해져 출력전압을 만들어 내게 되는데, 저역통과필터 특성의 로드와 고역통과필터 특성의 로드 임피던스의 위상 차이가 원하는 주파수대에서 90도가 되도록 저항, 커패시터 및 인턱터값을조정해 주면 0도 및 90도의 위상차이를 갖는 직교신호를 만들어 낼수 있다. 상대위상 180도의 입력신호 또한 차동 쌍의 나머지 입력 트렌지스터를 이용하여 상기 과정을 거치면 상대위상이 180도 및 270도의 위상차이를 갖는 출력신호를 만들 수 있어 4상의 직교신호를 만들어 낼 수 있다.
저역통과필터 특성의 로드와 고역통과필터 특성의 로드 사이의 상이한 특성차이로 인해서 발생된 직교위상신호들 사이에 크기오차 및 직교위상의 불일치를 제거하기 위한 방법으로 신호를 저역통과필터 특성의 로드와 고역통과필터 특성의 로드로 교차 통과시킨 후 동위상별로 가중치롤 두어 더하면 일차적으로 불일치 문제를 해결할 수 있으며, 시스템 응용에서 중요한 직교위상의 불일치를 보다 정교하게 조절하기 위해서, 각각의 로드를 가변저항 혹은 가변커패시터를 이용하여 구성한 후 위상감지장치(phase detector) 및 저역통과필터(low-pass filter)를 이용하여 출력신호의 직교위상의 불일치 정도를 감지한 후 비교기(comparator)를 통해 기준전압과의 비교를 통해 출력된 전압을 이용하여 가변저항 및 가변콘덴서를 조절하므로서 위상오차를 조절할 수 있다.
또한, 결합효과에 의한 각각의 직교신호의 신호오차를 줄이기 위해 해당 주파수에서 공진을 만들어내는 대역통과 공진기를 상기 회로에 결합하면 저주파수 혹은 고주파수에서의 결합효과로 인한 직교위상신호의 크기 및 위상의 어긋남을 방지할 수 있다.
이하, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명의 기술적 사상을 용이하게 실시할 수 있을 정도로 상세히 설명하기 위하여, 본 발명의 가장 바람직한 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 설명하기로 한다.
도 2a는 저역통과필터 특성의 로드 및 고역통과필터 특성의 로드를 이용하여 4상의 직교위상신호를 만들어내기 위한 본 발명의 바람직한 실시예이며, 도 2b는 각각의 로드 특성을 설명하기 위해 저역통과필터와 고역통과필터를 나타낸 도면이다.
도 2a에서 노드(224, 225 및 233)는 필요한 바이어스 전압수준을 정의해 주며, 노드(226)와 트렌지스터(203)는 필요한 바이어스 전류를 공급해준다. 저항(227 및 228)은 신호저지(signal blocking) 저항을 나타낸다. 노드(222 및 223)를 통해서 전압통제 발진기의 출력차동신호가 들어오고, 이 신호는 트렌지스터(201 및 202)의 전달콘덕턴스와 곱해져 차동신호 전류로 바뀌게 된다. 이 차동신호 전류는 저항(211 및 215) 및 콘덴서(210 및 214)로 구성된 저역통과필터 특성의 로드 및 저항(212 및 216), 인덕터(213 및 217) 그리고 P형 트렌지스터(208 및 209)로 구성된 고역통과필터 특성의 로드로 각각 분산되어 흘러 들어가게 된다. P형 트랜지스터(208 및 209)는 트라이오드 영역에서 동작하며 저항(211 및 216)과 각각 병렬 연결되어 가변저항으로서의 역할을 한다. 노드(218, 219,220 및 221)는 직교위상신호 각각의 출력노드를 나타낸다. 트렌지스터(204, 205, 206 및 207)는 입력부와 출력부를 격리시켜 회로의 안정도를 증가시키는 역할을 한다. 도 2b에서, 커패시터(234) 및 저항(235)은 저역통과필터를 구성하며, 인턱터(237) 및 저항(236)은 고역통과필터를 구성한다.
먼저, 저역통과된 신호와 고역통과된 신호 사이의 크기 및 위상관계를 살펴보고 직교위상관계를 나타내기 위한 조건을 구하기 위해 도 2b에서, 노드(238 및 239)의 출력전압을 구해보면와 같이 표현되며, 여기서은 저역통과노드(238)에서의 출력전압,는 고역통과노드(239)에서의 출력전압을 나타낸다. 저역통과필터의 품질계수(Quality factor)를, 고역통과필터의 품질계수를라고 두면, 각각은로 표현되며, 직교위상신호를 만들기 위해서는 첫째,과의 크기가 같아야 하므로을 만족해야 하며, 둘째,과의 위상은 90도 차이가 나야 하므로즉,을 만족해야만 한다. 따라서 이론적으로는 상기 두 조건을 만족시키도록 저항(235 및 236) 및 인덕터(237) 그리고 커패시터(234)의 값들을 결정하면,와는 같은 크기의 직교위상관계를 갖는 신호를 출력하게 된다. 그러나 실제로는 각각의 수동소자들의 공정오차로 인해서 직교위상관계에 있어 오차가 존재하고 크기 또한 달라지게 되므로 가변저항 및 가변커패시터를 이용하여 이를 보정해줘야만 한다. 도 2a에서는 트라이오드영역의 PMOS 트랜지스터와 저항을 병렬로 연결하여 노드(230)를 통해 조절전압을 PMOS의 게이트에 가함으로서 유효 저항값을 가변시킬수 있는 구조를 이용하였다. 도 2a에서 신호의 흐름을 살펴보면 노드(222 및 223)를 통해 입력된 차동신호 중 상대위상 0도의 신호는 트렌지스터(201)의 전달콘덕턴스와 곱해져 신호전류로 변환되고, 다시 캐스코딩된 트렌지스터(204 및 205)를통해 커패시터(210)와 저항(211)으로 구성된 저역통과 특성의 로드 및 PMOS 트랜지스터(208), 저항(212) 및 인덕터(213)로 구성된 고역통과 특성의 로드로 각각 나뉘어져 흘러가게 된다. 이때 저역통과 로드와 고역통과 로드 각각을 구성하는 수동소자들 값을 상술한 첫째 및 둘째 조건을 만족하도록 정해주면 노드(218 및 219)에서는 각각 위상이 90도 차이나는 직교신호가 나오게 된다. 또한 노드(222 및 223)를 통해 입력된 차동신호 중 상대위상이 180도 위상을 갖는 신호는 트렌지스터(202 및 206과 207)를 통해 상기 과정을 반복하면 노드(220 및 221)에서도 위상이 90도 차이나는 직교신호가 발생되며, 전체적으로는 차동 구조이므로 상대위상이 각각 0도, 90도 180도, 270도의 4개의 위상을 갖는 직교신호가 노드(218, 219, 220 및 221)를 통해 각각 발생된다. 실제적으로, 트렌지스터(204, 205, 206 및 207)의 드레인-게이트 사이의 기생커패시턴스을 고려해야 하며, 이의 효과를 줄이기 위해서는 크기가 작은 트렌지스터를 사용해야 한다. 이는 필터특성을 나타내는 로드부분과 입력부분을 격리시키는 효과의 증대를 가져오므로 불필요한 피드백신호를 줄여주어 회로의 안정도에 기여한다.
도 3은 도 2의 저역통과 로드를 커패시터대신 가변 커패시터(301 및 302)를 이용하여 구현한 실시예를 나타내며, 도 4는 도 2a회로를 이용하여 4상의 직교위상신호(I-신호, Q-신호)를 발생시킨 일예로서, 2.33GHz의 WCDMA용 4상 직교위상신호를 CAD 모의실험을 통해 만들어낸 신호파형(도 4a) 및 주파수에 따른 크기관계(도 4b)와 위상관계(도 4c)를 나타낸다. 도 4a의 신호파형(401 및 402)은 상대위상 0도 및 180도 신호로서 I-신호를 나타내며, 파형(403 및 404)은 상대위상 90도, 270도신호로서 Q-신호를 나타낸다. 실제 고주파(RF) 대역에서의 기생성분을 고려한 트렌지스터 및 수동소자 모델을 이용한 모의실험 상으로는 전체 대략 1% 미만의 크기오차를 나타낸다. 도 4b의 파형(411 및 412)은 I-신호의 위상을 나타내며, 파형(413 및 414)은 Q-신호의 위상을 나타낸 것으로, 대략 0.1도 안팎의 위상오차를 얻을 수 있으나, 실제 제작 시는 공정오차로 인해 이보다 증가할 것이 예상된다. 또한 주파수에 따른 크기특성에서 볼 수 있듯이 로드 특성이 저역통과필터 특성(파형 421) 및 고역통과특성필터 특성(파형 422)으로 서로 상이하므로 저주파 결합시 저역통과로드로 결합되는 정도가 고역통과 로드에 결합되는 정도에 비해 대략 40dB 이상 크며, 반대로 고주파 결합 시는 고역통과 로드에 결합되는 정도가 더 크므로, 각각의 로드에서의 누설결합에 의한 변조효과가 다름으로 인한 I-신호와 Q-신호 간의 크기오차 및 위상오차를 야기한다. 특히 고주파 통신시스템에서 핵심적인 기능을 하는 주파수 혼합기의 경우, 수신부에서는 주파수를 하향 변환함에 따른 저주파결합이 우세하며, 이는 LO 신호를 변조시키는 효과를 가져와 옵셋문제를 야기하며, 불필요한 고조파 성분을 발생시켜 선형성을 저하시키는 요인이 된다. 따라서 원하는 대역만 통과시키는 대역통과 특성의 직교위상신호 발생기가 요구되어지는데, 이는 대역통과 공진기를 이용하므로써 구현할 수 있다.
도 5a는 인덕터(501)와 커패시터(502)로 구성된 가장 간단한 1차의 대역통과 공진기를 나타내었다. 노드(222 및 223)는 각각 도 2a의 입력노드를 나타내며 공진주파수가 원하는 직교위상신호의 주파수가 되도록 인덕터(501) 및 커패시터(502)를 선택하면 원하는 신호만 통과시키고 원하지 않는 신호의결합(coupling)에 의한 신호 오차를 피할 수 있다. 만약 더욱 더 예리한 대역통과 특성이 요구되면 보다 고차의 공진기를 이용하여 구현할 수 있다. 실제 회로구성 시 공진에 의한 로드의 불안정으로 전압통제 발진기의 출력이 불안정해질 수 있으므로 공진기와 전압통제 발진기 사이의 신호격리(isolation) 효과를 증진시키기 위한 완충회로(buffer)를 부가적으로 삽입해야만 한다. 도 5b에 완충회로 및 저항, 인덕터로 구성된 1차의 공진기와 직교위상 발생기를 결합하는 구성예를 나타내었다. 상기 회로를 이용하여 CAD 모의실험한 결과 얻어진 I-신호, Q-신호 간의 주파수에 따른 크기 특성을 도 6에 나타내었다. 도 6a의 파형(601 및 602)은 각각 공진기가 없을 경우의 I-신호 및 Q-신호의 크기 특성을 나타내며, 도 6b의 파형(603 및 604)은 1차의 공진기를 이용했을 경우의 I, Q-신호의 크기 특성이고, 도 6c의 파형(605 및 606)은 2차 공진기를 이용했을 경우의 각각의 크기특성이다. 고차의 공진기일수록 대역통과 특성이 우수하나 인턱터를 통한 신호의 손실로 인해 신호감쇄가 발생한다. 따라서 응용목적에 따라 적절한 차수의 공진기를 선택해야만 한다.
도 7a는 상이한 로드특성에 따른 신호오차를 상쇄시키고, 또한 수동소자 및 능동소자의 공정오차에 의한 신호오차를 줄이기 위해 고안된 병렬 분산교차통과회로이며, 도 7b는 병렬분산교차통과된 신호를 같은 위상별로 가중치를 두어 결합해주는 동위상 더하기회로로서, 일종의 평균을 취하는 회로이다. 도 2a의 저역통과필터 특성의 로드를 통해 나온 출력신호(I-신호)는 트렌지스터(702 및 705) 및 트렌지스터(706 및 707) 쌍을 통해 다시 저역통과필터 특성의 로드 및 고역통과필터 특성의 로드로 분산되어 병렬로 흘러 들어간다. 마찬가지로, 도 2a의 고역통과필터특성의 로드를 통해 나온 출력신호(Q-신호)는 트렌지스터 쌍(703, 704 및 708, 709)을 통해 다시 저역통과필터 특성의 로드 및 고역통과필터 특성의 로드로 분산되어 병렬로 흘러 들어간다. 결국 저역통과필터 특성의 로드를 통과한 출력신호(710)와 고역통과필터 특성의 로드를 통과한 출력신호(711)는 같은 위상을 나타내고, 도 7b의 트렌지스터(719 및 720)를 통해 노드(727)에서 합쳐지게 된다. 이때 곱해지는 가중치는 트렌지스터(719 및 720) 각각의 전달콘덕턴스와 로드저항(731)의 곱으로 표현된다. 도 7a의 출력신호(712 및 717) 또한 같은 위상은 나타내며 신호(710 및 711)와 차동쌍을 형성하여 I-신호를 만들어 내고, 도 7b의 트렌지스터(725 및 726)를 거쳐 노드(730)에서 합쳐지게 된다. 노드(713 및 716) 그리고 노드(714 및 715) 또한 각각 동위상을 나타내고 차동쌍을 형성하여 앞서 상술한 차동쌍과는 90도 위상 차이를 유지하며 Q-신호를 형성한다. 이들은 도 7b의 트랜지스터(721, 722 그리고 723, 724)를 통해 각각 더하기 과정이 이뤄진다. 따라서 도 7b의 노드(727, 728, 729 및 730)에서의 출력신호 각각은 저역통과필터 특성의 로드와 고역통과필터 특성의 로드를 모두 거친 신호를 평균한 신호이므로 로드 특성이 상이함으로 인한 신호오차를 줄일 수 있을 뿐만 아니라, 능동 및 수동소자들의 공정오차에 의한 신호오차를 줄일 수 있다.
도 8은 저항과 인덕터로 구성된 도 5a의 1차의 대역통과 공진기, 도 2a의 직교위상신호 발생기, 도 7a의 병렬분산교차 통과기 그리고 도 7b의 동위상 더하기회로를 연결하여, 직교위상신호 발생기의 로드를 구성하고 있는 수동소자들을 적정값(optimal value)에서 약 10% 변화를 주었을 경우, CAD 모의실험을 통해 발생시킨 2.33GHz의 WCDMA용 직교위상신호에 대한 결과를 나타낸 도면으로, 도 8a는 병렬분산교차 통과기의 출력신호 파형을, 도 8b는 최종 동위상 더하기회로 출력에서의 신호파형을 나타낸 것으로, 파형(801 및 802)은 노드(710 및 711)에서의 출력파형을, 파형(803 및 804)은 노드(712 및 717)에서의 출력파형을, 파형(805 및 806)은 노드(714 및 715)에서의 출력파형을 그리고 파형(807 및 808)은 노드(716 및 713)에서의 출력파형을 각각 나타낸다. 상기 위상과 크기에 있어서 오차를 나타내는 신호들은 동위상 더하기회로를 거치면서 평균되는 효과를 가져와 오차를 줄여주는 효과를 발생시키는데, 신호(801 및 802)가 평균된 신호는 신호(809), 신호(803 및 804)가 평균된 신호는 신호(810), 신호(805 및 806)가 평균된 신호는 신호(811)이며, 신호(807 및 808)가 평균된 신호는 신호(812)이다. 도 8c와 도 8d는 도 8b의 신호파형에 대한 주파수에 따른 크기특성과 위상특성을 도시한 도면으로 파형(813 및 814)이 I-신호를 나타내는 신호파형(809 및 810)에 대한 위상응답이고, 파형(815 및 816)은 Q-신호를 나타내는 파형(811 및 812)에 대한 위상응답으로 I, Q-신호 간에 정확히 90도 위상차이를 유지한다. 도 8d의 파형(817)은 I-신호에 대한 크기응답을, 파형(818)은 Q-신호에 대한 크기응답으로서 고주파와 저주파 영역에서는 정확히 일치하지만, 중간주파수 영역에서는 차이를 나타내는데, 이는 보다 고차의 공진기를 이용하므로서 줄일 수 있다.
도 9는 직교위상신호(I-신호, Q-신호) 간의 신호오차(크기오차, 위상오차)를 보정하는 또 다른 실시예로서, 도 2a의 직교위상신호 발생기와 기존의 4상 직교위상필터를 결합한 형태를 보인다. 수동회로망인 4상 직교위상필터는 기본적으로 신호의 감쇄가 존재하므로 이를 능동회로망인 직교위상 발생기로 극복하며, 직교위상 발생기의 신호오차를 부가적인 전력소모가 없는 보다 간단한 수동회로망을 통해 줄일 수 있다.
도 10a는 직교위상 발생기와 직교위상신호 간의 위상오차를 보다 정교하게 보정하기 위한 피드백 시스템의 실시예를 블록다이어그램으로 표현한 것이다. 직교위상 발생기를 통해 만들어진 직교위상신호는 출력노드(218, 219, 220 및 221)를 통해 일종의 버퍼로서 동작하는 차동증폭기(1001 및 1002)를 거친 후 2쌍의 직교위상 주파수 혼합기(quareature mixer)(1014 및 1015)의 입력으로 들어간다. 노드(1016 및 1017)는 주파수 변환된 I-신호(in-phase signal)를, 노드(1018 및 1019)는 주파수 변환된 Q-신호(quadrature-phase signal)를 나타낸다. 위상감지기(1003 및 1004)는 일반적인 곱하기 회로로 구현이 가능하고, 저역통과필터(1005 및 1006)는 간단한 저항과 콘덴서로 구현이 가능하다. 평균을 취하는 평균증폭기(1007)는 앞서 기술한 도 7b의 동위상 더하기회로와 구현사상이 같으며, 비교증폭기는 일반적인 차동증폭기 구조로 구현이 가능하다. 직교위상신호들 간의 위상오차가 보정되는 피드백 과정을 간단히 살펴보기 위해 노드(1010 및 1011)에서의 I-신호를, 노드(1012 및 1013)에서의 Q-신호를라고 하자, 여기서는 두 차동직교신호 간의 크기오차를 나타내며,는 위상오차를 나타낸다. 이 두 신호는 위상감지기의 입력으로 들어가고 위상감지기의 출력신호는로 나타내어지며, 이 신호가 저역통과필터와 평균증폭기를 거치면 노드(1080)의 출력신호는로 표현되며, 여기서는 각각의 츨력에서의 회로상수들이다. 따라서 오차신호의 크기 정도에 따라 비교증폭기의 출력신호의 크기가 달라지며, 이 신호전압을 통해 트라이오드 영역에서 동작하는 PMOS 트랜지스터의 게이트 전압을 조절함으로서 위상오차에 대한 보정이 이뤄진다.
상술에서는 위상오차에 대한 감지와 그에 따른 오차신호의 출력을 단일 평형구조로 구성하고, 각각의 출력신호의 평균을 취하는 방법을 보였으나, 길버트 곱하기회로를 이용하면 이중평형구조(double balanced phase detector)로 구성할 수 있으며, 이 경우 차동출력신호를 단일신호로 변환해 주는 D2S(differential to single)를 필요로 한다. 이에 대한 실시예를 도 10b에 나타내었다. 도면 부호(1021)는 이중평형구조의 위상감지기 및 저역통과필터, 그리고 부호(1022)는 D2S에 대한 블록다이어그램을 나타낸다.
본 발명의 기술사상은 상기 바람직한 실시예에 따라 구체적으로 기술되었으나, 상기한 실시예는 그 설명을 위한 것이며, 그 제한을 위한 것이 아님을 주의하여야 한다. 또한, 본 발명의 기술분야의 통상의 전문가라면 본 발명의 기술사상의 범위 내에서 다양한 실시예가 가능함을 이해할 수 있을 것이다.
상기와 같이 이루어지는 본 발명은 저역통과로드와 고역통과로드를 증폭기의 로드로 사용하여 각각의 로드가 갖는 위상지연 특성을 이용하여 증폭된 직교위상신호를 만들어내므로써 기존의 수동소자들만으로 구성된 회로의 단점인 신호감쇄 문제를 해결할 수 있으며, 인덕터를 사용하므로서 저항과 콘덴서만으로는 신뢰성 있는 구현이 어려운 고주파(RF), 마이크로웨이브 혹은 밀리미터파(Millimeter-wave) 영역에서 효과적으로 사용할 수 있고, 각각의 로드롤 구성하는 저항 및 콘덴서를 전압에 따라 가변할 수 있는 가변전압 혹은 가변콘덴서로 구성하므로써 보다 정교하게 위상오차에 대한 조절이 가능하다.

Claims (9)

  1. 삭제
  2. 저항과 커패시터로 구성된 저역통과필터와 저항과 인덕터로 구성된 고역통과필터의 위상지연 특성을 이용하여 2상 직교위상신호를 만들어 내는 수단과,
    상기 수단이 각각의 로드로 접속되어 증폭된 4상 직교위상신호를 만들어 내는 차동증폭기를 포함하여 이루어지되,
    상기 저역통과필터의 저항 및 커패시터 값은 얻고자 하는 신호의 크기 및 위상에 따라 가변되며, 상기 고역통과필터의 저항 값은 얻고자 하는 신호의 크기 및 위상에 따라 가변되는 능동 직교위상신호 발생기.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 차동증폭기의 입력단자 간에 접속되며 커패시터와 인덕터로 이루어진 대역통과 특성의 공진기를 더 포함하여 이루어진 것을 특징으로 하는 능동 직교위상신호 발생기.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 4상 직교위상신호 출력단자에 접속되며 수동소자로 구성된 4상 직교위상필터를 더 포함하여 이루어진 것을 특징으로 하는 능동 직교위상신호 발생기.
  5. 제 2 항에 있어서,
    상기 4상 직교위상신호의 위상오차를 세밀히 보정하기 위해 상기 고역통과필터의 저항 값을 조절하는 위상조절수단을 더 포함하여 이루어진 것을 특징으로 하는 능동 직교위상신호 발생기.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 위상조절수단은 상기 4상 직교위상신호 중 상대위상 0도와 상대위상 90도 혹은 상대위상 180도와 상대위상 270도의 위상차이를 감지하는 단일평형구조의 위상감지수단과,
    상기 위상감지수단으로부터 출력되는 신호의 고주파부분을 제거하기 위한 저역통과필터와,
    상기 상대위상 0도와 상대위상 90도의 위상차이를 감지한 위상감지수단 및 상기 저역통과필터를 통과한 단일출력신호 및 상기 상대위상 180도와 상대위상 270도의 위상차이를 감지한 위상감지수단 및 상기 저역통과필터를 통과한 단일출력신호를 가중치를 두어 더해주는 평균회로와,
    상기 평균회로를 통과한 출력신호와 기준전압을 비교해서 상기 저항 및 커패시터의 조절전압을 만들어내기 위한 비교회로로 이루어진 것을 특징으로 하는 능동 직교위상신호 발생기.
  7. 제 5 항에 있어서,
    상기 위상조절수단은 상기 4상 직교위상신호 중 상대위상 0도와 상대위상 90도 혹은 상대위상 180도와 상대위상 270도의 위상차이를 감지할 수 있는 이중평형구조의 위상감지수단과,
    상기 위상감지수단으로부터 출력되는 신호의 고주파부분을 제거하기 위한 저역통과필터와,
    상기 위상감지수단과 상기 저역통과필터를 통과한 차동출력신호를 단일출력신호로 변환해주는 수단과,
    상기 수단을 통과한 출력신호와 기준전압을 비교해서 상기 저항 및 커패시터의 조절전압을 만들어내기 위한 비교회로로 이루어진 것을 특징으로 하는 능동 직교위상신호 발생기.
  8. 저역통과필터 특성의 로드를 거친 상대위상 0도의 신호를 다시 저역통과필터 특성의 로드와 고역통과필터 특성의 로드로 병렬 분산시켜 상대위상 0도 및 상대위상 270도의 위상을 갖는 신호를 만들어 내는 제 1 수단과,
    저역통과필터 특성의 로드를 거친 상대위상 180도의 신호를 다시 저역통과필터 특성의 로드와 고역통과필터 특성의 로드로 병렬 분산시켜 상대위상 90도 및 상대위상 180도의 위상을 갖는 신호를 만들어 내는 제 2 수단과,
    상기 제 1 및 제 2 수단을 차동으로 연결하는 제 3 수단과,
    고역통과필터 특성의 로드를 거친 상대위상 90도의 신호를 다시 저역통과필터 특성의 로드와 고역통과필터 특성의 로드로 병렬 분산시켜 상대위상 270도 및 상대위상 90도의 위상을 갖는 신호를 만들어 내는 제 4 수단과,
    고역통과필터 특성의 로드를 거친 상대위상 270도의 신호를 다시 저역통과필터 특성의 로드와 고역통과필터 특성의 로드로 병렬 분산시켜 상대위상 0도 및 상대위상 180도의 위상을 갖는 신호를 만들어 내는 제 5 수단과,
    상기 제 4 및 제 5 수단을 차동으로 연결하는 제 6 수단을 포함하여 이루어진 것을 특징으로 하는 능동 직교위상신호 발생기.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 저역통과특성의 로드를 통과한 신호와 상대위상이 같은 상기 고역통과특성의 로드를 통과한 신호를 가중치를 두어 더해주는 수단을 더 포함하여 이루어진 것을 특징으로 하는 능동 직교위상신호 발생기.
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Families Citing this family (42)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100541076B1 (ko) * 2003-01-03 2006-01-11 삼성전기주식회사 위상 미스매칭을 개선한 믹서 및 주파수 변환장치
US7884886B2 (en) * 2003-10-27 2011-02-08 Zoran Corporation Integrated channel filter and method of operation
DE102004037160B3 (de) * 2004-07-30 2006-03-16 Infineon Technologies Ag Verfahren und Vorrichtung zum Erzeugen eines Ausgangstaktsignals mit einer einstellbaren Phasenlage aus mehreren Eingangstaktsignalen
JP2006129416A (ja) * 2004-09-28 2006-05-18 Sharp Corp 電圧−電流変換回路、それを用いた増幅器、ミキサ回路および携帯機器
US7529529B2 (en) * 2005-03-04 2009-05-05 Intel Corporation Low noise, high-linearity RF front end receiver
US7187230B2 (en) * 2005-03-18 2007-03-06 Nokia Corporation Transferred-impedance filtering in RF receivers
US7304533B2 (en) 2005-04-15 2007-12-04 Microtune (Texas), L.P. Integrated channel filter using multiple resonant filters and method of operation
FI20055401A0 (fi) * 2005-07-11 2005-07-11 Nokia Corp Parannuksia integroituihin RF-piireihin
WO2007019066A2 (en) * 2005-08-04 2007-02-15 Mau-Chung Frank Chang Phase coherent differential structures
US7271647B2 (en) * 2005-08-22 2007-09-18 Mediatek, Inc. Active polyphase filter
US7492850B2 (en) * 2005-08-31 2009-02-17 International Business Machines Corporation Phase locked loop apparatus with adjustable phase shift
US8615205B2 (en) * 2007-12-18 2013-12-24 Qualcomm Incorporated I-Q mismatch calibration and method
US8970272B2 (en) 2008-05-15 2015-03-03 Qualcomm Incorporated High-speed low-power latches
US8095103B2 (en) 2008-08-01 2012-01-10 Qualcomm Incorporated Upconverter and downconverter with switched transconductance and LO masking
US8712357B2 (en) 2008-11-13 2014-04-29 Qualcomm Incorporated LO generation with deskewed input oscillator signal
US8718574B2 (en) 2008-11-25 2014-05-06 Qualcomm Incorporated Duty cycle adjustment for a local oscillator signal
US8847638B2 (en) 2009-07-02 2014-09-30 Qualcomm Incorporated High speed divide-by-two circuit
US8791740B2 (en) 2009-07-16 2014-07-29 Qualcomm Incorporated Systems and methods for reducing average current consumption in a local oscillator path
US8412141B2 (en) * 2009-10-19 2013-04-02 Qualcomm Incorporated LR polyphase filter
US8552782B1 (en) * 2010-11-30 2013-10-08 Lockheed Martin Corporation Quadrature phase network
WO2012088670A1 (zh) * 2010-12-29 2012-07-05 海能达通信股份有限公司 一种射频带通滤波电路
US8854098B2 (en) 2011-01-21 2014-10-07 Qualcomm Incorporated System for I-Q phase mismatch detection and correction
US8258887B1 (en) * 2011-04-25 2012-09-04 Fujitsu Limited Delay-coupled LCVCO
US9154077B2 (en) 2012-04-12 2015-10-06 Qualcomm Incorporated Compact high frequency divider
US8599055B1 (en) * 2012-07-24 2013-12-03 Kathrein-Werke Kg Digital-to-analog converter
US9252743B2 (en) * 2012-09-28 2016-02-02 Intel Corporation Distributed polyphase filter
US20140141738A1 (en) * 2012-11-19 2014-05-22 Rf Micro Devices, Inc. Self-tuning amplification device
JP6028550B2 (ja) * 2012-11-30 2016-11-16 富士通株式会社 可変位相装置、半導体集積回路及び位相可変方法
RU2504892C1 (ru) * 2012-12-04 2014-01-20 Российская Федерация, от имени которой выступает Государственная корпорация по атомной энергии "Росатом" Генератор
US9231559B1 (en) 2012-12-05 2016-01-05 Lockheed Martin Corporation Vector sum circuit for digitally controlled wideband phase shifter
EP2849021B1 (en) 2013-09-12 2020-01-01 Socionext Inc. Signal-alignment circuitry and methods
US9479142B1 (en) * 2015-02-25 2016-10-25 Linear Technology Corporation Phase error compensation circuit
KR102324333B1 (ko) 2015-03-09 2021-11-12 한국전자통신연구원 무선통신 시스템에서의 데이터 변환기를 위한 루프 필터 및 그에 따른 루프 필터 구현 방법
CN106154826A (zh) * 2016-06-22 2016-11-23 广东电网有限责任公司电力科学研究院 一种对高阶对象过程信号降价2阶的方法及装置
KR101881700B1 (ko) * 2017-06-20 2018-07-24 강원대학교산학협력단 쿼드러쳐 신호 생성 장치
US10608853B1 (en) 2018-09-13 2020-03-31 Texas Instruments Incorporated Phase error reduction in a receiver
CN109831183B (zh) * 2019-03-27 2023-06-13 宝鸡国瑞达新能源科技有限公司 一种粮食用空调智能管理***的信号滤波电路
US11101782B1 (en) 2019-07-16 2021-08-24 Analog Devices International Unlimited Company Polyphase filter (PPF) including RC-LR sections
CN110581700B (zh) * 2019-08-30 2021-01-29 浙江大学 一种采用电感补偿高频增益的超宽带二阶多相滤波器
FR3107796B1 (fr) * 2020-02-27 2022-03-25 St Microelectronics Alps Sas Dispositif de génération de signaux radiofréquence en quadrature de phase, utilisable en particulier dans la technologie 5G
US11183973B1 (en) * 2020-06-02 2021-11-23 Samsung Electronics Co., Ltd Method and circuit for power consumption reduction in active phase shifters
EP4258549A1 (en) * 2022-04-04 2023-10-11 Nxp B.V. A four-phase generation circuit with feedback

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04349738A (ja) * 1991-05-28 1992-12-04 Mitsubishi Electric Corp 電力分配器並びに直交変調器および周波数変換器
JPH06291554A (ja) * 1993-03-31 1994-10-18 Mitsubishi Electric Corp Ｆｍ無線機のクォドラチャ型復調回路およびその調整装置
JPH0787152A (ja) * 1993-09-09 1995-03-31 Toshiba Corp 直交信号発生回路
WO1997001218A1 (en) * 1995-06-21 1997-01-09 Philips Electronics N.V. A digital radio system, a digital radio device, and a quadrature demodulator

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5448772A (en) * 1994-08-29 1995-09-05 Motorola, Inc. Stacked double balanced mixer circuit
GB2328813B (en) 1997-08-28 2001-08-29 Mitel Corp A radio frequency zero IF direct down converter
US5847623A (en) * 1997-09-08 1998-12-08 Ericsson Inc. Low noise Gilbert Multiplier Cells and quadrature modulators
US6078802A (en) 1997-11-18 2000-06-20 Trw Inc. High linearity active balance mixer
US6226509B1 (en) * 1998-09-15 2001-05-01 Nortel Networks Limited Image reject mixer, circuit, and method for image rejection
US6211708B1 (en) * 1999-06-28 2001-04-03 Ericsson, Inc. Frequency doubling circuits, method, and systems including quadrature phase generators
JP2001045085A (ja) * 1999-07-27 2001-02-16 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 直交信号発生回路および直交信号発生方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04349738A (ja) * 1991-05-28 1992-12-04 Mitsubishi Electric Corp 電力分配器並びに直交変調器および周波数変換器
JPH06291554A (ja) * 1993-03-31 1994-10-18 Mitsubishi Electric Corp Ｆｍ無線機のクォドラチャ型復調回路およびその調整装置
JPH0787152A (ja) * 1993-09-09 1995-03-31 Toshiba Corp 直交信号発生回路
WO1997001218A1 (en) * 1995-06-21 1997-01-09 Philips Electronics N.V. A digital radio system, a digital radio device, and a quadrature demodulator

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