JP2000514250A

JP2000514250A - ピエゾ電気変成器用パルス位置変調駆動

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Publication number: JP2000514250A
Application number: JP10532856A
Authority: JP
Inventors: ファン、ジン; ミディア、パラブ; マンチニ、ブライアン・エム
Original assignee: CTS Corp
Current assignee: CTS Corp
Priority date: 1997-02-05
Filing date: 1997-11-04
Publication date: 2000-10-24
Anticipated expiration: 2017-11-04
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Abstract

(57)【要約】ピエゾ電気変成器12のための変成器回路10は２重入力を有し、それらは互いにピエゾ電気干渉して調節可能な出力利得を与えることができる。変成器回路10は２つのパルス位置変調された入力信号18，20を供給し、それらは実質上同一波形であるが、互いに位相シフトされている。信号18，20が構成的に干渉するとき、最大の利得が得られる。２つの信号18，20が破壊的に干渉するとき、最小利得が得られる。波形は、方形波、正弦波、三角波、鋸歯状波、または不規則な波形を含む任意の形態でよい。両方の入力信号18，20はピエゾ電気変成器12の共振周波数にあり、５０％のデューティサイクルを有し、それにより常に変成器12内で最高効率が与えられる。さらに、２つの入力信号18，20が互いにピエゾ電気的に破壊的に干渉するとき、変成器12の入力インピーダンスは上昇して変成器12内の電力消費が減少し、結果として加熱効果の悪影響を減少させる。

Description

【発明の詳細な説明】ピエゾ電気変成器用パルス位置変調駆動［発明の技術分野］本発明は、変成器用の電力回路に関するものであり、特に、マルチセクションピエゾ電気変成器を駆動するためのパルス位置変調／位相変調を使用する変成器回路に関するものである。［従来技術の説明］一般に、ピエゾ電気変成器は、テレビジョン、フォトコピー、ＬＣＤ背面照明などで使用されている。従来技術のピエゾ電気変成器は、よく知られているローゼン（Rosen）の設計（米国特許第２８３０２７４号明細書参照）に基づいている。これらの従来技術の高電圧変成器の設計ではピエゾ電気セラミックプレートから構成され、それぞれ異なった偏極を有している駆動セクションと被駆動セクションとを含んでいる。異なった偏極はこれらの設計において電圧変換のために設けられる。しかしながらこれらの設計には幾つかの欠点がある。まず第１に、ピエゾ電気変成器の入力、出力インピーダンスは変成器の物理的形態に依存している。第２に、変成器の電圧利得は入力、出力インピーダンスに依存する。第３に、変成器の効率もまた入力、出力インピーダンスに依存する。上記のような設計の依存性の全ては最良の変成器設計より劣った性能の変成器をもたらす。例えば、顧客は、典型的に特定の負荷インピーダンスを有する特定の応用に対して必要とされる利得を特定する。そのとき変成器の設計者は要求された利得に対して変成器を設計しなければならず、それに加えて、適切なインピーダンスを与え、また一方では最大の効率を与えるように変成器の寸法を設計しなければならない。これらのパラメータの全ては互いに依存性があるから、満足な変成器設計を得ることはできない可能性がある。特に変成器に対する最良の効率は一般に狭い負荷インピーダンスの範囲で生じ、変成器に対する最良の利得はこの狭い範囲の外側生じる。それ故、調整可能な利得を有するピエゾ電気変成器を提供することは困難であることは明らかである。調整可能な利得は通常幾つかの用途で要求される。例えばラップトップコンピュータ用のＬＣＤの背面照明において、一定の電池電圧が与えられ（通常３〜５ボルト）、駆動変成器は調節可能なスクリーン輝度を与えるために利得が調整可能でなければならない。調節可能な利得を与えるために試みられた従来の方法では、このパラメータを他の設計パラメータから無関係にすることである。調節可能な利得を与えるために試みられた２つの従来の方法には、パルス周波数変調およびパルス幅変調が含まれる。パルス周波数変調は共振から外れた周波数で変成器を駆動する関数として調節可能な利得を与える。共振から外れて変成器が駆動されると、出力振幅が低下し、それは利得を低下させる。共振から外れた状態は変成器を最良の効率よりも低い領域で変成器を動作させる欠点があり、それはピエゾ電気変成器は共振点で駆動されていないからである。さらに変成器は高いＱの装置であるから、共振周波数のピークは非常に狭く、スロープは非常に急峻で、スロープ上で動作点を制御することを困難にし、或いはスロープの同じ側それを維持することを困難にする。それ故、利得に悪影響を及ぼす。さらに、変成器の周波数は動作温度の変化によりドリフトする。パルス周波数変調における駆動回路は周波数を変化するために所望の出力と実際の出力との間のエラー信号を使用する。要求される周波数における変化は利得対位相曲線の傾斜に依存している。しかしながら、傾斜は大きさおよび極性の両者が変化し、フィードバック方式で制御することが困難である。安定度およびコンバージェンスは傾斜の極性が拘束される場合にのみ維持されることができる。さらに変成器の高いＱの性質および周波数は温度により変化し、ローディングはそのような駆動回路の動作をさらに複雑にする。パルス幅変調は、駆動信号のデューティサイクルの関数として調節可能な出力電圧を与える。公称５０％のデューティサイクルから駆動信号のデューティサイクルを変化させるとき、基本周波数の振幅を低下させ、それはその周波数における出力電圧を減少させる。パルス幅変調は、高調波周波数に電力を与えて効率を低下させ、また不所望な信号を導入する欠点を有する。独立して調節可能な電圧利得を与え、ピエゾ電気変成器の共振周波数において駆動され、高調波周波数へのエネルギの移動を最小にするために公称５０％のデューティサイクルで駆動され、最大効率で動作し、低価格で製造することのできる新しいピエゾ電気変成器が必要とされている。［図面の簡単な説明］図１は、本発明によるピエゾ電気変成器用の簡単化された変成器回路の第１の実施形態のブロック図である。図２Ａおよび図２Ｂは、本発明による図１の回路中で使用される拡張モードのピエゾ電気変成器の側面図である。図２Ａは、典型的な単一分極ピエゾ電気変成器の側面図および本発明による偶数高調波動作モードを示すグラフである。図２Ｂは、典型的な修正されたローゼン型のピエゾ電気変成器の側面図および本発明による奇数高調波動作モードを示すグラフである。図３は、本発明による図２Ａおよび図２Ｂのピエゾ電気変成器駆動入力に対するパルス位置変調波形を示す。図４は、本発明により位相シフトの範囲にわたる図３のパルス位置変調波形により駆動されたときの図２Ａおよび図２Ｂのピエゾ電気変成器の出力利得を表すグラフである。図５は、本発明による駆動信号Ｑ₁，Ｑ₂，Ｑ₃，Ｑ₄を生成する図１の変成器回路の入力回路の詳細な回路図である。図６は、本発明による図２のピエゾ電気変成器の入力を駆動するために使用される図５の入力回路の駆動信号を示す概略図である。図７は、本発明による図５および６の入力回路の動作の説明に使用するための波形を示す。図８は、本発明による図２Ａおよび図２Ｂのピエゾ電気変成器の入力を駆動するために位相変調された正弦波を使用する簡単化された変成器回路の第２の実施形態のブロック図である。図９は、本発明による調節可能な位相関係を有する２つの加算される出力を供給するピエゾ電気変成器の単一の入力を駆動する簡単化された変成器回路の第２の実施形態のブロック図である。図１０は、本発明による図９の変成器回路中で使用されるピエゾ電気変成器の側面図である。図１１は、本発明による図８のパルス位置変調を使用するＶ_in1とＶ_in2の間の位相差に対する出力電圧の理論的および実験データを表すグラフである。図１２は、ピエゾ電気変成器の効率と、発明による図８のパルス位置変調を使用するＶ_in1とＶ_in2の間の位相差との関係を表すグラフである。図１３は、ピエゾ電気変成器の入力インピーダンスと、本発明による図８のパルス位置変調を使用するＶ_in1とＶ_in2の間の位相差との関係を表すグラフである。［好ましい実施形態の詳細な説明］本発明は、マルチセクションピエゾ電気変成器に対する駆動信号を変調するためにパルス位置変調（ＰＰＭ）またはその代りに位相変調（ＰＭ）を使用する変成器回路である。用語マルチセクションとは変成器の１より多くの結合された入力または出力セクションがある構造を言うものである。本発明の１実施形態において、ピエゾ電気変成器は、少なくとも１つの駆動または出力セクションに結合された少なくとも２つの独立しているが干渉する駆動または入力セクションを有するように構成されている。入力信号の位相関係は出力信号の利得を決定する。その代りに、単一の駆動または入力セクションが少なくとも２つの出力セクションを駆動するために使用されてもよい。この場合には、出力セクションから生成された信号は外部回路中で個々に位相シフトされ、その後例えば差動増幅器または位相比較器中で電気的に結合または加算され、出力信号の位相の相対的な差に対応する調節可能な利得出力を生成する。この別の実施形態では、電圧利得はピエゾ電気振動の干渉により固有的に与えられる代りに電気的に操作される。この別の形態の利点は、回路の残りの部分と無関係に変成器の入力セクションにより自己共振するように設計されることができ、一方、位相シフタは独立して出力電圧を調整することができる。本発明の第１の実施形態では変成器回路は少なくとも２つの駆動信号を生成する。その信号はそれらの間に調節可能な位相を有し、波形および振幅が実質上同一であることが好ましい。駆動信号はピエゾ電気変成器の少なくとも２つのそれぞれ独立した干渉マルチセクション入力に供給される。各入力セクションは独立したピエゾ電気振動を発生し、それは他方の入力セクションにより発生された振動と干渉する。駆動セクションの振動間の位相差が実質上同位相の状態から実質上逆位相の状態までの範囲で調節されるから、変成器の駆動セクションからのピエゾ電気振動は、最大の利得出力を与える実質上完全な構成的干渉から最小の利得出力を与える実質上完全な破壊的干渉までの範囲にわたる。この実施形態は、効率的で、実質上一定の共振周波数で、実質上一定の５０％のデューティサイクルでピエゾ電気変成器を駆動し、しかも広範囲の調節可能な利得出力を与えるように動作させることができる利点がある。任意選択的に駆動回路はフィードバックループ中の変成器特性を使用することによって共振点に維持されることができる。パルス位置変調を使用する変成器回路の１実施形態は、実質上方形波の駆動信号を出力するスイッチング回路を具備している。スイッチング回路を使用する利点は、スイッチング回路が高い電力効率を有していることである。位相変調を使用する変成器回路の１実施形態は、実質上正弦波の駆動信号を出力するために使用される発振回路を含んでいる。位相変調を使用することは、方形波スイッチング機能が変成器を駆動するために使用されない場合に特に有効である。これはピエゾ電気変成器が正弦波により最も効率的に動作するからである。さらにピエゾ電気変成器の１つの入力は簡単で効率的回路を使用して自己発振するように設計されることができ、一方第２の信号は第２の入力を駆動するために別の位相シフト回路で位相シフトされることができる。変成器電力コンバータ回路においては、ピエゾ電気変成器、入力回路および出力回路を含む全ての個々の部品の効率に対する妥協が存在することを認識する必要がある。入力回路および出力回路は典型的にピエゾ電気変成器よりも効率が低く、入力回路に対するパルス位置変調されたスイッチング回路の使用は全体の電力変換効率を最大にするので好ましい。しかしながら、位相変調された正弦波の実施形態は、最大のピエゾ電気変成器効率を必要とする用途でさらに有効である。図１は、本発明によるピエゾ電気干渉多入力駆動セクションを有するピエゾ電気変成器を使用する簡単化された変成器回路10の第１の実施形態のブロック図である。変成器回路10は２以上の駆動信号18，20を供給する入力回路14を備え、それら２つの駆動信号Ｖ_in1，18とＶ_in2，20はそれらの間に調節可能な位相関係を有している。駆動信号18，20はピエゾ電気変成器12の実質上共振周波数にあり、駆動信号18，20間の位相関係の調節によりピエゾ電気変成器12の出力Ｖ_out22における利得の対応する調節を行わせるように駆動セクションに供給される。典型的に変成器回路10はまたピエゾ電気変成器12の出力に予め定められた負荷インピーダンスを与える出力回路16を含んでいる。使用される用途に合致するように、幾つかの既知の出力回路の１つが使用される。第１に、ピエゾ電気変成器 12の出力は、特別の介在素子を使用することなく直接ＡＣ装置を駆動するために使用されてもよい。しかしながら、一般には特定の出力回路16が必要とされる。典型的にはＤＣ整流回路がＤＣ出力を与えるために使用される。さらに、インピーダンス整合回路が特定の顧客用の入力インピーダンスにピエゾ電気変成器の最適動作負荷インピーダンスに整合させるために必要とされる。上記の種々の出力回路16を提供する技術はよく知られているので、ここでは説明しない。図２Ａおよび図Ｂは図１の変成器回路10で使用される振動の拡張モードをそれぞれ有するピエゾ電気変成器12の側面図である。各ピエゾ電気変成器12はその２つの駆動セクション26を定める２組の対向する駆動電極対24を有するピエゾ電気プレートを有している。さらにピエゾ電気プレートは少なくとも１つの実質上電極のないセクションを有し、それはピエゾ電気変成器12の出力22，Ｖ_outを規定する少なくとも１つの出力電極28により終端されている。駆動セクション26は厚さ拡張モードで駆動され、一方、電極のない部分は長さ拡張モードで駆動される。図２Ａのピエゾ電気変成器は関連するグラフで示されるように偶数高調波モードで動作される。この形式の変成器は典型的に単一分極プレート（ニオブ酸リチウムの単結晶タイプまたは単一分極セラミック等）を有する。図２Ｂのピエゾ電気変成器は関連するグラフで示されるように奇数高調波モードで動作する。この形式の変成器は典型的に反対に分極されたプレートセクション（従来知られている修正されたローゼンタイプのようなもの）を有する。偶数高調波モード（１λの多数倍の拡張波長）の動作に対して、Ｖ_outに対する最大出力は図２Ａに示されるように同位相である同じ分極のＶ_in1とＶ_in2に対して電気接続されるときに得られる。奇数高調波モード（λ／２の多数倍の拡張波長）の動作に対して、Ｖ_outに対する最大出力はＶ_in1およびＶ_in2に対する電気接続が図２Ｂに示されるように同位相であるＶ_in1およびＶ_in2と反対の極性を有するときに得られる。その代りに、Ｖ_in1とＶ_in2とが逆位相である場合には、電気接続の極性は反対にされることによってＶ_outに対する最大出力が得られる。当業者はプレートの極性および方向、Ｖ_in1とＶ_in2が相対的に同位相であるか逆位相であるかを操作し、本発明の技術的範囲から逸脱することなく図２Ａおよび２Ｂに示されたもののような電気接続の極性を構成することによって、これらの変化を補償することができる。さらに、干渉入力および出力セクションを有する形式の全ての変成器形式が本発明で利用できることを認識すべきである。多数の入力および、または出力を有する種々のピエゾ電気変成器が技術的に知られている。本発明の第１の実施形態は、特定の設計のピエゾ電気変成器の入力および出力セクションが電気的に独立して振動的に干渉する従来技術の設計に対して利用されて成功を収めた。図３は、図２Ａおよび２Ｂに示されたピエゾ電気変成器の各駆動セクションを駆動するためのパルス位置変調された波形Ｖ_in1およびＶ_in2を示している。Ｖ_in ₁ およびＶ_in2は２Ｔ₀の周期を有し、Ｖ_in2はＶ_in1の位相に関して可変位相シフトを有している。周期２Ｔ₀はピエゾ電気変成器の共振周波数の周期にほぼ等しく選択されることが好ましい。Ｖ_in1とＶ_in2のデューティサイクルが約５０％に選ばれることはさらに好ましいことである。図４は、ゼロからπ（１８０度）の相対位相の位相シフト範囲にわたって、図３のパルス位置変調された波形Ｖ_in1およびＶ_in2により駆動されたとき、図２Ａおよび図２Ｂに示されたピエゾ電気変成器の出力利得Ｖ_outのグラフを示している。Ｖ_outは周期２Ｔ₀を有するコサイン関数に近似しており、それは駆動信号の相対位相差Ｔに応答する。ゼロ（または３６０度の整数倍）の相対位相シフトにおいて、Ｖ_in1およびＶ_in2は同位相であり、Ｖ_outは最大である。π（１８０度）または３６０度の整数倍＋π（１８０度）の相対位相シフトにおいて、Ｖ_in1 およびＶ_in2は逆位相であり、Ｖ_outは最小である。位相シフトは近似的に図示のようにコサイン関数にしたがっている。図５は、図１の変成器回路10の入力回路14の好ましい実施形態の詳細な回路図である。入力回路14は、（図６に示されているように）ピエゾ電気変成器の駆動入力を切替えるために１次信号36と位相シフトされた信号38を出力する。好ましくは、信号36，38はほぼ５０％のデューティサイクルの方形波であり、外部位相制御手段40により決定された相対位相シフトにより位相をずらされている。入力回路14は鋸歯状波発生器30、１次信号発生器32、位相シフト発生器34を含み、１次信号36（Ｑ₁およびＱ₂）および位相シフトされた信号38（Ｑ₃およびＱ₄）を生成し、それらはピエゾ電気変成器の入力に供給される（図６に示されているように）。鋸歯状波発生器30は自己発振比較器を含み、傾斜信号ＲＡＭＰおよび方形波信号Ｑ₀を出力する。電圧分割器が比較器の非反転入力に結合され、比較器の出力から駆動される。比較器の出力は直列抵抗Ｒと並列キャパシタＣに結合されている。信号の周波数は直列抵抗Ｒと並列キャパシタＣとのＲＣ時定数により決定される。ＲとＣの値はピエゾ電気変成器の共振周波数のほぼ２倍に対応する周波数を生成するように選択される。ＲとＣの少なくとも一方は可変であり、公知の技術を使用して外部的に制御されることを認識すべきである。傾斜信号はＲとＣの接続部で生成される。傾斜信号はまた比較器の反転入力にフィードバックされ、またダイオードを通って比較器の出力に結合されている。１次信号発生器32はＪＫフリップフロップである。フリップフロップのＪおよびＫ端子は高レベルに保持される。フリップフロップのクロック入力は鋸歯状波発生器30の比較器の出力から方形波信号Ｑ₀を与えられる。ＪＫフリップフロップは１次信号36を出力し、それはピエゾ電気変成器の共振周波数に対応する方形波信号Ｑ₀の１／２の周波数で約５０％のデューティサイクルを有する。位相シフト発生器34は比較器およびＪＫフリップフロップを有している。このＪＫフリップフロップのＪおよびＫ端子は高レベルに保持される。比較器はその非反転入力に結合された鋸歯状波発生器30からの傾斜信号と反転入力に結合された位相制御手段40からの信号とを比較して比較器からの可変出力信号を生成する。比較器出力はＪＫフリップフロップのクロック入力に結合され、このＪＫフリップフロップは方形波信号Ｑ₀のほぼ１／２の周波数で約５０％のデューティサイクルを有する位相シフトされた信号38を出力する。図６は、図５の入力回路の１次信号および位相シフトされた信号Ｑ₁，Ｑ₂，Ｑ₃ ，Ｑ₄がどのようにスイッチの駆動に使用され、駆動信号Ｖ_in1，Ｖ_in2を生成して図２Ａに示された偶数高調波のピエゾ電気変成器の入力に結合されるかを示している。Ｑ₃，Ｑ₄のスイッチが図２Ｂの奇数高調波のピエゾ電気変成器の入力に正確な極性の駆動信号Ｖ_in1，Ｖ_in2を与えるために交換されなければならないことを認識すべきである。スイッチはトランジスタスイッチであることが好ましい。多くのスイッチの形態が知られており、それらの任意のものが本発明における使用のために同様に適用可能である。図７は、入力回路14および図５および６のピエゾ電気変成器スイッチの動作を説明するために使用される波形図を示している。第１および第２の波形は鋸歯状波傾斜信号波形および鋸歯状波発生器30により出力された比較器出力Ｑ₀を示している。鋸歯状波発生器30の比較器が高レベル出力（Ｑ₀が高レベル）を発生するとき、キャパシタＣは抵抗Ｒを通って充電され、増加する傾斜信号電圧を生成する。傾斜信号電圧が比較器の非反転入力における電圧分割器によって定められたしきい値と交差すると、比較器の出力は低レベルになる（Ｑ₀が低レベル）。これによりキャパシタＣはダイオードを通って急速に放電されサイクルが再開する。ＲとＣとの値はピエゾ電気変成器の共振周波数の周期の１／２に実質上等しい周期になるように予め定められる。比較器出力Ｑ₀は１次信号発生器32のＪＫフリップフロップのクロック入力端子に供給される。ＪＫフリップフロップのＪおよびＫ端子は高レベルＶ_DDに維持される。それによりＪＫフリップフロップのＱ出力はクロック信号Ｑ₀の各前縁において状態を変化する。実効的に、これはピエゾ電気変成器の共振周波数に実質上等しいＱ₀の周波数の約１／２のほぼ５０％のデューティサイクルを有する方形波信号を生成する。この信号Ｑ₁はピエゾ電気変成器に対する第１の入力42 とＶ_DDの間に結合されたスイッチに供給される。ＪＫフリップフロップはまた、Ｑ₁と反対の極性である相補的な信号Ｑ₂を出力する。この信号Ｑ₂は、ピエゾ電気変成器に対する第１の入力42と接地点との間に結合されたスイッチに供給される。Ｑ₁が高レベルになるとき、Ｖ_DDに接続されている対応するスイッチが閉じ（Ｑ₂が低レベルになるため接地点に接続されたスイッチは開く）、ピエゾ電気変成器に対する第１の入力42、すなわちＶ_in1を高レベルに駆動する。この結果生じた信号Ｖ_in1はＱ₁およびピエゾ電気変成器の共振周波数に対応する周波数を有する。鋸歯状波発生器30の比較器からの傾斜信号は位相シフト発生器34の比較器の非反転入力に供給され、比較器の反転入力に結合された位相制御信号と比較される。比較器の出力は位相シフト発生器34のＪＫフリップフロップのクロック入力端子に結合される。位相シフト発生器34のＪＫフリップフロップのＪおよびＫ端子は高レベルに保持される。ＪＫフリップフロップのＱ出力は比較器出力の各前縁において状態を変化する。傾斜信号が位相制御信号のしきい値と交差するとき、比較器出力は高レベルとなり、Ｑ出力は高レベルとなる。実効的にこれはピエゾ電気変成器の共振周波数に実質上等しい比較器出力の周波数の約１／２のほぼ５０％のデューティサイクルを有する方形波信号を生成する。この信号Ｑ₃はピエゾ電気変成器に対する第２の入力44とＶ_DDとの間に結合されたスイッチに供給される。ＪＫフリップフロップはまた、Ｑ₃と反対の極性である相補的な信号Ｑ₄を出力する。この信号Ｑ₄は、ピエゾ電気変成器に対する第２の入力44と接地点との間に結合されたスイッチに供給される。Ｑ₃が高レベルになるとき、Ｖ_DDに接続されている対応するスイッチが閉じ（Ｑ₄が低レベルになるため接地点に接続されたスイッチは開く）、ピエゾ電気変成器に対する第２の入力44、すなわちＶ_in2 を高レベルに駆動する。この結果生じた信号Ｖ_in2はＱ₃およびピエゾ電気変成器の共振周波数に対応する周波数を有する。信号Ｑ₁，Ｑ₂，Ｑ₃，Ｑ₄は全てピエゾ電気変成器の共振周波数に対応する同じ周波数を有する。しかしながら、信号Ｑ₃，Ｑ₄は傾斜信号が位相制御しきい値と交差するまでに要した時間に等しい時間だけ信号Ｑ₁，Ｑ₂から位相シフトされている。位相制御しきい値が増加するとき、傾斜信号がそれと交差するまでの時間も増加する。これはＶ_in1とＶ_in2との間の相対位相シフトを対応して増加させる。図５および６の特定の構成の回路の利点は、位相シフトされた信号38が１次信号36に関して０度と１８０度の間で連続的に調節されることができ、スイッチのデューティサイクルを変更することなくピエゾ電気変成器出力22の制御を行うことができることである。図８は、図２のピエゾ電気変成器の入力を駆動するために位相変調された正弦波波形を使用する簡単化された変成器回路の第２の実施形態を示している。この実施形態では入力回路（図１の14で示された回路）は発振回路46と位相シフタ48 とにより置換されている。変成器12の第１の入力42はピエゾ電気変成器12の共振周波数である発振回路46により生成された正弦波50，Ｖ_in1によって駆動される。多くの発振回路が技術的に知られており、それらの任意のものが本発明の実施のために使用できることを認識すべきである。正弦波50，Ｖ_in1はまた、外部位相制御により制御される可変位相シフタ48にも供給される。位相シフタ48は第２の正弦波52，Ｖ_in2を出力し、それは位相制御に応答する相対位相シフトを有するが、その他はＶ_in1と実質上同一である。この第２の正弦波52，Ｖ_in2はピエゾ電気変成器の第２の入力44に供給される。位相シフトされた信号Ｖ_in2は発振器信号Ｖ_in1に関して０度と１８０度の間で連続的に調節されることができ、それは前述のような方法でピエゾ電気変成器出力22の制御を行う。別の第２の実施形態では、変成器12の第１の入力42はピエゾ電気変成器12の共振周波数で発振回路46により自己発振する。コルピッツ回路のような多くの水晶発振器が技術的に知られており、それらも第１の入力42で自己発振するために本発明において使用して成功をおさめることができることを認識すべきである。自己発振を行う利点は、発振回路46がピエゾ電気変成器の共振周波数を追跡するために自己同調することである。これは結果的に簡単で廉価な回路構成をもたらす利点がある。図９は、本発明による位相変調された電気干渉多重出力駆動セクションを有するピエゾ電気変成器112を使用する簡単化された変成器回路110の第３の実施形態を示している。変成器回路110は、ピエゾ電気変成器112の駆動セクションに結合され、ピエゾ電気変成器112の共振周波数である駆動信号118，Ｖ_in出力する駆動回路114を備えている。ピエゾ電気変成器112は２つの出力信号Ｖ_out1，120とＶ_o _ut2 ，122を出力回路116に出力する。出力回路116はＶ_out1，120とＶ_out2，122との間の相対位相を調節し、それら２つの出力信号Ｖ_out1，Ｖ_out2はその後加算される。Ｖ_out1，120とＶ_out2，122との間の位相関係は位相制御信号に応答する回路110の出力124において対応する利得の調節を行わせる。任意選択的に、出力回路116はピエゾ電気変成器112の出力に対する予め定められた負荷インピーダンスを与える。さらに、インピーダンス整合回路が使用されて特定の顧客の用途に対してピエゾ電気変成器の最適動作負荷インピーダンスを整合するために使用されることができる。出力回路116は何等整流素子を介在させることなくＡＣ装置を直接駆動するために使用することができる。その代りに、変成器回路110はまた出力回路116に結合されてＤＣ出力を与える整流回路を含むこともできる。用途に応じてそれに適合するために幾つかの既知の整流回路の１つが設けられることができる。整流回路を構成する技術はよく知られており、ここでは説明しない。好ましい実施形態では、出力回路116は位相シフタ130および加算回路132を備えており、それらはピエゾ電気変成器112の各出力Ｖ_out1，120およびＶ_out2，12 2に結合されて予め定められた負荷インピーダンスを与えている。位相シフタ130 は図５の位相シフタ48と類似した構成である。加算回路は技術的に良く知られており、例えば差動増幅器または位相比較器が含まれる。位相シフタ130は加算回路132に対してＶ_out1，120と加算される調節可能な位相シフトされた信号Ｖ_out2 を与え、位相制御に応答して調節可能な利得出力124を出力する。図１０は、振動の拡張モードを有し、図９の変成器回路110で使用されるピエゾ電気変成器112の側面図である。ピエゾ電気変成器112はその駆動セクション12 8を定める対向する１組の駆動電極対125を有するピエゾ電気プレートを有している。さらに、プレートは少なくとも２つの実質上電極のないセクションを有しており、それらは少なくともピエゾ電気変成器112の第１および第２の出力Ｖ_out1 ，120およびＶ_out2，122を定める第１および第２の出力電極127，128によって終端されている。駆動セクション126は厚さ方向の拡張モードで駆動され、一方、電極のないセクションは長さ方向の拡張モードで駆動される。第３の実施形態の利点は、駆動回路114（図９）はピエゾ電気変成器112の共振周波数で入力セクション126により自己発振する発振器設計にすることができることである。コルピッツ回路のような多数の水晶発振回路が技術的に知られており、それらは本発明の入力セクション126により自己発振のために使用して成功する結果が得られることを認識すべきである。自己発振を行う利点は、駆動回路114がピエゾ電気変成器112の共振周波数を追跡するために自己同調することである。これは結果的に電気的に独立した入力および出力回路を簡単で廉価な回路構成とする利点がある。図１０のピエゾ電気変成器は任意の相対位相関係を有するＶ_out1およびＶ_out2 による偶数または奇数高調波動作を行うことができる。しかしながら、回路の最も簡単な動作は、実質上同位相または実質上逆位相であるＶ_out1およびＶ_out2により生じ、最大または最小の出力124を生成する。いずれの条件に対しても、出力回路116は実質上同位相から実質上逆位相までの範囲内のＶ_out1とＶ_out2との間の相対位相を調節する。当業者はプレートの極性および方向を操作し、Ｖ_out1 とＶ_out2が相対的に同位相から実質上逆位相であるかを操作し、本発明の技術的範囲から逸脱することなく電気接続極性の適切な構成によりこれらの変化に適応することができる。さらに、複数の出力セクションを有する全ての形式の変成器は本発明で利用されることができることを認識すべきである。複数の出力を有する種々のピエゾ電気変成器が技術的に知られている。本発明のこの第３の実施形態はこれらの設計を使用して成功し、特定のピエゾ電気変成器設計の入力または出力セクションは電気的に独立して振動的に干渉する。別の第３の実施形態では、出力回路116は、ピエゾ電気変成器の複数の出力がそれを通って負荷に接続されているスイッチング回路を含んでいる。スイッチング信号はスイッチング回路を共振周波数の共振、共振周波数のサブ高調波または多数倍で駆動し、出力信号間の相対位相差により負荷の利得を対応して調節する。出力信号は実質上５０％のデューティサイクルに維持されることが好ましい。本発明の第４の実施形態では、少なくとも２つの入力セクションと少なくとも２つの出力セクションがピエゾ電気変成器に設けられる。この実施形態は、第２および第３の実施形態の組合わせを含み、第１の調節可能な位相関係を有する少なくとも２っの入力Ｖ_in1 およびＶ_in2および第２の調節可能な位相関係を有する少なくとも２つの出力Ｖ_out1およびＶ_out2を含んでいる。第２の調節可能な位相関係は第１の調節可能な位相関係と独立して調節可能である。本発明はまた、例えば図２Ａおよび図２Ｂに示されたもののように多数の入力の変成器を駆動するための第１の方法を含んでいる。この第１の方法は、プレートの共振周波数にほぼ等しい第１の駆動信号により第１の駆動セクションを駆動し、プレートの共振周波数にほぼ等しいが第１の駆動信号に関して調節可能な位相関係を有する第２の駆動信号により第２の駆動セクションを駆動するステップを含み、少なくとも１つの出力電極から得られた出力信号が対応する調節可能な利得を与える。駆動信号間の位相関係の調節は変成器内に振動干渉を生じさせ、駆動信号間の位相差に応答するコサイン関数に対応する利得の調節がピエゾ電気変成器の出力において生成される。駆動信号は、方形波、正弦波、三角波、鋸歯状波、および不規則な波形を含む任意の波形であってよい。第１および第２の駆動信号は実質上５０％のデューティサイクルを有することが好ましい。さらに、両駆動信号は最も効率の良い動作のためには実質上同じ波形および同じ振幅でなければならない。図２Ａに例示された変成器の電気接続を使用して、同じ同位相信号による第１および第２の入力（図示された18および20）の駆動は、出力電極において最大の利得を生じる。１８０度位相の相違する信号による両入力の駆動は、受信電極において最小の利得を生じる。第１の駆動セクションを第２の駆動セクションに対してほぼ９０度の位相で駆動すると、出力電極において最大の利得の電位のほぼ１／√２が生じる。両入力の駆動に対して実質上共振周波数を使用することにより、最大の効率の周波数でピエゾ電気変成器を常に動作する利点が得られる。同様な同位相信号により図２Ａの駆動セクションを駆動すると期待される最大の利得および電力転送が得られる。逆位相信号により駆動セクションを駆動すると、最小の利得および電力転送が得られる。しかしながら、驚くべきことは、２つの駆動セクションが逆位相で動作するとき、相対位相差が最大になるのに対応して変成器の入力インピーダンスが上昇するので無駄な熱として変成器の内部で消費される電力は非常に少なくなる。本発明はまた、例えば図１０に示されたもののように多数の出力の変成器を駆動するための第２の方法を含んでいる。この第２の方法は、プレートの共振周波数にほぼ等しい駆動信号によりピエゾ電気変成器の入力セクションを駆動し、第１の出力セクションからの第１の出力信号に関してピエゾ電気変成器の第２の出力セクションからの第２の出力信号を位相シフトし、第１および第２の出力信号を加算して加算した出力信号が第１および第２の出力信号間の相対位相に対応する調節可能な利得を示すようにするステップを含んでいる。出力信号間の位相関係の調節は加算ステップにおいて出力信号間の干渉を生じさせ、加算された出力信号の利得の調節が出力信号間の位相差に対応するコサイン関数に対応する。駆動信号は、方形波、正弦波、三角波、鋸歯状波、および不規則な波形を含む任意の波形であってよい。駆動信号は入力セクションに対して実質上５０％のデューティサイクルを有することが好ましい。さらに、最も好ましいことは駆動信号は最も効率の良い正弦波入力を与えるために入力セクションにより自己発振することである。当業者は、図１０に例示された変成器に対する電気接続を使用し、奇数高調波モードで動作する変成器により、出力信号が変成器のプレートの最初のポール（ poling）に応じて同位相または逆位相にすることができる。いずれの場合にも１８０度の逆位相の出力信号の加算は加算された出力の最小の利得を生じ、同位相の出力信号の加算は加算された出力の最大の利得を生じる。第２の出力信号を第１の出力信号に対して約９０度位相シフトすると潜在的な最大の利得のほぼ１／ √２の加算出力が得られる。入力セクションの駆動のために実質上共振周波数を使用すると、最大電力転送が生じる最も効率の良い周波数においてピエゾ電気変成器を常に動作させる利点が得られる。この第２の方法の利点は、変成器入力が、スイッチング入力回路により駆動されるよりも高い効率の自己発振入力回路により正弦波駆動されることができることである。これは入力信号周波数の追跡またはフィードバックの必要をなくす。その理由は駆動信号が自動的に変成器の共振周波数を追跡するからである。さらに、出力信号は変成器の外側で干渉し、それはさらに変成器内の内部加熱を減少させる。［実施例］図２Ａ、図２Ｂおよび図１０に示された変成器の構成に加えて、本発明で利用できる他の可能な変成器の実施例は、カワイ氏外の米国特許５，３６５，１４１号明細書、オオニシ氏外の米国特許５，４４０，１９５号明細書、フクオカ氏外の米国特許５，４６３，２６６号明細書に記載されており、それらの全ては例えば二重入力ピエゾ電気変成器の実施例を記載している。本発明に対して、ピエゾ電気変成器に使用される電極の正確な構成またはピエゾ電気材料は、少なくとも２つの独立した干渉入力または出力が使用される限り、本発明の動作においては重要ではない。この例に含まれた試験された変成器の設計は、細長い単一分極のＹカットのニオブ酸リチウムピエゾ電気結晶プレートを含み、その寸法はほぼ長さ２０ｍｍ、幅４ｍｍ、厚さ０．４ｍｍであった。このプレートはプレートの長さ方向の拡張モード振動のほぼ１／２の共振波長の偶数倍を有するピエゾ電気振動モードを有している。プレートは図２Ａに示されものと同様に、その第１の端部付近に配置され、第１の駆動セクションを規定している１対の対向した第１の駆動電極と、その第２の端部付近に配置され、第２の駆動セクションを規定している１対の対向した第２の駆動電極とを備えている。入力電極対は約４ｍｍの幅と約５ｍｍの長さ（ほぼ１／２波長）を有している。プレートは中央部分に出力セクションを規定する電極のない部分を有し、プレートの中央部分の周囲に設けられた幅約１ｍｍのバンドで構成された少なくとも１個の出力電極によって終端されている。プレートは任意の偶数高調波周波数で動作することが可能であるが、この例では５９０ｋＨｚの第４高調波周波数（２波長）で動作されている。振動ノードおよびプレートの取付け支持点はプレートのいずれかの端部から１／４波長の位置に配置されている。変成器の特性は、取付け支持点が振動ノードに位置してプレートのピエゾ電気振動の制動が最小にされるときに最良になることを認識すべきである。図１１は、図８の回路を使用するピエゾ電気変成器の出力電圧Ｖ_out対Ｖ_in1とＶ_in2との間の位相差の関係の理論的および実験グラフである。破線は、Ｖ_in1とＶ_in2との間の所定の位相差に対して計算されたコサイン出力電圧Ｖ_outを表している。データ点はＶ_in1とＶ_in2との間の所定の位相差に対する実際の出力電圧Ｖ_outを表している。グラフから認められるように、実験データは計算された値と良好に一致している。図１２は、図８の回路を使用するピエゾ電気変成器の効率対Ｖ_in1とＶ_in2との間の位相差の関係のグラフである。ＢＫグラフは、本発明が有効な位相調節範囲を通して実質的に効率を維持していることを示している。したがって、効率は図１１に示されるような有効な利得調節範囲にわたって維持されている。図１３は、図８の回路を使用しているピエゾ電気変成器の入力インピーダンス対Ｖ_in1とＶ_in2との間の位相差の関係のグラフである。このグラフは、利得がピエゾ電気変成器の２つの入力からのピエゾ電気振動の干渉により利得が減少するとき、変成器の入力インピーダンスＺ_inが効果的に増加し、それは変成器内の電流および電力の消費を減少させる。したがって、変成器内で潜在的に生成される無駄な熱が最小にされる。表１は、ピエゾ電気変成器に対する同位相の構成的（最大利得）駆動状態および逆位相の破壊的（最小利得）駆動状態に対する電力消費を示している。表１に示された構成的および破壊的駆動の両方に対して、駆動入力電圧はピーク間で６ボルトであり、出力回路は１３キロオームの負荷抵抗であった。Ｐ_inは変成器の入力電力であり、Ｐ_outは変成器により出力される出力電力である。Ｖ_outは変成器により出力される出力電圧である。表１：０度と１８０度の位相シフト間の利得変化モードＰ_in Ｐ_out Ｖ_out 構成的８７．６ｍＷ３８．８ｍＷ６３．５Ｖ破壊的９．０ｍＷ０．４ｍＷ６．６Ｖこの表から認められるように、出力電力Ｐ_outは２つの利得端部間で著しく変化する。また、完全な破壊的干渉においてピエゾ電気変成器内で消費される電力は８．６ｍＷであり、回路と変成器の設計が最適でなくても、或いはインピーダンスがこの試験で入力または出力回路に整合されなくても最小である。以上、本発明の幾つかの実施形態を参照にして説明したが、当業者はこの説明に基づいて本発明の技術的範囲を逸脱することなく種々の修正、変更、置換、および説明した実施形態の組合わせを実施することがてきることを理解すべきである。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者マンチニ、ブライアン・エムアメリカ合衆国、イリノイ州 60188、キャロル・ストリーム、セネカ・レーン 855

Claims

【特許請求の範囲】１．入力回路を含み、ピエゾ電気干渉多重入力駆動セクションを有するピエゾ電気変成器を駆動する変成器回路において、少なくとも第１および第２の駆動信号は調節可能なそれらの間の位相関係を有し、実質上ピエゾ電気変成器の共振周波数にあり、それらの駆動信号は駆動信号間の位相関係の調節がピエゾ電気変成器の出力の利得の対応する調節を行わせるように入力駆動セクションに供給される変成器回路。２．駆動信号は実質上５０％のデューティサイクルを有している請求項１記載の変成器回路。３．入力回路はピエゾ電気変成器の駆動セクションにパルス位置変調された駆動信号を供給するスイッチング回路である請求項１記載の変成器回路。４．入力回路は実質上正弦波駆動信号を使用するピエゾ電気変成器の駆動セクションにパルス位置変調された駆動信号を供給する発振回路である請求項１記載の変成器回路。５．入力回路は発振回路具備し、ピエゾ電気変成器の第１の駆動セクションは実質上ピエゾ電気変成器の共振周波数で発振回路により自己発振可能に構成され、さらに位相制御に応答する調節可能な位相シフト回路を具備し、この位相シフト回路は発振回路からの駆動信号を調節可能に位相シフトし、その位相シフトされた駆動信号をピエゾ電気変成器の第２の駆動セクションに供給する請求項４記載の変成器回路。６．ピエゾ電気変成器の出力は駆動信号間の位相差に応答するコサイン関数に対応している請求項１記載の変成器回路。７．ピエゾ電気変成器の入力インピーダンスは入力回路の駆動信号間の位相差に応答している請求項１記載の変成器回路。８．入力回路は、変成器の１つの入力セクションに対してピエゾ電気変成器の実質上共振周波数にある実質上５０％のデューティサイクルの第１の駆動信号を供給し、さらに関連する出力信号および出力回路を有する多重出力セクションを具備し、その出力回路は変成器からの第１の出力信号に関して変成器からの第２の出力信号に調節可能な位相シフトを与え、出力回路はまた第１の出力信号と位相シフトされた第２の出力信号を加算する合計回路を具備し、加算された出力信号が第１の出力信号と第２の位相シフトされた出力信号との間の相対的な位相に応答するコサイン関数を有する調節可能な利得を与える請求項１記載の変成器回路。９．入力回路は、ピエゾ電気変成器の入力セクションに実質上正弦波波の駆動信号を供給する発振回路であり、実質上共振周波数において発振回路により入力セクションを自己振動させ、出力回路は位相制御に応答する調節可能な位相シフト回路を含み、この位相シフト回路は第１の出力信号に関してピエゾ電気変成器の第２の出力信号を調節可能に位相シフトする請求項８記載の変成器回路。１０．入力回路は実質上５０％のデューティサイクルを有し、それらの間の調節可能な位相関係を有する２以上の実質上正弦波の位相変調された駆動信号を出力し、その駆動信号は実質上はピエゾ電気変成器の共振周波数であり、駆動信号間の位相関係の調節は、駆動信号間の位相差に応答するコサイン関数に対応する利得の調節がピエゾ電気変成器の出力で生成されるように変成器内の振動の干渉を生じさせるように駆動セクションに供給される請求項１記載の変成器回路。