JP2000037038A - 直流電源回路 - Google Patents
直流電源回路Info
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- JP2000037038A JP2000037038A JP10199887A JP19988798A JP2000037038A JP 2000037038 A JP2000037038 A JP 2000037038A JP 10199887 A JP10199887 A JP 10199887A JP 19988798 A JP19988798 A JP 19988798A JP 2000037038 A JP2000037038 A JP 2000037038A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 DC−DCコンバータは、入力電圧を印加し
た瞬間に、入力平滑コンデンサに過大な突入電流が入力
ラインに発生する。平易で安価な抑制回路で安定した立
ち上がりを保証すること。 【解決手段】 トランジスタQ1,Q2、抵抗Rc,R
1〜4からなる突入電流抑制回路1は、直流電源Eとコ
ンデンサCinとの間に挿入されている。電源立ち上げ
時等、過大な入力電流が流れた場合には抵抗Rcの両端
にある適当な電位差が生じてQ1をオンさせて、Q2の
ベース電位を押し上げ、Q2はオフ状態となる。これに
より直流電源Eからの電流が後段のDC−DCコンバー
タ回路2に供給されない。入力電流が定常状態に復帰す
ると、Q1がオフしQ2はオン状態となり、DC−DC
コンバータ回路2に電流が供給されDC−DCコンバー
タ回路2は立ち上がる。突入電流抑制回路1において抵
抗Rcの設定によりQ2のオフする抑制電流を決定でき
る。
た瞬間に、入力平滑コンデンサに過大な突入電流が入力
ラインに発生する。平易で安価な抑制回路で安定した立
ち上がりを保証すること。 【解決手段】 トランジスタQ1,Q2、抵抗Rc,R
1〜4からなる突入電流抑制回路1は、直流電源Eとコ
ンデンサCinとの間に挿入されている。電源立ち上げ
時等、過大な入力電流が流れた場合には抵抗Rcの両端
にある適当な電位差が生じてQ1をオンさせて、Q2の
ベース電位を押し上げ、Q2はオフ状態となる。これに
より直流電源Eからの電流が後段のDC−DCコンバー
タ回路2に供給されない。入力電流が定常状態に復帰す
ると、Q1がオフしQ2はオン状態となり、DC−DC
コンバータ回路2に電流が供給されDC−DCコンバー
タ回路2は立ち上がる。突入電流抑制回路1において抵
抗Rcの設定によりQ2のオフする抑制電流を決定でき
る。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、電子機器内におけ
るDC−DCコンバータからなる直流電源回路に関す
る。
るDC−DCコンバータからなる直流電源回路に関す
る。
【0002】
【従来の技術】DC−DCコンバータで必要とされる連
続電流は、負荷に供給される電流だけでなく、アプリケ
ーションによって異なる。そして、供給電源に必要とさ
れるピーク電流は平均電流(DC電源の電流計に表示さ
れる電流値)よりも常に大きい。一部の場合では、平均
電流が供給電源の最大定格内にあるときでも、ピーク電
流は供給電源の内部リミッタを動作させるほど充分に大
きい場合がある。
続電流は、負荷に供給される電流だけでなく、アプリケ
ーションによって異なる。そして、供給電源に必要とさ
れるピーク電流は平均電流(DC電源の電流計に表示さ
れる電流値)よりも常に大きい。一部の場合では、平均
電流が供給電源の最大定格内にあるときでも、ピーク電
流は供給電源の内部リミッタを動作させるほど充分に大
きい場合がある。
【0003】この場合の解決法としては、出力電流定格
の大きなDC電源を使用する。または、入力平滑コンデ
ンサの容量を大きなものに変更し、供給電源から取り込
むピーク電流の振幅を減少させる等の手段があるが、何
れもシステム全体の小型化に逆行し、システム全体の価
格を上げる結果となる。
の大きなDC電源を使用する。または、入力平滑コンデ
ンサの容量を大きなものに変更し、供給電源から取り込
むピーク電流の振幅を減少させる等の手段があるが、何
れもシステム全体の小型化に逆行し、システム全体の価
格を上げる結果となる。
【0004】DC−DCコンバータの一部の動作におい
て、必要とされるスタートアップ時のピーク入力電流
は、かなり大きい場合があり、その電流を供給できない
場合DC−DCコンバータは動作できない(故障してい
るようにみえる)。また、スタートアップ時に出力が設
定出力電圧まで到達していない場合、負荷回路が設定電
圧における必要電流以上の電流を要求し、そのため、予
想以上大きな入力電流を供給電源から取り込み、立ち上
がらず、DC−DCコンバータに問題があるように見え
る場合がある。これらの症状がその負荷回路において見
られるときには、供給電源の最大出力電流を増やす必要
があり、この場合もシステム全体の小型化・価格アップ
を引き起こす原因となっていた。
て、必要とされるスタートアップ時のピーク入力電流
は、かなり大きい場合があり、その電流を供給できない
場合DC−DCコンバータは動作できない(故障してい
るようにみえる)。また、スタートアップ時に出力が設
定出力電圧まで到達していない場合、負荷回路が設定電
圧における必要電流以上の電流を要求し、そのため、予
想以上大きな入力電流を供給電源から取り込み、立ち上
がらず、DC−DCコンバータに問題があるように見え
る場合がある。これらの症状がその負荷回路において見
られるときには、供給電源の最大出力電流を増やす必要
があり、この場合もシステム全体の小型化・価格アップ
を引き起こす原因となっていた。
【0005】従来例を図に基づいて説明する。図4は従
来例1における抵抗方式の直流電源回路の回路図であ
る。図において、5は商用電源を直流に変換した直流供
給電源、2は直流供給電源2の電圧を所望の直流電圧源
に変換するDC−DCコンバータ回路、3は負荷、C1
,C2 はコンデンサ、R5は抵抗である。直流供給電
源5の電圧は抵抗R5を介してDC−DCコンバータ回
路2に印加される。DC−DCコンバータ回路2によっ
て所望の直流電圧に変換された直流電圧源は負荷3の電
源となる。抵抗R5は電源投入時の過大な突入電流を制
限する。
来例1における抵抗方式の直流電源回路の回路図であ
る。図において、5は商用電源を直流に変換した直流供
給電源、2は直流供給電源2の電圧を所望の直流電圧源
に変換するDC−DCコンバータ回路、3は負荷、C1
,C2 はコンデンサ、R5は抵抗である。直流供給電
源5の電圧は抵抗R5を介してDC−DCコンバータ回
路2に印加される。DC−DCコンバータ回路2によっ
て所望の直流電圧に変換された直流電圧源は負荷3の電
源となる。抵抗R5は電源投入時の過大な突入電流を制
限する。
【0006】図5は従来例2におけるパワーサーミスタ
方式の直流電源回路の回路図である。図において、NT
Cはパワーサーミスタである。他は図4と同一符号を付
した同一要素を示しており、説明を省略する。直流供給
電源5の電圧はパワーサーミスタNTCを介してDC−
DCコンバータ回路2に印加される。パワーサーミスタ
NTCは電源投入時の過大な突入電流を制限する。
方式の直流電源回路の回路図である。図において、NT
Cはパワーサーミスタである。他は図4と同一符号を付
した同一要素を示しており、説明を省略する。直流供給
電源5の電圧はパワーサーミスタNTCを介してDC−
DCコンバータ回路2に印加される。パワーサーミスタ
NTCは電源投入時の過大な突入電流を制限する。
【0007】図6は従来例3におけるサイリスタ方式の
直流電源回路の回路図である。図において、SCRはゲ
ート電流によって導通状態を制御するサイリスタ、R6
は抵抗である。他は図4と同一符号を付した同一要素を
示しており、説明を省略する。直流供給電源5の電圧は
サイリスタSCRと抵抗R6を介してDC−DCコンバ
ータ回路2に印加される。サイリスタSCRと抵抗R6
は電源投入時の過大な突入電流を制限する。
直流電源回路の回路図である。図において、SCRはゲ
ート電流によって導通状態を制御するサイリスタ、R6
は抵抗である。他は図4と同一符号を付した同一要素を
示しており、説明を省略する。直流供給電源5の電圧は
サイリスタSCRと抵抗R6を介してDC−DCコンバ
ータ回路2に印加される。サイリスタSCRと抵抗R6
は電源投入時の過大な突入電流を制限する。
【0008】図7は従来例4における遅延スタートアッ
プ方式の直流電源回路の回路図である。直流電源回路に
おける電源投入時の過大な突入電流の制限は、既に説明
した従来例1〜3ではまだ十分でない。従来例4はDC
−DCコンバータ回路2への遅延回路を設けてこの電源
投入時の過大な突入電流の制限を効果的にしている。図
において、6は遅延スタートアップ回路で、コンデンサ
Cset ,抵抗R7,ダイオードDから構成されている。
また、Cout は負荷3に並列に接続されたコンデンサで
ある。他の符号は既出であるので説明を省略する。
プ方式の直流電源回路の回路図である。直流電源回路に
おける電源投入時の過大な突入電流の制限は、既に説明
した従来例1〜3ではまだ十分でない。従来例4はDC
−DCコンバータ回路2への遅延回路を設けてこの電源
投入時の過大な突入電流の制限を効果的にしている。図
において、6は遅延スタートアップ回路で、コンデンサ
Cset ,抵抗R7,ダイオードDから構成されている。
また、Cout は負荷3に並列に接続されたコンデンサで
ある。他の符号は既出であるので説明を省略する。
【0009】次に動作について説明する。コンデンサC
set は抵抗R7との時定数によって直流供給電源5から
の電圧に充電される。従って、電源投入時はコンデンサ
Cset と抵抗R7とによる時定数によりDC−DCコン
バータ回路2の起動が遅延するので突入電流が過大にな
らないように制限することができる。すなわち、電子機
器等に使用されている直流電源回路のDC−DCコンバ
ータ回路2は、入力電圧を印加した瞬間に突入電流が流
れるが、その抑制方法として遅延スタートアップ回路6
を追加挿入することによって入力サージ電流を抑制して
いる。
set は抵抗R7との時定数によって直流供給電源5から
の電圧に充電される。従って、電源投入時はコンデンサ
Cset と抵抗R7とによる時定数によりDC−DCコン
バータ回路2の起動が遅延するので突入電流が過大にな
らないように制限することができる。すなわち、電子機
器等に使用されている直流電源回路のDC−DCコンバ
ータ回路2は、入力電圧を印加した瞬間に突入電流が流
れるが、その抑制方法として遅延スタートアップ回路6
を追加挿入することによって入力サージ電流を抑制して
いる。
【0010】
【発明が解決しようとする課題】DC−DCコンバータ
は、入力電圧を印加した瞬間に、入力平滑コンデンサに
数十アンペアの突入電流が入力ラインに発生する。従来
は、その制御の方法として給電の電流容量をあげるか、
図4〜7で説明したように、電流抑制回路を入れるかで
あった。しかし前者は、対策が不可能(形状・コスト)
であったり、後者においても効率を大幅に低下させた
り、回路的にコスト高になったり突入電流を充分に抑制
できなかったりそれぞれ問題があった。すなわち、従来
技術では、特性を著しく低下させたり、高価な部品を使
用しコスト高になったり又複雑な回路を必要としてい
た。又給電の容量を必要以上にあげることは、形状コス
トにおいて不可能だった。
は、入力電圧を印加した瞬間に、入力平滑コンデンサに
数十アンペアの突入電流が入力ラインに発生する。従来
は、その制御の方法として給電の電流容量をあげるか、
図4〜7で説明したように、電流抑制回路を入れるかで
あった。しかし前者は、対策が不可能(形状・コスト)
であったり、後者においても効率を大幅に低下させた
り、回路的にコスト高になったり突入電流を充分に抑制
できなかったりそれぞれ問題があった。すなわち、従来
技術では、特性を著しく低下させたり、高価な部品を使
用しコスト高になったり又複雑な回路を必要としてい
た。又給電の容量を必要以上にあげることは、形状コス
トにおいて不可能だった。
【0011】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであり、給電の電流容量をあげることなく、又高価で
複雑な突入電流抑制回路を使うことなく、平易で安価な
抑制回路で安定した立ち上がりを保証する電子機器内に
おけるDC−DCコンバータからなる直流電源回路を提
供することを目的とする。
のであり、給電の電流容量をあげることなく、又高価で
複雑な突入電流抑制回路を使うことなく、平易で安価な
抑制回路で安定した立ち上がりを保証する電子機器内に
おけるDC−DCコンバータからなる直流電源回路を提
供することを目的とする。
【0012】
【課題を解決するための手段】安価なトランジスタ回路
からなる突入電流抑制回路を入力平滑コンデンサの前に
挿入することにより給電の電流容量を最小とし、なお、
かつ、安定的に出力を上げられるように突入電流を限界
迄抑制することを可能とした。
からなる突入電流抑制回路を入力平滑コンデンサの前に
挿入することにより給電の電流容量を最小とし、なお、
かつ、安定的に出力を上げられるように突入電流を限界
迄抑制することを可能とした。
【0013】
【発明の実施の形態】上記課題を解決するために本発明
の直流電源回路は、電子機器内におけるDC−DCコン
バータからなる直流電源回路において、直流電源EとD
C−DCコンバータ回路2との間に突入電流抑制回路1
を設け、入力電圧を印加した瞬間の突入電流を抑制する
ことに特徴を有している。
の直流電源回路は、電子機器内におけるDC−DCコン
バータからなる直流電源回路において、直流電源EとD
C−DCコンバータ回路2との間に突入電流抑制回路1
を設け、入力電圧を印加した瞬間の突入電流を抑制する
ことに特徴を有している。
【0014】また、本発明の直流電源回路は、突入電流
抑制回路1には、入力電流を電圧降下によつて検出する
抵抗Rcと、抵抗Rcの電圧降下が少ない場合にオフ、
電圧降下が大きい場合にオン状態となるトランジスタQ
1と、トランジスタQ1がオフの時に入力電流を供給す
るオン状態となり、トランジスタQ1がオンの時に入力
電流を遮断するオフ状態となるトランジスタQ2とが設
けられており、抵抗Rcの抵抗値により入力電圧を印加
した瞬間の突入電流を所定値になるように設定できるこ
とに特徴を有している。
抑制回路1には、入力電流を電圧降下によつて検出する
抵抗Rcと、抵抗Rcの電圧降下が少ない場合にオフ、
電圧降下が大きい場合にオン状態となるトランジスタQ
1と、トランジスタQ1がオフの時に入力電流を供給す
るオン状態となり、トランジスタQ1がオンの時に入力
電流を遮断するオフ状態となるトランジスタQ2とが設
けられており、抵抗Rcの抵抗値により入力電圧を印加
した瞬間の突入電流を所定値になるように設定できるこ
とに特徴を有している。
【0015】さらに、本発明の直流電源回路は、突入電
流抑制回路1のうち、抵抗Rc以外はDC−DCコンバ
ータ回路2内部に取り込んでDC−DCコンバータ4と
し、抵抗RcはDC−DCコンバータ4の外付けとし、
抵抗Rcの抵抗値により抑制電流の値を可変可能とし、
供給電源の過電流保護の電流設定値に準じた抑制電流値
の設定を可能とすることに特徴を有している。
流抑制回路1のうち、抵抗Rc以外はDC−DCコンバ
ータ回路2内部に取り込んでDC−DCコンバータ4と
し、抵抗RcはDC−DCコンバータ4の外付けとし、
抵抗Rcの抵抗値により抑制電流の値を可変可能とし、
供給電源の過電流保護の電流設定値に準じた抑制電流値
の設定を可能とすることに特徴を有している。
【0016】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図面に基づいて説
明する。図1は、本発明の実施例における直流電源回路
の回路図である。図において、1は本発明になる突入電
流抑制回路、2はDC−DCコンバータ回路、3は負
荷、Eは直流電源、Cin,Coutはコンデンサであ
る。突入電流抑制回路1は、トランジスタQ1,Q2、
抵抗Rc,R1〜4から構成されている。
明する。図1は、本発明の実施例における直流電源回路
の回路図である。図において、1は本発明になる突入電
流抑制回路、2はDC−DCコンバータ回路、3は負
荷、Eは直流電源、Cin,Coutはコンデンサであ
る。突入電流抑制回路1は、トランジスタQ1,Q2、
抵抗Rc,R1〜4から構成されている。
【0017】次に回路の動作を説明する。図において、
定常時には抵抗Rcの両端の電位差が低くトランジスタ
Q1はオフ状態となっている。その為トランジスタQ2
のエミッタ電位と、R3,4により分圧されたQ2のベ
ース電位は電位差を生じトランジスタQ2はオン状態と
なり、直流電源Eは後段のDC−DCコンバータ回路2
に電流を供給する。電源立ち上げ時等、過大な入力電流
が流れた場合には抵抗Rcの両端にある適当な電位差が
生じ、その結果トランジスタQ1をオンさせて、トラン
ジスタQ2のベース電位を押し上げる形となり、トラン
ジスタQ2のベース・エミッタ間の電位差が減少しトラ
ンジスタQ2はオフ状態となる。これにより直流電源E
からの電流が後段のDC−DCコンバータ回路2に供給
されず、その間DC−DCコンバータ回路2の立ち上が
りはストップされる。入力電流が定常状態に復帰する
と、再びトランジスタQ1がオフしトランジスタQ2は
オン状態となり、DC−DCコンバータ回路2に電流が
供給されDC−DCコンバータ回路2は立ち上がる。突
入電流抑制回路1において抵抗Rcの設定によりトラン
ジスタQ2 のオフする抑制電流を決定できる。
定常時には抵抗Rcの両端の電位差が低くトランジスタ
Q1はオフ状態となっている。その為トランジスタQ2
のエミッタ電位と、R3,4により分圧されたQ2のベ
ース電位は電位差を生じトランジスタQ2はオン状態と
なり、直流電源Eは後段のDC−DCコンバータ回路2
に電流を供給する。電源立ち上げ時等、過大な入力電流
が流れた場合には抵抗Rcの両端にある適当な電位差が
生じ、その結果トランジスタQ1をオンさせて、トラン
ジスタQ2のベース電位を押し上げる形となり、トラン
ジスタQ2のベース・エミッタ間の電位差が減少しトラ
ンジスタQ2はオフ状態となる。これにより直流電源E
からの電流が後段のDC−DCコンバータ回路2に供給
されず、その間DC−DCコンバータ回路2の立ち上が
りはストップされる。入力電流が定常状態に復帰する
と、再びトランジスタQ1がオフしトランジスタQ2は
オン状態となり、DC−DCコンバータ回路2に電流が
供給されDC−DCコンバータ回路2は立ち上がる。突
入電流抑制回路1において抵抗Rcの設定によりトラン
ジスタQ2 のオフする抑制電流を決定できる。
【0018】図2は、本発明の直流電源回路における実
用例を示す図である。図において、DC−DCコンバー
タ4は、上述の突入電流抑制回路1から抵抗Rcを取り
除いた部分をDC−DCコンバータ回路2内部に取り込
んだものである。抵抗RcはDC−DCコンバータ4の
外付けとし、抵抗Rcの抵抗値により抑制電流の値を可
変可能とし、直流電源Eの過電流保護の電流設定値に準
じた抑制電流値の設定を可能とするものである。
用例を示す図である。図において、DC−DCコンバー
タ4は、上述の突入電流抑制回路1から抵抗Rcを取り
除いた部分をDC−DCコンバータ回路2内部に取り込
んだものである。抵抗RcはDC−DCコンバータ4の
外付けとし、抵抗Rcの抵抗値により抑制電流の値を可
変可能とし、直流電源Eの過電流保護の電流設定値に準
じた抑制電流値の設定を可能とするものである。
【0019】図3は、本発明の実用例における抵抗Rc
値と突入電流相関を示す図である。図2における外付け
の抵抗Rcの抵抗値0〜22Ωに対して突入電流は0〜
240mAとなっている。例では、図2における外付け
の抵抗Rcの抵抗値値を10Ωと設定した場合、抑制電
流は約100mA(Rc端電圧=1V動作時)でトラン
ジスタQ2 はオフとなる。
値と突入電流相関を示す図である。図2における外付け
の抵抗Rcの抵抗値0〜22Ωに対して突入電流は0〜
240mAとなっている。例では、図2における外付け
の抵抗Rcの抵抗値値を10Ωと設定した場合、抑制電
流は約100mA(Rc端電圧=1V動作時)でトラン
ジスタQ2 はオフとなる。
【0020】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の直流電源
回路は、突入電流抑制回路1をDC−DCコンバータ回
路2に内蔵したDC−DCコンバータ4により、DC−
DCコンバータ4の安定な立ち上がりが、直流電源Eの
出力電流容量を上げることなく可能とした。突入電流抑
制回路1の抵抗Rcを、DC−DCコンバータ4の外付
けとすることにより負荷回路(負荷電流)に見合った最
適な容量の直流電源E、図3のRc値と突入電流相関表
によりシステム設計者が、任意に選択可能とした。安価
なトランジスタ回路をDC−DCコンバータ回路2の入
力段に挿入したことにより突入電流を抑制する制御手段
を有し、直流に変換された商用電源を所望の直流電圧に
変換できる。すなわち、突入電流抑制回路1を付加する
ことによりDC−DCコンバータ4は単価アップを余儀
なくされるが、その回路部品をスイッチングトランジス
タ2点および抵抗4点の安価な部品構成にて実現した。
回路は、突入電流抑制回路1をDC−DCコンバータ回
路2に内蔵したDC−DCコンバータ4により、DC−
DCコンバータ4の安定な立ち上がりが、直流電源Eの
出力電流容量を上げることなく可能とした。突入電流抑
制回路1の抵抗Rcを、DC−DCコンバータ4の外付
けとすることにより負荷回路(負荷電流)に見合った最
適な容量の直流電源E、図3のRc値と突入電流相関表
によりシステム設計者が、任意に選択可能とした。安価
なトランジスタ回路をDC−DCコンバータ回路2の入
力段に挿入したことにより突入電流を抑制する制御手段
を有し、直流に変換された商用電源を所望の直流電圧に
変換できる。すなわち、突入電流抑制回路1を付加する
ことによりDC−DCコンバータ4は単価アップを余儀
なくされるが、その回路部品をスイッチングトランジス
タ2点および抵抗4点の安価な部品構成にて実現した。
【図1】本発明の実施例における直流電源回路の回路図
である。
である。
【図2】本発明の直流電源回路における実用例を示す図
である。
である。
【図3】本発明の実用例におけるRc値と突入電流相関
を示す図である。
を示す図である。
【図4】従来例1における抵抗方式の直流電源回路の回
路図である。
路図である。
【図5】従来例2におけるパワーサーミスタ方式の直流
電源回路の回路図である。
電源回路の回路図である。
【図6】従来例3におけるサイリスタ方式の直流電源回
路の回路図である。
路の回路図である。
【図7】従来例4における遅延スタートアップ方式の直
流電源回路の回路図である。
流電源回路の回路図である。
1 突入電流抑制回路 2 DC−DCコンバータ回路 3 負荷 4 DC−DCコンバータ 5 直流供給電源 6 遅延スタートアップ回路 Cin,Cset ,Cout ,C1 ,C2 コンデンサ D ダイオード E 直流電源 NTC パワーサーミスタ Rc,R1 〜R7 抵抗 SCR サイリスタ Vin 直流電源の電圧
Claims (3)
- 【請求項1】 電子機器内におけるDC−DCコンバー
タからなる直流電源回路において、 直流電源(E)とDC−DCコンバータ回路(2)との
間に突入電流抑制回路(1)を設け、 入力電圧を印加した瞬間の突入電流を抑制することを特
徴とする直流電源回路。 - 【請求項2】 前記突入電流抑制回路(1)には、 入力電流を電圧降下によつて検出する抵抗(Rc)と、 抵抗(Rc)の電圧降下が少ない場合にオフ、電圧降下
が大きい場合にオン状態となるトランジスタ(Q1)
と、 トランジスタ(Q1)がオフの時に入力電流を供給する
オン状態となり、トランジスタ(Q1)がオンの時に入
力電流を遮断するオフ状態となるトランジスタ(Q2)
とが設けられており、 抵抗(Rc)の抵抗値により入力電圧を印加した瞬間の
突入電流を所定値になるように設定できることを特徴と
する請求項1に記載の直流電源回路。 - 【請求項3】 前記突入電流抑制回路(1)のうち、抵
抗(Rc)以外はDC−DCコンバータ回路(2)内部
に取り込んでDC−DCコンバータ(4)とし、 抵抗(Rc)はDC−DCコンバータ(4)の外付けと
し、 抵抗(Rc)の抵抗値により抑制電流の値を可変可能と
し、供給電源の過電流保護の電流設定値に準じた抑制電
流値の設定を可能とすることを特徴とする請求項2に記
載の直流電源回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP10199887A JP2000037038A (ja) | 1998-07-15 | 1998-07-15 | 直流電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP10199887A JP2000037038A (ja) | 1998-07-15 | 1998-07-15 | 直流電源回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2000037038A true JP2000037038A (ja) | 2000-02-02 |
Family
ID=16415270
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP10199887A Pending JP2000037038A (ja) | 1998-07-15 | 1998-07-15 | 直流電源回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2000037038A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2002142031A (ja) * | 2000-10-31 | 2002-05-17 | Aiphone Co Ltd | インターホン装置 |
JP2013116001A (ja) * | 2011-11-30 | 2013-06-10 | Mitsubishi Electric Corp | 電源回路 |
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1998
- 1998-07-15 JP JP10199887A patent/JP2000037038A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP2002142031A (ja) * | 2000-10-31 | 2002-05-17 | Aiphone Co Ltd | インターホン装置 |
JP2013116001A (ja) * | 2011-11-30 | 2013-06-10 | Mitsubishi Electric Corp | 電源回路 |
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