FR2745446A1 - Circuit integre de correction de facteur de puissance - Google Patents
Circuit integre de correction de facteur de puissance Download PDFInfo
- Publication number
- FR2745446A1 FR2745446A1 FR9613949A FR9613949A FR2745446A1 FR 2745446 A1 FR2745446 A1 FR 2745446A1 FR 9613949 A FR9613949 A FR 9613949A FR 9613949 A FR9613949 A FR 9613949A FR 2745446 A1 FR2745446 A1 FR 2745446A1
- Authority
- FR
- France
- Prior art keywords
- signal
- voltage
- integrated circuit
- current
- control signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
- H02M1/4225—Arrangements for improving power factor of AC input using a non-isolated boost converter
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
- Y02P80/00—Climate change mitigation technologies for sector-wide applications
- Y02P80/10—Efficient use of energy, e.g. using compressed air or pressurized fluid as energy carrier
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Abstract
L'invention concerne un circuit intégré (300) de correction de facteur de puissance pour convertisseur amplificateur. Le circuit comprend: un générateur de tension de polarisation (302) connecté à une source électrique externe (1); un détecteur de passage par zéro (304) couplé à une inductance (4) du convertisseur et détectant le moment où la tension aux bornes de l'inductance s'annule; un oscillateur (305) repositionné par le signal de détection de passage par zéro; un moyen (308) qui produit un premier signal de commande en réponse au signal de détection de passage par zéro; un moyen (301) répondant au premier signal de commande en permettant la délivrance d'une tension amplifiée à la charge, ce moyen ayant un élément de commutation; un moyen (400) qui produit un signal de sur-courant lorsque le courant de l'élément de commutation dépasse une valeur prédéterminée; et un moyen (500) qui détecte la variation d'une tension de charge et produit un deuxième signal de commande permettant à la tension amplifiée d'aller à la terre électrique via l'élément de commutation.
Description
La présente invention concerne un circuit intégré à semiconducteur pour
convertisseur amplificateur. Plus particulièrement, l'invention concerne un circuit intégré à semiconducteur destiné à corriger le facteur de puissance active
d'un convertisseur amplificateur.
La plupart des équipements électriques ou électroniques excités par une source de courant alternative n'utilisent pas directement le courant alternatif, mais utilise un courant continu qui a été obtenu à partir du courant alternatif par un redresseur. Comme cela est bien connu, le redresseur comprend plusieurs diodes permettant de redresser le courant alternatif en courant continu et un condensateur servant à lisser le courant continu redressé par les diodes. Le condensateur de lissage présente ordinairement une grande capacité de façon à maintenir les ondulations de tension en deçà d'un niveau prédéterminé. Ceci amène une dégradation des facteurs de puissance des équipements électriques ou électroniques. Des procédés permettant d'améliorer le facteur de puissance d'entrée d'un redresseur ont été suggérés dans le passé et sont les suivantes: (1) un procédé de correction du facteur de puissance passive, et (2) un procédé de correction du facteur de puissance active. Le premier procédé vise à améliorer le facteur de puissance en insérant une inductance dans le redresseur et en ajustant la capacité du condensateur de lissage et la valeur de l'inductance. Le deuxième procédé vise à améliorer le facteur de puissance en ajustant le courant d'entrée à l'aide d'un circuit
intégré (CI) de correction de facteur de puissance.
La figure 1 représente un circuit intégré de commande de commutation
selon la technique antérieure, qui est utilisé dans un convertisseur amplificateur.
Sur la figure 1, le numéro de référence 21 désigne une source d'alimentation électrique en courant alternatif, tandis que 22 désigne un redresseur en pont. Un convertisseur amplificateur comprend le redresseur en pont 22, un condensateur 23 servant à lisser le signal de sortie du redresseur en pont 22, une inductance d'amplification 24, un condensateur 27 connecté en parallèle avec un circuit de charge, un commutateur servant à commander le courant de l'inductance 24 et un
dispositif de commande du commutateur.
Comme on peut le voir également sur la figure 1, le circuit UVLO (blocage en cas d'insuffisance d'alimentation) 102 est conçu pour ne rendre actif le circuit intégré que lorsque la tension fournie par une source externe dépasse une tension d'excitation prédéterminée. Le comparateur 102 détecte l'annulation du courant d'entrée et le comparateur 103 compare le courant d'entrée avec un courant
d'intensité admise. Il est prévu une bascule RS (à positionnement-
repositionnement) 104 dont la borne de positionnement est couplée à la sortie du comparateur 102. L'entrée du circuit d'attaque de grille 105 est couplée à la sortie Q de la bascule 104. L'amplificateur d'erreur 106 est destiné à amplifier la différence entre la tension de sortie et une tension de référence prédéterminée Vref. La borne d'inversion de l'amplificateur opérationnel 107 est couplée à la sortie de l'amplificateur d'erreur 106. La source de courant de référence 108 est couplée à la borne de non-inversion de l'amplificateur opérationnel 107. Il est prévu un transistor NPN 109 dont le collecteur est connecté entre la source de courant de référence 108 et la borne de non-inversion de l'amplificateur opérationnel 107, l'émetteur est connecté à la terre, et la base est connectée à la sortie de complémentation Q de la bascule 104. Il est également prévu une porte OU 110 dont une entrée est connectée à la sortie du comparateur 103, l'autre entrée est connectée à la sortie de l'amplificateur opérationnel 107, et la sortie est connectée à
la borne de repositionnement de la bascule 104.
Comme indiqué ci-dessus, ce circuit intégré (CI) 100 de commande de commutateur possède 8 broches (numérotées de # 1 à # 8), et la configuration d'un convertisseur amplificateur utilisant ce circuit intégré de commande de commutateur nécessite de nombreux composants périphériques, comme l'élément de commutation 30, l'intégrateur 33, et les résistances 28, 29, 31 et 32. Parmi d'autres composants classiques, on notera l'enroulement 34, la diode 35,
l'intégrateur 36, les résistances 37 à 40, la diode 25, la charge 26.
La figure 2 représente un autre circuit intégré de commande de commutateur pour convertisseur amplificateur selon la technique antérieure. Sur la figure 2, les numéros de référence 41 et 42 désignent respectivement une source
d'alimentation électrique en courant alternatif et un redresseur en pont. Le conver-
tisseur amplificateur représenté sur la figure 2 est analogue à celui représenté sur la
figure 1.
Dans la configuration du circuit intégré de commande de commutateur représenté sur la figure 2, le comparateur 202 est destiné à comparer le courant de l'inductance avec un courant de référence prédéterminé Vrefl. Le circuit
d'autodémarrage 203 démarre pour lui-même au moment de l'opération de début.
Le comparateur 202 compare la tension existant aux bornes de l'inductance
d'amplification 44 avec une tension de référence prédéterminée Vrefl.
L'amplificateur d'erreur 206 amplifie la différence entre la tension de sortie existant aux bornes de la charge 46 (qu'on appellera ci-après "tension de charge")
et une tension de référence prédéterminée Vref2 afin de délivrer un signal amplifié.
Le multiplicateur 208 est conçu pour multiplier le signal de sortie du condensateur 61 par le signal amplifié. Le comparateur 209 repositionne la bascule 204 lorsque
la tension de sortie du multiplicateur 208 dépasse la tension du condensateur 55.
Ce circuit intégré de commande de commutateur possède 8 broches. Comme représenté sur la figure 2, dans le cas o le circuit intégré de commande de commutateur est destiné à un convertisseur amplificateur, de nombreux composants périphériques tels qu'un élément de commutation, des condensateurs, des résistances, etc. doivent être connectés au circuit intégré pour mettre en oeuvre le convertisseur amplificateur. Ceci rend difficile la fabrication
d'un circuit compact et augmente le coût de fabrication.
Cest donc un but de l'invention de produire un circuit intégré de correction de facteur de puissance active, dans lequel un circuit intégré de commande de commutateur et un élément de commutation sont conçus de manière
à réduire le nombre des composants périphériques nécessaires.
Un autre but de l'invention est de produire un circuit intégré de correction de facteur de puissance active dans lequel le nombre de broches à
connecter au composant périphérique peut être diminué.
Selon un aspect de l'invention, il est proposé un circuit intégré de correction de facteur de puissance active permettant de corriger le facteur de puissance d'un convertisseur amplificateur possédant un redresseur qui sert à transformer le courant alternatif en courant continu et une inductance connectée entre le redresseur et une charge. Le circuit intégré comprend un générateur de tension de polarisation couplé à une source d'alimentation électrique externe via une première borne, le générateur servant à produire des tensions de polarisation internes utilisées pour le circuit intégré; un détecteur de passage par zéro couplé magnétiquement à l'inductance par l'intermédiaire d'une deuxième borne, le détecteur servant à détecter le moment o la tension aux bornes de l'inductance s'annule, de façon à produire un signal de détection de passage par zéro; un oscillateur repositionné par le signal de détection de passage par zéro et servant à produire un signal d'impulsions; un moyen servant à produire un premier signal de commande en réponse au signal de détection de passage par zéro ou au signal d'impulsions; un moyen qui répond au premier signal de commande en autorisant qu'une tension amplifiée soit fournie à la charge, ledit moyen possédant un élément de commutation; un moyen servant à produire un signal de sur-courant lorsqu'un courant passant dans l'élément de commutation possède une valeur supérieure à une valeur prédéterminée; et un moyen servant à détecter la variation d'une tension de charge afin de produire un signal de détection de variation et servant à produire un deuxième signal de commande autorisant la tension amplifiée à circuler, via l'élément de commutation, jusqu'à la terre électrique en réponse à la fois au signal de détection de variation et au signal de sur-courant. Dans le circuit intégré de correction de facteur de puissance active, le nombre de broches et le nombre de composants périphériques peuvent être
considérablement diminués.
La description suivante, conçue à titre d'illustration de l'invention, vise
à permettre une meilleure compréhension de ses caractéristiques et avantages; elle s'appuie sur les dessins annexés, parmi lesquels: la figure 1 représente un circuit intégré de commande de commutateur pour convertisseur amplificateur, selon la technique antérieure; la figure 2 représente un autre circuit intégré de commande de commutateur pour convertisseur amplificateur selon la technique antérieure; la figure 3 représente un circuit intégré de correction de facteur de puissance pour convertisseur amplificateur selon l'invention; la figure 4 est un diagramme temporel montrant les positionnements temporels des états de conduction et de non-conduction d'un transistor de commutation en fonction du signal de sortie d'un multivibrateur monostable et de deux tensions de sortie du convertisseur amplificateur; et la figure 5 est un diagramme montrant des formes d'onde de la tension d'entrée du convertisseur amplificateur et du courant de l'inductance, pour le circuit
représenté sur la figure 3.
On se reporte maintenant à la figure 3, qui représente un circuit intégré de correction de facteur de puissance pour convertisseur amplificateur selon un mode de réalisation préféré de l'invention. Le circuit intégré (CI) de correction de facteur de puissance 300 comprend un élément de commutation et un circuit de
commande de commutateur.
Comme on peut le voir sur la figure 3, le convertisseur amplificateur comprend un redresseur en pont 2 servant à transformer le courant alternatif fourni par une source externe 1 en courant continu, un condensateur de lissage 3, une inductance d'amplification 4, une diode 5 dont l'anode est couplée à l'inductance d'amplification 4, un condensateur 6 dont une borne est connectée entre la cathode
de la diode 5 et la charge 7 et dont l'autre borne est connectée à la terre électrique.
Ce circuit intégré de correction de facteur de puissance possède 5 broches, numérotées de # 1 à # 5. La broche # 1 est connectée entre l'inductance (ci-après appelée "première inductance") 4 et l'anode de la diode 5. La broche # 2 est couplée à la terre. La broche # 3 est couplée à la cathode de la diode 5 via une résistance 10. La broche # 4est couplée via une résistance 11 à la sortie du redresseur 2, et la broche # 5 est connectée via une résistance 13 à une borne d'une inductance (ci-après appelée "deuxième inductance") 12 dont l'autre borne est connectée à la terre et qui établit un couplage par inductance mutuelle avec la première inductance 4. L'autre borne de la deuxième inductance 12 est couplée à l'anode de la diode 14. La diode 14 est prévue pour effectuer un redressement demi-onde sur la tension induite par la deuxième inductance 12. La cathode de la diode 14 est couplée à la broche # 4. La cathode de la diode 14 est couplée à un condensateur de lissage 15, et la broche # 3 est couplée à un condensateur 16. Ce condensateur 16 est destiné à détecter la tension de sortie Vo et intègre les variations de la tension de sortie, de sorte qu'on le désignera ultérieurement par
l'appellation de "condensateur de détection".
Le circuit intégré de correction de facteur de puissance 300 comporte un transistor de commutation 301 servant à faire commuter le courant qui circule en direction de la charge 7. Ce transistor de commutation 301 est de préférence constitué par un transistor à effet de champ métaloxyde-semiconducteur (MOSFET) à canal N, qui possède deux bornes de source générales et une borne miroir. Lec drain de ce MOSFET de commutation 301 est couplé à l'anode de la diode 5, qui se trouve à l'extérieur du circuit intégré de correction de facteur de puissance, via la broche # 1, les deux sources sont couplées en commun à la terre
via la broche # 2, et la borne miroir est connectée à la terre via une résistance 309.
Pendant un état polarisé, l'intensité du courant qui passe par la borne miroir du MOSFET de commutation 301 est proportionnelle à celle du courant qui passe dans les sources. Ci-après, on appellera respectivement le courant de miroir, le courant de source, le courant de drain et le courant de grille les signaux de courant qui passent respectivement dans la borne miroir, les sources, le drain et la grille du MOSFET de commutation 301. L'intensité du courant de miroir est très inférieure à celle du courant de source, selon un rapport prédéterminé. Par conséquent, il est possible de déterminer l'intensité du courant de drain à l'aide d'une résistance de petite valeur du circuit intégré 300. Le circuit intégré de correction de facteur de puissance active 300 comprend lui aussi un circuit UVLO (blocage en cas d'insuffisance d'alimentation) 302 qui reçoit, via la broche # 4, la tension Vcc fournie via la résistance de commande 11 par le redresseur 2, un circuit de polarisation 303 servant à polariser tous les composants actifs du circuit intégré 300, un détecteur de passage par zéro 304 servant à déterminer le moment o le courant induit dans la deuxième inductance 12 est nul, un oscillateur 305 servant à produire un signal d'impulsions qui présente un fréquence fixe, une porte OU 306 dont les deux entrées sont respectivement couplées à la sortie du détecteur de passage par zéro 304 et à la sortie de l'oscillateur 305, une bascule de positionnement-repositionnement RS 307 dont la borne de positionnement est connectée à la sortie de la porte OU 306, un circuit 308 d'attaque de grille dont la sortie est couplée à la grille du transistor de commutation 301 et qui rend conducteur ou non- conducteur le transistor de commutation 301 en fonction du signal de la sortie Q de la bascule 307, une résistance 309 qui transforme le courant de miroir en une tension (ci-après appelée "tension de miroir") proportionnelle au courant de miroir, un comparateur (ci-après appelé "premier comparateur") 310 servant à comparer la tension de miroir avec une tension de référence prédéterminée Vref, un circuit 311 de suppression de flanc antérieur servant à éliminer le bruit du type impulsions qui est produit lorsque le transistor de commutation 301- doit être mis en fonctionnement, une source de courant de référence 312, un multivibrateur monostable 313 déclenché par le signal de sortie de la porte OU 306, un condensateur (ci-après appelé "intégrateur") 314 connecté entre la sortie dudit multivibrateur monostable 313 et la terre et servant à intégrer
le courant de sortie du multivibrateur monostable 313, un comparateur 315 (ci-
après appelé "deuxième comparateur") servant à comparer la tension VM de l'intégrateur 314 avec la tension Vos du condensateur de détection 16, une porte ET dont les deux entrées sont respectivement couplées à la sortie du circuit 311 de suppression de flanc antérieur et à la sortie du deuxième comparateur 315 et la sortie est couplée à la fois à la borne de repositionnement de la bascule 307 et à la
borne de repositionnement du multivibrateur 313.
Sur la figure 3, le numéro de référence 400 désigne un détecteur de courant excessif, ou sur-courant, et le numéro de référence 500 désigne un détecteur de changement de signal de sortie. Le détecteur de sur- courant 400 comprend la résistance 309, le comparateur 310 et le circuit 311 de suppression de flanc antérieur. Le détecteur de sur-courant 400 produit un signal de niveau haut lorsque le signal de tension de la résistance 309 est supérieur à une tension de référence prédéterminée Vref. Le détecteur de changement de signal de sortie 500 comprend le multivibrateur monostable 313, le condensateur 314, le comparateur 315 et la source de courant de référence 312. La source de courant de référence est couplée via la broche # 3 à une résistance de détection externe 10 dont l'autre borne est connectée à la charge 7 du convertisseur amplificateur et un condensateur
de détection externe 16 dont l'autre borne est connectée à la terre.
On va maintenant décrire le fonctionnement du mode de réalisation préféré de l'invention. Lorsque la tension Vcc est appliquée à ce circuit intégré de correction de facteur de puissance active 300 via la résistance d'excitation 11, le circuit UVLO 302 du circuit intégré 300 permet que le circuit intégré ne fonctionne que lorsque la tension Vcc dépasse une tension d'excitation prédéterminée. Ce circuit UVLO 302 joue le rôle d'un circuit de protection contre les tensions basses. Ainsi, le circuit UVLO 302 minimise la consommation électrique du circuit intégré 300 lorsque la tension Vcc est en dessous de la tension d'excitation prédéterminée. De plus, lorsque la tension Vcc se trouve au- dessus de la tension prédéterminée, le circuit UVLO permet l'activation du circuit d'attaque de grille 308. Si la tension Vcc est fournie au circuit UVLO 302, le circuit de polarisation 303 produit des tensions de polarisation internes et les envoie à chaque composant du circuit intégré 300. Le détecteur de passage par zéro 304 est destiné à détecter le moment o l'intensité du courant de la première inductance 4 est nulle. A ce moment, le
détecteur de passage par zéro 304 délivre un signal de niveau haut.
L'oscillateur 305 produit un signal d'impulsions ayant une période fixe et peut démarrer pour lui-même au moment de l'opération initiale et pendant un fonctionnement anormal. Pendant un fonctionnement normal, l'oscillateur 305 est repositionné par le détecteur de passage par zéro 304, de sorte que l'oscillateur 305 fonctionne en synchronisme avec le signal de sortie du détecteur 304. Les signaux de sortie du détecteur de passage par zéro 304 et de l'oscillateur 305 sont appliqués aux entrées de la porte OU 306. Le signal de sortie de la porte OU 306 est fourni à la borne de positionnement de la bascule RS 307 et à la borne de déclenchement du multivibrateur monostable 313. La forme d'onde du signal de sortie du multivibrateur 313 déclenché par le détecteur de passage par zéro 304 est
représentée sur la figure 4.
D'autre part, lorsque le signal de sortie de la porte OU 306 est de niveau haut, la bascule 307 délivre un signal de niveau haut, de sorte que le circuit d'attaque de grille 308 rend conducteur le transistor de commutation 301. A ce moment, la tension VLi de la première inductance 4 est -Vi. Si le transistor de commutation 301 passe dans l'état conducteur, la tension induite par la deuxième inductance 12 est redressée en demi-onde par une diode 14 et est lissée par un condensateur 15, de sorte que la tension résultante est utilisée comme tension Vcc
par le circuit intégré 300.
La régulation de charge est effectuée par une résistance de détection , un condensateur de détection 16, la source de courant de référence 312, le multivibrateur 313, l'intégrateur 314, et le deuxième comparateur 315. Comme représenté sur la figure 3, la résistance de détection 10 et le condensateur de détection 16 sont des composants périphériques du circuit intégré 300. La capacité du condensateur de détection 16 est suffisamment grande pour que le condensateur de détection 16 puisse, en même temps, détecter la tension de sortie Vo et intégrer le changement de la tension de sortie. L'intensité du courant Iref de la source de courant de référence 312 est fixée à une valeur égale à celle de l'intensité du courant passant dans la résistance de détection 10 (ci- après appelé "courant de détection") pendant une opération normale. A ce moment, le condensateur de détection 16 possède une tension de détection constante Vos. Pendant un fonctionnement anormal, c'est-à-dire si le courant de détection dépasse le courant de référence, une partie du courant de détection passe dans la source de courant de référence 312 et le reste s'accumule dans le condensateur de détection 16. Par
conséquent, la tension de détection Vos augmente.
D'autre par, si le courant de détection est inférieur au courant de référence Iref, le courant venant du condensateur de détection 16 s'écoule dans la terre via la source de courant de référence 312, de sorte que la tension de détection Vos diminue. Par conséquent, le condensateur de détection 16 remplit une fonction de détection de la tension de sortie Vo et d'intégration du changement du signal de
sortie Vo.
Le premier comparateur 310 détecte le fait que le courant de drain du transistor de commutation 301 se trouve au-dessus d'un courant prédéterminé. Si le courant de drain dépasse un courant prédéterminé, le premier comparateur 310 produit un signal de niveau haut. Le signal de sortie du premier comparateur 310 est envoyé au circuit de suppression de flanc antérieur 311. Le circuit de suppression de flanc antérieur 311 supprime alors le bruit contenu dans le signal de sortie du premier comparateur 310. Le deuxième comparateur 315 compare la tension de détection Vos avec la tension de sortie VM venant du condensateur 314
et produit un signal de niveau haut lorsque la tension de détection Vos est au-
dessus de la tension VM. Lorsque le signal de sortie des premier et deuxième comparateurs 310 et 315 sont tous deux au niveau haut, la bascule 307 et le multivibrateur 313 se repositionnent simultanément sous l'action du signal de sortie de la porte OU 316. Par conséquent, la bascule 307 fournit un signal de sortie de niveau bas au circuit d'attaque de grille 308. Alors, le transistor de commutation 301 est rendu non conducteur par le circuit d'attaque de grille 308. Le courant accumulé dans la première inductance 4 est alors libéré selon un processus de roue libre via la diode 5 de façon que la tension de la première inductance
devienne Vo - Vi.
La figure 4 montre les positionnements temporels des états de conduction et de non-conduction du transistor de commutation en fonction du signal de sortie d'un multivibrateur monostable et de deux tensions de sortie venant du convertisseur amplificateur. Sur la figure 4, Vosl désigne la tension de détection de sortie du condensateur de détection 16 au cours d'une opération normale. Vos2 désigne la tension de détection de sortie du condensateur de détection 16 lorsque la charge a augmenté de façon que la tension de sortie Vo diminue. Dans le cas o la charge augmente de façon que la tension de sortie Vo diminue, l'intervalle de conduction du transistor de commutation 301 est plus long que celui du transistor 301 dans l'état de fonctionnement normal. La figure 5 montre les formes d'onde de la tension d'entrée Vi et du courant d'inductance Ii,
comme représenté sur la figure 3.
Dans le circuit intégré de correction de facteur de puissance décrit ci-
dessus selon l'invention, lorsque la période de conduction du transistor de commutation 301 pendant l'intervalle d'un cycle de la tension d'entrée est maintenue constante, la valeur de crête iL(crête) du courant d'inductance suit la forme d'onde de la tension d'entrée Vi. Autrement, à partir du fait que Vi = diLi/dt, il s'ensuit que: iL(crête) = (VLi/Li)Ton. Si la période de conduction (Ton) du transistor de commutation 301 est constante, la valeur de crête iL(cr/te) de
l'inductance devient proportionnelle à VLi (=Vi).
Comme décrit ci-dessus, le circuit intégré de correction de facteur de puissance active selon l'invention est construit par la mise sous un boîtier commun d'un moyen de commutation et d'un moyen de commande. Par conséquent, le nombre des broches du circuit intégré diminue considérablement. De plus, le nombre de composants périphériques diminue considérablement de sorte qu'il devient facile de configurer le circuit de correction de période de puissance pour
un convertisseur amplificateur donné.
Bien entendu, l'homme de l'art sera en mesure d'imaginer, à partir du
circuit dont la description vient d'être donn6e à titre simplement illustratif et
nullement limitatif, diverses variantes et modifications ne sortant pas du cadre de l'invention.
Claims (9)
1. Circuit intégré de correction de facteur de puissance active (300) servant à corriger le facteur de puissance d'un convertisseur amplificateur possédant un redresseur (2) qui sert à transformer le courant alternatif en courant continu et une inductance (4) connectée entre le redresseur et une charge (7), caractérisé en ce qu'il comprend: un générateur de tension de polarisation (302) couplé à une source d'alimentation électrique externe (1) via une première borne, et servant à produire des tensions de polarisation internes utilisées pour le circuit intégré; un détecteur de passage par zéro (304) couplé magnétiquement à l'inductance (4) via une deuxième borne, et servant à détecter le moment o la tension aux bornes de l'inductance est nulle de facon à produire un signal de détection de passage par zéro; un oscillateur (305) repositionné par le signal de détection de passage par zéro et servant à produire un signal d'impulsions; un moyen (308) servant à produire un premier signal de commande en réponse au signal de détection de passage par zéro ou au signal d'impulsions; un moyen (301) qui répond au premier signal de commande en autorisant qu'une tension amplifiée soit fournie à la charge, ledit moyen possédant un élément de commutation; un moyen (400) servant à produire un signal de sur- courant lorsqu'un courant passant dans l'élément de commutation est au- dessus d'une valeur prédéterminée; et un moyen (500) servant à détecter la variation d'une tension de charge afin de produire un signal de détection de variation et servant à produire un deuxième signal de commande qui permet que la tension amplifiée passe, via l'élément de commutation, jusqu'à la terre en réponse à la fois au signal de
détection de variation et au signal de sur-courant.
2. Circuit intégré selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit élément de commutation est un MOSFET (301) possédant un drain (D) qui est connecté entre l'inductance (4) et la charge (7), une grille (G) qui est connectée à une borne de commande afin de recevoir le premier signal de commande, au moins une source (S) qui est connectée à la terre, et une borne miroir (M) qui est connectée au moyen (400) générateur de signal de sur-courant, et en ce qu'un courant de miroir passant par la borne miroir est proportionnel au courant passant
par le drain.
3. Circuit intégré selon la revendication 2, caractérisé en ce que le moyen (400) générateur de signal de sur-courant comprend une résistance (309) couplée entre la borne miroir et la terre et servant à changer le signal de courant de miroir en un signal de tension correspondant, et un premier comparateur (310) servant à comparer le signal de tension correspondant et un signal de tension de référence.
4. Circuit intégré selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un moyen (311) servant à éliminer les bruits contenus dans le courant de miroir, qui se produisent au début de l'activation de l'élément de
commutation.
5. Circuit intégré selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un moyen (302) servant à permettre que le circuit intégré ne soit activé que lorsque la tension de la source d'alimentation électrique venant du redresseur est égale ou supérieure à une tension prédéterminée nécessaire à
l'excitation du circuit intégré.
6. Circuit intégré selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit moyen de production du premier signal de commande comprend en outre un circuit d'attaque (308) servant à rendre conducteur ou non conducteur l'élément de
commutation en réponse au premier signal de commande.
7. Circuit intégré selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen (500) de détection de variation de la tension de charge comprend un multivibrateur monostable (313) qui est déclenché par le signal de détection de passage par zéro ou le signal d'impulsions et est repositionné par le deuxième signal de commande, un intégrateur (314) servant à intégrer le courant de sortie du multivibrateur monostable afin de produire un signal de tension correspondant, et un comparateur (315) servant à comparer le signal de détection de variation avec le signal de tension venant de l'intégrateur afin de produire un résultat de
comparaison correspondant sous la forme du deuxième signal de commande.
8. Circuit intégré selon la revendication 7, caractérisé en ce qu'il comprend une source de courant de référence (312) servant à produire un courant
constant afin de produire le signal de détection de variation.
9. Circuit intégré selon la revendication 8, caractérisé en ce qu'il comprend en outre une résistance (10) à laquelle la tension de charge est appliquée, et un condensateur (16) couplé entre la résistance et la terre afin d'intégrer la variation de la tension de charge, o la résistance et le condensateur sont tous deux
couplés à l'extérieur du circuit intégré.
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1019950041682A KR0152252B1 (ko) | 1995-11-16 | 1995-11-16 | 5핀을 갖는 능동역률보정집적회로 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FR2745446A1 true FR2745446A1 (fr) | 1997-08-29 |
Family
ID=19434353
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FR9613949A Pending FR2745446A1 (fr) | 1995-11-16 | 1996-11-15 | Circuit integre de correction de facteur de puissance |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5818707A (fr) |
| JP (1) | JP3710200B2 (fr) |
| KR (1) | KR0152252B1 (fr) |
| DE (1) | DE19647329A1 (fr) |
| FR (1) | FR2745446A1 (fr) |
Families Citing this family (66)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6037754A (en) * | 1997-06-20 | 2000-03-14 | Raymond G. Harper | SMPS with input voltage sensing via boost inductor current sensing |
| FR2772154A1 (fr) * | 1997-12-09 | 1999-06-04 | Motorola Semiconducteurs | Circuit de commande pour la correction du facteur de puissance |
| US5994883A (en) * | 1998-12-11 | 1999-11-30 | Liu; Daniel | Alternating current power control device |
| US6194884B1 (en) * | 1999-11-23 | 2001-02-27 | Delphi Technologies, Inc. | Circuitry for maintaining a substantially constant sense current to load current ratio through an electrical load driving device |
| DE10006960A1 (de) * | 2000-02-16 | 2001-09-20 | Siemens Ag | Spannungswandler sowie zugehöriges Arbeitsverfahren |
| JP2003532361A (ja) * | 2000-04-21 | 2003-10-28 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | Ａｃ−ｄｃコンバータ |
| US6329800B1 (en) * | 2000-10-17 | 2001-12-11 | Sigmatel | Method and apparatus for reducing power consumption in driver circuits |
| US6448744B1 (en) * | 2000-10-30 | 2002-09-10 | International Business Machines Corporation | Power factor correction circuit |
| US20030202368A1 (en) * | 2002-04-26 | 2003-10-30 | Paul Ierymenko | System and method for providing power factor correction |
| KR100430669B1 (ko) * | 2002-05-03 | 2004-05-10 | 주식회사 디지탈 전자 | 입력전압 센스리스형 역률보상 제어방법 |
| US7061195B2 (en) * | 2002-07-25 | 2006-06-13 | International Rectifier Corporation | Global closed loop control system with dv/dt control and EMI/switching loss reduction |
| US6847195B2 (en) * | 2002-08-07 | 2005-01-25 | Skynet Electronic Co., Ltd. | Auxiliary circuit for power factor corrector having self-power supplying and zero current detection mechanisms |
| US6825644B2 (en) * | 2002-11-14 | 2004-11-30 | Fyre Storm, Inc. | Switching power converter |
| US6737846B1 (en) * | 2002-12-17 | 2004-05-18 | Green Power Technologies Ltd. | Method and voltage feedback circuitry for improving the performance of APFC converters |
| KR100544186B1 (ko) * | 2003-06-12 | 2006-01-23 | 삼성전자주식회사 | 전원 공급 장치 |
| US6756771B1 (en) * | 2003-06-20 | 2004-06-29 | Semiconductor Components Industries, L.L.C. | Power factor correction method with zero crossing detection and adjustable stored reference voltage |
| DE10355670B4 (de) * | 2003-11-28 | 2005-12-08 | Infineon Technologies Ag | Verfahren zur Ansteuerung eines Schalters in einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung und Ansteuerschaltung |
| DE102004033354B4 (de) * | 2004-07-09 | 2015-06-11 | Infineon Technologies Ag | Verfahren zur Ansteuerung eines Schalters in einem Hochsetzsteller und Ansteuerschaltung |
| US7551464B2 (en) * | 2004-09-29 | 2009-06-23 | Weibin Chen | Current overloading proof switch power supply and its IC |
| KR100695891B1 (ko) * | 2004-11-17 | 2007-03-19 | 삼성전자주식회사 | 동작 모드에 따라 락 아웃을 선택적으로 수행하는 장치 및방법 |
| US6987378B1 (en) * | 2004-12-02 | 2006-01-17 | Semiconductor Components Industries, L.L.C. | Over-voltage protection circuit and method therefor |
| US7154338B2 (en) * | 2004-12-30 | 2006-12-26 | Motorola, Inc. | Power control circuit and method |
| CN1798468B (zh) * | 2004-12-30 | 2011-02-02 | 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 | 一种具有开路保护电路的气体放电灯照明电路 |
| US7353122B2 (en) * | 2005-01-05 | 2008-04-01 | Fyre Storm, Inc. | Power converters with limited operation to conserve power and with adjustments that overcome ringing |
| JP4678215B2 (ja) * | 2005-03-15 | 2011-04-27 | サンケン電気株式会社 | スイッチング電源装置 |
| JP4366335B2 (ja) * | 2005-05-10 | 2009-11-18 | パナソニック株式会社 | 昇圧コンバータ |
| US8174855B2 (en) * | 2005-10-12 | 2012-05-08 | International Rectifier Corporation | Power factor correction integrated circuit with critical conduction mode |
| JP4753723B2 (ja) * | 2006-01-09 | 2011-08-24 | 富士通セミコンダクター株式会社 | Ｄｃ―ｄｃコンバータの制御回路及びその制御方法 |
| CN101379686B (zh) * | 2006-03-02 | 2012-05-30 | 半导体元件工业有限责任公司 | 用于调节电压的方法及其电路 |
| US7541791B2 (en) * | 2006-03-14 | 2009-06-02 | Energy Conservation Technologies, Inc. | Switch mode power converter having multiple inductor windings equipped with snubber circuits |
| US7706161B2 (en) * | 2006-03-14 | 2010-04-27 | Energy Conservation Technologies, Inc. | Single stage resonant power converter with auxiliary power source |
| CN101299574B (zh) * | 2007-03-04 | 2011-05-25 | 蜜蜂工房半导体有限公司 | 不需检测线电压的有源功率因子校正的方法和装置 |
| US7936157B2 (en) * | 2007-05-29 | 2011-05-03 | Fuji Electric Device Technology Co., Ltd. | Switching power supply system |
| CN101488713B (zh) * | 2008-01-15 | 2011-05-04 | 天钰科技股份有限公司 | 电压转换器 |
| KR101497062B1 (ko) * | 2008-07-25 | 2015-03-05 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 스위치 제어 장치, 스위치 제어 방법, 및 이를 이용하는 컨버터 |
| JPWO2010061654A1 (ja) | 2008-11-25 | 2012-04-26 | 株式会社村田製作所 | Ｐｆｃコンバータ |
| CN102187560B (zh) | 2008-11-25 | 2013-12-11 | 株式会社村田制作所 | Pfc变换器 |
| WO2010109694A1 (fr) * | 2009-03-24 | 2010-09-30 | 株式会社村田製作所 | Dispositif d'alimentation à découpage |
| KR101098772B1 (ko) | 2009-09-28 | 2011-12-26 | 단국대학교 산학협력단 | 부스트 컨버터의 출력전압 안정화 회로 |
| KR101643762B1 (ko) * | 2009-10-29 | 2016-08-11 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 역률 보상 회로 및 역률보상 회로의 구동 방법 |
| US10574297B2 (en) | 2009-11-25 | 2020-02-25 | Triune Ip, Llc | Multi-use wireless power and data system |
| US8687385B2 (en) | 2009-11-25 | 2014-04-01 | Triune Ip Llc | Low power converter |
| TW201125271A (en) * | 2010-01-14 | 2011-07-16 | Novatek Microelectronics Corp | Power factor correction device |
| US8299730B2 (en) | 2010-02-09 | 2012-10-30 | Power Integrations, Inc. | Integrated on-time extension for non-dissipative bleeding in a power supply |
| US8553439B2 (en) | 2010-02-09 | 2013-10-08 | Power Integrations, Inc. | Method and apparatus for determining zero-crossing of an AC input voltage to a power supply |
| KR101948128B1 (ko) * | 2010-02-17 | 2019-02-15 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 제어 장치, 이를 포함하는 ｌｅｄ 발광 장치, 및 제어 방법 |
| CN102195292A (zh) * | 2010-03-12 | 2011-09-21 | 联咏科技股份有限公司 | 功率因子校正装置 |
| WO2011152823A1 (fr) * | 2010-06-02 | 2011-12-08 | Otis Elevator Company | Système de détection à commutateurs |
| US9350180B2 (en) * | 2011-04-28 | 2016-05-24 | Texas Instruments Incorporated | Load switch having load detection |
| JP5811329B2 (ja) * | 2011-07-08 | 2015-11-11 | 東芝ライテック株式会社 | 電源装置 |
| KR101948129B1 (ko) * | 2012-02-17 | 2019-02-14 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 스위치 제어 장치, 스위치 제어 방법, 및 스위치 제어 장치를 포함하는 전력 공급 장치 |
| US8917076B2 (en) * | 2012-08-10 | 2014-12-23 | Monolithic Power Systems, Inc. | Off-line regulator with pass device and associated method |
| KR20140062997A (ko) * | 2012-11-15 | 2014-05-27 | 삼성전기주식회사 | 역률 보정 장치, 이를 갖는 전원 공급 장치 및 모터 구동 장치 |
| CN103415120B (zh) * | 2013-08-27 | 2015-05-20 | 重庆邮电大学 | 一种电源管理驱动芯片及该芯片的应用电路 |
| CN104617775A (zh) * | 2013-11-05 | 2015-05-13 | 深圳市海洋王照明工程有限公司 | 开关电源电路及led灯具 |
| JP6439484B2 (ja) * | 2015-02-17 | 2018-12-19 | 富士電機株式会社 | スイッチング電源回路および力率改善回路 |
| US10090757B2 (en) * | 2016-08-19 | 2018-10-02 | Fairchild Semiconductor Corporation | Power factor correction circuit and method |
| WO2018229658A1 (fr) * | 2017-06-12 | 2018-12-20 | Slimpower Ltd. | Alimentation électrique à haut rendement avec facteur de puissance élevé |
| US10135341B1 (en) * | 2017-07-17 | 2018-11-20 | Texas Instruments Incorporated | Dual ramp modulation for a switch-mode power supply |
| CN111183575B (zh) * | 2018-04-11 | 2023-03-21 | 富士电机株式会社 | 功率因数改善控制电路 |
| TWI678874B (zh) * | 2018-09-19 | 2019-12-01 | 宏碁股份有限公司 | 可提升功率因素的電源供應電路 |
| US11632054B2 (en) | 2019-04-24 | 2023-04-18 | Power Integrations, Inc. | Mode operation detection for control of a power converter with an active clamp switch |
| JP7378495B2 (ja) * | 2019-04-24 | 2023-11-13 | パワー・インテグレーションズ・インコーポレーテッド | 能動非放散クランプ回路を備える電力コンバーターおよびそれぞれの制御装置 |
| TWI710885B (zh) * | 2019-05-07 | 2020-11-21 | 宏碁股份有限公司 | 電源供應器 |
| US10897201B2 (en) | 2019-05-09 | 2021-01-19 | Nxp B.V. | Switched mode power supply signal reconstruction |
| US10763738B1 (en) * | 2019-07-03 | 2020-09-01 | Silanna Asia Pte Ltd | Light load mode entry or exit for power converter |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0665630A2 (fr) * | 1994-01-31 | 1995-08-02 | Power Integrations, Inc. | Circuit de précompensation pour la connection du facteur de puissance |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4683529A (en) * | 1986-11-12 | 1987-07-28 | Zytec Corporation | Switching power supply with automatic power factor correction |
| US5028861A (en) * | 1989-05-24 | 1991-07-02 | Motorola, Inc. | Strobed DC-DC converter with current regulation |
| US5006975A (en) * | 1989-11-03 | 1991-04-09 | Cherry Semiconductor Corporation | Power factor correction circuit |
| US5134355A (en) * | 1990-12-31 | 1992-07-28 | Texas Instruments Incorporated | Power factor correction control for switch-mode power converters |
| GB9126789D0 (en) * | 1991-12-18 | 1992-02-19 | Texas Instruments Ltd | A voltage regulator control circuit |
| US5367247A (en) * | 1992-08-10 | 1994-11-22 | International Business Machines Corporation | Critically continuous boost converter |
| EP0590220B1 (fr) * | 1992-09-28 | 1996-06-05 | STMicroelectronics S.r.l. | Circuit amplificateur de tension à haute fiabilité et faible dissipation |
| GB9226533D0 (en) * | 1992-12-21 | 1993-02-17 | Control & Readout Limited | A switch mode power supply with power factor correction |
| KR960013948B1 (ko) * | 1993-11-16 | 1996-10-10 | 삼성전자 주식회사 | 역률 보정회로 |
-
1995
- 1995-11-16 KR KR1019950041682A patent/KR0152252B1/ko not_active IP Right Cessation
-
1996
- 1996-04-30 JP JP10997796A patent/JP3710200B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1996-11-15 FR FR9613949A patent/FR2745446A1/fr active Pending
- 1996-11-15 DE DE19647329A patent/DE19647329A1/de not_active Withdrawn
- 1996-11-15 US US08/751,518 patent/US5818707A/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0665630A2 (fr) * | 1994-01-31 | 1995-08-02 | Power Integrations, Inc. | Circuit de précompensation pour la connection du facteur de puissance |
Non-Patent Citations (3)
| Title |
|---|
| MOTOROLA: "Power Factor Controllers", DATASHEET MC34262, http://motorola.com (15.07.99), XP002109392 * |
| POPESCU M.O., RADOMIRESCU B.M.: "Design of I.C. controlled switched mode supply with power factor correction", ISIE 95, PROCEEDINGS ON THE IEEE INTERNATIONAL SYMPOSIUM, vol. 1, 10 July 1995 (1995-07-10) - 14 July 1995 (1995-07-14), http://iel.ihs.com:80/cgi-bin/iel_cgi?sess=179585801&prod=IEL&page=%2fiel3%2f3587%2f10699%2f10699%2ehtml, pages 416 - 420, XP002109391 * |
| UNITRODE: "High Power-Factor Preregulator", DATASHEET UC1852, October 1994 (1994-10-01), http://www.unitrode.com (15.07.1999), XP002109390 * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5818707A (en) | 1998-10-06 |
| DE19647329A1 (de) | 1997-05-22 |
| JP3710200B2 (ja) | 2005-10-26 |
| KR0152252B1 (ko) | 1999-05-01 |
| KR970031201A (ko) | 1997-06-26 |
| JPH09140144A (ja) | 1997-05-27 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| FR2745446A1 (fr) | Circuit integre de correction de facteur de puissance | |
| EP0240434B1 (fr) | Circuit de protection d'alimentation à découpage | |
| EP0654887B1 (fr) | Alimentation sans coupure à neutre traversant, comportant un hacheur-élévateur double | |
| WO2002035693A1 (fr) | Convertisseur de tension a circuit de commande autooscillant | |
| FR2577728A1 (fr) | Dispositif d'alimentation en energie stabilisee | |
| EP0688152B1 (fr) | Circuit de commande de commutation et dispositif de commande pour lampe fluorescente à basse pression | |
| EP1275196B1 (fr) | Moteur a angle d'avance de phase | |
| EP0193435A1 (fr) | Circuit de commande d'alimentation à découpage à démarrage automatique | |
| EP0193436B1 (fr) | Circuit de commande d'alimentation à découpage à démarrage progressif | |
| FR2811490A1 (fr) | Unite de commande de tension pour un generateur de courant alternatif vehiculaire | |
| FR2772154A1 (fr) | Circuit de commande pour la correction du facteur de puissance | |
| FR2742277A1 (fr) | Dispositif d'alimentation a decoupage | |
| FR2475825A1 (fr) | Dispositif electronique de commutation a effet de proximite, protege contee les impulsions parasites | |
| EP0278193B1 (fr) | Circuit de mesure de la composante continue du courant parcourant l'enroulement primaire du transformateur de sortie d'un onduleur | |
| FR2685474A1 (fr) | Circuit d'exploitation pour capteur inductif dont l'inductance depend de la grandeur a mesurer. | |
| EP0605335B1 (fr) | Déclencheur électronique comportant un dispositif de test | |
| EP0265322B1 (fr) | Circuit de commande en mode veille d'une alimentation à découpage | |
| FR2841707A1 (fr) | Commande d'un thyristor d'un pont redresseur | |
| FR2728074A1 (fr) | Procede de detection de la puissance electrique absorbee par une charge, du type alimentation non lineaire, et son application a la commande d'appareils auxiliaires | |
| EP0893875B1 (fr) | Dispositif d'ajustement du courant de charge d'un condensateur de stockage | |
| CA2326641C (fr) | Redresseur synchrone auto-commande | |
| EP3386053A1 (fr) | Procédé de protection contre un courant de surpuissance dans un circuit résonnant | |
| FR2819353A1 (fr) | Regulateur et procede de production d'energie pour un vehicule | |
| EP0488882B1 (fr) | Dispositif régulateur de la tension de charge d'une batterie délivrée par un alternateur | |
| EP0617292B1 (fr) | Système de contrÔle permanent de la conduction électrique d'un réseau alternatif |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| TP | Transmission of property |