FR2518849A1 - Amplificateur a gain commande - Google Patents

Abstract

L'INVENTION CONCERNE LES AMPLIFICATEURS A GAIN COMMANDE PAR TENSION. ON FAIT VARIER LE GAIN D'UN AMPLIFICATEUR SOUS L'ACTION D'UNE TENSION DE COMMANDE V, AU MOYEN D'UN RESEAU DE REACTION A TRANSCONDUCTANCE VARIABLE ET A CONDENSATEURS COMMUTES. DEUX CONDENSATEURS 24, 26 SONT CONNECTES EN SERIE ENTRE L'ENTREE ET LA SORTIE D'UN AMPLIFICATEUR OPERATIONNEL 12 ET SONT COMMUTES PAR DES ELEMENTS DE COMMUTATION A BASCULE 28, 30. LES DEUX ELEMENTS DE COMMUTATION FONCTIONNENT SOUS LA DEPENDANCE DE TRAINS D'IMPULSIONS PH, PH NE SE CHEVAUCHANT PAS. LA RESISTANCE ENTRE LE NOEUD COMMUN 40 DES CONDENSATEURS ET LA MASSE VARIE SOUS LA DEPENDANCE DE LA TENSION DE COMMANDE, DU FAIT DE LA PRESENCE D'UN RESEAU A RESISTANCE VARIABLE COMMANDE PAR TENSION 42. APPLICATION AUX CIRCUITS DE COMMANDE AUTOMATIQUE DE GAIN.

Description

I La présente invention concerne des amplificateurs à gain commandé dont

on peut faire varier le gain en fonction

d'une tension de commande appliquée à un réseau de réaction.

On sait qu'on peut équiper un amplificateur d'un réseau de réaction à transconductance variable de façon à pouvoir faire varier le gain de l'amplificateur en fonction d'une tension de commande appliquée à ce réseau On utilise

couramment de telles configurations dans les circuits de com-

mande automatique de gain et dans les amplificateurs ayant un

gain programmable.

Dans un circuit qui est réalisé en technologie MOS

(métal-oxyde-semiconducteur), il est souvent difficile d'ob-

tenir un réseau à transconductance variable ayant une plage de valeurs suffisamment étendue pour une plage de commande de gain suffisante, avec une transmission du signal pratiquement

exempte de distorsion Il en résulte que le circuit a une pla-

ge sévèrement restreinte ou nécessite trop de puissance ou

d'ai'esur la puce.

Conformément à l'invention, un amplificateur à gain commandé comprend un premier amplificateur et un réseau de réaction négative connecté entre la sortie et une entrée du

premier amplificateur, la transconductance du réseau de réac-

tion pouvant varier sous la dépendance d'un signal de comman-

de, et le réseau de réaction comprenant des premier et second

condensateurs branchés en série, des premiers moyens de com-

mutation destinés à connecter un coté du premier condensateur à ladite entrée du premier amplificateur pendant des premières périodes de phaseet à une borne de potentiel de référence pendant des secondes périodes de phase, les premières périodes de phase ne chevauchant pas les secondes périodes de phase, des seconds moyens de commutation destinés à connecter un coté du second condensateur à la sortie du premier amplificateur

pendant les premières périodes de phase et à une borne de po-

tentiel de référence pendant les secondes périodes de phase, et des moyens à résistance variable qui réagissent au signal de commande et qui établissent au moins un chemin de courant depuis un noeud commun des premier et second condensateurs jusqu'à une borne de potentiel de référence Un amplificateur

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conforme à l'invention procure une meilleure commande du gain dans la bande de signal sur une plage de gain étendue, avec

une distorsion relativement faible, tout en utilisant des dis-

positifs à faible consommation de puissance qui nécessitent une aire relativement faible d'une puce de circuit intégré.

Dans un mode de réalisation, les moyens à résistan-

ce variable comportent un réseau destiné à atténuer la distor-

sion lorsque le courant de polarisation dans un transistor qui fait partie des moyens à résistance variable est faible, ce

qui correspond dans ce cas à un niveau de signal d'entrée éle-

vé appliqué à l'amplificateur.

L'invention sera mieux comprise à la lecture de la

description qui va suivre de modes de réalisation et en se

référant aux dessins annexés sur lesquels: -

La figure 1 est un schéma du circuit d'un amplifica-

teur à gain commandé conforme à l'invention, qui comporte un réseau de réaction à transconductance variable à condensateurs

commutés; -

La figure 2 est un schéma du circuit d'un élément de commutation à bascule qu'on peut utiliser dans le réseau de réaction de l'amplificateur de la figure 1;

la figure 3 est un schéma du circuit de l'amplifica-

teur de la figure i, avec son réseau-de réaction modifié de façon à comporter un réseau d'atténuation de distorsion pour les signaux d'entrée d'amplitude élevée; et

La figure 4 est un schéma du circuit d'un autre am-

plificateur à gain commandé conforme à l'invention, qui com-

prend un réseau à résistance variable double.

On va maintenant considérer la figure 1 sur laquelle on voit un amplificateur à gain commandé 10 réalisé avec des

dispositifs MOS à canal N, qui comporte un amplificateur opé-

rationnel principal 12 ayant une borne d'entrée inverseuse 14,

une borne d'entrée non inverseuse 16 et une borne de sortie 28.

La borne d 3 entrée non inverseuse 16 est connectée à un poten-

tiel de référence qui, dans ce cas particulier, est le poten-

tiel de la masse On utilise ici le terme "potentiel de réfé-

rence" pour désigner un potentiel qui est pratiquement cons-

tant, lorsqu'on le compare au potentiel du signal Une résîs-

tance d'entrée 20, qui reçoit un signal'22 provenant d'une

source de signal, est connectée à la borne d'entrée inverèseu-

se 14 la source de signal n'est pas représentée et la résis-

tance 20 peut également 9 tre réalisée sous la forme d'un con-

densateur commuté Le circuit particulier de l'amplificateur opérationnel 12 n'a pas d'importance en lui-m 9 me et il peut 6 tre conforme à l'une des diverses configurations qui sont

bien connues des spécialistes du domaine des amplificateurs.

Un premier condensateur commuté en transmission, 24,

et un second condensateur commuté en transmission 26 sont con-

nectés en série On utilise ici l'expression "commuté en transmission" pour qualifier un composant à deux bornes d'un réseau à condensateurs commutés dont aucune des bornes n'est directement connectée à la masse dans l'une des deux phases de commutation Un premier élément de commutation à bascule 28, connecté en série entre la borne d'entrée inverseuse 14 et le premier condensateur 24, est conçu de façon à commuter alternativement entre la borne d'entrée inverseuse 14 et la masse le c 8 té du premier condensateur 24 qui correspond à la borne d'entrée inverseuse 14 Un second élément de commutation à bascule 30, connecté en série entre la borne de sortie de l'amplificateur, 18, et le second condensateur 26, est conçu de façon à commuter alternativement entre la borne de sortie

de l'amplificateur, 18, et la masse, le côté du second conden-

sateur 26 qui correspond à la borne d'entrée de l'amplifica-

teur, 18.

Le premier élément de commutation à bascule 28, qui est similaire au second élément de commutation à bascule 30, est représenté de façon plus détaillé sur la figure 2 Il est constitué par une paire de transistors MOS à enrichissement, 31, 32, dont les sources respectives 33, 34, sont connectées

ensemble et dont les grilles respectives 35, 36 s Qnt connec-

tées à une source d'horloge 38 qui leur applique des trains

d'impulsions ne se chevauchant pas, correspondant à une pre-

mière phase 01 et à une seconde phase 02, avec une cadence

d'impulsions fc qui est choisie ici égale à 112 k Hz (kilohertz).

La légende 01 placée à côté des flèches en trait continu sur la figure 1 indique que les éléments de commutation 28, 30 qui sont représentés sont dans la condition Un réseau à résistance variable 42, représenté à l'intérieur du plus grand rectangle en traits mixtes de la figure 1, connecte le noeud commun 40 des condensateurs 24, 26 à la masse Il comporte un transistor 44, avec le drain

et la grille à la masse, qui constitue un élément à résis-

tance dynamique MOS à enrichissement Sa source est connectée

au noeud commun 40 des condensateurs et au drain d'un tran-

sistor MOS à enrichissement, 46, dont la source est connectée à la tension d'alimentation-négative -Vos et qui fonctionne en source de courant commandée Une tension de commande V

provenant d'une source de tension de commande 50, est appli-

quée à la grille 52 du transistor source de courant 46, pour faire varier la résistance du réseau à résistance variable

42, en changeant le courant de polarisation pour le transis-

tor 44 qui constitue un élément à résistance.

Dans le fonctionnement de l'amplificateur à gain commandé 10, la tension de commande Vc appliquée à la grille 52 du transistor source de courant 46 détermine le courant de polarisation pour le transistor 44 constituant un élément à résistance, pour déterminer ainsi la résistance entre le

noeud commun 40 et la masse Du fait que cette résistance dé-

termine la vitesse de décharge des condensateurs 24, 26 jus-

qu'à un potentiel constant, le paquet de charge qui est trans-

féré entre le condensateur 24 et la borne d'entrée inverseuse 14 de l'amplificateur 12, en un cycle de fonctionnement, peut ainsi 4 tre commandé par la tension de commande V c Ce paquet de charge est additionné au signal d'entrée 22 à un noeud de

sommation 54, pour produire une réaction négative proportion-

nelle à la tension de sortie de l'amplificateur 12.

Dans un autre mode de réalisation, représenté sur la figure 3, un amplificateur à gain commandé 56 comprend un réseau d'atténuation de distorsion 58, à l'intérieur du plus petit rectangle en traits mixtes Ce réseau 58 atténue la

distorsion du signal qui peut résulter d'une condition de cou-

rant de polarisation faible dans le transistor 44, faisant

fonction d'élément à résistance, une telle condition corres-

pondant à des signaux d'entrée d'amplitude élevée L'atténua-

tion de la distorsion est obtenue essentiellement en étendant

la plage des valeurs de résistance que le transistor 44, fai-

sant fonction d'élément à résistance, peut présenter sans dis-

tordre de façon excessive-la forme du signal de sortie qui est renvoyé par le condensateur 24. le réseau 58 comprend un amplificateur opérationnel

auxiliaire 62 la grille du transistor 44 est connectée al-

ternativement à la borne de sortie 64 de l'amplificateur opé-

rationnel auxiliaire 62 et-à la masse, par l'intermédiaire

d'un élément de commutation à bascule 66 Un élément à résis-

tance 78 connecte l'entrée de signal 22 à une borne d'entrée

inverseuse 70 La borne d'entrée non inverseuse 71 de l'ampli-

ficateur auxiliaire 62 est connectée à la masse Un second élément de commutation à bascule 72 connecte alternativement un côté de deux condensateurs 74, 76 à la masse et à la borne

d'entrée inverseuse 70 de l'amplificateur auxiliaire 62 L'au-

tre c 6 té du premier condensateur 74 parmi ces deux condensa-

teurs, est connecté au noeud commun 40, tandis que l'autre côté du second condensateur 76 est commuté entre le noeud de,

sortie 64 de l'amplificateur 62 et la masse le drain du tran-

sistor 44, fonctionnant en élément à résistance, est connecté soit à la masse, soit à une source de tension d'alimentation positive Un condensateur de réaction non commuté 68 connecte la borne de sortie 64 à la borne d'entrée inverseuse 70 de l'amplificateur 62, ce qui a pour effet de limiter la largeur de bande de l'amplificateur auxiliaire 62 Un condensateur de réaction peut être branché de façon similaire aux bornes de

l'amplificateur principal 12, dans un but similaire.

Le réseau à résistance variable 42 comprend un troisième transistor 79 qui a pour fonction d'étendre la plage de résistance vers des valeurs inférieures} pour une limite

supérieure donnée de la tension de commande.

Un autre mode de réalisation de l'invention est constitué par l'amplificateur à gain commandé 80 de la figure 4, qui comprend un réseau à résistance double 82 Le réseau 82 connecte le noeud commun 40 à la masse par l'intermédiaire d'un circuit résistif qui est établi par le transistor 84, présentant une résistance qui varie sous la dépendance d'une tension de commande Vc Il connecte également le noeud commun à l'entrée inverseuse 14 de l'amplificateur opérationnel

12, par un autre circuit résistif qui est établi par un tran-

sistor 36 présentant une résistance qui varie également sous la dépendance de la tension de commande V L'entrée inverseu- c se 14 correspond à un potentiel de référence dans la mesure o il s'agit d'un noeud de masse virtuelle dont le potentiel

ne change pas notablement pour de petits signaux Les élec-

trodes de grille des transistors 84, 86 sont connectées à la

source de tension de commande 50 par une résistance fixe 88.

Deux condensateurs 90, 92 ayant des valeurs égales ont pour fonction d'atténuer la distorsion dans les transistors 84, 86

qui résulte d'amplitudes de signal élevées.

La combinaison des deux circuits résistifs sensibles à la tension de commande dans le réseau a résistance double 82

permet une certaine économie d'éléments par l'utilisation par-

tagée de certaines fonctions Cependant, il serait également

possible d'utiliser deux réseaux à résistance séparés pour -

effectuer les connexions On peut en outre réaliser un ampli-

ficateur à gain commandé d'un grand nombre de manières diffé-

rentes, en 4 tablissant-diverses connexions ayant une résis-

tance sensible à la tension de commande, entre le noeud commun et une tension de référence, de façon que le courant de

réaction de l'amplificateur 12 soit ainsi affecté par la ten-

sion de commande V On peut également remplacer, de manières c

connues, la résistance 88 et d'autres résistances par des con-

figurations à condensateurs commutéso Une utilisation caractéristique des amplificateurs à gain variable 10, 56, correspond au cas d'un circuit de CAG

(commande automatique de gain) Dans un tel circuit, la ten-

sion de commande V O serait obtenue à partir de la sortie 18 de l'amplificateur 12, par détection des crêtes de signal et

passage de celles-ci dans un filtre passe-bas, avec une pola-

risation de sortie correspondant à une tension continue posi-

tive, et des possibilités appropriées en ce qui concerne la vitesse de variation de la tension de sortie (rapide pour l'attaque et lente pour la récupération, c'est-à-dire rapide dans le processus d'augmentation du gain et lente dans le p processus de diminution du gain) Les valeurs particulières des divers composants de circuit dans les amplificateurs à

gain variable 10, 56 sont nécessairement propres à l'appli-

cation prévue et peuvent être aisément déterminées par un spécialiste dans le domaine de la conception des amplifica-

teurs en circuit intégré.

On pourrait également réaliser les amplificateurs à gain variable 10, 56 considérés précédemment en utilisant

des dispositifs MOS de type P, connectés selon une configu-

ration symétrique par rapport à celle des dispositifs des

amplificateurs 10, 56, pour tenir compte de la polarité op-

posée de ces dispositifs.

Bien que dans les schémas de circuit pour les am-

plificateurs 10, 56, 80, on utilise le potentiel de la masse

et le potentiel de masse virtuelle de la borne d'entrée in-

verseuse 14 en tant que potentiels de référence, un spécia-

liste de la conception des amplificateurs pourrait aisément concevoir un amplificateur en utilisant d'autres potentiels, de référence qui peuvent ntre disponibles dans un circuit

correspondant à une application particulière.

Le réseau de réaction d'un amplificateur peut éga-

lement comporter un inverseur et 9 tre branché entre la sortie

et l'entrée non inverseuse.

Il va de soi que de nombreuses-autres modifications peuvent 4 tre apportées au dispositif décrit et représenté,

sans sortir du cadre de l'invention.

Claims (5)

REVENDICATIONS

1 Amplificateur à gain commandé comprenant un pre-

mier amplificateur et un réseau de-réaction négative branché entre la sortie et une entrée du premier amplificateur, la transconductance du réseau de réaction variant sous la dépen-

dance d'un signal de commande, caractérisé en ce que le ré-

seau de réaction comprend des premier et second condensateurs

( 24, 26) connectés en série, des premiers moyens de commuta-

tion ( 28) destinés à connecter un côté du premier condensateur

à la première entrée ( 14) du premier amplificateur ( 12) pen-

dant des premières périodes de phase ( 01) et à une borne de potentiel de référence pendant des secondes périodes de phase ( 02), les premières périodes de phase ne chevauchant pas les secondes périodes de phase, des seconds moyens de commutation ( 30) destinés à connecter un c 8 té du second condensateur à la sortie ( 18) du premier amplificateur pendant les premières périodes de phase et à une borne de potentiel de référence

pendant les secondes périodes de phase, et des moyens à résis-

tance variable ( 42) qui réagissent au signal de commande (Vc) et qui établissent au moins un circuit pour le courant depuis un noeud commun ( 40) des premier et second condensateurs,

jusqu'à une borne de potentiel de référence.

2 Amplificateur selon la revendication 1, caracté-

risé en ce que les moyens à résistance variable comprennent

un premier transistor ( 44) qui est connecté de façon à éta-

blir un circuit à résistance dynamique entre le noeud commun

et une borne de potentiel de référence, et un second transis-

tor ( 46) qui est destiné à fournir pour le premier transistor un courant de polarisation qui varie sous la dépendance du

signal de commande.

3 Amplificateur selon la revendication 2, caracté-

risé en ce que l'entrée du premier amplificateur est une en-

trée inverseuse, et en ce qu'il existe un réseau d'atténua-

tion de distorsion ( 58) qui fonctionne sous la dépendance

d'un signal d'entrée appliqué à l'amplificateur à gain com-

mandé ( 10) et qui est connecté à une électrode de commande du premier transistor de façon à réduire la distorsion de la forme du signal de sortie pour des niveaux de signal d'entrée élevés, le réseau d'atténuation de la distorsion comprenant

une première impédance ( 20) connectée entre l'entrée inver-

seuse et une borne destinée à recevoir le signal d'entrée,

un second amplificateur ( 62) qui comporte une entrée inver-

seuse ( 70) connectée à la borne de signal d'entrée ( 22) par l'intermédiaire d'une seconde impédance ( 78), et une entrée

non inverseuse connectée à une borne de potentiel de référen-

ce, des troisième ( 74) et quatrième ( 76) condensateurs con-

nectés ensemble d'un coté pour former un noeud commun, l'au-

tre coté du troisième -condensateur étant connecté au noeud

commun des premier et second condensateurs, tandis que l'au-

tre c 8 té du quatrième condensateur est connecté à l'électro-

de de commande du premier transistor, des troisièmes moyens

de commutation ( 66) destinés à connecter l'électrode de com-

mande du premier transistor à la sortie du second amplifica-

teur pendant les premières périodes de phase et à une borne de potentiel de référence pendant les secondes périodes de phase, des quatrièmes moyens de commutation ( 72) destinés à

connecter le noeud commun des troisième et quatrième conden-

sateurs à l'entrée inverseuse du second amplificateur pendant les premières périodes de phase et à une borne de potentiel de référence pendant les secondes périodes de phase, et un cinquième condensateur ( 68) qui est connecté entre l'entrée

inverseuse et la sortie du second amplificateur.

4 Amplificateur selon la revendication 3, caracté-

risé en ce que les transistors sont des transistors à effet

de champ.

Amplificateur selon l'une quelconque des reven- dications 3 ou 4, caractérisé en ce que les transistors sont

des dispositifs MOS -

6 Amplificateur selon la revendication 1, caracté-

risé en ce que l'entrée du premier amplificateur est une en-

trée inverseuse, et en ce qu'il existe des moyens à résis-

tance variable supplémentaires ( 86) qui réagissent au signal

de commande et qui établissent un circuit pour le courant de-

puis le noeud commun des premier et second condensateurs

jusqu'à l'entrée-inverseuse.