FR2490895A1 - Circuit d'entretien pour oscillateur a faible consommation de courant - Google Patents

Abstract

CIRCUIT OSCILLATEUR A FAIBLE CONSOMMATION DE COURANT. LE CIRCUIT OSCILLATEUR COMPREND UN ELEMENT ACTIF AMPLIFICATEUR 1 ALIMENTE PAR UNE SOURCE DE COURANT COMPRENANT UN DEUXIEME ELEMENT ACTIF AMPLIFICATEUR 13 DONT L'ELECTRODE DE COMMANDE 13 A EST RELIEE A CELLE 1 B DU PREMIER ELEMENT ACTIF PAR L'INTERMEDIAIRE DE MOYENS CAPACITIFS DE DECOUPLAGE 22, 23, LESDITS PREMIER ET DEUXIEME ELEMENTS ACTIFS 1, 13 ETANTDE TYPES DE CONDUCTION CONTRAIRES; DES MOYENS DE POLARISATION 4, 14 APPLIQUENT SUR L'ELECTRODE DE COMMANDE 13 A UN SIGNAL DE COMMANDE 15 QUI CONTIENT LE SIGNAL D'OSCILLATION VA SUPERPOSE A UNE TENSION CONTINUE VC QUI EST FONCTION DE L'AMPLITUDE DUDIT SIGNAL D'OSCILLATION VA. CE CIRCUIT EST NOTAMMENT APPLICABLE AUX BASES DE TEMPS DE MONTRES ELECTRONIQUES.

Description

-1-

CIRCUIT D'ENTRETIEN POUR OSCILLATEUR A FAIBLE

CONSOMMATION DE COURANT

La présente invention concerne un circuit d'entretien pour un

résonateur et, plus particulièrement, un circuit d'entretien com-

prenant un premier et un deuxième élément actif dont les trajets de

courant commandé sont branchés en série entre des bornes d'alimen-

tation. Ce circuit est plus particulièrement destiné à être utilisé

pour réaliser la base de temps d'une montre électronique à quartz.

Le circuit oscillateur en technologie CMOS le plus répandu actuellement en horlogerie est celui qui fait l'objet du brevet français publié sous le numéro 2.110.109. Dans ce circuit connu, l'élément actif est constitué par un inverseur alimenté par une source de tension continue. Une résistance de polarisation de valeur suffisamment grande (supérieure à 10 M) est branchée entre

la sortie et l'entrée de l'inverseur, en parallèle avec le résona-

teur à quartz. Deux condensateurs dont un est variable pour permet-

tre le réglage de la fréquence d'oscillation, sont branchés entre

une borne de la source de tension d'alimentation et, respective-

ment, l'entrée et la sortie de l'inverseur.

Ce circuit oscillateur connu est très simple, mais il ne

donne pas de résultat satisfaisant en ce qui concerne la consomma-

tion de courant électrique et la variabilité de la fréquence d'os-

cillation en fonction d'autres paramètres. Ceci est dM au fait que, en régime de fonctionnement normal, le résonateur et le circuit

oscillateur lui-même sont surexcités. En effet, la nécessité d'en-

visager, lors du dimensionnement des éléments du circuit, pour les paramètres de fonctionnement: tension d'alimentation, impédance du résonateur, et capacité de charge, des valeurs correspondant aux conditions les plus défavorables, fait que la pente de ce circuit oscillateur connu est, en régime de fonctionnement normal, trop élevée; il en résulte une surexcitation. De plus, pour qu'il y ait déclenchement de l'oscillation, il faut que les deux transistors de l'inverseur soient simultanément conducteurs, ce qui impose, pour ce circuit connu, une tension d'alimentation supérieure à la somme

des tensions de seuil de chaque transistor.

On a déjà proposé de réduire la pente du circuit oscillateur -2- en utilisant des résistances ou des régulateurs de tension. Ces

moyens restent cependant insuffisants.

Pour aboutir à un résultat satisfaisant, il faudrait conce-

voir un circuit oscillateur dans lequel le courant de polarisation D de l'élément actif est réglé automatiquement de façon à obtenir une amplitude d'oscillation la plus faible possible, compatible avec la commande, par l'oscillateur, d'un circuit tel qu'un amplificateur

ou un diviseur de fréquences susceptible de lui être relié.

Un circuit oscillateur de ce type, décrit par exemple dans le brevet suisse numéro 580.358, est schématiquement représenté sur la figure 1. Ce circuit connu comprend un transistor MOS à canal p. 1 polarisé par une résistance 2 branchée entre son drain la, et sa grille lb de sorte que le potentiel moyen de la grille lb soit égal à celui du drain la. Une source de courant 3 est branchée en série avec le trajet drain-source du transistor 1, entre les bornes d'une source de tension d'alimentation +V, M. Cette source de courant 3 qui est constituée par un transistor MOS à canal n dont le trajet de courant commandé est branché en série avec le transistor 1 entre les bornes +V,M, impose au transistor 1 un courant moyen de drain de valeur juste supérieure à la valeur critique de déclenchement de l'oscillation. Un circuit de régulation 4 est branché entre une borne d'entrée 5 de l'oscillateur et une borne de commande 3a de la source de courant 3; ce circuit de régulation 4 permet, en agissant sur la source de courant 3 en fonction de l'amplitude du signal d'oscillation du résonateur 6, de stabiliser le courant circulant

dans le trajet drain-source du transistor 1.

Lorsque le transistor 1 travaille en régime de faible inver-

sion, la pente de l'oscillateur est donnée par: gm = Io o Io est

le courant fourni par la source 3 et Vc est une tension caractéris-

tique du transistor 1 de valeur typique 50 mV, tension caractéris-

tique qui reste à peu près constante pour une technologie détermi-

née. Comme on peut le voir sur la figure 1, le circuit oscillateur connu comporte, bien entendu, un résonateur à quartz 6 branché entre la borne d'entrée 5 de l'oscillateur et une borne de sortie 7; la résistance de polarisation 2 est branchée entre les bornes d'entrée 5 et de sortie 7; la borne d'entrée 5 est connectée à la -3- grille lb du transistor 1; la borne de sortie 7 es-t connectée au drain la du transistor 1; le circuit oscillateur comporte également deux condensateurs 8a et 8b branchés chacun entre la borne M de la source de tension d'alimentation et, respectivement, la borne d'entrée 5 et la borne de sortie 7 de l'oscillateur. Un tel circuit, bien que permettant une consommation de

courant très faible, présente cependant l'inconvénient de fonction-

ner en classe A. Il est bien connu que le rendement d'un amplifica-

teur travaillant en classe A est faible.

La demande de brevet suisse publiée sous le numéro 15.657/77, décrit un autre oscillateur connu qui a été représenté sur la figure 2. Sur cette figure, les éléments identiques ou analogues à

ceux de la figure 1 portent des références identiques. Cet oscilla-

teur connu comprend: un transistor MOS à canal p. 9 et un transis-

tor MOS à canal n, 10 les transistors 9 et 10 étant montés en inverseur avec une résistance de polarisation commune 11. Une source de courant 3 est branchée en parallèle avec un condensateur de filtrage 12, entre la source du transistor 10 et la borne M de la source de tension d'alimentation. La source de courant 3 fixe le

courant circulant dans l'inverseur 9 à 11 à une valeur juste suffi-

sante pour permettre le déclenchement de l'oscillation. Cette source de courant 3 est également commandée, par un régulateur 4,

en fonction de l'amplitude du signal d'oscillation du résonateur 6.

Grâce au condensateur 12, qui court-circuite-toute composante alternative de la tension d'oscillation, la tension d'alimentation de l'inverseur peut être considérée comme constante à l'intérieur d'une période d'oscillation. Toutefois, la tension d'alimentation aux bornes de l'inverseur 9 à 11 s'adapte dans chaque cas à une valeur telle que la consommation de courant du circuit oscillateur soit identique à la valeur du courant délivré par la source de

courant 3.

Ce circuit connu consomme encore moins de courant que celui de la figure 1, mais il présente deux inconvénients importants: comme dans le cas du circuit inverseur décrit ci-dessus, la tension d'alimentation doit être supérieure à la somme des tensions de seuil de chaque transistor 9, 10; par ailleurs, le condensateur de

filtrage 12 occupe une place importante sur le circuit intégré.

-4- L'invention a notamment pour ob.iet de réaliser un circuit

oscillateur réunissant les avantages des circuits connus susmen-

tionnés sans en présenter les inconvénients.

Conformément à l'invention, le premier et le deuxième élément actif reçoivent chacun sur leur électrode de commande un signal respectif formé par le signal recueilli sur la borne d'entrée du circuit, superposé à un signal de tension continue variant en

fonction de l'amplitude du signal d'oscillation du résonateur.

Ainsi les deux éléments actifs fonctionnent en amplificateur et peuvent travailler chacun en régime ou classe C, ce qui procure

une diminution notable de la consommation de courant de l'oscilla-

teur. De plus, le premier et le deuxième élément actif peuvent

travailler de telle sorte que lorsque le premier élément est con-

ducteur, le deuxième élément est bloqué, ce qui interdit un passage direct de courant, à travers les éléments actifs, d'une borne à l'autre de la source d'alimentation, En outre, ledit signal de tension continue peut être choisi, pour chaque élément actif, de telle sorte que le courant parcourant cet élément actif, lorsque ce dernier est à l'état conducteur, ait

sensiblement la valeur minimale permettant l'entretien des oscilla-

tions du résonateur.

Les caractéristiques et avantages du circuit oscillateur

selon l'invention seront mieux compris à la lecture de la descrip-

tion qui suit d'un exemple de réalisation, description faite en

référence aux dessins annexés sur lesquels: - les figures 1 et 2, déjà décrites, représentent les schémas des circuits oscillateurs selon deux arts antérieurs, - la figure 3 représente le schéma d'une forme particulière de réalisation d'un circuit d'entretien selon l'invention, et - la figure 4 représente la caractéristique courant de drain/ différence de potentiel entre grille et source, du deuxième élément actif, ainsi que deux diagrammes temporels du signal de commande

appliqué à cet élément actif.

Tout comme le circuit de la figure 1, le circuit de la figure 3 comporte un résonateur à quartz 6, une borne d'entrée 5, une borne de sortie 7, un premier condensateur 8a, branché entre la -5- borne d'entrée 5 et une des bornes M de la source d'alimentation électrique, un deuxième condensateur 8b branché entre la borne de sortie 7 de l'oscillateur et la borne M, un transistor MOS à canal

p. 1, dont le drain la est relié à la borne de sortie 7 de l'oscil-

lateur et dont la grille lb est reliée à la borne d'entrée 5 de l'oscillateur, un deuxième transistor MOS à canal n, 13, branché en série avec le trajet source-drain du premier transistor MOS entre les bornes + VM de la source d'alimentation électrique, et un régulateur 4 recevant le signal d'oscillation VA présent à la borne

d'entrée 5 de l'oscillateur.

Cependant, dans le circuit de la figure 3, entre la grille 13a du deuxième transistor 13 et le régulateur 4 est interposé un

circuit intermédiaire 14 répondant au signal délivré par le régula-

teur 4 et au signal VA présent sur la borne 5, pour fournir un

signal de commande 15 qui contient le signal alternatif d'oscilla-

tion VA, superposé à une tension continue VC dont la valeur est

fonction de l'amplitude A dudit signal d'oscillation.

Le drain 13b du transistor 13 est connecté au drain la du transistor 1, et sa source 13c est connectée à la borne M de la source d'alimentation. La source lc du transistor 1 étant connectée à la borné +V de la source d'alimentation électrique, les trajets de courant commandés des transistors 1 et 13 sont branchés en série

entre les bornes +V,M de cette source d'alimentation électrique.

Le circuit intermédiaire 14 comprend: une source de courant 17, un troisième transistor MOS, 18 à canal n, dont le trajet drain-source est branché en série avec la source de courant 17, une résistance de polarisation 19 branchée entre la grille 18a et le drain 18b du transistor 18, et un condensateur de filtrage 20 branché en parallèle avec le trajet drain-source du transistor 18 entre le point de jonction 21 de la résistance 19 et du drain 18b, et la borne M de la source d'alimentation électrique. La grille 18a du transistor 18 est connectée à la grille 13a du transistor 13 et la source 18c de ce transistor est connectée à la borne M. Les transistors 13 et 18 sont ainsi montés en "miroir" de sorte que le

courant i circulant à travers le transistor 13 reste, à l'équili-

bre, proportionnel au courant fourni par la source de courant 17.

-6- Les grilles lb et 13a des transistors 1 et 13 sont reliées à la borne d'entrée 5 de l'oscillateur par l'intermédiaire d'un

condensateur 22 respectivement 23.

Le résonateur à quartz 6 est branché entre la borne d'entrée 5 et la borne de sortie 7. Le circuit régulateur 4, qui reçoit le signal d'entrée VA présent à la borne d'entrée 5 de l'oscillateur, commande le courant fourni par la source de courant 17 de façon à stabiliser et à

rendre minimal le courant consommé par l'oscillateur.

Le circuit de régulation 4 représenté sur la figure 3 est analogue au régulateur d'amplitude de l'oscillateur montré à la

figure 15 de la page 139 du compte-rendu de conférence de E.A.

VITTOZ "Quartz Oscillator for Watches" publié dans les actes du dixième congrès international de chronométrie, Genève, septembre

1979, volume 3, pages 131-140.

Selon cet exemple, le régulateur 4 comprend une première paire de transistors complémentaires 24 et 25 ayant un noeud commun au drain, connectée par les sources aux bornes correspondantes de la source de tension d'alimentation +VPi. La grille du transistor à canal p, 25 est connectée au drain de celui-ci et à la grille 17a

du transistor 17.

Le régulateur 4 comprend une deuxième paire de transistors complémentaires 26 et 27 ayant également un noeud commun au drain, et étant connectée, par les sources, aux bornes correspondantes de

la source de tension d'alimentation +V,M.

La grille du transistor à canal n, 24 est reliée, d'une part, à la grille -du transistor à canal n, 26 par l'intermédiaire d'une résistance 28, et, d'autre part, à la borne M par l'intermédiaire

d'un condensateur 29.

La source du transistor 24 est reliée à la borne M par l'in-

termédiaire d'une résistance 30.

La grille du transistor 26 est reliée, d'une part, au drain de celui-ci par l'intermédiaire d'une résistance 31 et, d'autre part, à la borne d'entrée 5, par l'intermédiaire d'un condensateur

32.

Enfin, le drain du transistor 26 est relié à la borne M par

l'intermédiaire d'un condensateur 33.

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-7- Le fonctionnement du-circuit de la figure 3 est le suivant En l'absence d'oscillation, le point de travail du transistor 18 est -donné par le courant délivré par la source de courant 17; les tensions au drain 18b et à la grille 18a du transistor 18 sont données par la caractéristique tension de grille en fonction du courant de drain de ce transistor 18. De même, le point de travail du transistor 1 est déterminé par le courant i circulant dans le

trajet drain-source du transistor 13, ce courant étant proportion-

nel au- courant fourni par la source 17.

Lorsque l'oscillation est déclenchée, une tension alternative VA vient se superposer à une tension continue VC sur la grille 18a du transistor 18. Au fur et à mesure que l'amplitude A du signal VA croît, en raison de la non linéarité de la caractéristique du transistor 18, le courant moyen qui traverse ce dernier à tendance - 15 à devenir plus grand que le courant fourni par la source 17, ce qui

oblige le condensateur 20 à se décharger et à provoquer une diminu-

tion de la tension aux bornes de ce condensateur 20; la valeur de ce condensateur 20 est avantageusement choisie telle que la tension aux bornes dudit condensateur reste à peu près constante pour chaque période du signal de tension alternatif VA, afin d'assurer que le transistor 18 travaille en régime de saturation, l'amplitude crête à crête de cette tension alternative VA étant, pour le type d'oscillateurs dont il est question ici, inférieure à la tension de

seuil des transistors qu'il comprend.

Comme la valeur moyenne VC de la tension de la grille 18a du

transistor 18 doit rester égale à la tension aux bornes du conden-

sateur 20, un courant passe dans la résistance 19 jusqu'à ce que le courant moyen circulant dans le trajet drain-source du transistor 18 redevienne égal au courant fourni par la source 17. Le point de travail du transistor 18 se déplace donc en fonction de l'amplitude A de la tension alternative VA recueillie sur la borne d'entrée 5 de l'oscillateur, ainsi qu'en fonction de la valeur du courant fourni par la source 17. Il en résulte que la valeur moyenne de tension VC décroît en fonction de l'amplitude A. On s'arrange, par un dimensionnement convenable du transistor 18, pour que en l'absence d'oscillation, cette tension moyenne ait une valeur VCo sensiblement égale à la tension de seuil VT du -8-

transistor 13 (figure 4).

On démontre que la valeur moyenne VlC de la tension appliquée à la grille lb du transistor 1 est une fonction croissante de

l'amplitude A de la tension alternative VA.

On s'arrange, par un dimensionnement convenable des transis- tors 1 et 13, pour que cette valeur VIC ait, pour A = O, une valeur

VlCo sensiblement égale à la tension de seuil V'T du transistor 1.

Ce dernier transistor 1 reçoit donc sur sa grille lb un signal de

commande 100 formé par le signal VA superposé à un signal de ten-

sion continue VIC croissant avec A, à partir d'une valeur (pour A = O), VicO sensiblement égale à la tension de seuil V'T du transistor 1. Ainsi, au démarrage de l'oscillateur, les transistors 1 et 13 n'amplifient sensiblement que l'alternance négative respectivement positive du signal VA, tandis que, durant le fonctionnement de l'oscillateur, les transistors 1 et 13 n'amplifient que des pointes

négatives respectivement positives du signal VA.

Sur la figure 4, on a hachuré les parties de signal 15 ampli-

fiées par le transistor 13 dont on a représenté la caractéristique

I= f (V -Vs) repérée par la référence 34.

Les parties de signal VA que le transistor I amplifiera sont sensiblement analogues mais de polarité opposée à celle des parties

hachurées sur la figure 4.

Les transistors 1 et 13 constituent donc en quelques sorte un

étage push-pull travaillant, dans les conditions normales d'oscil-

lation, en régime C. Ainsi, le courant ne passe pas simultanément à

travers les transistors 1 et 13, de sorte que l'on évite une con-

sommation excessive de courant.

En fonctionnement, du courant fourni par la source +V,M ne

passe dans le transistor 1 que durant une faible partie de la de-

mi-période négative du signal VA, ce courant servant à charger le condensateur de sortie 8b; durant les alternances positives du signal VA, le condensateur de sortie 8b se décharge vers la borne

M, à travers le transistor 13 à l'état passant.

Le circuit d'entretien ainsi réalisé travaille donc en classe C après une brève phase de démarrage sensiblement en classe B. En dimensionnant les transistors 1, 13 et 18, de façon que le courant moyen délivré par la source 17 soit environ égal à 10% du courant moyen circulant dans le transistor 13, la consommation en courant du circuit oscillateur est seulement à peine supérieure à

celle du circuit de la figure 2.

Par ailleurs, par rapport au circuit de la figure 2, les éléments ajoutés: transistor 18, condensateur 20,22 et 23 et résistance de polarisation 19, nécessitent une place bien moins

importante que le condensateur de filtrage 12 utilisé par le cir-

cuit de- la figure 2; ces éléments ajoutés sont en outre totalement compatibles avec une technologie dans laquelle un circuit selon la

figure 1 ou la figure 2 peut être réalisé.

Les résistances de polarisation 2 et 19 des transistors 1 et 18 peuvent être constituées par exemple par des diodes formées par des jonctions latérales réalisées dans le silicium polycristallin de la façon décrite dans le compte-rendu de E.A. VITTOZ ci-dessus mentionné; alternativement, ces résistances de polarisation peuvent

être constituées par des réseaux de transistors.

De plus, le circuit selon l'invention travaille avec une tension d'alimentation qui est légèrement supérieure à une seule tension de seuil de transistor MOS, car il n'y a pas de transistor

en série dont les grilles soient reliées en continu.

Bien entendu, les moyens de commande que constituent les circuits 4 et 14 pourraient être remplacés par tout autre circuit répondant à l'amplitude A du signal d'oscillation du résonateur 6,

ainsi qu'au signal (VA) présent sur la borne d'entrée 5, en élabo-

rant un signal de commande formé par un signal de tension continue (VC) de valeur décroissant en fonction de ladite amplitude A,

superposé audit signal (VA).

En outre, l'invention ne se limite pas aux circuits d'entre-

tien réalisés en technologie CMOS. En particulier, les deux tran-

sistors amplificateurs MOS 1 et 13 pourraient être du même type de conduction. Dans ce cas, on utilise des signaux de tension continue VC et VlC variant tous les deux de façon croissante respectivement décroissante, en fonction de l'amplitude A, selon qu'il s'agit de

transistors à canal p respectivement n.

- 10-

Claims (6)

REVENDICATIONS

1. Circuit pour l'entretien d'un signal d'oscillation d'un résonateur (6), comprenant une borne d'entrée (5), une borne de sortie (7), des bornes d'alimentation (+V,M); un premier élément actif (1); des moyens de polarisation (2) de cet élément actif; un deuxième élément actif (13) dont le trajet de courant commandé est branché, en série avec celui du premier élément actif (1), entre lesdites bornes d'alimentation (+V,M); et un condensateur d'entrée (8a) et un condensateur de sortie (8b), branchés entre une borne d'alimentation (M) et la borne d'entrée respectivement la borne de sortie, caractérisé par des moyens de polarisation répondant au signal (VA) présent sur ladite borne d'entrée (5) ainsi qu'à l'amplitude (A) dudit signal d'oscillation du résonateur pour appliquer sur les électrodes de commande (lb,13a) du premier (1) respectivement du deuxième élément actif (13) un signal de commande (100 resp. 15) qui contient ledit signal d'entrée (VA) superposé à un signal de tension continue (VlC resp. VC) variant en fonction de l'amplitude

(A) dudit signal d'oscillation.

2. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits moyens de polarisation comprennent: une source de courant (17); un troisième élément actif (18) dont le trajet de courant commandé est branché en série avec la source de courant (17), dont

l'électrode de commande -(18a) est connectée à celle (13a) du deu-

xième élément actif (13), et dont l'électrode (18c) de trajet de courant commandé située à l'opposé de la source de courant (17) est reliée à la même borne (M) de la source de tension d'alimentation que l'électrode de même nom (13c) du deuxième élément actif (13), ce troisième élément actif (18) étant de même type de conduction que le deuxième élément actif (13); des moyens de polarisation (19) du troisième élément actif (18); et un condensateur (20) branché en

parallèle avec le trajet de courant commandé dudit troisième élé-

ment actif (18).

3. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que lesdits moyens de polarisation comprennent un circuit régulateur

(4) réagissant à l'amplitude (A) du signal d'oscillation du résona-

teur (16) pour commander le courant fourni par la source de courant

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(17) en fonction de ladite amplitude A.

4. Circuit selon l'une des revendications 2 et 3, caractérisé

en ce que lesdits premier et deuxième éléments actifs (1,13> sont des transistors MOS de types de conduction opposés, et en ce que ces transistors sont réalisés avec le troisième élément actif (18), la source de courant (17) et les condensateurs (8a,8b,20,22,23)

sous la forme d'un circuit intégré en technologie CMOS.

5. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il

est réalisé en technologie à grille réalisée en silicium polycris-

tallin fortement dopé, en ce que les moyens de polarisation du premier et/ou du troisième élément actif (1 resp. 18) comprennent une résistance (2, resp. 19) branchée entre la grille et le drain dudit élément, et en ce que cette résistance est constituée par des

diodes formées par des jonctions latérales réalisées dans le sili-

cium polycristallin.

6. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que les moyens de polarisation du premier et/ou du troisième élément

actif (1 resp. 18) comprennent des réseaux de transistors.