FR2461395A1 - Convertisseur de tension alternative en tension continue - Google Patents

Abstract

LE CONVERTISSEUR COMPREND UN PREMIER TRANSISTOR T1 DE TYPE MOS, ALIMENTE PAR UNE SOURCE DE COURANT E OU UN ELEMENT LIMITEUR DE COURANT ET IL RECOIT A TRAVERS UN CONDENSATEUR C1 LE SIGNAL ALTERNATIF D'ENTREE, U. LE PREMIER TRANSISTOR T1 EST POLARISE PAR UN SECOND TRANSISTOR T2 DE TYPE MOS DONT LA DISTANCE DRAIN-SOURCE EST BRANCHEE ENTRE LA GRILLE ET LE DRAIN DU PREMIER TRANSISTOR. LE SECOND TRANSISTOR EST POLARISE SUR SA GRILLE G2 PAR UNE TENSION U DE MANIERE QUE SA RESISTANCE EQUIVALENTE SOIT TRES ELEVEE. UN CONDENSATEUR DE FILTRAGE EST BRANCHE ENTRE DRAIN ET SOURCE DU PREMIER TRANSISTOR SUR LE DRAIN D1 DUQUEL ON RECUEILLE UNE TENSION CONTINUE U DONT LA VALEUR EST FONCTION DE L'AMPLITUDE DE LA TENSION ALTERNATIVE D'ENTREE U. LE CONVERTISSEUR PEUT ETRE REALISE EN N'IMPORTE QUELLE TECHNOLOGIE CONVENTIONNELLE DES CIRCUITS MOS CAR IL NE COMPORTE QUE DES ELEMENTS STANDARDS NE POSANT AUCUN PROBLEME D'INTEGRATION.

Description

1 - La présente invention concerne un convertisseur de tension alternative

en tension continue sous la forme d'un circuit intégré comprenant sur un même substrat au moins un premier transistor à effet de champ à grille isolée, un élément limiteur de courant pour alimenter ledit premier transistor et un premier condensateur de couplage connecté à l'entrée dudit premier transistor pour commander ledit premier

transistor par ladite tension alternative.

Un tel convertisseur est utilisé dans le circuit de régula-

tion Reg d'un oscillateur à quartz destiné par exemple à une

montre électronique, dont le schéma est indiqué en figure 1.

On remarque que l'oscillateur proprement dit comprend un

amplificateur Al, un quartz Q et deux condensateurs de dépha-

sage C5 et C6. L'amplificateur Al est alimenté par une source de courant Io comme indiquée dans la demande de brevet suisse no 15 656/77, permettant de maintenir le

courant de l'oscillateur à une valeur déterminée relative-

ment faible. Le circuit de régulation Reg de la figure 1 permet, en agissant sur la source de courant Io en fonction de l'amplitude de la tension alternative de l'oscillateur,

de diminuer encore la consommation du circuit. Un amplifica-

teur A2 reçoit le signal alternatif relativement faible de l'oscillateur et délivre un signal amplifié d'amplitude suffisante pour commander correctement les étages de

division connectés à]'oscillateur.

On connait déjà selon fig. 2 du document "ESSCIRC 1976, Tou-

louse, New analog CMOS IC'S based on weak inversion opera-

tion, E. Vittoz and J. Fellrath, Centre Electronique Horlo-

ger SA, Neuchâtel./Switzerland", un détecteur d'amplitude ou convertisseur alternatif continu comprenant un transistor Tl alimenté par une source de courant (T2,T6) et des éléments associés tels que RI, R2, Cl, C2 et C3. Dans un tel circuit, 246139e -2 - il est nécessaire que les résistances Ri et R2 aient une impédance très élevée, de l'ordre de grandeur de 100 Megohms

et il est proposé de les réaliser à l'aide de diodes poly-

cristallines en tête-bêche, diodes qui ne peuvent être réali-

sées que dans une technologie particulière ("Si-gate techno-

logy") limitant passablement leur champ d'application.

Le but de la présente invention est de réaliser un convertis-

seur de tension alternative en tension continue de configura-

tion plus simple que celle du convertisseur connu de l'état de la technique selon 1) et susceptible d'être intégré à

l'aide d'une technologie conventionnelle des circuits CMOS.

Pour atteindre ce but, le convertisseur selon l'invention est caractérisé en ce qu'il comprend un deuxième transistor à effet de champ à grille isolée connecté entre l'entrée et

la sortie du premier transistor dont la sortie est court-cir-

cuitée pour les signaux alternatifs par.un deuxième condensa-

teur, ledit premier transistor produisant sur ladite sortie

une tension continue dont la valeur est-fonction de l'ampli-

tude de ladite tension alternative.

L'invention va être expliquée ci-dessous à titre d'exemple et à l'aide du dessin, dans lequel: - la figure 1 est le schéma d'un oscillateur à quartz réglé, - la figure 2 est le schéma d'un détecteur d'amplitude selon l'état connu de la technique, - la figure 3 est le schéma de principe d'un convertisseur selon l'invention, - la figure 4 montre l'influence de la superposition d'une tension alternative d'entrée sur le courant du transistor -3- Tl de la figure 3, - la figure 5 est le schéma de réalisation du convertisseur de la figure 3, - la figure 6 est le schémê d'une première forme d'exécution du convertisseur selon l'a figure 5,

- la figure 7 montre une autre forme d'exécution du conver-

tisseur selon la figure 5, - la figure 8 montre l'influence de la nonlinéarité du transistor T2 de la figure 5,

- la figure 9 montre la fonction de transfert du convertis-

seur, - la figure 10 montre le convertisseur de la 'figure 7 associé à un autre circuit électronique, - la figure 11 montre le schéma d'un oscillateur réglé utilisant le convertisseur de la figure 7,

- les figures 12 - 18 montrent différentes variantes du con-

vertisseur selon la figure 5 qui présentent des avantages

déterminés selon leur utilisation particulière.

La figure 2 montre le schéma du détecteur d'amplitude connu selon 1). Ce détecteur d'amplitude réalise la conversion de la tension alternative d'entrée UE en tension continue de sortie UA. Les éléments R2, C3 forment un filtre pour la tension alternative à la grille Gl. La valeur de UA, qui est égale à la tension moyenne de grille du transistor Tl, est fonction de l'amplitude de la tension alternative d'entrée, UE. -4 - Si l'on remarque que, à vide, o lorsque la tension UA est connectée par exemple à la grille d'un transistor MOS, aucun courant continu ne circule ni dans Rl ni dans R2, on voit que les potentiels sur le drain Dl, la grille Gl et sur C3 sont les mêmes: UD1 = UGî = UA. Le seul courant continu circulant dans le circuit est le courant Io délivré par la source de courant, ou par un limiteur de courant, dans le transistor Tl. Ce qui précède montre que l'on peut épargner les éléments R2 et C3 sans influencer notablement la

fonction de transfert du qcrcuit.

Dans la figure 3 est représenté le circuit de la figure 2 mais sans les éléments R2, C3. Le fonctionnement du circuit de la figure 3 est le suivant: En l'absence de tension alternative d'entrée, le point de travail du transistor Tl est donné par le courant Io, qui provoque une tension au drain Dl et à la grille Gl de UA = UGî = UO, donnée par la caractéristique tension de grille en fonction du courant de drain du transistor Tl, comme indiqué

dans la figure 4. Dans la figure 4a), une tension alternati-

ve UE directement superposée à Uo provoque une forte augmen-

tation du courant IDS dans les alternances positives de UE

sans diminution appréciable de ce courant dans les alternan-

ces négatives. Il en résulte que le courant moyen dans le transistor a une tendance à devenir passablement plus grand

que le courant'Io délivré par la source de courant. Toute-

fois le courant Io étant maintenu constant par la source de

courant, le condensateur C2 doit obligatoirement se déchar-

ger, ce qui provoque une diminution de UA. Comme la tension moyenne de grille, UG, a la même valeur que UA, elle doit aussi diminuer, et ceci jusqu'au moment o le courant moyen dans le transistor Tl redevient égal à Io. Ceci est indiqué en figure 4, cas b), qui montre que le j

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courant moyen dans le transistor est redevenu égal à Io lorsque la tension UGi a baissée d'une valeurA U. Il est aisé de voir que la tension de sortie UA et la tension

moyenne de grille UG1 (égale à UA) sont d'autant plus diffé-

rentes de Uo que l'amplitude du signal alternatif d'entrée est plus grande. Le déplacement du point de travail de la valeur Si U est donc dépendant de la tension alternative d'entrée. Avec une capacité d'entrée Cl de 1 pF, un signal d'entrée d'une fréquence de 32 kHz,'demandant une constante de temps d'environ 100 microsecondes, la résistance Rl doit avoir une valeur de l'ordre de grandeur de 100 Mégohms. Des résistances de valeur aussi élevée ne peuvent être que difficilement réalisées dans un circuit intégré. Dans le document connu 1), on a déjà vu que l'on fait appel à cet effet à des diodes polycristallines réalisées dans une technologie particulière. Dans le circuit selon la présente

invention, on réalise la résistance Rl au moyen d'un transis-

tor MOS intégré en technologie standard. Ce transistor qui est désigné par T2 dans la figure 5 est polarisé de manière que sa résistance équivalente entre drain et-source soit de valeur très élevée. Le dimensionnement du transistor Tl et du courant Io peut être fait de manière que,en l'absence d'un signal d'entrée la tension de sortie UA = UO soit environ égale à la tension de seuil UT du transistor Tl. Le canal du transistor T2, avec les bornes S2 et D2 se trouve alors au potentiel de la tension de seuil. Le transistor T2 de la figure 5 est polarisé par une tension de grille UG2

qui est choisie de manière qu'il ne soit que faiblement con-

ducteur. La tension entre grille et source ou drain de T2 doit donc être environ égale à la tension de seuil UT. La tension UG2 a une valeur d'environ deux fois la tension de

seuil par rapport à la masse.

La figure 6 montre que la tension de grille UG2 du circuit de la figure 5 peut être obtenue à l'aide d'une source de courant supplémentaire Il alimentant deux transistors MOS, -6- T4 et T5 connectés en série, le drain de chaque transistor étant relié à sa grille. La figure 7 montre une forme d'exécution, plus simple que celle de la figure 6, ne comportant aucune source de courant supplémentaire et seulement un transistor supplémentaire, T7, connecté en série avec le transistor Tl. Le montage en série des transistors T7 et Tl de la figure 7 remplace le montage en série de T5 et T4 de la figure 6 pour la production de la

tension de polarisation environ égale à UA + UT.

La fonction de transfert de ce circuit est légèrement diffé-

rente de celle du circuit selon figure 6, parce que dans la figure 7 la tension de référence pour la grille de T2 est constante par rapport à la tension de sortie UA (elle varie en fonction de la tension d'entrée par rapport à la masse), tandis que dans la figure 6 elle est constante par rapport à la masse et varie par rapport à la sortie. Pour l'impédance du transistor c'est la tension entre grille et source qui est importante, donc la tension entre la grille et la

sortie.

Le transistor T2 des figures 5, 6 et 7 a une influence sur

la fonction de transfert du circuit en raison de sa caracté-

ristique non-symétrique IDS = f(UD), représentée en figure 8. Un signal alternatif symétrique par rapport à U5, selon figure 8c, appliqué au drain D2 provoque un fort courant dans les alternances négatives, notamment pour les grandes

valeurs de la tension d'entrée, tandis que dans les alternan-

ces positives le courant est faible et presque constant, dès

que la tension d'entrée dépasse une certaine valeur. La com-

posante continue n'est pas nulle. Il en résulte que le con-

densateur Cl doit se charger de manière que UD devienne plus positif que US. La figure 8d montre le cas o l'équilibre est rétabli: le signal d'entrée rectangulaire UE, superposé à une tension moyenne UD plus positive que US provoque un courant dans le transistor T2, dont la composante continue

est nulle. Cette condition peut aussi être atteinte en dé-

plaçant Us vers les valeurs négatives pour que UD reste

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-7- constante. En conséquence, les conditions dans le circuit de la figure sont les suivantes: lorsque l'amplitude du signal d'entrée augmente, d'une part la tension moyenne UG1 de grille du transistor Tl diminue en raison de la non-linéarité de la caractéristique IDS = f(UG) de ce transistor. La tension UG1

de Tl ne dépend que de Io et de UE. D'autre part, le transis-

tor T2 produit, comme nous venons de le voir, un déplacement entre le niveau de la tension moyenne de grille UG1 et la tension de sortie UA de manière que UA, qui correspond à US de la figure 8 devienne plus petit que UGl, qui correspond à UD. On voit que les deux effets vont dans la même direction, comme indiqué en figure 9. La caractéristique de la fonction de transfert, illustrée en figure 9, peut être adaptée aux exigences particulières du circuit et, en pratique, elle est

avantageusement déterminée de manière empirique.

La tension de sortie UA est fonction aussi bien du courant Io que de la tension de seuil du transistor Tl. Ceci n'est toutefois pas gênant car, dans la plupart des cas, la tension UA est encore traitée ou transformée dans le circuit intégré. Le convertisseur ne forme alors qu'une petite partie d'un sous-ensemble électronique. Il est possible, dans le cas d'une association bien dimensionnée avec

d'autres éléments du circuit de compenser entièrement l'in-

fluence des deux paramètres mentionnés ci-dessus dont dépend

la tension de sortie UA.

La figure 10 montre une première application du convertis-

seur de la figure 7 comme détecteur d'amplitude. On voit que la tension de sortie UA du convertisseur est filtrée par un

condensateur C2 et qu'elle commande la grille d'un transis-

tor T10 alimenté par une source de courant nIo. Le circuit est dimensionné de manière que la tension de sortie U10, aux bornes de T10 soit au niveau 1 si UE > URef et au niveau 0 Si UE 4 URef. Une autre application du convertisseur de la -8 - figure 7 est indiquée en figure 11 qui représente le schéma d'un oscillateur avec une très faible consommation de courant. Le schéma de la figure 11 représente en principe

l'oscillateur de la figure 1, mais sans l'amplificateur A2.

Le quartz Q est branché entre entrée et sortie du transistor Tll en série avec un transistor T10 commandé lui-même sur sa grille par le convertisseur de la figure 7 dont la tension de sortie est filtrée par le condensateur C2. Si la tension alternative de sortie de l<'oscillateur, aux bornes de C5, augmente, la tension de sôrtie du convertisseur, aux bornes de C2, diminue, ce qui a tendance à bloquer T10, de sorte que le courant dans Tll diminue. L'amplitude du signal aux bornes de C5 est réglée à une faible valeur, ce qui diminue la consommation de courant de l'oscillateur. Le condensateur C2 peut être éliminé si la capacité d'entrée de TIO est

suffisamment élevée.

Les exemples ci-dessus montrent que le convertisseur peut être utilisé dans des domaines très variés. Il comprend moins d'éléments que le circuit connu de l'état de la technique selon 1) et il peut être réalisé àl'aide de n'importe quelle technologie existante parce qu'il ne fait appel qu'à des éléments standards intégrés normalement par milliers de pièces et qui sont en conséquence faciles à fabriquer. Par rapport au circuit connu, la pente de la variation de la tension de sortie en fonction de la tension alternative d'entrée est plus élevée ce qui permet, le cas

échéant, d'épargner des étages d'amplification supplémen-

taires. De plus, le dimensionnement du circuit n'est pas critique, de sorte que, par exemple la fréquence de coupure du convertisseur peut être choisie de manière que les signaux parasites de basses fréquences apparaissant lors de

la conversion soient éliminés.

Les figures 12 à 18 montrent encore différentes variantes du

convertisseur selon figure 5 présentant des avantages déter-

minées selon leur utilisation particulière.

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-9- Le circuit de la figure 12 montre que la source de courant de la figure 5 peut être réalisée à l'aide d'un transistor T3, de type complémentaire à celui de Tl, dont la source S3 est reliée au pôle positif de l'alimentation, le drain D3 Pau drain Dl du transistor Tl et la grille G3 à un deuxième

potentiel de référence déterminée, la grille G2 du transis-

tor T2 étant reliée à un premier potentiel de référence dé-

terminé. Le circuit de la figure 13,montre que les sources de courant Io et Il du circuit de la'figure 6 sont réalisées en exacte

concordance l'une avec l'autre respectivement par les tran-

sistors T3 et T6 dont les sources S3 et S6 sont reliées au pôle positif de l'alimentation et les grilles G3 et G6 entre elle et à un deuxième potentiel de référence, le premier potentiel de référence étant celui de la grille G2 de T2 et du drain D5 de T5. La figure 14 montre comment la source de courant du circuit de la figure 7 peut être réalisée à l'aide d'un transistor T8 en série avec le transistor T7,

dont la source S8 est reliée au pôle-positif de l'alimenta-

tion, le drain D8 au drain D7 du transistor T7 et la grille G8 à un deuxième potentiel de référence déterminé. La figure montre comment il est possible de réaliser à l'aide de composants conventionnels une structure équivalente à celle

déjà connue de l'état de la technique selon 1). Dans ce cir-

cuit, le condensateur C2 peut être éliminé et le transistor T2 peut fonctionner en amplificateur de tension, délivrant à

la sortie UAl la tension alternative d'entrée UE amplifiée.

La sortie UA2 délivre alors la tension continue fonction de l'amplitude de la tension alternative d'entrée UE, tension qui est filtrée par la résistance équivalente du transistor T9 et le condensateur C2 qui forment un filtre passe-bas. On remarque que la grille G9 du transistor T9 est portée à un troisième potentiel de référence déterminé. Les potentiels de référence Réf 1 et Réf 3 peuvent être différents l'un de l'autre, par exemple, en raison de la nécessité d'avoir des constantes de temps différentes, ou égaux comme indiqué en

figure 16.

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La figure 17 représente le circuit de la figure 14 dans le-

quel un condensateur C4 a été connecté entre le drain D7 du transistor T7 et la masse. Le drain D7 de T7 peut alors être utilisé comme une sortie UA3 du convertisseur. Par le fait que T7 est parcouru par un courant constant, sa tension entre drain et source est également constante. Selon le cas,

le condensateur C2 ou le condensateur C4 peut être épargné.

Le montage de la figure 17 est particulièrement indiqué pour

les applications en amplificateur différentiel.

, Enfin la figure 18 montre que, dans le circuit de la figure 17, il n'est pas obligatoire de relier la grille de T2 à la sortie S3. Cette grille G2 peut être reliée à un quatrième

potentiel de référence déterminé Réf 4. Ceci présente l'avan-

tage par rapport au circuit de la figure 17 que la chûte de tension sur T7 peut être adaptée aux besoins de l'étage suivant branché en UA3 sans risque que la tension de sortie sur cette borne ne prenne une valeur incompatible pour la

polarisation de T2.

Les exemples ci-dessus, montrent que le convertisseur peut

être facilement adapté aux besoins des divers cas d'applica-

tions, sans qu'il soit nécessaire de modifier sa structure de base. Ceci, en relation avec le fait qu'il peut être réalisé en n'importe quelle technologie MOS lui confère un

domaine d'application très universel.

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- il -

Claims (10)

REVENDICATIONS

1. Convertisseur de tension alternative en tension continue sous la forme d'un circuit intégré comprenant sur un même substrat au moins un premier transistor à effet de champ à grille isolée, un élément limiteur de courant pour alimenter ledit premier transistor et un premier condensateur de couplage connecté à l'entrée dudit premier transistor pour commander ledit premier transistor par ladite tension alternative, caractérisé en ce qu'il comprend un deuxième transistor (T2) à effet de champ à grille isolée connecté entre l'entrée (Gl) et la sortie (Dl) du premier transistor (Tl),ledit convertisseur comprenant encore un deuxième

condensateur (C2) connecté a la sortie (Dl) du premier tran-

sistor (Tl) pour court-circuiter ladite sortie (Dl) pour les signaux alternatifs, ledit premier transistor produisant sur ladite sortie (Dl) une tension continue dont la valeur est

fonction de l'amplitude de ladite tension alternative.

2. Convertisseur selon la revendication 1, caractérisé par le fait que la source (S1) dudit premier transistor (Tl) est reliée au premier pôle d'une source d'énergie, que le drain (Dl) dudit premier transistor est relié par un élément limiteur de courant au deuxième pôle de ladite source d'énergie, que la grille (Gl) dudit premier transistor est polariséepar un deuxième transistor (T2) dont la source (S2) est reliée au drain (Dl) du premier transistor et le drain (D2) à la grille (Gl) dudit premier transistor, la grille (G2) dudit deuxième transistor (T2) étant polarisée par un premier potentiel de référence de manière que ledit deuxième transistor présente une très haute impédance équivalente, et par le fait que ledit deuxième condensateur (C2) est connecté entre le drain (Dl) et la source (Sl) dudit premier

transistor (Tl).

3. Convertisseur selon la revendication 2, caractérisé par

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le fait que l'élément limiteur de courant comprend au moins

un troisième transistor (T3) à conductibilité de type complé-

mentaire à celui dudit premier transistor (Tl), la source (S3) dudit troisième transistor étant connectée au deuxième pôle de ladite source d'énergie, le drain (D3) dudit troisième transistor étant relié au drain (Dl) du premier transistor et la grille (G3) dudit troisième transistor

étant portée à un deuxième potentiel de référence.

4. Convertisseur selon lesmrevendications 2 ou 3, caractéri-

sé par le fait que le premier potentiel de référence est produit par un quatrième (T4) et un cinquième (T5) transistor connectés en série, le quatrième transistor (T4) ayant sa source (S4) reliée au premier pôle-de ladite source d'énergie, son drain (D4) relié à sa grille (G4) et à la source (S5) du cinquième transistor dont la grille (G5) et le drain (D5) sont connectés entre eux et à la grille (G2) du deuxième transistor (T2> pour délivrer à ladite grille (G2) ledit premier potentiel de référence, lesdits quatrième et cinquième transistors étant alimentés par un sixième transistor (T6) dont le drain (D6) est relié au drain (D5) du cinquième transistor, la grille (G6) au deuxième potentiel de référence et la source (S6) au deuxième pôle de

ladite source d'énergie.

5. Convertisseur selon la revendication 2, caractérisé par le fait que l'élément limiteur de courant comprend au moins un septième transistor (T7) de même type de conductibilité que le premier transistor (Tl) et un huitième transistor (T8) de conductibilité de type complémentaire, lesdits septième et huitième transistors étant connectés en série, les drains (D7,D8) desdits septième et huitième transistors

étant reliés entre eux et à la grille (G7) du septième tran-

sistor pour délivrer ledit premier potentiel de référence, la source (S7) du septième transistor (T7) étant reliée au drain (Dl) du premier transistor, la source (S8) du huitième transistor au deuxième pôle de ladite source d'énergie et la

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grille (G8) au deuxième potentiel de référence.

6. Convertisseur selon la revendication 5, caractérisé en ce que le drain (D7) dudit septième transistor (TG7 est relié au premier pôle d'un quatrième condensateur (Ct4 dont le deuxième pôle est relié au premier pôle de ladite source d'énergie, ledit premier pôle du quatrième cordensaiteur formant une troisème sortie (UA3) dudit convertissetr dont le potentiel continu est fonction de l'amplitude de ladite

tension alternative.

7. Convertisseur selon la revendication 6, caractérisé par le fait que la grille (G2) dudit deuxième transistor (T2)

est portée à un quatrième potentiel de référence séparé.

8. Convertisseur selon la revendication 2, caractérisé en ce

qu'il comprend un neuvième transistor (T9) et un troisiè-

me condensateur (C3) de manière à former une sortie supplé-

mentaire (UA2) dudit convertisseur, le neuvième transistor (T9) ayant son drain (D9) relié au drain (S2) du deuxième transistor (T2), sa grille (G9) à un troisième potentiel de

référence et sa source (S9) au premier pôle dudit troisiè-

me condensateur (C3) dont le second pôle est relié au premier pôle de ladite source d'énergie, ledit premier pôle

du troisième condensateur formant ladite sortie supplémentai-

re (UA2) dont le potentiel continu est fonction de

l'amplitude de ladite tension alternative.

9. Convertisseur selon la revendication 8, caractérisé par

le fait que le premier et le troisième potentiel de référen-

ce sont égaux.

10. Convertisseur selon la revendication i ou la revendica-

tion 6 ou la revendication 8, caractérise par le fait qu'au

moins un desdits deuxième, troisième ou quatrième condensa-

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teurs de sortie (C2,C3,C4) est formé par des capacités para-

sites du circuit ou par les capacités d'entrée des étages

suivants, connectés à l'une des sorties(UAl, UA2 ou UA3).