ES2305824T3 - Metodo y dispositivo para demodular señales portadoras de desplazamiento binario alterno de galileo (altboc). - Google Patents
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Abstract
Método para demodular señales portadoras de desplazamiento binario alterno que comprende como mínimo dos subportadoras (E5a, E5b) teniendo cada una un componente en fase y un componente en cuadratura modulados mediante códigos seudoaleatorios, estando modulados los componentes en cuadratura mediante señales piloto sin datos y estando modulados los componentes en fase mediante señales de datos, comprendiendo dicho método las etapas de: transformar las señales portadoras de desplazamiento binario alterno en una frecuencia intermedia, filtrar mediante un filtro de paso banda las señales transformadas y muestrear las señales filtradas, generar una fase de portadora y una rotación de fase de portadora de las señales muestreadas mediante dicha fase de portadora, y correlacionar las señales muestreadas rotadas, caracterizado porque además comprende las etapas de generar para cada subportadora (E5a, E5b) códigos binarios seudoaleatorios y una fase subportadora, que se emplean para correlacionar las señales muestreadas rotadas.
Description
Método y dispositivo para demodular señales
portadoras de desplazamiento binario alterno de galileo
(AltBOC).
En general, la presente invención se refiere a
receptores de Sistemas de Navegación por Satélite de Cobertura
Global (GNSS, "Global Navigation Satellite System") y, en
concreto, a los receptores que operan con señales portadoras de
desplazamiento binario alterno de Galileo por satélite (AltBOC).
Los receptores de sistemas de navegación por
satélite de cobertura global (GNSS), tales como los receptores
Galileo, determinan su posición global en base a las señales
recibidas desde satélites GNSS en órbita. Los satélites GNSS
transmiten las señales empleando al menos una portadora, estando
cada portadora modulada por al menos un código seudoaleatorio
binario (PRN), que consiste en una secuencia aparentemente aleatoria
de unos y ceros que se repiten de forma periódica. Los unos y ceros
del código PRN se denominan "chips de código" y las
transiciones en el código que van de uno a cero o de cero a uno, que
se producen en "tiempos de chip de código", se denominan
"transiciones de chips de código". Cada satélite GNSS utiliza
un único código PRN y, por tanto, un receptor GNSS puede asociar
una señal recibida a un satélite concreto determinando qué código
PRN está incluido en la
señal.
señal.
El receptor GNSS calcula la diferencia entre el
tiempo que tarda un satélite en transmitir su señal y el tiempo que
tarda el receptor en recibirla. El receptor calcula después la
distancia o "seudo-rango" desde el satélite en
base a la diferencia de tiempos asociados. Empleando
seudo-rangos de al menos cuatro satélites el
receptor determina su posición global.
Para determinar la diferencia de tiempos, el
receptor GNSS sincroniza un código PRN generado localmente con el
código PRN de la señal recibida mediante la alineación de los chips
de código de cada uno de los códigos. El receptor GNSS determina
después cuánto se ha desplazado en el tiempo el código generado
localmente a partir de la sincronización conocida del código PRN
del satélite en el momento de la transmisión y calcula el
seudo-rango asociado. Cuánto más precisa sea la
alineación del receptor GNSS del código PRN generado localmente con
el código PRN de la señal recibida, el receptor GNSS determinará de
forma más exacta la diferencia de tiempos asociados y el
seudorangol y, con ello, su posición global.
Las operaciones de sincronización de códigos
incluyen la adquisición del código PRN del satélite y el seguimiento
del código. Para adquirir el código PRN, normalmente el receptor
GNSS realiza una serie de medidas de correlación separadas en el
tiempo mediante un chip de código. Después de la adquisición, el
receptor GNSS realiza un seguimiento del código recibido.
Generalmente se realizan medidas de correlación "avance minus
retardo", es decir medidas de la diferencia entre (i) una medida
de correlación asociada al código PRN de la señal recibida y una
versión inicial del código PRN generado localmente, y (ii) una
medida de correlación asociada al código PRN de la señal recibida y
una versión posterior del código PRN local. El receptor GNSS emplea
después las medidas avance minus retardo en un bucle de bloqueo de
retardo (DLL), lo cual produce una señal de error que es
proporcional a la desalineación entre los códigos PRN local y
recibido. La señal de error se utiiza a su vez para controlar el
generador de códigos PRN, que básicamente desplaza el código PRN
local para minimizar la señal de error DLL.
Normalmente, el receptor GNSS también alinea la
portadora del satélite con una portadora local empleando medidas de
correlación asociadas a una versión puntual del código PRN local.
Para ello, el receptor utiliza un bucle de bloqueo de fase de
rastreo de portadora (PLL).
La Comisión Europea y la Agencia Espacial
Europea (ESA) están desarrollando un GNSS conocido como Galileo.
Los satélites Galileo transmitirán dos señales en la banda E5a
(1.176,45 MHz) y dos señales en la banda E5b (1.207,14 MHz) en
forma de una señal compuesta con una frecuencia central de 1.191,795
MHz y con un ancho de banda de al menos 70 MHz, utilizando una
modulación AltBOC. La generación de la señal AltBOC se describe en
el documento de la Galileo Signal Task Force de la Comisión Europea,
"Status of Galileo Frequency and Signal Design", G.W. Hein, J.
Godet, J.L. Issler, J.C. Martin, P. Erhard, R.
Lucas-Rodríguez y T. Pratt,
25-09-2002, publicado en la
dirección de correo electrónico siguiente:
http://europa.eu.int/comm/dgs/energy_transport/galielo/documents/technical_en.htm.
Al igual que los satélites GPS, cada satélite Galileo transmite
códigos PRN únicos y así un receptor Galileo puede asociar una
señal recibida a un satélite determinado. Por tanto, el receptor
Galileo determina los seudo-rangos correspondientes
en base a la diferencia entre el tiempo que tarda el satélite en
transmitir las señales y del tiempo que tarda el receptor en
recibir las señales AltBOC.
Una portadora de desplazamiento lineal estándar
(LOC) modula una señal de dominio temporal mediante una onda
sinusoidal sin(\omega_{0}t), que desplaza la frecuencia
de la señal tanto a una banda lateral superior como a una banda
lateral inferior correspondiente. La modulación BOC lleva a cabo el
desplazamiento de frecuencia empleando una onda cuadrada, o
señal(sin(\omega_{0}t)), y se denomina normalmente
BOC(f_{s},f_{c}), donde f_{s} es la frecuencia
subportadora (onda cuadrada) y f_{c} es la frecuencia de bits
redundantes de difusión. Normalmente, los factores de 1,023 MHz se
omiten de la notación por motivos de claridad, con lo que una
modulación BOC (15,345 MHz, 10,23 MHz) se denomina BOC (15,10).
La modulación de una señal de dominio temporal
mediante un exponencial complejo e^{i\omega_{0}t} desplaza la
frecuencia de la señal sólo a la banda lateral superior. La
finalidad de la modulación AltBOC es generar de forma coherente las
bandas E5a y E5b, que son moduladas respectivamente por
exponenciales complejos, o subportadoras, de manera que las señales
pueden ser recibidas como una "señal de tipo BOC" de banda
ancha. Cada banda E5a y E5b tiene asociada códigos de difusión
en-fase (I) y en cuadratura (Q), o PRN, a los
códigos E5a desplazados a la banda lateral inferior y los códigos
E5b desplazados a la banda lateral superior. Las portadoras en
cuadratura E5a y E5b correspondientes son moduladas mediante
señales piloto sin datos y las portadoras en fase correspondientes
son moduladas mediante códigos PRN y señales de datos.
La modulación AltBOC ofrece la ventaja de que
las señales E5a (I y Q) y E5b (I y Q) pueden procesarse de manera
independiente de la misma forma que las señales BPSK (10)
tradicionales (señales Binary Phase-Shift Keying) o
de forma conjunta, dando como resultado un rendimiento
extraordinario en lo que se refiere al rastreo del ruido y las
multitrayectorias.
Para calcular el principio de demodulación de la
modulación AltBOC es suficiente aproximar la señal AltBOC de la
banda base a su equivalente AltLOC (Alternate Linear Offset
Carrier):
donde:
- -
- c_{1}(t) es el código PRN del componente de datos E5b (E5bl) y d_{1}(t) es la correspondiente modulación de bits;
- -
- c_{2}(t) es el código PRN del componente de datos E5a (E5al) y d_{2}(t) es la correspondiente modulación de bits;
- -
- c_{3}(t) es el código PRN del componente piloto E5b (E5bQ);
- -
- c_{4}(t) es el código PRN del componente piloto E5a (E5aQ);
- -
- los factores exponenciales representan la modulación de subportadora de E5a y E5b;
- -
- \omega_{s} es la pulsación de desplazamiento de banda lateral: \omega_{s} = 2\pif_{s}, con f_{s}=15,345 MHz.
En realidad, s(t) contiene términos de
producto adicionales y los exponenciales de subportadora están
cuantificados. Este efecto no será incluido de manera explícita en
las ecuaciones por motivos de claridad. s(t) se modula en la
portadora E5 a 1.191,795 MHz.
Las mayoría de las publicaciones previas
presentan AltBOC desde una perspectiva de carga útil del satélite,
es decir, desde el punto de vista de un transmisor. Hasta ahora, el
procesamiento del lado del receptor ha recibido muy poca
atención.
La publicación "Comparison of AWGN Code
Tracking Accuracy for Alternative BOC, Complex-LOC
and Complex BOC Modulation Options in Galileo
E5-Band", M. Soellner and Ph, Erhard, GNSS 2003,
abril 2003, describe el principio de una arquitectura de receptor
AltBOC para el seguimiento del componente piloto AltBOC, como se
muestra en la Figura 1.
En la Figura 1, el receptor AltBOC recibe a
través de una antena 1 una señal que incluye códigos compuestos
AltBOC transmitidos por todos los satélites que están a la vista. La
señal recibida se aplica en una fase RF/IF 2 que, de forma
convencional, transforma la señal RF recibida en una señal IF de
frecuencia intermedia que tiene una frecuencia compatible con los
otros componentes del receptor, filtra la señal IF a través de un
filtro de paso banda IF, con un paso banda en la frecuencia
portadora central deseada, y muestrea la señal IF filtrada a una
velocidad que satisface el teorema de Nyquist a fin de producir las
muestras de señal en fase (I) y en cuadratura (Q) digitales
correspondientes de forma conocida. El ancho de banda del filtro
debe ser lo suficientemente ancho como para permitir el paso del
armónico primario del código piloto compuesto AltBOC, o de
aproximadamente 51 MHz. La amplitud del ancho de banda da como
resultado transiciones de chips de código de forma relativa en el
código recibido y, por tanto, picos de correlación bastante bien
definidos.
El receptor AltBOC comprende un oscilador de
portadora local 4, por ejemplo del tipo NCO (Numerically Controlled
Oscillator - Oscilador Controlado Numéricamente), sincronizado con
la frecuencia IF para generar un ángulo de rotación de fase en M
bits, que se aplica a un rotador de fase 3 que recibe las muestras
de la señal IF en N bits. Las muestras de señal con rotación de
fase en N bits suministradas por el rotador se aplican a tres
correlacionadores complejos, comprendiendo cada uno un multiplicador
de señal 10, 11, 12 y un integrador 13, 14, 15. Los integradores
suman las muestras de señal recibidas durante un tiempo de
integración T_{int} predefinido.
El receptor AltBOC comprende también otro
oscilador local 5 del tipo NCO sincronizado con la velocidad de
código de bits redundante f_{c} y que dirige un generador de
códigos AltBOC complejo 6 para generar localmente códigos piloto
PRN complejos para un satélite dado. Los códigos piloto generados
atraviesan una línea de demora multi-bit 7 que
comprende tres células E, P, L, las cuales producen,
respectivamente, réplicas de inicio, inmediatez y retardo de los
códigos PRN locales, que se aplican a una entrada de los
multiplicadores 10, 11, 12 respectivamente.
Entonces, las señales C_{E}, C_{p} y C_{L}
enviadas por los integradores 13, 14, 15 se utilizan para generar
una fase portadora y señales de error de código, empleándose para
controlar los osciladores NCO 4, 5.
El generador de códigos AltBOC 6 presenta el
inconveniente de ser complejo y multi-bit. Esto es,
produce una versión cuantificada de la señal de banda base
Alt-LOC (suponiendo que sólo se rastrea el
componente piloto) de la siguiente manera:
Producir tal señal de banda base compleja
resulta incómodo. La arquitectura mostrada en la Figura 1 también
implica que todos los operadores (línea de demora, multiplicadores e
integradores) operan sobre números complejos
multi-bit.
Un objeto de la presente invención es
proporcionar un método y un dispositivo simplificados para la
demodulación de señales Galileo.
Este objeto se consigue mediante un método para
demodular señales portadoras de desplazamiento binario alterno
comprendiendo como mínimo dos subportadoras, cada una con un
componente en fase y un componente en cuadratura modulados mediante
códigos seudoaleatorios, donde los componentes en cuadratura están
modulados mediante señales piloto sin datos, y los componentes en
fase están modulados mediante señales de datos, comprendiendo dicho
método las etapas de:
- -
- convertir las señales portadoras de desplazamiento binario alterno en una frecuencia intermedia, filtrar con un filtro de paso banda las señales transformadas y muestrear las señales filtradas,
- -
- generar una fase portadora y someter a una rotación de fase de portadora las señales muestreadas mediante dicha fase de portadora, y
- -
- establecer una correlación entre las señales muestreadas rotadas.
Según la invención, este método también
comprende las etapas de generar para cada subportadora códigos
binarios seudoaleatorios y una fase subportadora, los cuales se
emplean para correlacionar las señales muestreadas rotadas.
Según una realización preferente de la
invención, el método comprende además una etapa de traducir dichos
códigos seudoaleatorios de dichas subportadoras en ángulos de fase,
que se combinan respectivamente con las fases de subportadora para
obtener los ángulos de fase resultantes para cada subportadora,
dichos ángulos de fase resultantes están desfasados para obtener
como mínimo un ángulo de fase inicial, inmediato y al menos un
ángulo de fase de retardo para cada subportadora, comprendiendo
dicha etapa de correlación las fases de someter a una rotación de
fase tales señales muestreadas rotadas mediante los citados ángulos
de fase inicial, inmediato y de retardo de cada subportadora, a fin
de obtener réplicas de inicio, inmediatas y de retardo de dichas
señales muestreadas para cada subportadora, e integrar
respectivamente las réplicas de inicio, inmediatas y de retardo
para cada subportadora durante un periodo de tiempo predefinido.
Según una realización preferente de la
invención, el método comprende además una etapa de rotación de fase
de dichas señales muestradas rotadas mediante las fases de
subportadora, a fin de obtener señales muestreadas rotadas de fase
para cada subportadora antes de establecer una correlación entre
dichas señales muestreadas rotadas.
Según una realización preferente de la
invención, el método además comprende una etapa de desplazamiento de
bits de dichos códigos seudoaleatorios para obtener como mínimo un
código seudoaleatorio de inicio, inmediato y de retardo,
comprendiendo dicha etapa de correlación las fases de combinar las
señales muestreadas rotadas de fase para cada subportadora con
dichos códigos seudoaleatorios de inicio, inmediato y de retardo, e
integrar las señales resultantes durante un periodo de tiempo
predefinido, a fin de obtener señales de correlación de inicio,
inmediatas y de retardo para cada subportadora, comprendiendo además
dicho método una etapa de post-correlación de baja
velocidad que comprende las etapas de rotar de fase las señales de
correlación de inicio y de retardo de cada subportadora,
respectivamente mediante ángulos de fase constantes opuestos, y
sumar respectivamente las señales de correlación de inicio así
obtenidas de dichas subportadoras, las señales de correlación
inmediatas de dichas subportadoras y las señales de correlación de
retardo obtenidas de dichas subportadoras, con el fin de obtener
las señales de correlación de inicio, inmediatas y de retardo
resultantes respectivamente.
Según una realización preferente de la
invención, el método también comprende una etapa de determinar una
frecuencia combinada portadora y subportadora para cada
subportadora, combinándose las etapas de rotación de fase mediante
dichas fase de portadora y dichas fases de subportadora en una única
etapa de rotación para cada subportadora, empleando dichas
frecuencias portadora y subportadora.
Según una realización preferente de la
invención, dicha etapa de correlación comprende las fases de
combinar dichas señales muestreadas rotadas de fase para cada
subportadora, respectivamente, con los códigos seudoaleatorios de
tales subportadoras y de integrar durante un periodo de tiempo
predeterminado las señales resultantes, a fin de obtener una señal
de correlación para cada subportadora.
Según una realización preferente de la
invención, el método además comprende una etapa de
post-correlación de baja velocidad que comprende
las fases de combinar las señales de correlación para dichas
subportadoras, a fin de obtener una señal de correlación inmediata
utilizada como una entrada de una unidad de discriminación PLL que
condiciona un oscilador que controla dicha etapa de rotación de la
portadora y una señal de correlación de inicio minus retardo
empleada como una entrada de una unidad de discriminación DLL que
condiciona un oscilador que controla dicha generación de códigos y
dicha generación de fases de suportadoras.
Según una realización preferente de la
invención, la señal de correlación inicio minus retardo se obtiene
a partir de las señales de correlación para dichas subportadoras
E5a, E5b mediante la siguiente fórmula:
Según una realización preferente de la
invención, la discriminación DLL es del tipo de discriminación de
potencia de producto escalar y desarrolla la siguiente
operación:
donde Real() es una función que
devuelve la parte real de un número
complejo,
empleándose la señal D para dirigir
el oscilador que controla dicha generación de códigos y dicha
generación de fase de
subportadora.
Según una realización preferente de la
invención, la discriminación DLL desarrolla la siguiente
operación:
donde Imag() es una función que
devuelve la parte imaginaria de un número
complejo.
La invención también se refiere a un dispositivo
para demodular señales portadoras de desplazamiento binario alterno
que comprende como mínimo dos subportadoras teniendo cada una un
componente en fase y un componente en cuadratura modulados por
códigos seudoaleatorios, donde los componentes en cuadratura están
modulados por señales piloto sin datos y los componentes en fase
están modulados por señales de datos. Según la invención, este
dispositivo comprende medios para implementar el método definido
anteriormente.
La invención se comprenderá con más facilidad y
se pondrán de manifiesto otras características y ventajas de la
invención en la siguiente descripción y con referencia a las figuras
que se acompañan.
Figura 1: diagrama de bloques funcional de un
canal demodulador AltBOC correspondiente al estado de la
técnica.
\newpage
Figura 2: representa la curva de una función de
correlación de componente único para demodular cada componente de
una señal AltBOC.
Figura 3: diagrama de Fresnel de las funciones
de correlación de componente único E5aQ y E5bQ.
Figura 4: representa la curva de una función del
pico de correlación combinada que combina las funciones de
correlación de componente individual E5aQ y E5bQ.
Figura 5: diagrama de bloques funcional de un
canal demodulador AltBOC según una primera realización de la
presente invención.
Figura 6: diagrama de bloques funcional de un
canal demodulador AltBOC según una segunda realización de la
presente invención.
Figura 7: diagrama de bloques funcional de un
demodulador AltBOC con dos canales tal como se muestra en la Figura
6.
Figura 8: diagrama de bloques funcional de un
demodulador AltBOC de dos canales según una tercera realización de
la presente invención.
Figura 9: diagrama de Fresnel de las funciones
de correlación de componente individual E5aQ y E5bQ obtenidas con
el demodulador AltBOC de la Figura 8.
Figura 10: diagrama de bloques funcional de una
primera realización de un receptor que comprende el demodulador
AltBOC de la Figura 8.
Figura 11: diagrama de bloques funcional de una
segunda realización de un receptor que comprende el demodulador
AltBOC de la Figura 8.
Figuras 12 y 13: diagramas de bloques
funcionales de una tercera y una cuarta realización de un receptor
AltBOC derivado del receptor de la Figura 11.
\vskip1.000000\baselineskip
A continuación se detallan las características
principales de la invención. Según el principio de demodulación
AltBOC, el canal piloto está formado por la combinación de las
señales E5aQ y E5bQ. La señal piloto AltBOC está compuesta por los
componentes c3 y c4:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
donde \omega_{s} es la
pulsación de desplazamiento de banda lateral: \omega_{s} =
2\pif_{s}, con f_{s}=15,345
MHz.
En principio, cada componente podría demodularse
mediante la correlación de s_{p}(t) con la secuencia de
chips de código, secuencia c_{i}, multiplicada por el conjugado
complejo de la exponencial de la subportadora correspondiente, por
ejemplo para hacer un seguimiento del componente c_{3}(t)
el receptor debe correlacionarse con
c_{3}(t)\cdote^{-i(\omega_{s}t+\pi/2)}. La
función de correlación correspondiente C_{E5bQ}(\tau)
puede calcularse fácilmente (suponiendo un ancho de banda
infinito):
infinito):
\vskip1.000000\baselineskip
donde:
- -
- el signo "\propto" significa "proporcional a";
- -
- \proptotriángulo (\tau) =
100
- -
- \tau es el retraso entre la señal de entrada y el código local y las réplicas de subportadora,
- -
- T_{int} es el tiempo de integración; y
- -
- T_{c} es la longitud de chip en unidades de tiempo.
Las variaciones de la señal
C_{E5b}(\tau) como una función del error de seguimiento
de código se muestran en la Figura 2. Las curvas 17 y 18 son las
componentes real (I) e imaginario (Q) de esta función
respectivamente, mientras que la curva 16 es la magnitud. Se puede
observar que es una función compleja de \tau: si el código local
y las réplicas de subportadora se desalinean, la energía se desplaza
de la rama I a la Q. No se puede hacer un seguimiento de tal pico
de correlación mientras que las desalineaciones de código y de
portadora no estén claramente separadas: cualquier desalineación de
código deriva en un error de seguimiento de la fase portadora.
Debido a que el bucle de portadora es normalmente mucho más rápido
que el de código, la energía tenderá a cero en la rama Q, dando
como resultado que el bucle de código describa un pico de
correlación pura BPSK.
La información adicional necesaria para aplicar
el principio BOC es el hecho de que la otra banda lateral se
transmite de forma coherente a una distancia de frecuencia de
exactamente 2f_{s} = \omega_{s}/\pi. La función de
correlación C_{E5aQ} (\tau) viene dada por la correlación entre
sp(t) y
c_{4}(t)\cdote^{i(\omega_{s}t-\pi/2)}:
Un diagrama de Fresnel como el de la Figura 3
proporciona una visión intuitiva de las correlaciones complejas
C_{E5aQ} (\tau) y C_{E5bQ} (\tau). En este diagrama las dos
correlaciones se representan como vectores en el plano I,Q. A
medida que aumenta el retraso de código \tau, C_{E5bQ} (\tau)
y C_{E5abQ} (\tau) rotan con un ángulo +\omega_{s}\tau y
-\omega_{s}\tau respectivamente y su amplitud disminuye de
acuerdo con la función triángulo, llevando a las dos hélices que se
muestran en la figura.
Puede calcularse una función de pico de
correlación combinada sumando las correlaciones C_{E5aQ} y
C_{E5bQ}, lo cual corresponde a sumar los vectores de la Figura
3:
Como se representa en la Figura 4, la función
C_{E5Q}(\tau) que corresponde a la función de pico de
correlación AltBOC es real (curva 36) para todos los retrasos de
código, la parte imaginaria (curva 37) es nula y, por tanto, se
puede emplear para hacer seguimientos de código.
Para el canal piloto, el pico de correlación
combinado E5a/E5b es simplemente la suma de los picos individuales
E5a y E5b. Para el canal de datos se puede aplicar el mismo
principio, pero los bits de datos tienen que ser borrarse antes de
la combinación: el pico de correlación de datos E5 viene dado
por:
Este proceso de estimación de bits hace que el
canal de seguimiento sea menos duro, en concreto en la relación
señal-ruido (C/N_{0}), donde la probabilidad de
error de bit es alta.
De este principio se derivan cinco realizaciones
preferentes de un demodulador AltBOC según la invención. Con una
partición inteligente de los procesos de pre y
post-correlación, se puede realizar el procesamiento
de banda base de AltBOC con poco gasto con respecto a las señales
BPSK tradicionales.
\newpage
Los demoduladores AltBOC que se presentan
posteriormente se calculan suponiendo que se hace un seguimiento
del canal piloto, aunque la extensión del seguimiento del canal de
datos sea directa.
Se ha demostrado que la obtención del pico de
correlación AltBOC implica establecer una correlación entre la
señal entrante y
c_{3}(t)\cdote^{-i(\omega_{s}t+\pi/2)} y
c_{4}(t)\cdote^{i(\omega_{s}t-\pi/2)} y sumando
estas dos correlaciones complejas. En el receptor esto se lleva a
cabo en dos canales idénticos, compartiendo el mismo código local y
los osciladores de portadora.
Como ya se ha explicado anteriormente, la
demodulación del componente c_{3} implica correlacionar la señal
entrante con
c_{3}(t)\cdote^{-i(\omega_{s}t+\pi/2)}. Esta
operación equivale a rotar la señal entrante un ángulo
-\omega_{s}t-\pi/2, y después multiplicar por
los chips PRN c_{3} e integración. La multiplicación por los chips
de código puede verse como una rotación adicional de 0º cuando el
chip es +1 ó de 180º cuando el chip es -1. Esta observación nos
conduce a la primera arquitectura de canal de demodulador AltBOC tal
como se representa en la Figura 5.
En la Figura 5, el canal de demodulador AltBOC
recibe a través de una antena 1 una señal que incluye los códigos
compuestos AltBOC transmitidos por todos los satélites que están a
la vista. La señal recibida se aplica en una fase RF/IF 2 que
transforma la señal RF recibida en una señal de frecuencia
intermedia IF con una frecuencia compatible con los otros
componentes del receptor, filtra la señal IF mediante un filtro de
paso de banda con un paso banda en la frecuencia portadora central
deseada y muestrea la señal IF filtrada a una velocidad que
satisface el teorema de Nyquist, a fin de producir las señales de
muestreo en fase (I) y en cuadratura (Q) digitales correspondientes
en N bits de forma conocida. El ancho de banda del filtro es lo
suficientemente ancho como para permitir que pase el armónico
primario del código piloto compuesto AltBOC, o aproximadamente 51
MHz. La amplitud del ancho de banda da como resultado transiciones
de chips de código relativamente conformadas en el código recibido
y, por tanto, picos de correlación bastante bien definidos.
El demodulador AltBOC comprende un oscilador
local 4, por ejemplo del tipo NCO (Numerically Controlled
Oscillator), sincronizado con la frecuencia IF, para generar un
ángulo de rotación de fase en M bits, que es aplicado a un rotador
de fase 3 que recibe las muestras de señal IF en N bits. Las
muestras de señal rotadas de fase suministradas por el rotador de
fase 3 se aplican en paralelo a tres rotadores de fase 25, 26, 27
antes de ser integradas en tres integradores correspondientes 28,
29, 30, que suman sus muestras de señal de entrada durante el
tiempo de integración T_{int}.
El demodulador AltBOC además comprende otro
oscilador local 5 del tipo NCO sincronizado con la velocidad de
código de bits redundantes f_{c} y que genera la frecuencia de
código de bits redundantes y la frecuencia subportadora
f_{s}=1,5f_{c}, para controlar un generador de fase de
subportadora 20 y un generador de códigos E5b 21. La salida del
generador de códigos E5b 21 se conecta a un detector de fase PRN 22.
El generador de fase de subportadora 20 genera la fase de la
subportadora en M bits a la velocidad f_{s} proporcionada por el
oscilador de código NCO 5. El generador de códigos E5bQ 21 genera
chips de código E5bQ (0 ó 1) a la velocidad f_{c} proporcionada
por el oscilador de código NCO 5. El detector de fase PRN traduce
los chips de código (0 ó 1) en un ángulo de rotación de fase
0 ó \pi.
0 ó \pi.
Las señales de salida respectivas del generador
de fase de subportadora y del detector de fase PRN se suman en un
adicionador 23, siendo la señal de salida del adicionador una señal
desfasada (número real codificado en M bits) que controla una línea
de retraso multi-bit 24 con tres células E, P, L,
que producen réplicas de inicio, inmediatas y de retardo
respectivamente de los códigos PRN recibidos, que se aplican como
desfases a los rotadores de fase 25, 26, 27 respectos.
Las señales de correlación C_{E5b,-1},
C_{E5b,0} y C_{E5b,1} suministradas por los integradores 28,
29, 30 se emplean entonces como entrada a los discriminadores que
son sensibles a desalineaciones de fase de código y de portadora,
empleándose para controlar los osciladores 4, 5.
El canal demodulador de la Figura 5 presenta dos
importantes diferencias con respecto a un canal de demodulación
AltBOC tradicional como el que se muestra en la Figura 1:
- -
- la entrada a la a la línea de retraso 7 es un desfase en forma de señal de valores reales;
- -
- la multiplicación con el chip antes de la integración se sustituye por una rotación de fase.
Aunque el número contadores necesario para esta
arquitectura es menor que el de la arquitectura estándar de la
Figura 1, aún es grande si se compara con la línea tradicional de
retraso ancha de 1 bit.
La arquitectura descrita en referencia a la
Figura 5 se puede mejorar en gran medida teniendo en cuenta que
todos los rotadores E, P y L 25, 26, 27 rotan con la misma
frecuencia, aunque con una diferencia de fase fija. Es decir,
cuando el rotador P 26 aplica un desfase de
-\omega_{s}t-\pi/2, el rotador E 25 aplica un
desfase de
-\omega_{s}(t+dT_{c}/2)-\pi/2 y el
rotador L 27 de
-\omega_{s}(t+dT_{c}/2)-\pi/2,
siendo d la separación inicial-retardo en unidades
de chip y T_{c} es la duración del chip. Esta diferencia de fase
constante de \pm\omega_{s}dT_{c}/2 se puede extraer de la
integral y llevarse a cabo a velocidad lenta después de la
correlación (después de la integración).
\newpage
Esto lleva a la arquitectura optimizada que se
presenta en la Figura 6. En comparación con la arquitectura de la
Figura 5:
- -
- cada uno de los tres rotadores 25, 26, 27 se sustituye por un multiplicador de señal correspondiente 33, 34, 35,
- -
- se inserta un rotador de subportadora E5bQ 31 entre la salida del rotador de portadora 3 y las entradas correspondientes de los multiplicadores de señal 33, 34, 35, y realiza una rotación de fase de e^{-i(\omega_{s}t+\pi/2)},
- -
- la línea de retraso multi-bit 24 se sustituye por una línea de retraso de código ancha de un bit 32 (eliminándose el detector de fase PRN) y se controla directamente mediante el generador de códigos E5b 21 y
- -
- se insertan dos multiplicadores de señal 36, 37, con e^{-i\alpha} y e^{i\alpha} respectivamente en la salida de los integradores E y L, 28 y 30.
Los dos multiplicadores de señal 36, 37
pertenecen a una etapa de post-correlación de baja
velocidad (después de la integración), mientras que la otra parte
de esta arquitectura pertenece a una etapa de
pre-correlación de alta velocidad.
Con esta arquitectura, el único bloque adicional
con respecto a un demodulador BPSK tradicional es el rotador de
subportadora 31, cuya fase se controla mediante un oscilador de
código NCO 5. Esta arquitectura es matemáticamente equivalente a la
arquitectura de la Figura 5 cuando \alpha se ajusta a
\omega_{s}dT_{c}/2. Sin embargo, se pueden elegir otros
valores de \alpha para obtener prácticamente cualquier otro
desfase entre las réplicas de inicio y retardo.
Por motivos de claridad, las arquitecturas de
demodulador AltBOC descritas con referencia a las Figuras 5 y 6
sólo muestran tres correlacionadores complejos (de inicio, puntuales
y de retardo). En realidad, la detección del seguimiento de los
colóbulos puede requerir como mínimo otros dos correlacionadores
(muy avanzados y muy retardados), aunque esto es una extensión
directa de la estructura.
Así, la arquitectura que se representa en las
Figuras 5 ó 6 puede extenderse a cualquier número de
correlacionadores. Por ejemplo, pueden emplearse n
correlacionadores de inicio y m de retardo, alimentándose cada uno
de una célula correspondiente de una línea de retraso. C_{E5b,0}
corresponde a la correlación inmediata. Normalmente, los
correlacionadores de inicio y de retardo se calculan con un retraso
de una célula con respecto a la correlación inmediata, es decir se
corresponden con C_{E5b,1} y C_{E5b,-1} respectivamente. Sin
embargo, se pueden ajustar a cualquier otro retraso. Una aplicación
típica de correlaciones adicionales es la detección de seguimiento
de picos secundarios.
Las Figuras 5 y 6 ilustran la arquitectura de un
canal individual. En el receptor AltBOC, dos de estos canales para
la señal E5 (uno para E5a y uno para E5b) se colocan juntos y se
suman las correlaciones para producir una señal de correlación
AltBOC. Tal canal combinado derivado de la arquitectura de la Figura
6 se representa en la Figura 7.
En la Figura 7, la arquitectura comprende una
fase RF/IF común 2, un rotador de portadora 3, una portadora NCO 4
y un código NCO 5.
Cada canal E5a, E5b comprende un rotador de fase
de subportadora 31a, 31b, un generador de códigos E5a/E5b 21a, 21b
que alimenta la línea de retraso correspondiente 32a, 32b, tres
correlacionadores correspondientes E, P, L, incluyendo cada uno un
multiplicador de señal 33a, 34a, 35a, 33b, 34b, 35b y un integrador
28a, 29b, 30a, 28b, 29b, 30b. Las ramas de inicio y retardo de cada
canal E5a, E5b además comprenden dos multiplicadores de señal
correspondientes 36a, 37a, 36b, 37b por un factor igual a
e^{-i\alpha} y e^{i\alpha} respectivamente. El rotador de fase
de subportadora 31b ejecuta una rotación de fase de
e^{-i(\omega_{s}t+\pi/2}, mientras que el rotador de fase de
suportadora 31a ejecuta una rotación de fase de
e^{i(\omega_{s}t+\pi/2}.
El canal E5a además comprende un multiplicador
de señal adicional 41a por un factor igual a -1 insertado entre el
código NCO 5 y el rotador de subportadora E5aQ 31a. Las salidas de
los dos canales se suman mediante tres adicionadores 42, 43, 44,
emitiendo las señales de correlación correspondientes C_{E5,1}
C_{E5,0} y C_{E5,-1}.
Profundizando en las fórmulas (4) y (5), se
puede deducir que las correlaciones C_{E5b,k} y C_{E5a,k}
vienen dadas de la siguiente manera:
donde
\alpha=\omega_{s}dT_{c}/2=2\pif_{s}dT_{c}/2. La
separación inicio-retardo d viene determinada por
la frecuencia de sincronización de la línea de retraso 32.
Normalmente, d oscila entre 0,1 y
1.
Para el seguimiento, el receptor utiliza las
correlaciones C_{E5,k} a fin de construir discriminadores de
códigos y de fase de portadora cuya salida sea proporcional al error
de seguimiento de código y de fase de portadora
respectivamente.
La cantidad de base empleada en el discriminador
PLL es la correlación puntual C_{E5,0}. La cantidad básica
empleada en el discriminador DLL es la diferencia entre las
correlaciones de Inicio y Retraso, también denominada correlación
inicio minus retardo e indicada como C_{E5,EmL}. Esta diferencia
es:
En el caso especial de d = 1/(2f_{s}T_{c}) =
1/(2x15,345/10,23) = 1/3, \alpha es igual a \pi/2 y se puede
demostrar que C_{E5,EmL} es proporcional a i(C_{E5a,0} -
C_{E5b,0}) para errores de seguimiento \tau pequeños. Este
hecho conduce a una reducción espectacular de la complejidad de los
canales, ya que sólo hay que calcular las correlaciones puntuales
(C_{E5a,0} y C_{E5b,0}) necesarias para computar tanto el
seguimiento de códigos como de la portadora.
Esta propiedad se puede demostrar rehaciendo la
expresión para C_{E5,EmL} de la siguiente manera, teniendo en
cuenta que \alpha = \pi/2. Cuando se insertan las fórmulas (8) a
(13) en la fórmula (14), tenemos:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
\newpage
Por otro lado, para errores de seguimiento
pequeños (\tau <<1), i(C_{E5a,0} - C_{E5b,0}) es
simplemente:
Esta relación demuestra que C_{E5,EmL} es
proporcional a i(C_{E5a,0} - C_{E5b,0}). El factor
(2-d) es irrelevante ya que es simplemente un
factor de amplificación compensado para la normalización del
discriminador.
Esto lleva a una arquitectura como la que se
representa en la Figura 8, que es equivalente a la de la Figura 7
para el caso d = 1/3, aunque mucho mas simple.
Con respecto a la arquitectura de las Figuras 6
y 7, esta arquitectura no comprende líneas de retraso de código
32a, 32b y tiene un único correlacionador para cada código E5a y
E5b. Cada correlacionador comprende un único multiplicador de señal
51a, 51b que recibe la salida del rotador de subportadora
correspondiente E5a y E5b 31a, 31b y los códigos desde el generador
de códigos E5a y E5b correspondiente 21a, 21b y un único integrador
52a, 52b. Las señales de salida C_{E5a,0} y C_{E5b,0} de los
integradores 52a, 52b se aplican a un adicionador 63 para obtener
la señal de correlación puntual C_{E5,0} y a un comparador 64 y un
multiplicador por i 65 para obtener la señal de correlación inicio
minus retardo C_{E5,EmL} =i(C_{E5a,0} - C_{E5b,0}).
Se puede observar que esta última arquitectura
es extremadamente simple, ya que sólo se necesita un único
correlacionador por canal. Sorprendentemente, esto nos lleva a la
conclusión de que el demodulador AltBOC puede ser implementado de
manera muy efectiente en términos de contadores, a pesar de su
aparente complejidad.
Esta última arquitectura demuestra que puede
hacerse el seguimiento de la señal AltBOC sin ningún correlador de
inicio o de retardo. Este sorprendente resultado puede entenderse de
manera intuitiva dibujando otro diagrama de Fresnel, tal como en la
Figura 9. Como ha se ha demostrado anteriormente, el desalineamiento
de código \tau es proporcional al ángulo \varphi entre los
vectores de correlación C_{E5a,0} y C_{E5b,0}: \varphi =
2\omega_{s}\tau. También se puede ver en el diagrama que el
vector i(C_{E5a,0} - C_{E5b,0}), señalado como
"E-L corr" en el diagrama, obtenido mediante
sustracción del vector C_{E5b,0} y del vector C_{E5a,0}, y por
rotación del vector resultante 90 grados, es real, y tiene una
amplitud proporcional al ángulo \varphi. Esta es la razón
fundamental por la cual el seguimiento del código AltBOC no necesita
réplicas de código de inicio y retardo: el desalineamiento de
código puede ser calculado únicamente a partir de los correladores
exactos.
La Figura 10 representa un receptor que
comprende el demodulador AltBOC de la Figura 8 y PLL
(Phase-Lock Loop) y DLL (Delay-Lock
Loop) que controlan respectivamente la portadora NCO 4 y el Código
NCO 5. El PLL comprende un discriminador 71 cuya salida P es
filtrada por un filtro PLL 72 antes de ser aplicada a una entrada
del control de la portadora NCO 4. El discriminador PLL 71 es el
discriminador arcotan, que consiste en calcular el ángulo del
número complejo C_{E5a,0}:
El DLL comprende un discriminador DLL que recibe
la señal de correlación C_{E5a,EmL} y un filtro DLL 76 conectado
a una entrada de control del código NCO 5. El discriminador DLL es
del tipo discriminador de potencia de producto escalar, que calcula
la señal D = Real(C_{E5a,EmL \cdot}C*_{E5,0}). De este
modo, el discriminador DLL comprende una función conjugada compleja
73 a la que se aplica la señal C_{E5,0} y un multiplicador de
señal 74 para multiplicar las señales proporcionadas por el
multiplicador por i 65 y la función conjugada compleja 73. La señal
D se obtiene después mediante una función 75, restando la parte real
de la señal compleja enviada por el multiplicador de señal 74.
Después de algunas manipulaciones algebraicas,
puede derivarse una arquitectura simplificada como la que se
representa en la Figura 11 a partir de la arquitectura de la Figura
10, que necesita menos operaciones para calcular el mismo
discriminador DLL. Según el discriminador de la Figura 10:
Así, en la Figura 11, el discriminador DLL
comprende una función conjugada compleja 81 a la que se aplica la
señal de correlación C_{E5a,0} y un multiplicador de señal 82 para
multiplicar la señal proporcionada por la función conjugada
compleja y la señal de correlación C_{E5b,0}. La señal D se
obtiene después mediante una función Imag() 83, restando la parte
imaginaria de la señal compleja enviada por el multiplicador de
señal 82.
Otra modificación de la arquitectura de la
Figura 11 sería la sustitución del operador Imag() por un operador
Ángulo() (es decir, un bloque que proporciona la misma funcionalidad
que el discriminador arcotan 71).
La arquitectura de la Figura 11 se puede
optimizar además como se muestra en la Figura 12, teniendo en cuenta
que la rotación de fase en el rotador de portadora 3 seguida por la
rotación de fase en los rotadores de subportadora 31a, 31b se
pueden combinar en una única fase de rotación mediante una fase
correspondiente a la suma de las fases de la portadora y la
subportadora.
Así, en la Figura 12, el rotador de portadora 3,
los dos rotadores de subportadora 31a, 31b y el multiplicador 41a
de la Figura 11 se sustituyen por dos rotadores de fase 92a y 92b
(uno para cada canal E5a y E5b) que reciben la señal transformada
de RF a IF de la etapa RF/IF 2. Además, la fase de subportadora que
proporciona el código NCO 4 se suma con un adicionador 93a a la
fase que proporciona la portadora NCO 3 y se resta de ésta mediante
un adicionador 93b, aplicándose los resultados de la adición a los
rotores de fase 92a, 92b respectivamente de los canales E5a y
E5b.
La arquitectura que se muestra en la Figura 13
puede derivarse de la arquitectura anterior, sustituyendo el Código
NCO por un NCO más simple 95 que suministra únicamente la velocidad
de bits redundantes f_{c} y un multiplicador de frecuencia 96 por
1,5 aplicado a la velocidad de bits redundantes f_{c}, de forma
que se obtiene la frecuencia subportadora f_{s}, que se aplica
como una entrada a los adicionadores 93a, 93b. Esto requiere
duplicar la portadora NCO 4, una para cada canal E5a, E5b. La
frecuencia portadora seguida por el PLL se aplica a los
adicionadores 93a, 93b, cuyas salidas correspondientes dirigen la
portadora NCO 91a, 91b de los dos canales E5a, E5b, a fin de seguir
las frecuencias combinadas correspondientes portadora + subportadora
de los dos canales E5a, E5b.
En esta arquitectura, las etapas de
pre-correlación de alta velocidad de los canales E5a
y E5b permanecen idénticas. Ambas comprenden un rotador de fase
92a, 92b, dos NCO 91a, 91b, un generador de códigos 21a, 21b y un
correlacionador. Además, si se duplica el código NCO para tener un
NCO por canal, cada una de las etapas de
pre-correlación de alta velocidad de los canales E5a
y E5b es idéntica a un canal tradicional BPSK (Binary
Phase-Shift Keying), que ofrece grandes beneficios
en el diseño de un receptor AltBOC/BPSK combinado.
Naturalmente, las optimizaciones realizadas en
la arquitectura de las Figuras 12 y 13 se pueden aplicar también a
las arquitecturas de las Figuras 5, 6 o 7.
Claims (11)
1. Método para demodular señales portadoras de
desplazamiento binario alterno que comprende como mínimo dos
subportadoras (E5a, E5b) teniendo cada una un componente en fase y
un componente en cuadratura modulados mediante códigos
seudoaleatorios, estando modulados los componentes en cuadratura
mediante señales piloto sin datos y estando modulados los
componentes en fase mediante señales de datos, comprendiendo dicho
método las etapas de:
transformar las señales portadoras de
desplazamiento binario alterno en una frecuencia intermedia, filtrar
mediante un filtro de paso banda las señales transformadas y
muestrear las señales filtradas,
generar una fase de portadora y una rotación de
fase de portadora de las señales muestreadas mediante dicha fase de
portadora, y
correlacionar las señales muestreadas
rotadas,
caracterizado porque además comprende las
etapas de generar para cada subportadora (E5a, E5b) códigos binarios
seudoaleatorios y una fase subportadora, que se emplean para
correlacionar las señales muestreadas rotadas.
2. Método según la reivindicación 1, que además
comprende una etapa de traducir dichos códigos binarios
seudoaleatorios de dichas subportadoras en ángulos de fase, los
cuales se combinan respectivamente con las fases de subportadora
para obtener ángulos de fase resultantes para cada subportadora,
dichos ángulos de fase resultantes están desfasados para obtener
como mínimo un ángulo de de fase de inicio, un ángulo de fase
inmediato y como mínimo un ángulo de fase de retardo para cada
subportadora, comprendiendo dicha etapa de correlación las fases de
rotar de fase dichas señales muestreadas rotadas mediante dichos
ángulos de fase de inicio, inmediato y de retardo de cada
subportadora, para obtener réplicas de inicio, inmediatas y de
retardo de dichas señales muestreadas para cada subportadora, y de
integrar respectivamente las réplicas de inicio, inmediatas y de
retardo para cada subportadora durante un periodo de tiempo
predefinido.
3. Método según la reivindicación 1, que además
comprende una etapa de rotación de fase de dichas señales muestradas
rotadas por dichas fases de subportadora a fin de obtener señales
muestreadas rotadas de fase para cada subportadora (E5a, E5b) antes
de correlacionar dichas señales muestreadas rotadas.
4. Método según la reivindicación 3, que además
comprende una etapa de desplazamiento binario de dichos códigos
seudoaleatorios para obtener como mínimo un código seudoaleatorio de
inicio, inmediato y al menos un código seudoaleatorio de retardo,
comprendiendo dicha etapa de correlación las fases de combinar
dichas señales muestreadas rotadas de fase para cada subportadora
con dichos códigos seudoaleatorios de inicio, inmediato y de
retardo, y de integrar las señales resultantes durante un periodo
de tiempo predefinido, a fin de obtener señales de correlación de
inicio, inmediatas y de retardo
(C_{E5a,-1};C_{E5a,0};C_{E5a,1};C_{E5b,-1};
C_{E5b,0};C_{E5b,1}) para cada subportadora (E5a, E5b),
comprendiendo además dicho método una etapa de
post-correlación a baja velocidad que comprende las
etapas de rotación de fase de las señales de correlación de inicio y
retardo de cada subportadora respectivamente mediante ángulos de
fase constantes opuestos (i\alpha, i\alpha) y sumar
respectivamente las señales de correlación de inicio así obtenidas
de dichas subportadoras, las señales de correlación inmediatas de
dichas subportadoras y las señales de correlación de retardo así
obtenidas de dichas subportadoras, a fin de obtener respectivamente
las señales de correlación de inicio, inmediatas y de retardo
resultantes (C_{E5,-1};C_{E5,0};C_{E5,1}).
5. Método según la reivindicación 3, que además
comprende una etapa de determinar una frecuencia portadora y
subportadora combinada para cada subportadora, combinándose las
etapas de rotación de fase con dichas fases de portadora y dichas
fases de subportadora en una sola etapa de rotación de fase para
cada subportadora empleando dichas frecuencias portadoras y
subportadoras combinadas.
6. Método según las reivindicaciones 3 ó 5,
caracterizado porque dicha etapa de correlación comprende las
fases de combinar dichas señales muestreadas rotadas de fase para
cada subportadora (E5a, E5b) respectivamente con los códigos
seudoaleatorios de dicha subportadora y de integrar durante un
periodo de tiempo predeterminado las señales resultantes a fin de
obtener una señal de correlación (C_{E5a,0};C_{E5b,0}) para cada
subportadora.
7. Método según la reivindicación 6, que además
comprende una etapa de post-correlación de baja
velocidad que comprende las etapas de combinar las señales de
correlación (C_{E5a,0};C_{E5b,0}) para dichas subportadoras
(E5a, E5b) a fin de obtener una señal de correlación inmediata
(C_{E5,0}) empleada como una entrada de una discriminación PLL
que dirige un oscilador (4) que controla dicha etapa de rotación de
portadora y una señal de correlación inicio minus retardo
(C_{E5,EmL}) empleada como entrada de una discriminación DLL que
dirige un oscilador (5) que controla dicha generación de código y
dicha generación de fase subportadora.
8. Método según la reivindicación 7,
caracterizado porque la señal de correlación inicio minus
retardo (C_{E5,EmL}) se obtiene a partir de las señales de
correlación (C_{E5a,0};C_{E5b,0}) para dichas subportadoras
(E5a, E5b) mediante la siguiente fórmula:
donde C_{E5,EmL} es la señal de
correlación inicio minus retardo y C_{E5a,0};C_{E5b,0} son las
señales de correlación para dichas
subportadoras.
9. Método según cualquiera de las
reivindicaciones 7 a 8, caracterizado porque la
discriminación DLL es del tipo discriminación de potencia de
producto escalar y realiza la siguiente operación:
donde C_{E5,EmL} es la señal de
correlación inicio minus menos retardo, C_{E5a,0} es la señal de
correlación inmediata y Real ()
es una función que devuelve la parte real de un número complejo, empleándose la señal D para dirigir el oscilador (5) que controla dicha generación de códigos y dicha generación de fases de subportadora.
es una función que devuelve la parte real de un número complejo, empleándose la señal D para dirigir el oscilador (5) que controla dicha generación de códigos y dicha generación de fases de subportadora.
10. Método según cualquiera de las
reivindicaciones 7 a 8, caracterizado porque la
discriminación DLL realiza la siguiente operación:
donde C_{E5a,0,} C_{E5b,0} son
las señales de correlación para dichas subportadoras e Imag() es una
función que devuelve la parte imaginaria de un número
complejo.
11. Dispositivo de demodulación de señales
portadoras de desplazamiento binario alterno que comprende como
mínimo dos subportadoras (E5a, E5b) teniendo cada una un componente
en fase y un componente en cuadratura modulados mediante códigos
seudoaleatorios, los componentes en cuadratura están modulados
mediante señales piloto sin datos y los componentes en fase están
modulados mediante señales de datos, caracterizado porque
comprende medios para implementar el método según cualquiera de las
reivindicaciones 1 a 10.
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