CN101053228A - 用于解调伽利略交替二进制偏移载波(AltBOC)信号的方法和装置 - Google Patents

Abstract

一种用于解调交替二进制偏移载波信号的方法，包含至少两个各具有由伪随机码调制的同相和正交分量的副载波(E5a，E5b)，所述正交分量(E5aQ，E5bQ)由无数据导频信号调制，所述同相分量(E5aI，E5bI)由数据信号调制，上述方法包含如下步骤：将交替二进制偏移载波信号转换为中频信号；带通过滤所转换的信号且采样所过滤的信号；产生一载波相位且载波通过上述载波相位对采样信号进行相位旋转；相关旋转采样信号；及产生被用于相关旋转采样信号的各副载波(E5a，E5b)的伪随机二进制码和副载波相位。

Description

用于解调伽利略交替二进制偏移载波(AltBOC)信号的方法和装置

技术领域

本发明一般涉及全球导航卫星***(Global navigation satellite system，以下简称GNSS)，特别是涉及处理伽利略交替二进制偏移载波(Galileoalternate binary offset carrier，以下简称AltBOC)卫星信号的接收器。

背景技术

诸如伽利略接收器的全球导航卫星***(GNSS)接收器，根据从沿轨道运行的GNSS卫星接收到的信号来确定其全球定位。GNSS卫星至少利用一个载波来发送信号，各个载波至少被二进制伪随机(Pseudorandom，以下简称PRN)码调制，所述二进制PRN码由周期重复的1和0的表面随机序列组成。PRN码中的1和0被称为“码元”，并且在“码元周期”发生的，代码从1到0或从0到1的转换被称为“码元转换”。各个GNSS卫星使用独有的PRN码，因此，GNSS接收器可以通过确定信号里包含了哪种PRN码来将接收到的信号与特定的卫星联系起来。

GNSS接收器计算卫星发出信号的时间与接收器接收信号的时间之间的时间差。接收器接着根据相关的时间差计算其与卫星的距离，或“伪距离”。接收器利用与至少四个卫星的伪距离，来确定其全球定位。

为了确定时间差，GNSS接收器通过对准各码中的码元使本地产生的PRN电码与接收到的信号中的PRN码同步。GNSS接收器接着按时确定本地产生的PRN码与卫星PRN码发送信号时的已知时间偏移了多少，且计算相关的伪距离。GNSS接收器对本地产生的PRN电码与接收到信号中的PRN电码对准得越接近，GNSS接收器确定相关的时间差及伪距离，进而其全球定位就越精确。

码同步操作包括卫星PRN码的获取和跟踪码。为了获取PRN码，GNSS接收器通常进行一系列在时间上由码元分隔开的相关测量。获取之后，GNSS接收器跟踪所接收的码。其通常进行“早晚差”的相关测量，即，测量(i)所接收信号的PRN码和本地产生PRN码的早版本之间相关联的相关测量，与(ii)所接收信号的PRN码和本地产生PRN码的晚版本之间相关联的相关测量之间的差。然后GNSS接收器将早晚差的测量结果应用在延迟锁定回路(Delay Lock Loop，以下简称DLL)中，该延迟锁定回路产生与本地和所接收PRN码之间的失准成比例的误差信号。所述误差信号接下来被用于控制PRN码发生器，所述PRN码发生器实质性地移位本地PRN码以最小化DLL的误差信号。

GNSS接收器通常还利用与本地PRN码的准时版本的相关测量来对准卫星载波和本地载波。接收器利用载波跟踪锁相环(Phase Lock Loop，以下简称PLL)来完成此对准。

欧洲委员会和欧洲航天局(European Space Agency，以下简称ESA)正在开发一种被称为伽利略的GNSS。伽利略卫星将运用AltBOC调制，在E5a波段(1176.45MHz)发送两个信号和在E5b波段(1207.14MHz)发送两个信号，作为以1191.795MHz为中心频率和至少70MHz带宽的复合信号。欧洲委员会伽利略信号工作组“伽利略频率和信号设计的现状”，G·W·黑恩，J·郭德，J·L·伊斯勒，J·C·马丁，P·艾哈德，R·卢卡斯-罗德里格斯和T·皮拉特，于2002年09月25日发表在地址为：http://europa.eu.int/comm/dgs/energy_transport/galileo/documents/technical_e n.htm上的文件中描述了AltBOC信号的产生。与GPS卫星类似，伽利略卫星各自发送独有的PRN码，因此伽利略接收器能够把接收到的信号与特定的卫星联系起来。由此，伽利略接收器根据卫星发送信号的时间与随后接收器接收AltBOC信号的时间之间的差来确定各伪距离。

标准的线性偏移载波(Linear Offset Carrier，以下简称LOC)通过正弦波sin(ω₀t)来调制时域信号，该正弦波sin(ω₀t)将信号频率偏移至上边带和相应的下边带。BOC调制利用方波或sign(sin(ω₀t))完成频率偏移，且一般被表示为BOC(f_s，f_c)，其中f_s是副载波(方波)频率，f_c是扩频码的切分率。为了清晰，表达式里通常省略因子1.023MHz，从而BOC(15.345MHz，10.23MHz)调制表示为BOC(15，10)。

由复指数e^jω0t对时域信号进行的调制将信号频率仅偏移至上边带。AltBOC调制的目的是以相干方式产生分别由复指数调制的E5a和E5b波段，或副载波，因而信号能被当作宽频带“类BOC信号”而被接受。E5a和E5b波段各具有相关联的同相(I)和正交(Q)扩频，或PRN码，且E5a码偏移至下边带，E5b码偏移至上边带。各E5a和E5b正交载波由无数据导频信号调制，且各同相载波由PRC码和数据信号调制。

AltBOC调制为E5a(I和Q)和E5b(I和Q)信号能被当作传统的BPSK(10)(二进制相移键控)信号单独或一起处理提供了条件，在跟踪噪声和多路径方面将产生巨大的性能。

对于AltBOC调制解调原理的推导，通过AltLOC(交替线性偏移载波)对应部分就足够于近似AltBOC基带信号：

$s\left(t\right)=d_1\left(t\right)\·c_1\left(t\right)\·e^{j{\mathrm{\ω}}_{s}t}+d_2\left(t\right)\·c_2\left(t\right)\·e^{-j{\mathrm{\ω}}_{s}t}$

$+c_3\left(t\right)\·e^{j({\mathrm{\ω}}_{s}t+\mathrm{\π}/2)}+c_4\left(t\right)\·e^{-j({\mathrm{\ω}}_{s}t-\mathrm{\π}/2)}---\left(1\right)$

其中：

-c₁(t)是E5b-数据分量(E5bI)的PRN码，d₁(t)是相应的位调制；

-c₂(t)是E5a-数据分量(E5aI)的PRN码，d₂(t)是相应的位调制；

-c₃(t)是E5b-导频分量(E5bQ)的PRN码；

-c₄(t)是E5a-导频分量(E5aQ)的PRN码；

-指数因子表示E5a和E5b的副载波调制；

-ω_s是边带偏移角频率：ω_s＝2πf_s，其中f_s＝15.345MHz。

实际上，s(t)包括附加的乘积项，副载波指数是量化的。为了清楚起见，这部分效果没明确包含的方程内。s(t)被调制于1191.795MHz的E5载波。

先前公开出版物大部分从卫星的有效负载方面，即从发射器视角方面，来介绍AltBOC。目前接收器方面的处理还没受到太多的关注。

出版物“伽利略E5-波段中交选择替-BOC，复合-LOC和复合-BOC调制的AWGN码跟踪精度的比较”，M·索尔纳和Ph·艾尔哈德，GNSS2003，2003年4月，公开了用于跟踪AltBOC导频分量的AltBOC接收器的结构原理，如图1所示。

图1中，AltBOC接收器在天线1上接收包含通过可见的所有卫星发送的AltBOC复合码。把所接收到的信号被提供至RF/IF阶段2，以传统的方式将接收到的信号RF转换为具有与接收器的其它分量相兼容的频率的中频IF信号，通过在期望中心载波频率处具有带通的IF带通虑波器来过滤IF信号，以满足尼奎斯特定理的速率对已过滤的IF信号进行采样，以众所周知的方法产生相应的数字同相(I)和正交(Q)信号样本。滤波器的带宽应足够宽以允许AltBOC复合导频码的主谐波或约51MHz通过。宽的带宽导致了所接收码里相应尖锐的码偏移，因此，很好地限定了相关峰。

AltBOC接收器包含一本地载波振荡器4，如NCO型(数字控制振荡器)，与IF频率同步以产生M位相位旋转角，该相位旋转角被提供至用于接收N位IF信号样本的相位旋转器3。由相位旋转器传送的N位相位旋转信号样本被提供至三个复合相关器，各包含信号乘法器10，11，12和积分器13，14，15。积分器将在预定的积分时间T_int内接收到的信号样本进行求和。

AltBOC接收器还包含另一与码切分率f_c同步的NCO型的本地振荡器5，其用于驱动为所指定卫星本地产生复合PRN导频码的复合AltBOC码发生器6。所产生的导频码通过多位延迟线7，该多位延迟线7包含三个元件E，P，L分别产生分别被提供至乘法器10，11，12的输入的本地PRN码的早、准时和晚复制。

由积分器13，14，15传送的C_E，C_P和C_L信号，然后被用于产生以驱动NCO振荡器4，5的载波相位和码误差信号。

AltBOC码发生器6呈现出复合和多位方法的缺陷。即，其产生以下形式的Alt-LOC基带信号的量化版本(假设只跟踪导频分量)：

$c_3\left(t\right)\·e^{-j({\mathrm{\ω}}_{s}t+\mathrm{\π}/2)}+c_4\left(t\right)\·e^{j({\mathrm{\ω}}_{s}t-\mathrm{\π}/2)}---\left(2\right)$

这种复合基带信号的产生很繁琐。图1所示的结构也包括所有工作在复合多位元件上的算子(延迟线，乘法器和积分器)。

发明内容

本发明的目的是为解调伽利略信号提供一种简单的方法和装置。

本目的是通过解调交替二进制偏移载波信号的方法来实现的，其包含至少两个副载波各具有由伪随机码调制的同相和正交分量，所述正交分量由无数据导频信号调制，所述同相分量由数据信号调制，上述方法包括步骤：

将交替二进制偏移载波信号转换为中频，带通过滤所转换的信号且采样所过滤的信号；

产生一载波相位且载波通过上述载波相位对采样信号进行相位旋转；及

相关旋转采样信号。

根据本发明，本方法还包括如下步骤：产生被用于相关旋转采样信号的各副载波的伪随机二进制码和副载波相位。

根据本发明一优选实施例，本方法还包括如下步骤：将上述副载波的上述伪随机码转化为相位角，该相位角分别与副载波相位组合以获得各副载波合成的相位角，上述合成的相位角被相移以得到副载波的至少一早、准时和至少一晚相位角，上述相关步骤包含步骤，通过各载波的上述早、准时和晚相位角对所述旋转的采样信号进行相位旋转，及在预定时间内分别积分各副载波的早、准时和晚复制。

根据本发明一优选实施例，本方法还包括如下步骤：通过上述副载波相位对上述旋转采样信号进行相位旋转，以在相关上述旋转采样信号之前，获得各副载波的相位旋转采样信号。

根据本发明一优选实施例，本方法还包括如下步骤：位移上述伪随机码以得到至少一早、准时和至少一晚伪随机码，上述相关步骤包含步骤，将各副载波的上述相位旋转采样信号与上述早、准时和晚伪随机码组合起来，且在预定时间内积分所得到的信号，以获得各副载波的早、准时和晚相关信号，上述方法还包括低速率后-相关相位包括如下步骤：用固定的反相角分别对各副载波早和晚相关信号进行相位旋转，分别加上由此得到的上述副载波的早相关信号，上述副载波的准时相关信号和由此得到的上述副载波晚相关信号，以分别得到合成的早、准时和晚相关信号。

根据本发明一优选实施例，本方法还包括如下步骤：确定各副载波组合的载波和副载波频率，将由上述载波相位和上述副载波相位进行相位旋转的步骤组合成单一相位旋转的步骤以使上述各副载波应用上述合成的载波和副载波频率。

根据本发明一优选实施例，上述相关步骤包括如下步骤：将各副载波的上述相位旋转采样信号分别与上述副载波的伪随机码组合，在预定时间内积分所得的信号以获得各副载波相关信号。

根据本发明一优选实施例，本方法还包括低速率后-相关相位，包括如下步骤：组合上述副载波的相关信号，以得到准时相关信号，所述准时相关信号被用作PLL鉴别的输入，所述PLL鉴别驱动振荡器，所述振荡器控制上述载波旋转步骤，和早晚差相关信号，所述早晚差相关信号被作为DLL鉴别的输入，所述DLL鉴别驱动振荡器，所述振荡器控制上述码发生器和上述副载波相位发生器。

根据本发明一优选实施例，早晚差相关信号是由上述副载波E5a，E5b的相关信号通过下式得到：

C_E5，EmL＝j(C_E5a，0-C_E5b，0)。

根据本发明一优选实施例，DLL鉴别是点乘积型功率鉴别且进行下面的操作：

$D=\mathrm{Real}[C_{E5,\mathrm{EmL}}\·C_{E\mathrm{5,0}}^{*}],$

其中Real()是获取复数实部的函数，

信号D被用于驱动控制上述码发生器和上述副载波相位发生器的振荡器。

根据本发明一优选实施例，DLL鉴别进行以下操作：

C_E5，EmL＝j(C_E5a，0-C_E5b，0)，

其中Imag()是获取复数虚部的函数。

本发明也涉及一种用于解调交替二进制偏移载波信号的装置，包括至少两个各具有由伪随机码调制的同相和正交分量的副载波，该正交分量由无数据导频信号调制，该同相分量由数据信号调制。根据本发明，本装置包含实现上文所述方法的装置。

附图说明

通过结合附图阅读下文的描述，本发明将更清晰明了且本发明的其它特征和优点将显而易见。

图1是根据公知技术的AltBOC解调器信道的原理框图；

图2表示解调AltBOC信号各分量的单一分量相关函数的曲线图；

图3是E5aQ和E5bQ单一分量相关函数的菲湿耳图；

图4表示组合E5aQ和E5bQ单一分量相关函数的组合相关峰函数的曲线图；

图5是根据本发明第一实施例的AltBOC解调器信道的原理框图；

图6是根据本发明第二实施例的AltBOC解调器信道的原理框图；

图7是图6中具有两信道的AltBOC解调器的原理框图；

图8是根据本发明第三实施例的AltBOC解调器两信道的原理框图；

图9是由图9中的AltBOC解调器获得的E5aQ和E5bQ单一分量相关函数的菲湿耳图；

图10是包含图8AltBOC解调器的接收器的第一实施例的原理框图；

图11是包含图8AltBOC解调器的接收器的第二实施例的原理框图；

图12和13是源于图11接收器的AltBOC接收器的第三和第四实施例的原理框图。

具体实施方式

现在详细说明本发明的主要特性。根据AltBOC解调原理，导频信道是由E5aQ和E5bQ信号组合而形成。AltBOC导频信号由c3和c4分量组成的：

$s_P\left(t\right)=c_3\left(t\right)\·e^{j({\mathrm{\ω}}_{s}t+\mathrm{\π}/2)}+c_4\left(t\right)\·e^{-j({\mathrm{\ω}}_{s}t-\mathrm{\π}/2)}---\left(3\right)$

其中ω_s是边带偏移角频率：ω_s＝2πf_s，with f_s＝15.345MHz。

原则上，通过s_P(t)与码元序列，c_i-序列，乘以相应副载波指数的复共轭相关，各分量能被解调，例如，跟踪c₃(t)分量，接收器必须与c₃(t)·e^{-j(ωst+π/2)}相关。相应的相关函数C_E5bQ(τ)可以容易推导出来(假设带宽无穷大)

$C_{E5\mathrm{bQ}}\left(\mathrm{\τ}\right)=\underset{T_{\mathrm{int}}}{\∫}{c}_3\left(t\right)\·e^{j({\mathrm{\ω}}_{s}t+\frac{\mathrm{\π}}{2})}\·c_3(t-\mathrm{\τ})\·e^{-j({\mathrm{\ω}}_s(t-\mathrm{\τ})+\frac{\mathrm{\π}}{2})}\mathrm{dt}$

$\∝\mathrm{triangle}\left(\mathrm{\τ}\right)\·e^{j{\mathrm{\ω}}_s\mathrm{\τ}}---\left(4\right)$

其中：

符号″∝″表示“与......成比例”

τ是引入信号和本地码和副载波复制之间的时间延迟量；

T_int是积分时间；及

T_c是以时间为单位的码元长。

作为码跟踪误差函数信号C_E5bQ(τ)的变化如图2所示。曲线17和18分别表示该函数的实部(I)和虚部(Q)，这里曲线16表示其两者的最大值。可以看出这是τ的复合函数：如果本地码和副载波复制失对准，能量从I-部转移到Q-部。这种相关峰不会被跟踪是因为码和载波的失对准未被明显分开：任何码失对准导致载波相位跟踪误差。由于载波回路通常比码回路快，其将使Q部能量趋于零，导致码回路看到的是纯BPSK相关峰。

附加信息需要利用到BOC原理的原因是其它边带以频率距离精确为2f_s＝ω_s/π时一起被发送。C_E5aQ(τ)相关函数是由s_P(t)与c₄(t)·e^j(ωst-π/2)相关得出的。

$C_{E5\mathrm{aQ}}\left(\mathrm{\τ}\right)=\underset{T_{\mathrm{int}}}{\∫}{c}_4\left(t\right)\·e^{-j({\mathrm{\ω}}_{s}t-\mathrm{\π}/2)}\·c_4(t-\mathrm{\τ})\·e^{j({\mathrm{\ω}}_s(t-\mathrm{\τ})-\mathrm{\π}/2)}\mathrm{dt}$

$\∝\mathrm{triangle}\left(\mathrm{\τ}\right)\·e^{-j{\mathrm{\ω}}_s\mathrm{\τ}}---\left(5\right)$

图3所示的菲湿耳图提供了复合C_E5aQ(τ)和C_E5bQ(τ)相关的直观图。图中，相关性都表示成在I，Q平面上的向量。当码延迟时间τ增加时，C_E5bQ和C_E5aQ分别以+ω_sτ和-ω_sτ角度旋转，且它们的振幅根据导致如图所示的两旋转的三角函数而减小。

组合相关峰函数能够通过对与图3中向量求和相应的C_E5aQ和C_E5bQ相关的求和来推导出：

C_E5Q(τ)＝C_E5bQ(τ)+C_E5aQ(τ)                   (6)

        ＝triangle(τ)·cos(ω_sτ)

如图4所示，与AltBOC相关峰函数相应的函数C_E5Q(τ)对所***延迟都是实数部分(曲线36)，虚数部分(曲线37)为零，因此能被用于码的跟踪。

对于导频信道，组合E5a/E5b相关峰是各E5a和E5b波峰的简单相加。对于数据信道，可以使用同样的原理，但组合前的数据位必须去掉：E5-数据相关峰由下式给出：

C_E5I(τ)＝d₁C_E5bI(τ)+d₂C_E5aI(τ)                (7)

        ＝triangle(τ).cos(ω_sτ)

该位估算处理使跟踪信道更不稳固，特别是在位误差率高的低信噪比(C/N₀)时。

出于此原理，根据本发明将引出AltBOC解调器的5个优选实施例。在前-和后-相关处理之间的灵活分割，与传统的BPSK信号相比，AltBOC的基带处理能很轻易地被解决。

下文介绍的AltBOC解调器是源于假定导频信道被跟踪，但跟踪数据信道的延伸是直的。

已显示，建立AltBOC相关峰包括使引入信号与c₃(t)·e^{-j(ωst+π/2)}和c₄(t)·e^j(ωst-π/2)相关，且对这两复合相关进行相加。在接收器里，这在两个相同的信道里完成，共用相同的本地码和载波振荡器。

如上所述，c₃分量的解调包括相关引入信号与c₃(t)·e^{-j(ωst+π/2)}。这种操作相当于将引入信号旋转-ω_st-π/2角度，随后乘以c₃PRN元且积分。乘以代码元可以看作是如果元是+1旋转0°，或如果元是-1旋转180°的附加旋转。此观察导致了图5所示的第一AltBOC解调器信道结构。

图5中，AltBOC解调器信道在天线1上接收包括由可见的所有卫星发送的AltBOC组合码的信号。所接收信号被提供至RF/IF阶段2，以将所接收信号RF转换为具有与接收器其它分量相兼容的频率的中频IF信号，通过在期望的中心载波频率处具有带通的IF带通滤波器过滤IF信号，以满足尼奎斯特定理的速率对已过滤的IF信号进行采样，以众所周知的方法产生相应的N位数字同相(I)和正交(Q)信号样本。滤波器的带宽应足够宽以允许AltBOC组合导频码的主谐波或约51MHz通过。宽的带宽导致了所接收码里相应尖锐的码元偏移，因此，很好地限定了相关峰。

AltBOC解调器包含一本地振荡器4，如NCO型(数字控制振荡器)，与IF频率同步，以产生M位相位旋转角，该相位旋转角被提供至用于接收N位IF信号样本的相位旋转器3。由相位旋转器3传送的相位旋转信号样本，在被在积分时间T_int内对输入信号样本进行求和的三个分别的积分器28，29，30积分之前，被并行提供至三个相位旋转器25，26，27。

AltBOC解调器还包括另一与码切分率f_c同步的NCO型的本地振荡器5，其产生码切分率和副载波频率f_s＝1.5f_c以驱动副载波相位发生器20和E5b码发生器21。E5b码发生器21的输出与PRN相位检测器22连接。副载波相位发生器20以由码NCO振荡器5提供的频率f_s产生M位副载波相位。E5bQ码发生器21以由码NCO振荡器5提供的频率f_c产生E5bQ码元(0或1)。PRN相位检测器把码元(0或1)转换成相位旋转角0或π。

副载波相位发生器和PRN相位检测器分别输出的信号由加法器23进行相加，加法器的输出信号是控制具有三元件E，P，L的多位延迟线24的相位偏移信号(码为M位实数)，该三元件E，P，L分别产生所接收PRN码的早、准时和晚复制，该复制分别被当作相移而提供至相位旋转器25，26，27。

由积分器28，29，30传送的相关信号C_E5b，-1，C_E5b，0和C_E5b，1接着被用作鉴别用于控制NCO振荡器4，5的码和载波相位失准的鉴别器的输入。

图5的解调器信道表示出与图1所示关于传统AltBOC解调信道的两个主要不同点。

-延迟线7的输入是实数值信号形式的相移；

-积分前与元相乘被相位旋转所代替。

尽管门计数所要求的该结构比图1中的标准结构小，但还是比传统的1位延迟线大。

注意到E，P和L旋转器25，26，27都以相同的频率，但以固定的相位差旋转，图5所描述的结构能被很大程度上的改良。即，若P旋转器26应用-ω_st-π/2的相移，则E旋转器25应用-ω_s(t+dT_c/2)-π/2的相移且L旋转器27应用的是-ω_s(t-dT_c/2)-π/2，其中d是以元为单位的早-晚间距，T_c是元周期。该±ω_sdT_c/2恒定相位差可以从积分里取出来，且在后-相关(积分后)以低速率处理。

上述导致图6所示的优化结构。与图5的结构相比较：

-三旋转器25，26，27各分别被信号乘法器33，34，35所取代，

-在载波旋转器3和各信号乘法器33，34，35的输入之间***副载波旋转器E5bQ 31，乘以e^{-j(ωst+π/2)}完成相位旋转，

-多位延迟线24由1位码延迟线32取代(去掉PRN相位检测器)，且由E5b码发生器21直接控制，及

-两信号乘法器36，37分别乘以e^-jα，e^jα被分别***在E和L积分器28和30的输出端。

两信号乘法器36，37属于低速率后-相关阶段(积分后)，而该结构的其它部分属于高速率前-关相关阶段。

采用该结构，传统BPSK解调器唯一的附加块是副载波旋转器31，该副载波旋转器31的相位由码NCO振荡器5控制。若将α设置为ω_sdT_c/2，则该结构数学上相当于图5的结构。然而，可以选用的其它值来获取实质上在早和晚复制之间的任何其它的相移。

为了清楚起见，图5和6所描述的AltBOC解调器结构只表示三个复合相关器(早、准时和晚的)。实际上，跟踪旁瓣的检测可能要求至少两附加相关器(很早的和很晚的)，但这是在该构造的简单延伸。

因此图5或6中的结构可以被延伸到任意多的相关器。例如，可以使用n个早和m个晚相关器，其各由分别的延迟线元件提供。C_E5b，0对应于准时相关。一般地，早和晚相关由准时相关的一元件的延迟来计算，即其分别对应于C_E5b，1和C_E5b，-1。然而，它们也可以被设置为任何其它延迟。附加相关的典型应用是对跟踪旁瓣峰的检测。

图5和6表示单一信道的结构。在AltBOC接收器里，E5信号的两个该信道(一个给E5a和一个给E5b)安置在一起，且其相关被相加以产生AltBOC相关信号。这种源于图6结构的组合信道表示于图7中。

图7中，结构包含公共的RF/IF阶段2，载波旋转器3，载波NCO 4和码NCO 5。

各信道E5a，E5b包含副载波相位旋转器31a，31b，分别提供延迟线32a，32b的E5a/E5b码发生器21a，21b，三个各包括信号乘法器33a，34a，35a，33b，34b，35b的分别的相关器E，P，L，和积分器28a，29a，30a，28b，29b，30b。各信道E5a，E5b的早和晚分支还包含分别乘以e^-jα和e^jα因子的两个分别的信号乘法器36a，37a，36b，37b。副载波旋转器31b乘以e^{-j(ωst+π/2)}来实现相位旋转，而副载波旋转器31a乘以e^j(ωst+π/2)来实现相位旋转。

信道E5a还包含附加的乘以因子-1的信号乘法器41a，其***在码NCO 5和副载波旋转器E5aQ 31a之间。两信道的输出由三个加法器42，43，44进行相加，相加后的输出分别为相关信号C_E5，1，C_E5，0和C_E5，-1.。

展开式(4)和(5)，能够推导出C_E5b，k和C_E5a，k相关由以下式子给出：

$C_{E5b,1}=\mathrm{triangle}(\frac{d}{2}-\mathrm{\τ})e^{j({\mathrm{\ω}}_s\mathrm{\τ}-\mathrm{\α})}=(1-\frac{d}{2}+\mathrm{\τ})e^{j({\mathrm{\ω}}_s\mathrm{\τ}-\mathrm{\α})}---\left(8\right)$

$C_{E5b,0}=\mathrm{triangle}\left(\mathrm{\τ}\right)e^{j\left({\mathrm{\ω}}_s\mathrm{\τ}\right)}=(1-\mathrm{\τ})e^{j\left({\mathrm{\ω}}_s\mathrm{\τ}\right)}---\left(9\right)$

$C_{E5b,-1}=\mathrm{triangle}(\frac{d}{2}+\mathrm{\τ})e^{j({\mathrm{\ω}}_s\mathrm{\τ}+\mathrm{\α})}=(1-\frac{d}{2}-\mathrm{\τ})e^{j({\mathrm{\ω}}_s\mathrm{\τ}+\mathrm{\α})}---\left(10\right)$

$C_{E5a,1}=\mathrm{triangle}(\frac{d}{2}-\mathrm{\τ})e^{-j({\mathrm{\ω}}_s\mathrm{\τ}-\mathrm{\α})}=(1-\frac{d}{2}+\mathrm{\τ})e^{-j({\mathrm{\ω}}_s\mathrm{\τ}-\mathrm{\α})}---\left(11\right)$

$C_{E5a,0}=\mathrm{triangle}\left(\mathrm{\τ}\right)e^{-j\left({\mathrm{\ω}}_s\mathrm{\τ}\right)}=(1-\mathrm{\τ})e^{-j\left({\mathrm{\ω}}_s\mathrm{\τ}\right)}---\left(12\right)$

$C_{E5a,-1}=\mathrm{triangle}(\frac{d}{2}+\mathrm{\τ})e^{-j({\mathrm{\ω}}_s\mathrm{\τ}+\mathrm{\α})}=(1-\frac{d}{2}-\mathrm{\τ})e^{j-({\mathrm{\ω}}_s\mathrm{\τ}+\mathrm{\α})}---\left(13\right)$

其中α＝ω_sdT_c/2＝2πf_sdT_c/2。早晚间距d由延迟线32的定时频率所限定。一般地，d的变化范围为0.1到1。

为了跟踪，接收器利用C_E5，k相关建立码和载波鉴别器，其输出分别与码和载波相位跟踪误差成比例。

用于PLL鉴别器的基本量是准时相关C_E5，0.。用于DLL鉴别器的基本量是早和晚相关之间的差，也称为早晚差相关，且表示为C_E5，EmL。该相关差表示为：

C_E5，EmL＝C_E5，1-C_E5，-1＝C_E5b，1+C_E5a，1-C_E5b，-1-C_E5a，-1    (14)

在d＝1/(2f_sT_c)＝1/(2*15.345/10.23)＝1/3，α等于π/2的具体实例中，可以看到对于小的跟踪误差τ，C_E5，EmL与j(C_E5a，0-C_E5b，0)成比例。这个事实使信道的复杂性极大地减小，因为对于码和载波的跟踪只需要计算准时相关(C_E5a，0和C_E5b，0)。

该特性可以通过重新计算表达式C_E5，EmL，把α＝π/2考虑进去，如下来证明。把式(8)到(13)代入式(14)得到：

$C_{E5,\mathrm{EmL}}\left(\mathrm{\τ}\right)=(1-\frac{d}{2}+\mathrm{\τ})[e^{j({\mathrm{\ω}}_s\mathrm{\τ}-\mathrm{\π}/2)}+e^{-j({\mathrm{\ω}}_s\mathrm{\τ}-\mathrm{\π}/2)}]$

$+(1-\frac{d}{2}-\mathrm{\τ})[e^{j({\mathrm{\ω}}_s\mathrm{\τ}-\mathrm{\π}/2)}+e^{-j({\mathrm{\ω}}_s\mathrm{\τ}-\mathrm{\π}/2)}]---\left(15\right)$

$=(2-d)[e^{j({\mathrm{\ω}}_s\mathrm{\τ}-\mathrm{\π}/2)}+e^{-j({\mathrm{\ω}}_s\mathrm{\τ}-\mathrm{\π}/2)}]---\left(16\right)$

$=2(2-d)\sin \left({\mathrm{\ω}}_s\mathrm{\τ}\right)---\left(17\right)$

另一方面，对于小码跟踪误差(τ＜＜1)，j(C_E5a，0-C_E5b，0)只是：

$j(C_{E5a,0}-C_{E5b,0})=j(1-\mathrm{\τ})[e^{-j{\mathrm{\ω}}_s\mathrm{\τ}}-e^{j{\mathrm{\ω}}_s\mathrm{\τ}}]=2\sin \left({\mathrm{\ω}}_s\mathrm{\τ}\right)---\left(18\right)$

这种关系证明C_E5，EmL与j(C_E5a，0-C_E5b，0)成比例。因数(2-d)是不相关的，因为它纯粹只是在鉴别器标准化里作为补偿的放大因数。

这导致了图8所示的结构，当d＝1/3时，该结构相当于图7的结构，但更简单。

以图6和7的结构相比，该结构不包含码延迟线32a，32b，但具有单一的相关器给各E5a和E5b码。各相关器包含单一的信号乘法器51a，51b，该乘法器51a，51b接收相应副载波旋转器E5a和E5b 31a，31b的输出和来自相应E5a和E5b码发生器21a，21b的代码，和单一的积分器52a，52b。积分器52a，52b的输出信号C_E5a，0和C_E5b，0被提供至加法器63以得到准时相关信号C_E5，0，且被提供至比较器64和乘以j的乘法器65以得到早晚差相关信号C_E5，EmL＝j(C_E5a，0-C_E5b，0)。

可以看到最后的结构非常简单，因为各信道只需要一个相关器。令人惊讶的是，得出的结论是尽管门计数表面上复杂，AltBOC解调器能被非常有效地实施。

最后的结构表示跟踪AltBOC信号可以不用任何早或晚相关器就能被处理。这种令人惊讶结果可以通过如图9所示的另一菲湿耳图直观地理解。由于上文的定论，在C_E5a，0和C_E5b，0相关之间向量为＝2ω_sτ，码失准τ与角度成比例。从图上也可看出向量j(C_E5a，0-C_E5b，0)在图中表示为″E-Lcorr″，通过C_E5a，0向量减去C_E5b，0向量，把所得结果旋转90度，成为实数，振幅与角成比例，而得到的。这是AltBOC码跟踪不需要早和晚码复制的基本理由：码失准可以仅从准时相关推导出来。

图10表示包含图8AltBOC解调器的接收器，和分别控制载波NCO 4和码NCO 5的PLL(锁相回路)和DLL(延迟锁定回路)。该PLL包含鉴别器71，该鉴别器71的输出P在被提供至载波NCO 4的控制输入之前由PLL滤波器72过滤。该PLL鉴别器71是用于计算复数C_E5，0角度的反正切鉴别器。

P＝Angle(C_E5，0).                              (19)

C_E5，EmL的DLL鉴别器和与码NCO 5的控制输入相连接的DLL滤波器76。

该DLL鉴别器是点乘积型功率鉴别器，计算信号 $D=\mathrm{Real}(C_{E5,\mathrm{EmL}}\·C_{E\mathrm{5,0}}^{*}).$ 因此DLL鉴别器包含复共轭函数73，信号C_E5，0提供至该复共轭函数73，和信号乘法器74，该信号乘法器74将乘以j的乘法器65提供的信号与复共轭函数73相乘。然后函数75通过提取由信号乘法器74提供的复合信号的实数部分得到信号D。

通过一些代数处理，图11所示的更简单的结构可以从图10的结构推导出来，计算同样的DLL鉴别器其要求较少的操作步骤。

根据图10的鉴别器：

$D=\mathrm{Real}[C_{E5,\mathrm{EmL}}\·C_{E\mathrm{5,0}}^{*}]$

$=\mathrm{Real}\left[j\right(C_{E5a,0}{-C}_{E5b,0}\left)(C_{E5a,0}+C_{E5b,0}{)}^{*}\right]$

$=\mathrm{Real}[-j({\left|C_{E5b,0}\right|}^2-{\left|C_{E5a,0}\right|}^2+2\mathrm{jImag}\left(C_{E5b,0}{C}_{E5a,0}^{*}\right))]$

$=2\mathrm{Imag}\left(C_{E5b,0}{C}_{E5a,0}^{*}\right)---\left(20\right)$

从而，图11中，DLL鉴别器包含复共轭函数81，相关信号C_E5a，0被提供至复共轭函数81，和信号乘法器82，其用于将由复共轭函数提供的信号与相关信号C_E5b，0相乘。然后函数Imag()83通过提取由信号乘法器82提供的复合信号的虚数部分来得到信号D。

图11结构的进一步修改可以用Angle()算子来代替Imag()算子(即反正切鉴别器71部件提供相同的功能)。

注意到载波旋转器3的相位旋转，随后的副载波旋转器31a，31b的相位旋转，可以以与载波和副载波的和相对应的相位以单一相位旋转被组合，图11的结构还能被优化成如图12所示。

因此图12中，图11中的载波旋转器3，两个副载波旋转器31a，31b及乘法器41a，由两个相位旋转器92a和92b(分别给信道E5a和E5b)代替，接收来自RF/IF阶段2的降频变换信号。此外，由码NCO 4提供的副载波相位于加法器93a与由载波NCO 3提供的相位相加，于加法器93b减去，相加的结果分别被提供至信道E5a，E5b的相位旋转器92a，92b。

图13所示的结构可以通过将前面的结构的码NCO由更简单的只传送码切分率f_c的NCO 95和频率乘法器96代替得到，频率乘法器96将1.5乘以码切分率f_c以获得为加法器E5a，E5b提供输入的副载波频率f_s。这就要求有加倍的载波NCO 4，分别给各个信道E5a，E5b。被PLL跟踪的载波频率被提供至加法器93a，93b，该加法器93a，93b各自的输出驱动两信道E5a，E5b的载波NCOs 91a，91b，以跟随两信道E5a，E5b分别的组合载波+副载波频率。

在该结构中，E5a和E5b信道的高速前-相关阶段仍然相同。它们都包含相位旋转器92a，92b，两个NCO 91a，91b，码发生器21a，21b和一相关器。此外，如果码NCO被加倍以使各信道拥有一个NCO时，各E5a和E5b信道的高速前-相关阶段与传统的BPSK(二进制相移键控)信道相同，其为组合AltBOC/BPSK接收器的设计提供很大的优势。

当然，图12和13结构操作的优化也可以被应用至图5，6或7的结构中。

Claims (11)

1.一种用于解调交替二进制偏移载波信号的方法，包含至少两个各具有由伪随机码调制的同相和正交分量的副载波(E5a，E5b)，上述正交分量(E5aQ，E5bQ)由无数据导频信号调制，上述同相分量(E5aI，E5bI)由数据信号调制，上述方法包含如下步骤：

将交替二进制偏移载波信号转换为中频，带通过滤所转换的信号且采样所过滤的信号，

产生一载波相位且载波通过上述载波相位对采样信号进行相位旋转，及

相关旋转的采样信号，

其特征是还包括产生用于相关旋转采样信号的各副载波(E5a，E5b)的伪随机二进制码和副载波相位的步骤。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征是还包含如下步骤，将上述副载波的上述伪随机码转化为相位角，该相位角分别与副载波相位组合以得到各副载波合成的相位角，上述合成的相位角被相移以得到副载波的至少一早、准时和至少一晚相位角，上述相关步骤包含如下步骤：通过各载波的上述早、准时和晚相位角相位旋转上述旋转的采样信号，及为在预定时间(T_int)内分别积分各副载波的早、准时和晚复制。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征是还包含如下步骤：通过上述副载波相位对上述旋转采样信号进行相位旋转，以在相关上述旋转采样信号之前，得到各副载波(E5a，E5b)的相位旋转采样信号。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征是还包含如下步骤：位移上述伪随机码以得到至少一早、一准时和至少一晚伪随机码，上述相关步骤包含如下步骤：将各副载波的上述相位旋转采样信号与上述早、准时和晚伪随机码组合起来，且在预定时间(T_int)内积分所得信号，以得到各副载波(E5a，E5b)的早、准时和晚相关信号(C_E5a，-1，C_E5a，0，C_E5a，1；C_E5b，-1，C_E5b，0，C_E5b，1)，上述方法还包括低速率后-相关相位，其包括如下步骤：分别用固定的反相角(jα，-jα)对各副载波早和晚相关信号进行相位旋转，分别加上由此得到的上述副载波的早相关信号，上述副载波的准时相关信号和由此得到的上述副载波晚相关信号，以分别得到组合的早、准时和晚相关信号(C_E5，-1，C_E5，0，C_E5，1)。

5.根据权利要求3所述的方法，其特征是还包括如下步骤：确定各副载波组合的载波和副载波频率，为使上述各副载波使用上述组合的载波和副载波频率，通过上述载波相位和上述副载波相位进行相位旋转的步骤被组合成单一相位旋转的步骤。

6.根据权利要求3或5所述的方法，其特征是上述相关步骤包括如下步骤：将各副载波(E5a，E5b)的上述相位旋转采样信号分别与上述副载波伪随机码组合，在预定时间(T_int)内积分所得信号以得到各副载波相关信号(C_E5a，0，C_E5b，0)。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征是还包括低速率后-相关相位，其包括如下步骤：组合上述副载波(E5a，E5b)的相关信号(C_E5a，0，C_E5b，0)，以得到准时相关信号(C_E5，0)，上述准时相关信号(C_E5，0)被用作PLL鉴别的输入，上述PLL鉴别驱动振荡器(4)，上述振荡器(4)控制上述载波旋转步骤，和早晚差相关信号(C_E5，EmL)，上述早晚差相关信号(C_E5，EmL)被作为DLL鉴别的输入，上述DLL鉴别驱动振荡器(5)，上述振荡器(5)控制上述码发生器和上述副载波相位发生器。

8.根据权利要求7所述的方法，其中早晚差相关信号(C_E5，EmL)是上述副载波(E5a，E5b)相关信号通过下式得到：

C_E5，EmL＝j(C_E5a，0-C_E5b，0).

9.根据权利要求7或8的任一项所述的方法，其中DLL鉴别是点乘积型功率鉴别且进行下面的操作：

$D=\mathrm{Real}[C_{E5,\mathrm{EmL}}\·C_{E\mathrm{5,0}}^{*}],$

其中Real()是获得复数实部的函数，

信号D被用于驱动控制上述码发生器和上述副载波相位发生器的振荡器(5)。

10.根据权利要求7或8的任一项所述的方法，其中DLL鉴别进行以下操作：

$D=\mathrm{Imag}(C_{E5b,0}\·C_{E5a,0}^{*}),$

其中Imag()是获得复数虚部的函数。

11.一种用于解调交替二进制偏移载波信号的装置，包括至少两个各具有由伪随机码调制的同相和正交分量的副载波(E5a，E5b)，所述正交分量(E5aQ，E5bQ)由无数据导频信号调制，上述同相分量(E5aI，E5bI)由数据信号调制，

其特征在于包含实现权利要求1至10所述方法的装置。

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