EP4381593A1 - Burst betrieb mit variabler burst frequenz und variablem burst tastgrad für betrieb von dc/dc wandlern mit niedriger ausgangsleistung oder -strom - Google Patents

Burst betrieb mit variabler burst frequenz und variablem burst tastgrad für betrieb von dc/dc wandlern mit niedriger ausgangsleistung oder -strom

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Publication number
EP4381593A1
EP4381593A1 EP22732016.5A EP22732016A EP4381593A1 EP 4381593 A1 EP4381593 A1 EP 4381593A1 EP 22732016 A EP22732016 A EP 22732016A EP 4381593 A1 EP4381593 A1 EP 4381593A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
range
burst
output current
power converter
output
Prior art date
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Pending
Application number
EP22732016.5A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Joachim MÜHLSCHLEGEL
Ralf Berchtold
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Osram GmbH
Original Assignee
Osram GmbH
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Filing date
Publication date
Application filed by Osram GmbH filed Critical Osram GmbH
Publication of EP4381593A1 publication Critical patent/EP4381593A1/de
Pending legal-status Critical Current

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    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
    • H02M1/0035—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode using burst mode control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters
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    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33571—Half-bridge at primary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/37—Converter circuits
    • H05B45/3725—Switched mode power supply [SMPS]

Definitions

  • the invention relates to a method for operating a clocked electronic power converter with an output power range for operating a connectable load.
  • Electronic circuits for example power converters for supplying a load with electrical energy or power, ie for converting it between a source and a load, are nowadays mostly operated in a clocked manner in order to be able to work with low losses, and almost always have to be controlled.
  • a clocked electronic power converter must be able to enable different voltage conversions between its input and output, even with different output currents.
  • this power converter must be able to set different output currents and thus control them, with different voltage conversions occurring between its input and output depending on the momentary load.
  • Each clocked electronic power converter considered here must therefore work properly in a planar and integrally coherent work area in an IV diagram that is spanned by the output current as the x-axis and the voltage conversion as the y-axis, i.e. low-loss electrical energy or change performance.
  • the time average of the input Voltage is essentially constant and known as such, which is always assumed below, the output voltage can also be plotted directly on the y-axis of the IV diagram instead of the voltage ratio.
  • the clocked electronic power converter must also be able to approach a specific working point within its areal working area repeatedly using a special control variable and depending on its current load, which ultimately happens through fast and precise adjustment of the power to be transmitted at the moment. For this reason, its working area can also be called the performance area. Then the power converter under consideration is suitable as an actuator within the control loop for electronic energy conversion or energy supply.
  • This control circuit occurs in all operating devices, laboratory power supplies, switched-mode power supplies, DC voltage or DC converters, active voltage or current sources or the like and takes on a second coordinate within the work area, which is also called the control coordinate.
  • a first coordinate corresponds to the load characteristic. The point of intersection between these two coordinates, i.e. between the load characteristic and the control coordinate, gives the operating point.
  • this control circuit is, for example, geared to the output current of the clocked electronic power converter, its associated control coordinates in said IV diagram are perpendicular to the x-axis at the point that corresponds to the currently specified target value for an output current.
  • the associated control coordinates are horizontal in the IV diagram at the level that corresponds to the currently valid target value of an output voltage.
  • Discharge lamps or light-emitting diodes as a load have inherent burning or flow voltages, which means that their load characteristics become quasi-horizontal straight lines within the working range in the IV diagram.
  • Such loads are preferably supplied with energy in a current-controlled manner so that a well-defined operating point results.
  • clocked electronic power converters that are similar to or even equal to a current source or that respond well-naturedly to a regulation of their output current are given preference below.
  • An electronic circuit for the energy supply can also be regulated with regard to its instantaneous power.
  • the resulting control coordinates are all hyperbolas symmetrical to the bisecting line of the IV diagram, which also intersect the load characteristics, especially at higher power levels. Power hyperbolas as control coordinates are therefore particularly well suited for control to the maximum permissible power in order to reliably avoid overloading the clocked electronic power converter.
  • a planar and integrally coherent working area can be defined, for example, by the six control coordinates
  • minimum output voltage must be defined. If the minimum output current is to be zero, i.e. the entire supply circuit should be stable when idling, instead of the minimum output power - which is then zero - the minimum possible no-load output voltage is recommended as a new defining point. If the same supply circuit is also to be short-circuit-proof, the minimum adjustable short-circuit current is again more suitable as a further defining point than the minimum output power. A connecting curve between these last two points replaces the above coordinate of the minimum output power and should be as close as possible to the zero point of the IV diagram, whereby the connecting curve can come close to a minimum output power in sections.
  • Each working range delimited by nothing but control coordinates or by the first three of them plus minimum no-load output voltage plus minimum possible short-circuit current plus required connection curve in between is regarded as required working range in the following.
  • the latter curve may deviate from a connection curve naturally possible or enabled by the power converter under consideration, which is a reason for this disclosure.
  • Most electronic circuits for converting electrical energy or power that is taken from a source and used to supply a load after conversion, in particular all operating devices, laboratory power supplies, switched-mode power supplies, DC or DC converters, active voltage or current sources or similar use the public source as a source Power supply network that usually offers a known effective voltage between 90 V and 277 V with an ideally sinusoidal voltage curve and at a frequency between 50 Hz and 60 Hz.
  • the distortions that the input current e.g. of an operating device compared to its input voltage must not exceed certain narrow limits.
  • the intermediate circuit voltage is therefore known and approximately constant and supplies the actual clocked electronic power converter with energy, which is characterized in that it often has galvanic isolation between its input and its output and that it always has one as above already described areal and one-piece coherent work or performance area.
  • the special control variable With the special control variable, various operating points on a load characteristic curve within its working range are approached in a controlled manner.
  • All clocked electronic power converters each include at least one storage capacitor and at least one storage inductance or storage coil or storage inductor and at least one rectifier diode and at least one actively controllable power transistor.
  • step-down converter buck
  • step-up converter boost
  • inductive inverse converter buck-boost
  • An ouk converter, a zeta converter and a SEPIC are more complicated topologies, which nevertheless only include exactly one actively controllable power transistor and one rectifier diode and, together with the first three topologies mentioned, the six possible basic form clock power converters.
  • All three of the last-mentioned power converter topologies can generate an output voltage just like the buck inverse converter, which can be greater than, equal to or smaller than the respective input voltage, and they each require the same special control variable, the value of which in all four topologies even exceeds that the same voltage transformation ratio is generated.
  • PWM or some other type of digital clocking between "on” and “off” of the active power transistor is usually the special control variable, the value of which corresponds to a duty cycle within the special control variable.
  • the storage capacitor at the output of a step-up converter, a buck-inverter converter or a SEPIC can also be identical to the intermediate circuit capacitor if these three power converter topologies are used as PFCs, as is very often the case.
  • the storage inductance connected to a continuous ground line can be replaced by a transformer, as a result of which the choke-inverse converter becomes a flyback converter.
  • flyback and SEP IC can also be designed as insulating PFCs. Constructing an isolating ⁇ uk converter is also possible, but more complicated. An ouk converter or a zeta converter with a pure PFC function is unusual.
  • this mode significantly reduces the above switching losses and radio interference, it is intended as the normal mode for almost all single-ended power converters of small and medium power (up to e.g. 500 W) and is also the basis for all further descriptions of this type of converter.
  • the switch-on times of the power transistor are no longer specified externally, but result from optimal status points within the circuit.
  • the magnitude of the at least one storage inductance within the six basic single-ended power converters influences the minimum possible output current, and their saturation behavior and the dimensioning of the other components involved in the converter limit the maximum possible output current.
  • the latter is difficult to detect during operation and must therefore be maintained by regulating to a setpoint that is stored or otherwise available to match this maximum.
  • the maximum output voltage is either capped at the input voltage as with the step-down converter or limited by the dimensioning of the components, the maximum output power is limited by the maximum permissible losses.
  • push-pull power converters are usually half-bridges, which include a bridge arm made of two power transistors connected in series, which is terminated at the input via a storage capacitor. This lies between the working electrode of the upper and the reference electrode of the lower power transistor and is usually identical to an intermediate circuit capacitor.
  • the half-bridges In addition to a functional change for the storage inductance connected there, which will be described further below, and in addition to at least one additional rectifier diode, which together with the one already present in all single-ended power converters forms a full-wave rectifier, the half-bridges also require at least another storage capacitor in series with the Storage inductance that absorbs the DC component of the voltage at the middle point of the bridge branch and is therefore often called a coupling capacitor.
  • the converter clock frequency for a resonant half-bridge is almost always increased instead of making the usually equally long time intervals for alternately driving the lower and the upper power transistor of different lengths.
  • the resonant circuit behaves more and more inductively, which means that the active power that can be transmitted is throttled.
  • the respective switch-on times of the power transistors cannot be specified from the outside, but are defined by optimal state points from the inside of the circuit.
  • the special control variable for the former is a pulse duty factor in a PWM, for the latter the converter clock frequency.
  • the storage inductance from the six single-ended power converters, in which currents with direct currents or, in the case of CCM, even continuous direct currents that only have a ripple at the converter clock frequency, can be stored, has passed into a resonant inductance or an inductive part of the resonant circuit in the half-bridge with consequently significantly reduced Henry values. At least in the transformer section of this resonant inductance, pure alternating current now flows at the converter clock frequency.
  • the leakage inductance of a transformer forms a resonant inductance L in series with the usual
  • the capacitance C of a coupling capacitor produces resonant frequencies that are too high for the half-bridge, which is why very large coupling capacitors would be necessary, which in turn led to such low reactive impedances that such a resonant half-bridge was only suitable as a welding device. Therefore, a discrete resonant coil is usually connected in series with the primary winding of the transformer in order to set the output current range of the resonant half-bridge together with standard or even smaller coupling capacitors via the root impedance (L/C).
  • the possible working range of a resonant half-bridge is defined by its natural ZVS limits, which are usually arbitrarily curved and can even touch the axes of the IV diagram at any angle.
  • a resonant half-bridge can be open-circuit-proof as well as short-circuit-proof.
  • the two control coordinates "maximum output current" and “maximum output voltage” as the required working range are within the possible working range provided the maximum power is not exceeded.
  • the upper and right natural ZVS limit can replace the "maximum power" control coordinate if the control of the bridge branch either knows this natural working range limitation (maximum working points stored in a p-processor or controller) or continuously measures it using non-ZVS detection or cannot exceed it at all.
  • the required working range in the IV diagram is used to select the power converter topology as an actuator for, for example, an operating device and to design and dimension it.
  • the natural or possible working area is made so large that it encloses the required one, which is logically costly. Then the clocked electronic power converter shuffles an unnecessarily large amount of reactive power back and forth or requires unnecessarily large reactive components or an unnecessarily complicated topology.
  • a current-to-bidirectional converter is useful for zero output current, even if the negative part of its possible working or power range is not used at all.
  • the range of low output currents, low output voltages or low output powers generally remains problematic in terms of its accessibility and controllability.
  • the exact shape and design of the resonant circuit determines how far away the possible working range is at the bottom left of the origin, i.e. the natural ZVS limit as the connecting curve between the smallest possible no-load output voltage and the smallest possible short-circuit current at the zero point of the IV diagram.
  • this connecting curve protrudes into the working area in the form of a finger, for example, and cuts out an important surface area from it.
  • a burst mode opens up a work area empire expansion downwards. Because a selected and already optimized power converter topology usually does not allow a section of the required working range in its normal mode, which is why its normal mode, i.e. ZVS, CRM or TCM, has to be left at times. During the so-called bursts, a power converter is operated in its normal mode and completely switched off or blanked between two bursts, i.e. its active power transistor is simply not activated during this pause, for example.
  • said burst period must be significantly longer than the clock period of the actual power converter, for example at least ten times as long.
  • the dimensioning of a power converter topology in particular if it is a resonant one, can be switched over either periodically or in blocks, depending on which form of a natural working range is currently needed.
  • block-by-block switching additional reactive power is switched on when an enlarged or changed natural working range is required, and switched off again when this is no longer necessary.
  • the reactive power that can be switched on can be of such a nature and so high that when it is switched on, the power converter separates into a reactive power oscillator and a rectifier, which is then decoupled together with a load.
  • EP-2952060-B1 shows by way of example how a pause between two bursts can last at least half a clock period of a half-bridge drive and is also synchronized thereto. There, a pause consists of a brief short-circuit in the rectifier of a resonant half-bridge. Conversely, a single burst can have minimally the same duration. In between, all combinations with a time grid in this half clock period are possible. The topology is switched over because the bridge arm continues to be clocked during the pauses, with the resonant circuit connected to it then being closed in each case.
  • the ZVS condition can also be met at the start of the burst if the pauses between the bursts are well timed to match the converter cycle.
  • the losses of the reactive power oscillator during the pauses take the place of the additional losses at the beginning of the burst in the single-ended power converters. Instead of blanking them out, they can even be switched over in their topology in blocks or periodically.
  • a SEPIC can be made into a step-up converter, as is shown e.g. in EP-1710898-B1 or in US-8,379,422-B2.
  • the goal in all of this, especially in the respective burst mode can also be a specific ripple in the output current.
  • this ripple should be independent of the mean value of the output current and thus independent of burst durations and burst frequencies of a burst mode controlling the output current, and can or should even exceed the ripple of the output current when operating in normal mode.
  • the operating method includes at least two areas, a first area with operation of the power converter in its normal mode and at least a second area for output currents or output powers that are smaller than those that can be achieved from normal mode, with a special operating method for a burst mode.
  • NO single-pulse burst operation is expressly aimed at, which has an absolute minimum of ripple in the output current as its goal, but starting from a permitted and larger ripple in the same output current, a burst duration and a pause time between two bursts is determined.
  • the ripple of the output current should remain in a desired range that depends on the burst frequency and preferably below a limit value that depends on the burst frequency, with the aim of preventing unwanted flicker and stroboscopic effects in the connected LED - Avoid or minimize load.
  • a power transmission across a galvanic isolation barrier can be an important secondary condition for all solutions for the operating method that are still to be considered.
  • the permitted ripple increases with decreasing output currents in a way that makes sense, in particular, for the power supply of light-emitting diodes that are to be dimmed down to very low levels of brightness - almost to their physical limit.
  • the operating method Since this ripple also depends on the output voltage that the power converter is supposed to deliver at the moment, the operating method must also offer the option of measuring this output voltage in the Ifd. to measure operation.
  • the output voltage depends on the current temperature of the module.
  • an operating device intended for the specified operating method should alternatively be able to supply many different modules with different forward voltages with electricity, which means that it is becoming a wide-range operating device that is being encountered more and more frequently, so that the output voltage when the operating device is started for the first time is always an unknown quantity.
  • the operating procedure should enable the correspondingly clocked electronic power converter of a control gear equipped with it to start up “out of nowhere”, i.e. to be able to implement a minimum possible dimming setpoint right from the start in order to avoid the notorious switch-on light flash.
  • the detailed explanation of the operating method is based, for example, on a resonant half-bridge with a series resonant circuit between its bridge branch and its rectifier, with the series resonant circuit comprising a transformer, and with at least one of the windings of the transformer being connected in parallel with at least one bypass capacitor whose capacitance is determined by the specified Operating procedure is controlled variable.
  • the bypass capacitor is connected to an on/off gating device that is controlled using the specified operating method. It also describes how the same operating method can be used to control other clocked electronic power converters as actuators within controlled operating devices, such as those provided particularly advantageously for supplying light-emitting diodes.
  • the object is achieved according to the invention with a method for operating a clocked electronic power converter with an output power range for operating a load that can be connected, the output power range resulting from a permissible output voltage range and a permissible output current range, which on one of its sides is is limited to a reduced output current, with the power converter having at least one switch, which is operated by a special control variable in the form of a suitable converter clock frequency and a suitable switch-on time, in order to supply an output current with a power converter topology that encompasses it and acts as a controllable current source regulate, and an on-off gating device which leads the output current of the power converter to an output capacitor in a periodic interruptible manner.
  • the output capacitor advantageously smoothes the output current of the power converter.
  • the procedure is characterized by the following steps:
  • a first operating mode which is called normal mode and which ranges from the maximum output current of the power converter from 100% to the reduced output current, setting the on/off switching device to a burst duty cycle of 100%, i.e. to operation without interruptions , and adjusting the converter clock frequency and the on-time of the switch to increase or decrease the output current of the power converter to the load,
  • burst mode In a second operating mode, which is called burst mode and ranges from the reduced output current to the minimum output current, maintaining the converter clock frequency and the on-time of the switch, which can be valid for the reduced output current, and setting a burst duty cycle by the on/off gating device in order to change the operating point and thus further reduce the output current of the clocked converter for the load, with a burst frequency from a burst duty cycle in the range of 40% to 20%, with decreasing burst -duty cycle is reduced in order to keep a ripple of the output current in a desired range with the aim of optimizing the light quality, e.g. to minimize stroboscopic effects.
  • the burst frequency is lower than the converter clock frequency and with the burst duty cycle, which is in the range of 40% to 20%, is advantageously higher by a factor of 2 to 40, preferably by a factor of 3 to 15, than the burst frequency with a minimum burst duty cycle and thus at minimum output current.
  • the method can be used to transmit electrical power across a galvanic barrier, the galvanic barrier being an isolation transformer or a power transformer, for example, with the on/off gating device directing the current pulses onto the output capacitor with an adjustable burst duty cycle , which is used to smooth the output current.
  • the output current is in the above-mentioned second operating mode, from the reduced output current to the minimum output current enough, reduced or dimmed by adjusting the burst duty cycle.
  • the output current is modulated by on/off gating of the current pulses. Any resulting ripple in the output current depends on the burst frequency, the burst duty cycle, and the size of the output capacitor.
  • the on/off device synchronizes the power converter output current interruptions to the converter clock frequency by appropriate adjustment of the burst frequency and burst duty cycle.
  • the on/off gating device has four operating points:
  • the burst frequency is in a range between 60 Hz and 600 Hz, preferably in a range between 200 Hz and 450 Hz, and the burst duty cycle is in a range between 0.05% and 10%, preferably in a range between 1 % and 5%,
  • the burst frequency is in a range between 800 Hz and 4000 Hz, preferably in a range between 1000 Hz and 2000 Hz, and the burst duty cycle in a range between 15% and 35%, preferably in a range between 20% and 30%,
  • the burst frequency is in a range between 800 Hz and 4000 Hz, preferably in a range between 1000 Hz and 2000 Hz, and the burst duty cycle is in a range between 65% and 85%, preferably in a range between 70% and 80% ,
  • the ON/OFF device frequency is in a range between 60 Hz and 600 Hz, preferably in a range between 200 Hz and 450 Hz, and the duty cycle is in a range between 90% and 100%, preferably in a range between 98% and 100%.
  • the burst frequency increases linearly above the burst duty cycle in the area between the first and the second operating point at. This advantageously ensures a particularly soft transition between the operating points that cannot be perceived in the light.
  • the burst frequency decreases linearly over the burst duty cycle in the range between the third and the fourth operating point.
  • the aim of the measure is to achieve a particularly constant and pleasant quality of light when dimming.
  • the burst frequency remains essentially constant in the range between the second and the third operating point. This measure also serves to ensure that the dimming process is as uniform as possible without visible steps in the light output.
  • pulse patterns of the on/off blanking device are repeated periodically at the burst frequency. This measure is advantageously used for simplified control of the power converter and also ensures a high quality of light.
  • the output capacitor is connected downstream of the on/off device and in parallel with the output terminals of the power converter, and the capacitance of the output capacitor is selected in such a way that a relative ripple of the output current satisfies the following criteria:
  • the relative ripple is in the range of 50% to 10% and preferably in the range of 25% to 10%
  • the relative ripple is in the range of 60% to 12% and preferably in the range of 30% to 12%,
  • the relative ripple is in the range of 80% to 26% and preferably in the range of 65% to 26%,
  • the relative ripple is in the range of 85% to 36% and preferably in the range of 80% to 36%
  • the relative ripple is in the range of 100% to 36% and preferably in the range of 90% to 36%. This measure advantageously ensures uniform lighting of all LEDs connected to the power converter in the entire dimming range, and enables high-quality light with little modulation at higher power levels.
  • At least one time segment is provided within a period of the burst frequency, ie within a burst period, in which the connectable load is measured. This ensures accurate regulation of the output power of the switched mode power converter performing the method. This advantageously results in a high quality of light.
  • the period of time at which the connectable load is measured takes place at a time when the on/off device directs the output current of the power converter onto the output capacitor, the length of the period of time being in the range 10us to 5000us and preferably is in the range of 50us to 1000us. This measure is used for simple and precise regulation of the clocked power converter.
  • variables are particularly preferably measured which are required as input variables for current regulation of the power converter, in particular an input current and an input voltage of the power converter and an output voltage of the power converter. This measure enables a particularly precise regulation of the clocked power converter.
  • the measured variables are used in particular to determine an input current and an input voltage of the power converter and an output voltage of the power converter, and use the burst duty cycle and a model for the losses occurring in the clocked electronic power converter to calculate the output current and controlled by adjusting the burst duty cycle.
  • This measure also ensures good and precise regulation of the output current and thus of the output power, without requiring a costly measuring transformer and a loss-inducing current measuring resistor on the output side.
  • the electronic power converter that can be controlled by the specified method is comprised of an operating device for the control and power supply of light-emitting diodes that are provided for lighting.
  • the distance between minima and maxima of the time profile of the signal under consideration, divided by the current mean value of the signal carrying it, is considered as a relative ripple, which here can be in particular the output current of the clocked electronic power converter in the operating device under consideration.
  • a pattern of the current pulses that flow or do not flow onto the output capacitor of the power converter is regarded as a pulse pattern, in that the current pulses are switched on and off by means of the on/off switching device.
  • a device with which the current flow or the current pulses on the output capacitor of the clocked electronic power converter can be switched on and off is regarded as an on/off gating device.
  • the current pulses can be switched on and off synchronously with the switching frequency of the converter, ie with the converter clock frequency.
  • a selection of embodiments for the on/off device is:
  • the MOS-FET is keyed on and off. Blanking here means that the MOS-FET does not switch in the converter cycle, but remains permanently switched off for the blanking time or pause duration.
  • the burst duty cycle corresponds to the percentage of time during which the current pulses flow to the output capacitor, ie are on-keyed, of the burst period, or generally the ratio in % of the burst duration to the reciprocal of the burst frequency.
  • the converter clock frequency is the clock frequency of the clocked electronic power converter during the bursts or in normal mode, ie the frequency at which the switch or switches or transistors of the clocked electronic power converter are switched on or off.
  • the burst frequency of the on/off switching device which can be synchronized to the converter clock frequency, is regarded as the on/off sampling frequency.
  • the current path can be switched several times from the output of the clocked power converter to its output capacitor.
  • the switch-on/switch-off device therefore generates a pulse pattern in a burst period, with the pulses representing current pulses or bursts which flow into the output capacitor.
  • the simplest and at the same time most common pulse pattern, on which the rest of the description is based, consists of only one continuous burst per burst period.
  • FIG. 2 shows a possible working range of a resonant LLCC half-bridge converter with at least one switchable resonant capacitance
  • 3a shows a working area of a step-down converter in the CRM or TCM
  • 3b shows a work area of a SEPIC in CRM or TCM
  • FIG 5 Frequencies for constant ripple of a mean value controlled by PWM depending on the duty cycle or duty cycle of the same PWM
  • 6a shows an application of the operating method to a wide-range LED operating device in a representation of its full dimming range from 100% to below 1%
  • FIG 6c permissible relative ripples according to an anti-stroboscopic standard
  • FIG 6d same dimming range as FIG 6b, but shown in different sizes
  • FIG. 7a measured signals on the right edge of FIG. 6b
  • FIG. 7c measured signals on the left edge of FIG. 6b
  • the output current I A is the variable that defines the x-axis of all the following IV diagrams
  • the output voltage V A is the variable that defines the y-axis.
  • the operating method states that it operates a switched-mode electronic power converter loaded with it in its normal mode as long as the required operating point is within the possible operating range of the power converter, and that it operates the same power converter in a burst mode as soon as the required operating point in the IV diagram is to the left of or below the possible working area. Furthermore, the operating method can independently recognize the mode boundary between these two areas. Within the burst mode, the operating method uses a special clock generation for on-blanking.
  • FIG. 1a shows a required working range in the IV diagram, which is typical for long-range LED operating devices in particular, and which is defined by the six control coordinates already listed at the outset.
  • Wide range is to be understood as a possibility of being able to alternatively supply and operate different LED modules whose working points are all within the required working range from one and the same LED control gear.
  • the upper limit of this working range is the maximum output voltage V AMax , which for SELV devices is mostly 54 V, which is calculated from the maximum permitted 60 V minus 10% of it. Due to its safety relevance, this limit must be reliably measured and regulated. At this limit - and of course also below it - the power converter delivers more power the higher the output current.
  • this V AMax control coordinate transitions into the P AMax control coordinate, which is the hyperbola of the constant and maximum possible output power corresponds to P AMax .
  • the output voltage V A decreases by as much as the output current I A increases.
  • the maximum permissible output current l AMax the associated control coordinates, which are on the right-hand side vertically in the IV diagram, take over the limitation of the working range. Since many clocked electronic power converters do not have a topologically specified limit for l AMax , this limit must be ensured in terms of control technology, just like the limit of the maximum output power.
  • FIG. 1b shows a required working range for “dimming to dark”, ie for reducing the output current I A to zero.
  • the left boundary of the required work area now corresponds to a section of the VA axis of the IV diagram ending at VAMax at the top.
  • the power converter should be able to safely limit the short-circuit current and - even better - reduced to tolerable levels.
  • His natural or possible working range shown here can deviate from a required working range according to the previous figure.
  • This connecting line can be stretched or the gap in the working range can even be completely closed.
  • the specified operating method makes it possible to approach operating points "within this finger" without additional work on the dimensioning of a resonance or other power converter system.
  • FIG. 2 shows the natural limits of the possible working range of an experimentally investigated resonant electronic LLCC power converter in bold solid lines.
  • the VA axis is scaled in volts [V] and the IA axis in milliamperes [mA].
  • a required working range of a wide-range LED control gear for "dimming to dark" is drawn in thin solid lines, for which the LLCC power converter is intended.
  • the unused hatched areas in between should of course be as small as possible, which can be achieved by optimizing the resonance system.
  • the at least one coupling capacitor with capacitance C becomes a resonance capacitor by means of a corresponding reduction in size, in order to use the impedance "root (L/C)" of the resonance circuit created with the total inductance L from the transformer leakage inductance and the frequent resonance coil to cover the output current range of the LLCC
  • E means the input voltage for the LLCC power converter or the intermediate circuit voltage for the resonant half-bridge, as it is made available to him or her by a power factor corrector, for example, and via the term E • Square root(C/L) defines the reference current for the natural ZVS limits.
  • n sec is the total number of turns in the secondary winding of the transformer, i.e. the number of turns between the terminals of the two rectifier diodes.
  • the hatched area above and to the right of the thinly drawn and non-hatched required working area can also be used if the control of the LLCC power converter either recognizes its ZVS limits or adheres to them intrinsically. The latter can be achieved particularly well with so-called self-oscillators.
  • one of the capacitances in the resonant system of the LLCC converter can be changed, mostly increased as proposed in US Pat bold dashed lines are drawn in, in particular by a connection curve 3 that runs more favorably.
  • This encloses the point of the minimum no-load output voltage VAleerMin .
  • the maximum required output voltage V AMax can no longer be achieved for small output currents, as can be seen from the upper limit 4 of the possible working range that is now valid.
  • one capacitance must be increased or not.
  • the specified operating method can then be used advantageously, especially if, as shown here, there is at least one area 5 which does not lie within the natural limits of the possible working areas either with one size of a resonant capacitor or with the other size of the same resonant capacitor.
  • V ALeerMin When operating in normal mode, no operating point should be approached below the horizontal line defined by V ALeerMin . This happens compulsorily in the event of overloading or a short circuit.
  • the hatched working range below V ALeerMin as part of the possible working range shows that almost every resonant converter, especially the one used here, is short-circuit proof.
  • the jump in the clock frequency between two adjacent isotaches is 10 kHz in each case, the lower clock frequency is on the right.
  • the high steepness of these isotaches in the IV diagram, each valid for the smaller value of an enlargeable resonance capacitor, shows that the LLCC power converter selected in the experiment already has a pronounced current source characteristic.
  • the full voltage swing from 15 V to 54 V causes only a few mA change in the output current I A at a constant converter clock frequency. In order to compensate for changes in the output voltage V A , only a small frequency adjustment is necessary in order to keep the output current constant.
  • a variable that is important for the possible working range is the minimum switch-on time t onMin , which the Clock generator can still generate reliably.
  • the second important quantity is the value L of the at least one storage inductance occurring in each single-ended power converter.
  • the input voltage E which can always be provided by a power factor corrector and to which the output voltage V A can be related, is the third important variable.
  • the operating range of a step-down converter in the IV diagram of FIG. 3a is intrinsically capped at its input voltage E with its upper limit V AMax . This is because each step-down converter can only generate output voltages V A that are lower than its input voltage.
  • the coordinates for the maximum output power P AMax and the maximum output current I AMax are drawn in dashed because they are only defined by the secondary parameters of the components of the step-down converter and, where necessary, must be complied with by regulation.
  • the left limit 11 for small output currents it is calculated where CRM or TCM can still just be reached as the normal mode provided for the buck converter under consideration.
  • the current l in the storage inductance L thus performs a seamless and uniform sawtooth curve between zero and L.
  • its output current can be calculated using the simple equation
  • This not only depends linearly on t onMin , but is also greater the smaller V A is. This leads to the missing corner, represented by the diagonal 11, in the vicinity of the origin of the IV diagram in the working area of FIG. 3a, even for a buck converter as the simplest clocked electronic power converter.
  • FIG. 3b shows the same reasoning for the four step-down and step-up single-ended power converters, namely inductor inverse converters or flyback, ⁇ uk, Zeta and SEPIC, which produce identical voltage conversions with the same t On /T in each case - apart from the polarity and a possible turns ratio.
  • the "local four" can theoretically generate infinitely high output voltages, which is why the coordinates for V AMax are shown here as dashed lines, because the maximum output voltage must be dimensioned into the components, saved as a maximum setpoint or otherwise held available and from of a regulation are complied with.
  • the calculation of the operating range of a step-up converter operated in the CRM or TCM runs analogously and results in l AMin - E 2 t onMin / 2L VA as a condition for the minimum possible output current.
  • the working range of the step-up converter corresponds exactly to that of the choke inverse converter, only shifted upwards by 1 E parallel to the VA axis.
  • the single-ended power converters in their normal mode (e.g. CRM or TCM), although this is necessary, for example, for deep dimming of LEDs when these from the power converters maintained and controlled underscores the need for the stated operating procedure.
  • the ripple of the variable controlled by the specified operating method plays the decisive role here.
  • This ripple which can also be referred to as the modulation depth of the current modulation of the output current, should be kept within a desired range in order to avoid or minimize undesired stroboscopic effects and light flicker. Therefore, this ripple must first be defined, which is caused by on-blanking and not only depends on a period T, but also on a duty cycle D of the same on-blanking.
  • the period T describes a burst period
  • the duty cycle D describes a burst duration in relation to the burst period
  • a blanking time is a pause duration and a blanking time corresponds to a burst duration.
  • a constant current l c which is an output current of a clocked electronic power converter 30 working as an adjustable current source and can be controlled by means of a special control variable 29, is applied to the parallel circuit consisting of an output capacitor CA and a load resistor R A out and thereby periodically interrupted with a period T.
  • a switch 31 which acts as an on/off blanking device, is set to “On”, and correspondingly to “Off” during the pauses between two bursts as durations t Off .
  • the supplying current source is short-circuited for all pauses or interruptions.
  • the average value over time ⁇ A of the output current l A corresponds to ⁇ A - l c t On / T - l c D the time-weighted charging current l c .
  • the power converter output current l c occurs at the maximum possible converter clock frequency if it is a resonant power converter, or at t onMin if it is used to control a single-ended power converter.
  • l AMax l c also quantifies the reduced output current of the specified operating method.
  • the ripple of the output capacitor voltage V c corresponds linearly to the ripple of the output current l A , which is permissible for purely ohmic loads with a relatively high resistance value, because the absolute current ripple is then small compared to the absolute voltage ripple and the latter is hardly affected.
  • Rectangular blocks of current with burst duration DT as width and value of l c as height flow into the output capacitor CA , and the average of them flows out again as ⁇ A and through the load resistor R A .
  • the output capacitor C A smoothes the square-wave current blocks into a DC voltage with a superimposed sawtooth-shaped voltage curve that is mapped onto the load current I A .
  • the values of the parabola 20 number the lowest of all possible burst frequencies f for constant absolute ripple when controlled by on-blanking in a burst mode, in order to achieve a ripple that is given as permissible over the entire D range from 0 to 1 both not to be exceeded and to be used optimally. This is because stronger ripple formation caused by a lower-impedance differential resistance can only be compensated for by correspondingly higher burst frequencies in order to ultimately achieve the same constant and low absolute ripple again.
  • the gabled roof shape represented by the straight line 22+23 thus satisfies a scheme for on-blanking in which the pause duration t Off remains constant for all D > 1 ⁇ 2 and the burst duration t On for all D ⁇ 1 ⁇ 2.
  • the specified operating method behaves accordingly or at least approximately according to this scheme for on-blanking, at least in two connected sections of variable D values of the entire D range.
  • the middle and the latter is the subject of this revelation and is explained in more detail below.
  • the corresponding diagonal 22 is therefore also called the constant t off branch of the operating method.
  • the keying-in period t On is kept constant, and to further reduce the duty cycle D, the burst frequency f is reduced again.
  • the diagonal 23 corresponding thereto is therefore also referred to as the constant t on -Ast of the operating method.
  • the time durations t On and t Off are only restricted here to the present example, in which they describe a burst duration and a pause duration between two consecutive bursts.
  • FIG. 6a shows an area with the above burst mode and some of the possible effects thereof, as well as the overall integration of this burst mode into an operating method for power supplies, in particular for LED operating devices that are intended to be able to dim their output current to values close to zero.
  • the duty cycle D recorded here basically relates to a burst mode within the operating method, in which the burst frequency is essentially adjusted, particularly in the ranges of D between 99% and 80% and between 30% and 1%. In these areas is the absolute Ripple W of the output signal, in this case the output current, e.g.
  • the clocked electronic power converter under consideration delivers its minimum output current that can be delivered in normal mode or the reduced output current I c of the operating method.
  • the ripple W is determined almost exclusively by the work of the power converter in interaction with its output filter and the differential resistance of the currently connected load acting in parallel. In most cases, it is the task of the power converter, in addition to setting the required output current, to actively filter out or regulate out the fluctuations in its internal supply voltage E, because this is almost always provided by a mains rectifier or a power factor corrector and therefore almost always has what is known as a "mains hum" of twice the mains frequency. While this normal mode power converter operation is part of the specified operating procedure, it is not further described because it is well known.
  • the maximum output current is either at a maximum possible output voltage (specified by the connected LED module, for example) or is fixed and set below the maximum possible value when the control gear is commissioned.
  • the value of the special control variable for example the converter clock frequency or the tonMin , with which the power converter has reached the limit of its possible operating range, remains constant for all further actions beyond this limit in burst mode.
  • This also eliminates the need for active mains hum correction, ie filtering out the fluctuations in the internal supply voltage E.
  • the jump in the ripple W in FIG. 6a from approx. 3% to approx Exactly 10% is caused by this, because every clocked electronic power converter that is rigidly controlled passes on all fluctuations in its input voltage E, such as the mains ripple here, proportionally to its output.
  • the operating method changes to its burst mode.
  • the ripple W of the output current is significantly larger than in the area with the normal mode of the clocked electronic power converter.
  • This larger ripple W of the output current in burst mode is even desirable because light installations with many light-emitting diodes that are connected in series and are therefore operated with the same current get a coarse-grained appearance when the same current is dimmed down very far and thereby absolutely would be smooth.
  • the specified operating method in burst mode permits even higher values for the absolute ripple W of the output current, e.g. constant-t On scheme for on/off keying.
  • the ripple W increases in each case in order to reach a peak ripple approximately in the middle between A and B.
  • this peak ripple should even be 25% to 40% of the reduced output current I c at the mode limit.
  • the scheme for on-blanking in which initially the burst frequency f is increased under a substantially constant t off , in order to reduce the duty cycle D from about 98% at a point A 1 , starting from a Modified point A, at which the burst frequency f reaches a value f DACH , for example at 2.0 kHz or particularly advantageously at only 1.25 kHz, which is well below the value of f Max .
  • a ripple W x generally behaves with a converter-specific factor F proportional to the period duration 1/f x . If two ripples from the same power converter and their associated period durations are compared with one another, according to
  • the said gabled roof shape consisting of the constant t off branch 22 and the constant t on branch 23 is drawn in dashed lines, according to which those burst frequencies f can be represented in kHz, which theoretically according to the specified scheme for the on -keying results in order - as in the lower graph phen shown in sections - to obtain a constant absolute ripple W of, for example, 5% in relation to the output current l c at the mode limit.
  • W constant absolute ripple W of, for example, 5% in relation to the output current l c at the mode limit.
  • 3 ⁇ 4 of the residual ripple is caused by the fluctuations in the internal supply voltage E or by the mains hum, whose effect with the output power, for supply of LED, i.e.
  • D 1% at point B 0
  • 100 Hz burst frequency f 01 is sufficient for the same effect, which is expressed in the form of the end points A 1 and B 0 of the solid line at the corresponding locations of the upper graph.
  • f DACH Another reason for capping the chest frequency f to the value f DACH , which at 2.0 kHz or 1.25 kHz, for example, is well below the value of f Max , is an acoustic one. Lighting objects tend to oscillate mechanically at the frequencies that occur electrically in them, their multiples or at possible subharmonics thereof and emit corresponding interference noise. Large luminaires for large fluorescent lamps often hum at 100 Hz. The smaller and more compact the light installations become, such as for LED applications, the higher the frequency at which they can oscillate mechanically. Several kHz as mechanical natural resonance are possible, with 3 kHz as natural resonance being more likely than 1.25 kHz. The aim is therefore to keep the value of f DACH below such mechanical natural resonances.
  • the human ear is even less sensitive to continuous noise at 1.25 kHz than to continuous noise at higher frequencies.
  • stroboscopic effects can also be avoided with relative certainty in the areas that are illuminated by an LED module that is supplied and controlled by an operating device whose electronic power converter works according to the specified operating method.
  • FIG. 6c illustrates the requirements for an effective relative output current ripple Y of an operating device, as derived from a standard for avoiding stroboscopic effects, for the supply and control of light-emitting diodes, which are preferred for general lighting or for stationary special lighting such as stages are provided.
  • the operating device can contain a clocked electronic power converter, which is operated according to the specified operating method, including a burst mode, in the specified scheme for its on/off switching.
  • the effective relative ripple Y depends on the on/off sampling or burst frequency f, which is plotted on the x-axis in logarithmic scaling. All ripples within the shaded rectangles and those below them are permissible.
  • a relative ripple is calculated from the absolute ripple, which has always been treated up to now, by dividing its value (the distance between minima and maxima of the time curve of the signal under consideration) by the current mean value of the signal carrying it, here in particular the output current of the clocked electronic power converter in the operating device under consideration.
  • the effective relative ripple Y arises from the relative ripple if the currently valid value of a differential load resistance R'A according to FIG Operating device depends.
  • each light-emitting diode is in the curved or kinked branch of its characteristic curve, which corresponds more to that of a variable high-impedance resistor than a steep one, typical of all diodes, out of the coordinate origin around the Flow voltage shifted and almost straight branch of the characteristic curve. This is explained in more detail below using the four operating points G 0 , G 1 , G 2 and G 3 .
  • FIG. 6d the circle is closed from the various ripples, the on/off keying that generates them and the avoidance of a stroboscopic effect in accordance with the previous figure.
  • the absolute ripple W from FIG. 6b, lower graph, according to the specified operating method and its on/off switching appears again and in the same way.
  • a relative waviness Wr is calculated from this by dividing the values of individual points on the W curve by the associated own percentages are divided. In the case of decreasing average values of an output current, represented by decreasing percentages, the respective relative ripple increases as shown.
  • the well-known gabled roof shape between points A and B is also reflected, slightly curved and distorted, on the overall hyperbolic curve for the relative waviness Wr.
  • the differential load resistance R' A from FIG. 4b is assumed to be constant, as before. Because of the already very small output current values, however, an LED load comes into the area of the knee in its characteristic curve and below. As the output current decreases, the differential load resistance increases so much here and with it a filter effect for the output current that its effective relative ripples from the middle of the graph and especially on its left-hand side are always smaller than the values of the theoretical - relative waviness Wr and can even reach into the range of the absolute waviness W shown. The decrease in the mean current value as the basis for calculating a relative ripple is approximately compensated for by the increase in the filter effect triggered by a differential load resistance that is becoming more highly resistive.
  • the line Y o thus describes the permissible relative ripples of the output current of an operating device as a function of the burst frequency f on the constant t on branch of the on /off gating in the burst mode of the specified operating method with which the operating device under consideration works.
  • the associated D point slightly to the left of A 1 is now transferred from FIG. 6b to 6d in order to determine the exact position of point G 3 here as well.
  • the dashed connecting line Y 1 between Gi and G 3 consequently describes the permissible relative ripples of the output current of an operating device as a function of the burst frequency f on the constant t off branch of on-blanking in burst mode of the specified operating method with which the considered control gear is working.
  • the capacitance of the output capacitor C A from Figure 4b is the parameter with which all ripples can be set to the desired levels.
  • the lower values shown here meet increased requirements, such as those for example, are placed on stage lighting or video or film recordings.
  • the converter clock frequency of the normal mode of a resonant half-bridge used for this measurement is constant here at, for example, 160 kHz. It includes at least one switchable bypass capacitor, which in normal mode is actually constantly decoupled before the mode limit. To record FIG. 7a, this bypass capacitor is first coupled periodically for a very short time in each case.
  • the coupling can be seen from the second-top measurement curve 21, which shows a low value when the bypass capacitor is coupled and a constantly high value when it is uncoupled.
  • the time interval between two consecutive coupling activities, ie between two falling edges of the measurement curve 21, is the burst period 1/f.
  • the same curve 21 illustrates the maximum burst pulse duty factor D required for this operating point, with “low” meaning a decoupled load and “high” a load normally supplied by the resonant half-bridge. This is because the switchable bypass capacitor is so large that when it is connected it actually decouples the load and sends the resonant half-bridge into (almost) pure flashing power work, which means that (almost) no active power is required at these times.
  • the burst duty cycle D is reduced from the maximum it has in the previous figure to approximately 40% and thus describes an operating point between points A and B (of FIG. 6b).
  • the much longer zero pauses in the “upper” current 46, which flows out of the rectifier, and the corresponding longer coupling phases of the at least one switchable bypass capacitor can be seen clearly, which can be seen from the respective low levels in the second-to-top measurement curve 21.
  • the curve 47 for the output current appears further away from the measurement curve 21 since it has decreased as required.
  • the bursts have become shorter.
  • the bottom curve 9 represents the input current of the entire resonant half-bridge.
  • FIG. 7c shows the measurement curves for the lowest possible operating point B 0 according to FIG. 6b, ie for a burst duty cycle D in the vicinity of 1% or for a percentage PS of significantly less than 1%.
  • the time resolution is finer here, which is why individual half-bridge cycles can be seen in the rectifier output current 46 and in the half-bridge input current 9, which is why, on the other hand, a complete burst period can no longer be represented.
  • the output current 47 has moved further down as required and its ripple is again as small as that in Figure 7a. As can be seen from current curve 46, the load is almost permanently decoupled.
  • the first condition for the minimum burst duty cycle D shown in FIG. 7c and thus for the minimum possible burst length t mess is the period of complete clocking of the power converter working in the operating device. Exactly two pulses of the rectifier output current 46 appear between the two edges in the logic signal 21, the first of which represents the decoupling and the second the recoupling of the at least one switchable bypass capacitor. Because the resonant half-bridge considered here is a push-pull converter, and the midpoint circuit is a full-wave rectifier. Thus there are always two energy transfer phases per clock period.
  • any regulated power supply in particular an operating device that is set up to supply energy and operate various types of LED modules, must continuously measure the load connected to it.
  • the output voltage is not known when first switched on or after a very long period of inactivity, and the same voltage varies greatly with module temperature. For example, if the module illuminates an exterior facade in winter and has just been switched on, the output voltage can be significantly higher than after continuous operation of the same module in summer.
  • the measurement can only take place as long as the power converter working in the power supply actually converts power and delivers it to its load, i.e. only during the bursts, because only then does an output voltage arise and an output current can be regulated to its (dimming) setpoint .
  • This measurement must be settled in each case in order to be able to obtain at least one meaningful value for the current output current and for the current output voltage for each burst. Because nothing can be measured in between, since then there is (almost) only reactive power or a pause.
  • the short bursts with their duration t mess must be longer than 10 ps, or preferably longer than 50 ps or, as in another exemplary embodiment, longer than 150 ps.
  • this corresponds to 1.6 or 8 or 24 full clock periods, whereby the first condition "at least one full clock period" is met in each case.
  • the burst durations t mess only have to be longer than the period duration of a complete power converter clock cycle, but they do not have to be integer multiples thereof.
  • the minimum possible burst duration t mess corresponds to the constant t OnFix from above for the constant t On -Ast 23 of on-blanking according to the description of Figure 5.
  • the mode limit can be at higher converter clock frequencies flimit , the lower the instantaneous output voltage V A is.
  • FIG. 8 shows a possible procedure resulting from this, as to how the specified on/off keying and the specified operating method can be used in an LED operating device in order to solve what is sometimes the most difficult of all possible cases.
  • a resonant half-bridge is installed as an electronic power converter in the control gear under consideration, to which a permissible LED module or a permissible combination thereof is connected.
  • the control gear does not know exactly what is currently connected.
  • the operating device only knows one mode limit cut 6 through the output voltages, ie one of these lines descriptive table of mode limit clock frequencies f limit depending on the respective output voltage V A , applies below which normal mode, and on which the burst mode is performed.
  • a third column of this table which is often a so-called “look-up table”, for example, can contain the lowest burst frequencies f 01 associated with the output voltages V A , and a fourth the associated handover frequencies f 98 or f 99 .
  • the control gear under consideration is now started for the first time and is intended to dim up the LEDs connected to it from complete darkness—that is, starting from its minimum possible output current I A.
  • the notorious switch-on light flash should be avoided at all costs, so it is better to set the control gear to an output current that is too small than too large.
  • the control gear initially assumes the worst case 7 in terms of output current, which means that a module with the lowest possible output voltage, e.g. 15 V, is connected because every resonant electronic power converter then naturally delivers the most current.
  • This output voltage therefore also includes the highest mode limit clock frequency f réelle0 at which the half-bridge starts, and at the same time the highest burst frequency f 01 for the lowest dimming position.
  • the smallest possible pulse duty factor D for example 1%, is set with this burst frequency.
  • the operating device has measured its current output voltage V A .
  • the burst frequency is first increased according to the dimming speed on the one hand and according to the specified scheme for on/off switching on the other hand, then kept constant at f top and then reduced again in order to thereby increase the duty cycle D and thus to continuously increase the dimming level. If the mode limit is reached, the burst mode changes to normal mode.
  • the electronic power converter in the control gear under consideration is operated and controlled within the natural limits of its possible working range in its normal mode using its special control variable, i.e. by means of reduction in the case of a resonant half-bridge their converter clock frequency.
  • the output current controller which is always active, is responsible for all of these controls.
  • the control gear under consideration first lowers its mode limit clock frequency to the value f limit1 and possibly also its lowest burst frequency f 01 according to the table above in order to adapt both to the newly measured output voltage VA .
  • This process 19 runs continuously in the background because the output voltage can change in Ifd. Operation can also change, e.g. due to a change in temperature of the LED module, due to errors or by controls at module level, e.g. due to spontaneous bridging of individual LEDs.
  • the output current controller is responsible for all the controls required for this, because it is the only one that carries out a constant setpoint/actual comparison for the output current.
  • the charm of this approach lies firstly in the particularly good utilization of digital control processors already described above, which makes large power ranges possible with relatively little effort, and secondly in improved utilization of the natural limits of the possible working range of a resonant power converter with a more complex resonance system .
  • the converter clock frequency is a measure of the currently transmitted current (coming from the DCM) and that at the same time the duty cycle within the converter clock frequency is a measure of the voltage ratio (coming from the CCM).
  • the limiting factor for both is the minimum possible switch-on time t onMin for the active power transistor.
  • the mode limit clock frequency f limit which at the same time represents the maximum frequency for the normal mode and is therefore close to t onMin , can be considered constant for all output voltages for resonant half-bridges that work as electronic power converters in operating devices for LEDs be fixed.
  • forenz is fixed at a value of 166.5 kHz, and the internal pulse duty factor here is generally somewhat smaller for both power transistors involved than is usual for resonant half-bridges in most cases.
  • the minimum burst frequency f 01 can also be constant and be 100 Hz, for example, independently of the instantaneous output voltage V A .
  • a simplified mode limit section 16 is vertical in FIG the output voltage measurement becomes unimportant, and that due to the fundamentally always active output current regulation in the vicinity of the operating point 17 or above it, a decision is made automatically as to whether burst mode or normal mode is present.
  • the special control variable on this side of the mode limit i.e. in normal mode, mostly wobbles in order to compensate for the mains hum, for example, but is rigid beyond the mode limit in burst mode
  • the mode limit should include a hysteresis (not shown), i.e. two closely adjacent or even parallel ones There are boundary lines that cause their mode changes to be direction-dependent and counter-current.
  • first boundary line at which there is a transition from normal mode to burst mode, to be at shorter t on or at higher f limit than a second boundary line at which there is a change back from burst mode to normal mode.
  • the distance between these two boundary lines sensibly corresponds to the maximum possible wobble of the special control variable for the respective normal mode. In this way, it is effectively avoided that an electronic power converter has to jump back and forth between its two modes periodically—for example, at twice the supply network frequency.

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Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betreiben eines getakteten elektronischen Leistungswandlers mit einem Ausgangsleistungsbereich zum Betreiben einer anschließbaren Last, wobei sich der Ausgangsleistungsbereich aus einem zulässigen Ausgangsspannungsbereich und einem zulässigen Ausgangsstrombereich ergibt, wobei der Leistungswandler einen Schalter, eine Induktivität und eine Ein-Austastvorrichtung aufweist. Das Verfahren ist durch folgende Schritte gekennzeichnet: - in einem ersten Betriebsmodus, der von dem maximalen Ausgangsstrom des Leistungswandlers von 100% bis zu einem reduzierten Ausgangsstrom reicht, Einstellen der Ein-Austastvorrichtung auf ein Burst-Tastverhältnis von 100%, und Verstellen der Wandlertaktfrequenz oder der Einschaltzeitdauer des Schalters, um den Ausgangsstrom des Leistungswandlers für die Last zu erhöhen oder zu reduzieren, - in einem zweiten Betriebsmodus, der von dem reduzierten Ausgangsstrom bis zu dem minimalen Ausgangsstrom reicht, Beibehalten der Wandlertaktfrequenz oder einer minimalen Einschaltzeitdauer des Schalters und Einstellen des Burst-Tastverhältnisses, um den Arbeitspunkt zu verändern und damit den Ausgangsstrom des getakteten Wandlers für die Last weiter zu verringern, wobei eine Ein-Austast- oder Burstfrequenz ab einem Burst-Tastverhältnis, das im Bereich von 40% bis 20% liegt, mit abnehmendem Burst-Tastverhältnis reduziert wird, um eine Welligkeit des Ausgangsstroms in einem gewünschten Bereich zu halten, wobei die Burstfrequenz bei dem Burst-Tastverhältnis, das im Bereich von 40% bis 20% liegt, um den Faktor 2 bis 40, vorzugsweise um den Faktor 3 bis 15 höher liegt als die Burstfrequenz bei minimalem Tastverhältnis.

Description

BURST BETRIEB MIT VARIABLER BURST FREQUENZ UND VARIABLEM BURST TASTGRAD FÜR BETRIEB VON DC/DC WANDLERN MIT NIEDRIGER AUSGANGSLEISTUNG ODER -STROM
BESCHREIBUNG
Technisches Gebiet
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betreiben eines getakteten elektronischen Leistungswandlers mit einem Ausgangsleistungsbereich zum Betreiben einer an- schließbaren Last.
Hintergrund
Elektronische Schaltungen, z.B. Leistungswandler zur Versorgung einer Last mit elektrischer Energie oder Leistung, also zu deren Wandlung zwischen einer Quelle und einer Last, sind heutzutage meist getaktet betrieben, um verlustarm arbeiten zu können, und müssen fast immer geregelt sein. Zu diesem Zweck muss solch ein getakteter elektronischer Leistungswandler verschiedene Spannungsüberset- zungen zwischen seinem Ein- und Ausgang ermöglichen können, und dies auch bei unterschiedlichen Ausgangsströmen. Anders ausgedrückt muss dieser Leis- tungswandler verschiedene Ausgangsströme einstellen und somit kontrollieren können, wobei sich - je nach momentaner Belastung - verschiedene Spannungs- übersetzungen zwischen seinem Ein- und Ausgang ergeben. Jeder hier betrachte- te getaktete elektronische Leistungswandler muss folglich in einem flächenförmi- gen und einstückig zusammenhängenden Arbeitsbereich in einem IV-Diagramm, das vom Ausgangsstrom als x-Achse und von der Spannungsübersetzung als y- Achse aufgespannt wird, ordnungsgemäß arbeiten, also verlustarm elektrische Energie oder Leistung wandeln können. Ist der zeitliche Mittelwert der Eingangs- Spannung im Wesentlichen konstant und als solcher bekannt, wovon im Weiteren stets ausgegangen wird, kann an der y-Achse des IV-Diagramms statt der Span- nungsübersetzung auch direkt die Ausgangsspannung angetragen sein.
Der getaktete elektronische Leistungswandler muss ferner mittels einer speziellen Steuergröße und abhängig von seiner momentanen Belastung einen bestimmten Arbeitspunkt innerhalb seines flächenförmigen Arbeitsbereichs immer und wieder- holt anfahren können, was letztlich durch schnelle und exakte Einstellung der momentan zu übertragenden Leistung geschieht. Deswegen kann sein Arbeitsbe- reich auch Leistungsbereich genannt werden. Dann taugt der betrachtete Leis- tungswandler als Stellglied innerhalb des Regelkreises für eine elektronische Energiewandlung oder Energieversorgung. Dieser Regelkreis kommt in allen Be- triebsgeräten, Laborstromversorgungen, Schaltnetzteilen, Gleichspannungs- oder Gleichstromwandlern, aktiven Spannungs- oder Stromquellen oder ähnlichem vor und übernimmt eine zweite Koordinate innerhalb des Arbeitsbereichs, die auch Regelkoordinate genannt sei. Eine erste Koordinate entspricht der Lastkennlinie. Der Schnittpunkt zwischen diesen beiden Koordinaten, also zwischen Lastkennli- nie und Regelkoordinate, ergibt den Arbeitspunkt. Ist dieser Regelkreis bspw. auf den Ausgangsstrom des getakteten elektronischen Leistungswandlers ausgerich- tet, steht seine zugehörige Regelkoordinate in besagtem IV-Diagramm senkrecht auf der x-Achse an der Stelle, die dem gerade vorgegebenen Sollwert für einen Ausgangsstrom entspricht. Bei einer Regelung auf die Ausgangsspannung liegt die zugehörige Regelkoordinate waagerecht im IV-Diagramm auf der Höhe, die dem aktuell gültigen Sollwert einer Ausgangsspannung entspricht.
Entladungslampen oder Leuchtdioden als Last haben in sich vorgegebene Brenn- oder Flußspannungen, wodurch deren Lastkennlinien zu quasi waagerechten Ge- raden innerhalb des Arbeitsbereichs im IV-Diagramm werden. Solche Lasten wer- den bevorzugt stromgeregelt mit Energie versorgt, damit sich ein gut definierter Arbeitspunkt ergibt. Deshalb werden solche getakteten elektronischen Leistungs- wandler, die aus sich selbst heraus einer Stromquelle ähneln oder sogar gleich- kommen oder die gutmütig auf eine Regelung ihres Ausgangsstroms reagieren, im Weiteren bevorzugt betrachtet. Eine elektronische Schaltung zur Energieversorgung kann auch auf ihre momen- tane Leistung geregelt sein. Die sich dann ergebenden Regelkoordinaten sind lau- ter jeweils zur Winkelhalbierenden des IV-Diagramms symmetrische Hyperbeln, die insbesondere bei höheren Leistungen die Lastkennlinien ebenso schneiden. Leistungshyperbeln als Regelkoordinaten eignen sich daher besonders gut für eine Regelung auf maximal zulässige Leistung, um eine Überlastung des getakte- ten elektronischen Leistungswandlers zuverlässig zu vermeiden.
Insbesondere für Betriebsgeräte, die zum Versorgen von Leuchtdioden als Last vorgesehen sind, kann ein flächenförmiger und einstückig zusammenhängender Arbeitsbereich bspw. durch die sechs Regelkoordinaten
• maximaler Ausgangsstrom
• maximale Ausgangsleistung
• maximale Ausgangsspannung
• minimaler Ausgangsstrom
• minimale Ausgangsleistung
• minimale Ausgangsspannung definiert sein. Soll der minimale Ausgangsstrom bei null liegen, die gesamte Ver- sorgungsschaltung also leerlaufstabil sein, empfiehlt sich statt der minimalen Aus- gangsleistung - die dann ja null ist - die minimal mögliche Leerlaufausgangs- spannung als neuer definierender Punkt. Soll dieselbe Versorgungsschaltung zu- sätzlich kurzschlussfest sein, ist als weiterer definierender Punkt der minimal ein- stellbare Kurzschlußstrom wiederum geeigneter als die minimale Ausgangsleis- tung. Eine Verbindungskurve zwischen diesen beiden letztgenannten Punkten er- setzt obige Koordinate der minimalen Ausgangsleistung und soll „bauchig“ mög- lichst nahe am Nullpunkt des IV-Diagramms vorbeziehen, wobei die Verbindungs- kurve in Abschnitten durchaus einer minimalen Ausgangsleistung nahekommen kann. Jeder durch lauter Regelkoordinaten oder durch die ersten drei davon plus minimale Leerlaufausgangsspannung plus minimal möglicher Kurzschlußstrom plus geforderte Verbindungskurve dazwischen eingegrenzte Arbeitsbereich wird im Weiteren als geforderter Arbeitsbereich angesehen. Letztere Kurve kann von einer durch den betrachteten Leistungswandler natürlich möglichen oder ermög- lichten Verbindungskurve abweichen, was ein Grund dieser Offenbarung ist. Die meisten elektronischen Schaltungen zur Wandlung elektrischer Energie oder Leistung, die einer Quelle entnommen wird und nach Wandlung zur Versorgung einer Last dient, insbesondere alle Betriebsgeräte, Laborstromversorgungen, Schaltnetzteile, Gleichspannungs- oder Gleichstromwandler, aktive Spannungs- oder Stromquellen oder ähnliches nutzen als Quelle das öffentliche Stromversor- gungsnetz, das üblicherweise eine bekannte effektive Spannung zwischen 90 V und 277 V anbietet bei einem idealerweise sinusförmigen Spannungsverlauf und bei einer Frequenz zwischen 50 Hz und 60 Hz. Um damit kompatibel zu sein, dür- fen die Verzerrungen, die der Eingangsstrom bspw. eines Betriebsgeräts im Ver- gleich zu seiner Eingangsspannung aufweist, gewisse enge Grenzen nicht über- schreiten. Bei allen Eingangsleistungen > 5 W ist dazu ein Leistungsfaktorkorrek- tor nötig, der oft mit PFC (= power factor corrector) abgekürzt ist und in Leistungs- flussrichtung gesehen direkt auf den Eingang der gesamten elektronischen Schal- tung folgt. Dessen Ausgang ist von einem großen Zwischenkreiskondensator ge- bildet, in dem eine Zwischenkreisspannung gepuffert wird, auf deren zeitlichen Mittelwert der PFC geregelt ist. Die Zwischenkreisspannung ist also bekannt und in etwa konstant und versorgt den eigentlichen getakteten elektronischen Leis- tungswandler mit Energie, der dadurch gekennzeichnet ist, dass er oft eine galva- nische Isolation zwischen seinem Ein- und seinem Ausgang aufweist, und dass er immer einen wie oben schon beschriebenen flächenförmigen und einstückig zu- sammenhängenden Arbeits- oder Leistungsbereich anbietet. Mit der speziellen Steuergröße werden verschiedene Arbeitspunkte auf einer Lastkennlinie innerhalb seines Arbeitsbereichs kontrolliert angefahren.
Alle getakteten elektronischen Leistungswandler umfassen jeweils mindestens einen Speicherkondensator und mindestens eine Speicherinduktivität oder Spei- cherspule oder Speicherdrossel sowie mindestens eine Gleichrichterdiode und mindestens einen aktiv steuerbaren Leistungstransistor. Damit sind die drei ein- fachsten Leistungswandlertopologien Tiefsetzsteller (Buck), Hochsetzsteller (Boost) und Drosselinverswandler (Buck-Boost) bereits umrissen. Ein Öuk- Wandler, ein Zeta-Wandler und ein SEPIC (= single-ended primary inductor con- verter) sind kompliziertere Topologien, die dennoch nur genau einen aktiv steuer- baren Leistungstransistor und eine Gleichrichterdiode umfassen und zusammen mit den drei erstgenannten Topologien die sechs möglichen grundlegenden Ein- takt-Leistungswandler bilden. Alle drei letztgenannten Leistungswandlertopologien können genauso wie der Drosselinverswandler eine Ausgangsspannung erzeu- gen, die sowohl größer als auch gleich als auch kleiner als die jeweilige Eingangs- spannung sein kann, und benötigen dazu jeweils dieselbe spezielle Steuergröße, deren Wert in allen vier Topologien sogar jeweils das gleiche Spannungsüberset- zungsverhältnis erzeugt. Für die sechs Eintakt-Leistungswandler ist meist eine PWM oder eine anderweitige digitale Taktung zwischen „Ein“ und „Aus“ des akti- ven Leistungstransistors die spezielle Steuergröße, deren Wert einem Tastver- hältnis innerhalb der speziellen Steuergröße entspricht.
Der Speicherkondensator am Ausgang eines Hochsetzstellers, eines Drosselin- verswandlers oder eines SEPICs kann auch mit dem Zwischenkreiskondensator identisch sein, wenn diese drei Leistungswandlertopologien wie sehr oft als PFC eingesetzt werden. Bei letzteren beiden und beim Zeta-Wandler kann die jeweils mit einer durchgehenden Masseleitung verbundene Speicherinduktivität durch ei- nen Transformator ersetzt sein, wodurch aus dem Drosselinverswandler ein Fly- back-Wandler entsteht. Daraus folgt, dass Flyback und SEP IC auch als isolieren- de PFCs ausgebildet sein können. Einen isolierenden Öuk-Wandler zu konstruie- ren ist ebenso möglich, aber komplizierter. Ein Öuk-Wandler oder ein Zeta- Wandler in reiner PFC-Funktion ist unüblich.
Solange alle Zeitpunkte beider Schaltaktivitäten „Einschalten“ und „Ausschalten“ des aktiven Leistungstransistors in den Eintakt-Leistungswandlern von außen vor- gegeben werden, sind sie hartschaltend betrieben. Der Nachteil davon sind starke Funkstörungen und Schaltverluste proportional zu einer Wandlertaktfrequenz so- wie quadratisch proportional zum Spannungsbereich. Diese Verluste treten be- sonders im sogenannten CCM (= continuous conduction mode) auf, der für kleine- re Ausgangsströme automatisch in einen CRM (= critical conduction mode) oder TCM (= transient conduction mode) übergeht. Dabei berührt der Strom der min- destens einen Speicherinduktivität pro Takt einmal die Nulllinie, zeigt dabei aber annähernd keine Lücke. Da dieser Modus obige Schaltverluste und Funkstörun- gen deutlich reduziert, wird er für fast alle Eintakt-Leistungswandler kleiner und mittlerer Leistungen (bis bspw. 500 W) als Normalmodus vorgesehen und liegt auch hier allen weiteren Beschreibungen dieser Sorte von Wandlern zugrunde. Im Unterschied zum hartschaltenden Betrieb werden die Einschaltzeitpunkte des Leistungstransistors nicht mehr von außen vorgegeben, sondern ergeben sich aus optimalen Zustandspunkten innerhalb der Schaltung.
Die Größe der mindestens einen Speicherinduktivität innerhalb der sechs grundle- genden Eintakt-Leistungswandler beeinflusst den minimal möglichen Ausgangs- strom, und deren Sättigungsverhalten sowie die Dimensionierung der übrigen am Wandler beteiligten Bauteile begrenzen den maximal möglichen Ausgangsstrom. Letzterer ist im laufenden Betrieb schlecht erkennbar und muss daher durch Re- gelung auf einen zu diesem Maximum passend abgespeicherten oder anderweitig vorgehaltenen Sollwert eingehalten werden. Die maximale Ausgangsspannung ist entweder auf die Eingangsspannung gedeckelt wie beim Tiefsetzsteller oder durch die Dimensionierung der Bauteile begrenzt, die maximale Ausgangsleistung ist über die maximal zulässigen Verluste limitiert. Auch diese beiden Dinge sind von der Regelung zu erkennen und gemäß abgespeicherter oder anderweitig vorge- haltener Maximal-Sollwerte abzufangen. Der Hochsetzsteller ist insofern ein Son- derfall, da seine minimale Ausgangsspannung auf die momentane Eingangsspan- nung begrenzt ist.
Werden zwei aktiv steuerbare Leistungstransistoren in derselben Leistungswand- lertopologie eingesetzt, entstehen als sogenannte Gegentakt-Leistungswandler zumeist Halbbrücken, die einen Brückenzweig aus zwei seriell verschalteten Leis- tungstransistoren umfassen, der zum Eingang hin über einen Speicherkondensa- tor abgeschlossen ist. Dieser liegt zwischen der Arbeitselektrode des oberen und der Bezugselektrode des unteren Leistungstransistors und ist zumeist mit einem Zwischenkreiskondensator identisch. Die beiden nicht mit dem Zwischenkreiskon- densator verbundenen „großen“ Elektroden beider Leistungstransistoren, also die Bezugselektrode des oberen und die Arbeitselektrode des unteren Leistungstran- sistors, bilden gemeinsam einen Mittelpunkt des Brückenzweiges. Neben einer Funktionsänderung für die dort angeschlossene Speicherinduktivität, die weiter unten noch beschrieben wird, und neben mindestens einer zusätzlichen Gleich- richterdiode, die zusammen mit der in allen Eintakt-Leistungswandlern schon vor- handenen einen vollwellentauglichen Gleichrichter bildet, benötigen die Halbbrü- cken zusätzlich mindestens einen weiteren Speicherkondensator in Serie zur Speicherinduktivität, der den Gleichspannungsanteil der Spannung am Mittelpunkt des Brückenzweigs aufnimmt und daher oft Koppelkondensator genannt wird. Bil- det der Koppelkondensator zusammen mit der Speicherinduktivität, die bei Halb- brücken vorteilhaft zumindest teilweise durch einen Transformator realisiert ist, einen Resonanzkreis mit einer Eigenfrequenz unterhalb einer aktuellen Wandler- taktfrequenz, die an der Spannung am Mittelpunkt des Brückenzweigs ablesbar ist, entsteht eine resonante Halbbrücke mit Schaltentlastung durch ZVS (= zero voltage switching). Dabei geschieht jeder Einschaltvorgang beider Leistungstran- sistoren des Brückenzweigs spannungslos, wodurch jegliche Einschaltverluste vermieden und damit auch die Funkstörungen minimiert sind. Zum Erzielen dieser sehr vorteilhaften ZVS-Schaltentlastung wird der Resonanzkreis und der daran angeschlossene Gleichrichter von seinem Brückenzweig überresonant mit Energie versorgt, damit er sich zumindest leicht induktiv verhält. Zur Reduktion der über- tragenen Leistung wird fast immer, anstatt die üblicherweise gleichlangen Zeitab- schnitte zur abwechselnden Ansteuerung des unteren und des oberen Leistungs- transistors unterschiedlich lang zu machen, einfach die Wandlertaktfrequenz für eine resonante Halbbrücke erhöht. Dabei verhält sich der Resonanzkreis zuneh- mend stärker induktiv, wodurch die übertragbare Wirkleistung gedrosselt wird. Bei resonanten elektronischen Leistungswandlern sind wie schon oben bei CRM oder TCM die jeweiligen Einschaltzeitpunkte der Leistungstransistoren nicht von außen vorgebbar, sondern durch optimale Zustandspunkte aus dem Inneren der Schal- tung definiert. Sobald im Weiteren von einem Normalmodus für eine Leistungs- übertragung die Rede sein wird, gelten entweder CRM bzw. TCM für die Eintakt- Leistungswandler oder resonantes ZVS für die Halbbrücken. Die spezielle Steuer- größe für erstere ist ein Tastverhältnis in einer PWM, für letztere die Wandlertakt- frequenz. Die Speicherinduktivität aus den sechs Eintakt-Leistungswandlern, in der gleichstrombehaftete Ströme oder bei CCM sogar lückenlose Gleichströme, die nur noch eine Welligkeit in Wandlertaktfrequenz aufweisen, gespeichert sein kön- nen, ist bei der Halbbrücke in eine Resonanzinduktivität oder in einen induktiven Anteil des Resonanzkreises übergegangen mit folglich deutlich reduzierten Henry- Werten. Denn zumindest im Transformatorabschnitt dieser Resonanzinduktivität fließt nun reiner Wechselstrom in der Wandlertaktfrequenz. Meistens bildet die Streuinduktivität eines Transformators als Resonanzinduktivität L in Serie zur übli- chen Kapazität C eines Koppelkondensators Resonanzfrequenzen aus, die für die Halbbrücke zu hoch sind, weshalb sehr große Koppelkondensatoren nötig wären, die wiederum zu so niedrigen reaktiven Impedanzen führten, dass eine derartige resonante Halbbrücke nur als Schweißgerät taugte. Daher wird meist eine diskrete Resonanzspule zur Primärwicklung des Transformators in Serie geschaltet, um zusammen mit üblichen oder sogar verkleinerten Koppelkondensatoren über die Impedanz Wurzel (L/C) den Ausgangsstrombereich der resonanten Halbbrücke einzustellen.
Darum herum wird der mögliche Arbeitsbereich einer resonanten Halbbrücke von ihren natürlichen ZVS-Grenzen definiert, die meist beliebig gekrümmt sind und sogar die Achsen des IV-Diagramms in beliebigen Winkeln berühren können. Eine resonante Halbbrücke kann sowohl leerlaufstabil als auch kurzschlussfest sein. Die beiden Regelkoordinaten „maximaler Ausgangsstrom“ und „maximale Aus- gangsspannung“ als geforderter Arbeitsbereich liegen innerhalb des möglichen Arbeitsbereichs, sofern die maximale Leistung nicht überschritten ist. Die obere und rechte natürliche ZVS-Grenze kann die Regelkoordinate „maximale Leistung“ ersetzen, wenn die Ansteuerung des Brückenzweiges diese natürliche Arbeitsbe- reichsbegrenzung entweder kennt (Maximalarbeitspunkte in einem p-Prozessor oder -Controller abgespeichert) oder mittels Non-ZVS-Erkennung kontinuierlich ausmisst oder gar nicht überschreiten kann. Letzteres ist insbesondere bei soge- nannten Selbstschwingern gegeben, da ihre Ansteuerungen auf den für ZVS er- forderlichen Rest an Blindleistung aus ihren Resonanzkreisen angewiesen und somit intrinsisch darauf abgestimmt sind. In anderen Worten versiegt die Ansteue- rung und schaltet sich der Leistungswandler ab, wenn zu wenig Blindleistung oder eben kein ZVS mehr vorhanden ist.
Zur Auswahl der Leistungswandlertopologie als Stellglied für bspw. ein Betriebs- gerät sowie zu deren Auslegung und Dimensionierung wird der geforderte Ar- beitsbereich im IV-Diagramm herangezogen. Je größer er sein soll und vor allem je näher er an die Achsen des IV-Diagramms heranreichen soll, wodurch sich die Spreizung der Ausgangsgrößen erhöht, desto kostspieliger wird dieses Stellglied, denn sein natürlicher oder möglicher Arbeits- oder Leistungsbereich weicht fast grundsätzlich von dem geforderten ab. Nach üblicher Auslegung und Dimensionie- rung wird der natürliche oder mögliche Arbeitsbereich so groß gemacht, dass er den geforderten umschließt, was logischerweise kostentreibend ist. Dann schau- felt der getaktete elektronische Leistungswandler unnötig viel Blindleistung hin und her oder benötigt unnötig groß dimensionierte reaktive Bauteile oder eine unnötig komplizierte Topologie. Alles treibt Kosten und Verluste nach oben und führt oft dazu , dass der Leistungswandler Flächenstücke bedienen kann, die in seinem Arbeitsbereich gar nicht gefordert sind. Ein strom-bidirektionaler Wandler ist bspw. hilfreich für einen Ausgangsstrom gleich null, auch wenn der negative Teil seines möglichen Arbeits- oder Leistungsbereichs gar nicht gebraucht wird.
Bei weniger üppigen Leistungsbereichen, bspw. ohne negativen Teil, bleibt gerade der Bereich kleiner Ausgangsströme, kleiner Ausgangsspannungen bzw. kleiner Ausgangsleistungen generell problematisch in Bezug auf seine Erreichbarkeit und Regelbarkeit. Bei der resonanten Halbbrücke bestimmt die genaue Form und Aus- legung des Resonanzkreises, wie weit der mögliche Arbeitsbereich unten links am Ursprung, also die natürliche ZVS-Grenze als Verbindungskurve zwischen kleinstmöglicher Leerlaufausgangsspannung und kleinstmöglichem Kurzschluß- strom am Nullpunkt des IV-Diagramms entfernt ist. In einem ungünstigen Fall ragt diese Verbindungskurve in Form bspw. eines Fingers in den Arbeitsbereich hinein und schneidet ein wichtiges Flächenstück aus ihm heraus. Bei allen Eintakt- Leistungswandlern ergeben sich in Verbindung mit der höchstmöglichen Wandler- taktfrequenz in Form einer kleinstmöglichen On-Zeit des Leistungstransistors aus dem Wert der mindestens einen Speicherinduktivität die niedrigsten möglichen Ausgangsströme, die obendrein von den momentanen Ein- und Ausgangsspan- nungen abhängen. Wird der durch CRM oder TCM definierte optimale Wiederein- schaltzeitpunkt verstreichen gelassen und der Leistungstransistor jedes Mal erst später eingeschaltet, wird zwar ein noch kleinerer Ausgangsstrom ermöglicht, da- für steigen aber die Verluste und die Funkstörungen. Eine Möglichkeit, beides zu- mindest im Ansatz gleichzeitig einzuhalten, also regelmäßig verspätet einschalten und trotzdem optimale Wiedereinschaltzeitpunkte zu treffen, wird in WO- 2016/050689-A2 offenbart.
Das Letztgenannte ist jedoch nur aufwendig realisierbar und für resonante Halb- brücken sogar unmöglich. Ein Burstmodus hingegen eröffnet eine Arbeitsbe- reichsvergrößerung nach unten. Denn eine ausgewählte und schon optimierte Leistungswandlertopologie lässt einen Abschnitt des geforderten Arbeitsbereichs in ihrem Normalmodus meist prinzipiell nicht zu, weshalb ihr Normalmodus, eben ZVS, CRM oder TCM, zeitweise verlassen werden muss. Dabei wird während der sogenannten Bursts ein Leistungswandler in seinem Normalmodus betrieben, und zwischen zwei Bursts komplett abgeschaltet oder ausgetastet, also während die- ser Pause sein aktiver Leistungstransistor beispielsweise einfach nicht angesteu- ert. Dies geschieht periodisch, wodurch sich neben der speziellen Steuergröße für den Leistungswandler als solchen eine zweite Steuergröße ergibt in Form einer Burstdauer und einer Pausendauer zwischen jeweils zwei Bursts. Die Zeit zwi- schen zwei aufeinanderfolgenden Anfängen von Bursts sei Burstperiode genannt, deren Kehrwert entsprechend Burstfrequenz. Der Gedanke dahinter ist eine Aus- dünnung der Zusatzverluste aufgrund der Verletzung des ZVS-, CRM- oder TCM- Prinzips, weil diese Zusatzverluste nicht in jeder Taktperiode des Leistungswand- lers auftreten, sondern nur zu Beginn jedes Bursts. Damit sich kein „Einzelpuls- Burstbetrieb“ ergibt, dessen optimale Variante in WO-2016/050689-A2 beschrie- ben ist, muss besagte Burst-Periode deutlich länger als die Taktperiode des ei- gentlichen Leistungswandlers sein, bspw. mindestens zehnmal so lang.
Zum Erzielen eines Burstmodus' kann die Dimensionierung einer Leistungswand- lertopologie, insbesondere wenn es sich um eine resonante handelt, entweder periodisch wiederkehrend oder blockweise umgeschaltet werden je nachdem, welche Form eines natürlichen Arbeitsbereichs aktuell gebraucht wird. Bei block- weiser Umschaltung wird zusätzliche Blindleistung zugeschaltet, wenn ein vergrö- ßerter oder veränderter natürlicher Arbeitsbereich erforderlich ist, und wieder weggeschaltet, wenn dieser nicht mehr nötig ist. Bei periodischer Umschaltung kann die zugeschaltbare Blindleistung so beschaffen und so hoch sein, dass sich durch ihre Zuschaltung der Leistungswandler auftrennt in einen Blindleistungs- schwinger und einen Gleichrichter, der samt einer Last dann jeweils abgekoppelt ist. Während der Bursts oder während eines Betriebs im Normalmodus ist die zu- schaltbare Blindleistung weggeschaltet, um den Gleichrichter und die Last eben nicht abzukoppeln, sondern normal mit Energie zu versorgen. In EP-2952060-B1 ist beispielhaft gezeigt, wie eine Pause zwischen zwei Bursts minimal eine halbe Taktperiode einer Halbbrückenansteuerung lang andauern kann und auch darauf synchronisiert ist. Dort besteht eine Pause jeweils aus ei- nem kurzzeitigen Kurzschluss des Gleichrichters einer resonanten Halbbrücke. Umgekehrt kann ein einzelner Burst minimal dieselbe Dauer aufweisen. Dazwi- schen sind sämtliche Kombinationen mit einer Zeitrasterung in dieser halben Taktperiode möglich. Eine Umschaltung der Topologie liegt deshalb vor, weil der Brückenzweig auch während der Pausen weiter getaktet wird, wobei der daran angeschlossene Resonanzkreis dann jeweils in sich geschlossen ist.
Sobald eine resonante Halbbrücke durch schaltbare Reaktanzen oder Kurzschlüs- se ausgetastet wird, kann bei guter zeitlicher Abstimmung der Pausen zwischen den Bursts auf den Wandlertakt die ZVS-Bedingung auch zu Burstbeginn einge- halten werden. Die Verluste des Blindleistungsschwingers während der Pausen treten an die Stelle der Zusatzverluste bei Burstbeginn in den Eintakt- Leistungswandlern. Diese lassen sich sogar, statt sie auszutasten, blockweise oder periodisch in ihrer Topologie umschalten. Beispielsweise kann durch Über- brückung des Binnenkondensators und der eigentlichen Gleichrichterdiode durch eine zusätzliche schaltbare Gleichrichterdiode aus einem SEPIC ein Hochsetzstel- ler gemacht werden, wie es u. a. in EP-1710898-B1 oder in US-8,379,422-B2 of- fenbart ist.
Ziel bei alldem, insbesondere im jeweiligen Burstmodus, kann neben dem ge- wünschten Mittelwert auch eine bestimmte Welligkeit des Ausgangsstroms sein. Diese Welligkeit soll abschnittsweise unabhängig vom Mittelwert des Ausgangs- stroms und damit unabhängig von Burstdauern und Burstfrequenzen eines den Ausgangsstrom steuernden Burstmodus' sein und kann oder soll sogar die Wellig- keit des Ausgangsstroms bei Betrieb im Normalmodus übersteigen.
Aufgabe
Es ist Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren zum Betrieb eines getakteten elektro- nischen Leistungswandlers in bspw. einem Betriebsgerät für Leuchtdioden anzu- geben, das keine unnötigen Schaltungserweiterungen für den Leistungswandler erfordert. Dabei umfasst das Betriebsverfahren zumindest zwei Bereiche, einen ersten Bereich mit Betrieb des Leistungswandlers in seinem Normalmodus und mindestens einen zweiten Bereich für Ausgangsströme oder Ausgangsleistungen, die kleiner als diejenigen vom Normalmodus erreichbaren sind, mit einem speziel- len Betriebsverfahren für einen Burstmodus. Mit einer anderen Herangehensweise als in WO-2016/050689-A2 wird ausdrücklich KEIN Einzelpuls-Burstbetrieb ange- strebt, der ein absolutes Minimum an Welligkeit im Ausgangsstrom zum Ziel hat, sondern ausgehend von einer erlaubten und größeren Welligkeit in demselben Ausgangsstrom wird eine Burstdauer und eine Pausenzeit zwischen zwei Bursts ermittelt. Dabei soll die Welligkeit des Ausgangsstroms in einem gewünschten Be- reich, der von der Burstfrequenz abhängt, und dabei bevorzugt unterhalb eines Grenzwertes, der von der Burstfrequenz abhängt, bleiben mit dem Ziel, uner- wünschte Flicker- und Stroboskop-Effekte bei der angeschlossenen LED-Last zu vermeiden bzw. zu minimieren.
Wichtige Nebenbedingung für alle noch zu betrachtenden Lösungen für das Be- triebsverfahren kann eine Leistungsübertragung über eine galvanische Isolations- barriere hinweg sein.
Die erlaubte Welligkeit nimmt bei kleiner werdenden Ausgangsströmen in einer Art und Weise zu, wie sie insbesondere für die Stromversorgung von Leuchtdioden sinnvoll ist, die bis zu sehr geringen Helligkeiten - fast bis an ihre physikalische Grenze heran - heruntergedimmt werden sollen.
Da diese Welligkeit auch von der Ausgangsspannung, die der Leistungswandler momentan abgeben soll, abhängt, muss das Betriebsverfahren ferner die Möglich- keit bieten, diese Ausgangsspannung im Ifd. Betrieb zu messen. Im Falle von bspw. seriell auf einem Modul zusammengeschalteten Leuchtdioden, die vom Leistungswandler ihres Betriebsgeräts zu versorgen sind, hängt die Ausgangs- spannung von der momentanen Temperatur des Moduls ab. Außerdem soll ein für das angegebene Betriebsverfahren vorgesehenes Betriebsgerät alternativ viele verschiede Module mit unterschiedlichen Flußspannungen mit Strom versorgen können, wodurch es zu einem immer häufiger anzutreffenden Weitbereichs- Betriebsgerät wird, sodass die Ausgangsspannung beim erstmaligen Start des Betriebsgeräts immer eine unbekannte Größe ist. Schließlich soll das Betriebsverfahren ermöglichen, den demgemäß getakteten elektronischen Leistungswandler eines damit ausgestatteten Betriebsgeräts „aus dem Nichts“ heraus anfahren zu lassen, also einen minimal möglichen Dimmsoll- wert von Anfang an umsetzen zu können, um auf diese Weise den berüchtigten Einschaltlichtblitz zu vermeiden.
Darstellung der Erfindung
Die nähere Erläuterung des Betriebsverfahrens fußt beispielhaft auf einer reso- nanten Halbbrücke mit Serienresonanzkreis zwischen ihrem Brückenzweig und ihrem Gleichrichter, wobei der Serienresonanzkreis einen Transformator umfasst, und wobei mindestens einer der Wicklungen des Transformators mindestens ein Bypasskondensator parallelgeschaltet ist, dessen Kapazität mittels des angege- benen Betriebsverfahrens kontrolliert variabel ist. Hierfür ist der Bypasskondensa- tor mit einer Ein-Austastvorrichtung verbunden, die mit dem angegebenen Be- triebsverfahren gesteuert wird. Auch wird beschrieben, wie dasselbe Betriebsver- fahren auf Ansteuerungen von anderen getakteten elektronischen Leistungswand- lern als Stellglieder innerhalb geregelter Betriebsgeräte, wie sie besonders vorteil- haft zur Versorgung von Leuchtdioden vorgesehen sind, angewandt werden kann.
Die Lösung der Aufgabe erfolgt erfindungsgemäß mit einem Verfahren zum Be- treiben eines getakteten elektronischen Leistungswandlers mit einem Ausgangs- leistungsbereich zum Betreiben einer anschließbaren Last, wobei sich der Aus- gangsleistungsbereich aus einem zulässigen Ausgangsspannungsbereich und einem zulässigen Ausgangsstrombereich ergibt, der an einer seiner Seiten von einem reduzierten Ausgangsstrom begrenzt ist, wobei der Leistungswandler min- destens einen Schalter, welcher durch eine spezielle Steuergröße in Form einer geeigneten Wandlertaktfrequenz und einer geeigneten Einschaltzeitdauer betrie- ben wird, um mit einer ihn umfassenden und als steuerbare Stromquelle wirken- den Leistungswandlertopologie einen Ausgangsstrom zu regeln, und eine Ein- Austastvorrichtung aufweist, die den Ausgangsstrom des Leistungswandlers peri- odisch unterbrechbar auf einen Ausgangskondensator leitet. Der Ausgangskon- densator glättet hier vorteilhaft den Ausgangsstrom des Leistungswandlers. Das Verfahren ist durch folgende Schritte gekennzeichnet:
- in einem ersten Betriebsmodus, der Normalmodus genannt sei und der von dem maximalen Ausgangsstrom des Leistungswandlers von 100% bis zu dem reduzier- ten Ausgangsstrom reicht, Einstellen der Ein-Austastvorrichtung auf ein Burst- Tastverhältnis von 100%, also auf einen Betrieb ohne Unterbrechungen, und Ver- stellen der Wandlertaktfrequenz und der Einschaltzeitdauer des Schalters, um den Ausgangsstrom des Leistungswandlers für die Last zu erhöhen oder zu reduzie- ren,
- in einem zweiten Betriebsmodus, der Burstmodus genannt sei und von dem re- duzierten Ausgangsstrom bis zu dem minimalen Ausgangsstrom reicht, Beibehal- ten der Wandlertaktfrequenz und der Einschaltzeitdauer des Schalters, die für den reduzierten Ausgangsstrom gültig sein können, und Einstellen eines Burst- Tastverhältnisses durch die Ein-Austastvorrichtung, um den Arbeitspunkt zu ver- ändern und damit den Ausgangsstrom des getakteten Wandlers für die Last weiter zu verringern, wobei eine Burstfrequenz ab einem Burst-Tastverhältnis, das im Bereich von 40% bis 20% liegt, mit abnehmendem Burst-Tastverhältnis reduziert wird, um eine Welligkeit des Ausgangsstroms in einem gewünschten Bereich zu halten mit dem Ziel, die Lichtqualität zu optimieren z.B. um stroboskopische Effek- te zu minimieren. Gleichzeitig wird durch die Reduzierung der Burstfrequenz die zeitliche Auflösung des Stellglieds bzw. die Auflösung der Wirkung des Tastver- hältnisses der Ein-Austastvorrichtung wunschgemäß erhöht, so dass die Stromre- gelung eine bessere Auflösung erhält. Die Burstfrequenz ist niedriger als die Wandlertaktfrequenz und ist bei dem Burst-Tastverhältnis, das im Bereich von 40% bis 20% liegt, vorteilhaft um den Faktor 2 bis 40, vorzugsweise um den Fak- tor 3 bis 15 höher als die Burstfrequenz bei minimalem Burst-Tastverhältnis und damit bei minimalem Ausgangsstrom.
Das Verfahren kann zur Übertragung von elektrischer Leistung über eine galvani- sche Barriere hinweg genutzt werden, wobei die galvanische Barriere z.B. ein Iso- lationstransformator bzw. ein Leistungsübertrager ist, wobei die Ein- Austastvorrichtung die Strompulse mit einem verstellbaren Burst-Tastverhältnis auf den Ausgangskondensator leitet, welcher zum Glätten des Ausgangsstroms dient. Der Ausgangsstrom wird in dem oben genannten zweiten Betriebsmodus, der von dem reduzierten Ausgangsstrom bis zu dem minimalen Ausgangsstrom reicht, mittels Verstellen des Burst-Tastverhältnisses reduziert bzw. gedimmt. Der Ausgangsstrom wird durch das Ein-Austasten der Strompulse moduliert. Eine dar- aus resultierende Welligkeit des Ausgangsstroms ist abhängig von der Burstfre- quenz sowie vom Burst-Tastverhältnis sowie von der Größe des Ausgangskon- densators.
Vorteilhafterweise synchronisiert die Ein-Austastvorrichtung die Unterbrechungen des Ausgangsstroms des Leistungswandlers auf die Wandlertaktfrequenz mittels geeigneter Einstellung von Burstfrequenz und Burst-Tastverhältnis.
In einer besonders bevorzugten Ausführungsform weist die Ein-Austastvorrichtung vier Arbeitspunkte auf:
- Bei einem ersten Arbeitspunkt liegt die Burstfrequenz in einem Bereich zwischen 60Hz und 600Hz, vorzugsweise in einem Bereich zwischen 200Hz und 450Hz, und das Burst-Tastverhältnis in einem Bereich zwischen 0,05% bis 10%, vorzugs- weise in einem Bereich zwischen 1 % und 5%,
- Bei einem zweiten Arbeitspunkt liegt die Burstfrequenz in einem Bereich zwi- schen 800Hz und 4000Hz, vorzugsweise in einem Bereich zwischen 1000Hz und 2000Hz, und das Burst-Tastverhältnis in einem Bereich zwischen 15% bis 35%, vorzugsweise in einem Bereich zwischen 20% und 30%,
- Bei einem dritten Arbeitspunkt liegt die Burstfrequenz in einem Bereich zwischen 800Hz und 4000Hz, vorzugsweise in einem Bereich zwischen 1000Hz und 2000Hz, und das Burst-Tastverhältnis in einem Bereich zwischen 65% bis 85%, vorzugsweise in einem Bereich zwischen 70% und 80%,
- Bei einem vierten Arbeitspunkt liegt die Ein-Austastvorrichtungsfrequenz in ei- nem Bereich zwischen 60Hz und 600Hz, vorzugsweise in einem Bereich zwischen 200Hz und 450Hz, und das Tastverhältnis in einem Bereich zwischen 90% bis 100%, vorzugsweise in einem Bereich zwischen 98% und 100%.
Mit dieser Maßnahme werden die oben genannten Ziele besonders gut erreicht und die Lichtqualität erhöht sich über den gesamten Dimmbereich beträchtlich.
In einer weiteren Ausführungsform steigt die Burstfrequenz im Bereich zwischen dem ersten und dem zweiten Arbeitspunkt linear über dem Burst-Tastverhältnis an. Dies stellt vorteilhaft einen besonders weichen und im Licht nicht wahrnehm- baren Übergang zwischen den Arbeitspunkten sicher.
In einer anderen Ausführungsform nimmt die Burstfrequenz im Bereich zwischen dem dritten und dem vierten Arbeitspunkt linear über dem Burst-Tastverhältnis ab. Auch hier wird durch die Maßnahme eine besonders konstante bzw. angenehme Lichtqualität beim Dimmen angestrebt.
In einer weiteren Ausführungsform bleibt die Burstfrequenz im Bereich zwischen dem zweiten und dem dritten Arbeitspunkt im Wesentlichen konstant. Auch diese Maßnahme dient einem möglichst gleichförmigen Dimmvorgang ohne sichtbare Stufen in der Lichtabgabe.
In einer bevorzugten Ausführungsform wiederholen sich Pulsmuster der Ein- Austastvorrichtung periodisch mit der Burstfrequenz. Diese Maßnahme dient vor- teilhaft einer vereinfachten Steuerung des Leistungswandlers und stellt auch eine hochwertige Lichtqualität sicher.
In einer anderen Ausführungsform ist der Ausgangskondensator der Ein- Austastvorrichtung nachgeschaltet und parallel zu Ausgangsklemmen des Leis- tungswandlers geschaltet, und die Kapazität des Ausgangskondensators wird der- art gewählt, dass eine relative Welligkeit des Ausgangsstroms folgende Kriterien erfüllt:
- Bei einer Burstfrequenz von 70Hz bis 100Hz liegt die relative Welligkeit im Be- reich 50% bis 10% und vorzugsweise im Bereich 25% bis 10%,
- Bei einer Burstfrequenz von 200Hz bis 240Hz liegt die relative Welligkeit im Be- reich 60% bis 12% und vorzugsweise im Bereich 30% bis 12%,
- Bei einer Burstfrequenz von 500Hz bis 600Hz liegt die relative Welligkeit im Be- reich 80% bis 26% und vorzugsweise im Bereich 65% bis 26%,
- Bei einer Burstfrequenz von 1000Hz bis 1200Hz liegt die relative Welligkeit im Bereich 85% bis 36% und vorzugsweise im Bereich 80% bis 36%,
- Bei einer Burstfrequenz von 3000Hz bis 4000Hz liegt die relative Welligkeit im Bereich 100% bis 36% und vorzugsweise im Bereich 90% bis 36%. Diese Maßnahme stellt vorteilhaft ein gleichmäßiges Leuchten aller an den Leis- tungswandler angeschlossenen LED im gesamten Dimmbereich sicher, und er- möglicht ein hochwertiges, wenig moduliertes Licht bei größeren Leistungen.
In einer besonders bevorzugten Ausführungsform ist innerhalb einer Periode der Burstfrequenz, also innerhalb einer Burstperiode, mindestens ein Zeitabschnitt vorgesehen, an dem die anschließbare Last vermessen wird. Dies stellt eine ge- naue Regelung der Ausgangsleistung des getakteten Leistungswandlers sicher, der das Verfahren ausführt. Das hat vorteilhaft eine hohe Lichtqualität zur Folge.
In einer Ausgestaltung der vorherigen Ausführungsform findet der Zeitabschnitt, an dem die anschließbare Last vermessen wird, zu einem Zeitpunkt statt, an dem die Ein-Austastvorrichtung den Ausgangsstrom des Leistungswandlers auf den Ausgangskondensator leitet, wobei die Länge des Zeitabschnitts im Bereich 10us bis 5000us und vorzugsweise im Bereich 50us bisl 1000us liegt. Diese Maßnahme dient einer einfachen und präzisen Regelung des getakteten Leistungswandlers.
Besonders bevorzugt werden während des Zeitabschnittes, an dem die an- schließbare Last vermessen wird, Größen gemessen, welche für eine Stromrege- lung des Leistungswandlers als Eingangsgrößen benötigt werden, insbesondere ein Eingangsstrom und eine Eingangsspannung des Leistungswandlers sowie ei- ne Ausgangsspannung des Leistungswandlers. Durch diese Maßnahme ist eine besonders genaue Regelung des getakteten Leistungswandlers möglich.
In einer Weiterbildung der vorherigen Ausführungsform werden mithilfe der ge- messenen Größen insbesondere ein Eingangsstrom und eine Eingangsspannung des Leistungswandlers sowie eine Ausgangsspannung des Leistungswandlers ermittelt, daraus mithilfe des Burst-Tastverhältnisses und eines Modells für die im getakteten elektronischen Leistungswandler anfallenden Verluste der Ausgangs- strom berechnet und durch das Verstellen des Burst-Tastverhältnisses geregelt. Diese Maßnahme stellt ebenfalls eine gute und genaue Regelung des Ausgangs- stroms und damit der Ausgangsleistung sicher, ohne dafür einen kostspielen Mes- stransformator und einen verlustbringenden ausgangsseitigen Strommesswider- stand zu benötigen. Der durch das angegebene Verfahren steuerbare elektronische Leistungswandler wird umfasst von einem Betriebsgerät für die Steuerung und Energieversorgung von Leuchtdioden, die zur Beleuchtung vorgesehen sind.
Als eine relative Welligkeit wird oben und im Folgenden der Abstand zwischen Minima und Maxima des Zeitverlaufs des betrachteten Signals dividiert durch den aktuellen Mittelwert des sie tragenden Signals betrachtet, welches hier insbeson- dere der Ausgangsstroms des getakteten elektronischen Leistungswandlers im betrachteten Betriebsgerät sein kann.
Als Pulsmuster wird im Folgenden ein Muster der Strompulse angesehen, die auf den Ausgangskondensator des Leistungswandlers fließen bzw. nicht fließen, in- dem die Strompulse mittels der Ein-Austastvorrichtung ein- und ausgetastet wer- den.
Als Ein-Austastvorrichtung wird im Folgenden eine Vorrichtung angesehen, mit der der Stromfluss bzw. die Strompulse auf den Ausgangskondensator des getakteten elektronischen Leistungswandlers ein- und ausgetastet werden können. Das Ein- und Austasten der Strompulse kann synchron zur Schaltfrequenz des Wandlers, also zur Wandlertaktfrequenz, geschehen. Eine Auswahl an Ausführungsbeispie- len für die Ein-Austast-Vorrichtung ist:
- Bei einem getakteten Wandler mit LLC-Topologie mit Halbbrückenschaltern und LLC-Resonanzkreisen wird ein Bypasskondensator ein- und ausgetas- tet.
- Bei einem getakteten Wandler in Flyback-Topologie oder in einer anderen Eintakt-Leistungswandlertopologie mit einem MOS-FET oder ähnlichem als getaktetem Schalter wird der MOS-FET ein- und ausgetastet. Austasten bedeutet hier, dass der MOS-FET nicht im Wandlertakt schaltet, sondern für die Austastzeit oder Pausendauer permanent ausgeschaltet bleibt.
Das Burst-Tastverhältnis entspricht dem zeitlichen Anteil in %, währenddessen die Strompulse auf den Ausgangskondensator fließen, d.h. Ein-getastet sind, von der Burstperiode, oder allgemein dem Verhältnis in % von der Burstdauer zum Kehr- wert der Burstfrequenz. Die Wandlertaktfrequenz ist die Taktfrequenz des getakteten elektronischen Leis- tungswandlers während der Bursts oder im Normalmodus, also die Frequenz, mit dem der oder die Schalter bzw. Transistoren des getakteten elektronischen Leis- tungswandlers ein- bzw. ausgeschaltet werden.
Als Ein-Austastfrequenz wird im Folgenden die Burstfrequenz der Ein- Austastvorrichtung, welche auf die Wandlertaktfrequenz synchronisiert sein kann, angesehen. In einer Periode der Ein-Austastfrequenz, also in einer Burstperiode, kann mehrmals der Strompfad vom Ausgang des getakteten Leistungswandlers auf dessen Ausgangskondensator geschaltet werden. Die Ein- Ausschaltvorrichtung erzeugt also in einer Burstperiode ein Pulsmuster, wobei die Pulse Strompulse oder Bursts, welche in den Ausgangskondensator fließen, dar- stellen. Das einfachste und zugleich häufigste Pulsmuster, auf dem die weitere Beschreibung basiert, besteht aus nur einem zusammenhängenden Burst pro Burstperiode.
Bevorzugte Ausführungsformen finden sich in den abhängigen Ansprüchen und der gesamten Offenbarung, wobei in der Darstellung nicht immer im Einzelnen zwischen Vorrichtungs- und Verwendungsaspekten unterschieden wird; jedenfalls implizit ist die Offenbarung hinsichtlich sämtlicher Anspruchskategorien zu lesen.
Weitere vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen des erfindungsgemä- ßen Verfahrens zum Betreiben eines getakteten isolierenden Leistungswandlers ergeben sich aus weiteren abhängigen Ansprüchen und aus der folgenden Be- schreibung.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Weitere Vorteile, Merkmale und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich anhand der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen sowie anhand der Zeichnungen, in welchen gleiche oder funktionsgleiche Elemente mit identischen Bezugszeichen versehen sind. Dabei zeigen: FIG 1a einen durch sechs Regelkoordinaten begrenzten geforderten Arbeitsbe- reich im IV-Diagramm,
FIG 1 b einen bis zu den Achsen des IV-Diagramms ausgedehnten günstigen Ar- beitsbereich,
FIG 1c einen bis zu den Achsen des IV-Diagramms ausgedehnten ungünstigen Arbeitsbereich,
FIG 2 einen möglichen Arbeitsbereich eines resonanten LLCC-Halbbrücken- wandlers mit mindestens einer schaltbaren Resonanzkapazität,
FIG 3a einen Arbeitsbereich eines Tiefsetzstellers im CRM bzw. TCM,
FIG 3b einen Arbeitsbereich eines SEPICs im CRM bzw. TCM,
FIG 4a ein Modell zur Welligkeitsermittlung an ohmscher Last,
FIG 4b ein Modell zur Welligkeitsermittlung mit differenziellem Lastwiderstand,
FIG 5 Frequenzen für konstante Welligkeit eines durch PWM gesteuerten Mittel- wertes abhängig vom Duty-Cycle oder Tastverhältnis derselben PWM,
FIG 6a eine Anwendung des Betriebsverfahrens auf ein Weitbereichs-LED- Betriebsgerät in einer Darstellung seines vollen Dimmbereichs von 100% bis unter 1%,
FIG 6b eine detailliertere Darstellung des unteren Dimmbereichs des Betriebsge- räts mit dem Betriebsverfahren,
FIG 6c zulässige relative Welligkeiten gemäß einer Anti-Stroboskop-Norm,
FIG 6d denselben Dimmbereich wie FIG 6b, aber dargestellt in anderen Größen,
FIG 7a gemessene Signale am rechten Rand der Figur 6b,
FIG 7b gemessene Signale an einem Punkt in der Mitte von Figur 6b,
FIG 7c gemessene Signale am linken Rand der Figur 6b,
FIG 8 eine Darstellung möglicher Trajektorien zum Starten eines neu installierten Weitbereich-Betriebsgeräts aus völliger Dunkelheit und anschließendem Hochfahren der LED-Helligkeit. Bevorzugte Ausführung der Erfindung
Da die Begrenztheit der möglichen Arbeitsbereiche von getakteten elektronischen Leistungswandlern, jeweils betrieben in ihrem Normalmodus, durch das anzuge- bende Betriebsverfahren insbesondere zu noch kleineren Ausgangsleistungen oder -strömen hin überwunden werden soll, werden zunächst die natürlichen Grenzen der möglichen Arbeitsbereiche beispielhalber ausgewählter getakteter elektronischer Leistungswandler beschrieben. Dabei ist der Ausgangsstrom lA die die x-Achse aller folgenden IV-Diagramme definierende Größe und die Ausgangs- spannung VA die die y-Achse definierende Größe. Das Betriebsverfahren besagt, dass es einen damit beaufschlagten getakteten elektronischen Leistungswandler in seinem Normalmodus betreibt, solange der geforderte Arbeitspunkt im mögli- chen Arbeitsbereich des Leistungswandlers liegt, und dass es denselben Leis- tungswandler in einem Burstmodus betreibt, sobald der geforderte Arbeitspunkt im IV-Diagramm links oder unterhalb von dem möglichen Arbeitsbereich liegt. Ferner kann das Betriebsverfahren die Modusgrenze zwischen diesen beiden Bereichen selbständig erkennen. Innerhalb des Burstmodus' wird von dem Betriebsverfahren eine spezielle Takterzeugung für eine Ein-Austastung angewandt.
FIG 1a zeigt einen insbesondere für Weitbereichs-LED-Betriebsgeräte typischen geforderten Arbeitsbereich im IV-Diagramm, der durch die eingangs bereits aufge- zählten sechs Regelkoordinaten definiert ist. „Weitbereich“ ist dabei zu verstehen als eine Möglichkeit, verschiedene LED-Module, deren Arbeitspunkte allesamt innerhalb des geforderten Arbeitsbereichs liegen, alternativ von ein- und demsel- ben LED-Betriebsgerät versorgen und betreiben lassen zu können. Nach oben ist dieser Arbeitsbereich durch die maximale Ausgangsspannung VAMax begrenzt, die für SELV-Geräte zumeist bei 54 V liegt, was sich aus den normativ maximal er- laubten 60 V minus 10 % davon errechnet. Wegen ihrer Sicherheitsrelevanz muss diese Grenze zuverlässig vermessen und geregelt sein. Auf dieser Grenze - und natürlich auch darunter - gibt der Leistungswandler umso mehr Leistung ab, je höher der Ausgangsstrom ist. Daher geht diese VAMax-Regelkoordinate über in die PAMax-Regelkoordinate, die der Hyperbel der konstanten und maximal möglichen Ausgangsleistung PAMax entspricht. Beim Durchlaufen dieser Hyperbel nimmt die Ausgangsspannung VA um so viel ab, um wieviel der Ausgangsstrom lA zunimmt. Beim maximal zulässigen Ausgangsstrom lAMax übernimmt die hierzu gehörige Regelkoordinate, die auf der rechten Seite senkrecht im IV-Diagramm steht, die Begrenzung des Arbeitsbereichs. Da viele getaktete elektronische Leistungswand- ler für lAMax keine topologisch vorgegebene Grenze haben, muss diese Grenze regelungstechnisch sichergestellt werden, genauso wie oft auch die Grenze der maximalen Ausgangsleistung.
Viele hartschaltende oder anderweitig getaktete elektronische Leistungswandler arbeiten bei sehr kleinen Ausgangsspannungen nicht ordnungsgemäß, sodass die lAMax-Regelkoordinate bei einer minimalen Ausgangsspannung VAMin endet und die Begrenzung des Arbeitsbereichs von der dazugehörigen VAMin-Regelkoordinate übernommen wird. Die nun sowieso schon kleine Ausgangsleistung reduziert sich mit abnehmendem Ausgangsstrom lA noch weiter, bis die Hyperbel der konstanten und minimal möglichen Ausgangsleistung PAMin erreicht wird. Je weiter der Aus- gangsstrom lA sinkt, desto höher muss im Gegenzug die Ausgangsspannung VA werden. Alle noch kleineren Ausgangsleistungen, also alle Arbeitspunkte unter- halb oder links von dieser PAMin-Hyperbel, sind vom betrachteten Leistungswandler in seinem Normalmodus nicht erreichbar. Gleiches gilt für einen minimalen Aus- gangsstrom lAMin, der im Normalmodus eines Leistungswandlers nicht unterschrit- ten werden kann. Daher ist die linke Begrenzung des Arbeitsbereichs die Regel- koordinate für lAMin-
Diese Begrenzung ist die kritischste aus zwei Gründen. Viele LED-Betriebsgeräte können vor ihrer Inbetriebnahme auf einen individuellen maximalen Ausgangs- strom eingestellt werden, der kleiner als der konstruktiv mögliche maximale Aus- gangsstrom ist. Wenn der LED-Strom dimmbar sein soll, also wenn der Aus- gangsstrom im Betrieb reduzierbar sein soll, wird der Grad dieser Reduktion im- mer relativ zum eingestellten Maximalstrom angegeben. Damit wird auch der tat- sächlich geforderte minimale Ausgangsstrom kleiner, wenn der maximale Aus- gangsstrom kleiner eingestellt worden ist. Soll das Gerät obendrein seinen Aus- gangsstrom bis (fast) auf null herunterdimmen können, muss dies vom darin arbei- tenden Leistungswandler über seinen möglichen Arbeitsbereich im Normalmodus entweder erreichbar sein, oder das angegebene Betriebsverfahren mit einem zweiten Bereich im Burstmodus für besonders kleine Ausgangsströme kann für diesen Leistungswandler angewandt werden.
In FIG 1b ist ein geforderter Arbeitsbereich für „Dimm to dark“, also für ein Redu- zieren des Ausgangsstroms lA auf null gezeigt. Die linke Begrenzung des gefor- derten Arbeitsbereichs entspricht nun einem Abschnitt der VA-Achse des IV- Diagramms, der oben bei VAMax endet. Dorthin ist der Arbeitsbereich im Vergleich zu Figur 1a ausgedehnt. Da für alle Arbeitspunkte auf diesem Abschnitt ein PA = 0 gilt, kann die Hyperbel für die minimale Leistung PAMin keine Begrenzung mehr sein. Es bietet sich also an, den Arbeitsbereich gleichzeitig auch auf einen Aus- gangskurzschluss auszudehnen, also auf Arbeitspunkte unter VAMin, insbesondere auf Arbeitspunkte mit VA = 0. Dabei soll der Leistungswandler imstande sein, den Kurzschlußstrom sicher zu begrenzen und - besser noch - auf erträgliche Werte zu reduzieren. Dieser den ausgedehnten geforderten Arbeitsbereich unten be- grenzende Abschnitt der IA-Achse endet rechts bei lAMax.
Fraglich sind jedoch das linke Ende des IA-Achsenabschnitts und das untere Ende des VA-Achsenabschnitts, deren Verbindungskurve 1 die Hyperbel minimaler Aus- gangsleistung ersetzen muss. Denn keine Hyperbel einer noch so kleinen minima- len Ausgangsleistung schneidet eine der Achsen des IV-Diagramms. In Figur 1b ist ein möglicher günstiger Verlauf dieser Verbindungkurve 1 dargestellt. In ihrem mittleren Bereich ähnelt sie einer Hyperbel minimaler Ausgangsleistung PAMin , zur VA-Achse hin entfernt sie sich von dieser Hyperbel und endet auf dieser Achse an einem neu zu definierenden Punkt VALeerMin für die kleinstmögliche Ausgangs- spannung bei Leerlauf. Der Ausgangsstrom kann also zu null werden, aber nicht unterhalb dieser minimalen Leerlaufausgangsspannung. Vergleichbares gibt für den Endpunkt dieser Verbindungskurve auf der IA-Achse, der auch wieder von der Hyperbel einer theoretischen minimalen Leistung entfernt ist und durch den mini- mal möglichen Kurzschlussausgangsstrom lAKurzMin definiert wird.
FIG 1c unterscheidet sich von der vorausgehenden Figur einzig in dieser Verbin- dungskurve, hier 1 ‘ zwischen den Punkten V'ALeerMin bei lA = 0 und l'AKurzMin bei VA = 0. Insbesondere für resonante elektronische Leistungswandler kann diese Ver- bindungskurve 1‘ fingerförmig in den Arbeitsbereich hineinragen und somit wichti- ge Arbeitspunkte unerreichbar machen, wenn der resonante Wandler unter einem für ihn gegebenen Normalmodus bspw. das ZVS-Prinzip einhalten soll. Sein hier dargestellter natürlicher oder möglicher Arbeitsbereich kann von einem geforder- ten Arbeitsbereich gemäß der Vorgängerfigur abweichen. Durch eine Optimierung des Resonanzsystems, die meist mit Erhöhung der Blindleistung und somit Schwächung des Wirkungsgrads des Leistungswandlers einhergeht, kann diese Verbindungslinie gestreckt oder die Lücke im Arbeitsbereich sogar ganz geschlos- sen werden. Das angegebene Betriebsverfahren ermöglicht es hingegen, ohne zusätzliche Arbeit an der Dimensionierung eines Resonanz- oder sonstigen Leis- tungswandlersystems Arbeitspunkte „innerhalb dieses Fingers“ anfahren zu kön- nen.
FIG 2 zeigt in dicken durchgehenden Linien die natürlichen Grenzen des mögli- chen Arbeitsbereichs eines experimentell untersuchten resonanten elektronischen LLCC-Leistungswandlers. Im Gegensatz zu den vorausgehenden und zu den nachfolgenden Figuren sind hier die VA-Achse in Volt [V] und die lA-Achse in Milli- ampere [mA] skaliert. In dünn durchgezogenen Linien ist ein geforderter Arbeits- bereich eines Weitbereichs-LED-Betriebsgeräts für „Dimm to dark“ eingezeichnet, wofür der LLCC-Leistungswandler vorgesehen ist. Die ungenutzt dazwischen lie- genden schraffierten Flächen sollen natürlich so klein wie möglich sein, was durch Optimierung des Resonanzsystems erreicht werden kann. Die nur qualitativ ein- gezeichneten Stellen nE/4 und E•Wurzel(C/L) resultieren daraus und berücksich- tigen die in jedem resonanten elektronischen Leistungswandler möglichen Über- höhungen. Denn der mindestens eine Koppelkondensator mit Kapazität C wird durch entsprechende Verkleinerung zum Resonanzkondensator, um über die Im- pedanz „Wurzel(L/C)" des mit der Summeninduktivität L aus der Transformator- Streuinduktivität und der häufigen Resonanzspule entstehenden Resonanzkreises den Ausgangsstrombereich der im LLCC-Leistungswandler arbeitenden resonan- ten Halbbrücke einzustellen. E bedeutet dabei die Eingangsspannung für den LLCC-Leistungswandler oder die Zwischenkreisspannung für die resonante Halb- brücke, wie sie ihm oder ihr bspw. von einem Leistungsfaktorkorrektor zur Verfü- gung gestellt wird und über den Term E•Wurzel(C/L) den Bezugsstrom für die na- türlichen ZVS-Grenzen definiert. Weil jede Halbbrücke in etwa die Hälfte ihrer Eingangsspannung E an ihren Ausgang überträgt, und weil ein Mittelpunktgleich- richter, der aufgrund seiner nur zwei nötigen Gleichrichterdioden und seiner ein- gebauten Spannungshalbierung häufiger als der Grätz-Gleichrichter eingesetzt wird, davon wiederum nur die Hälfte gleichrichtet, bekommt eine resonante Halb- brücke bei einem Windungsverhältnis n = nsek/nprim des in dieser Topologie obli- gaten Transformators den Wert nE/4 als Bezugsspannung für ihre ZVS-Grenzen. nSek beziffert dabei die komplette Windungszahl der Sekundärwicklung des Trans- formators, also die Windungszahl zwischen den Anschlüssen der beiden Gleich- richterdioden. Der schraffierte Bereich oberhalb und rechts des dünn eingezeich- neten und nichtschraffierten geforderten Arbeitsbereichs kann mitgenutzt werden, wenn die Ansteuerung des LLCC-Leistungswandlers seine ZVS-Grenzen entwe- der erkennt oder intrinsisch einhält. Letzteres ist besonders gut mit sogenannten Selbstschwingern zu erreichen.
Der Punkt VALeerMin bei lA = 0 des geforderten Arbeitsbereichs ist von den dick und durchgezogen eingezeichneten natürlichen Grenzen des möglichen Arbeitsbe- reichs NICHT umfasst. Die Verbindungskurve 2 als Begrenzung „minimaler Aus- gangsstrom“ des möglichen Arbeitsbereichs im Normalmodus der resonanten Halbbrücke führt daran vorbei. Kurve 2 beziffert bei jeweiliger von der Last vorge- gebener Ausgangsspannung VA den dazugehörigen reduzierten Ausgangsstrom des Betriebsverfahrens, der an diesem Arbeitspunkt bei einer höchstmöglichen Wandlertaktfrequenz gerade noch abgegeben werden kann, ohne ZVS zu verlet- zen.
Bspw. eine der Kapazitäten im Resonanzsystem des LLCC-Wandlers kann verän- dert, zumeist vergrößert werden wie in US 63/032,468 oder in DE 10 2021 208 416 vorgeschlagen, wodurch sich der linke Teil des möglichen Arbeitsbereichs in eine Form ändert, wie sie durch dicke gestrichelte Linien eingezeichnet ist, insbe- sondere durch eine günstiger verlaufende Verbindungskurve 3. Damit wird der Punkt der minimalen Leerlauf-Ausgangsspannung VALeerMin umschlossen. Oft ergibt sich nach Umschaltung und insbesondere Vergrößerung eines der Reso- nanzkondensatoren, dass die maximal geforderte Ausgangsspannung VAMax für kleine Ausgangsströme nicht mehr erreichbar ist wie an der nun gültigen oberen Begrenzung 4 des möglichen Arbeitsbereichs erkennbar. Je nach geforderter Ausgangsspannung VA muss also bspw. die eine Kapazität vergrößert werden oder nicht. Dann ist vorteilhaft das angegebene Betriebsverfahren anwendbar, vor allem wenn es wie hier dargestellt mindestens einen Bereich 5 gibt, der weder mit der einen Größe eines Resonanzkondensators noch mit der anderen Größe des- selben Resonanzkondensators innerhalb der natürlichen Grenzen der möglichen Arbeitsbereiche liegt.
Bei Betrieb im Normalmodus soll kein Arbeitspunkt unterhalb der von VALeerMin de- finierten Horizontalen angefahren werden, bei Überlastung oder Kurzschluss ge- schieht dies zwangsweise. Der unterhalb von VALeerMin schraffiert eingezeichnete Arbeitsbereich als Teil des möglichen Arbeitsbereichs zeigt, dass fast jeder reso- nante Wandler, insbesondere der hier zugrunde gelegte, kurzschlussfest ist.
Dünn und gestrichelt sind ferner die sogenannten Isotachen eingezeichnet, also die Arbeitskurven bei jeweils konstanter (griechisch „Iso“ = gleich) Wandertaktfre- quenz (griechisch „tachys“ = Geschwindigkeit) der resonanten Halbbrücke. Der Sprung in der Taktfrequenz zwischen zwei benachbarten Isotachen beträgt jeweils 10 kHz, die niedrigere Taktfrequenz liegt jeweils rechts. Die hohe Steilheit dieser Isotachen im IV-Diagramm, jeweils gültig für den kleineren Wert eines vergrößer- baren Resonanzkondensators, zeigt, dass der im Experiment gewählte LLCC- Leistungswandler bereits von sich aus eine ausgeprägte Stromquellencharakteris- tik aufweist. Der volle Spannungshub von 15 V bis 54 V bewirkt bei konstanter Wandlertaktfrequenz nur wenige mA Änderung des Ausgangsstroms lA. Zur Aus- regelung von Änderungen der Ausgangsspannung VA ist also nur eine geringe Frequenzverstellung nötig, um den Ausgangsstrom konstant zu halten.
Auch bei den Eintakt-Leistungswandlern gibt es natürliche Grenzen ihrer mögli- chen Arbeitsbereiche, insbesondere bei CRM oder TCM als ihrem Normalmodus, die durch die Topologie an sich, durch die Auslegung ihrer Bauteile und durch den Taktgenerator definiert sind. Der Taktgenerator erzeugt bspw. aus einem analo- gen Signal eine PWM mit einer Taktperiode T, womit der aktive Leistungstransis- tor angesteuert wird. Dabei wechseln sich Einschaltzeitdauern tOn und Ausschalt- zeitdauern tOff jeweils ab. Es gilt also tOn + tOff = T, hier gültig für den Normalmo- dus eines Eintakt-Leistungswandlers mit seiner Wandlertaktfrequenz f = 1/T und nur gedacht zur Erläuterung der folgenden zwei Figuren. Eine für den möglichen Arbeitsbereich wichtige Größe ist die minimale Einschaltzeitdauer tonMin, die der Taktgenerator noch zuverlässig erzeugen kann. Die zweite wichtige Größe ist der Wert L der in jedem Eintakt-Leistungswandler mindestens einen vorkommenden Speicherinduktivität. Die Eingangsspannung E, die immer auch von einem Leis- tungsfaktorkorrektor angeboten sein kann, und auf die die Ausgangsspannung VA zurückbezogen werden kann, ist die dritte wichtige Größe.
Der Arbeitsbereich eines Tiefsetzstellers im IV-Diagramm von FIG 3a ist mit seiner oberen Begrenzung VAMax intrinsisch auf seine Eingangsspannung E gedeckelt. Denn jeder Tiefsetzsteller kann nur Ausgangsspannungen VA kleiner als seine Eingangsspannung erzeugen. Gestrichelt eingezeichnet, da nur durch Sekundär- parameter der Bauteile des Tiefsetzstellers definiert und wo nötig durch eine Re- gelung einzuhalten, sind die Koordinaten für die maximale Ausgangsleistung PAMax und den maximalen Ausgangsstrom lAMax. Die untere Begrenzung desselben Ar- beitsbereichs liegt bei VA = 0, wofür der aktive Leistungstransistor bei höheren Ausgangsströmen nur sehr selten und sehr kurz eingeschaltet wird und bei kleinen Ausgangsströmen so gut wie überhaupt nicht mehr. Zur Herleitung der linken Be- grenzung 11 für kleine Ausgangsströme wird berechnet, wo CRM oder TCM als für den betrachteten Tiefsetzsteller vorgesehener Normalmodus gerade noch er- reichbar ist.
Der Strom l in der Speicherinduktivität L vollführt also einen lückenlosen und gleichmäßigen Sägezahnverlauf zwischen null und L Für den Tiefsetzsteller folgt daraus erstens, dass sich sein Ausgangsstrom durch die einfache Gleichung
IA = ÎL/2 definiert, weil die Speicherinduktivität L direkt in Serie zu seinem Ausgang ge- schaltet ist, und zweitens, dass das für den CCM (continuous conduction mode) bekannte Spannungsübersetzungsverhältnis
VA/ E = tOn/ T hier ebenso gilt. Der Spitzenstrom gehorcht der Bedingung ÎL = (E - VA) tOn / L gemäß der steigenden Flanken des Sägezahns, woraus sich lAMin — (E — VA) tonMin I 2L für einen minimal möglichen Ausgangsstrom lAMin ergibt. Dieser hängt nicht nur linear von tonMin ab, sondern ist auch umso größer, je kleiner VA ist. Dies führt zu der fehlenden Ecke, dargestellt durch die Diagonale 11 , in der Umgebung des Ur- sprungs des IV-Diagramms im Arbeitsbereich von Figur 3a sogar für einen Tief- setzsteller als einfachsten getakteten elektronischen Leistungswandler.
FIG 3b zeigt dieselbe Überlegung für die vier tief- und hochsetzenden Eintakt- Leistungswandler, nämlich Drosselinverswandler oder Flyback, Öuk, Zeta und SEPIC, die bei gleichem tOn/T jeweils - abgesehen von der Polarität und einem eventuellen Windungsverhältnis - identische Spannungsübersetzungen erzeugen. Im Gegensatz zum Tiefsetzsteller können die „hiesigen Vier“ theoretisch unendlich hohe Ausgangsspannungen erzeugen, weshalb die Koordinate für VAMax hier ge- strichelt eingezeichnet ist, denn die maximale Ausgangsspannung muss in die Bauteile hineindimensioniert, als maximaler Sollwert abgespeichert oder anderwei- tig vorgehalten und von einer Regelung eingehalten werden. Da in einem Dros- selinverswandler, der nun für die Herleitung herangezogen wird, die Speicherin- duktivität L nur noch dann mit dem Ausgang verbunden ist, wenn der aktive Tran- sistor gerade ausgeschaltet ist, gilt für den Ausgangsstrom lA = (lL / 2) ( tOff/ T) im Vergleich zum Tiefsetzsteller mit einem Gewichtungsfaktor tOff/T, der die relati- ve Ankoppeldauer des Ausgangs an die Speicherinduktivität L beziffert. Deshalb weicht auch die Spannungsübersetzung des Drosselinverswandlers mit
VA / E = tOn / tOff von obiger ab. Weil die Speicherinduktivität im Drosselinverswandler von der Ein- gangsspannung direkt aufmagnetisiert wird, gehorcht der Spitzenstrom nun der geänderten Bedingung ÎL = E tOn / L anhand der steigenden Flanken des Sägezahns. Die beiden letzten Gleichungen in die darüber für lA eingesetzt ergibt lA = E2 tOn 2 / 2L VA T nach Eliminierung von tOff Die spätere Fokussierung auf tonMin wird hierdurch vor- bereitet. Die Umformung tOn 2 / T = VA tOn / (VA + E) nutzt obige Spannungsübersetzung des Drosselinverswandlers erneut sowie das tOn + tOff = T. Damit kann die Periodendauer T und das tOn 2 aus der Gleichung für den Ausgangsstrom
IA = E2 tOn / 2L (VA + E) eliminiert werden. Das minimal mögliche tonMin dort eingesetzt ergibt lAMin — E2 tonMin / 2L (VA + E) als Bedingung für den minimal möglichen Ausgangsstrom, von denselben Größen abhängig wie beim Tiefsetzsteller und wieder umso größer, je kleiner die Aus- gangsspannung ist. Die letzte Gleichung führt zu der Kurve 12 als natürliche linke Begrenzung des möglichen Arbeitsbereichs eines Drosselinverswandlers. Beide Begrenzungen 11 und 12 der jeweiligen Arbeitsbereiche, die bei von der Last vor- gegebener Ausgangsspannung VA den reduzierten Ausgangsstrom des Betriebs- verfahrens beziffern, wandern umso näher an die VA-Achse heran, je größer die Speicherinduktivität L ist. Damit ist bestätigt, durch Erhöhung einer installierten Blindleistung einen möglichen Arbeitsbereich vergrößern zu können.
Die Berechnung des Arbeitsbereichs eines im CRM oder TCM betriebenen Hoch- setzstellers läuft analog ab und ergibt lAMin — E2 tonMin / 2L VA als Bedingung für den minimal möglichen Ausgangsstrom. Der Arbeitsbereich des Hochsetzstellers entspricht - abgesehen von der feststehenden Hyperbel der ma- ximalen Ausgangsleistung PAMax - exakt dem des Drosselinverswandlers, nur um 1 E parallel zur VA-Achse nach oben verschoben.
Dass kleine und sehr kleine Ausgangsströme selbst mit den einfachsten getakte- ten elektronischen Leistungswandlern, den Eintakt-Leistungswandlern, in ihrem Normalmodus (bspw. CRM oder TCM) nicht erreichbar sind, obwohl dies bspw. für ein tiefes Dimmen von LED nötig ist, wenn diese von den Leistungswandlern ver- sorgt und gesteuert werden, unterstreicht die Notwendigkeit des angegebenen Betriebsverfahrens.
Im Gegensatz zu vielen anderen Verfahren der Takterzeugung spielt hier die Wel- ligkeit der vom angegebenen Betriebsverfahren gesteuerten Größe die entschei- dende Rolle. Diese Welligkeit, die auch als Modulationstiefe der Strommodulation des Ausgangsstroms bezeichnet werden kann, soll in einem gewünschten Bereich gehalten werden, um unerwünschte Stroboskopeffekte und Lichtflicker zu vermei- den bzw. zu minimieren. Deshalb muss zunächst diese Welligkeit definiert werden, die von einer Ein-Austastung verursacht ist und nicht nur von einer Periodendauer T, sondern auch von einem Tastverhältnis oder Duty-Cycle D derselben Ein- Austastung abhängt. Da alles Folgende ein Betriebsverfahren für eine Ein- Austastvorrichtung behandelt, die zum Erzielen eines vom Betriebsverfahren um- fassten Burstmodus' erforderlich ist, beschreibt die Periodendauer T eine Burst- periode, das Tastverhältnis D eine Burstdauer im Verhältnis zur Burstperiode, ei- nen Burst-Duty-Cycle oder ein Burst-Tastverhältnis und die Frequenz f eine Burst- frequenz. Eine Austastzeit ist eine Pausendauer, und eine Eintastzeit entspricht einer Burstdauer.
FIG 4a zeigt das Einstiegmodell hierfür. Ein konstanter Strom lc, der ein Aus- gangsstrom eines als einstellbare Stromquelle arbeitenden getakteten elektroni- schen Leistungswandlers 30 ist und mittels einer speziellen Steuergröße 29 kon- trolliert werden kann, wird auf die Parallelschaltung bestehend aus einem Aus- gangskondensator CA und einem Lastwiderstand RA geführt und dabei mit einer Periodendauer T periodisch unterbrochen. Während der Burstdauern als Zeitdau- ern tOn steht ein Schalter 31 , der als Ein-Austastvorrichtung fungiert, auf „On“, während der Pausen zwischen zwei Bursts als Zeitdauern tOff entsprechend auf „Off“. Für alle Pausen bzw. Unterbrechungen wird die speisende Stromquelle je- weils kurzgeschlossen. Mit tOn + tOff = T und der bekannten Definition für ein Tast- verhältnis oder für einen Duty-Cycle D = tOn / T entspricht der zeitliche Mittelwert ḻA des Ausgangsstroms lA gemäß ḻA - lc tOn / T - lc D dem zeitlich gewichteten Ladestrom lc . Der direkte oder ungewichtete Ladestrom lc entspricht somit einem maximalen Ausgangsstrom lAMax in einem Burstmodus, für den ein D = 1 gilt, und ist genau der Strom, den der getaktete elektronische Leistungswandler 30 im Normalmodus an einem Arbeitspunkt auf der natürlichen linken Begrenzung 2, 11 oder 12 seines in den Figuren 2 bis 3b dargestellten möglichen Arbeitsbereichs abgibt. Bei einer durch die Last definierten Ausgangs- spannung entsteht also der Leistungswandler-Ausgangsstrom lc bei maximal mög- licher Wandlertaktfrequenz, wenn es sich um einen resonanten Leistungswandler handelt, oder bei einem tonMin, wenn damit ein Eintakt-Leistungswandler ange- steuert wird. lAMax = lc beziffert zugleich den reduzierten Ausgangsstrom des an- gegebenen Betriebsverfahrens.
Als Vereinfachung darf angenommen werden, dass die Welligkeit der Ausgangs- kondensatorspannung Vc der Welligkeit des Ausgangsstroms lA linear entspricht, was für rein ohmsche Lasten mit relativ hohem Widerstandswert zulässig ist, weil dann die absolute Stromwelligkeit klein gegenüber der absoluten Spannungswel- ligkeit ist und letztere somit kaum beeinflusst. Rechteckige Stromblöcke mit der Burstdauer DT als Breite und dem Wert von lc als Höhe fließen in den Ausgangs- kondensator CA hinein, und der Mittelwert davon fließt als ḻA wieder heraus und durch den Lastwiderstand RA. Der Ausgangskondensator CA glättet die rechteck- förmigen Stromblöcke in eine Gleichspannung mit einem ihr überlagerten säge- zahnförmigen Spannungsverlauf, der auf den Laststrom lA abgebildet wird. Der dabei entstehende Stromsägezahn ist jedoch gering genug, um auf den ihn er- zeugenden Spannungssägezahn so wenig rückzukoppeln, dass die eigentlich ab- schnittsweise exponentiell gebogenen Flanken des Spannungssägezahns als Ge- raden approximiert werden können. Dann kann eine absolute Ausgangswelligkeit oder absolute Welligkeit W eines Ausgangssignals gemäß
Delta(Vc) = W = ḻA tOff / CA über die Spannungsvariation definiert werden, die in den Pausenzeiten tOff ent- steht, solange der annähernd konstante mittlere Ausgangsstrom ḻA den Ausgangs- kondensator CA entlädt. Eine normierte Welligkeit X wird durch CA Delta(Vc) = CA W = X = ḻA tOff definiert. FIG 4b veranschaulicht den bei LED-Versorgung vorliegenden Lastfall. Dem jetzt nur noch differenziellen Lastwiderstand R’A, der auch deutlich niederohmiger als ein linearer Lastwiderstand RA ist, wird eine LED-Kette in Serie geschaltet, die in das ganze Modell eine näherungsweise konstante Ausgangsspannung VA ein- prägt. Insbesondere deshalb wirkt W = Delta(Vc) wesentlich stärker welligkeitsbil- dend als bei obiger rein ohmscher Belastung.
FIG 5 beantwortet die Frage, wie eine Burstfrequenz f einzustellen ist, damit un- abhängig von einem Burst-Tastverhältnis D eine absolute Welligkeit W oder eine normierte Welligkeit X konstant bleibt. Durch Einsetzen der Bestimmung tOff = T (1 - D) in die letzte Gleichung wird mit
X = T ḻA (1 - D) = T lc D (1 - D) die tOff daraus eliminiert. Eine weitere Auflösung nach T bzw. nach der Burstfre- quenz f = 1/T führt mit f = lc D (1 - D) / X = lc (D - D2) / X = lc (¼ - (D - ½)2) / X zur gesuchten Bestimmungsgleichung für die von D abhängige Burstfrequenz f bei konstanten lc und X. Sie beschreibt eine auf den Kopf gestellte Parabel 20 zweiter Ordnung mit einer Scheitelfrequenz fpeak = lc / 4X = lc / (4 CA W) als Maximum bei D = ½ und mit Nullstellen bei D = 0 und bei D = 1. Die Auflösung von X in der vorletzten Gleichung bringt mit f = (¼ - (D - ½)2) lc / (CA W) die vier Abhängigkeiten der Taktfrequenz zutage, um eine absolute Ausgangswel- ligkeit W konstant zu halten:
• Je höher die Kapazität des Ausgangskondensators CA ist, desto niedriger kann die Burstfrequenz f gewählt sein.
• Je höher der Ladestrom bzw. der reduzierte Ausgangsstrom lc ist, desto höher muss die Burstfrequenz f gewählt sein. • Je niedriger die absolute Ausgangswelligkeit W sein soll, desto höher muss die Burstfrequenz f gewählt sein.
• Der Term ¼ -(D-½)2 beschreibt die auf den Kopf gestellte Parabel 20, deren Werte abhängig vom Tastverhältnis D mit den obigen drei statischen Faktoren multipliziert werden müssen, um die tatsächlich passende Burstfrequenz f zu erhalten.
Eine sich aus diesem Parabelterm ergebende Erhöhung der Burstfrequenz „in der Mitte“ der D-Werte und eine Reduzierung dieser Frequenz an „den Rändern“ ist ein Kernpunkt des angegebenen Betriebsverfahrens, um über einen weiten D- Bereich hinweg eine konstante absolute Welligkeit W zu erzielen beziehungsweise eine maximal zulässige Welligkeit konstant auszunutzen. Von der Rückseite aus betrachtet, also gültig für konstante Brustfrequenz f, ist die absolute Welligkeit ei- nes durch die zugehörige Ein-Austastung gesteuerten Signals umso größer, je näher das Burst-Tastverhältnis D bei ½ liegt.
Die Werte der Parabel 20 beziffern die niedrigsten aller möglichen Burstfrequen- zen f für konstante absolute Welligkeit bei Steuerung durch Ein-Austastung in ei- nem Burstmodus, um insbesondere bei rein ohmschen Lasten eine als zulässig gegebene Welligkeit über den gesamten D-Bereich von 0 bis 1 sowohl nicht zu überschreiten als auch optimal auszunutzen. Denn eine durch einen niederohmi- geren differenziellen Widerstand verursachte stärkere Welligkeitsbildung kann nur durch entsprechend höhere Burstfrequenzen kompensiert werden, um letztlich wieder die gleiche konstante und niedrige absolute Welligkeit zu erzielen.
Je niederohmiger der differenzielle Widerstand der Last und infolgedessen je do- minanter eine fest eingeprägte LED-Lastspannung VA wird, dargestellt durch die Bewegung des fallenden Scharparameters R'A, desto stärker wirkt eine Ein- Austastung welligkeitsbildend in der Umgebung von D = , und die Parabel 20 geht mehr und mehr über in die Form eines symmetrischen Giebeldachs beste- hend aus den zwei Winkelhalbierenden Geradenabschnitten 22 und 23. Die Stei- gung dieser Geradenabschnitte entspricht der Steigung der Parabel 20 an ihren Nullstellen, da ein differenzieller Widerstand an den Rändern D = 0 (kein Aus- gangsstrom) und D = 1 (idealer Gleichstrom als Ausgangsstrom) keine Rolle spielt. Diese Steigungen werden über die erste Ableitung der Parabelgleichung zu df / dD = lc (1 - 2D) / X bestimmt. Bei D = 0 ist diese Steigung positiv und bei D = 1 entsprechend negativ, ihr Betrag ist an diesen Stellen jeweils lc/X. Der Berührungspunkt zwischen diesen Geradenabschnitten liegt an der Stelle D = , womit die Steigung für D = 0 zu multiplizieren ist, um über fMax = lc / 2X = lc / (2 CA W) = 2fPeak auf einer Burstfrequenz fMax zu landen, die doppelt so hoch wie die Scheitelfre- quenz fpeak der Parabel 20 ist. Der Wert 2fMax hat nur konstruktive Gründe, wie sich später noch zeigen wird.
In einem dem angegebenen Betriebsverfahren zugrundeliegenden Experiment zeigt sich, dass bei üblicher Dimensionierung der Ausgangsfilterkapazität CA und daran angeschlossenen LED-Moduln, die üblicherweise LED-Serienschaltungen umfassen, obige Giebeldachform 22+23 des Frequenzgangs einer Ein-Austastung sehr gut damit übereinstimmt, eine zulässige absolute Welligkeit eines durch diese Ein-Austastung gesteuerten Signals über den gesamten D-Bereich derselben Ein- Austastung im Wesentlichen einzuhalten. Das Signal kann insbesondere der durch den differenziellen Widerstand R'A fließende Ausgangsstrom sein.
Wird R'A noch kleiner, entwickelt das „Giebeldach“, also der für konstante absolute Welligkeit nötige Frequenzgang, eine deutliche Spitze und schließlich eine Polstel- le bei D = >2. Die Spitze deutet an, dass dort der Ausgangsstrom lA aus Figur 4b bei entsprechend kleinen differenziellen Widerständen R'A sogar zu lücken begin- nen kann, was einer Welligkeit > 100% gleichkommt, die sehr hohe Ein-Austast- oder Burstfrequenzen f zu ihrer Kompensation benötigt. Die Polstelle schließlich gilt für R'A 0, wobei f gegen unendlich gehen müsste, um irgendeine Wellig- keitsgrenze einzuhalten. In anderen Worten ist es sinnlos, reinen oder idealen Di- oden oder ebensolchen Leuchtdioden einen Kondensator als Energiespeicher pa- rallelzuschalten.
Im Folgenden wird der Vermutung nachgegangen, dass für alle D > die Pau- sendauer tOff = tOfffix einer Ein-Austastung minimal und konstant sei, und dass für alle D < ½ die Burstdauer tOn = tOnFix derselben Ein-Austastung minimal und kon- stant sei. In der Mitte, also bei D = ½, gilt beides, also tOff = tOffFix = tOn = tOnFix = TMin/2.
Der über f = 1 / T und über D = tOn / T ermittelbare Zusammenhang
D / f = tOn ermöglicht die Berechnung der Ein-Austast- oder Burstfrequenz f bei konstanter Pausenzeit tOffFix = TMin/2 abhängig von D, wobei D > % gilt: tOn = D / f = T - tOffFix = T - TMin / 2 ;
D / f = 1 / f - TMin / 2 ; TMin / 2 = 1 / f - D / f = (1 - D) / f .
Die letzte Gleichung führt zu f = 2 fMax (1 - D) als gesuchtes Ergebnis, wobei TMin = 1 / fMax berücksichtig ist. Dies ist die Be- stimmungsgleichung für das Geradenstück 22.
Dieselbe Berechnung für D < % bei einer Ein-Austastung mit konstanter Burstdau- er tOn = tOnFix ergibt über tOnFix — TMin / 2 — 1 / 2 fMax — D / f die Gleichung f — 2 fMax D als Bestimmungsgleichung für das Geradenstück 23.
Die mit dem Geradenzug 22+23 dargestellte Giebeldachform genügt also einem Schema für eine Ein-Austastung, bei dem für alle D > ½ die Pausendauer tOff kon- stant bleibt und für alle D < ½ die Burstdauer tOn. Das angegebene Betriebsverfah- ren verhält sich zumindest in zwei zusammenhängenden Abschnitten variabler D- Werte des gesamten D-Bereiches dementsprechend oder zumindest näherungs- weise entsprechend diesem Schema für eine Ein-Austastung.
Dieses Schema für eine Ein-Austastung, also bei D = 0 beginnend mit einer kon- stanten Burstzeit tOn das D bis ½ zu vergrößern, indem die Burstfrequenz linear zunimmt, und danach mit konstanter Pausenzeit tOff das D weiter bis 1 zu vergrö- ßern, indem die Burstfrequenz wieder linear abnimmt, kann bspw. für die Übertra- gung analoger Signale über eine galvanische Isolationsbarriere hinweg angewandt werden, wobei das Signal im Tastverhältnis D kodiert ist, oder für die Erzeugung des Taktsignals für den mindestens einen aktiven Leistungstransistor eines getak- teten elektronischen Leistungswandlers, der elektrische Leistung - oft über eine galvanische Barriere in Form eines Isolationstransformators - übertragen soll, o- der für die Steuerung eines Burstmodus' durch eine Ein-Austastvorrichtung. Mittle- res und letzteres ist Thema dieser Offenbarung und wird im Folgenden näher er- läutert.
Von einem D = 1 beginnend besagt das Betriebsverfahren, mit einer niedrigen Burstfrequenz f während einer relativ kurzen Zeitdauer oder Pausendauer tOff ei- nen Energiefluss periodisch auszuschalten und von dort beginnend das D zu ver- kleinern, indem tOff konstant gehalten und die Brustfrequenz f erhöht wird bis zu einem D = . Daher heißt die dazu korrespondierende Diagonale 22 auch Kon- stant- tOff-Ast des Betriebsverfahrens. Am Punkt D = hat f einen maximalen Wert fMax, und sind die Austast-Zeitdauer tOff- also die Pause zwischen zwei aufeinan- derfolgenden Bursts - und die Eintast-Zeitdauer tOn - also die Burstdauer - gleich lang. Danach wird die Eintast-Zeitdauer tOn konstant gehalten, und zu einer weite- ren Reduktion des Tastverhältnisses D wird die Burstfrequenz f wieder reduziert. Daher wird die dazu korrespondierende Diagonale 23 auch als Konstant-tOn-Ast des Betriebsverfahrens bezeichnet. Die Zeitdauern tOn und tOff sind nur hier auf das vorliegende Beispiel eingeschränkt, in dem sie eine Burstdauer und eine Pau- sendauer zwischen zwei aufeinanderfolgenden Bursts beschreiben.
FIG 6a zeigt in ihrem linken Zehntel einen Bereich mit obigem Burstmodus und einige mögliche Effekte davon sowie insgesamt die Einbindung dieses Burstmo- dus' in ein Betriebsverfahren für Stromversorgungen, insbesondere für LED- Betriebsgeräte, die ihren Ausgangsstrom auf Werte nahe null herunterdimmen können sollen. Das hier verzeichnete Tastverhältnis D bezieht sich grundsätzlich auf einen Burstmodus innerhalb des Betriebsverfahrens, bei dem im Wesentlichen die Burstfrequenz verstellt wird, insbesondere in den Bereichen von D zwischen 99% und 80% sowie zwischen 30 % und 1 %. In diesen Bereichen ist die absolute Welligkeit W des Ausgangssignals, hier des Ausgangsstroms bspw. zur Versor- gung von LED, zwar erhöht auf zulässige Werte zwischen 5% und 10% des redu- zierten Ausgangsstroms lc, aber wie für den Burstmodus im angegebenen Be- triebsverfahren gefordert jeweils konstant. Auf einer Modusgrenze bei einem Pro- zentsatz PS von hier beispielhaft 10 % verschwinden die Pausen und somit der Burstmodus als solches. Auf dieser Grenze gibt der betrachtete getaktete elektro- nische Leistungswandler seinen im Normalmodus minimal abgebbaren Ausgangs- strom bzw. den reduzierten Ausgangsstrom lc des Betriebsverfahrens ab.
Rechts davon herrscht ein D = 100% sowie eine ebenso konstante, aber kleinere absolute Welligkeit W des Ausgangssignals bezogen auf einen Maximalstrom, der dem Punkt PS = 100 % entspricht. Der Ausgangsstrom an der x-Achse ist in Form eines Prozentsatzes PS angetragen, jeweils bezogen auf obigen Maximalstrom. In dem größeren rechten Bereich der Figur 6a arbeitet das Betriebsgerät in seinem Normalmodus wie durch das konstante D = 100 % repräsentiert (also kein Burst- modus), der darin angewandte getaktete elektronische Eintakt- oder Gegentakt- Leistungswandler bedient folglich lauter solche Arbeitspunkte, die innerhalb seines möglichen Arbeitsbereichs gemäß einer der Figuren 2 bis 3b liegen.
Im Normalmodus wird die Welligkeit W fast ausschließlich von der Arbeit des Leis- tungswandlers in Interaktion mit seinem Ausgangsfilter und dem parallel dazu wir- kenden differenziellen Widerstand der gerade angeschlossenen Last bestimmt. In den meisten Fällen ist es die Aufgabe des Leistungswandlers, neben der Einstel- lung des geforderten Ausgangsstroms die Schwankungen in seiner internen Ver- sorgungsspannung E aktiv herauszufiltern bzw. herauszuregeln, weil diese fast immer von einem Netzgleichrichter oder von einem Leistungsfaktorkorrektor be- reitgestellt wird und daher fast immer einen sogenannten „Netzbrumm“ von dop- pelter Netzfrequenz aufweist. Diese Arbeit eines Leistungswandlers im Normal- modus ist zwar Bestandteil des angegeben Betriebsverfahrens, wird aber auf- grund ihrer weitreichenden Bekanntheit nicht weiter beschrieben. Einzig zur abso- luten Welligkei t bzw. der Modulationstiefe der Strommodulation des Ausgangs- stroms des geforderten Ausgangsstroms in Wandlertaktfrequenz sei angemerkt, dass diese Welligkeit mit Reduktion des Ausgangsstroms abnimmt, wenn die Takt- frequenz des Leistungswandlers zur Erzielung dieser Reduktion zunimmt. Das in jedem getakteten Leistungswandler enthaltene Ausgangstiefpassfilter, dessen Komponenten zumindest teilweise auch von einem Resonanzkreis umfasst sein können, wirkt dann umso besser, je kleiner der aktuelle Ausgangsstrom sein soll. Bei entsprechender Filterabstimmung kann erreicht werden, dass die Welligkeit sogar relativ zum aktuellen Ausgangsstrom konstant ist im gesamten rechten Be- reich von PS = 100 % bis herunter zur beispielhaften Modusgrenze bei PS = 10 %. Rechts der Modusgrenze in Figur 6a tritt die absolute Welligkeit W also in einer Wandertaktfrequenz und links davon in einer mindestens zehnmal niedrigeren Burstfrequenz auf.
Der maximale Ausgangsstrom ist entweder bei einer (bspw. vom angeschlosse- nen LED-Modul vorgegebenen) Ausgangsspannung konstruktiv maximal möglich oder bei Inbetriebnahme des Betriebsgeräts fest und unterhalb des maximal mög- lichen Wertes eingestellt. Im Normalmodus kann fast jeder getaktete elektronische Leistungswandler bei allen für ihn üblichen Ausgangsspannungen 40% bis 4% dieses maximalen Ausgangsstroms erreichen, die Modusgrenze des angegebe- nen Betriebsverfahrens liegt also bei PS = 40% ... 4%. Diese Modusgrenze ent- spricht der linken natürlichen Grenze 2, 11 oder 12 eines für den im Betriebsgerät arbeitenden Leistungswandler möglichen Arbeitsbereichs gemäß einer der Figu- ren 2 bis 3b. Soll dennoch ein Arbeitspunkt knapp links davon bedient werden, springt das angegebene Betriebsverfahren in seinen Burstmodus, üblicherweise mit einem D = 99% oder von ähnlichem Wert. Dabei bleibt der Wert der speziellen Steuergröße, bspw. der Wandlertaktfrequenz oder der tonMin, womit der Leis- tungswandler AUF die Grenze seines möglichen Arbeitsbereichs gelangt ist, für alle weiteren Aktionen jenseits dieser Grenze im Burstmodus jeweils konstant. Dadurch entfällt auch das aktive Ausregeln des Netzbrumms, also das Herausfil- tern der Schwankungen der internen Versorgungsspannung E. Der Sprung in der Welligkeit W in Figur 6a von ca. 3% auf ca. 10% an der Stelle der Modusgrenze beispielhaft mit Prozentsatz PS = 10% ist genau davon verursacht, denn jeder ge- taktete elektronische Leistungswandler, der starr angesteuert wird, gibt alle Schwankungen seiner Eingangsspannung E wie hier den Netzbrumm proportional an seinen Ausgang weiter. Das Weitergeben dieser Schwankungen an den mo- mentanen Ausgangsstrom ist bei allen kleineren als für die Modusgrenze üblichen Prozentsätzen PS = 40 % ...4 %, wo generell im Burstmodus gearbeitet wird, auch deshalb möglich, weil an diesen Stellen die übertragene Leistung bereits deutlich reduziert ist und damit auch die die Schwankungen verursachende Amplitude des Netzbrumms.
Da laut Figur 5 beim Eintritt in den Burstmodus mit bspw. D99 = 0,99 theoretisch fast unendlich niedrige Burstfrequenzen f möglich wären, wird in der Praxis an dieser Stelle die Burstfrequenz f99 so hoch eingestellt, dass die Welligkeit W des Ausgangssignals trotz Schwankungen der internen Versorgungsspannung den zulässigen Wert von bspw. 5% bis 10% nicht übersteigt. Die Burstfrequenz f99 wird auch Übergabefrequenz genannt. Daraus ergibt sich auch die zunächst konstante Austast-Zeitdauer tOffFix, also die Pausendauer zwischen zwei aufeinanderfolgen- den an dieser Stelle noch sehr langen Bursts, über f99 = 1 / ( tOn + tOffFix) = D99 / tOn und tOffFix = tOn / D99 - tOn = (1 ~ D99) tOn / D99
ZU tOffFix = (1 - D99) / f99 .
Für Prozentsätze PS wie in Figur 6a eingezeichnet beispielhaft kleiner als 10 % wechselt das Betriebsverfahren in seinen Burstmodus. In diesem Bereich des Be- triebsverfahrens ist die Welligkeit W des Ausgangsstroms deutlich größer als im Bereich mit Normalmodus des getakteten elektronischen Leistungswandlers. Die- se größere Welligkeit W des Ausgangsstroms im Burstmodus ist sogar erwünscht, weil Lichtinstallationen mit vielen Leuchtdioden, die in Serie geschaltet sind und somit mit demselben Strom betrieben werden, ein grobkörniges Aussehen be- kommen, wenn derselbe Strom sehr weit heruntergedimmt wird und dabei absolut glatt wäre. Grund sind Fehlstellen im LED-Kristall, die jeder einzelnen Leuchtdiode einen individuellen Minimalstrom aufprägen, der durchaus noch positiv ist, und bei dessen Unterschreiten die betroffene Leuchtdiode erstmals absolut dunkel wird. Manche Leuchtdioden tun dies als erste, während eine andere vielleicht als einzi- ge bis zum Schluss leuchtet. Die optische Erscheinung einer mit vielen Leuchtdio- den ausgestatteten und derart betriebenen Lichtinstallation leidet darunter erheb- lich. Durch die größeren zulässigen Werte der Welligkeit W des Leuchtdioden- Stroms bei diesen geringen Helligkeiten, beispielhaft bei PS < 10%, leuchten alle an derselben Lichtinstallation beteiligten Leuchtdioden annähernd gleich hell.
Genau deswegen erlaubt das angegebene Betriebsverfahren im Burstmodus so- gar noch höhere Werte für die absolute Welligkeit W des Ausgangsstroms bspw. eines mit dem Betriebsverfahren arbeitenden LED-Betriebsgeräts, als sie das oben beschriebene und hierfür grundsätzlich vorgesehene Konstant- tOff-und-dann- konstant-tOn-Schema für die Ein-Austastung eigentlich ergäbe. Von einem Punkt A ausgehend nach links und von einem Punkt B ausgehend nach rechts steigt die Welligkeit W jeweils an, um etwa in der Mitte zwischen A und B eine Spitzenwel- ligkeit zu erreichen. Üblicherweise soll diese Spitzenwelligkeit sogar 25% bis 40% des reduzierten Ausgangsstroms lc an der Modusgrenze betragen.
Laut FIG 6b wird dazu das Schema für die Ein-Austastung, bei dem zunächst un- ter einem im Wesentlichen konstanten tOff die Burstfrequenz f erhöht wird, um von etwa 98 % an einem Punkt A1 ausgehend das Tastverhältnis D zu reduzieren, ab einem Punkt A abgewandelt, an dem die Burstfrequenz f einen Wert fDACH bspw. bei 2,0 kHz oder besonders vorteilhaft bei nur 1 ,25 kHz erreicht, der deutlich unter dem Wert von fMax liegt. Punkt A liegt bspw. bei einem D = 65 % (in Figur 6a etwa bei D = 80%). Danach, also für kleiner werdende D, wird klassische PWM bei ei- ner konstanten Burstfrequenz f = fDACH verwendet, wodurch die absolute Welligkeit W gemäß unterem Graph ansteigt bis hinunter zu einem D = = 50 %. Bei weite- rer Reduktion des Tastverhältnisses bei unveränderter Burstfrequenz f = fDACH nimmt die Welligkeit ebenso wieder ab, wie sie zuvor zugenommen hat, bis zu einem Punkt B, nach dessen Überschreitung eine kleinere Burstfrequenz f < fDACH nötig ist gemäß des Konstant-tOn-Asts 23 des angegebenen Schemas für die Ein- Austastung. Der Punkt B liegt bspw. bei D = 36 % (gemäß Figur 6a bei etwa D = 30 %). Für noch kleinere Tastverhältnisse D hält die absolute Welligkeit W wieder konstant den zulässigen Wert von bspw. 5% bis 10% ein wegen einer Befolgung des Konstant-tOn-Asts 23 des angegebenen Schemas für die Ein-Austastung.
Diese Spitze im Verlauf der Welligkeit W über dem Tastverhältnis D im unteren Graphen entsteht aufgrund der eigentlich zu niedrigen Burstfrequenz und ent- spricht der durch fDach „abgeschnittenen“ Giebeldachform des oberen Graphen bestehend aus dem Konstant- tOff-Ast 22 und dem Konstant-tOn-Ast 23, nur invers interpretiert: War ursprünglich das Ziel, über eine Frequenzverstellung die absolu- te Welligkeit W über alle D konstant zu halten, ist soeben die Frequenz konstant f = fDACH, wodurch die absolute Welligkeit W über einer Variation des Tastverhält- nisses D von bspw. 65 % bis 36 % ansteigen und wieder abfallen muss mit einem Welligkeitsmaximum bei D = = 50 %. Denn bei einem als konstant angenom- menem Tastverhältnis D verhält sich eine Welligkeit Wx generell mit einem wand- lerspezifischen Faktor F proportional zur Periodendauer 1/fx. Werden zwei Wellig- keiten aus demselben Leistungswandler und ihre zugehörigen Periodendauern miteinander verglichen, kürzt sich gemäß
Wi / W2 = (F / f1) / (F / f2) = f2 / f1 der Faktor F heraus, und es bestätigt sich, dass die Welligkeiten im umgekehrten Verhältnis zu ihren Frequenzen stehen. Weil dies mit der Definition der Perioden- dauern übereinstimmt, verläuft im unteren Graph über D die absolute Welligkeit W genau in derselben Giebeldachform, nach welcher im oberen Graph die Ein- Austast- oder Burstfrequenz f dünn gestrichelt dargestellt weiterverlaufen würde, wäre sie nicht auf fDach gedeckelt.
Am Punkt A geht das Konstant- tOff-Schema des Burstmodus' in eine Konstant- fDACH-PWM über, und am Punkt B geht die klassische Burst-PWM in ein Konstant- tOn-Schema für den Burstmodus über. Dazwischen herrscht die konstante Burst- frequenz f = fDACH < fMax mit den davon verursachten Effekten. Weil hier nur noch Arbeitspunkte unterhalb der Modusgrenze, also lauter solche im Burstmodus dar- gestellt sind, kann das Tastverhältnis D den Prozentsatz PS von Figur 6a auf der x-Achse ersetzen. Figur 6b ist die Vergrößerung und Detaillierung des linken Zehntels der vorausgehenden Figur. Die absolute Welligkeit W bezieht sich hier auf den Wert des reduzierten Ausgangsstroms lc an der Modusgrenze bei D = 100 %, wenn der differenzielle Lastwiderstand über den hier betrachteten Ausgangs- strom-Teilbereich hinweg konstant ist. Auffällig ist, dass alle Übergänge trotz der Änderungen in der Ein-Austastung jeweils stetig ablaufen.
Im oberen Graphen ist gestrichelt die besagte Giebeldachform bestehend aus dem Konstant- tOff-Ast 22 und dem Konstant-tOn-Ast 23 eingezeichnet, wonach die- jenigen Burstfrequenzen f in kHz darstellbar sind, die sich theoretisch gemäß dem angegebenen Schema für das Ein-Austasten ergeben, um - wie im unteren Gra- phen abschnittsweise dargestellt - eine konstante absolute Welligkeit W von bspw. 5 % in Bezug auf den Ausgangsstrom lc an der Modusgrenze zu erhalten. Wie durch die gestrichelte Diagonale und die Schraffuren darunter dargestellt, sind an der Modusgrenze am rechten Rand dieses unteren Graphen ¾ der Restwellig- keit durch die Schwankungen der internen Versorgungsspannung E bzw. durch den Netzbrumm verursacht, dessen Effekt mit der Ausgangsleistung, für Versor- gung von LED also bei Abnahme des Ausgangsstroms und somit bei Abnahme von D, linear abnimmt. Daher darf an einem Punkt B0, also bspw. bei D = 1 %, die volle Welligkeit durch den Burstmodus als solchen verursacht sein, wofür bei- spielsweise eine Burstfrequenz f01 = 100 Hz ausreicht, wohingegen am Punkt A1 nur noch etwa der Welligkeit W für die Effekte eines Burstmodus' übrig ist. Ex- perimente ergeben, dass für eine Burstfrequenz f98 an der Stelle D = 98 %, also an Punkt A1, weitere 300 Hz addiert werden müssen, um die Summe der vom Burstmodus und vom Netzbrumm verursachten Welligkeiten W unter den dafür zulässigen Wert von bspw. 5 % zu bekommen. Deshalb muss an diesem Überga- bepunkt die Burstfrequenz f98 beispielsweise 400 Hz betragen, weshalb sie auch Übergabefrequenz genannt wird, und bei D = 1 % an Punkt B0 genügen 100 Hz als Burstfrequenz f01 für denselben Effekt, was in Form der Endpunkte A1 und B0 der durchgezogenen Linie an den entsprechenden Stellen des oberen Graphen gezeigt ist. Dies kommt auch dem zugute, dass bei D < 10 % eine viermal höhere Auflösung zwischen den einzelnen Dimm-Sollwertstufen gefordert ist als in der Umgebung der Modusgrenze, also bei D > 90 %, was bei den oben genannten Burstfrequenzen zu jeweils gleichlangen Stufen der Verlängerung oder Verkür- zung von Burst- oder Pausendauern im angegebenen Schema für die Ein- Austastung führt. Es hilft folglich bei der Einhaltung einer logarithmischen Dimm- kennlinie, indem es eine in einer (digitalen) Regelungsschaltung vorgegebene Bit- Zahl besonders gut dafür ausnutzt.
Dem Unterschied zwischen f01 und f98 in der nötigen Burstfrequenz geschuldet nimmt der Abstand von Werten nahe null bei D = 1 % (Punkt B0) auf beispielswei- se 300 Hz bei D = 98 % (Punkt A-i) zu zwischen der durchgezogenen Linie des oberen Graphen, nach der die Burstfrequenzen tatsächlich einzustellen sind, und der gestrichelten Linie 22+23 für theoretisch konstante absolute Welligkeit. Au- ßerhalb der Punkte A und B bedeuten die im unteren Graphen dargestellten Schraffuren jeweils das, was der Netzbrumm zur zulässigen Welligkeit W beträgt und vom für die Ein-Austastung Erlaubten wegnimmt. Um dies auszugleichen, ist im oberen Graphen der dazu nötige Überhang bei der Burstfrequenz f eingezeich- net in Form des Abstandes zwischen durchgezogenen und gestrichelten Linien. Weil Wegnahme und Überhang linear von D abhängen, liegt im angegebenen Schema für die Ein-Austastung der Punkt B näher bei D = = 50 % als der Punkt A. Verallgemeinert ausgedrückt liegt Punkt B keinesfalls weiter entfernt von D = als Punkt A.
Ein weiterer Grund für die Deckelung der Brustfrequenz f auf den Wert fDACH, der mit bspw. 2,0 kHz oder 1 ,25 kHz deutlich unter dem Wert von fMax liegt, ist ein akustischer. Beleuchtungsobjekte tendieren dazu, auf den elektrisch in ihnen vor- kommenden Frequenzen, ihren Vielfachen oder auf möglichen Subharmonischen davon auch mechanisch zu schwingen und entsprechende Störgeräusche abzu- geben. Große Leuchten für große Leuchtstofflampen brummen oft mit 100 Hz. Je kleiner und kompakter die Lichtinstallationen werden wie zum Beispiel für LED- Anwendungen, desto höher wird die Frequenz, auf der sie auch mechanisch schwingen können. Mehrere kHz als mechanische Eigenresonanz sind möglich, dabei sind 3 kHz als Eigenresonanz wahrscheinlicher als 1 ,25 kHz. Daher ist an- gestrebt, mit dem Wert von fDACH immer unterhalb solcher mechanischer Eigenre- sonanzen zu bleiben. Das menschliche Ohr schließlich ist für Dauergeräusche auf 1 ,25 kHz noch weniger empfindlich als für Dauergeräusche auf höheren Frequen- zen. Schließlich lassen sich mit solch relativ niedrigen Burstfrequenzen auch Stro- boskopeffekte relativ sicher vermeiden in den Gebieten, die von einem LED-Modul beleuchtet werden, das von einem Betriebsgerät versorgt und gesteuert wird, des- sen elektronischer Leistungswandler gemäß dem angegebenen Betriebsverfahren arbeitet.
Am unteren Ende der Skala für die Burstfrequenzen stehen die 60 Hz ganz be- wusst. Denn unterhalb dieser niedrigsten vorkommenden Burstfrequenz kann so- wohl vom LED-Modul, das von einem Betriebsgerät versorgt und gesteuert wird, dessen elektronischer Leistungswandler gemäß dem angegebenen Betriebsver- fahren arbeitet, als auch vom davon beleuchteten Gebiet ein unangenehmer Fli- cker ausgehen. FIG 6c verdeutlicht die Anforderungen an eine effektive relative Ausgangsstrom- welligkeit Y eines Betriebsgeräts, wie sie aus einer Norm zur Vermeidung strobo- skopischer Effekte hervorgehen, für die Versorgung und Steuerung von Leuchtdi- oden, die bevorzugt für die Allgemeinbeleuchtung oder für stationäre Sonderbe- leuchtungen wie bspw. Bühnen vorgesehen sind. Das Betriebsgerät kann einen getakteten elektronischen Leistungswandler enthalten, der gemäß dem angege- benen Betriebsverfahren inclusive eines Burstmodus' in dem angegebenen Schema für seine Ein-Austastung betrieben wird. Die effektive relative Welligkeit Y ist von der Ein-Austast- oder Burstfrequenz f abhängig, die in logarithmischer Ska- lierung an der x-Achse angetragen ist. Alle Welligkeiten innerhalb der schraffiert eingezeichneten Rechtecke sowie solche unterhalb davon sind zulässig.
Eine relative Welligkeit errechnet sich aus der bisher stets behandelten absoluten Welligkeit, indem ihr Wert (der Abstand zwischen Minima und Maxima des Zeitver- laufs des betrachteten Signals) durch den aktuellen Mittelwert des sie tragenden Signals dividiert wird, hier insbesondere des Ausgangsstroms des getakteten elektronischen Leistungswandlers im betrachteten Betriebsgerät. Aus der relativen Welligkeit entsteht die effektive relative Welligkeit Y, wenn zusätzlich auch der ak- tuell gültige Wert eines differenziellen Lastwiderstands R'A gemäß Figur 4b heran- gezogen wird, der bei Leuchtdioden als Last aufgrund ihrer stark gekrümmten Kennlinie stark vom sie speisenden Ausgangsstrom eines Betriebsgeräts abhängt. Denn im Bereich der hier vor allem betrachteten sehr tiefen oder sehr dunklen Dimmstellungen befindet sich jede Leuchtdiode im gekrümmten oder abgeknickten Ast ihrer Kennlinie, die der eines variablen hochohmigen Widerstands eher ent- spricht als einem für alle Dioden typischen steilen, aus dem Koordinatenursprung heraus um die Flußspannung versetzten und annähernd geraden Kennlinienast. Mittels der vier Arbeitspunkte G0, G1, G2 und G3 wird dies unten näher erläutert.
In FIG 6d wird der Kreis aus den verschiedenen Welligkeiten, der sie erzeugenden Ein-Austastung und der Vermeidung eines Stroboskopeffekts gemäß der Vorgän- gerfigur geschlossen. Die absolute Welligkeit W aus Figur 6b, unterer Graph, ge- mäß dem angegebenen Betriebsverfahren und seiner Ein-Austastung erscheint erneut und gleichermaßen. Zunächst wird daraus eine relative Welligkeit Wr be- rechnet, indem die Werte einzelner Punkte auf der W-Kurve durch die dazugehö- eigen Prozente dividiert werden. Bei anhand abnehmender Prozentzahlen darge- stellt abnehmenden Durchschnittswerten eines Ausgangsstroms nimmt die jeweils darauf bezogene relative Welligkeit zu wie dargestellt. Auch die bekannte Giebel- dachform zwischen den Stellen A und B bildet sich, leicht gekrümmt und verzerrt, auf die insgesamt hyperbelförmige Kurve für die relative Welligkeit Wr ab.
Dabei ist der differenzielle Lastwiderstand R'A aus Figur 4b wie bisher als konstant angenommen. Wegen der schon sehr kleinen Ausgangsstromwerte kommt eine LED-Last jedoch in den Bereich des Knies in ihrer Kennlinie und darunter. Mit Ab- nahme des Ausgangsstroms nimmt der differenzielle Lastwiderstand hier so stark zu und mit ihm eine Filterwirkung für den Ausgangsstrom, dass dessen effektive relative Welligkeiten ab der Mitte des Graphen und insbesondere auf seiner linken Seite immer kleiner als die in Figur 6d eingezeichneten Werte der - theoretischen - relativen Welligkeit Wr sind und sogar in den Bereich der eingezeichneten abso- luten Welligkeit W hinabreichen können. Die Abnahme des Strommittelwerts als Berechnungsgrundlage für eine relative Welligkeit wird durch die davon ausgelös- te Zunahme der Filterwirkung durch einen hochohmiger werdenden differenziellen Lastwiderstand annähernd ausgeglichen.
Hier ebenso eingezeichnet sind die vier aus der Vorgängerfigur bekannten Ar- beitspunkte G0, G1, G2 und G3, die verschiedene effektive relative Welligkeiten beziffern und auf gestrichelt dargestellten Linien für die zulässigen relativen Wel- ligkeiten Y0 oder Y1 liegen, die von der Ein-Austast- oder Burstfrequenz f abhän- gen. Direkt übertragen aus der Vorgängerfigur sind die Y- oder %-Werte der vier Arbeitspunkte. Wie die Stellen auf der D-Achse der Figur 6d zustande kommen, lässt sich am besten an Punkt G0 erklären:
Seine 25 % an erlaubter relativer Welligkeit korrespondieren laut Vorgängerfigur mit einer Burstfrequenz f = 100 Hz. Diese wiederum gehört laut Figur 6b zum Ar- beitspunkt B0 und damit zu einem Burst-Duty-Cycle D = 1 %. Von B0 ausgehend wird auf der dicken Linie neben dem Konstant-tOn-Ast 23 der Figur 6b so weit nach oben gegangen, bis die 200 Hz des Punktes G2 erreicht sind, an dem laut Figur 6c eine relative Welligkeit von 30 % zulässig ist. Die dazu gehörige D-Stelle von Figur 6b ist nach Figur 6d übertragen worden. Das gleiche Vorgehen auf den Punkt G3 angewandt ergibt einen in Figur 6d nicht dargestellten Punkt, auf den eine gestri- chelte Linie Yo jedoch zuläuft. Die Linie Yo beschreibt somit die zulässigen relati- ven Welligkeiten des Ausgangsstroms eines Betriebsgeräts abhängig von der Burstfrequenz f auf dem Konstant-tOn-Ast der Ein-Austastung im Burstbetrieb des angegebenen Betriebsverfahrens, mit dem das betrachtete Betriebsgerät arbeitet.
Am Punkt A1 auf der anderen Seite der Figuren 6b oder 6d liegt eine Burstfre- quenz f = 400 Hz vor. Der zugehörige Punkt Gi ist gemäß Figur 6c nichtlinear in- terpoliert und führt auf eine zulässige relative Welligkeit Y von maximal 50 %. Die- ser Wert ist am rechten Rand der Figur 6d als G1 eingezeichnet, seine D-Stelle entspricht dem für den Arbeitspunkt A1 gültigen Burst-Tastverhältnis D von 98 % oder 99 %. Nun wird in Figur 6b ab A1 auf der dicken Linie neben den Konstant- tOff-Ast 22 soweit nach oben gegangen, bis die für 65 % relative Welligkeit, wie sie Punkt G3 zulässt, nötigen 500 Hz als Burstfrequenz f erreicht sind. Die zugehörige D-Stelle etwas links von A1 wird nun von Figur 6b nach 6d übertragen, um die ge- naue Position des Punktes G3 auch hier zu bestimmen. Die gestrichelt dargestellte Verbindungsgerade Y1 zwischen Gi und G3 beschreibt folglich die zulässigen rela- tiven Welligkeiten des Ausgangsstroms eines Betriebsgeräts abhängig von der Burstfrequenz f auf dem Konstant- tOff-Ast der Ein-Austastung im Burstbetrieb des angegebenen Betriebsverfahrens, mit dem das betrachtete Betriebsgerät arbeitet.
Der Vergleich beider gestrichelter Linien Yo und Y1 für zulässige Welligkeiten mit der Linie für die relative Welligkeit Wr bei konstantem differenziellem Lastwider- stand R'A zeigt, dass das angegebene Betriebsverfahren die Grenzen für Strobo- skop-Vermeidung bis hinunter zu einem Burst-Tastverhältnis D von 10 %, was einem generellen Dimmlevel PS von ca. 1 % entspricht, sogar dann einhält, wenn statt wie eingezeichnet 5 % die absolute Welligkeit W 20 % oder 25 % des Aus- gangsstroms an der Modusgrenze oder am Arbeitspunkt A1 beträgt, also noch deutlich höher ist. Lediglich bei sehr kleinen Burst-Tastverhältnissen D < 10 % kommt der dort stark erhöhte differenzielle Widerstand zu Hilfe und reduziert die theoretische relative Welligkeit Wr zumindest auf die niedrigeren Werte Y0, wenn nicht sogar bis hinab auf Werte in der Nähe von W. Neben der Burstfrequenz f ist die Kapazität des Ausgangskondensators CA aus Figur 4b der Parameter, mit dem alle Welligkeiten auf die gewünschten Höhen eingestellt werden können. Die hier dargestellten geringeren Werte genügen erhöhten Anforderungen, wie sie bei- spielsweise an eine Beleuchtung von Bühnen oder von Video- oder Filmaufnah- men gestellt sind.
FIG 7a zeigt auf dem Weg hin zu kleineren Prozentsätzen PS den Arbeitspunkt A1 (gemäß Figur 6b) für ein Burst-Tastverhältnis D = 99 % bzw. für einen globalen Prozentsatz PS = 9,9 % eines maximalen Ausgangsstroms, also einen ersten möglichen Arbeitspunkt nach der Modusgrenze. Die Wandlertaktfrequenz des Normalmodus' einer für diese Messung herangezogenen resonanten Halbbrücke, deren Arbeitsbereich in Figur 2 dargestellt ist, liegt hier konstant bei bspw. 160 kHz. Sie umfasst mindestens einen schaltbaren Bypasskondensator, der im Nor- malmodus vor der Modusgrenze auch tatsächlich ständig abgekoppelt ist. Dieser Bypasskondensator wird zur Aufnahme der Figur 7a erstmals periodisch für eine jeweils sehr kurze Zeit angekoppelt. Das Ankoppeln ist an der zweitobersten Messkurve 21 zu erkennen, die jeweils einen tiefen Wert zeigt, wenn der By- passkondensator angekoppelt ist, und einen konstant hohen, wenn er abgekoppelt ist. Der Zeitabstand zwischen zwei aufeinanderfolgenden Ankoppelaktivitäten, al- so zwischen zwei fallenden Flanken der Messkurve 21, ist die Burstperiode 1/f.
Dieselbe Kurve 21 verdeutlicht das für diesen Arbeitspunkt nötige maximale Burst- Tastverhältnis D, mit „tief“ also eine abgekoppelte und mit „hoch“ eine von der re- sonanten Halbbrücke normal versorgte Last. Denn der schaltbare Bypasskonden- sator ist so groß, dass er bei seiner Ankopplung die Last faktisch abkoppelt und die resonante Halbbrücke in (fast) reine Blinkleistungsarbeit schickt, wodurch in diesen Zeiten (fast) keine Wirkleistung gebraucht wird. Dadurch wird es sehr ele- gant möglich, wie eingangs gefordert einen Energiefluss in Form eines Stromes periodisch zu unterbrechen und somit auch mit einer resonanten Halbbrücke, die eine fast ideale Wechselstromquelle ist, einen Betrieb im Burstmodus zu erzeu- gen. Genau dies ist an der obersten Messkurve 46 zu erkennen, die den aus dem an den Transformator der resonanten Halbbrücke angeschlossenen Gleichrichter herausfließenden Strom darstellt: Dieser wird jedes Mal abrupt zu null, sobald der Bypasskondensator angekoppelt wird. Die dritte Messkurve 47 zeigt den Aus- gangsstrom, und die unterste oder vierte Messkurve 9 den Eingangsstrom der ge- samten resonanten Halbbrücke, der aufgrund einer dafür nötigen niederohmigen Messung bei gleichzeitig hoher Messverstärkung stark verrauscht ist. Die zugehö- rigen Nullpegel sind links an der y-Achse durch 046, 021 und 047 markiert wie auch ebenso in den beiden Folgefiguren. Der Nullpegel der Messkurve 9 liegt am unte- ren Rand des Fensters oder darunter und ist deshalb nicht dargestellt.
Für FIG 7b wird das Burst-Tastverhältnis D vom Maximum, das es in der voraus- gehenden Figur hat, auf etwa 40 % reduziert und beschreibt damit einen Arbeits- punkt zwischen den Punkten A und B (von Figur 6b). Gut zu erkennen sind die viel längeren Nullpausen im „obersten“ Strom 46, der aus dem Gleichrichter heraus- fließt, sowie die dazu korrespondierenden längeren Ankoppelphasen des mindes- tens einen schaltbaren Bypasskondensators, zu erkennen an den jeweils niedri- gen Pegeln in der zweitobersten Messkurve 21. Im Gegensatz zur vorausgehen- den Figur erscheint die Kurve 47 für den Ausgangsstrom weiter entfernt von der Messkurve 21, da er wie gefordert abgenommen hat. Die Bursts sind kürzer ge- worden. Die unterste Kurve 9 repräsentiert wie oben den Eingangsstrom der ge- samten resonanten Halbbrücke.
Die Welligkeit des Ausgangsstroms 47 ist an diesem Arbeitspunkt deutlich höher als am Arbeitspunkt der vorausgehenden Figur. Herkunft und Auswirkung davon sind oben bereits ausführlich beschrieben.
FIG 7c schließlich zeigt die Messkurven zum niedrigsten möglichen Arbeitspunkt B0 gemäß Figur 6b, also bei einem Burst-Tastverhältnis D in der Umgebung von 1 % bzw. bei einem Prozentsatz PS von deutlich kleiner 1 %. Im Gegensatz zu bei- den vorausgehenden Figuren ist hier die Zeitauflösung feiner, weshalb im Gleich- richter-Ausgangsstrom 46 und im Halbbrücken-Eingangsstrom 9 einzelne Halb- brückentakte erkennbar werden, weshalb andererseits aber keine vollständige Burstperiode mehr darstellbar ist. Der Ausgangsstrom 47 ist wie gefordert weiter nach unten gewandert, und seine Welligkeit ist wieder so klein wie die in Figur 7a. Die Last ist wie an Stromkurve 46 gut zu erkennen fast permanent abgekoppelt. An Figur 7c wird, wie insbesondere an dem vollständigen Piek 46a im Gleichrich- ter-Ausgangsstrom 46 zu erkennen, ferner deutlich, dass im Burstmodus die Be- ginn- und bei resonanten Leistungswandlern vor allem die Endzeitpunkte jedes einzelnen Bursts besonders vorteilhaft synchron zur Arbeit des Leistungswandlers in einem Normalmodus erfolgen. Bei anderen Leistungswandlertopologien als ei- ner resonanten Halbbrücke, bspw. bei den Eintakt-Leistungswandlern, können zur Erzeugung der Pausen zwischen den Bursts einzelne oder mehrere Ansteuerpul- se hintereinander für den mindestens einen aktiven Leistungstransistor des getak- teten Leistungswandlers ausgelassen werden. Das Tastverhältnis innerhalb der Bursts entspricht dabei bspw. einem minimalen für den niedrigsten Arbeitspunkt im Normalmodus nötigen Tastverhältnis.
Als erste Bedingung für das in Figur 7c dargestellte minimale Burst-Tastverhältnis D und damit für die minimal mögliche Burstlänge tmess ergibt sich somit die Perio- dendauer einer vollständigen Taktung des im Betriebsgerät arbeitenden Leis- tungswandlers. Zwischen den beiden Flanken im Logiksignal 21 , deren erste das Abkoppeln und deren zweite das Wieder-Ankoppeln des mindestens einen schalt- baren Bypasskondensators wiedergibt, erscheinen genau zwei Pulse des Gleich- richter-Ausgangsstroms 46. Denn die hier betrachtete resonante Halbbrücke ist ein Gegentaktwandler, und die Mittelpunktschaltung ist ein Vollwellengleichrichter. Somit gibt es immer zwei Energieübertragungsphasen pro Taktperiode.
Zweitens muss jede geregelte Stromversorgung, insbesondere ein Betriebsgerät, das zur Energieversorgung und zum Betrieb von mannigfaltigen Arten von LED- Moduln eingerichtet ist, die daran angeschlossene Last kontinuierlich vermessen. Beispielsweise ist die Ausgangsspannung beim erstmaligen Anschalten oder nach sehr langer Betriebspause nicht bekannt, und dieselbe Spannung variiert stark mit der Modultemperatur. Beleuchtet das Modul bspw. eine Außenfassade im Winter und wurde gerade angeschaltet, kann die Ausgangsspannung deutlich höher lie- gen als nach einem Dauerbetrieb desselben Moduls im Sommer.
Die Messung kann nur geschehen, solange der in der Stromversorgung arbeiten- de Leistungswandler auch tatsächlich Leistung wandelt und an seine Last abgibt, also nur während der Bursts, weil nur dann eine Ausgangsspannung entsteht und ein Ausgangsstrom auf seinen (Dimm-)Sollwert geregelt werden kann. Diese Vermessung muss jeweils eingeschwungen sein, um pro Burst wenigstens einen sinnvollen Wert für den aktuellen Ausgangsstrom und für die aktuelle Ausgangs- spannung erhalten zu können. Denn dazwischen kann gar nichts gemessen wer- den, da dann jeweils (fast) nur Blindleistung oder eben eine Pause vorliegt. Die kurzen Bursts mit ihrer Dauer tmess müssen länger als 10 ps, oder bevorzugt län- ger als 50 ps oder wie in einem anderen Ausführungsbeispiel länger als 150 ps sein. Dies entspricht bei 160 kHz als beispielhafter Wandlertaktfrequenz 1 ,6 oder 8 oder 24 vollen Taktperioden, womit die erste Bedingung „mindestens eine volle Taktperiode“ jeweils eingehalten ist. Dabei müssen die Burstdauern tmess nur län- ger als die Periodendauer einer vollständigen Leistungswandler-Taktung sein, sie müssen jedoch keine ganzzahligen Vielfachen davon betragen. Die minimal mög- liche Burstdauer tmess entspricht der konstanten tOnFix von oben für den Konstant- tOn-Ast 23 der Ein-Austastung gemäß Beschreibung zu Figur 5. Im Falle einer Burstfrequenz f01 = 100 Hz und eines minimalen Tastverhältnisses D = 1 % ergibt sich ein tOnFix von 100 ps beziehungsweise 16 vollen Taktperioden der beispielhaf- ten resonanten Halbbrücke als minimale Burstdauer.
Die Kenntnis der Ausgangsspannung und infolgedessen deren Messung sind auch deshalb wichtig, weil das angegebene Betriebsverfahren anhand unter- schiedlicher Werte der Ausgangsspannung variieren kann. Insbesondere die Mo- dusgrenze kann im Falle einer resonanten Halbbrücke als elektronischer Leis- tungswandler bei umso höheren Wandlertaktfrequenzen fGrenz liegen, je niedriger die momentane Ausgangsspannung VA ist. Auch die Burstfrequenz f98 oder f99 nach Überschreiten der Modusgrenze, die deshalb auch Übergabefrequenz heißt, kann von der Ausgangsspannung abhängen: Je höher diese ist und infolgedessen je kleiner der Ausgangsstrom, desto tiefer kann die Übergabefrequenz f98 oder f99 liegen, was ebenso der Ausnutzung einer fest vorgegebenen Zeitquantisierung (= bspw. Bitzahl für Umwandlung in Burstdauern) zugutekommt: Je geringer der Ausgangsstrom ist, desto geringer müssen auch die einzelnen Stromstufen für den gleichen Dimmeffekt sein. Je tiefer die Burstfrequenz ist, je länger also die Bursts sind, desto mehr gleichlange „Zeitquanten“ passen dort hinein, und um desto feinere Stufen kann der Ausgangsstrom verstellt werden.
FIG 8 zeigt ein daraus folgendes mögliches Vorgehen, wie die angegebene Ein- Austastung und das angegebene Betriebsverfahren in einem LED-Betriebsgerät angewandt werden können, um den mitunter schwierigsten aller möglichen Fälle zu lösen. Im betrachteten Betriebsgerät sei als elektronischer Leistungswandler eine resonante Halbbrücke installiert, an die ein dafür zulässiges LED-Modul oder eine zulässige Kombination daraus angeschlossen ist. Das Betriebsgerät weiß aber nicht, was genau gerade angeschlossen ist. Das Betriebsgerät kennt nur ei- nen Modusgrenzenschnitt 6 durch die Ausgangsspannungen, also eine diese Linie beschreibende Tabelle von Modusgrenzen-Taktfrequenzen fGrenz abhängig von der jeweiligen Ausgangsspannung VA, unterhalb derer Normalmodus gilt, und auf denen der Burstmodus vollführt wird. Eine dritte Spalte dieser Tabelle, die oft bspw. ein sogenanntes „look-up table“ ist, kann die zu den Ausgangsspannungen VA gehörigen niedrigsten Burstfrequenzen f01 enthalten, und eine vierte die dazu- gehörigen Übergabefrequenzen f98 oder f99. Das betrachtete Betriebsgerät wird nun erstmals gestartet und soll aus völliger Dunkelheit - also beginnend von sei- nem minimal möglichen Ausgangsstrom lA - die daran angeschlossenen LED her- aufdimmen. Der berühmt-berüchtigte Einschaltlichtblitz soll dabei unbedingt ver- mieden werden, es ist also vom Betriebsgerät besser ein zu kleiner als ein zu gro- ßer Ausgangsstrom einzustellen.
Dazu geht das Betriebsgerät zunächst vom ungünstigsten Fall 7 in puncto Aus- gangsstrom aus, und das bedeutet, dass ein Modul mit der kleinsten möglichen Ausgangsspannung, bspw. mit 15 V, angeschlossen sei, weil jeder resonante elektronische Leistungswandler dann naturgemäß am meisten Strom abgibt. Des- halb gehört zu dieser Ausgangsspannung auch die höchste Modusgrenzen- Taktfrequenz fGrenz0, auf der die Halbbrücke startet, und zugleich die höchste Burstfrequenz f01 für die unterste Dimmstellung. Mit dieser Burstfrequenz wird das kleinste mögliche Tastverhältnis D, bspw. 1 %, eingestellt. Sobald auf dem sich daraus ergebenden Start-Arbeitspunkt 8 die ersten paar Bursts mit konstanter Dauer tmess = tOn und entsprechend langen Pausen dazwischen stattgefunden ha- ben, hat das Betriebsgerät seine aktuelle Ausgangsspannung VA gemessen.
Beträgt diese tatsächlich 15 V, bleibt alles unverändert, außer dass gemäß Dimm- geschwindigkeit einerseits und gemäß dem angegebenen Schema für die Ein- Austastung andererseits die Burstfrequenz erst erhöht, dann auf fDach konstant gehalten und danach wieder reduziert wird, um dadurch das Tastverhältnis D und damit den Dimmpegel kontinuierlich zu erhöhen. Wird dabei die Modusgrenze er- reicht, geht der Burstmodus in den Normalmodus über. Darüber hinaus, also zu noch höheren Dimmpegeln hin, wird der elektronische Leistungswandler im be- trachteten Betriebsgerät mittels seiner speziellen Steuergröße innerhalb der natür- lichen Grenzen seines möglichen Arbeitsbereichs in seinem Normalmodus betrie- ben und gesteuert, im Falle einer resonanten Halbbrücke also mittels Reduktion ihrer Wandlertaktfrequenz. Für alle diese Steuerungen ist der grundsätzlich immer aktive Ausgangsstromregler zuständig.
Wird jedoch eine höhere Ausgangsspannung gemessen, erniedrigt das betrachte- te Betriebsgerät zunächst seine Modusgenzen-Taktfrequenz auf den Wert fGrenz1 und eventuell auch seine niedrigste Burstfrequenz f01 gemäß obiger Tabelle, um beides auf die neu gemessene Ausgangsspannung VA anzupassen. Dieser Vor- gang 19 läuft im Hintergrund ständig ab, denn die Ausgangsspannung kann sich im Ifd. Betrieb auch ändern, bspw. durch Temperaturänderung des LED-Moduls, durch Fehlerfälle oder durch Steuerungen auf Modulebene, bspw. durch spontane Überbrückung einzelner LED. Ist die Messung der Ausgangsspannung stabil, kann das Betriebsgerät mit dem gleichen Hinaufdimmen 10 beginnen wie oben für ein VA = 15 V beschrieben, nur eben mit geänderten Startwerten incl. des angepass- ten Wertes für die Modusgrenzen-Taktfrequenz fGrenz1 An einem Arbeitspunkt 13 auf der Linie des besagten Modusgrenzenschnitts 6 erkennt der Ausgangsstrom- regler eine Burstfrequenz unterhalb des für diese Ausgangsspannung üblichen Wertes f98 und damit die Modusgrenze. Folglich wird der Burstmodus verlassen und auf der Wandlertaktfrequenz fGrenz1 in den Normalmodus der resonanten Halbbrücke übergegangen. Ab Arbeitspunkt 13 wird durch Erniedrigung der Wand- lertaktfrequenz fHB der Ausgangsstrom lA soweit erhöht, bis entlang der Lastkenn- linie 14 für die jeweilige Ausgangsspannung oder Modulspannung der gewünschte Arbeitspunkt 15 erreicht ist, der hier bspw. bei einem Ausgangsstrom lA = 200 mA liegt. Für alle dazu nötigen Steuerungen ist wie schon oben der Ausgangsstrom- regler zuständig, weil nur dieser einen ständigen Soll-Ist-Vergleich für den Aus- gangsstrom durchführt.
Der Charme dieses Vorgehens liegt erstens in der oben schon beschriebenen be- sonders guten Ausnutzung digitaler Regelprozessoren, wodurch mit relativ wenig Aufwand große Leistungsbereiche möglich werden, und zweitens in einer verbes- serten Ausnutzung der natürlichen Grenzen des möglichen Arbeitsbereichs eines resonanten Leistungswandlers mit einem komplexeren Resonanzsystem.
Bei den Eintakt-Leistungswandlern im CRM, TCM oder Valley-Detect-Modus als ihrem häufigsten Normalmodus, der die Grenze zwischen Continuous Conduction Mode (CCM) und Discontinuous Conduction Mode (DCM) markiert, gilt genau we- gen dieser Grenzlage der Sonderfall, dass deren Wandlertaktfrequenz ein Maß für den momentan übertragenen Strom ist (vom DCM herkommend), und dass gleichzeitig das Tastverhältnis innerhalb der Wandlertaktfrequenz ein Maß für de- ren Spannungsübersetzung ist (vom CCM herkommend). Dabei ist die Ausgangs- spannung umso höher, je höher dieses Tastverhältnis ist, und der übertragene Strom umso höher, je niedriger die Wandlertaktfrequenz ist. Wie schon zur Herlei- tung der Figuren 3a und 3b beschrieben, ist der limitierende Faktor für beides die minimal mögliche Einschaltzeit tonMin für den aktiven Leistungstransistor. Dies limi- tiert kleine Ausgangsspannungen wegen des dafür nötigen kleinen Tastverhältnis- ses bei gleichzeitig kleinen Ausgangsströmen wegen der dafür nötigen hohen Frequenz. Daher fehlt in den dortigen natürlichen Arbeitsbereichen die „linke unte- re Ecke“, jeweils „abgeschnitten“ von den natürlichen Grenzen 11 oder 12. Wegen dieser starken Verkopplung der einzelnen Größen untereinander ergibt es bei den Eintakt-Leistungswandlern keinen Sinn, pro geänderter Ausgangsspannung ande- re Grenzparameter und Burstparameter einzustellen. Stattdessen ist die Modus- grenze einfach dann erreicht, wenn tOn = tonMin gilt.
Analog dazu kann auch die Modusgrenzen-Taktfrequenz fGrenz, die ja gleichzeitig die Maximalfrequenz für den Normalmodus darstellt und daher einem tonMin nahe- kommt, für resonante Halbbrücken, die als elektronische Leistungswandler in Be- triebsgeräten für LED arbeiten, für alle Ausgangsspannungen als konstant festge- legt sein. Im untersuchten Beispiel ist forenz auf einen Wert von 166,5 kHz fixiert, und das innere Tastverhältnis ist hier generell für beide beteiligten Leistungstran- sistoren etwas kleiner als wie für resonante Halbbrücken in den allermeisten Fällen üblich. Auch kann die minimale Burstfrequenz f01 konstant sein und unab- hängig von der momentanen Ausgangsspannung VA beispielsweise 100 Hz betra- gen. Dadurch steht ein vereinfachter Modusgrenzenschnitt 16 senkrecht in Figur 8, und obiges zur selben Figur gehöriges Vorgehen vereinfacht sich insofern, als dafür die Ausgangsspannungsmessung unwichtig wird, und dass durch die grund- sätzlich immer aktive Ausgangsstromregelung in der Umgebung des Arbeitspunkts 17 oder oberhalb davon automatisch entschieden wird, ob Burstmodus oder Nor- malmodus vorliegt. Weil die spezielle Steuergröße diesseits der Modusgrenze, also im Normalmodus, meistens wobbelt, um beispielsweise den Netzbrumm zu kompensieren, jenseits der Modusgrenze im Burstmodus jedoch starr ist, sollte die Modusgrenze eine Hysterese (nicht dargestellt) umfassen, also aus zwei nahe benachbarten oder sogar parallelen Grenzlinien bestehen, die ihre Modusänderungen richtungsab- hängig und gegenläufig verursachen. Sinnvollerweise liegt eine erste Grenzlinie, an der vom Normalmodus in den Burstmodus übergegangen wird, bei kürzeren tOn bzw. bei höheren fGrenz als eine zweite Grenzlinie, an der vom Burstmodus wieder in den Normalmodus zurückgewechselt wird. Der Abstand zwischen diesen beiden Grenzlinien entspricht sinnvollerweise dem maximal möglichen Wöbbel der spezi- ellen Steuergröße für den jeweiligen Normalmodus. Auf diese Weise wird wir- kungsvoll vermieden, dass ein elektronischer Leistungswandler periodisch - bspw. in doppelter Versorgungsnetzfrequenz - zwischen seinen beiden Modi hin- und herspringen muss.
BEZUGSZEICHENLISTSE
1 natürliche Grenze „links unten“, also für kleine Ausgangsströme und kleine Ausgangsspannungen, eines möglichen Arbeitsbereichs für einen getakteten elektronischen Leistungswandler in günstiger Form
1' selbiges in ungünstiger Form
2 selbiges für eine resonante Halbbrücke als getakteten LLCC- Leistungswandler
3 selbiges wie 2 für eine vergrößerte Resonanzkapazität innerhalb des LLCC- Leistungswandlers
4 obere natürliche Grenze des möglichen Arbeitsbereichs bei hohen Ausgangsspannungen und mittleren bis kleinen Ausgangsströmen für eine vergrößerte Resonanzkapazität innerhalb des LLCC-Leistungswandlers
5 Teil eines geforderten Arbeitsbereichs, der von keinem der möglichen Arbeitsbereiche umfasst ist
6 Modusgrenzenschnitt allgemein
16 vereinfachter Modusgrenzenschnitt bei konstanter fGrenz
7 Einstiegs-Arbeitspunkt allgemein
17 Einstiegs-Arbeitspunkt bei konstanter fGrenz
8 Ermittlung der allgemeinen Einstiegs-Modusgrenzfrequenz fGrenz0
9 Meßsignal für den Eingangsstrom einer resonanten Halbbrücke
10 Hinaufdimmen im Burstmodus laut angegebener Ein-Austastung
11 linke natürliche Grenze eines möglichen Arbeitsbereichs bei kleinen Ausgangsströmen für einen Tiefsetzsteller im CRM oder TCM
12 linke natürliche Grenze eines möglichen Arbeitsbereichs bei kleinen Ausgangsströmen für einen der vier hoch- und tiefsetzenden Eintakt- Leistungswandler im CRM oder TCM
13 Arbeitspunkt auf der Modusgrenze bei vorliegender Ausgangsspannung
14 Hinaufdimmen im Normalmodus
15 Zielarbeitspunkt
19 Ifd. Anpassung von fGrenz (und f01 ) anhand der aktuellen Ausgangsspannung
20 Parabel der tiefsten möglichen Frequenzen für gleichmäßige Restwelligkeit bei unterschiedlichen Tastverhältnissen
21 Logiksignal gemäß angegebener Ein-Austastung
22 Konstant-toff-Ast der angegebenen Ein-Austastung
23 Konstant-ton-Ast der angegebenen Ein-Austastung
29 spezielle Steuergröße
30 getakteter elektronischer Leistungswandler
31 Schalter, als Ein-Austastvorrichtung wirkend
40 getakteter elektronischer Leistungswandler
46 Ausgangsstrom des Gleichrichters des getakteten elektronischen Leistungswandlers
47 Ausgangsstrom IA des gesamten elektronischen Leistungswandlers geeignet als LED-Betriebsstrom
Alle durch Buchstaben, indiziert oder auch nicht, gekennzeichneten Größen oder Bezüge sind hier nicht aufgeführt.

Claims

56
PATENTANSPRÜCHE Verfahren zum Betreiben eines getakteten elektronischen Leistungswand- lers (40) mit einem Ausgangsleistungsbereich zum Betreiben einer an- schließbaren Last (RA, RA'), wobei sich der Ausgangsleistungsbereich aus einem zulässigen Ausgangsspannungsbereich (VA) und einem zulässigen Ausgangsstrombereich (IA) ergibt, wobei ein reduzierter Ausgangsstrom (2, 11 , 12) eine Grenze des Ausgangsleistungsbereichs bildet, und wobei der Leistungswandler aufweist:
- eine als steuerbare Stromquelle wirkende Leistungswandlertopologie (30), die mindestens einen Schalter umfasst, welcher mit einer Steuergröße (29) in Form einer Wandlertaktfrequenz und einer Einschaltzeitdauer betrieben wird, um einen Ausgangsstrom (lc) des Leistungswandlers zu regeln,
- eine Ein-Austastvorrichtung (31 ), die den Ausgangsstrom (lc) des Leis- tungswandlers (40) periodisch unterbrechbar mit einer Burstfrequenz und einem Burst-Tastverhältnis auf einen Ausgangskondensator (CA) leitet, gekennzeichnet durch folgende Schritte:
- in einem ersten Betriebsmodus, der von einem maximalen Ausgangsstrom des Leistungswandlers (40) von 100% bis zu dem reduzierten Ausgangs- strom reicht, Einstellen der Ein-Austastvorrichtung (31 ) auf ein Burst- Tastverhältnis von 100%, also auf einen Betrieb ohne Unterbrechungen, und Verstellen der Wandlertaktfrequenz und der Einschaltzeitdauer des Schal- ters, um den Ausgangsstrom (lc) des Leistungswandlers (40) für die Last (RA, RA') ZU erhöhen oder zu reduzieren,
- in einem zweiten Betriebsmodus, der von dem reduzierten Ausgangsstrom bis zu einem minimalen Ausgangsstrom reicht, Beibehalten der Wandlertakt- frequenz sowie der Einschaltzeitdauer des Schalters, und Einstellen des Burst-Tastverhältnisses der Ein-Austastvorrichtung, um den Arbeitspunkt des getakteten elektronischen Leistungswandlers zu verändern und damit den Ausgangsstrom für die Last (RA, RA') weiter zu verringern, wobei die Burstfrequenz mindestens zehnmal niedriger als die Wandlertakt- frequenz ist und ab einem Burst-Tastverhältnis der Ein- Austastvorrichtung, das im Bereich von 40% bis 20% liegt, mit abnehmendem Burst- Tastverhältnis reduziert wird, um eine relative Welligkeit des Ausgangs- stroms in einem gewünschten Bereich zu halten, wobei die Burstfrequenz bei dem Burst-Tastverhältnis, das im Bereich von 40% bis 20% liegt, um den Faktor 2 bis 40, vorzugsweise um den Faktor 3 bis 15 höher liegt als die Burstfrequenz bei minimalem Burst-Tastverhältnis. Verfahren gemäß Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die Ein- Austastvorrichtung die Unterbrechungen des Ausgangsstroms des Leis- tungswandlers mittels geeigneter Einstellung der Burstfrequenz und des Burst-Tastverhältnises auf die Wandlertaktfrequenz synchronisiert. Verfahren gemäß Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Ein-Austastvorrichtung vier Arbeitspunkte aufweist:
- Bei einem ersten Arbeitspunkt (B0) liegt die Burstfrequenz in einem Be- reich zwischen 60Hz und 600Hz, vorzugsweise in einem Bereich zwischen 200Hz und 450Hz, und das Burst-Tastverhältnis in einem Bereich zwischen 0,05% bis 10%, vorzugsweise in einem Bereich zwischen 1 % und 5%,
- Bei einem zweiten Arbeitspunkt (B) liegt die Burstfrequenz in einem Be- reich zwischen 800Hz und 4000Hz, vorzugsweise in einem Bereich zwi- schen 1000Hz und 2000Hz, und das Burst-Tastverhältnis in einem Bereich zwischen 15% bis 35%, vorzugsweise in einem Bereich zwischen 20% und 30%,
- Bei einem dritten Arbeitspunkt (A) liegt die Burstfrequenz in einem Bereich zwischen 800Hz und 4000Hz, vorzugsweise in einem Bereich zwischen 1000Hz und 2000Hz, und das Burst-Tastverhältnis in einem Bereich zwi- schen 65% bis 85%, vorzugsweise in einem Bereich zwischen 70% und 80%,
- Bei einem vierten Arbeitspunkt (A1) liegt die Burstfrequenz in einem Be- reich zwischen 60Hz und 600Hz, vorzugsweise in einem Bereich zwischen 200Hz und 450Hz, und das Burst-Tastverhältnis in einem Bereich zwischen 90% bis 100%, vorzugsweise in einem Bereich zwischen 98% und 100%. Verfahren gemäß Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Burstfre- quenz im Bereich zwischen dem ersten Arbeitspunkt (B0) und dem zweiten Arbeitspunkt (B) linear über dem Burst-Tastverhältnis ansteigt.erfahren gemäß Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass die
Burstfrequenz im Bereich zwischen dem dritten Arbeitspunkt (A) und dem vierten Arbeitspunkt (A1) linear über dem Burst-Tastverhältnis abfällt.erfahren gemäß einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Burstfrequenz im Bereich zwischen dem zweiten Arbeitspunkt (B) und dem dritten Arbeitspunkt (A) im Wesentlichen konstant ist.erfahren gemäß einem der vorausgehenden Ansprüche, dadurch gekenn- zeichnet, dass sich Pulsmuster der Ein-Austastvorrichtung periodisch mit der Burstfrequenz wiederholen. erfahren gemäß einem der vorausgehenden Ansprüche, dadurch gekenn- zeichnet, dass der Ausgangskondensator (CA) der Ein-Austastvorrichtung (31 ) nachgeschaltet und parallel zu Ausgangsklemmen des Leistungswand- lers geschaltet ist, und die Kapazität des Ausgangskondensators derart ge- wählt wird, dass eine relative Welligkeit des Ausgangsstroms folgende Kri- terien erfüllt:
- Bei einer Burstfrequenz von 70Hz bis 100Hz liegt die relative Welligkeit im Bereich 50% bis 10% und vorzugsweise im Bereich 25% bis 10%,
- Bei einer Burstfrequenz von 200Hz bis 240Hz liegt die relative Welligkeit im Bereich 60% bis 12% und vorzugsweise im Bereich 30% bis 12%,
- Bei einer Burstfrequenz von 500Hz bis 600Hz liegt die relative Welligkeit im Bereich 80% bis 26% und vorzugsweise im Bereich 65% bis 26%,
- Bei einer Burstfrequenz von 1000Hz bis 1200Hz liegt die relative Wellig- keit im Bereich 85% bis 36% und vorzugsweise im Bereich 80% bis 36%,
- Bei einer Burstfrequenz von 3000Hz bis 4000Hz liegt die relative Wellig- keit im Bereich 100% bis 36% und vorzugsweise im Bereich 90% bis 36%.erfahren gemäß einem der vorausgehenden Ansprüche, dadurch gekenn- zeichnet, dass innerhalb einer Periode der Burstfrequenz mindestens ein Zeitabschnitt (tmess) vorgesehen ist, an dem die anschließbare Last vermes- sen wird.
10. Verfahren gemäß Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Zeitab- schnitt (tmess), an dem die anschließbare Last vermessen wird, zu einem Zeitpunkt stattfindet, an dem die Ein-Austastvorrichtung den Ausgangs- strom des Leistungswandlers auf den Ausgangskondensator leitet, wobei die Länge des Zeitabschnitts (tmess) im Bereich 10us bis 5000us und vor- zugsweise im Bereich 50us bis 1000us liegt.
11 . Verfahren gemäß einem der Ansprüche 9 oder 10, dadurch gekennzeich- net, dass während des Zeitabschnittes (tmess), an dem die anschließbare Last vermessen wird, Größen gemessen werden, welche für eine Stromre- gelung des Leistungswandlers als Eingangsgrößen benötigt werden, insbe- sondere ein Eingangsstrom und eine Eingangsspannung des Leistungs- wandlers sowie eine Ausgangsspannung des Leistungswandlers.
12. Verfahren gemäß Anspruch 11 , dadurch gekennzeichnet, dass mithilfe der gemessenen Größen insbesondere ein Eingangsstrom und eine Eingangs- spannung des Leistungswandlers sowie eine Ausgangsspannung des Leis- tungswandlers und mithilfe des Burst-Tastverhältnisses und eines Modells für die im getakteten elektronischen Leistungswandler anfallenden Verluste der Ausgangsstrom (IA) berechnet wird und durch das Verstellen des Burst- Tastverhältnisses geregelt wird.
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