DE102017221786A1

DE102017221786A1 - Lampenbetriebsgerät mit Konverter im DCM

Info

Publication number: DE102017221786A1
Application number: DE102017221786.3A
Authority: DE
Inventors: Frank Lochmann; Harald Netzer; Ludwig Erasmus de Clercq
Original assignee: Tridonic GmbH and Co KG
Current assignee: Tridonic GmbH and Co KG
Priority date: 2017-09-29
Filing date: 2017-12-04
Publication date: 2019-04-04
Also published as: AT16163U1; WO2019063333A1

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Betriebsgerät zum dimmbaren Betrieb von Leuchtmitteln, insbesondere einer oder mehrere LED(s),aufweisend eine Steuerschaltung, die eine Konverterschaltung mit einem Energiespeicherelement und wenigstens einem Schalter aufweist, der ausgehend von der Steuerschaltung angesteuert ist.Dabei ist die Steuerschaltung dazu ausgelegt, durch Ansteuerung des Schalters die Konverterschaltung wahlweise wenigstens im kritischen Modus oder im Modus mit lückendem Strombetrieb zu betreiben. Im lückenden Betrieb wird der Wiedereinschaltzeitpunkt in diskreten Inkrementen in den Bereich eines steigenden Nulldurchgangs des Stroms durch das Speicherelements gesetzt.Die Steuerschaltung ist dabei dazu ausgelegt, bei einer inkrementellen Veränderung des Wiedereinschaltzeitpunkts eine Regelung eines die Leuchtmittel-Leistung beeinflussenden Parameters durch direkte oder indirekte Veränderung der der Einschaltzeitdauer des Schalters vorzunehmen.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Lampenbetriebsgerät, das insbesondere zum dimmbaren Betrieb von Leuchtmitteln, wie beispielsweise LEDs ausgelegt ist. Unter LEDs sind selbstverständlich auch organische LEDs (OLEDs) zu verstehen.
Die Erfindung betrifft genauer gesagt dimmbare Betriebsgeräte für Leuchtmittel, die einen aktiv getakteten Konverter verwenden. Dabei steuert eine Steuerschaltung einen Schalter des getakteten Konverters an, derart, dass im eingeschalteten (leitfähigen) Zustand des Schalters ein Energiespeicherelement (beispielsweise eine Induktivität) aufgeladen wird, welches Energiespeicherelement sich im ausgeschalteten Zustand des Schalters (nicht leitfähiger Zustand des Schalters) wieder über die Leuchtmittelstrecke entlädt oder bevorzugt einen weiteren Energiespeicher (bspw. Kondensator) lädt, der wiederum die LED-Strecke mit einer ggf. mit Rippel behafteten DC-Spannung speist. Somit kommt es letztendlich zu einem ansteigenden und abfallenden Stromverlauf durch das Energiespeicherelement (Induktivität).
Wenn eine relativ hohe mittlere Lichtleistung gewünscht ist, wird natürlich das Abfallen des Stroms durch die Induktivität auf einen Wert grösser als Null begrenzt, und der Schalter wird wieder leitfähig geschaltet, bevor der Strom durch die Induktivität auf Null abgesunken ist. Wenn indessen beispielsweise für ein Dimmen die Lichtleistung verringert werden soll, wird die Wiedereinschaltschwelle (oder der entsprechende zeitliche Wiedereinschaltzeitpunkt) dementsprechend verringert (bzw. der Wiedereinschaltzeitpunkt verlängert), bis schließlich der Zustand erreicht wird, dass der Strom durch die Induktivität tatsächlich bis auf Null abfallen darf, bevor der Schalter wieder leitfähig geschaltet wird und der Strom somit wieder ansteigt.
Diese Betriebsart (Wiedereinschalten bei Erreichen des Null-Pegels) wird typischerweise „kritischer Modus“ (engl. critical mode oder borderline mode) bezeichnet.
Wenn nunmehr ausgehend von diesem kritischen Modus weiter verringert werden soll, muss natürlich eine Totzeit eingeführt werden zwischen dem Abfallen des Stroms durch die Induktivität auf Null, und dem Wiedereinschalten des Schalters. Diese Betriebsart wird dementsprechend „Modus mit lückendem Strom“ bezeichnet (engl. discontinuous mode, DCM).
Es ist indessen vorteilhaft, das Wiedereinschalten im Modus mit lückendem Strom nicht zu beliebigen Zeitpunkten auszuführen, sondern nur dann, wenn der nach dem ersten Nulldurchgang (aufgrund von Resonanzeffekten) nachschwingende und somit mehrfach die Null-Linie kreuzende Strom durch die Induktivität einen ansteigenden Nulldurchgang durchführt. Nur beim Wiedereinschalten des Schalters in diesen zeitlichen Bereichen des positivem Nulldurchgangs des Stroms durch die Induktivität kann ein spannungsloses Schalten des Schalters („zero voltage switching“, ZVS) erzielt werden.
Die zeitlichen Bereiche der positiven Nulldurchgänge können durch Messung (bspw. des Stroms durch die Induktivität) erfasst sein, oder aufgrund der durch die Dimensionierung der Bauteile bekannten Resonanzfrequenz vorausberechnet sein.
Somit ergibt sich also das Problem, dass im lückenden Betrieb bzw. beim Übergang vom kritischen Modus in den lückenden Betrieb die Leuchtmittelleistung nicht mehr durch kontinuierliche Veränderung des Wiedereinschaltzeitpunktes stetig verändert werden kann, sondern nur in Inkrementen („valley switching“) zwischen einem oder mehreren positiven Nulldurchgängen des Stroms durch die Induktivität, was zu Sprüngen in der Lichtleistung führen kann, die auch optisch als Flackern während einer Dimmrampe wahrgenommen werden können.
Die Erfindung setzt nunmehr an diesem Problem an und stellt eine Technik bereit, die bei einem Dimmen im lückenden Betrieb bzw. beim Übergang vom kritischen Modus in den lückenden Betrieb das Problem der Sprünge der Ausgangsleistung des Konverters zumindest verringert, auch wenn das Wiedereinschalten nur zu den Zeitpunkten der positiven Nulldurchgängen des Stroms durch die Induktivität erfolgt.
Als weiteren Aspekt soll dabei die Ausgestaltung derart sein, dass nicht unbedingt ein ASIC als Steuereinrichtung benötigt wird, sondern dass auch ein Mikrokontroller die entsprechende Ansteuerung des Schalters veranlassen kann.
Diese Aufgabe wird gelöst durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche. Die abhängigen Ansprüche bilden den zentralen Gedanken der Erfindung in vorteilhafter Weise weiter.
Ein erster Aspekt der Erfindung betrifft ein Betriebsgerät zum dimmbaren Betrieb von Leuchtmitteln, insbesondere einer oder mehrere LED(s). Es weist auf eine Steuerschaltung, die eine getaktete Konverterschaltung mit einem Energiespeicherelement, insbesondere wenigstens einer Induktivität, und wenigstens einem Schalter aufweist, der ausgehend von der Steuerschaltung getaktet ist. Die Konverterschaltung kann bspw. ein Buck- oder ein Boost-Konverter sein.
Die Steuerschaltung ist dazu ausgelegt, dass durch Ansteuerung des Schalters die Konverterschaltung wahlweise, insbesondere von einem die Leistung vorgebenden Signal wenigstens im kritischen Modus oder im Modus mit lückendem Strom zu betreiben. In einem ersten Dimmbereich liegt also ein Betrieb im lückenden Modus vor, und in einem weiteren davon getrennten Dimmbereich ein Betrieb im kritischen Modus. Diese beiden Modi können aneinander angrenzen, es kann indessen zwischen ihnen auch ein Hybridmodus vorgesehen sein, in dem der lückende bzw. der kritische Modus im zeitlichen Multiplex vorliegen. (Optional kann sich an den kritischen Modus auch ein kontinuierlicher Modus anschliessen).
Die Steuerschaltung setzt im lückenden Betrieb den Wiedereinschaltzeitpunkt des Schalters in diskreten Inkrementen in einen der zeitlichen Bereiche nach dem ersten Nulldurchgang, in denen der Strom beim Entladen des Energiespeicherelements einen steigenden Nulldurchgang vollführt. Die Steuerschaltung ist dabei dazu ausgelegt, bei einer inkrementellen Veränderung des Wiedereinschaltzeitpunkts eine die Leuchtmittel-Leistung beeinflussenden Rückführgrösse durch direkte oder indirekte Veränderung der Einschaltzeitdauer des Schalters zu regeln.
Die Steuerschaltung kann dazu ausgelegt sein,

- bei einer inkrementellen Verlängerung des Wiedereinschaltzeitpunkts inkrementell bzw. sprunghaft die Einschaltzeitdauer zu verlängern und dann eine Regelung mit der Steuergrösse „Einschaltzeitdauer“ durchzuführen und,
- bei einer inkrementellen Verringerung des Wiedereinschaltzeitpunkts inkrementell bzw. sprunghaft die Einschaltzeitdauer zu verkürzen und dann eine Regelung mit der Steuergrösse „Einschaltzeitdauer“ durchzuführen.

Die Steuerschaltung kann dazu ausgelegt sein, eine inkrementelle Verlängerung des Wiedereinschaltzeitpunkts durchzuführen, wenn die Regelung mit der Steuergrösse „Einschaltzeitdauer“ vorgegebene Mindest- oder Maximalwerte der Einschaltdauer oder einer diese beeinflussenden Grösse zur Folge hat, also sozusagen diese Regelung mittels der Veränderung der Einschaltzeitdauer an ihre Grenzen stösst.
Die Steuerschaltung kann dazu ausgelegt sein, die Veränderung der Einschaltzeitdauer des Schalters indirekt durch Vorgabe einer Abschaltschwelle für den Strom durch den Schalter oder direkt durch Vorgabe der Einschaltzeitdauer vorzugeben.
Die Steuerschaltung kann dazu ausgelegt sein, bei einem Übergang vom kritischen Modus in den Modus mit lückendem Strombetrieb den Wert für die Einschaltzeitdauer des Schalters sprunghaft zu verlängern.
Die Konverterschaltung kann bspw. ein Boost-, Buck- , Buck/Boost- oder FlybackKonverter sein.
Ein weiterer Aspekt der Erfindung betrifft ein Verfahren zum dimmbaren Betrieb von Leuchtmitteln, insbesondere einer oder mehrere LED(s),
unter Verwendung einer Steuerschaltung, die eine getaktete Konverterschaltung mit einem Energiespeicherelement und wenigstens einem Schalter aufweist, der ausgehend von der Steuerschaltung angesteuert ist. Dabei wird die Konverterschaltung in zumindest einem Teilbereich des Gesamt-Dimmbereichs im Modus mit lückendem Strom betrieben. Im lückenden Betrieb wird der Wiedereinschaltzeitpunkt in diskreten Inkrementen in den Bereich eines steigenden Nulldurchgangs des Stroms durch das Speicherelements gelegt.
Zur Einstellung eines Dimmwerts wird

- eine zu dem einzustellenden Dimmwert vordefinierte Abschaltschwelle für den Strom durch den Schalter oder eine Einschaltzeitdauer des Schalters festgelegt,
- ein steigender Nulldurchgang als tatsächlichen Wiedereinschaltzeitpunkt eingestellt, der demjenigen theroretischen Wiedereinschaltzeitpunkt am nächsten kommt, der sich aus der Abschaltschwelle bzw. der Einschaltzeitdauer und dem einzustellenden Dimmwert ergibt, und
- die Abschaltschwelle oder die Einschaltzeitdauer abhängig von der Abweichung des tatsächlichen Wiedereinschaltzeitpunkts von dem theoretischen Wiedereinschaltzeitpunkt, verändert.

Die vordefinierte Abschaltschwelle für den Strom durch den Schalter oder eine Einschaltzeitdauer des Schalters kann dabei nicht nur von dem einzustellenden Dimmwert, sondern von wenigstens einem weiteren Parameter abhängen, wie bspw. der Spannung über den Leuchtmitteln.
Die Erfindung betrifft auch eine Steuerschaltung, bspw. ASIC oder Mikrokontroller, die für ein derartiges Verfahren ausgelegt ist. Ein weiterer Aspekt der Erfindung betrifft eine Schaltung zur Erfassung des Nulldurchgangs des Stroms durch die Induktivität eines Buck-Konverters, insbesondere eines Buck-Konverters in einem Betriebsgerät der oben ausgeführten Art,
aufweisend eine mit dem Potential an einem Verbindungspunkt der Diode des Buck-Konverters und eines Schalters des Buck-Konverters verbundene Diodenschaltung, die ein vorzugsweise digitales Erfassungssignal erzeugt, dessen vorzugsweise logischer Pegel sich bei einem Nulldurchgang des Stroms durch die Induktivität ändert.
Diese Schaltung kann aufweisen einen software-mässige oder hardware-mässig ausgebildeten Block, der verhindert, dass sich der Pegel des Erfassungssignals nach einem ersten Nulldurchgang bei weiteren Nulldurchgängen verändert.
Diese Schaltung kann aufweisen eine Steuerschaltung, vorzugsweise einen Mikrokontroller, der/dem das Erfassungssignal zugeführt ist.
Eine definierte Pegeländerung des Erfassungssignals kann einen Zähler in dem Mikrokontroller auslösen.
Ein weiterer Aspekt der Erfindung betrifft eine Schaltung zur Erfassung des unteren Umkehrpunkts des Stroms durch die Induktivität eines Buck-Konverters,
aufweisend eine mit der Induktivität des Buck-Konverters magnetisch gekoppelte Hilfswicklung, die ein Signal erzeugt, das einen ein Detektionssignal erzeugenden Transistor schaltet, wenn der Strom durch die Induktivität seinen unteren Umkehrpunkt erreicht.
Ein noch weiterer Aspekt der Erfindung betrifft ein Betriebsgerät für Leuchtmittel, aufweisend einen primärseitig mittels eines Schalters getakteten Wandler, insbesondere Buck-Konverter,
aufweisend eine Steuerschaltung, die den Schalter nach Ablauf einer vorgegebenen Zeitdauer ton oder bei Erreichen eines Abschaltwerts des ansteigende Schalterstrom wieder nichtleitend schaltet,
wobei der Steuerschaltung ein Rückführsignal zugeführt wird, das die Spannung über die vom Betriebsgerät versorgten Leuchtmittel wiedergibt,
wobei die Steuerschaltung die Zeitdauer ton oder den Abschaltwerts abhängig von dem Rückführsignal einstellt.
Dabei wird vorzugsweise die Zeitdauer ton oder der Abschaltwerts bei niedrigerer Spannung über den Leuchtmitteln niedriger eingestellt als bei höherer Spannung über den Leuchtmitteln.
Weitere Merkmale, Eigenschaften und Vorteile der Erfindung werden nunmehr anhand von Ausführungsbeispielen und den beiliegenden Figuren der Zeichnungen erläutert.

1 zeigt eine schematische Ansicht eines bekannten Buck-Konverters zum Betrieb einer LED-Strecke.
2 zeigt die Strom- und Spannungsverläufe in einem derartigen Konverter von 1.
3 zeigt die Anwendung des sog. Valley Switch in einem ausgewählten Dimmbereich.
4 zeigt ein Blockschaltbild zur Ausführung der Erfindung.
5 zeigt Signalverläufe bei der Ausführung der Erfindung.
6 zeigt eine Implementierung der Erfindung mit zwei möglichen Zero-Cross Erfassungsschaltungen.
7 bis 10 zeigen Signal- und Stromverläufe sowie eine schematische Schaltung (9) zur Kompensation der Ausschaltverzögerung bei der Peak-Strom Erfassung in getakteten Wandlern

In 1 ist schematisch ein an sich bekannter Buck-Konverter zum Betrieb einer Leuchtmittelstrecke 6 gezeigt.
Dabei wird ausgehend von einer DC-Busspannung 1, auch mit V_Bus bezeichnet, bei leitend Schalten eines Halbleiterschalters 2 eine Induktivität 4 aufgeladen, die sich bei dem ausgeschalteten Zustand 3 des Schalters 2 über einen Kondensator 5 (oder alternativ direkt über eine Leuchtmittel-Last) entlädt.
Ausgehend von dem Kondensator 5 wird also eine DC-Betriebsspannung V_LED für eine Leuchtmittelstrecke 6 bereitgestellt. Im eingeschalteten Zustand des Schalters 2 steigt die Spannung V_LED durch Laden des Kondensators, während sie im ausgeschalteten Zustand des Schalters 2 absinkt. Somit kommt es zu einem variierenden Verlauf des Stroms I_LED durch die Leuchtmittelstrecke 6, wobei das menschliche Auge bei entsprechender hochfrequenter Ansteuerung des Schalters 2 nur den zeitlichen Mittelwert wahrnimmt.
Der Schalter 2 wird durch eine in 1 nicht dargestellte Steuerschaltung über einen Signaleingang 3 angesteuert. Die Steuerschaltung kann ein ASIC oder bevorzugt ein Mikrocontroller sein.
2 zeigt entsprechende Signal,- Spannungs- und Stromverläufe.
Das Signal HS ist der Pegel an dem Steuereingang 3 des Schalters 2. Während einer Zeitdauer ton ist dieser Schalter leitend geschaltet, während er in den Zeitdauern t_off und t_dead nicht leitend geschaltet ist.
In der Zeitdauer t_off ist die Diode 7 in 1 leitend.
Der unterste Kurvenverlauf in 2 schließlich ist der Stromverlauf durch die Induktivität 4, der mit IL bezeichnet ist. Während der Einschaltzeitdauer t_on des Schalters 2 steigt dieser Strom an, während er in der Ausschaltzeitdauer t_off absinkt, bis er einen ersten (fallenden) Nulldurchgang vollzieht. Aufgrund von Resonanzeffekten kommt es dann zu einem Schwingungsverlauf während der Zeitdauer t_dead . Ein Wiedereinschalten in dieser Stromlücke erfolgt erfindungsgemäß immer zu einem zeitlichen Bereich, in dem der Strom IL durch die Induktivität 4 einen ansteigenden Nulldurchgang vollzieht.
Die Einschaltzeitdauer t_on kann von einer Steuerschaltung zeitgesteuert ausgegeben werden. Die Einschaltzeitdauer ton kann indessen auch die Folge einer Hysterese-Regelung sein, bei der der Schalter 2 nicht-leitend geschaltet wird, sobald der ansteigende Schalterstrom einen vorgegebenen oberen Abschaltwert I_peak erreicht hat.
Wie bereits eingangs erwähnt, führt ein Wiedereinschalten nur in diskreten Inkrementen zu den positiven Nulldurchgangsbereichen des Stroms dazu, dass im lückenden Betrieb bzw. am Übergang vom kritischen Modus in den Modus mit lückendem Betrieb Sprünge in der Lichtleistung auftreten können, da eben keine kontinuierliche Veränderung des Wiedereinschaltzeitpunkts erfolgen soll und somit die Speisung des Transistors nicht konstant sein könnte.
Wenn beispielsweise im lückenden Betrieb die Leuchtmittelleistung verringert werden soll, muss sprunghaft ein zeitlich höherer Wiedereinschaltzeitpunkt für den Schalter angesteuert werden. Gemäß der Erfindung wird nunmehr der somit drohende Leistungssprung dadurch ausgeregelt, dass bei festgehaltener Ausschaltzeitdauer eine ton-Zeitregelung aufrechterhalten wird. D.h., bei einer Wahl eines vom aktuellen Zustands abweichenden Inkrements der positiven Nulldurchgänge des Stroms IL durch die Induktivität 4 wird gleichzeitig durch die Steuerschaltung abgeschätzt, wie zum Beibehalten einer kontinuierlichen Leistungsverringerung die t_on -Zeit zuerst sprunghaft auf einen neuen Arbeitspunkt verlängert werden muss (wie gesagt, entweder durch eine echte zeitliche Vorgabe oder durch Erhöhung der Abschaltschwelle bei einer Hystereseregelung), bevor dann um diesen abgeschätzten Arbeitszeitpunkt herum eine ton-Zeitregelung durchgeführt wird.
Im Gegensatz zum Stand der Technik wird also im lückenden Betrieb die Einschaltzeitdauer ton nicht festgehalten, sondern adaptiv gestaltet und eine t_on -Zeit Regelung aufrechterhalten.
Dies hat regelungstechnisch darüber hinaus den Vorteil, dass durchgehend eine t_on -Zeitregelung aufrechterhalten wird, also sowohl im lückenden Betrieb als auch im kritischen Modus beziehungsweise ggf. auch im kontinuierlichen Betriebsmodus.
Umgekehrt, wenn beispielsweise zum Ausführen eines Dimmens die Lichtleistung wieder erhöht werden soll, wird zuerst die Totzeit t_dead durch einen Sprung der Nulldurchgang-Inkremente nach unten verringert, und gleichzeitig auch sprunghaft die t_on -Zeit auf einen geschätzten Arbeitspunkt verringert, um Lichtleistungssprünge zu vermeiden, indem dann an diesem geschätzten Arbeitspunkt die ton-Zeitregelung fortgeführt wird.
Wichtig ist dabei nochmals zu betonen, dass sich die Einschaltzeitdauer t_on des Schalters 2 entweder direkt aus einer ton-Zeitregelung, aber auch indirekt, nämlich insbesondere durch Vorgabe einer Abschaltschwelle I_Peak für den Schalterstrom vergeben kann. Der neue Arbeitspunkt kann somit eine neue Einschaltzeitdauer oder eine neue Abschaltschwelle sein.
Ein Sprung des Totzeit-Inkrements, also des gewählten positiven Nulldurchgangs während der Zeit t_dead , kann auch dann ausgelöst werden, wenn die ton-Zeitregelung beziehungsweise die Abschaltschwellenregelung an einem oberen beziehungsweise unteren vorgegebenen Grenzwert für die t_on -Zeit beziehungsweise die Abschaltschwelle I_Peak stößt.
Wenn beispielsweise bei Vorgabe eines neuen Dimmwerts entsprechend ein neuer zeitlicher Mittelwert für den LED-Strom angesteuert werden soll, ist der Ablauf wie folgt:

- Nach Vorgabe einer Veränderung, insbesondere eines Sprunges für den Sollwert für den mittleren LED-Strom wird von der Steuereinheit zuerst berechnet, wie lange im lückenden Betrieb die Totzeit t_dead sein müsste, um den zeitlich mittleren Strom bei gegebener Abschaltschwelle I_Peak zu erzielen. Diese berechnete Totzeit t_dead wird normalerweise nicht auf einen Nulldurchgang des Stromes mit positiven Gradienten fallen, so dass dann einerseits der nächstliegenden Nulldurchgang mit positiven Gradienten gewählt wird, gleichzeitig aber auch die Differenz zwischen der berechneten Totzeit und der sich durch den nächstliegenden Nulldurchgang bestimmt wird. Aufgrund dieser bekannten Differenz kann dann entsprechend der neue Arbeitspunkt der Abschaltschwelle I_Peak beziehungsweise der t_on -Zeitregelung entsprechend eingestellt werden, worauf dann die t_on -Zeitregelung an diesem Arbeitspunkt fortgeführt wird. Um ein unnötiges Springen zwischen unterschiedlichen Nulldurchgängen („Valleys“) zu verhindern, die gegebenenfalls als Sprung in der Leuchtmittel-Leistung sichtbar sein können, wird immer bei Vorgabe eines neuen Durchschnitts stroms der vorherliegende Wert des Nulldurchgangs berücksichtigt, um ein Springen zwischen zwei unterschiedlichen Nulldurchgängen mit positiven Gradienten durch eine Art Hysterese-Regelung zu verhindern.
- Es wird somit bei Vorgabe eines neuen Durchschnittswerts für den Strom durch Berechnung oder durch Abgleich über eine Tabelle, etc., zuerst eine neue Abschaltschwelle I_Peak definiert, worauf folgend dann die Totzeit im lückenden Betrieb berechnet wird.
- Die Umsetzung eines einzustellenden Durchschnittsstromwerts auf eine Abschaltschwelle I_Peak oder t_on -Zeit kann multidimensional sein, derart, dass die Wahl der Abschaltschwelle I_Peak (oder der direkten t_on -Zeit Vorgabe) unter Berücksichtigung weiterer Parameter erfolgt (über den einzustellenden Durchschnittsstromwert hinaus). Diese weiteren Parameter können beispielsweise sein:
- ◯ Die LED-Spannung, da diese einen Einfluss darauf hat, wie sensitiv der Durchschnittswert des Stroms auf die Veränderung der Abschaltschwelle I_Peak oder der t_on -Zeit reagiert.
- ◯ Ein weiterer Gesichtspunkt der Erfindung ist es, dass die Festlegung der Abschaltschwelle oder der t_on -Zeit abhängig von dem zu erzielenden Dimmwert (ausgedrückt durch den Durchschnittsstrom) auf die Frequenz des Auftretens der Einschaltvorgänge festlegt. Vorzugsweise wird nunmehr bei einem Dimmsprung (also Sprung des Durchschnittswerts des Stroms I_LED die Abschaltschwelle so gelegt, dass sich möglichst eine konstante Frequenz des Auftretens der Einschaltvorgänge ergibt, also möglichst die Totzeit t_dead konstant gehalten wird.
- Indessen ist es möglich, dass für unterschiedliche Dimmbereiche unterschiedliche Vorgaben für die einzustellende Schaltfrequenz festgelegt sind, so dass also in unterschiedlichen Dimmbereichen (also unterschiedliche Bereiche des Stroms I_LED ) die konstant zu haltende Frequenz des Auftretens der Einschaltvorgänge des Schalters 2 unterschiedlich vorgegeben sein kann. In 3 ist zu sehen, dass das erfindungsgemäße „Valley Switching“, also das inkrementale Springen zwischen unterschiedlichen Inkrementen an positiven Nulldurchgängen des Stroms durch das Energiespeicherelement (Induktivität 4) bevorzugt nur in einem oberen Dimmbereich, anschließend an 100% Nominalleistung der LED-Strecke ausgeführt wird. Bei einem Herabdimmen von beispielsweise unterhalb von 10% Dimmlevel wird die Totzeit im lückenden Betrieb derart groß, dass das abklingende Nachschwingen des Stroms durch die Induktivität 4 nicht mehr vorhanden ist bzw. keine Rolle mehr spielt. Somit kommt es zu einer Übergangszone, in der unterhalb des Dimmbereichs für das Valley Switching die Wiedereinschaltzeitdauer des Schalters kontinuierlich verstellt werden kann. Dieses kontinuierliche Erhöhen der Totzeit im lückenden Betrieb stößt indessen bei der weiteren Verringerung des Dimmpegels beispielsweise unterhalb von 1% Nominalleistung auf Grenzen, da eine sehr lange Totzeit ggf. zu optisch sichtbaren Effekten führen kann. Daher ist eine maximale Totzeit t_deadmax vorgesehen. Wenn diese erreicht wird, wird die Totzeit festgehalten und eine weitere Verringerung der Lichtmittelleistung kann dann beispielsweise nur durch andere Effekte, wie beispielsweise eine Amplituden-Verringerung erzielt werden. 4 zeigt eine schematische Blockdarstellung zur Ausführung der Erfindung. Ein Block A bezeichnet dabei einen Berechnungsblock zur Berechnung der nominalen Totzeit t_deadnom und der nominalen Abschaltschwelle I_peaknom . Dabei wird für diese Berechnung berücksichtigt:
- - der vorgegebene Sollwert I_nom für den LED-Strom,
- - der Wert der DC-Versorgungsspannung für den Konverter Vbus sowie
- - die Leuchtmittelspannung V_LED .
Aus diesen Eingangswerten berechnet der Block A in 4 anhand einer Funktion oder einer Abgleichstabelle die nominalen Werte für die Totzeit t_deadnom sowie die Abschaltschwelle I_peaknom (oder die Einschaltzeitdauer t_onnom ). Der Block B dient dann zur Umsetzung der Totzeitregelung ausgehend von diesen berechneten Nominalwerten. In einem ersten Block „select nearest neighbour“ wird dasjenige „valley“ (also der positive Nulldurchgang) gewählt, der der nominalen Totzeit tdeadnom an nächsten kommt. In diesem Block B ist vorab abgelegt die zeitliche Lage der „valleys“, was in 4 mit „valley array“ bezeichnet ist. Das „valley“, dass der tdeadnom am nächsten kommt, wird als einzustellendes „valley“ genommen und entsprechend wird die Totzeit mit dem Wert „new Tdead“ eingestellt. (Anmerkung: Alle Berechnungen im Block A sind außerhalb der eigentlichen Regelschleife und sind somit zeitunkritisch. Sie können somit leicht durch einen Mikrokontroller bewältigt werden.)

Im Block B ist die eigentliche Stromregelung „current regulator“ vorgesehen, der der Sollwert I_nom sowie der aktuell gemessene Istwert für den LED-Strom I_MEAS zugeführt wird.
Weiterhin ist eine Totzeit-Kompensationseinheit vorgesehen „t_dead _compensator“, die als Eingangsinformation das ausgewählte Valley von dem Block „select nearest neighbour“ sowie den zeitlichen Mittelwert des Stroms durch die LED-Strecke I_nom erhält.
Um nunmehr die Abweichung und somit einen Sprung in der Leuchtmittelleistung zu verhindern, der durch die Abweichung des Valleys von der berechneten Nominaltotzeit t_deadnom entsteht, wird die Ausgangsgröße der Stromregelung „current regulator“ durch den Totzeit-Kompensator „t_{deadcompensator} “, zur Verschiebung des Arbeitspunkts verändert, so dass sich daraus eine neue Abschaltschwelle für den Schalterstrom „new I_peak “ ergibt.
Diese Abläufe sollen nochmals anhand der Signalverläufe von 5 gezeigt werden.
Dabei wird das Szenario vorausgesetzt, dass zu einem Zeitpunkt T1 ein Sprung in der Sollwert-Vorgabe I_nom für den zeitlichen Mittelwert des Stromes eingeht. Nach Eingang eines derartigen Sollwert-Sprungs schließt sich eine Berechnungsphase an, die benötigt wird, um die Berechnung durchzuführen, die in 4 dargestellt wird.
Wie in 5 zu sehen ist, erfolgt die Berechnung der für die Einstellung des neuen Sollwerts I_nom notwendigen nominalen Totzeit tdeadnom. Tatsächlich wird indessen das nächstliegende Valley „nearest neighbor“ zu der nominalen Totzeit t_deadnom eingestellt.
Durch diese Abweichung der nominalen Totzeit t_deadnom von der zeitlichen Lage des nächsten Valleys ergibt sich ein Kompensationswert I_PKCOMP , der von dem Block „t_dead _compensator“ in 4 unmittelbar zur sprunghaften Veränderung des Arbeitspunkts der Stromregelung verwendet wird. Durch diese sprunghafte Verstellung des Arbeitspunkts werden also tatsächlich die Sprünge in der Leuchtmittelleistung verhindert, da anderseits der Stromregler zwar auch diesen Regelfehler (Abweichung der tatsächlichen Totzeit von der nominalen Totzeit) ausregeln würde, die zeitliche Dauer des Ausregelns indessen zu optisch sichtbaren Effekten führen könnte.
ZX-Erfassungsschaltungen:
Mit Bezug auf 6 wird nunmehr eine Anwendung der Erfindung auf einen Buck-Konverter beschrieben. Dabei werden zwei mögliche Zero-Cross Erfassungsschaltungen 10, 20 erläutert, die alternativ oder gleichzeitig in einem Konverter vorliegen können.
In 6 ist ein Buck-Konverter gemäß der vorliegenden Erfindung gezeigt, dessen Leistungspfad aufweist einen Buck-Schalter M1, eine Buck-Diode D1, einen von dem Konverter gespeisten Ausgangsfilter-Kondensator C1, der ein beliebiges Tiefpassfilter sein kann, sowie die Buck-Induktivität L1-A sowie einen Messwiderstand (Shunt) R1 zur Messung des Buck-Stroms.
Diodenbasierte Schaltung 10:
Die Schaltung in 6 weist einerseits eine erste Erfassungsschaltung 10 und eine zweite Erfassungsschaltung 20 auf, die alternativ oder gleichzeitig vorliegen können, und die jeweils ausgebildet sind, ein Signal zu erzeugen, das den Zeitpunkt wiedergibt, zu dem der Induktivitätsstrom IL durch die Buck-Induktivität L1-A die Nulllinie kreuzt, was im Englischen als ,zero crossing ZX‘ bezeichnet wird.
Zuerst soll erläutert werden, die erste Erfassungsschaltung 10 für das ZX-Ereignis. Diese Schaltung weist auf zwei Dioden D20, D21, zwei ohmsche Widerstände R20, R21 sowie eine Zenerdiode Z20.
Diese Schaltung wird verwendet, um ein Signal zu erzeugen, das den Beginn der Totzeit t_dead detektiert, also den ersten Abfall des Induktivitätsstroms IL auf Null. Während der Ausschaltzeitdauer des Schalters M1 sinkt der Strom IL von einem Maximalwert I_PK auf Null. Während diesem Absinken ist die Spannung am Mittelpunkt (gemessen von der Kathode der Diode D1 gegen Ground-Potential) auf dem logischen Pegel „low“. Das bedeutet, dass das Signal ZCD_1_filtered, das beispielsweise einem Pin eines Mikrocontrollers oder ASIC zugeführt werden kann, während dieser Zeit auch auf „low“ gezogen ist, da die Diode D20 leitend ist.
Wenn der Strom IL den ersten Nulldurchgang vollzogen hat, wird der Stromfluss negativ, d.h. die Stromrichtung durch die Induktivität L1-A dreht sich um und die Steigung am Mittelpunkt steigt an. Das bedeutet, dass die Diode D20 sperrt und somit das Signal ZCD_1_filtered auf das Potential logisch „high“ gezogen wird, nämlich durch die zugeführte Niedervolt-Versorgungsspannung V_DD und die Widerstände R20, R21. Diese steigende Flanke (von low auf high) des Signals ZCD_1_filtered startet dann in der Steuerschaltung (beispielsweise einen Mikrocontroller) einen Zähler für die Totzeit t_dead . Dieser Zähler läuft, bis die gewünschte eingestellte Totzeit abgelaufen ist und dann die Steuerschaltung über das Signal 3 wieder den Schalter M1 ein(leitend) schaltet.
Bei der in 6 dargestellten Implementierung gibt die Steuerschaltung während des Laufens des Zählers für die Totzeit ein Signal ZCD_Filter_1_out auf einem logisch hohen Pegel (high) aus, welches wiederum über die Diode D21 das Signal ZCD_1_filtered auf „high“ zieht. Dies hat den Vorteil, dass dadurch ein erneutes Starten des Totzeit-Zählers vermieden wird, d.h. ein Neustarten bei weiteren steigenden Flanken des Signals ZCD_1_filtered werden damit verhindert bzw. ausgeblendet.
Es ist indessen auch möglich, dieses Ausblenden von weiteren steigenden Flanken (jedes Mal bei Stromrichtungsumkehr) beispielsweise per Software-Lösung in einem Mikrocontroller zu erreichen, so dass dann die Ausgabe des Signals ZCD_Filter_1_out und die Diode D21 nicht notwendig wären.
Erfassungsschaltung 20 mit Hilfswicklung und Transistor:
Es soll nunmehr die zweite Erfassungsschaltung 20 für das ZX-Ereignis erläutert werden.
Diese Schaltung wird verwendet, um mögliche Wiedereinschaltzeitpunkte für den Schalter M1 zu bestimmen (für den Fall, dass als die Wiedereinschaltzeitpunkte nicht vorab aufgrund der bekannten Bauteildimensionierungen abgelegt bzw. berechnet sind).
Bekanntlich werden geringe minimale Schaltverluste erreicht, wenn die Spannung über den Schalter M1 bei seinem Einschalten gering und möglichst ein Minimum ist, was bedeutet, dass die Mittenpunktspannung (Kathode der Diode D1) zu diesem Bereich ein Maximum aufweist. Es geht also darum, dass diejenigen Zeitpunkte (Zählwerte des Totzeit-Zählers) ermittelt werden, bei denen die Mittenpunktspannung möglichst hoch ist.
Der Zusammenhang zwischen Spannung über einer Induktivität und Strom durch die Induktivität ist bekanntlich gegeben durch: $u_{L} (t) = L * \frac{d t_{L}}{d t}$
Dies bedeutet, dass die Spannung über der Induktivität L1-A positiv ist, wenn die Steigung des Stroms IL positiv ist, und die Spannung negativ ist, wenn die Steigung des Stroms negativ ist. Aufgrund der 90° Phasenverschiebung zwischen Strom und Spannung an einer Induktivität tritt ein Spannungs-Maximum beim positiv gehenden Nulldurchgang des Stromes auf, oder ein Spannungs-Minimum beim negativ gehenden Nulldurchgang des Stromes. Eine Umkehrung der Spannung erfolgt jeweils beim Maximum und Minimum des Stromes durch die Induktivität.
Um minimale Schaltverluste zu erzielen, soll also somit der Schalter M1 beim positiv gehenden Nulldurchgang des Stromes IL wieder eingeschaltet werden. Eine Umkehrung der Spannung über der Induktivität L1-A erfolgt beim Strom-Minimum vor diesem positiv gehenden Null-Durchgang. Diese Umkehrung der Spannung über der Induktivität wird gemäß der Erfindung verwendet, um die optimalen Wiedereinschaltzeitpunkte zu detektieren. Genauer gesagt liegt der detektierte Zeitpunkt bei diesem Ansatz gemäß der Erfindung um eine halbe Halbwelle der Schwingung des Induktivitätsstroms IL nach seinem ersten Nulldurchgang vor dem optimalen Zeitpunkt für das Wiedereinschalten.
Indessen liegen bei realen Schaltungen Einschaltverzögerungen zwischen der Ausgabe eines Signals und dem tatsächlichen Wiedereinschalten des Schalters M1 vor, so dass bei einem Auslösen des Einschaltvorgangs in den Schalter M1 bei dem Strom-Minimum zeitlich vor dem positiv gehenden Nulldurchgang in der Praxis dann das tatsächliche Einschalten des Schalters M1 etwa auf den optimalen Zeitpunkt, also dem zeitlichen Bereich des positiv gehenden Nulldurchgangs des Induktivitätsstroms IL fällt.
Gemäß der Erfindung ist wie ersichtlich eine Hilfswicklung L1-B vorgesehen, die mit der eigentlichen Induktivität L1-A im Leistungspfad des Konverters gekoppelt ist.
Wenn die Spannung über L1 positiv ist, sperrt die Diode D30 und der Schalter Q30 ist eingeschaltet. Das Signal ZCD_1 das einem Pin einer Steuereinheit zugeführt werden kann, ist somit logisch niedrig (low). Wenn die Spannung über L1 negativ ist, leitet die Diode D30 und der Schalter Q30 ist ausgeschaltet. Somit wird das Signal ZCD_1 über den Widerstand R30 auf das Potential logisch hoch (high) gezogen, was dem Potential der zugeführten Niedervolt-Spannungsversorgung VDD entspricht.
Das bedeutet, dass die fallenden Flanken des Signals ZCD_1 die Zeitpunkte wiedergibt, bei denen sich die Spannung über der Induktivität von negativ nach positiv verändert, was bedeutet, dass der Strom IL ein Minimum aufweist, auf das dann mit einer gewissen zeitlichen Verzögerung ein positiver Nulldurchgang des InduktivitätsStroms erfolgt. Bei jeder dieser fallenden Flanken des Signals ZCD_1 wird der aktuelle Zähler-Wert des Totzeit-Zählers in einem Speicher „Valley-Array“ abgelegt.
Der Regel-Algorithmus der die Soll-Totzeit berechnet, wählt nun einen der Werte in diesem abgelegten Valley-Array aus. Der Regelalgorithmus (Block B) sucht sich dann, basierend auf tdeadnom, das Valley aus welches am nächsten zu tdeadnom liegt. Dieses tdeadvalley wird dann eingestellt (New Tdead in 4)
Typischerweise wird die berechnete Totzeit von den verfügbaren Valley-Werten abweichen, sodass eine neue Abschaltschwelle für den Peak-Strom berechnet wird (oder eine neue t_on -Zeit berechnet wird), um mit der ausgewählten Totzeit den gewünschten durchschnittlichen Strom zu erreichen.
In der dargestellten Implementierung sind Messpfade vorgesehen, die wie folgt definiert werden können:

R40, R41 und C40: Diese dienen zur LED-Spannungsmessung.
R50, C50: Diese dienen zur Mittelwertbildung der Messspannung an dem Messwiderstand R1, um somit den Durchschnittsstrom zu ermitteln, der dann über einen AD-Wandler der Steuerschaltung zugeführt werden kann.
R51: Dieses Signal wird mittels eines Komparators mit einem eingestellten Schwellwert verglichen. Wenn der Schwellenwert erreicht wird, wird der Schalter M1 abgeschaltet. Dies ist also eine mögliche Implementierung für eine Schwellenwertabschaltung.

Kompensation der Ausschaltverzögerung bei der Peak-Strom Erfassung in getakteten Wandlern
Wie bereits oben beschrieben, gibt es bei getakteten Wandlern mit primärseitig angesteuertem Schalter den Ansatz, dass der Schalter nicht-leitend geschaltet wird, wenn der Strom durch den eingeschalteten Schalter auf einen vorgegebenen Ausschaltwert (Peak-Strom) angestiegen ist.
Dabei besteht das Problem, dass aufgrund von Bauteil-inhärenten Ausschaltverzögerungen eine Verzögerung zwischen dem tatsächlichen Erreichen des Peak-Strom-Werts und dem Zeitpunkt des Ausschaltens entsteht.
Diese Ausschaltverzögerungen werden verursacht beispielsweise durch einen sogenannten Propagation-Delay vom Komparator und vom Gate-Treiber, sowie Flankensteilheiten und parasitären Kapazitäten. Der tatsächlich fließende Peak-Strom und der somit sich ergebende zeitliche Mittelwert ist somit verfälscht, wobei diese Abweichung abhängt von der Steilheit des Stroms dI/dT.
Typische Ausschaltverzögerungen können beispielsweise im Bereich von mehreren 100 Nanosekunden liegen, was bei einem steilen Stromanstieg dI/dT des Schalterstroms beispielsweise dazu führen kann, das statt einem gewünschten Ausschaltwert von 1 Ampere tatsächlich der Peak-Strom bei 1,2 Ampere abgeschaltet wird.
Der vorliegende Aspekt der Erfindung beschäftigt sich nunmehr mit diesem Problem. Dieser Aspekt der Erfindung kann mit dem zuvor in der vorliegenden Beschreibung genannten Aspekte kombiniert werden, aber natürlich unabhängig davon bei jeglichen anderen primärseitig aktiv getakteten Wandler, beispielswiese Buck-Konvertern, Anwendung finden.
Die Steilheit des Stromanstiegs durch den primärseitigen Schalter hängt unter anderem von der Spannung über der Last, beispielsweise einer LED-Last ab. Bei niedrigen LED-Spannungen ist der Stromanstieg sehr steil, was zu einem großen Überschießen („overshoot“) des Peak-Stroms führt. Umgekehrt führt eine hohe LED-Spannung zu einem weniger steilen Anstieg des Stroms bei eingeschaltetem primärseitigen Schalter des getakteten Konverters, was wiederum zu einem geringeren Überschießen („overshoot“) des Peak-Stroms führt.
Gemäß der Erfindung wird nunmehr der Abschalt-Schwellenwert abhängig von der erfassten ausgangsseitigen Spannung, insbesondere einer gemessenen LED-Spannung eingestellt. Dabei wird bei hoher erfasster LED-Spannung der Schwellenwert verhältnismäßig wenig verringert (beispielsweise von 1 Ampere auf 0,95 Ampere), während er bei niedriger erfasster LED-Spannung wesentlich stärker verringert wird, beispielsweise von einem Nennwert von 1 Ampere auf 0,9 Ampere, so dass sich dann tatsächlich aufgrund der Ausschaltverzögerungen in beiden Fällen der gewünschte Abschaltschwellenwert von 1 Ampere ergibt.
Die Anforderungen an die Genauigkeit des Einhaltens des Peak-Stroms sind besonders groß, wenn der Peak-Strom berechnet wird, beispielsweise wie oben geschildert. Wie in der vorliegenden Beschreibung weiter oben erläutert wird, gibt es den Ansatz, dass passend zu einer stufenweise (inkrementell) einstellbaren Totzeit t_dead ein nötiger Peak-Strom I_pk-comp berechnet und sprunghaft eingestellt wird, um einen gewünschten Strom-Mittelwert I_avg zu erreichen. Jede Abweichung im realen Peak-Strom vom berechneten, gewünschten Wert I_pk-comp führt zu einem Fehler im Mittelwert I_avg . Daher ist es von Bedeutung, dass der real im Wandler sich einstellende Peak-Strom mit dem berechneten (gewünschten) Peak-Strom I_pk-comp übereinstimmt.
Bei derartiger Vorausberechnung eines nötigen Peak-Stroms bei sprunghaft veränderter Totzeit t_dead (im diskontinuierlichem Modus des Wandlers) ist eine Kompensation der realen Ausschaltverzögerung besonders wichtig.
7 zeigt, wie sich bei zwei unterschiedlichen Arbeitspunkten (Steigung des Stroms durch die Buck-Induktivität bei leitfähigem Schalter) real ein unterschiedlicher Peak-Strom einstellen kann. Wie in 7 ersichtlich, kann bei einem gewünschten Abschaltschwellenwert von 1A je nach Arbeitspunkt sich beispielsweise ein realer Abschaltschwellenwert von 1,2A oder 1,1A einstellen, auch wenn die Ausschaltverzögerung (die ja Bauteilbedingt ist) konstant ist.
Gemäß der Erfindung werden nunmehr die Schwellenwerte je nach Arbeitspunkt variiert, um die Ausschaltverzögerung zu kompensieren.
Dies ist in 8 gezeigt.
In einem ersten Fall ist der Abschaltschwellenwert auf 0,9A und im zweiten Fall auf 0,8A gesetzt. Aufgrund der Ausschaltverzögerung ergibt sich dann bei beiden Szenarien (mit unterschiedlicher Steigung des Stroms durch die Induktivität) jeweils der gewünschte (beispielsweise vorausberechnete) Abschaltschwellenwert von 1A und die Ausschaltverzögerung ist somit diesbezüglich kompensiert.
In 9 ist eine mögliche Implementierung dieser Kompensation dieser Ausschaltverzögerung gezeigt.
Es wird ein beispielsweise berechneter Peak-Strom Ipk_comp vorgegeben, der beispielsweise aus einem gewünschten Dimmwert (Strom-Mittelwert) und einer gewählten Totzeit berechnet ist, wobei dieser berechnete Peak-Strom Ipk_comp durch das Ausgangssignals eines beispielsweise Integral-Reglers deltalpk leicht korrigiert wird. Die Summe beider Pfade ergibt dann einen gewünschten Peak-Strom von beispielsweise 1A. Je nach Arbeitspunkt wird nunmehr ein Korrekturwert Ipk_overshoot von diesem berechneten gewünschten Zielwert abgezogen. Bei kleinen LED-Spannungen mit steilem Stromanstieg (großes dI/dt) wird mit einem verhältnismäßig hohem Wert korrigiert (beispielsweise kann der Wert Ipk_overshoot 0,2A betragen). Bei hohen LED-Spannungen mit flachem Stromanstieg (niedriges dI/dt) wird entsprechend weniger stark korrigiert (dann kann beispielsweise der Wert von Ipk_overshoot 0,1A betragen).
Nach Abzug dieses Korrektur- bzw. Kompensationsfaktors Ipk_overshoot, wird der digitale Peak-Strom-Wert in einem DA-Wandler in einen analogen Schwellenwert umgesetzt. Mittels einer optionalen Pegelanpassung und Filterung (mittels der Widerstände R1, R2 und dem Kondensator C1) wird der Schwellenwert zu einem Komparator geführt, der den Schwellenwert mit dem tatsächlichen Spannungsabfall beispielsweise an einem Shunt (Messwiderstand) vergleicht, wobei der Spannungsabfall an dem Shunt den Strom durch die Buck-Induktivität wiedergibt. Wenn der gemessene Strom (bzw. die dabei abfallende Spannung) den Schwellwert erreicht, bzw. überschreitet, schaltet der Komparator seinen Ausgang, was zu einem Abschalten des Buck-Schalters führt.
Erfindungsgemäß wird der Faktor „Ipk_overshoot“ in Abhängigkeit der gemessenen LED-Spannung bestimmt, beispielsweise gemäß einer analytischen Funktion oder einer abgelegten Tabelle, die die Funktion beispielsweise gemäß 10 wiedergibt. Indessen können auch andere Möglichkeiten verwendet werden, um eine Information bezüglich der Steilheit des Stromanstiegs durch den Schalter zu bestimmen. Infrage kommen dabei die Verwendung von wenigstens einem von dem Wert der Induktivität L, der Eingangsspannung V_bus oder der Ausgangsspannung V_LED sowie beliebige Kombinationen davon.
Der Zusammenhang zwischen dem Korrekturwert Ipk_overshoot und dem gewählten Parameter ist bei einem Beispiel von 10 linear (lineare Abhängigkeit der Spannung über der LED Strecke V_LED ). Indessen kann diese Abhängigkeit auch nicht linear sein.
Es ist auch möglich, dass der Korrekturfaktor Ipk_overshoot kontinuierlich oder in regelmäßigen Abständen berechnet wird. Während der Ausschaltverzögerung t_doff steigt der Buck-Strom um einen Wert I_pkOV an, sodass bei konstanter Ausschaltverzögerung daher zu jeder Zeit der zu korrigierende Overshoot-Wert I_pkOV berechnet werden kann, nach folgender Formel: $V_{B u s} - V_{L E D} = L * \frac{I_{p k_o v}}{t_{d o f f}} \to I_{p k_o v} = t_{d o f f} * \frac{V_{B u s} - V_{L E D}}{L}$
Falls die Bestimmung der Einschaltzeitdauer nicht indirekt über einen Komparator-Schwellenwert passiert, sondern direkt durch die Vorgabe der Einschaltzeitdauer, kann natürlich ganz einfach die Einschaltzeitdauer um die Ausschaltverzögerung tdoff verringert werden, um den negativen Effekt der Ausschaltverzögerung zu kompensieren.

Claims

Betriebsgerät zum dimmbaren Betrieb von Leuchtmitteln (1), insbesondere einer oder mehrere LED(s), - aufweisend eine Steuerschaltung (2), die eine getaktete Konverterschaltung (3) mit einem Energiespeicherelement (4) und wenigstens einem Schalter (5) aufweist, der ausgehend von der Steuerschaltung (2) getaktet ist, - wobei die Steuerschaltung (2) dazu ausgelegt ist, durch Ansteuerung des Schalters die Konverterschaltung (3) wahlweise wenigstens im kritischen Modus oder im Modus mit lückendem Strom zu betreiben, - wobei die Steuerschaltung im lückenden Betrieb den Wiedereinschaltzeitpunkt des Schalters (5) in diskreten Inkrementen in einen der zeitlichen Bereiche nach dem ersten Nulldurchgang setzt, in denen der Strom durch das Energiespeicherelements (4) einen steigenden Nulldurchgang vollführt, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (2) dazu ausgelegt ist, bei einer inkrementellen Veränderung des Wiedereinschaltzeitpunkts eine die Leuchtmittel-Leistung beeinflussenden Rückführgrösse durch direkte oder indirekte Veränderung der Einschaltzeitdauer des Schalters (5) zu regeln.
Betriebsgerät nach Anspruch 1, bei dem die Steuerschaltung (2) dazu ausgelegt ist, - bei einer inkrementellen Verlängerung des Wiedereinschaltzeitpunkts inkrementell die Einschaltzeitdauer zu verlängern und eine Regelung mit der Steuergrösse „Einschaltzeitdauer“ durchzuführen und, - bei einer inkrementellen Verringerung des Wiedereinschaltzeitpunkts inkrementell die Einschaltzeitdauer zu verkürzen und dann eine Regelung mit der Steuergrösse „Einschaltzeitdauer“ durchzuführen.
Betriebsgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die Steuerschaltung (2) dazu ausgelegt ist, eine inkrementelle Verlängerung des Wiedereinschaltzeitpunkts durchzuführen, wenn die Regelung mit der Steuergrösse „Einschaltzeitdauer“ vorgegebene Mindest- oder Maximalwerte der Einschaltdauer oder einer diese beeinflussenden Grösse zur Folge hat.
Betriebsgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem das Steuergerät dazu ausgelegt ist, die Veränderung der Einschaltzeitdauer des Schalters (5) indirekt durch Vorgabe einer Abschaltschwelle für den Strom durch den Schalter (5) oder direkt durch Vorgabe der Einschaltzeitdauer vorzugeben.
Betriebsgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die Steuerschaltung dazu ausgelegt ist, bei einem Übergang vom kritischen Modus in den Modus mit lückendem Strombetrieb den Wert für die Einschaltzeitdauer des Schalters sprunghaft zu verlängern.
Betriebsgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Konverterschaltung ein Boost-, Buck- oder Flybackkonverter ist.
Verfahren zum dimmbaren Betrieb von Leuchtmitteln, insbesondere einer oder mehrere LED(s), unter Verwendung einer Steuerschaltung, die eine Konverterschaltung mit einem Energiespeicherelement und wenigstens einem Schalter aufweist, der ausgehend von der Steuerschaltung angesteuert ist, wobei die Konverterschaltung im Modus mit lückendem Strom betrieben wird wobei im lückenden Betrieb den Wiedereinschaltzeitpunkt in diskreten Inkrementen in den Bereich eines steigenden Nulldurchgangs des Stroms durch das Speicherelements liegt, dadurch gekennzeichnet, dass zur Einstellung eines Dimmwerts - eine zu dem einzustellenden Dimmwert vordefinierte Abschaltschwelle für den Strom durch den Schalter oder eine Einschaltzeitdauer des Schalters festgelegt wird, - ein steigender Nulldurchgang als tatsächlichen Wiedereinschaltzeitpunkt eingestellt wird, der demjenigen theoretischen Wiedereinschaltzeitpunkt am nächsten kommt, der sich aus der Abschaltschwelle bzw. der Einschaltzeitdauer und dem einzustellenden Dimmwert ergibt, und - die Abschaltschwelle oder die Einschaltzeitdauer abhängig von der Abweichung des tatsächlichen Wiedereinschaltzeitpunkts von dem theoretischen Wiedereinschaltzeitpunkt, verändert wird.
Verfahren nach Anspruch 7, bei dem die vordefinierte Abschaltschwelle für den Strom durch den Schalter oder eine Einschaltzeitdauer des Schalters nicht nur von dem einzustellenden Dimmwert, sondern von wenigstens einem weiteren Parameter abhängt, wie bspw. der Spannung über den Leuchtmitteln.
Steuerschaltung, bspw. ASIC oder vorzugsweise Mikrocontroller, die für ein Verfahren nach einem der Ansprüche ausgelegt ist.
Schaltung zur Erfassung des Nulldurchgangs des Stroms durch die Induktivität eines Buck-Konverters, insbesondere eines Buck-Konverters in einem Betriebsgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 6, aufweisend eine mit dem Potential an einem Verbindungspunkt der Diode des Buck-Konverters und eines Schalters des Buck-Konverters verbundene Diodenschaltung, die ein vorzugsweise digitales Erfassungssignal erzeugt, dessen vorzugsweise logischer Pegel sich bei einem Nulldurchgang des Stroms durch die Induktivität ändert.
Schaltung nach Anspruch 10, aufweisend einen software-mässige oder hardware-mässig ausgebildeten Block, der verhindert, dass sich der Pegel des Erfassungssignals nach einem ersten Nulldurchgang bei weiteren Nulldurchgängen verändert.
Betriebsgerät aufweisend eine Schaltung nach einem der Ansprüche 10 oder 11 sowie eine Steuerschaltung, vorzugsweise einen Mikrokontroller, der/dem das Erfassungssignal zugeführt ist.
Betriebsgerät nach Anspruch 12, wobei eine definierte Pegeländerung des Erfassungssignals einen Zähler in dem Mikrokontroller auslöst.
Schaltung zur Erfassung des unteren Umkehrpunkts des Stroms durch die Induktivität eines Buck-Konverters, insbesondere eines Buck-Konverters in einem Betriebsgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 6, aufweisend eine mit der Induktivität des Buck-Konverters magnetisch gekoppelte Hilfswicklung, die ein Signal erzeugt, dass einen ein Detektionssignal erzeugenden Transistor schaltet, wenn der Strom durch die Induktivität seinen unteren Umkehrpunkt erreicht.
Betriebsgerät aufweisend eine Schaltung nach Anspruch 14 sowie eine Steuerschaltung, vorzugsweise einen Mikrokontroller, der/dem das Detektionssignal zugeführt ist.
Betriebsgerät nach Anspruch 15, wobei eine definierte Pegeländerung des Erfassungssignals einen Zähler in dem Mikrokontroller auslöst.
Betriebsgerät für Leuchtmittel, Betriebsgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 6, 12, 13, 15 oder 16 aufweisend einen primärseitig mittels eines Schalters getakteten Wandler, insbesondere Buck-Konverter, aufweisend eine Steuerschaltung, die den Schalter nach Ablauf einer vorgegebenen Zeitdauer ton oder bei Erreichen eines Abschaltwerts des ansteigende Schalterstrom wieder nichtleitend schaltet, wobei der Steuerschaltung ein Rückführsignal zugeführt wird, das die Spannung über die vom Betriebsgerät versorgten Leuchtmittel wiedergibt, wobei die Steuerschaltung die Zeitdauer ton oder den Abschaltwerts abhängig von dem Rückführsignal einstellt.
Betriebsgerät für Leuchtmittel nach Anspruch 17, bei dem die Zeitdauer ton oder der Abschaltwerts bei niedrigerer Spannung über den Leuchtmitteln niedriger einstellt als bei höherer Spannung über den Leuchtmitteln.