DE102021208417A1 - VERFAHREN ZUM BETREIBEN EINES GETAKTETEN ISOLIERENDEN LEISTUNGSWANDLERS MIT EINEM AUSGANGSLEISTUNGSBEREICH ZUM BETREIBEN EINER ANSCHLIEßBAREN LAST - Google Patents

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betreiben eines getakteten isolierenden Leistungswandlers mit einem Ausgangsleistungsbereich zum Betreiben einer anschließbaren Last, wobei sich der Ausgangsleistungsbereich aus einem zulässigen Ausgangsspannungsbereich und einem zulässigen Ausgangsstrombereich ergibt, wobei der Leistungswandler einen Schalter, eine Induktivität und eine Ein-Austastvorrichtung aufweist.Das Verfahren ist durch folgende Schritte gekennzeichnet:- in einem ersten Betriebsmodus, der von dem maximalen Ausgangsstrom des Leistungswandlers von 100% bis zu einem reduzierten Ausgangsstrom reicht, Einstellen der Ein-Austastvorrichtung auf ein Tastverhältnis von 100%, und Verstellen der Wandlertaktfrequenz, um den Ausgangsstrom des Leistungswandlers für die Last zu reduzieren,- in einem zweiten Betriebsmodus, der von dem reduzierten Ausgangsstrom bis zu dem minimalen Ausgangsstrom reicht, beibehalten der Wandlertaktfrequenz und Einstellen des Tastverhältnisses um den Arbeitspunkt zu verändern, und damit den Ausgangsstrom des getakteten Wandlers für die Last weiter zu verringern, wobei eine Ein-Austastvorrichtungsfrequenz ab einem Tastverhältnis, das im Bereich von 40% bis 20% liegt, mit abnehmendem Tastverhältnis reduziert wird, um eine Modulationstiefe der Strommodulation des Ausgangsstroms in einem gewünschten Bereich zu halten, wobei die Ein-Austastvorrichtungsfrequenz bei dem Tastverhältnis, das im Bereich von 40% bis 20% liegt, um den Faktor 2 bis 40, vorzugsweise um den Faktor 3 bis 15 höher liegt als die Ein-Austastvorrichtungsfrequenz bei minimalem Tastverhältnis.

Description

• Technisches Gebiet
• Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betreiben eines getakteten isolierenden Leistungswandlers mit einem Ausgangsleistungsbereich zum Betreiben einer anschließbaren Last.
• Hintergrund
• Elektronische Schaltungen, z.B. Leistungswandler zur Versorgung einer Last mit elektrischer Energie oder Leistung, also zu deren Wandlung zwischen einer Quelle und einer Last, sind heutzutage meist getaktet betrieben, um verlustarm arbeiten zu können, und müssen fast immer geregelt sein. Zu diesem Zweck muss solch ein getakteter elektronischer Leistungswandler verschiedene Spannungsübersetzungen zwischen seinem Ein- und Ausgang ermöglichen können, und dies auch bei unterschiedlichen Ausgangsströmen. Anders ausgedrückt muss dieser Leistungswandler verschiedene Ausgangsströme einstellen und somit kontrollieren können, wobei sich -je nach momentaner Belastung - verschiedene Spannungsübersetzungen zwischen seinem Ein- und Ausgang ergeben können. Jeder hier betrachtete getaktete elektronische Leistungswandler muss folglich in einem flächenförmigen und einstückig zusammenhängenden Arbeitsbereich in einem IV-Diagramm, das vom Ausgangsstrom I_A als x-Achse und von der Spannungsübersetzung als y-Achse aufgespannt wird, ordnungsgemäß arbeiten, also verlustarm elektrische Energie oder Leistung wandeln können. Ist der zeitliche Mittelwert der Eingangsspannung im Wesentlichen konstant und als solcher bekannt, wovon im Weiteren stets ausgegangen wird, kann an der y-Achse obigen IV-Diagramms statt der Spannungsübersetzung auch direkt die Ausgangsspannung V_A aufgetragen sein.
• Der getaktete elektronische Leistungswandler muss ferner im Stande sein, mittels einer speziellen Steuergröße und abhängig von seiner momentanen Belastung einen bestimmten Arbeitspunkt innerhalb seines flächenförmigen Arbeitsbereichs immer und wiederholt anzufahren, was letztlich durch schnelle und exakte Einstellung der momentan zu übertragenden Leistung geschieht. Nur dann taugt der betrachtete getaktete elektronische Leistungswandler als Stellglied innerhalb des Regelkreises für eine elektronische Energiewandlung oder Energieversorgung. Dieser Regelkreis kommt in allen Betriebsgeräten, Laborstromversorgungen, Schaltnetzteilen, Gleichspannungs- oder Gleichstromwandlern, aktiven Spannungs- oder Stromquellen oder ähnlichem vor und übernimmt eine zweite Koordinate innerhalb des Arbeitsbereichs, die auch Regelkoordinate genannt sei. Eine erste Koordinate entspricht der Lastkennlinie. Der Schnittpunkt zwischen diesen beiden Koordinaten, also zwischen Lastkennlinie und Regelkoordinate, ergibt obigen Arbeitspunkt. Ist dieser Regelkreis bspw. auf den Ausgangsstrom des getakteten elektronischen Leistungswandlers ausgerichtet, steht seine zugehörige Regelkoordinate in besagtem IV-Diagramm senkrecht auf der I_A-Achse an der Stelle, die dem gerade vorgegebenen Sollwert für den Ausgangsstrom I_A entspricht. Bei einer Regelung auf die Ausgangsspannung liegt die zugehörige Regelkoordinate waagerecht im IV-Diagramm auf der Höhe, die dem gerade vorgegebenen Sollwert der Ausgangsspannung V_A entspricht.
• Entladungslampen oder Leuchtdioden als Last haben in sich vorgegebene Brenn- oder Flußspannungen, wodurch deren Lastkennlinien zu quasi waagerechten Geraden innerhalb des Arbeitsbereichs im IV-Diagramm werden. Solche Lasten werden bevorzugt stromgeregelt mit Energie versorgt, damit sich ein gut definierter Arbeitspunkt ergibt. Ohm`sche Lasten hingegen haben als Kennlinien schräge Geraden, die allesamt den Nullpunkt des IV-Diagramms schneiden. Diese Kennlinien sind umso flacher, je niederohmiger die Last ist. Solche Lasten sind bevorzugt auch stromgeregelt mit Energie zu versorgen, um einen gut definierten Arbeitspunkt am Schnittpunkt zwischen der flachen Kennlinie und der senkrechten Regelkoordinate zu erhalten. Hochohmige Lasten mit ihren steilen Kennlinien sind hingegen am besten spannungsgeregelt zu versorgen, weil die Regelkoordinaten dann waagerecht im Arbeitsbereich liegen. Eine dritte Möglichkeit bietet die Regelung einer elektronischen Schaltung zur Energieversorgung auf ihre momentane Leistung. Die sich dann ergebenden Regelkoordinaten sind lauter jeweils zur Winkelhalbierenden des IV-Diagramms symmetrische Hyperbeln, die die Kennlinien aller obigen Lasten ebenso schneiden zur Bildung gut definierter Arbeitspunkte insbesondere bei höheren Leistungen. Leistungshyperbeln als Regelkoordinaten eignen sich daher besonders gut für eine Regelung auf maximal zulässige Leistung bei Überlastung des getakteten elektronischen Leistungswandlers.
• Insbesondere für Betriebsgeräte, die zum Versorgen von Leuchtdioden als Last vorgesehen sind, kann ein flächenförmiger und einstückig zusammenhängender Arbeitsbereich bspw. durch die sechs Größen
• • maximaler Ausgangsstrom
• • maximale Ausgangsleistung
• • maximale Ausgangsspannung
• • minimaler Ausgangsstrom
• • minimale Ausgangsleistung
• • minimale Ausgangsspannung
definiert sein, also durch lauter Regelkoordinaten. Soll der minimale Ausgangsstrom bei null liegen, die gesamte Versorgungsschaltung also leerlaufstabil sein, empfiehlt sich statt der minimalen Ausgangsleistung - die dann ja null ist - die minimal mögliche Leerlaufausgangsspannung als neuer definierender Punkt. Soll dieselbe Versorgungsschaltung zusätzlich kurzschlussfest sein, ist als weiterer definierender Punkt der minimal einstellbare Kurzschlußstrom geeigneter als die minimale Ausgangsspannung, die jetzt ja null betragen soll. Die Verbindungskurve zwischen diesen beiden letztgenannten Punkten ersetzt obige Koordinate der minimalen Ausgangsleistung und soll „bauchig“ möglichst nahe am Nullpunkt des IV-Diagramms vorbeziehen. Diese Verbindungskurve soll keinesfalls in Form bspw. eines Fingers in den Arbeitsbereich hineinragen, wodurch ein wichtiges Flächenstück aus dem Arbeitsbereich herausgeschnitten werden würde. Jeder durch lauter Regelkoordinaten oder durch die ersten vier davon plus minimale Leerlaufausgangsspannung plus minimal möglicher Kurzschlußstrom plus Verbindungskurve dazwischen eingegrenzte Arbeitsbereich wird im Weiteren als „geforderter Arbeitsbereich“ angesehen. Letztere Kurve kann in Abschnitten durchaus einer minimalen Ausgangsleistung nahekommen.
• Die meisten elektronischen Schaltungen zur Wandlung elektrischer Energie oder Leistung, die einer Quelle entnommen wird und nach Wandlung zur Versorgung einer Last dient, insbesondere alle Betriebsgeräte, Laborstromversorgungen, Schaltnetzteile, Gleichspannungs- oder Gleichstromwandler, aktive Spannungs- oder Stromquellen oder ähnliches nutzen als Quelle das öffentliche Stromversorgungsnetz, das üblicherweise eine bekannte effektive Spannung zwischen 90 V und 277 V anbietet bei einem idealerweise sinusförmigen Spannungsverlauf und bei einer Frequenz zwischen 50 Hz und 60 Hz. Um damit kompatibel zu sein, dürfen die Verzerrungen, die der Eingangsstrom bspw. eines Betriebsgeräts im Vergleich zu seiner Eingangsspannung aufweist, gewisse enge Grenzen nicht überschreiten. Bei allen Eingangsleistungen > 5 W ist dazu ein Leistungsfaktorkorrektor nötig, der oft mit PFC (= Power Factor Corrector) abgekürzt ist und in Leistungsflussrichtung gesehen direkt auf den Eingang der gesamten elektronischen Schaltung folgt. Dessen Ausgang, über einen großen Zwischenkreiskondensator gepuffert, ist die sogenannte Zwischenkreisspannung E, auf deren zeitlichen Mittelwert der PFC geregelt ist. Die Zwischenkreisspannung E ist also bekannt und in etwa konstant und versorgt den eigentlichen getakteten elektronischen Leistungswandler mit Energie, der dadurch gekennzeichnet ist, dass er oft eine galvanische Isolation zwischen seinem Ein- und seinem Ausgang aufweist, und dass er immer einen wie oben schon beschriebenen flächenförmigen und einstückig zusammenhängenden Arbeitsbereich anbietet. Sein drittes Charakteristikum ist die spezielle Steuergröße, womit verschiedene Arbeitspunkte innerhalb seines Arbeitsbereichs kontrolliert angefahren werden können.
• Alle getakteten elektronischen Leistungswandler umfassen jeweils mindestens einen Speicherkondensator und mindestens eine Speicherinduktivität oder Speicherspule oder Speicherdrossel sowie mindestens eine Gleichrichterdiode und mindestens einen aktiv steuerbaren Leistungstransistor. Damit sind die drei einfachsten Leistungswandlertopologien Tiefsetzsteller (Buck), Hochsetzsteller (Boost) und Drosselinverswandler (Buck-Boost bzw. Flyback) bereits umrissen. Letzterer benötigt zwingend zwei Speicherkondensatoren, einen zweiten parallel zu seinem Ausgang, und kann eine Ausgangsspannung kleiner oder gleich oder größer als seine Eingangsspannung erzeugen. Bei ersterem ist ein Ausgangs-Speicherkondensator nicht obligat, aber meist vorhanden, wie es den weiteren Ausführungen zugrunde gelegt ist, und er kann nur eine Ausgangsspannung erzeugen, die kleiner als seine Eingangsspannung ist. Der Hochsetzsteller wiederum benötigt zwingend einen Speicherkondensator nur an seinem Ausgang, über dem grundsätzlich eine Ausgangsspannung anliegt, die größer als die Eingangsspannung des Hochsetzstellers ist. Werden stattdessen zwei Speicherinduktivitäten spendiert, die auch gekoppelt sein können, und wandert einer der Speicherkondensatoren als Binnenkondensator zwischen Leistungstransistor und Gleichrichterdiode, lässt sich daraus ein Cuk-Wandler konstruieren. Zeta-Wandler und SEPIC (single-ended primary inductor converter) sind aus dem Cuk-Wandler hervorgegangen und benötigen einen weiteren Speicherkondensator wieder zwingend, der Zeta-Wandler an seinem Eingang und der SEPIC an seinem Ausgang. Alle drei letztgenannten Leistungswandlertopologien können eine Ausgangsspannung erzeugen, die sowohl größer als auch gleich als auch kleiner als die jeweilige Eingangsspannung sein kann, und benötigen dazu jeweils dieselbe spezielle Steuergröße wie der Drosselinverswandler, deren Wert in allen vier Topologien sogar jeweils das gleiche Spannungsübersetzungsverhältnis erzeugt. Cuk- und Drosselinverswandler erzeugen ihre Ausgangsspannungen in negativer Polarität in Bezug zu ihren Eingangsspannungen. In den meisten Fällen ist eine PWM oder eine anderweitige digitale Taktung zwischen „Ein“ und „Aus“ des mindestens einen aktiven Leistungstransistors die hierfür vorgesehene spezielle Steuergröße mit ihrem Tastverhältnis oder Duty-Cycle D als darzustellendem Wert.
• Bei allen diesen sechs getakteten elektronischen Leistungswandlern kann der mindestens eine Speicherkondensator mit dem Zwischenkreiskondensator identisch sein. Beim Hochsetzsteller, beim Flyback und beim SEPIC kann auch der zweite Speicherkondensator, also der Ausgangskondensator, mit dem Zwischenkreiskondensator identisch sein, wenn diese drei Leistungswandlertopologien wie sehr oft als PFC eingesetzt werden. Beim Drosselinverswandler, beim Zeta-Wandler und beim SEPIC kann die jeweils mit einer durchgehenden Masseleitung verbundene Speicherinduktivität durch einen Transformator ersetzt sein, wodurch aus dem Drosselinverswandler ein Flyback-Wandler entsteht. Daraus folgt, dass Flyback und SEPIC auch als isolierende PFCs ausgebildet sein können. Einen isolierenden Cuk-Wandler zu konstruieren ist ebenso möglich, aber komplizierter. Ein Cuk-Wandler in reiner PFC-Funktion ist unüblich, gleiches gilt für den Zeta-Wandler.
• Solange alle Zeitpunkte beider Schaltaktivitäten „Einschalten“ und „Ausschalten“ des mindestens einen aktiven Leistungstransistors in allen diesen Wandlern von außen vorgegeben werden, handelt es sich um einen sogenannten hartschaltenden elektronischen Leistungswandler oder kurz hartschaltenden Wandler. Der Nachteil davon sind starke Funkstörungen und Schaltverluste proportional zur Taktfrequenz sowie quadratisch proportional zum Spannungsbereich. Diese Verluste treten besonders im sogenannten „continuous conduction mode“ (CCM) auf, der für kleinere Ausgangsströme automatisch in einen „critical conduction mode“ (CRM) oder „transient conduction mode“ (TCM) übergeht. Dabei berührt der Strom der mindestens einen Speicherinduktivität pro Takt einmal die Nulllinie, zeigt dabei aber annähernd keine Lücke. Da dieser Modus obige Schaltverluste und Funkstörungen deutlich reduziert, wird er für quasi alle hartschaltenden elektronischen Leistungswandler kleiner und mittlerer Leistungen (bis bspw. 500 W) als Normalmodus vorgesehen und liegt auch hier allen weiteren Beschreibungen dieser Sorte von Wandlern zugrunde. Im Unterschied zu obigen hartschaltenden Wandlern werden hier die Einschaltzeitpunkte des Leistungstransistors nicht mehr von außen vorgegeben, sondern ergeben sich aus optimalen Zustandspunkten innerhalb der Schaltung.
• Die Größe der mindestens einen Speicherinduktivität innerhalb dieser sechs grundlegenden Eintakt-Leistungswandler vom Tiefsetzsteller bis zum SEPIC beeinflusst den minimal möglichen Ausgangsstrom, und deren Sättigungsverhalten sowie die Dimensionierung der übrigen am Wandler beteiligten Bauteile begrenzen den maximal möglichen Ausgangsstrom. Letzteres ist im laufenden Betrieb schlecht erkennbar und muss daher durch Regelung auf einen zu diesem Maximum passend abgespeicherten oder anderweitig vorgehaltenen Sollwert eingehalten werden. Die maximale Ausgangsspannung ist entweder auf die Eingangsspannung gedeckelt wie beim Tiefsetzsteller oder durch die Dimensionierung der Bauteile begrenzt, die maximale Ausgangsleistung ist über die maximal zulässigen Verluste limitiert. Auch diese beiden Dinge sind von der Regelung zu erkennen und gemäß abgespeicherter oder anderweitig vorgehaltener Maximal-Sollwerte abzufangen. Der Hochsetzsteller ist insofern ein Sonderfall, da seine minimale Ausgangsspannung auf die momentane Eingangsspannung E begrenzt ist.
• Werden zwei aktiv steuerbare Leistungstransistoren in derselben Leistungswandlertopologie eingesetzt, entstehen als sogenannte Gegentakt-Leistungswandler unter anderem die Synchronvarianten der sechs obigen Wandlertopologien vom Tiefsetzsteller bis zum SEPIC beziehungsweise ihre zugehörigen strom-bidirektionalen Wandler oder auch Halbbrücken, die einen sogenannten Brückenzweig aus zwei seriell verschalteten Leistungstransistoren umfassen, der zum Eingang hin über den ersten Speicherkondensator abgeschlossen ist. Dieser liegt hier zwischen der Arbeitselektrode des oberen und der Bezugselektrode des unteren Leistungstransistors und kann auch mit einem Zwischenkreiskondensator identisch sein. Die beiden nicht mit dem ersten Speicherkondensator verbundenen „großen“ Elektroden beider Leistungstransistoren, also die Bezugselektrode des oberen und die Arbeitselektrode des unteren Leistungstransistors, bilden gemeinsam einen Mittelpunkt des Brückenzweiges. Neben einer Funktionsänderung für die Speicherinduktivität, die weiter unten noch beschrieben wird, und neben mindestens einer zusätzlichen Gleichrichterdiode, die zusammen mit der im Tiefsetzsteller schon vorhandenen einen vollwellentauglichen Gleichrichter bildet, der vom zweiten Speicherkondensator abgeschlossen ist, benötigen die Halbbrücken zusätzlich mindestens einen dritten Speicherkondensator in Serie zur Speicherinduktivität, der den Gleichspannungsanteil der Ausgangsspannung am Mittelpunkt des Brückenzweigs aufnimmt. Bildet dieser dritte Speicherkondensator zusammen mit der Speicherinduktivität, die bei Halbbrücken vorteilhaft zumindest teilweise durch einen Transformator realisiert ist, einen Resonanzkreis mit einer Eigenfrequenz knapp unterhalb einer niedrigsten Taktfrequenz der Ausgangsspannung am Mittelpunkt des Brückenzweigs, entsteht eine resonante Halbbrücke mit ZVS-Schaltentlastung. Letzteres bedeutet, dass jeder Einschaltvorgang eines am getakteten Leistungswandler beteiligten Leistungstransistors, hier also beider Leistungstransistoren des einen Brückenzweigs, spannungslos geschieht, wodurch jegliche Einschaltverluste vermieden und damit auch die Funkstörungen minimiert sind. Der frequenzerniedrigende Effekt des rein-ohmschen Anteils jeder Last, also von allen nichtreaktiven Elementen, die an den Ausgang des Gleichrichters angeschlossen sind, darf mit dazu genutzt werden, mit allem an den Mittelpunkt des Brückenzweigs Angeschlossenen unter die Taktfrequenz zu gelangen. Zum Erzielen dieser sehr vorteilhaften ZVS-Schaltentlastung wird der Resonanzkreis und der daran angeschlossene Gleichrichter von seinem Brückenzweig also fast immer überresonant mit Energie versorgt, er verhält sich somit zumindest leicht induktiv. Zur Reduktion der zu übertragenden Leistung wird die Taktfrequenz eines resonanten elektronischen ZVS-Leistungswandlers grundsätzlich erhöht. Dabei verhält sich der Resonanzkreis zunehmend stärker induktiv, wodurch letztlich die übertragbare Wirkleistung gedrosselt wird. Bei allen resonanten elektronischen Leistungswandlern ist die spezielle Steuergröße also deren Taktfrequenz, und wie schon oben bei CRM oder TCM sind auch hier die jeweiligen Einschaltzeitpunkte der Leistungstransistoren nicht von außen vorgebbar, sondern durch optimale Zustandspunkte aus dem Inneren der Schaltung definiert. Sobald im Weiteren von einem Betriebs- oder Ansteuerverfahren für eine Leistungsübertragung die Rede sein wird, gelten entweder CRM bzw. TCM oder resonantes ZVS als Normalmodus.
• Die Bezeichnung „Gegentakt-Leistungswandler“ impliziert das Vorhandensein von mindestens zwei Leistungstransistoren im selben getakteten Leistungswandler, oder allgemein von einer geraden Anzahl derselben. Je zwei davon werden prinzipiell komplementär angesteuert, wodurch der Leistungswandler unabhängig von der momentanen Schaltstellung immer niederohmig bleibt. Beim Umschalten werden jedoch meist sogenannte Ansteuerpausen oder Taktlücken oder Tastlücken zwischen den Ansteuersignalen der zwei an einem Gegentakt beteiligten Leistungstransistoren eingeräumt, um das Kommutieren auf die neue Schaltstellung möglichst verlust- und störungsarm zu ermöglichen. Dies ist insbesondere bei resonantem ZVS wichtig, da dort diese Pausen oder Lücken stark variable Zeitdauern aufweisen können. Bei CRM oder TCM hingegen können diese Pausen oder Lücken als näherungsweise konstant angenommen und entsprechend eingestellt werden, da sie nur von bekannten Reaktanzen aus dem Inneren der Schaltung abhängen.
• Die Speicherinduktivität aus den sechs Eintakt-Leistungswandlern vom Tiefsetzsteller bis zum SEPIC, in der gleichstrombehaftete Ströme oder bei CCM sogar unterbrechungsfreie oder nichtlückende Gleichströme, die nur noch eine Welligkeit in Taktfrequenz aufweisen, gespeichert sein können, ist bei der Halbbrücke in eine Resonanzinduktivität oder in einen induktiven Anteil des Resonanzkreises übergegangen mit folglich deutlich reduzierten Henry-Werten. Denn zumindest im Transformatorabschnitt dieser Resonanzinduktivität fließt nun reiner Wechselstrom in der Frequenz der Ausgangsspannung am Mittelpunkt des Brückenzweigs. I. d. R. reicht die Streuinduktivität des Transformators zur Bildung der Resonanzinduktivität nicht aus, weshalb meist eine diskrete Resonanzspule dazu in Serie geschaltet werden muss. Denn auch der mindestens eine dritte Speicherkondensator wird durch entsprechende Verkleinerung zum Resonanzkondensator, um über die Impedanz „Wurzel (L/C)“ des mit ihm entstandenen Resonanzkreises den Ausgangsstrombereich der resonanten Halbbrücke einzustellen. Alternativ oder zusätzlich zur diskreten Resonanzspule kann mindestens eine Spule in Serie zum Ausgang des Gleichrichters vor den Ausgang der gesamten resonanten Halbbrücke, also vor den zweiten Speicherkondensator geschaltet sein, die dann filtert und somit speichert sowie gleichzeitig, wenn ihr Wert klein genug ist, am Resonanzvorgang teilnimmt.
• Neben besagtem Ausgangsstrombereich und der Tatsache, dass jede Halbbrücke in etwa die Hälfte ihrer Eingangsspannung E an ihren Ausgang übertragen kann (1:1-Windungsverhältnis im Transformator und Grätz-Gleichrichter angenommen), wird der mögliche Arbeitsbereich einer resonanten Halbbrücke von ihren natürlichen ZVS-Grenzen definiert, die gemäß 2 im IV-Diagramm liegen. Bei einem Windungsverhältnis n = n_sek/n_Prim des Transformators und einem Mittelpunktgleichrichter, der aufgrund seiner nur zwei nötigen Gleichrichterdioden und seiner eingebauten Spannungshalbierung häufiger als der Grätz-Gleichrichter eingesetzt wird, bekommt eine resonante Halbbrücke den Wert n*E/4 als Bezugsspannung für ihre ZVS-Grenzen. Diese natürlichen Grenzen können die Achsen des IV-Diagramms berühren oder sogar schneiden, eine resonante Halbbrücke kann sowohl leerlaufstabil als auch kurzschlussfest sein. Die beiden Regelkoordinaten „maximaler Ausgangsstrom“ und „maximale Ausgangsspannung“ stutzen den möglichen Arbeitsbereich zurecht, und dessen obere und rechte natürliche ZVS-Grenze kann die Regelkoordinate „maximale Leistung“ ersetzen, wenn die Ansteuerung des Brückenzweiges mittels symmetrischem Gegentakt diese natürliche Arbeitsbereichsbegrenzung entweder kennt (Maximalarbeitspunkte in einem µ-Prozessor oder -Controller abgespeichert) oder kontinuierlich ausmisst oder gar nicht überschreiten kann. Letzteres ist insbesondere bei sogenannten Selbstschwingern intrinsisch gegeben, wenn ihre Ansteuerungen optimal auf ihre Resonanzkreise abgestimmt sind.
• Generell problematisch in Bezug auf seine Erreichbarkeit und Regelbarkeit bleibt jedoch der Bereich kleiner Ausgangsströme, kleiner Ausgangsspannungen bzw. kleiner Ausgangsleistungen, nicht nur bei einer resonanten Halbbrücke, sondern auch bei allen sechs Eintakt-Leistungswandlern. Bei der resonanten Halbbrücke bestimmt die genaue Form und Auslegung des Resonanzkreises, wie weit der mögliche Arbeitsbereich unten links am Ursprung, also die natürliche ZVS-Grenze am Nullpunkt des IV-Diagramms vorbeiläuft.
• Zur Auswahl der Leistungswandlertopologie als Stellglied für bspw. ein Betriebsgerät sowie zu deren Auslegung und Dimensionierung einschließlich ihrer speziellen Steuergröße wird der geforderte Arbeitsbereich im IV-Diagramm herangezogen. Je größer dieser Arbeitsbereich sein soll und vor allem je näher er an die Achsen des IV-Diagramms heranreichen soll, wodurch sich die Spreizung der Ausgangsgrößen erhöht, desto kostspieliger wird dieses Stellglied, denn sein natürlicher Arbeitsbereich weicht fast grundsätzlich von dem geforderten ab. Nach üblicher Auslegung und Dimensionierung als eine erste Möglichkeit wird dieser natürliche Arbeitsbereich so groß gemacht, dass er den geforderten umschließt, was logischerweise kostentreibend ist. Dann schaufelt der getaktete elektronische Leistungswandler unnötig viel Blindleistung hin und her oder benötigt eine unnötig komplizierte Topologie. Beides treibt Kosten und Verluste nach oben, kann aber auch zu einer Vergrößerung des natürlichen Arbeitsbereichs führen sowie dazu, dass der Leistungswandler Flächen bedienen kann, die in seinem Arbeitsbereich gar nicht gefordert sind. Ein strom-bidirektionaler Wandler ist bspw. hilfreich für einen Ausgangsstrom gleich null, auch wenn der negative Teil seines Arbeitsbereichs gar nicht gebraucht wird.
• Eine ausgewählte und schon optimierte Leistungswandlertopologie kann einen Abschnitt des geforderten Arbeitsbereichs in ihrem Normalmodus auch prinzipiell nicht zulassen, weshalb als zweite Möglichkeit ihr Normalmodus, beispielsweise ZVS, zeitweise verlassen werden muss, was dann jeweils zu erhöhten Funkstörungen, erhöhten Verlusten und reduzierten Wirkungsgraden führt. Ein weiterer v. a. bei den sechs Eintakt-Leistungswandlern für kleinere Leistungen fast immer angewandter Normalmodus ist der oben schon erwähnte „Critical Conduction Mode“ (CRM) oder „Transient Conduction Mode“ (TCM), bei dem der Strom in der mindestens einen Speicherinduktivität pro Taktperiode genau einmal oder maximal zweimal zu null werden soll. Dieser eine oder erste Punkt wird jedes Mal detektiert, danach wird jedes Mal gewartet, bis die Spannung über dem noch ausgeschalteten Leistungstransistor minimal geworden ist, und erst dann wird dieser erneut eingeschaltet. Der Strom in der Speicherinduktivität wird also periodisch zu null, hat aber so gut wie keine Lücken bei diesem häufig angewandten weiteren Normalmodus. In Verbindung mit der höchstmöglichen Taktfrequenz in Form einer niedrigst-möglichen On-Zeit des Leistungstransistors ergeben sich daraus über den Wert der mindestens einen Speicherinduktivität die niedrigst-möglichen Ausgangsströme für den Normalmodus, die obendrein von den momentanen Ein- und Ausgangsspannungen abhängen. Wird obiges Spannungsminimum verstreichen gelassen und der Leistungstransistor jedes Mal erst später eingeschaltet, wird zwar ein noch kleinerer Ausgangsstrom ermöglicht, aber auch der verlust- und funkstörminimierende CRM oder TCM verlassen. Eine Möglichkeit, beides zumindest im Ansatz gleichzeitig einzuhalten, also periodisch verspätet einschalten und trotzdem Spannungsminima zu treffen, wird in WO-2016/050689 -A2 offenbart.
• Das Letztgenannte ist jedoch nur aufwendig realisierbar. Eine einfachere und dritte Möglichkeit zur Arbeitsbereichsvergrößerung nach unten führt zu einem Betrieb im sogenannten Burstmodus. Dabei wird während der sogenannten „Bursts“ ein Leistungswandler in seinem Normalmodus betrieben, und zwischen zwei Bursts komplett abgeschaltet, also während dieser Pause sein aktiver Leistungstransistor beispielsweise einfach nicht angesteuert. Dies geschieht periodisch, wodurch sich neben der Taktfrequenz als spezieller Steuergröße für den Leistungswandler als solchen eine zweite Steuergröße ergibt in Form einer Burst-Dauer und einer Pausendauer zwischen jeweils zwei Bursts. Die Zeit zwischen zwei aufeinanderfolgenden Anfängen von Bursts sei „Burst-Periode“ genannt, deren Kehrwert entsprechend „Burst-Frequenz“. Der Gedanke dahinter ist eine Ausdünnung der Zusatzverluste aufgrund der Verletzung des CRM- oder TCM-Prinzips, weil diese Zusatzverluste nicht in jeder Taktperiode des Leistungswandlers auftreten, sondern nur zu Beginn jedes Bursts. Dabei muss besagte Burst-Periode natürlich deutlich länger als die Taktperiode des eigentlichen Leistungswandlers sein. Ist das nicht der Fall, kann sich eine Art „Einzelpuls-Burstbetrieb“ ergeben, dessen optimale Variante in WO-2016/050689 -A2 beschrieben ist.
• Viertens kann die Dimensionierung einer Leistungswandlertopologie, insbesondere wenn es sich um eine resonante handelt, entweder periodisch wiederkehrend oder blockweise umgeschaltet werden je nachdem, welcher Teil eines Arbeitsbereichs aktuell gebraucht wird. Bei blockweiser Umschaltung wird zusätzliche Blindleistung zugeschaltet, wenn ein vergrößerter oder veränderter Arbeitsbereich erforderlich ist, und wieder weggeschaltet, wenn dieser nicht mehr nötig ist. Bei periodischer Umschaltung kann sich eine Kombination mit obiger dritter Möglichkeit ergeben, wenn die periodisch zugeschaltbare Blindleistung so beschaffen und so hoch ist, dass sich durch ihre Zuschaltung der Leistungswandler auftrennt in einen Blindleistungsschwinger und einen Gleichrichter, der samt einer Last faktisch abgekoppelt ist. Während der Bursts oder während eines kontinuierlichen Betriebs im Normalmodus ist die zuschaltbare Blindleistung weggeschaltet, um den Gleichrichter und die Last eben nicht abzukoppeln, sondern normal mit Energie zu versorgen.
• Eine fünfte Möglichkeit insbesondere für nicht-resonante Leistungswandlertopologien besteht in der zeitweisen strukturellen Umschaltung der Leistungswandlertopologie. Beispielsweise kann durch Überbrückung des Binnenkondensators und der eigentlichen Gleichrichterdiode durch eine zusätzliche schaltbare Gleichrichterdiode aus einem SEPIC ein Hochsetzsteller gemacht werden, wie es bspw. in EP-1710898-B1 oder in US-8,379,422-B2 offenbart ist.
• Eine Kombination aus obiger dritter und der fünften Möglichkeit ist in EP-2952060 -B1 gezeigt. Dort besteht eine Pause zwischen zwei Bursts jeweils aus einem kurzzeitigen Kurzschluss des Gleichrichters einer resonanten Halbbrücke, wobei diese Pause minimal eine halbe Taktperiode des Brückenzweigs lang andauern kann und auch darauf synchronisiert ist. Umgekehrt kann ein einzelner Burst minimal dieselbe Dauer aufweisen. Dazwischen sind sämtliche Kombinationen mit einer Zeitrasterung in dieser halben Taktperiode möglich. Eine Umschaltung der Topologie liegt deshalb vor, weil der Brückenzweig auch während der Pausen weiter getaktet wird, wobei der daran angeschlossene und dann jeweils in sich geschlossene Resonanzkreis immer (fast) nur Blindleistung verarbeitet. Somit rückt dies auch in die Nähe obiger Möglichkeit Vier mit periodischer Zuschaltung von viel Blindleistung.
• Ziel bei alldem, insbesondere im jeweiligen Burstmodus, kann neben dem gewünschten Mittelwert auch eine bestimmte Welligkeit eines Ausgangssignals sein. Diese Welligkeit soll unabhängig vom Mittelwert des Ausgangssignals und damit vom Tastverhältnis einer dieses Ausgangssignal steuernden Taktung sein.
• Aufgabe
• Es ist Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren zum Betrieb eines getakteten elektronischen Leistungswandlers für bspw. ein Betriebsgerät für Leuchtdioden anzugeben, das keine unnötigen Schaltungserweiterungen für den Leistungswandler erfordert, sondern obige Möglichkeiten Zwei bis Vier zur Erweiterung seines Arbeitsbereichs zu kleineren Ausgangsströmen hin in optimaler Weise miteinander kombiniert. Dabei umfasst das Betriebsverfahren zumindest zwei Bereiche, einen Bereich mit Betrieb des Leistungswandlers in seinem Normalmodus und mindestens einen zweiten Bereich mit einem speziellen Ansteuerverfahren für einen Burstmodus. Dabei wird einer anderen Herangehensweise als in WO-2016/050689 -A2 folgend ausdrücklich KEIN Einzelpuls-Burstbetrieb angestrebt, der ein absolutes Minimum an Welligkeit in einem Ausgangssignal zur Folge hat, sondern ausgehend von einer erlaubten und größeren Welligkeit in demselben Ausgangssignal wird eine Burst-Dauer und eine Pausenzeit zwischen zwei Bursts ermittelt. Dabei soll die Welligkeit des Ausgangsstroms bzw. die Modulationstiefe des Ausgangsstroms in einem gewünschten Bereich, der von der Modulationsfrequenz abhängt, und dabei bevorzugt unterhalb eines Grenzwertes, der von der Modulationsfrequenz abhängt, bleiben mit dem Ziel, unerwünschte Flicker- und Stroboskop-Effekte bei der angeschlossenen LED-Last zu vermeiden bzw. zu minimieren.
• Wichtige Nebenbedingung für alle unten noch zu betrachtenden Lösungen für das Ansteuerverfahren ist eine Leistungsübertragung über eine galvanische Isolationsbarriere hinweg.
• Die erlaubte Welligkeit nimmt bei kleiner werdenden Ausgangsströmen in einer Art und Weise zu, wie sie insbesondere für die Stromversorgung von Leuchtdioden sinnvoll ist, die bis zu sehr geringen Helligkeiten - fast bis an ihre physikalische Grenze heran - heruntergedimmt werden sollen.
• Da diese Welligkeit auch von der Ausgangsspannung, die der Leistungswandler momentan abgeben soll, abhängt, muss das Betriebsverfahren ferner die Möglichkeit bieten, diese Ausgangsspannung im Ifd. Betrieb zu messen. Im Falle von bspw. seriell auf einem Modul zusammengeschalteten Leuchtdioden, die vom Leistungswandler ihres Betriebsgeräts zu versorgen sind, hängt die Ausgangsspannung von der momentanen Temperatur des Moduls ab. Außerdem soll ein für das angegebene Betriebsverfahren vorgesehenes Betriebsgerät alternativ viele verschiede Module mit unterschiedlichen Flußspannungen mit Strom versorgen können, sodass die Ausgangsspannung beim erstmaligen Start des Betriebsgeräts immer eine unbekannte Größe ist.
• Schließlich soll das Betriebsverfahren ermöglichen, den demgemäß getakteten elektronischen Leistungswandler eines damit ausgestatteten Betriebsgeräts „aus dem Nichts“ heraus anfahren zu lassen, also einen minimal möglichen Dimmsollwert von Anfang an umsetzen zu können, um auf diese Weise den berüchtigten Einschaltlichtblitz zu vermeiden.
• Die nähere Erläuterung des Betriebsverfahrens fußt beispielhaft auf einer resonanten Halbbrücke mit Serienresonanzkreis zwischen ihrem Brückenzweig und ihrem Gleichrichter, wobei der Serienresonanzkreis einen Transformator umfasst, und wobei mindestens einer der Wicklungen dieses Transformators mindestens ein Bypasskondensator parallelgeschaltet ist, dessen Kapazität mittels des angegebenen Ansteuerverfahrens kontrolliert variabel ist. Hier wird auch beschrieben, wie dasselbe Ansteuerverfahren auf Ansteuerungen von anderen getakteten elektronischen Leistungswandlern als Stellglieder innerhalb geregelter Betriebsgeräte, wie sie besonders vorteilhaft zur Versorgung von Leuchtdioden vorgesehen sind, angewandt werden kann.
• Darstellung der Erfindung
• Die Lösung der Aufgabe erfolgt erfindungsgemäß mit einem Verfahren zum Betreiben eines getakteten isolierenden Leistungswandlers mit einem Ausgangsleistungsbereich zum Betreiben einer anschließbaren Last, wobei sich der Ausgangsleistungsbereich aus einem zulässigen Ausgangsspannungsbereich und einem zulässigen Ausgangsstrombereich ergibt, wobei der Leistungswandler mindestens ein Schalter aufweist, welcher durch eine Steuerung mit einer geeigneten Wandlertaktfrequenz betrieben wird um mindestens eine im Stromkreis liegende Induktivität auf- und abzumagnetisieren, und eine Ein-Austastvorrichtung als Teil der Steuerung, die einen Ausgangsstrom des Leistungswandlers synchron mit der Wandlertaktfrequenz periodisch auf einen Ausgangskondensator leitet. Der Ausgangskondensator filtert hier vorteilhaft den Ausgangsstrom des Leistungswandlers.
• Das Verfahren ist durch folgende Schritte gekennzeichnet:
• - in einem ersten Betriebsmodus, der von dem maximalen Ausgangsstrom des Leistungswandlers von 100% bis zu einem reduzierten Ausgangsstrom reicht, Einstellen der Ein-Austastvorrichtung auf ein Tastverhältnis von 100%, und Verstellen der Wandlertaktfrequenz, um den Ausgangsstrom des Leistungswandlers für die Last zu reduzieren,
• - in einem zweiten Betriebsmodus, der von dem reduzierten Ausgangsstrom bis zu dem minimalen Ausgangsstrom reicht, beibehalten der Wandlertaktfrequenz und Einstellen des Tastverhältnisses um den Arbeitspunkt zu verändern, und damit den Ausgangsstrom des getakteten Wandlers für die Last weiter zu verringern, wobei eine Ein-Austastvorrichtungsfrequenz ab einem Tastverhältnis, das im Bereich von 40% bis 20% liegt, mit abnehmendem Tastverhältnis reduziert wird, um eine Modulationstiefe der Strommodulation des Ausgangsstroms in einem gewünschten Bereich zu halten, mit dem Ziel die Lichtqualität zu optimieren z.B. um stroboskopische Effekte zu minimieren. Gleichzeitig wird durch die Reduzierung der Ein-Austastvorrichtungsfrequenz die zeitliche Auflösung des Stellglieds bzw. die Auflösung der Wirkung des Tastverhältnisses der Ein-Austastvorrichtung wunschgemäß erhöht, so dass die Stromregelung eine bessere Auflösung erhält. Die Ein-Austastvorrichtungsfrequenz ist bei dem Tastverhältnis, das im Bereich von 40% bis 20% liegt, vorteilhaft um den Faktor 2 bis 40, vorzugsweise um den Faktor 3 bis 15 höher als die Ein-Austastvorrichtungsfrequenz bei minimalem Tastverhältnis.
• Das Verfahren wird zur Übertragung von elektrischer Leistung über eine galvanische Barriere hinweg genutzt, wobei die galvanische Barriere z.B. ein Isolationstransformator bzw. ein Leistungsübertrager ist, wobei die Ein-Austastvorrichtung die Strompulse mit einem verstellbaren Tastverhältnis auf den Ausgangskondensator leitet, welcher dazu dient den Ausgangsstrom zu filtern. Der Ausgangsstrom wird in dem oben genannten zweiten Betriebsmodus, der von dem reduzierten Ausgangsstrom bis zu dem minimalen Ausgangsstrom reicht, mittels Verstellen des Tastverhältnisses reduziert bzw. gedimmt. Der Ausgangsstrom wird durch das Ein-Austasten der Strompulse moduliert. Diese Modulation ist abhängig von der Ein-Austastvorrichtungsfrequenz sowie vom Tastverhältnis sowie von der Größe des Ausgangskondensators.
• In einer besonders bevorzugten Ausführungsform weist die Ein-Austastvorrichtung vier Arbeitspunkte auf:
• - Beim Arbeitspunkt 1 liegt die Ein-Austastvorrichtungsfrequenz in einem Bereich zwischen 60Hz und 600Hz, vorzugsweise in einem Bereich zwischen 200Hz und 450Hz, und das Tastverhältnis in einem Bereich zwischen 0,05% bis 10%, vorzugsweise in einem Bereich zwischen 1% und 5%,
• - Beim Arbeitspunkt 2 liegt die Ein-Austastvorrichtungsfrequenz in einem Bereich zwischen 800Hz und 4000Hz, vorzugsweise in einem Bereich zwischen 1000Hz und 2000Hz, und das Tastverhältnis in einem Bereich zwischen 15% bis 35%, vorzugsweise in einem Bereich zwischen 20% und 30%,
• - Beim Arbeitspunkt 3 liegt die Ein-Austastvorrichtungsfrequenz in einem Bereich zwischen 800Hz und 4000Hz, vorzugsweise in einem Bereich zwischen 1000Hz und 2000Hz, und das Tastverhältnis in einem Bereich zwischen 65% bis 85%, vorzugsweise in einem Bereich zwischen 70% und 80%,
• - Beim Arbeitspunkt 4 liegt die Ein-Austastvorrichtungsfrequenz in einem Bereich zwischen 60Hz und 600Hz, vorzugsweise in einem Bereich zwischen 200Hz und 450Hz, und das Tastverhältnis in einem Bereich zwischen 90% bis 100%, vorzugsweise in einem Bereich zwischen 98% und 100%.
• Mit dieser Maßnahme werden die oben genannten Ziele besonders gut erreicht und die Lichtqualität erhöht sich über den gesamten Dimmbereich beträchtlich.
• In einer weiteren Ausführungsform steigt die Ein-Austastvorrichtungsfrequenz im Bereich zwischen dem Arbeitspunkt 1 und dem Arbeitspunkt 2 linear über dem Tastverhältnis an. Dies stellt vorteilhaft einen besonders weichen und im Licht nicht wahrnehmbaren Übergang zwischen den Arbeitspunkten sicher.
• In einer anderen Ausführungsform fällt die Ein-Austastvorrichtungsfrequenz im Bereich zwischen dem Arbeitspunkt 3 und dem Arbeitspunkt 4 linear über dem Tastverhältnis ab. Auch hier wird durch die Maßnahme eine besonders konstante bzw. angenehme Lichtqualität beim dimmen angestrebt.
• In einer weiteren Ausführungsform bleibt die Ein-Austastvorrichtungsfrequenz im Bereich zwischen dem Arbeitspunkt 2 und dem Arbeitspunkt 3 im Wesentlichen konstant. Auch diese Maßnahme dient einem möglichst gleichförmigen Dimmvorgang ohne sichtbare Stufen in der Lichtabgabe.
• In einer bevorzugten Ausführungsform wiederholen sich Pulsmuster der Ein-Austastvorrichtung periodisch mit der Ein-Austastvorrichtungsfrequenz. Diese Maßnahme dient vorteilhaft einer vereinfachten Steuerung des Leistungswandlers und stellt auch eine hochwertige Lichtqualität sicher.
• In einer anderen Ausführungsform ist der Ausgangskondensator der Ein-Austastvorrichtung nachgeschaltet und parallel zu Ausgangsklemmen des Leistungswandlers geschaltet, und die Kapazität des Ausgangskondensators wird derart gewählt, dass eine Modulationstiefe der Strommodulation des Ausgangsstroms folgende Kriterien erfüllt:
• - Bei einer Ein-Austastvorrichtungsfrequenz von 70Hz bis 100Hz liegt die Modulationstiefe im Bereich 50% bis 10% und vorzugsweise im Bereich 25% bis 10%,
• - Bei einer Ein-Austastvorrichtungsfrequenz von 200Hz bis 240Hz liegt die Modulationstiefe im Bereich 60% bis 12% und vorzugsweise im Bereich 30% bis 12%,
• - Bei einer Ein-Austastvorrichtungsfrequenz von 500Hz bis 600Hz liegt die Modulationstiefe im Bereich 80% bis 26% und vorzugsweise im Bereich 65% bis 26%,
• - Bei einer Ein-Austastvorrichtungsfrequenz von 1000Hz bis 1200Hz liegt die Modulationstiefe im Bereich 85% bis 36% und vorzugsweise im Bereich 80% bis 36%,
• - Bei einer Ein-Austastvorrichtungsfrequenz von 1200Hz bis 4000Hz liegt die Modulationstiefe im Bereich 100% bis 36% und vorzugsweise im Bereich 90% bis 36%.
• Diese Maßnahme stellt vorteilhaft ein gleichmäßiges Leuchten aller an den Leistungswandler angeschlossenen LED's im gesamten Dimmbereich sicher, und ermöglicht ein hochwertiges, wenig moduliertes Licht bei größeren Leistungen.
• In einer besonders bevorzugten Ausführungsform ist innerhalb einer Periode der Ein-Austastvorrichtungsfrequenz mindestens ein Zeitabschnitt vorgesehen, an dem die anschließbare Last vermessen wird. Dies stellt eine genaue Regelung der Ausgangsleistung des getakteten Leistungswandlers sicher, der das Verfahren ausführt. Das hat vorteilhaft eine hohe Lichtqualität zur Folge.
• In einer Ausgestaltung der vorherigen Ausführungsform findet der Zeitabschnitt, an dem die anschließbare Last vermessen wird, zu einem Zeitpunkt statt, an dem die Ein-Austastvorrichtung den Ausgangsstrom des Leistungswandlers auf den Ausgangskondensator leitet, wobei der Zeitabschnitt im Bereich 10us bis 5000us und vorzugsweise im Bereich 50us bis1000us liegt. Diese Maßnahme dient einer einfachen und präzisen Regelung des getakteten Leistungswandlers.
• Besonders bevorzugt werden während des Zeitabschnittes, an dem die anschließbare Last vermessen wird, Größen gemessen, welche für eine Stromregelung des Leistungswandlers als Eingangsgrößen benötigt werden, insbesondere ein Eingangsstrom und eine Eingangsspannung auf einer Primärseite des Leistungswandlers sowie eine Ausgangsspannung auf der Sekundärseite des Leistungswandlers. Durch diese Maßnahme ist eine besonders genaue Regelung des getakteten Leistungswandlers möglich.
• In einer Weiterbildung der vorherigen Ausführungsform werden mithilfe der gemessenen Größen insbesondere ein Eingangsstrom und eine Eingangsspannung auf einer Primärseite des Leistungswandlers sowie eine Ausgangsspannung auf der Sekundärseite des Leistungswandlers und mithilfe des Tastverhältnisses und eines Modells für die anfallenden Verluste zwischen Primär- und Sekundärseite des Wandlers der Ausgangsstrom berechnet und durch das Verstellen des Tastverhältnisses geregelt. Diese Maßnahme stellt ebenfalls eine gute und genaue Regelung der Ausgangsleistung sicher.
• Der durch das angegebene Verfahren steuerbare elektronische Leistungswandler wird umfasst von einem Betriebsgerät für die Steuerung und Energieversorgung von Leuchtdioden, die zur Beleuchtung vorgesehen sind.
• Als Pulsmuster wird im Folgenden ein Muster der Strompulse angesehen, die auf den Ausgangskondensator des Schaltwandler fließen bzw. nicht-fließen indem die Strompulse mittels der Ein-Austast-Vorrichtung ein- und ausgetastet werden.
• Als Ein-Austast-Vorrichtung wird im Folgenden eine Vorrichtung angesehen, mit der der Stromfluss bzw. die Strompulse auf den Ausgangskondensator des Schaltwandlers ein- und ausgetastet werden können. Das Ein- und Austasten der Strompulse geschieht synchron zur Schaltfrequenz des Wandlers, also zur Wandlertaktfrequenz. Ausführungsbeispiele für die Ein-Austast-Vorrichtung: wären z. B.:
• - Bei einem getakteten Wandler mit LLC-Topologie mit Halbbrückenschaltern und LLC Resonanzkreisen wird ein Bypass-Kondensator ein- und ausgetastet.
• - Bei einem getakteten Wandler in Flyback-Topologie oder in einer anderen Eintakt-Leistungswandlertopologie mit einem MOS-FET als getaktetem Schalter und einem Transformator wird der MOS-FET ein- und ausgetastet. Austasten bedeutet hier, dass der MOS-FET nicht im Wandlertakt schaltet, sondern für die Aus-Tastzeit permanent ausgeschaltet bleibt.
• Das Tastverhältnis entspricht dem zeitlichen Anteil in % währenddessen die Strompulse auf den Ausgangskondensator fließen d.h. Ein-getastet sind. Das Tastverhältnis hier entspricht also vom Prinzip her dem Tastverhältnis bei einer klassischen Pulsweitenmodulation
• Die Wandlertaktfrequenz ist die Taktfrequenz des getakteten isolierenden Leistungswandlers, also die Frequenz, mit dem der oder die Schalter bzw. Transistoren des getakteten isolierenden Leistungswandlers ein- bzw. ausgeschaltet werden.
• Als Ein-Austastvorrichtungsfrequenz wird im Folgenden die Frequenz der Ein-Austastvorrichtung, welche mit der Wandlertaktfrequenz synchronisiert ist, angesehen. In einer Periode der Ein-Austastvorrichtungsfrequenz kann mehrmals der Strompfad vom Ausgang des getakteten isolierenden Leistungswandlers auf den Ausgangskondensator des getakteten isolierenden Leistungswandlers geschaltet werden. Die Ein-Ausschaltvorrichtung erzeugt also in einer Periode ein Pulsmuster, wobei die Pulse Strompulse, welche in den Ausgangskondensator fließen, darstellen.
• Bevorzugte Ausführungsformen finden sich in den abhängigen Ansprüchen und der gesamten Offenbarung, wobei in der Darstellung nicht immer im Einzelnen zwischen Vorrichtungs- und Verwendungsaspekten unterschieden wird; jedenfalls implizit ist die Offenbarung hinsichtlich sämtlicher Anspruchskategorien zu lesen.
• Weitere vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen des erfindungsgemäßen Verfahrens zum Betreiben eines getakteten isolierenden Leistungswandlers ergeben sich aus weiteren abhängigen Ansprüchen und aus der folgenden Beschreibung.
• Figurenliste
• Weitere Vorteile, Merkmale und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich anhand der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen sowie anhand der Zeichnungen, in welchen gleiche oder funktionsgleiche Elemente mit identischen Bezugszeichen versehen sind. Dabei zeigen:
• 1a einen durch sechs Regelkoordinaten begrenzten geforderten Arbeitsbereich im IV-Diagramm,
• 1b einen bis zu den Achsen des IV-Diagramms ausgedehnten günstigen Arbeitsbereich,
• 1c einen bis zu den Achsen des IV-Diagramms ausgedehnten ungünstigen Arbeitsbereich,
• 2 einen möglichen Arbeitsbereich eines resonanten LLCC-Halbbrückenwandlers mit mindestens einer schaltbaren Resonanzkapazität,
• 3a einen Arbeitsbereich eines hartschaltenden Tiefsetzstellers,
• 3b einen Arbeitsbereich bspw. eines hartschaltenden SEPICs,
• 4a ein Modell zur Welligkeitsermittlung an ohmscher Last,
• 4b ein Modell zur Welligkeitsermittlung mit differenziellem Lastwiderstand,
• 5 Frequenzen für konstante Welligkeit eines durch PWM gesteuerten Mittelwertes abhängig vom Duty-Cycle oder Tastverhältnis derselben PWM,
• 6a eine Anwendung des Betriebsverfahrens auf ein Weitbereichs-LED-Betriebsgerät in einer Darstellung seines vollen Dimmbereichs von 100% bis unter 1%,
• 6b eine detailliertere Darstellung des unteren Dimmbereichs des Betriebsgeräts mit dem Betriebsverfahren,
• 7a gemessene Signale am rechten Rand der 6b,
• 7b gemessene Signale an einem Punkt in der Mitte von 6b,
• 7c gemessene Signale am linken Rand der 6b,
• 8 eine Darstellung möglicher Trajektorien zum Starten eines neu installierten Weitbereich-Betriebsgeräts aus völliger Dunkelheit und anschließendem Hochfahren der LED-Helligkeit.
• Bevorzugte Ausführung der Erfindung
• Da die Begrenztheit der möglichen Arbeitsbereiche von getakteten elektronischen Leistungswandlern, jeweils betrieben in ihrem Normalmodus, durch das anzugebende Betriebsverfahren insbesondere zu noch kleineren Ausgangsleistungen oder -strömen hin überwunden werden kann, werden zunächst die natürlichen Grenzen der möglichen Arbeitsbereiche einiger ausgewählter getakteter elektronischer Leistungswandler beschrieben und den Grenzen eines geforderten Arbeitsbereichs gegenübergestellt. Das Betriebsverfahren besagt, dass es einen damit beaufschlagten getakteten elektronischen Leistungswandler in seinem Normalmodus betreibt, solange der geforderte Arbeitspunkt im möglichen Arbeitsbereich des Leistungswandlers liegt, und dass es denselben Leistungswandler in einem Burstmodus betreibt, sobald der geforderte Arbeitspunkt links von dem möglichen Arbeitsbereich liegt. Ferner kann das Betriebsverfahren die Modusgrenze zwischen diesen beiden Bereichen selbständig erkennen. Innerhalb des Burstmodus wird von dem Betriebsverfahren eine spezielle Takterzeugung angewandt.
• 1a zeigt einen insbesondere für Weitbereichs-LED-Betriebsgeräte typischen geforderten Arbeitsbereich im IV-Diagramm, der durch die eingangs bereits aufgezählten sechs Regelkoordinaten definiert ist. „Weitbereich“ ist dabei zu verstehen als eine Möglichkeit, verschiedene LED-Module, deren Arbeitspunkte allesamt innerhalb des geforderten Arbeitsbereichs liegen, alternativ von ein- und demselben LED-Betriebsgerät versorgen und betreiben lassen zu können. Nach oben ist dieser Arbeitsbereich durch die maximale Ausgangsspannung V_AMax begrenzt, die für SELV-Geräte zumeist bei 54 V liegt, was sich aus den normativ maximal erlaubten 60 V minus 10 % davon errechnet. Wegen ihrer Sicherheitsrelevanz muss diese Grenze zuverlässig vermessen und geregelt sein. Auf dieser Grenze - und natürlich auch darunter - gibt der Leistungswandler umso mehr Leistung ab, je höher der Ausgangsstrom ist. Daher geht diese V_AMax-Regelkoordinate über in die P_AMax-Regelkoordinate, die der Hyperbel der konstanten und maximal möglichen Ausgangsleistung P_AMax entspricht. Beim Durchlaufen dieser Hyperbel nimmt die Ausgangsspannung V_A um so viel ab, um wieviel der Ausgangsstrom I_A zunimmt. Beim maximal zulässigen Ausgangsstrom I_AMax übernimmt die hierzu gehörige Regelkoordinate, die auf der rechten Seite senkrecht im IV-Diagramm steht, die Begrenzung des Arbeitsbereichs. Da viele getaktete elektronische Leistungswandler für I_AMax keine topologisch vorgegebene Grenze haben, muss diese Grenze regelungstechnisch sichergestellt werden, genauso wie oft auch die Grenze der maximalen Ausgangsleistung.
• Viele hartschaltende oder anderweitig getaktete elektronische Leistungswandler arbeiten bei sehr kleinen Ausgangsspannungen nicht ordnungsgemäß, sodass die I_AMax-Regelkoordinate bei einer minimalen Ausgangsspannung V_AMin endet und die Begrenzung des Arbeitsbereichs von der dazugehörigen V_AMin-Regelkoordinate übernommen wird. Die nun sowieso schon kleine Ausgangsleistung reduziert sich mit abnehmendem Ausgangsstrom I_A noch weiter, bis die Hyperbel der konstanten und minimal möglichen Ausgangsleistung P_AMin erreicht wird. Je weiter der Ausgangsstrom I_A sinkt, desto höher muss im Gegenzug die Ausgangsspannung V_A werden. Alle noch kleineren Ausgangsleistungen, also alle Arbeitspunkte unterhalb oder links von dieser P_AMin-Hyperbel, sind von einem bestimmten Leistungswandler in seinem Normalmodus nicht erreichbar. Gleiches gilt für einen minimalen Ausgangsstrom I_AMin, der im Normalmodus eines Leistungswandlers nicht unterschritten werden kann. Daher ist die linke Begrenzung des Arbeitsbereichs die Regelkoordinate für I_AMin.
• Diese Begrenzung ist die kritischste aus zwei Gründen. Viele LED-Betriebsgeräte können vor ihrer Inbetriebnahme auf einen individuellen maximalen Ausgangsstrom eingestellt werden, der kleiner als der konstruktiv mögliche maximale Ausgangsstrom sein kann. Wenn der LED-Strom dimmbar sein soll, also wenn der Ausgangsstrom im Betrieb reduzierbar sein soll, wird der Grad dieser Reduktion immer relativ zum eingestellten Maximalstrom angegeben. Damit wird auch der tatsächlich geforderte minimale Ausgangsstrom kleiner, wenn der maximale Ausgangsstrom kleiner eingestellt worden ist. Soll das Gerät obendrein seinen Ausgangsstrom bis (fast) auf null herunterdimmen können, muss dies vom darin arbeitenden Leistungswandler über seinen möglichen Arbeitsbereich im Normalmodus entweder erreichbar sein, oder das angegebene Betriebsverfahren mit einem zweiten Bereich im Burstmodus für besonders kleine Ausgangsströme kann für diesen Leistungswandler angewandt werden.
• In 1b ist ein geforderter Arbeitsbereich für „Dimm to dark“, also für ein Reduzieren des Ausgangsstroms I_A auf null gezeigt. Die linke Begrenzung des geforderten Arbeitsbereichs entspricht nun einem Abschnitt der V_A-Achse des IV-Diagramms, der oben bei V_AMax endet. Dorthin ist der Arbeitsbereich im Vergleich zu 1a ausgedehnt. Da für alle Arbeitspunkte auf diesem Abschnitt ein P_A = 0 gilt, kann die Hyperbel für die minimale Leistung P_AMin keine Begrenzung mehr sein. Es bietet sich also an, den Arbeitsbereich gleichzeitig auch auf einen Ausgangskurzschluss auszudehnen, also auf Arbeitspunkte unter V_AMin, insbesondere auf Arbeitspunkte mit V_A = 0. Dabei soll der Leistungswandler imstande sein, den Kurzschlußstrom sicher zu begrenzen und - besser noch - auf erträgliche Werte zu reduzieren. Dieser den ausgedehnten geforderten Arbeitsbereich unten begrenzende Abschnitt der I_A-Achse endet rechts bei I_AMax.
• Fraglich sind jedoch das linke Ende des I_A-Achsenabschnitts und das untere Ende des V_A-Achsenabschnitts, deren Verbindungskurve 1 die Hyperbel minimaler Ausgangsleistung ersetzen muss. Denn keine Hyperbel einer noch so kleinen minimalen Ausgangsleistung schneidet eine der Achsen des IV-Diagramms. In 1b ist ein möglicher günstiger Verlauf dieser Verbindungkurve 1 dargestellt. In ihrem mittleren Bereich ähnelt sie einer Hyperbel minimaler Ausgangsleistung P_AMin, zur V_A-Achse hin entfernt sie sich von dieser Hyperbel und endet auf dieser Achse an einem neu zu definierenden Punkt V_ALeerMin. Der Ausgangsstrom kann also zu null werden, aber nicht unterhalb dieser minimalen Leerlaufausgangsspannung. Vergleichbares gibt für den Endpunkt dieser Verbindungskurve auf der I_A-Achse, der auch wieder von der Hyperbel einer theoretischen minimalen Leistung entfernt ist und durch den minimal möglichen Kurzschlussausgangsstrom I_AKurzMin definiert wird.
• 1c unterscheidet sich von der vorausgehenden Figur einzig in dieser Verbindungskurve, hier 1' zwischen den Punkten V'_ALeerMin bei I_A = 0 und I'_AKurzMin bei V_A = 0. Insbesondere für resonante elektronische Leistungswandler kann diese Verbindungskurve 1' fingerförmig in den Arbeitsbereich hineinragen und somit wichtige Arbeitspunkte unerreichbar machen, wenn der resonante Wandler unter einem für ihn gegebenen Normalmodus an allen Arbeitspunkten bspw. das ZVS-Prinzip einhalten soll. Durch eine Optimierung des Resonanzsystems, die meist mit Erhöhung der Blindleistung und somit Schwächung des Wirkungsgrads des Leistungswandlers einhergeht, kann diese Verbindungslinie gestreckt oder die Lücke im Arbeitsbereich sogar ganz geschlossen werden. Das angegebene Betriebsverfahren ermöglicht es hingegen, ohne zusätzliche Arbeit an der Dimensionierung eines Resonanz- oder sonstigen Leistungswandlersystems Arbeitspunkte „innerhalb dieses Fingers“ anfahren zu können.
• 2 zeigt in dicken durchgehenden Linien die natürlichen Grenzen des möglichen Arbeitsbereichs eines experimentell untersuchten resonanten elektronischen LLCC-Leistungswandlers im IV-Diagramm. Im Gegensatz zu den vorausgehenden und zu den nachfolgenden Figuren sind hier die V_A-Achse in Volt [V] und die I_A-Achse in Milliampere [mA] skaliert. In dünn durchgezogenen Linien ist ein geforderter Arbeitsbereich eines Weitbereichs-LED-Betriebsgeräts für „Dimm to dark“ eingezeichnet, wofür der LLCC-Leistungswandler vorgesehen ist. Die ungenutzt dazwischen liegenden schraffierten Flächen sollen natürlich so klein wie möglich sein, was durch Optimierung des Resonanzsystems erreicht werden kann. Die nur qualitativ eingezeichneten Stellen nE/4 und E/Wurzel(LC) resultieren daraus und berücksichtigen die in jedem resonanten elektronischen Leistungswandler möglichen Überhöhungen. E bedeutet dabei die Eingangsspannung für den LLCC-Leistungswandler, wie sie ihm bspw. von einem Leistungsfaktorkorrektor zur Verfügung gestellt wird, und nE/4 bedeutet, dass in dem hier zugrunde gelegten Leistungswandler eine Halbbrücke als Wechselrichter und eine Mittelpunktschaltung als Gleichrichter arbeiten, n beschreibt das Windungsverhältnis n_Sek/n_Prim des in dieser Topologie obligaten Transformators. Der schraffierte Bereich oberhalb des dünn eingezeichneten geforderten Arbeitsbereichs kann mitgenutzt werden, wenn die Ansteuerung des LLCC-Leistungswandlers seine ZVS-Grenzen entweder erkennt oder intrinsisch einhält. Letzteres ist besonders gut mit sogenannten Selbstschwingern zu erreichen.
• Der Punkt V_ALeerMin bei I_A = 0 des geforderten Arbeitsbereichs ist von den dick und durchgezogen eingezeichneten natürlichen Grenzen des möglichen Arbeitsbereichs NICHT umfasst. Die Verbindungskurve 2 als Begrenzung „minimaler Ausgangsstrom“ des möglichen Arbeitsbereichs führt daran vorbei. Bspw. eine der Kapazitäten im Resonanzsystem des LLCC-Wandlers kann verändert, zumeist vergrößert werden wie in US 63/032,468 vorgeschlagen, wodurch sich der linke Teil des möglichen Arbeitsbereichs in eine Form ändert, wie sie durch dicke gestrichelte Linien eingezeichnet ist, insbesondere durch eine günstiger verlaufende Verbindungskurve 3. Damit wird der Punkt der minimalen Leerlauf-Ausgangsspannung V_ALeerMin umschlossen. Oft ergibt sich nach Umschaltung und insbesondere Vergrößerung eines der Resonanzkondensatoren, dass die maximal geforderte Ausgangsspannung V_AMax für kleine Ausgangsströme nicht mehr erreichbar ist, wie an der nun gültigen oberen Begrenzung 4 des möglichen Arbeitsbereichs erkennbar. Je nach geforderter Ausgangsspannung V_A muss also bspw. die eine Kapazität vergrößert werden oder nicht. Dann ist besonders vorteilhaft das angegebene Betriebsverfahren anwendbar, vor allem wenn es wie hier dargestellt mindestens einen Bereich 5 gibt, der weder mit der einen Größe eines Resonanzkondensators noch mit der anderen Größe desselben Resonanzkondensators innerhalb der natürlichen Grenzen der möglichen Arbeitsbereiche liegt.
• Bei Betrieb im Normalmodus soll kein Arbeitspunkt unterhalb der von V_ALeerMin definierten Horizontalen angefahren werden, bei Überlastung oder Kurzschluss geschieht dies zwangsweise. Der unterhalb von V_ALeerMin schraffiert eingezeichnete Arbeitsbereich als Teil des möglichen Arbeitsbereichs zeigt, dass fast jeder resonante Wandler, insbesondere der hier zugrunde gelegte, kurzschlussfest ist.
• Dünn und gestrichelt sind ferner die sogenannten Isotachen eingezeichnet, also die Arbeitskurven bei jeweils konstanter (griechisch „Iso“ = gleich) Taktfrequenz (griechisch „tachys“ = Geschwindigkeit) der resonanten Halbbrücke. Der Sprung in der Taktfrequenz zwischen zwei benachbarten Isotachen beträgt jeweils 10 kHz, die niedrigere Taktfrequenz liegt jeweils rechts. Die hohe Steilheit dieser Isotachen im IV-Diagramm, jeweils gültig für den kleineren Wert eines vergrößerbaren Resonanzkondensators, zeigt, dass der im Experiment gewählte LLCC-Leistungswandler bereits von sich aus eine ausgeprägte Stromquellencharakteristik aufweist. Der volle Spannungshub von 15 V bis 54 V bewirkt bei konstanter Taktfrequenz nur wenige mA Änderung des Ausgangsstroms I_A. Zur Ausregelung von Änderungen der Ausgangsspannung V_A ist also nur eine geringe Frequenzverstellung nötig, um den Ausgangsstrom konstant zu halten.
• Auch bei den Eintakt-Leistungswandlern gibt es natürliche Grenzen ihrer möglichen Arbeitsbereiche, insbesondere bei CRM oder TCM als ihrem Normalmodus, die durch die Topologie an sich, durch die Auslegung ihrer Bauteile und durch den Taktgenerator definiert sind. Der Taktgenerator erzeugt bspw. aus einem analogen Signal eine PWM mit einer Taktperiode T, womit der aktive Leistungstransistor angesteuert wird. Dabei wechseln sich Einschaltzeitdauern t_On und Ausschaltzeitdauern t_off jeweils ab. Es gilt also t_On + t_off = T. Eine für den möglichen Arbeitsbereich wichtige Größe ist die minimale Einschaltzeitdauer t_OnMin, die der Taktgenerator noch zuverlässig erzeugen kann. Die zweite wichtige Größe ist der Wert L der in jedem Eintakt-Leistungswandler mindestens einen vorkommenden Speicherinduktivität. Die Eingangsspannung E, die immer auch von einem Leistungsfaktorkorrektor angeboten sein kann, und auf die die Ausgangsspannung V_A zurückbezogen werden kann, ist die dritte wichtige Größe.
• Der Arbeitsbereich eines Tiefsetzstellers als Leistungswandler im IV-Diagramm von 3a ist mit seiner oberen Begrenzung V_AMax intrinsisch auf seine Eingangsspannung E gedeckelt. Denn jeder Tiefsetzsteller kann nur Ausgangsspannungen V_A kleiner als seine Eingangsspannung erzeugen. Gestrichelt eingezeichnet, da nur durch Sekundärparameter der Bauteile des Tiefsetzstellers definiert, sind die Koordinaten für die maximale Ausgangsleistung P_AMax und den maximalen Ausgangsstrom I_AMax. Die untere Begrenzung desselben Arbeitsbereichs liegt bei V_A = 0, wofür der aktive Leistungstransistor bei höheren Ausgangsströmen nur sehr selten und sehr kurz eingeschaltet wird und bei kleinen Ausgangsströmen so gut wie überhaupt nicht mehr. Für die folgende Überlegung zur Herleitung der linken Begrenzung 11 für kleine Ausgangsströme, auf der gerade noch der für den betrachteten Tiefsetzsteller vorgesehene Normalmodus gegebenen ist, sei als ebendieser der oben schon erläuterte CRM oder TCM vorausgesetzt.
• Der Strom I_L in der Speicherinduktivität L vollführt also einen lückenlosen und gleichmäßigen Sägezahnverlauf zwischen null und Î_L. Für den Tiefsetzsteller folgt daraus erstens, dass sich sein Ausgangsstrom durch die einfache Gleichung $${\mathbf{I}}_A={\widehat{\text{I}}}_L/2$$

  

  definiert, weil die Speicherinduktivität L direkt in Serie zu seinem Ausgang geschaltet ist, und zweitens, dass das für den CCM (Continuous Conduction Mode) bekannte Spannungsübersetzungsverhältnis $${\mathbf{V}}_A/\mathbf{E}={\mathbf{t}}_{On}/\mathbf{T}$$

  

  hier ebenso gilt. Der Spitzenstrom gehorcht der Bedingung $${\widehat{I}}_L=\left(\mathbf{E}-{\mathbf{V}}_A\right){\mathbf{t}}_{On}/\mathbf{L}$$

  

  gemäß der steigenden Flanken obigen Sägezahns, woraus sich $$I_{AMin}=\left(\text{E}-{\mathbf{V}}_A\right){\mathbf{t}}_{OnMin}/2L$$

  

  für einen minimal möglichen Ausgangsstrom I_AMin ergibt. Dieser hängt nicht nur linear von t_OnMin ab, sondern ist auch umso größer, je kleiner V_A ist. Dies führt zu der fehlenden Ecke, dargestellt durch die Diagonale 11, in der Umgebung des Ursprungs des IV-Diagramms im Arbeitsbereich von 3a sogar für einen Tiefsetzsteller als einfachsten getakteten elektronischen Leistungswandler.
• 3b zeigt dieselbe Überlegung für die vier tief- und hochsetzenden Eintakt-Leistungswandler, nämlich Drosselinverswandler, Cuk, Zeta und SEPIC, die bei gleichem t_On/T jeweils - abgesehen von der Polarität - identische Spannungsübersetzungen erzeugen, wobei ersterer zur Herleitung herangezogen wird. Im Gegensatz zum Tiefsetzsteller können die „hiesigen Vier“ theoretisch unendlich hohe Ausgangsspannungen erzeugen, weshalb die Koordinate für V_AMax hier gestrichelt eingezeichnet ist, denn die maximale Ausgangsspannung muss in die Bauteile hineindimensioniert, als maximaler Sollwert abgespeichert oder anderweitig vorgehalten und von einer Regelung eingehalten werden. Da nun die Speicherinduktivität L nur noch dann mit dem Ausgang verbunden ist, wenn der aktive Transistor gerade ausgeschaltet ist, gilt für den Ausgangsstrom $${\text{I}}_A=\left({\widehat{I}}_L/2\right)\left({\mathbf{t}}_{Off}/\mathbf{T}\right)$$

  

  mit einem Gewichtungsfaktor t_Off/T im Vergleich zum Tiefsetzsteller, der die relative Ankoppeldauer des Ausgangs an die Speicherinduktivität L beziffert. Deshalb weicht auch die Spannungsübersetzung des Drosselinverswandlers mit $${\mathbf{V}}_A/\mathbf{E}={\mathbf{t}}_{On}/{\mathbf{t}}_{Off}$$

  

  von obiger ab. Weil die Speicherinduktivität im Drosselinverswandler von der Eingangsspannung direkt aufmagnetisiert wird, gehorcht der Spitzenstrom nun der geänderten Bedingung $${\widehat{I}}_L=\mathbf{E}{t}_{On}/\mathbf{L}$$

  

  anhand der steigenden Flanken obigen Sägezahns. Die beiden letzten Gleichungen in die darüber für I_A eingesetzt ergibt $${\mathbf{I}}_A={\mathbf{E}}^2{t}_{On}{}^2/2L{V}_{A}T$$

  

  nach Eliminierung von t_Off. Die spätere Fokussierung auf t_OnMin wird hierdurch vorbereitet. Der Term t_On ²/T lässt sich wie folgt $${\mathbf{t}}_{On}{}^2/\mathbf{T}={\mathbf{V}}_A{t}_{On}/\left({\mathbf{V}}_A+E\right)$$

  

  umformen, wobei obige Spannungsübersetzung des Drosselinverswandlers erneut zum Einsatz kommt sowie das t_On + t_off = T. Damit lässt sich die Periodendauer T und das t_On ² aus der Gleichung für den Ausgangsstrom $$I_A={\mathbf{E}}^2{t}_{On}/2L\left({\mathbf{V}}_A+\mathbf{E}\right)$$

  

  eliminieren. Das minimal mögliche t_OnMin dort eingesetzt ergibt $${\mathbf{I}}_{Amin}={\mathbf{E}}^2{t}_{OnMin}/2L\left({\mathbf{V}}_A+\mathbf{E}\right)$$

  

  als Bedingung für den minimal möglichen Ausgangsstrom, von denselben Größen abhängig wie beim Tiefsetzsteller und wieder umso größer, je kleiner die Ausgangsspannung ist. Die letzte Gleichung führt zu der Kurve 12 als natürliche linke Begrenzung des möglichen Arbeitsbereichs eines Drosselinverswandlers, wie er in 3b dargestellt ist. Beide Begrenzungen 11 und 12 der jeweiligen Arbeitsbereiche wandern umso näher an die V_A-Achse heran, je größer die Speicherinduktivität L ist. Damit ist obige erste Möglichkeit, durch Erhöhung einer installierten Blindleistung einen möglichen Arbeitsbereich zu vergrößern, bestätigt.
• Die Berechnung des Arbeitsbereichs eines hartschaltenden reinen Hochsetzstellers läuft analog ab und ergibt $${\mathbf{I}}_{Amin}={\mathbf{E}}^2{t}_{OnMin}/2L{V}_A$$

  

  als Bedingung für den minimal möglichen Ausgangsstrom. Der Arbeitsbereich des Hochsetzstellers entspricht - abgesehen von der feststehenden Hyperbel der maximalen Ausgangsleistung P_AMax - exakt dem des Drosselinverswandlers, nur um 1 E parallel zur V_A-Achse noch oben verschoben.
• Dass kleine und sehr kleine Ausgangsströme selbst mit den einfachsten getakteten elektronischen Leistungswandlern, den Eintakt-Leistungswandlern, in ihrem Normalmodus (bspw. CRM oder TCM) nicht erreichbar sind, obwohl dies bspw. für ein tiefes Dimmen von LED nötig ist, wenn diese von den Leistungswandlern versorgt und gesteuert werden, unterstreicht die Notwendigkeit des angegebenen Betriebsverfahrens.
• Im Gegensatz zu vielen anderen Verfahren der Takterzeugung spielt hier die Restwelligkeit der vom angegebenen Betriebsverfahren gesteuerten Größe die entscheidende Rolle. Diese Restwelligkeit, die auch als Modulationstiefe der Strommodulation des Ausgangsstroms bezeichnet werden kann, soll in einem gewünschten Bereich gehalten werden, um unerwünschte Stroboskopeffekte und Lichtflicker zu vermeiden bzw. zu minimieren. Deshalb muss zunächst diese Restwelligkeit definiert werden, die von einer Taktung verursacht nicht nur von der Periodendauer T, sondern auch vom Tastverhältnis oder Duty-Cycle D derselben Taktung abhängt.
• 4a zeigt das Einstiegmodell hierfür. Ein konstanter Strom I_C wird dabei mit einer Periodendauer T periodisch unterbrochen auf die Parallelschaltung bestehend aus Filterkondensator C_A und Lastwiderstand R_A geschaltet. Während der Zeitdauern t_On steht der „Schalter“ auf „On“, während der Zeitdauern t_Off entsprechend auf „Off“. Wie schon oben gilt t_On + t_Off = T. Damit entspricht der zeitliche Mittelwert I_A des Ausgangsstroms I_A gemäß $${\underset{\_}{I}}_A=I_C{t}_{On}/\mathbf{T}={\text{I}}_{c}D$$

  

  dem zeitlich gewichteten Ladestrom I_C, wobei zugleich das Tastverhältnis oder der Duty-Cycle D = t_On / T definiert ist. Ebenso wird klar, dass der Ladestrom I_C dem maximalen Ausgangsstrom I_AMax entspricht, für den ein D = 1 gelten muss. Dieser maximale Ausgangsstrom entspricht entweder dem Nenn- oder Konstruktionsstrom eines kompletten elektronischen Leistungswandlers oder dem Strom, den ein getakteter elektronischer Leistungswandler im Normalmodus an einem Arbeitspunkt auf der natürlichen linken Begrenzung seines möglichen Arbeitsbereichs abgibt.
• Als Vereinfachung soll gelten, dass die Welligkeit der Filterkondensatorspannung V_C der Welligkeit des Ausgangsstroms I_A genau entspricht, was für rein ohmsche Lasten mit relativ hohem Widerstandswert als zulässige Vereinfachung angenommen werden darf, weil die absolute Stromwelligkeit klein gegenüber der absoluten Spannungswelligkeit ist und letztere somit kaum beeinflusst. Dann ist die Definition der Welligkeit X durch $${\mathbf{C}}_{A}Delta\left({\mathbf{V}}_c\right)=\mathbf{X}={\underset{\_}{I}}_A{t}_{Off}$$

  

  zulässig. Durch Einsetzen der Gleichung darüber entsteht mit $$\mathbf{X}=\mathbf{T}{\underset{\_}{I}}_A\left(1-\mathbf{D}\right)=\mathbf{T}{I}_{C}D\left(1-\mathbf{D}\right)$$

  

  die dazugehörige Gleichung, aus der t_Off eliminiert ist. Die Auflösung nach T bzw. nach der Taktfrequenz f = 1/T führt mit $$\mathbf{f}={\mathbf{I}}_{C}D\left(1-\mathbf{D}\right)/\mathbf{X}={\mathbf{I}}_C\left(\mathbf{D}-{\mathbf{D}}^2\right)/\mathbf{X}={\mathbf{I}}_C\left(\raisebox{1ex}{$1$}\!\left/ \!\raisebox{-1ex}{$4$}\right.-{\left(\mathbf{D}-\raisebox{1ex}{$1$}\!\left/ \!\raisebox{-1ex}{$2$}\right.\right)}^2\right)/\mathbf{X}$$

  

  zur gesuchten Bestimmungsgleichung für die von D abhängige Taktfrequenz f bei konstanten I_C und X. Sie beschreibt eine auf den Kopf gestellte Parabel zweiter Ordnung mit einem $${\mathbf{f}}_{Peak}={\mathbf{I}}_C/4X={\mathbf{I}}_C/4\left({\mathbf{C}}_{A}Delta\left({\mathbf{V}}_C\right)\right)$$

  

  als Maximum bei D = ½ und mit Nullstellen bei D = 0 und bei D = 1. Die Auflösung von X in der vorletzten Gleichung bringt mit $$\mathbf{f}=\left(\raisebox{1ex}{$1$}\!\left/ \!\raisebox{-1ex}{$4$}\right.-{\left(\mathbf{D}-\raisebox{1ex}{$1$}\!\left/ \!\raisebox{-1ex}{$2$}\right.\right)}^2\right){\mathbf{I}}_C/\left({\mathbf{C}}_{A}Delta\left({\mathbf{V}}_C\right)\right)$$

  

  die vier Abhängigkeiten der Taktfrequenz zutage, um die Ausgangswelligkeit Delta (V_C) konstant zu halten:
• • Je höher die Kapazität des Ausgangsfilterkondensators C_A ist, desto niedriger kann die Taktfrequenz f gewählt sein.
• • Je höher der Ladestrom bzw. der maximale Ausgangsstrom I_C ist, desto höher muss die Taktfrequenz f gewählt sein.
• • Je niedriger die Ausgangswelligkeit Delta(V_C) sein soll, desto höher muss die Taktfrequenz f gewählt sein.
• • Der Term ¼-(D-½)² beschreibt die auf den Kopf gestellte Parabel, deren Werte abhängig vom Tastverhältnis D mit den obigen drei statischen Faktoren multipliziert werden müssen, um die tatsächlich passende Taktfrequenz f zu erhalten.
• Eine sich aus diesem Parabelterm ergebende Erhöhung der Taktfrequenz „in der Mitte“ der D-Werte und eine Reduzierung dieser Frequenz an „den Rändern“ ist ein Kernpunkt des angegebenen Ansteuerverfahrens, um über einen weiten D-Bereich hinweg eine konstante Restwelligkeit Delta(V_c) zu erzielen beziehungsweise eine maximal zulässige Restwelligkeit konstant auszunutzen. Von der Rückseite aus betrachtet, also gültig für konstante Taktfrequenz f, ist die Restwelligkeit $$\mathbf{Delta}\left({\mathbf{V}}_C\right)=\mathbf{X}/{\mathbf{C}}_A$$

  

  eines durch die zugehörige Taktung gesteuerten Signals umso größer, je näher D bei ½ liegt.
• 4b veranschaulicht den bei LED-Versorgung vorliegenden Lastfall. Dem jetzt nur noch differenziellen Lastwiderstand R'_A, der auch deutlich niederohmiger als obiger R_A ist, ist eine LED-Kette in Serie geschaltet, die in das ganze Modell eine konstante Ausgangsspannung V_A einprägt. Insbesondere deshalb wirkt Delta(V_c) wesentlich stärker welligkeitsbildend als bei obiger rein ohmscher Belastung. Damit beziffert obige Berechnung die niedrigsten aller möglichen Frequenzen für konstante Restwelligkeit bei Steuerung durch Taktung, denn eine durch einen niederohmigeren differenziellen Widerstand verursachte stärkere Welligkeitsbildung kann nur durch entsprechend höhere Taktfrequenzen kompensiert werden, um letztlich wieder die gleiche konstante und niedrige Restwelligkeit zu erzielen.
• Für 5 wird die letzte Aussage mit der Berechnung darüber kombiniert. Obige Parabelgleichung ergibt über die Umrechnung $${\mathbf{f}}_{Max}=2f_{Peak}={\mathbf{I}}_C/2X={\mathbf{I}}_C/2\left({\mathbf{C}}_{A}Delta\left({\mathbf{V}}_C\right)\right)$$

  

  die umgekehrte Parabel 20 als unterste Begrenzung für die Taktfrequenzen, die für eine Taktung gewählt werden können, um insbesondere bei rein ohmschen Lasten eine als zulässig gegebene Restwelligkeit über den gesamten D-Bereich von 0 bis 1 sowohl nicht zu überschreiten als auch optimal auszunutzen. Je differenzieller der ohmsche Anteil der Last und je dominanter eine fest eingeprägte LED-Lastspannung V_A wird, dargestellt durch die Bewegung des fallenden Scharparameters R'_A, desto stärker wirkt eine Taktung welligkeitsbildend in der Umgebung von D = ½, und die Parabel geht mehr und mehr über in die Form eines symmetrischen Giebeldachs bestehend aus den zwei winkelhalbierenden Geradenabschnitten 22 und 23 von 5. Die Steigung dieser Geradenabschnitte entspricht der Steigung der Parabel 20 an ihren Nullstellen, da ein differenzieller Widerstand an den Randwerten D = 0 (kein Ausgangsstrom) und D = 1 (idealer Gleichstrom als Ausgangsstrom) keine Rolle spielt. Der Berührungspunkt zwischen diesen Geradenabschnitten liegt auf einer Taktfrequenz f_Max. Der Wert 2f_Max hat nur konstruktive Gründe, wie sich im Folgenden zeigen wird. In einem dem angegebenen Ansteuerverfahren zugrundeliegenden Experiment zeigt sich, dass bei üblicher Dimensionierung der Ausgangsfilterkapazität C_A und daran angeschlossenen LED-Moduln, die üblicherweise LED-Serienschaltungen umfassen, obige Giebeldachform 22+23 des Frequenzgangs einer Taktung sehr gut damit übereinstimmt, eine zulässige Restwelligkeit des durch diese Taktung gesteuerten Signals über den gesamten D-Bereich derselben Taktung exakt einzuhalten.
• Wird der differenzielle Widerstand R'_A noch kleiner, entwickelt das „Giebeldach“, also der für konstante Restwelligkeit nötige Frequenzgang, eine deutliche Spitze und schließlich eine Polstelle bei D = ½. Die Spitze deutet an, dass dort der Ausgangsstrom I_A aus 4b bei sehr kleinen differenziellen Widerständen sogar zu lücken beginnen kann, was einer unendlich hohen Restwelligkeit gleichkommt, die sehr hohe Taktfrequenzen zu ihrer Kompensation benötigt. Die Polstelle schließlich gilt für R'_A → 0, wobei die Taktfrequenz f gegen unendlich gehen müsste, um eine Restwelligkeitsgrenze einzuhalten. In anderen Worten ist es sinnlos, reinen oder idealen Dioden oder Leuchtdioden einen Kondensator als Energiespeicher parallelzuschalten.
• Im Folgenden wird der Vermutung nachgegangen, dass für alle D > ½ die Ausschaltzeitdauer t_off = t_OffMin einer Takterzeugung konstant sei, und dass für alle D < ½ die Einschaltzeitdauer t_On = t_OnMin derselben Takterzeugung konstant sei. In der Mitte, also bei D = ½, gilt beides, also t_off = t_OffMin = t_On = t_OnMin = T_Min/2.
• Der über $$\mathbf{f}=1\text{ / }\mathbf{T}\text{ und }\ddot{\text{u}}\text{ber }\mathbf{D}={\mathbf{t}}_{On}\text{/ }\mathbf{T}$$

  

  ermittelbare Zusammenhang $$\mathbf{D}/\mathbf{f}={\mathbf{t}}_{On}$$

  

  ermöglicht die Berechnung der Taktfrequenz f bei konstanter Ausschaltzeit t_OffMin = T_Min/2 abhängig von D, wobei D > ½ gilt: $${\mathbf{t}}_{On}=\mathbf{D}/\mathbf{f}=\mathbf{T}-{\mathbf{t}}_{OffMin}=\mathbf{T}-{\mathbf{T}}_{Min}/2;$$

  

  $$\mathbf{D}/\mathbf{f}=1/\mathbf{f}-{\mathbf{T}}_{Min}/2;{\mathbf{T}}_{Min}/2=1/\mathbf{f}-\mathbf{D}/\mathbf{f}=\left(1-\mathbf{D}\right)/\mathbf{f}.$$

  
• Die letzte Gleichung führt zu $$\mathbf{f}=2{\mathbf{f}}_{Max}\left(1-\mathbf{D}\right)$$

  

  als gesuchtes Ergebnis, wobei T_Min = 1 / f_Max berücksichtig ist. Dies ist exakt die Bestimmungsgleichung für das Geradenstück 22 von 5.
• Dieselbe Berechnung für D < ½ bei einer Takterzeugung mit konstanter Einschaltzeitdauer t_On = t_OnMin ergibt über $${\mathbf{t}}_{OnMin}={\mathbf{T}}_{Min}\text{/}2=1\text{ / }2{\mathbf{f}}_{Max}=\mathbf{D}\text{/}\mathbf{f}$$

  

  die Gleichung $$\mathbf{f}=2{\mathbf{f}}_{Max}D$$

  

  als Bestimmungsgleichung für das Geradenstück 23 aus 5.
• Die dort mit dem Geradenzug 22+23 dargestellte Giebeldachform genügt also exakt einem Takterzeugungsschema, bei dem für alle D > ½ die Ausschaltzeitdauer t_Off konstant bleibt und für alle D < ½ die Einschaltzeitdauer t_On. Das angegebene Ansteuerungsverfahren verhält sich zumindest in zwei zusammenhängenden Abschnitten variabler D-Werte des gesamten D-Bereiches dementsprechend oder zumindest näherungsweise entsprechend diesem Takterzeugungsschema.
• Dieses Ansteuerverfahren, also bei D = 0 beginnend mit einer konstanten Einschaltzeit t_On das D bis ½ zu vergrößern, indem die Taktfrequenz linear zunimmt, und danach mit konstanter Ausschaltzeit t_off das D weiter bis 1 zu vergrößern, indem die Taktfrequenz wieder linear abnimmt, kann bspw. für die Übertragung analoger Signale über eine galvanische Isolationsbarriere hinweg angewandt werden, wobei das Signal im Tastverhältnis D kodiert ist, oder für die Erzeugung des Taktsignals für den mindestens einen aktiven Leistungstransistor eines getakteten elektronischen Leistungswandlers, der elektrische Leistung über eine galvanische Barriere in Form eines Isolationstransformators übertragen soll, wobei die Höhe der Leistung im Tastverhältnis D kodiert ist, oder für die Steuerung eines Burstmodus', was im Folgenden näher erläutert wird.
• Von einem D = 1 beginnend bedeutet dasselbe Ansteuerverfahren, mit einer niedrigen Takt- oder Burstfrequenz f während einer relativ kurzen Zeitdauer t_Off einen Energiefluss periodisch auszuschalten und von dort beginnend das D zu verkleinern, indem t_Off konstant gehalten und die Takt- oder Brustfrequenz f erhöht wird bis zu einem D = ½. Daher heißt die dazu korrespondierende Diagonale 22 aus 5 auch Konstant-toff-Ast des Ansteuerverfahrens. Am Punkt D = ½ hat f einen maximalen Wert f_Max, und sind die Ausschaltzeitdauer t_Off - also die Pause zwischen bspw. zwei aufeinanderfolgenden Bursts - und die Einschaltzeitdauer t_On - also bspw. die Burstdauer - gleich lang. Danach wird diese Einschaltzeitdauer t_On konstant gehalten, und zu einer weiteren Reduktion des Tastverhältnisses D wird die Takt- oder Burstfrequenz f wieder reduziert. Daher wird die dazu korrespondierende Diagonale 23 aus 5 auch als Konstant-ton-Ast des Ansteuerverfahrens bezeichnet. Das Tastverhältnis D bedeutet ab hier auf die beispielhafte Beschreibung eingeschränkt nur jeweils das Verhältnis aus Burstlänge t_On zu Burstperiode 1/f., in einem nicht weiter beschriebenen Allgemeinfall kann es aber auch das Verhältnis aus Einschaltzeitdauer zu Taktperiode bedeuten. Gleiches gilt für die Zeitdauern t_On und t_Off, die nur hier auf die beispielhafte folgende Beschreibung eingeschränkt eine Burstlänge und eine Pausendauer beschreiben, in einem Allgemeinfall aber ebenso eine Einschaltzeit und eine Ausschaltzeit bezeichnen können.
• 6a zeigt ganz links einen Bereich mit obigem Ansteuerverfahren und einige mögliche Effekte davon sowie insgesamt die Einbindung dieses Ansteuerverfahrens in ein Betriebsverfahren für Stromversorgungen, insbesondere für LED-Betriebsgeräte, die ihren Ausgangsstrom auf Werte nahe null herunterdimmen können sollen. Das hier verzeichnete Tastverhältnis D bezieht sich grundsätzlich auf das obige Ansteuerverfahren, bei dem im Wesentlichen die Taktfrequenz verstellt wird, insbesondere in den Bereichen von D zwischen 99% und 80% sowie zwischen 30 % und 1 %. In diesen Bereichen ist die Welligkeit W des Ausgangssignals, hier des Ausgangsstroms bspw. zur Versorgung von LED, zwar erhöht auf zulässige Werte zwischen 5% und 10%, aber wie für das angegebene Ansteuerverfahren gefordert jeweils konstant. In diesen beiden Bereichen arbeitet das Betriebsgerät jeweils in einem Burstmodus.
• Rechts davon herrscht ein D = 100% sowie eine ebenso konstante, aber kleinere Welligkeit W des Ausgangssignals bezogen auf einen Maximalstrom, der dem Punkt PS = 100 % entspricht. Hier ist der Ausgangsstrom an der x-Achse relativ in Form eines Prozentsatzes PS angetragen, jeweils bezogen auf obigen Maximalstrom. In dem größeren rechten Bereich der 6a arbeitet das Betriebsgerät in seinem Normalmodus wie durch D = 100 % repräsentiert (also kein Burstmodus), der darin angewandte hartschaltende oder anderweitig angesteuerte elektronische Eintakt- oder Gegentakt-Leistungswandler bedient folglich lauter solche Arbeitspunkte, die innerhalb seines möglichen Arbeitsbereichs gemäß einer der 1a bis 3b liegen. Im Normalmodus wird die Welligkeit W fast ausschließlich von der Arbeit des Leistungswandlers in Interaktion mit seinem Ausgangsfilter und dem parallel dazu wirkenden differenziellen Widerstand der gerade angeschlossenen Last bestimmt. Denn in den meisten Fällen ist es die Aufgabe des Leistungswandlers, neben der Einstellung des geforderten Ausgangsstroms die Schwankungen in seiner internen Versorgungsspannung E aktiv herauszufiltern bzw. herauszuregeln, die fast immer von einem Netzgleichrichter oder von einem Leistungsfaktorkorrektor bereitgestellt wird und daher fast immer einen sogenannten „Netzbrumm“ von doppelter Netzfrequenz aufweist. Diese Arbeit eines Leistungswandlers im Normalmodus ist zwar Bestandteil des angegeben Betriebsverfahrens, wird aber aufgrund ihrer weitreichenden Bekanntheit nicht weiter beschrieben. Einzig zur Restwelligkeit bzw. der Modulationstiefe der Strommodulation des Ausgangsstroms in der Leistungswandler-Taktfrequenz des geforderten Ausgangsstroms sei angemerkt, dass die Restwelligkeit mit Reduktion des Ausgangsstroms absolut abnimmt, wenn die Taktfrequenz des Leistungswandlers zur Erzielung dieser Reduktion zunimmt. Das in jedem getakteten Leistungswandler enthaltene Ausgangstiefpassfilter, dessen Komponenten zumindest teilweise auch von einem Resonanzkreis umfasst sein können, wirkt dann umso besser, je kleiner der aktuelle Ausgangsstrom sein soll. Bei entsprechender Filterabstimmung kann erreicht werden, dass die Restwelligkeit sogar relativ zum aktuellen Ausgangsstrom konstant ist im gesamten rechten Bereich von PS = 100 % bis herunter zu PS = 10 %.
• Obiger maximale Ausgangsstrom ist entweder bei einer (bspw. vom angeschlossenen LED-Modul vorgegebenen) Ausgangsspannung konstruktiv maximal möglich oder bei Inbetriebnahme des Betriebsgeräts fest und unterhalb des maximal möglichen Wertes eingestellt. Im Normalmodus kann fast jeder getaktete elektronische Leistungswandler bei allen für ihn üblichen Ausgangsspannungen 40% bis 4% dieses maximalen Ausgangsstroms erreichen, die Modusgrenze des angegebenen Betriebsverfahrens liegt also bei PS = 40% ... 4%. Diese Modusgrenze entspricht der linken natürlichen Grenze eines für den im Betriebsgerät arbeitenden Leistungswandler möglichen Arbeitsbereichs gemäß einer der 1a bis 3b. Soll dennoch ein Arbeitspunkt knapp links davon bedient werden, springt das angegebene Betriebsverfahren in seinen Burstmodus, üblicherweise mit einem D = 99% oder von ähnlichem Wert. Dabei bleibt der Wert der speziellen Steuergröße, bspw. der Taktfrequenz, womit der Leistungswandler AUF die Grenze seines möglichen Arbeitsbereichs gelangt ist, für alle weiteren Aktionen jenseits dieser Grenze im Burstmodus jeweils konstant. Dadurch entfällt auch das aktive Ausregeln des Netzbrumms, also das Herausfiltern der Schwankungen der internen Versorgungsspannung E. Der Sprung in der Welligkeit W in 6a von ca. 3% auf ca. 10% an der Stelle einer Modusgrenze mit Prozentsatz PS = 10% ist genau davon verursacht, denn jeder getaktete elektronische Leistungswandler, der starr angesteuert wird, gibt alle Schwankungen seiner Eingangsspannung E wie hier den Netzbrumm proportional an seinen Ausgang weiter. Das Weitergeben dieser Schwankungen an den momentanen Ausgangsstrom ist bei allen kleineren als für die Modusgrenze üblichen Prozentsätzen PS = 40 % ...4 %, wo generell im Burstmodus gearbeitet wird, auch deshalb möglich, weil an diesen Stellen die übertragene Leistung bereits deutlich reduziert ist und damit auch die die Schwankungen verursachende Amplitude des Netzbrumms.
• Da laut 5 beim Eintritt in den Burstmodus mit bspw. D₉₉ = 0,99 theoretisch fast unendlich niedrige Burstfrequenzen f möglich wären, wird in der Praxis an dieser Stelle die Burstfrequenz f₉₉ so hoch eingestellt, dass die Welligkeit W des Ausgangssignals trotz Schwankungen der internen Versorgungsspannung den zulässigen Wert von bspw. 5% bis 10% nicht übersteigt. Daraus ergibt sich auch die zunächst konstante Ausschaltzeitdauer t_Off, also die Pausendauer zwischen zwei aufeinanderfolgenden an dieser Stelle noch sehr langen Bursts, über $${\mathbf{f}}_{99}=1\text{ /}\left({\mathbf{t}}_{On}+{\mathbf{t}}_{Off}\right)={\mathbf{D}}_{99}\text{/}{\mathbf{t}}_{On}$$

  

  und $${\mathbf{t}}_{Off}={\mathbf{t}}_{On}\text{/}{\mathbf{D}}_{99}-{\mathbf{t}}_{On}=\left(1-{\mathbf{D}}_{99}\right){\mathbf{t}}_{On}\text{/}{\mathbf{D}}_{99}$$

  

  zu $${\mathbf{t}}_{Off}=\left(1-{\mathbf{D}}_{99}\right)\text{/}{\mathbf{f}}_{99}.$$

  
• Für Prozentsätze PS wie in 6a eingezeichnet bspw. kleiner als 10 % wechselt das Betriebsverfahren in seinen Burstmodus. In diesem Bereich des Betriebsverfahrens ist die Welligkeit W des Ausgangsstroms deutlich größer als im Bereich mit Normalmodus des getakteten elektronischen Leistungswandlers. Diese größere Welligkeit W des Ausgangsstroms im Burstmodus ist sogar erwünscht, weil Lichtinstallationen mit vielen Leuchtdioden, die in Serie geschaltet sind und somit mit demselben Strom betrieben werden, ein grobkörniges Aussehen bekommen, wenn derselbe Strom sehr weit heruntergedimmt wird und dabei absolut glatt wäre. Grund sind Fehlstellen im LED-Kristall, die jeder einzelnen Leuchtdiode einen individuellen Minimalstrom aufprägen, der durchaus noch positiv ist, und bei dessen Unterschreiten die betroffene Leuchtdiode erstmals absolut dunkel wird. Manche Leuchtdioden tun dies als erste, während eine andere vielleicht als einzige bis zum Schluss leuchtet. Die optische Erscheinung einer mit vielen Leuchtdioden ausgestatteten und derart betriebenen Lichtinstallation leidet darunter erheblich. Durch die größeren zulässigen Werte der Welligkeit W des Leuchtdiodenstroms bei diesen geringen Helligkeiten, bspw. bei PS < 10%, leuchten alle an derselben Lichtinstallation beteiligten Leuchtdioden annähernd gleich hell, aber sozusagen mikro-gepulst, und eine weitere Verdunkelung geschieht durch Reduktion eines Tastverhältnisses, das vom Auge in eine sich kontinuierlich reduzierende Helligkeit geglättet wird. Hinzu kommt ein positiver Glitzereffekt, denn bei sehr geringen Helligkeiten ist das menschliche Auge daran gewöhnt, dass die Lichtquellen leicht flackern wie bspw. der natürliche Sternenhimmel.
• Genau deswegen erlaubt das angegebene Betriebsverfahren im Burstmodus sogar noch höhere Werte für die Welligkeit W des Ausgangsstroms bspw. eines mit dem Betriebsverfahren arbeitenden LED-Betriebsgeräts, als sie das oben beschriebene und hierfür grundsätzlich vorgesehene Konstant-toff-und-dann-konstant-t_On-Ansteuerverfahren eigentlich ergäbe. Dazu wird das Ansteuerverfahren, bei dem zunächst unter einem im Wesentlichen konstanten t_Off die Burstfrequenz f erhöht wird, um das Tastverhältnis D zu reduzieren, ab einem ersten Punkt A abgewandelt, an dem die Burstfrequenz f einen Wert f_DACH erreicht, der deutlich unter dem Wert von f_Max aus 5 liegt. In 6a liegt dieser Punkt A etwa bei D = 80%. Danach, also für kleiner werdende D, wird klassische PWM bei einer konstanten Burstfrequenz f = f_DACH verwendet, wodurch die Welligkeit W gemäß Zeichnung steil ansteigt auf einen Wert von 80% für D = ½, womit ein Maximalwert beziffert ist. Üblicherweise soll diese Spitzenwelligkeit 25% ... 40% des Ausgangsstroms an der Modusgrenze betragen. Bei weiterer Reduktion des Tastverhältnisses unter D = ½ bei unveränderter Burstfrequenz f = f_DACH nimmt die Welligkeit ebenso steil wieder ab, wie sie zuvor zugenommen hat bis zu einem zweiten Punkt B, nach dessen Überschreitung eine kleinere Burstfrequenz f < f_DACH nötig ist gemäß des Konstant-t_On-Asts 23 des angegebenen Ansteuerverfahrens. Dieser zweite Punkt B liegt gemäß 6a bspw. bei etwa D = 30 %. Für noch kleinere Tastverhältnisse D hält die Welligkeit W wieder konstant den zulässigen Wert von bspw. 5% bis 10% ein wegen einer Befolgung des Konstant-t_On-Asts 23 des angegebenen Ansteuerverfahrens.
• Diese Spitze im Verlauf der Welligkeit W über dem Tastverhältnis D entspricht der Giebeldachform von 5 bestehend aus dem ansteigenden Ast oder Konstant-toff-Ast 22 und dem abfallenden Ast oder Konstant-t_On-Ast 23, nur invers interpretiert: War dort das Ziel, über eine Frequenzverstellung die Welligkeit W über alle D konstant zu halten, ist soeben die Frequenz konstant f = f_DACH, wodurch in 6a die Welligkeit W über einer Variation des Tastverhältnisses D von bspw. 80 % bis 30 % ansteigen und wieder abfallen muss mit einem Welligkeitsmaximum bei D = ½, also bei PS = 5 %. Denn bei einem als konstant angenommenem Tastverhältnis D verhält sich eine Welligkeit W_x generell mit einem Faktor proportional zur Periodendauer 1/f_x. Werden zwei Welligkeiten aus demselben Leistungswandler und ihre zugehörigen Periodendauern miteinander verglichen, kürzt sich gemäß $${\mathbf{W}}_1\text{/}{\mathbf{W}}_2=\left(1\text{ /}{\mathbf{f}}_1\right)\text{/}\left(1\text{ /}{\mathbf{f}}_2\right)={\mathbf{f}}_2\text{/}{\mathbf{f}}_1$$

  

  obiger Proportionalitätsfaktor heraus, und es bestätigt sich nicht nur, dass eine höhere Frequenz f₂ eine geringere Welligkeit W₂ zur Folge hat und dementsprechend eine geringere Frequenz f₁ eine höhere Welligkeit W₁, sondern auch, dass die Welligkeiten im umgekehrten Verhältnis zu ihren Frequenzen stehen, was sich auch aus der Definition der Periodendauern ergibt. Daher verläuft hier über D die Welligkeit W genau in derselben Giebeldachform, nach welcher in 5 die Frequenz f verläuft.
• 6b zeigt einen solchen ersten Punkt A, an dem die Konstant-toff-Ansteuerung des Burstmodus' in eine Konstant-f_DacH-PWM übergeht, und einen zweiten Punkt B, an dem die klassische Burst-PWM in eine Konstant-ton-Ansteuerung für den Burstmodus übergeht, als Stellen auf den jeweiligen x- bzw. D-Achsen und dazwischen die konstante Burstfrequenz f = f_DACH < f_Max sowie die davon verursachten Effekte. Weil hier nur noch Arbeitspunkte unterhalb der Modusgrenze, also lauter solche im Burstmodus dargestellt sind, kann das Tastverhältnis D den Prozentsatz PS von 6a auf der x-Achse ersetzen. 6b ist die Vergrößerung und Detaillierung des kurzen linken Teils der vorausgehenden Figur. Die Restwelligkeit W bezieht sich hier auf den Wert des Ausgangsstroms an der Modusgrenze bei D = 100 %, wenn der differenzielle Lastwiderstand über den hier betrachteten Ausgangsstrom-Teilbereich hinweg konstant ist. Auffällig ist, dass alle Übergänge trotz der Änderungen im Ansteuerverfahren jeweils stetig ablaufen.
• Im oberen Graphen ist gestrichelt die besagte Giebeldachform bestehend aus dem Konstant-toff-Ast 22 und dem Konstant-t_On-Ast 23 eingezeichnet, wonach diejenigen Burstfrequenzen f in kHz darstellbar sind, die sich theoretisch gemäß dem angegebenen Ansteuerverfahren ergeben, um - wie im unteren Graphen abschnittsweise dargestellt - eine konstante Restwelligkeit W von bspw. 5 % in Bezug auf den Ausgangsstrom an der Modusgrenze zu erhalten. Wie durch die gepunktete Diagonale und die Schraffuren darunter dargestellt, sind an der Modusgrenze am rechten Rand dieses unteren Graphen ¾ der Restwelligkeit durch die Schwankungen der internen Versorgungsspannung E bzw. durch den Netzbrumm verursacht, dessen Effekt bei Abnahme der Ausgangsleistung, für Versorgung von LED also bei Abnahme des Ausgangsstroms und somit bei Abnahme von D ebenso linear abnimmt. Daher darf am linken Rand, also bspw. bei D = 1 %, die volle Restwelligkeit durch den Burstbetrieb als solchen verursacht sein, wofür beispielsweise eine Burstfrequenz f₀₁ = 100 Hz ausreicht, wohingegen am rechten Rand nur noch ¼ der Restwelligkeit für die Effekte eines Burstmodus' übrig ist. Experimente ergeben, dass für eine Burstfrequenz f₉₈ an der Stelle D = 98 % weitere 300 Hz addiert werden müssen, um die Summe der vom Burstmodus und vom Netzbrumm verursachten Restwelligkeiten W unter den dafür zulässigen Wert von bspw. 5 % zu bekommen. Deshalb muss dort, also bspw. bei D = 98 %, die Burstfrequenz f₉₈ beispielsweise 400 Hz betragen, und bei D = 1 % genügen 100 Hz als Burstfrequenz f₀₁ für denselben Effekt, was in Form der Endpunkte der durchgezogenen Linie an den entsprechenden Stellen des oberen Graphen der 6b gezeigt ist. Dies kommt auch dem zugute, dass bei PS < 1 %, also bei D < 10 % eine viermal höhere Auflösung zwischen den einzelnen Dimm-Sollwertstufen gefordert ist als in der Umgebung der Modusgrenze, was bei den oben genannten Burstfrequenzen zu jeweils gleichlangen Stufen der Verlängerung oder Verkürzung von Burst- oder Pausenzeitdauern im angegebenen Ansteuerverfahren führt. Es hilft folglich bei der Einhaltung einer logarithmischen Dimmkennlinie, indem es eine in einer (digitalen) Regelungsschaltung vorgegebene Bit-Zahl besonders gut dafür ausnutzt.
• Wegen der schon sehr kleinen Ausgangsstromwerte kommt eine LED-Last hier in den Bereich des Knies in ihrer Kennlinie. Mit Abnahme des Ausgangsstroms nimmt der differenzielle Lastwiderstand hier so stark zu und mit ihm eine Filterwirkung für den Ausgangsstrom, dass dessen Restwelligkeitswerte, die im Zuge der gesamten Beschreibung zu 6b genannt sind, sogar relativ zum Momentanwert des Ausgangsstroms gelten.
• Dem Unterschied zwischen f₀₁ und f₉₈ in der nötigen Burstfrequenz geschuldet nimmt der Abstand von Werten nahe null bei D = 1 % auf beispielsweise 300 Hz bei D = 98 % zu zwischen der durchgezogenen Linie des oberen Graphen dieser Figur, nach der die Burstfrequenzen tatsächlich einzustellen sind, und der gestrichelten Linie 22+23 für theoretisch konstante Restwelligkeit. Zwischen den Punkten A und B jedoch wird der Verlauf dieser Linie, der hier gepunktet dargestellt ist, verlassen, und stattdessen bei einer konstanten Burstfrequenz f_DACH, hier bspw. bei 2,0 kHz oder besonders vorteilhaft bei nur 1.25 kHz, mittels klassischer PWM das Tastverhältnis D variiert. Punkt A liegt in diesem Beispiel bei D = 65 %, Punkt B bei 36 %. Zwischen diesen beiden Punkten entsteht aufgrund der eigentlich zu niedrigen Burstfrequenz ein ähnliches Giebeldach im unteren Graphen für die Restwelligkeit W, wie es oben durch die durchgezogene waagerechte Linie für die Burstfrequenz f_DACH abgeschnitten wird. Außerhalb dieser beiden Punkte bedeuten die im unteren Graphen dargestellten Schraffuren jeweils das, was der Netzbrumm von der zulässigen Restwelligkeit W wegnimmt. Um dies auszugleichen, ist im oberen Graphen der dazu nötige Überhang bei der Burstfrequenz f eingezeichnet in Form des Abstandes zwischen durchgezogenen und gestrichelten Linien. Weil Wegnahme und Überhang linear von D abhängen, liegt im angegebenen Ansteuerverfahren der Punkt B näher bei D = ½ bzw. bei PS = 5 % als der Punkt A. Verallgemeinert ausgedrückt liegt Punkt B keinesfalls weiter entfernt von D = ½ als Punkt A.
• Ein weiterer Grund für die Deckelung der Brustfrequenz f auf den Wert f_DACH, der mit bspw. 2,0 kHz oder 1,25 kHz deutlich unter dem Wert von f_Max liegt, ist ein akustischer. Beleuchtungsobjekte tendieren dazu, auf den elektrisch in ihnen vorkommenden Frequenzen, ihren Vielfachen oder auf möglichen Subharmonischen davon auch mechanisch zu schwingen und entsprechende Störgeräusche abzugeben. Große Leuchten für große Leuchtstofflampen brummen oft mit 100 Hz. Je kleiner und kompakter die Lichtinstallationen werden wie zum Beispiel für LED-Anwendungen, desto höher wird die Frequenz, auf der sie auch mechanisch schwingen können. Mehrere kHz als mechanische Eigenresonanz sind möglich, dabei sind 3 kHz als Eigenresonanz wahrscheinlicher als 1,25 kHz. Daher ist angestrebt, mit dem Wert von f_DACH immer unterhalb solcher mechanischer Eigenresonanzen zu bleiben. Das menschliche Ohr schließlich ist für Dauergeräusche auf 1,25 kHz noch weniger empfindlich als für Dauergeräusche auf höheren Frequenzen. Schließlich lassen sich mit solch relativ niedrigen Burstfrequenzen auch Stroboskopeffekte relativ sicher vermeiden in den Gebieten, die von einem LED-Modul beleuchtet werden, das von einem Betriebsgerät versorgt und gesteuert wird, dessen elektronischer Leistungswandler gemäß dem angegebenen Betriebsverfahren arbeitet.
• Am unteren Ende der Skala für die Burstfrequenzen stehen die 60 Hz ganz bewusst. Denn unterhalb dieser niedrigsten vorkommenden Burstfrequenz kann sowohl vom LED-Modul, das von einem Betriebsgerät versorgt und gesteuert wird, dessen elektronischer Leistungswandler gemäß dem angegebenen Betriebsverfahren arbeitet, als auch vom davon beleuchteten Gebiet ein unangenehmer Flicker ausgehen.
• 7a zeigt auf dem Weg hin zu kleineren Prozentsätzen PS den Arbeitspunkt für D = 99 % bzw. PS = 9,9 %, also einen ersten möglichen Arbeitspunkt nach der Modusgrenze. Die Taktfrequenz des Normalmodus' einer für diese Messung herangezogenen resonanten Halbbrücke, deren Arbeitsbereich in 2 dargestellt ist, liegt hier konstant bei bspw. 160 kHz. Sie umfasst mindestens einen schaltbaren Bypasskondensator, der im Normalmodus jenseits der Modusgrenze auch tatsächlich ständig abgekoppelt ist. Dieser Bypasskondensator wird zur Aufnahme der 7a erstmals periodisch für eine jeweils sehr kurze Zeit angekoppelt. Das Ankoppeln ist an der zweitobersten Messkurve 21 zu erkennen, die jeweils einen tiefen Wert zeigt, wenn der Bypasskondensator angekoppelt ist, und einen konstant hohen, wenn er abgekoppelt ist. Der Zeitabstand zwischen zwei aufeinanderfolgenden Ankoppelaktivitäten, also zwischen zwei fallenden Flanken der Messkurve 21, ist die Burstperiode 1/f. Dieselbe Kurve 21 verdeutlicht das für diesen Arbeitspunkt nötige maximale Tastverhältnis D, mit „tief“ also eine abgekoppelte und mit „hoch“ eine von der resonanten Halbbrücke normal versorgte Last. Denn der schaltbare Bypasskondensator ist so groß, dass er bei seiner Ankopplung die Last faktisch abkoppelt und die resonante Halbbrücke in (fast) reine Blinkleistungsarbeit schickt, wodurch in diesen Zeiten (fast) keine Wirkleistung gebraucht wird. Dadurch wird es sehr elegant möglich, wie eingangs gefordert einen Energiefluss in Form eines Stromes periodisch zu unterbrechen und somit auch mit einer resonanten Halbbrücke, die eine fast ideale Wechselstromquelle ist, einen Betrieb im Burstmodus zu erzeugen. Genau dies ist an der obersten Messkurve 46 zu erkennen, die den aus dem an den Transformator der resonanten Halbbrücke angeschlossenen Gleichrichter herausfließenden Strom darstellt: Dieser wird jedes Mal abrupt zu null, sobald der Bypasskondensator angekoppelt wird. Die dritte Messkurve 47 zeigt den Ausgangsstrom, und die unterste oder vierte Messkurve 9 den Eingangsstrom der gesamten resonanten Halbbrücke, der aufgrund einer dafür nötigen niederohmigen Messung bei gleichzeitig hoher Messverstärkung extrem verrauscht ist. Die zugehörigen Nullpegel sind links an der y-Achse durch 0₄₆, 0₂₁ und 0₄₇ markiert wie auch ebenso in den beiden Folgefiguren. Der Nullpegel der Messkurve 9 liegt am unteren Rand des Fensters oder darunter und ist deshalb nicht dargestellt.
• Für 7b wird das Tastverhältnis D vom Maximum, das es in der vorausgehenden Figur hat, auf etwa 40 % reduziert. Gut zu erkennen sind die viel längeren Nullpausen im „obersten“ Strom 46, der aus dem Gleichrichter herausfließt, sowie die dazu korrespondierenden längeren Ankoppelphasen des mindestens einen schaltbaren Bypasskondensators, zu erkennen an den jeweils niedrigen Pegeln in der zweitobersten Messkurve 21. Im Gegensatz zur vorausgehenden Figur erscheint die Kurve 47 für den Ausgangsstrom weiter entfernt von der Messkurve 21, da er wie gefordert abgenommen hat. Die Bursts sind kürzer geworden. Die unterste Kurve 9 repräsentiert wie oben den Eingangsstrom der gesamten resonanten Halbbrücke.
• Die Welligkeit des Ausgangsstroms 47 ist an diesem Arbeitspunkt deutlich höher als am Arbeitspunkt der vorausgehenden Figur. Herkunft und Auswirkung davon sind oben bereits ausführlich beschrieben.
• 7c schließlich zeigt die Messkurven zum niedrigsten möglichen Arbeitspunkt gemäß 6b, also bei einem Tastverhältnis D in der Umgebung von 1% bzw. bei einem Prozentsatz PS von deutlich kleiner 1%. Im Gegensatz zu beiden vorausgehenden Figuren ist hier die Zeitauflösung feiner, weshalb im Gleichrichter-Ausgangsstrom 46 und im Halbbrücken-Eingangsstrom 9 einzelne Halbbrückentakte erkennbar werden, weshalb andererseits aber keine vollständige Burstperiode mehr darstellbar ist. Der Ausgangsstrom 47 ist wie gefordert weiter nach unten gewandert, und seine Welligkeit ist wieder so klein wie die in 7a. Die Last ist wie an Stromkurve 46 gut zu erkennen fast permanent abgekoppelt. An 7c wird, wie insbesondere an dem vollständigen Piek 46a im Gleichrichter-Ausgangsstrom 46 zu erkennen, ferner deutlich, dass im Burstmodus die Beginn- und bei resonanten Leistungswandlern vor allem die Endzeitpunkte jedes einzelnen Bursts besonders vorteilhaft synchron zur Arbeit des Leistungswandlers in einem Normalmodus erfolgen. Bei anderen Leistungswandlertopologien als einer resonanten Halbbrücke, bspw. bei den Eintakt-Leistungswandlern, können zur Erzeugung der Pausen zwischen den Bursts einzelne oder mehrere Ansteuerpulse hintereinander für den mindestens einen aktiven Leistungstransistor des getakteten Leistungswandlers ausgelassen werden. Das Tastverhältnis innerhalb der Bursts entspricht dabei bspw. einem minimalen für den niedrigsten Arbeitspunkt im Normalmodus nötigen Tastverhältnis.
• Als erste Bedingung für das in 7c dargestellte minimale Tastverhältnis D und damit für die minimal mögliche Burstlänge T_mess (muss noch in die Figur eingezeichnet werden, auf bei LLCaddC!) ergibt sich somit die Periodendauer einer vollständigen Taktung des im Betriebsgerät arbeitenden Leistungswandlers. Zwischen den beiden Flanken im Logiksignal 21, deren erste das Abkoppeln und deren zweite das Wieder-Ankoppeln des mindestens einen schaltbaren Bypasskondensators wiedergibt, erscheinen genau zwei Pulse des Gleichrichter-Ausgangsstroms 46. Denn die hier betrachtete resonante Halbbrücke ist ein Gegentaktwandler, und die Mittelpunktschaltung ist ein Vollwellengleichrichter. Somit gibt es immer zwei Energieübertragungsphasen pro Taktperiode.
• Zweitens muss jede geregelte Stromversorgung, insbesondere ein Betriebsgerät, das zur Energieversorgung und zum Betrieb von mannigfaltigen Arten von LED-Moduln eingerichtet ist, die daran angeschlossene Last kontinuierlich vermessen. Beispielsweise ist die Ausgangsspannung beim erstmaligen Anschalten oder nach sehr langer Betriebspause nicht bekannt, und dieselbe Spannung variiert stark mit der Modultemperatur. Beleuchtet das Modul bspw. eine Außenfassade im Winter und wurde gerade angeschaltet, kann die Ausgangsspannung deutlich höher liegen als nach einem Dauerbetrieb desselben Moduls im Sommer.
• Die Messung kann nur geschehen, solange der in der Stromversorgung arbeitende Leistungswandler auch tatsächlich Leistung wandelt und an seine Last abgibt, also nur während der Bursts, weil nur dann eine Ausgangsspannung entsteht und ein Ausgangsstrom auf seinen (Dimm-)Sollwert geregelt werden kann. Diese Vermessung muss jeweils eingeschwungen sein, um pro Burst wenigstens einen sinnvollen Wert für den aktuellen Ausgangsstrom und für die aktuelle Ausgangsspannung erhalten zu können. Denn dazwischen kann gar nichts gemessen werden, da dann jeweils (fast) nur Blindleistung vorliegt. Die kurzen Bursts mit ihrer Dauer T_mess müssen länger als 10 µs, oder bevorzugt länger als 50 µs oder wie in einem anderen Ausführungsbeispiel länger als 150 µs sein. Dies entspricht bei 160 kHz als beispielhafter Taktfrequenz 1,6 oder 8 oder 24 vollen Taktperioden, womit die erste Bedingung „mindestens eine volle Taktperiode“ jeweils eingehalten ist. Dabei müssen die Burst-Dauern T_mess nur länger als die Periodendauer einer vollständigen Leistungswandler-Taktung sein, sie müssen jedoch keine ganzzahligen Vielfachen davon betragen. Die minimal mögliche Burstlänge T_mess entspricht der konstanten t_On von oben für den Konstant-t_On-Ast 23 des Ansteuerverfahrens nach 5. Im Falle einer Burstfrequenz f₀₁ = 100 Hz und eines minimalen Tastverhältnisses D = 1 % ergeben sich ein t_On von 100 µs beziehungsweise 16 volle Taktperioden der beispielhaften resonanten Halbbrücke als Burstlänge.
• Die Kenntnis der Ausgangsspannung und infolgedessen deren Messung sind auch deshalb wichtig, weil das angegebene Betriebsverfahren anhand unterschiedlicher Werte der Ausgangsspannung variieren kann. Insbesondere die Modusgrenze kann im Falle einer resonanten Halbbrücke als elektronischer Leistungswandler bei umso höheren Taktfrequenzen f_Grenz liegen, je niedriger die momentane Ausgangsspannung V_A ist. Auch die Burstfrequenz f₉₈ oder f₉₉ nach Überschreiten der Modusgrenze kann von der Ausgangsspannung abhängen: Je höher diese ist und infolgedessen je kleiner der Ausgangsstrom, desto tiefer kann die Burstfrequenz liegen, was ebenso der Ausnutzung einer fest vorgegebenen Zeitquantisierung (= bspw. Bitzahl für Umwandlung in Burstlängen) zugutekommt: Je geringer der Ausgangsstrom ist, desto geringer müssen auch die einzelnen Stromstufen für den gleichen Dimmeffekt sein. Je tiefer die Burstfrequenz ist, je länger also die Bursts sind, desto mehr gleichlange „Zeitquanten“ passen dort hinein, und um desto feinere Stufen kann der Ausgangsstrom verstellt werden.
• 8 zeigt ein daraus folgendes mögliches Vorgehen, wie das angegebene Ansteuerverfahren und das angegebene Betriebsverfahren in einem LED-Betriebsgerät angewandt werden können, um den mitunter schwierigsten aller möglichen Fälle zu lösen. Im betrachteten Betriebsgerät sei als elektronischer Leistungswandler eine resonante Halbbrücke installiert, an die ein dafür zulässiges LED-Modul oder eine zulässige Kombination daraus angeschlossen ist. Das Betriebsgerät weiß aber nicht, was genau gerade angeschlossen ist. Das Betriebsgerät kennt nur einen Modusgrenzenschnitt 6 durch die Ausgangsspannungen, also eine diese Linie beschreibende Tabelle von Modusgrenzen-Taktfrequenzen f_Grenz abhängig von der jeweiligen Ausgangsspannung V_A, unterhalb derer Normalmodus gilt, und auf denen der Burstmodus vollführt wird. Eine dritte Spalte dieser Tabelle, die oft bspw. ein sogenanntes „look-up table“ ist, kann die zu den Ausgangsspannungen V_A gehörigen niedrigsten Burstfrequenzen f₀₁ enthalten. Das betrachtete Betriebsgerät wird nun erstmals gestartet und soll aus völliger Dunkelheit - also beginnend von seinem minimal möglichen Ausgangsstrom I_A - die daran angeschlossenen LED heraufdimmen. Der berühmt-berüchtigte Einschaltlichtblitz soll dabei unbedingt vermieden werden, es ist also vom Betriebsgerät besser ein zu kleiner als ein zu großer Ausgangsstrom einzustellen.
• Dazu geht das Betriebsgerät zunächst vom ungünstigsten Fall 7 in puncto Ausgangsstrom aus, und das bedeutet, dass ein Modul mit der kleinsten möglichen Ausgangsspannung, bspw. mit 15 V, angeschlossen sei, weil jeder resonante elektronische Leistungswandler dann naturgemäß am meisten Strom abgibt. Deshalb gehört zu dieser Ausgangsspannung auch die höchste Modusgrenzen-Taktfrequenz f_Grenz0, auf der die Halbbrücke startet, und zugleich die höchste Burstfrequenz f₀₁ für die unterste Dimmstellung. Mit dieser Burstfrequenz wird das kleinste mögliche Tastverhältnis D, bspw. 1 %, eingestellt. Sobald auf dem sich daraus ergebenden Start-Arbeitspunkt 8 die ersten paar Bursts mit konstanter Dauer t_Mess = t_On und entsprechend langen Pausen dazwischen stattgefunden haben, hat das Betriebsgerät seine aktuelle Ausgangsspannung V_A gemessen.
• Beträgt diese tatsächlich 15 V, bleibt alles unverändert, außer dass gemäß Dimmgeschwindigkeit einerseits und gemäß dem angegebenen Ansteuerverfahren andererseits die Burstfrequenz erst erhöht, dann auf f_DACH konstant gehalten und danach wieder reduziert wird, um dadurch das Tastverhältnis D und damit den Dimmpegel kontinuierlich zu erhöhen. Wird dabei die Modusgrenze erreicht, geht der Burstmodus in den Normalmodus über. Darüber hinaus, also zu noch höheren Dimmpegeln hin, wird der elektronische Leistungswandler im betrachteten Betriebsgerät mittels seiner speziellen Steuergröße innerhalb der natürlichen Grenzen seines möglichen Arbeitsbereichs in seinem Normalmodus betrieben und gesteuert, im Falle einer resonanten Halbbrücke also mittels Reduktion ihrer Taktfrequenz. Für alle diese Steuerungen ist der grundsätzlich immer aktive Ausgangsstromregler zuständig.
• Wird jedoch eine höhere Ausgangsspannung gemessen, erniedrigt das betrachtete Betriebsgerät zunächst seine Modusgenzen-Taktfrequenz auf den Wert f_Grenz1 und eventuell auch seine niedrigste Burstfrequenz f₀₁ gemäß obiger Tabelle, um beides auf die neu gemessene Ausgangsspannung V_A anzupassen. Dieser Vorgang 19 läuft im Hintergrund ständig ab, denn die Ausgangsspannung kann sich im Ifd. Betrieb auch ändern, bspw. durch Temperaturänderung des LED-Moduls, durch Fehlerfälle oder durch Steuerungen auf Modulebene, bspw. durch spontane Überbrückung einzelner LED. Ist die Messung der Ausgangsspannung stabil, kann das Betriebsgerät mit dem gleichen Hinaufdimmen 10 beginnen wie oben für ein V_A = 15 V beschrieben, nur eben mit geänderten Startwerten incl. des angepassten Wertes für die Modusgrenzen-Taktfrequenz f_Grenz1. An einem Arbeitspunkt 13 auf der Linie des besagten Modusgrenzenschnitts 6 erkennt der Ausgangsstromregler eine Burstfrequenz unterhalb des für diese Ausgangsspannung üblichen Wertes f_Grenz1 und damit die Modusgrenze. Folglich wird der Burstmodus verlassen und auf der Taktfrequenz f_Grenz1 in den Normalmodus der resonanten Halbbrücke übergegangen. Ab Arbeitspunkt 13 wird durch Erniedrigung der Taktfrequenz f_HB der Ausgangsstrom I_A soweit erhöht, bis entlang der Kennlinie 14 für die jeweilige Ausgangsspannung der gewünschte Arbeitspunkt 15 erreicht ist, der hier bspw. bei einem Ausgangsstrom I_A = 200 mA liegt. Für alle dazu nötigen Steuerungen ist wie schon oben der Ausgangsstromregler zuständig, weil nur dieser einen ständigen Soll-Ist-Vergleich für den Ausgangsstrom durchführt.
• Der Charme dieses Vorgehens liegt erstens in der oben schon beschriebenen besonders guten Ausnutzung digitaler Regelprozessoren, wodurch mit relativ wenig Aufwand große Leistungsbereiche möglich werden, und zweitens in einer verbesserten Ausnutzung der natürlichen Grenzen des möglichen Arbeitsbereichs eines resonanten Leistungswandlers mit einem komplexeren Resonanzsystem.
• Bei den Eintakt-Leistungswandlern im CRM, TCM oder Valley-Detect-Modus als ihrem häufigsten Normalmodus, der die Grenze zwischen Continuous Conduction Mode (CCM) und Discontinuous Conduction Mode (DCM) markiert, gilt genau wegen dieser Grenzlage der Sonderfall, dass deren Taktfrequenz ein Maß für den momentan übertragenen Strom ist (vom DCM herkommend), und dass gleichzeitig das innere Tastverhältnis dieser Taktfrequenz ein Maß für deren Spannungsübersetzung ist (vom CCM herkommend). Dabei ist die Ausgangsspannung umso höher, je höher dieses innere Tastverhältnis ist, und der übertragene Strom umso höher, je niedriger die Taktfrequenz ist. Wie schon zur Herleitung der 3a und 3b beschrieben, ist der limitierende Faktor für beides die minimal mögliche Einschaltzeit t_OnMin für den aktiven Leistungstransistor. Dies limitiert kleine Ausgangsspannungen wegen des dafür nötigen kleinen Tastverhältnisses bei gleichzeitig kleinen Ausgangsströmen wegen der dafür nötigen hohen Frequenz. Daher fehlt in den dortigen natürlichen Arbeitsbereichen die „linke untere Ecke“, jeweils „abgeschnitten“ von den natürlichen Grenzen 11 oder 12. Wegen dieser starken Verkopplung der einzelnen Größen untereinander ergibt es bei den Eintakt-Leistungswandlern keinen Sinn, pro geänderter Ausgangsspannung andere Grenzparameter und Burstparameter einzustellen. Stattdessen ist die Modusgrenze einfach dann erreicht, wenn t_On = t_OnMin gilt.
• Analog dazu kann auch die Modusgrenzen-Taktfrequenz f_Grenz, die ja gleichzeitig die Maximalfrequenz für den Normalmodus darstellt und daher einem t_OnMin nahekommt, für resonante Halbbrücken, die als elektronische Leistungswandler in Betriebsgeräten für LED arbeiten, für alle Ausgangsspannungen als konstant festgelegt sein. Im untersuchten Beispiel ist f_Grenz auf einen Wert von 166,5 kHz fixiert, und das innere Tastverhältnis ist hier generell für beide beteiligten Leistungstransistoren etwas kleiner als ½ wie für resonante Halbbrücken in den allermeisten Fällen üblich. Auch kann die minimale Burstfrequenz f₀₁ konstant sein und unabhängig von der momentanen Ausgangsspannung V_A beispielsweise 100 Hz betragen. Dadurch steht der Modusgrenzenschnitt 16 senkrecht in 8, und obiges zur selben Figur gehöriges Vorgehen vereinfacht sich insofern, als dafür die Ausgangsspannungsmessung unwichtig wird, und dass durch die grundsätzlich immer aktive Ausgangsstromregelung in der Umgebung des Arbeitspunkts 17 oder oberhalb davon automatisch entschieden wird, ob Burstmodus oder Normalmodus vorliegt.
• Weil die spezielle Steuergröße diesseits der Modusgrenze, also im Normalmodus, meistens wobbelt, um beispielsweise den Netzbrumm zu kompensieren, jenseits der Modusgrenze für den Burstbetrieb jedoch starr ist, sollte die Modusgrenze eine Hysterese (nicht dargestellt) umfassen, also aus zwei nahe benachbarten oder sogar parallelen Grenzlinien bestehen, die ihre Modusänderungen richtungsabhängig und gegenläufig verursachen. Sinnvollerweise liegt eine erste Grenzlinie, an der vom Normalmodus in den Burstmodus übergegangen wird, bei kürzeren t_On bzw. bei höheren f_Grenz als eine zweite Grenzlinie, an der vom Burstmodus wieder in den Normalmodus zurückgewechselt wird. Der Abstand zwischen diesen beiden Grenzlinien entspricht sinnvollerweise dem maximal möglichen Wobbel der speziellen Steuergröße für den jeweiligen Normalmodus. Auf diese Weise wird wirkungsvoll vermieden, dass ein elektronischer Leistungswandler periodisch - bspw. in doppelter Versorgungsnetzfrequenz - zwischen seinen beiden Modi hin- und herspringen muss.
• Bezugszeichenliste

1

natürliche Grenze „links unten“, also für kleine Ausgangsströme und kleine Ausgangsspannungen, eines möglichen Arbeitsbereichs für einen getakteten elektronischen Leistungswandler in günstiger Form

1'

selbiges in ungünstiger Form

2

selbiges für eine resonante Halbbrücke als getakteten LLCC-Leistungswandler

3

selbiges wie 2 für eine vergrößerte Resonanzkapazität innerhalb des LLCC-Leistungswandlers

4

obere natürliche Grenze des möglichen Arbeitsbereichs bei hohen Ausgangsspannungen und mittleren bis kleinen Ausgangsströmen für eine vergrößerte Resonanzkapazität innerhalb des LLCC-Leistungswandlers

5

Teil eines geforderten Arbeitsbereichs, der von keinem der möglichen Arbeitsbereiche umfasst ist

6

Modusgrenzenschnitt allgemein

16

Modusgrenzenschnitt bei konstanter f_Grenz

7

Einstiegs-Arbeitspunkt allgemein

17

Einstiegs-Arbeitspunkt bei konstanter f_Grenz

8

Ermittlung der allgemeinen Einstiegs-Modusgrenzfrequenz f_Grenz0

9

Meßsignal für den Eingangsstrom einer resonanten Halbbrücke

10

Hinaufdimmen im Burstmodus laut angegebenem Ansteuerverfahren

11

linke natürliche Grenze eines möglichen Arbeitsbereichs bei kleinen Ausgangsströmen für einen Tiefsetzsteller im CRM oder TCM

12

linke natürliche Grenze eines möglichen Arbeitsbereichs bei kleinen Ausgangsströmen für einen der vier hoch- und tiefsetzenden Eintakt-Leistungswandler im CRM oder TCM

13

Arbeitspunkt auf der Modusgrenze bei vorliegender Ausgangsspannung

14

Hinaufdimmen im Normalmodus

15

Zielarbeitspunkt

19

Ifd. Anpassung von f_Grenz (und f₀₁) anhand der aktuellen Ausgangsspannung

20

Parabel der tiefsten möglichen Frequenzen für gleichmäßige Restwelligkeit bei unterschiedlichen Tastverhältnissen

21

Logiksignal gemäß angegebenem Ansteuerverfahren

22

Konstant-toff-Ast des angegebenen Ansteuerverfahrens

23

Konstant-t_On-Ast des angegebenen Ansteuerverfahrens

46

Ausgangsstrom des Gleichrichters des getakteten elektronischen Leistungswandlers

47

Ausgangsstrom I_A des gesamten elektronischen Leistungswandlers geeignet als LED-Betriebsstrom

• Alle durch Buchstaben, indiziert oder auch nicht, gekennzeichneten Größen oder Bezüge sind hier nicht aufgeführt.
• ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
• Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
• Zitierte Patentliteratur
• WO 2016050689 [0017, 0018, 0023]
• EP 1710898 B1 [0020]
• US 8379422 B2 [0020]
• EP 2952060 [0021]
• US 63032468 [0061]

Claims (11)

1. Verfahren zum Betreiben eines getakteten isolierenden Leistungswandlers mit einem Ausgangsleistungsbereich zum Betreiben einer anschließbaren Last, wobei sich der Ausgangsleistungsbereich aus einem zulässigen Ausgangsspannungsbereich (U_A) und einem zulässigen Ausgangsstrombereich ergibt, wobei der Leistungswandler aufweist: - mindestens ein Schalter, welcher durch eine Steuerung mit einer geeigneten Wandlertaktfrequenz betrieben wird um - mindestens eine im Stromkreis liegende Induktivität (4, 5a) auf- und abzumagnetisieren, - eine Ein-Austastvorrichtung als Teil der Steuerung, die einen Ausgangsstrom des Leistungswandlers synchron mit der Wandlertaktfrequenz periodisch auf einen Ausgangskondensator leitet, gekennzeichnet durch folgende Schritte: - in einem ersten Betriebsmodus, der von dem maximalen Ausgangsstrom des Leistungswandlers von 100% bis zu einem reduzierten Ausgangsstrom reicht, Einstellen der Ein-Austastvorrichtung auf ein Tastverhältnis von 100%, und Verstellen der Wandlertaktfrequenz, um den Ausgangsstrom des Leistungswandlers für die Last zu reduzieren, - in einem zweiten Betriebsmodus, der von dem reduzierten Ausgangsstrom bis zu dem minimalen Ausgangsstrom reicht, beibehalten der Wandlertaktfrequenz und Einstellen des Tastverhältnisses um den Arbeitspunkt zu verändern, und damit den Ausgangsstrom des getakteten Wandlers für die Last weiter zu verringern, wobei eine Ein-Austastvorrichtungsfrequenz ab einem Tastverhältnis, das im Bereich von 40% bis 20% liegt, mit abnehmendem Tastverhältnis reduziert wird, um eine Modulationstiefe der Strommodulation des Ausgangsstroms in einem gewünschten Bereich zu halten, wobei die Ein-Austastvorrichtungsfrequenz bei dem Tastverhältnis, das im Bereich von 40% bis 20% liegt, um den Faktor 2 bis 40, vorzugsweise um den Faktor 3 bis 15 höher liegt als die Ein-Austastvorrichtungsfrequenz bei minimalem Tastverhältnis.
2. Verfahren gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Ein-Austastvorrichtung vier Arbeitspunkte aufweist: - Beim Arbeitspunkt 1 liegt die Ein-Austastvorrichtungsfrequenz in einem Bereich zwischen 60Hz und 600Hz, vorzugsweise in einem Bereich zwischen 200Hz und 450Hz, und das Tastverhältnis in einem Bereich zwischen 0,05% bis 10%, vorzugsweise in einem Bereich zwischen 1% und 5%, - Beim Arbeitspunkt 2 liegt die Ein-Austastvorrichtungsfrequenz in einem Bereich zwischen 800Hz und 4000Hz, vorzugsweise in einem Bereich zwischen 1000Hz und 2000Hz, und das Tastverhältnis in einem Bereich zwischen 15% bis 35%, vorzugsweise in einem Bereich zwischen 20% und 30%, - Beim Arbeitspunkt 3 liegt die Ein-Austastvorrichtungsfrequenz in einem Bereich zwischen 800Hz und 4000Hz, vorzugsweise in einem Bereich zwischen 1000Hz und 2000Hz, und das Tastverhältnis in einem Bereich zwischen 65% bis 85%, vorzugsweise in einem Bereich zwischen 70% und 80%, - Beim Arbeitspunkt 4 liegt die Ein-Austastvorrichtungsfrequenz in einem Bereich zwischen 60Hz und 600Hz, vorzugsweise in einem Bereich zwischen 200Hz und 450Hz, und das Tastverhältnis in einem Bereich zwischen 90% bis 100%, vorzugsweise in einem Bereich zwischen 98% und 100%.
3. Verfahren gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Ein-Austastvorrichtungsfrequenz im Bereich zwischen dem Arbeitspunkt 1 und dem Arbeitspunkt 2 linear über dem Tastverhältnis ansteigt.
4. Verfahren gemäß Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Ein-Austastvorrichtungsfrequenz im Bereich zwischen dem Arbeitspunkt 3 und dem Arbeitspunkt 4 linear über dem Tastverhältnis abfällt.
5. Verfahren gemäß einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Ein-Austastvorrichtungsfrequenz im Bereich zwischen dem Arbeitspunkt 2 und dem Arbeitspunkt 3 im Wesentlichen konstant ist.
6. Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass sich Pulsmuster der Ein-Austastvorrichtung periodisch mit der Ein-Austastvorrichtungsfrequenz wiederholen.
7. Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgangskondensator der Ein-Austastvorrichtung nachgeschaltet und parallel zu Ausgangsklemmen des Leistungswandlers geschaltet ist, und die Kapazität des Ausgangskondensators derart gewählt wird, dass eine Modulationstiefe der Strommodulation des Ausgangsstroms folgende Kriterien erfüllt: - Bei einer Ein-Austastvorrichtungsfrequenz von 70Hz bis 100Hz liegt die Modulationstiefe im Bereich 50% bis 10% und vorzugsweise im Bereich 25% bis 10%, - Bei einer Ein-Austastvorrichtungsfrequenz von 200Hz bis 240Hz liegt die Modulationstiefe im Bereich 60% bis 12% und vorzugsweise im Bereich 30% bis 12%, - Bei einer Ein-Austastvorrichtungsfrequenz von 500Hz bis 600Hz liegt die Modulationstiefe im Bereich 80% bis 26% und vorzugsweise im Bereich 65% bis 26%, - Bei einer Ein-Austastvorrichtungsfrequenz von 1000Hz bis 1200Hz liegt die Modulationstiefe im Bereich 85% bis 36% und vorzugsweise im Bereich 80% bis 36%, - Bei einer Ein-Austastvorrichtungsfrequenz von 1200Hz bis 4000Hz liegt die Modulationstiefe im Bereich 100% bis 36% und vorzugsweise im Bereich 90% bis 36%.
8. Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass innerhalb einer Periode der Ein-Austastvorrichtungsfrequenz mindestens ein Zeitabschnitt vorgesehen ist, an dem die anschließbare Last vermessen wird.
9. Verfahren gemäß Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Zeitabschnitt, an dem die anschließbare Last vermessen wird, zu einem Zeitpunkt stattfindet, an dem die Ein-Austastvorrichtung den Ausgangsstrom des Leistungswandlers auf den Ausgangskondensator leitet, wobei der Zeitabschnitt im Bereich 10us bis 5000us und vorzugsweise im Bereich 50us bis1000us liegt.
10. Verfahren gemäß einem der Ansprüche 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass während des Zeitabschnittes, an dem die anschließbare Last vermessen wird, Größen gemessen werden, welche für eine Stromregelung des Leistungswandlers als Eingangsgrößen benötigt werden, insbesondere ein Eingangsstrom und eine Eingangsspannung auf einer Primärseite des Leistungswandlers sowie eine Ausgangsspannung auf der Sekundärseite des Leistungswandlers.
11. Verfahren gemäß Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass mithilfe der gemessenen Größen insbesondere ein Eingangsstrom und eine Eingangsspannung auf einer Primärseite des Leistungswandlers sowie eine Ausgangsspannung auf der Sekundärseite des Leistungswandlers und mithilfe des Tastverhältnisses und eines Modells für die anfallenden Verluste zwischen Primär- und Sekundärseite des Wandlers der Ausgangsstrom berechnet wird und durch das Verstellen des Tastverhältnisses geregelt wird.

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