EP1889435A1 - Differentielle detektionseinheit für den zigbee ieee 802.15.4 standard - Google Patents

Differentielle detektionseinheit für den zigbee ieee 802.15.4 standard

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Publication number
EP1889435A1
EP1889435A1 EP06754003A EP06754003A EP1889435A1 EP 1889435 A1 EP1889435 A1 EP 1889435A1 EP 06754003 A EP06754003 A EP 06754003A EP 06754003 A EP06754003 A EP 06754003A EP 1889435 A1 EP1889435 A1 EP 1889435A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
unit
sequence
derived
complex
chips
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP06754003A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Frank Poegel
Eric Sachse
Michael Schmidt
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Microchip Technology Munich GmbH
Original Assignee
Atmel Germany GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Atmel Germany GmbH filed Critical Atmel Germany GmbH
Publication of EP1889435A1 publication Critical patent/EP1889435A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation

Definitions

  • the present invention relates to a method and a receiving unit for detecting data symbols contained in a received radio signal.
  • the invention broadly relates to a transmitting receiving device and an integrated circuit having such a receiving unit.
  • the invention is in the field of data transmission. Although applicable in principle to any digital communication systems, the present invention and the problem on which it is based are explained below on the basis of a "ZigBee" communication system according to IEEE 802.15.4.
  • WPANs Wireless Personal Area Networks
  • WLANs Wireless Local Area Networks
  • the IEEE 802.15.4 standard specifies low-speed WPANs that can be programmed with raw data rates up to max. 250 kbit / s and fixed or mobile devices are suitable for applications in industrial monitoring and control, in sensor networks, in automation, as well as in the field of computer peripherals and for interactive games.
  • extremely low energy consumption of the devices is of crucial importance for such applications. For example, battery life of several months to several years is the goal of this standard.
  • PN pseudo-noise
  • the "quasi-orthogonal" PIM sequences PO, P1, ..., P15 specified in the standard differ from each other by cyclic shifts and / or inversion of every other chip value (see IEEE std 802.15.4-2003, chapter 6.5.2.3) ,
  • the PN sequences assigned to the consecutive symbols are concatenated and then ⁇ ffset QPSK modulated (quaternary ⁇ phase shift keying) by the half-sine pulse shaping PN-chips of even index (0, 2, 4, ...) the inphase (I) carrier and those odd-index PN chips (1, 3, 5, ...) are modulated onto the quadrature phase (Q) carrier.
  • the quadrature-phase chips are delayed by one chip period TC in relation to the in-phase chips (see IEEE std 802.15.4-2003, chapter 6.5.2.4).
  • a coherent receiving unit is known from the textbook “Nachrichtübertragung” by Karl-Dirk Kammeyer, 2nd edition, BG Teubner, Stuttgart, ISBN 3-519-16142-7 ( Figure 12.1.7 on page 417) On the one hand results from the required carrier control circuit with the associated high-rate (higher than the chip rate) multiplication of the received signal with the frequency and in-phase carrier oscillation and on the other hand from the complex complex signal processing with a high-rate complex matched filtering very high energy consumption.
  • an incoherent receiving unit is still known ( Figure 12.3.7 on page 447). It has an FM discriminator, an integration unit and a so-called limiter and requires the processing of high-rate (higher than the chip rate) and partially complex-valued signals. This in turn is accompanied by a high implementation cost and high energy consumption. In addition, the performance (symbol error rate, etc.) of this receiving unit is insufficient in the demodulation of MSK signals.
  • the object of the invention is to specify a detection method which makes energy-saving and simple implementations of transceivers, e.g. IEEE 802.15.4 and yet has high detection performance, i. a low error rate (symbol, bit, frame error rate etc.) even under disturbing influences such as channel distortions and / or noise. It is also the object of the invention to specify a corresponding receiving unit as well as a transmitting / receiving device and an integrated circuit.
  • this object is achieved by a method, a receiving unit, a transmitting receiving device and an integrated circuit having the features of claims 1, 13, 22 and 23.
  • the method according to the invention for the incoherent detection of data symbols contained in a received radio signal, said transmitting side each data symbol assigning a symbol-value-specific PN sequence consisting of PN chips consecutive in chip clock and offset-QPSK-modulating the PN sequences assigned to the data symbols, provides for a) converting (transforming) the received radio signal into a complex baseband signal sampled in the chip clock b) generate a demodulated signal by differentially demodulating the chip base sampled complex baseband signal, c) provide derived sequences, d) calculate correlation results by correlating the demodulated signal with the derived sequences, and e) the values of the data Derive nsymbole by evaluating the correlation results, i.
  • each derived sequence is associated with a PN-sequence which can be assigned on the transmitting side and consists of derived chips whose values each correspond to a logical combination of respective PN chips of the PN-sequence assignable to the transmitting end, to which the derived sequence is assigned.
  • the incoherent receiving unit comprises a) an inner
  • Receiver for transferring the received radio signal into an infrared signal
  • Chip clock sampled complex baseband signal is formed, b) connected to the inner receiver differential demodulator, the C) a sequence providing unit configured to provide derived sequences described above, d) a correlation unit connected to the sequence providing unit and the differential demodulator, for calculating of correlation results by correlating the demodulated signal with the derived sequences, and e) an evaluation unit connected to the correlation unit, which is designed to derive the values of the data symbols by evaluating the correlation results.
  • the inventive transmitting / receiving device and the integrated circuit according to the invention each have such a receiving unit.
  • the essence of the invention is to provide from the received radio signal a chip clock sampled baseband signal and to differentially demodulate it and subsequently to correlate with derivative sequences adapted to the differential demodulation.
  • Such differential demodulation in the chip clock allows very simple and energy-saving implementations of the receiving unit or the integrated circuit and thus of the transmitting receiving device, since, on the one hand, no carrier phase control is required and, on the other hand, the entire digital signal processing (incl.) Of demodulation does not require any rates higher than the chip rate.
  • the performance of the receiving unit according to the invention or of the method according to the invention is also very high, the error rate (symbol, bit, Frame error rate etc.) during detection even under disturbing influences such as channel distortions and noise are smaller than eg with receiver units with discriminator and limiter.
  • advantageous embodiments and further developments of the invention can be found in the dependent claims and the description with reference to the drawing.
  • the demodulated signal has soft information values. As a result, the error rate in the detection decreases, so that increases the performance of the method according to the invention or the receiving unit according to the invention.
  • a frequency offset after the actual differential demodulation ie after multiplication of the instantaneous samples with the complex conjugate values of the samples of the chip clock baseband signal delayed by one chip period, respectively
  • the implementation effort and the energy requirement is thereby further reduced because not multiplied by a "rotating pointer" in a higher clock, but only in the chip clock with a complex constant
  • the differential demodulation or the differential demodulator is designed so that no complex multiplication, but only real-valued operations are performed. With only two real-valued multiplies and a real-valued addition, this makes extremely simple implementations with extremely low energy requirements possible, if a correction of the frequency offset can be dispensed with.
  • the correlation calculated such that the demodulated signal in each case (ie per symbol period TS) is correlated with a number of (31) chips of the respective derived sequence, which is one less than the number of (32) chips in each of the transmitting side usable PN sequences.
  • the demodulated signal is equalized and the correlation results calculated by correlating the equalized demodulated signal with the derived sequences, preferably the equalization in this case has a suppression of a DC component. Due to the equalization, the error rate (symbol, bit, frame error rate, etc.) decreases during the detection, so that the performance of the receiving unit according to the invention or of the method according to the invention increases.
  • the derived chips (ie the chips of a derived sequence) having a first positive index (ie all chips except the first) each have a value which is an XOR of the PN chip (ie the chip of that PN sequence, which is associated with the derived sequence) with this first positive index with the index-wise (and thus temporally) each preceding PN chip is derivable.
  • the index-wise (and time-wise) first derivative (zero-index) chip has a value derivable from an XOR of the index-wise first PN (zero-index) PN chip with the index-last PN chip.
  • the sequence providing unit, the correlation unit and the evaluation unit can be realized in a very simple and energy-saving manner.
  • the derived chips having an even-numbered index (0,2,4,...) each have a value which is assigned to the (logical) value of the respective XOR combination and the derived chips having an odd-numbered index (FIG. 1,3,5) each have a value associated with the inverted (logical) value of the respective XOR link.
  • the logical values (0,1) are assigned antipodal values (+/- 1), eg the logical 1 the value +1 and the logical 0 the value -1.
  • the correlation results are evaluated by first determining the index of the correlation result having the maximum value, and then assigning to that index the data symbol whose symbol value is assigned to the PN sequence assignable on the send side, which is the derived sequence is associated with precisely this index.
  • the correlation results are evaluated by determining the maximum correlation value of the correlation results, adding a constant, multiplying the resulting sum by a factor and limiting the (product) values thus obtained to a predetermined value range.
  • the signal quality parameter obtained in this way can advantageously be used by the upper layers of the communication system to increase the reliability of the data transmission.
  • FIG. 1 shows an example of a "wireless personal area network” (WPAN) according to the IEEE standard 802.15.4 with transmission receiving devices according to the invention
  • FIG. 2 shows an embodiment of an incoherent receiving unit (RX) according to the invention
  • FIG. 6 shows realization examples of the differential demodulation step S2 of the method according to the invention according to FIG. 5;
  • FIG. Fig. 7 realization example of the evaluation step S6 of the inventive method of FIG. 5.
  • in the figures are the same and functionally identical elements and signals - unless otherwise indicated - provided with the same reference numerals.
  • WPAN Wireless Personal Area Network
  • TX transceiver devices
  • the transmission receiving device 11 is a so-called full-function device which performs the function of the WPAN coordinator, while the transmitting / receiving devices 12, 13 are so-called sub-function devices which In addition to the star-shaped network topology illustrated in FIG.
  • the standard also provides for so-called "peer-to-peer” topologies in which all fully functional te (one of which assuming the role of the WPAN coordinator) can communicate with all other full-function devices.
  • the transmitting receiving devices 11-13 each comprise an antenna 14, a transmitting unit (transmitte TX) 15 connected to the antenna, a receiving unit (receiver, RX) 16 connected to the antenna, and a control unit (control) connected to the transmitting and receiving units unit, CTRL) 17 for
  • Control of the transmitting and receiving units 15, 16. continue to include the
  • Transceiver devices 11-13 each one not shown in Figure 1
  • Energy supply unit in the form of a battery, etc. for powering the units 15-17, and possibly other components such as sensors,
  • QPSK quadraturethane
  • the inventive incoherent receiving unit 16 of each transceiver converts a radio signal received from its antenna 14 (and generated by the transmitting unit of another transceiver according to the IEEE 802.15.4 standard) into the transmitted data as error-free as possible by transmitting the Among other things, the radio signal is demodulated and the data is subsequently detected (decided).
  • the transmitting unit 15 and the receiving unit 16 of a transmitting receiving device are in this case part of an integrated circuit (IC), eg an ASIC (application specific integrated circuit) (not shown in FIG. 1), while the control unit 17 is a microcontroller (likewise not shown) is realized.
  • the transmitting receiving device can also have only one IC (for example embodied as ASIC) which performs the functions of the transmitting unit 15, the receiving unit 16 and the control unit 17.
  • ASIC application specific integrated circuit
  • FIG. 2 shows a block diagram of an incoherent receiving unit 16 according to the invention which has the following series-connected functional blocks: an inner receiver (iREC) 21, a differential demodulator (DEMOD) 22, a correlation unit (COR) 23 and an evaluation unit (EVAL) 24 the receiving unit 16 has a sequence providing unit (SEQ) 25, which is connected to the correlation unit 23, and optionally an equalizer (EQ) 26 between the demodulator 22 and the correlation unit 23.
  • iREC inner receiver
  • DEMOD differential demodulator
  • COR correlation unit
  • EVAL evaluation unit
  • Each complex sample comprises a real part (in-phase component I) and an imaginary part (quadrature component Q), each having a bit width of e.g. have four bits.
  • the complex baseband signal b may be subject to a more or less pronounced frequency offset.
  • the inner receiver 21 also has a synchronization unit (SYNC) 27 which performs symbol and chip clock synchronization and preferably determines a complex factor fOFF required to correct the frequency offset.
  • SYNC synchronization unit
  • the chip clock baseband signal b is then converted by the differential demodulator 22 into a demodulated signal s having real-valued samples in the chip clock, preferably the differential demodulator 22 generates a demodulated signal s whose samples instead of so-called hard bits (ie two-stage, binary values) so-called soft information values (higher-level samples).
  • the performance of the receiving unit 16 can be further improved; optionally, the differential demodulator 22 can also be advantageously used to correct a frequency offset.
  • the individual functional blocks of the differential demodulator 22 and its mode of operation will be explained in more detail in connection with FIG.
  • the demodulated signal s is then optionally equalized.
  • the equalizer 26 may comprise a filter, eg a high-pass filter.
  • the optionally equalized demodulated signal s or se present in the chip clock fc is then correlated in the correlation unit 23 with so-called derived sequences FO, F1, F2,... Provided by the sequence providing unit 25 and with reference to the table below be explained.
  • the correlation unit the correlation results are calculated such that the demodulated signal is respectively correlated with a number of chips (31) of the respective derived sequence one less than the number of chips in each of the transmit-side usable PN sequences (32 ), so by dispensing with a chip in the correlation calculation - without significant losses in the performance of the detection - advantageously each data symbol independently of the previous symbol decided (detected), which further reduces the implementation cost of the receiving unit.
  • the evaluation unit (EVAL) 24 the correlation results rsFO, rsFi, ... finally evaluated and the data symbols d ⁇ , dl, ... detected.
  • the evaluation unit 24 preferably calculates a quality parameter (link quality indication, LQI), which indicates the quality of the communication connection.
  • LQI link quality indication
  • FIG. 3 shows two block diagrams of different embodiments of the differential demodulator (DEMOD) 22 from FIG. 2.
  • the more complex implementation of FIG. 3 a is advantageous in cases where a frequency offset is to be corrected, while the simpler implementation according to FIG. 3 b is advantageous if one Compensation of the frequency offset not required and / or not desired.
  • the differential demodulator 31 shown in FIG. 3a comprises a delay unit 32 connected to the inner receiver 21, a first complex multiplier 33 connected to the inner receiver 21 and the delay unit 32, a second complex connected to the first complex multiplier 33 and the inner receiver 21 Multiplier unit 34 and an imaginary dividing unit 35 connected to the second complex multiplying unit 34.
  • the complex multiplier units 33, 34 perform complex multiplications, the first multiplier unit 33 multiplying the complex samples applied to the first input by the complex conjugate values of the complex samples applied to the second input, while the second multiplier unit 34 "superimposing" the adjacent complex samples on each other
  • the imaginary dividing unit 35 finally suppresses the real part of the complex input and provides the imaginary part of the input at the output.
  • the samples of the complex baseband signal b are denoted by x (k) + j * y (k) (see FIG. 3a), where x (k) is the real part (in-phase component I ) and y (k) represent the imaginary part (quadrature component Q) of the samples and k indicates a time index (index of the chip period).
  • this unit contains only two multipliers with two inputs each for the real-valued multiplication of Real ⁇ d (k) ⁇ with lmag ⁇ fOFF ⁇ or imag ⁇ cKk) ⁇ with Real ⁇ fOFF ⁇ and a downstream one Adder for adding the real-valued multiplication results.
  • a further simplification of the differential demodulator results if the correction of the frequency offset is to be dispensed with. The advantageous in this case, very simple implementation form is shown in Figure 3b.
  • the differential demodulator 36 shown in FIG. 3b comprises a delay unit 32 connected to the inner receiver 21, two multipliers 37, 38 respectively connected to the inner receiver 21 and the delay unit 32 and a first adder 39 connected to the multipliers.
  • the multipliers 37, 38 in contrast to the complex multiplier units 33, 34 of FIG. 3a, are purely real multipliers for the multiplication of real-valued samples.
  • the following table shows both the PN sequences P0, P1,..., P15 to be used according to IEEE 802.15.4 and the derived sequences FO, F1,..., F15 assigned to the PN sequences according to the invention.
  • a sequence supply is specified with a total of 16 PN sequences PO, P1,..., P15.
  • Each PN sequence here comprises 32 so-called chips, each of which can assume a value of logical zero (0) or one (1).
  • the first ten chips of the PN sequence P5 assume the values 001 1 0 1 0 1 00.
  • the former are referred to as Pi ⁇ l chips.
  • the bit pattern ⁇ 1 1 0 1 1 0 ⁇ occurring at the beginning of the PN sequence PO is in the PN sequence P1 from the PN chip P1C4, in the PN sequence P2 from P2c8, in P3 from P3C12, in P4 as of P4d6, ..., and finally in P7 from P7c28 - with cyclic extension.
  • the PN sequences of the second group differ only by a cyclic shift of their chip values from each other.
  • each PN sequence is assigned a non-identical derivative sequence adapted to the differential demodulation, the PN sequence PO, for example, the derived sequence FO listed in the table below PO, the PN sequence P1, the derived sequence Fi, etc
  • the chips of the derived sequences can assume the anti-podal values +1 and -1, whereby in the table only the sign of these values is entered for reasons of clarity.
  • the values of the derived chips are as follows from the values of the PN chips. For example, to form the value of the derived chip F0C2, which according to the
  • Table is +1, the value of the one entered directly above it in the table is
  • an XOR combination yields a value of logical 1 to which the antipodal value + 1 entered in the table for F0c2 is assigned.
  • This derivation rule applies to all derived positive even index chips.
  • the derived sequences of the first group differ from each other only by a cyclic shift of their chip values.
  • the bit pattern ⁇ + + + ⁇ occurring at the beginning of the derived sequence FO is in the derived sequence F1 from the derived chip Fic4, in the derived sequence F2 from F2c8, in F3 from F3d2, in F4 from F4d6, ..., and finally in F7 from F7c28 - with cyclic expansion.
  • the derived sequences of the second group differ only by a cyclic shift of their chip values from each other.
  • each derived sequence of the first group there exists a derived sequence of the second group which differs only by an inversion of all its chip values.
  • the deduced sequences FO and F8 in the table one finds that all chip values are inverted. Since this also applies to the sequence pairs F1 / F9, F2 / F10, etc., it should be noted that all derived sequences of the first group are contained in inverted form in the second group:
  • the respective inverted sequences can also be used. This corresponds only to an exchanged assignment between the PN sequences and the derived sequences.
  • the PN sequence PO is assigned the derived sequence F8 from the table, the PN sequence P1 the derived sequence F9 from the table, etc. This changed to order is to be considered in the correlation and / or the evaluation accordingly.
  • the first chip of the derived sequences can advantageously be disregarded in the calculation of the correlation results so that the data symbols can be decided independently of the preceding data symbol in the evaluation unit 24. Without appreciable losses in the performance of the detection, the receiving unit can be realized so easily.
  • FIG. 4 shows a block diagram of the evaluation unit (EVAU 24 of FIG. 2) having an index determination unit 41 connected to the correlation unit 23, an allocation unit 42 connected to the correlation unit 23, and preferably an LQI unit 43-46 connected to the correlation unit 23 (link qualityin
  • the LQI unit has the following series-connected function blocks: a maximum-conversion unit 43 connected to the correlation unit 23, an adder unit 44, a third multiplier 45 and a value-restriction unit 46.
  • the correlation results rsFO, rsFi, ..., rsFis calculated by the correlation unit 23 are evaluated in the index determination unit 41 by the index of the correlation result having the maximum value among all the correlation results rsFO, rsFi,..., ⁇ SF15, per symbol period TS determined and according to Figure 4 is output as the value of the index 'm.
  • the maximum forming unit 43 of the LQI unit determines per symbol period TS the maximum correlation value rsFmax of all correlation results rsFO, rsFi,..., ⁇ SF15.
  • the adder unit 44 optionally has an integration unit 47, but in any case a second adder 48, wherein the integration unit 47 adds or averages a plurality of maximum correlation values rsFmax, preferably determined in successive symbol periods, and the second adder 48 adds a constant -Kc Value + K subtracts to calculate the sum r4.
  • the third multiplier 45 then multiplies the sum r4 by the factor fSKAL before the value restriction unit 46 restricts the third products r3 thus obtained to a predetermined value range (eg 0 ... 255) to obtain an LQI value as a measure of the quality of the communication connection provide.
  • the constant -K and the factor fSKAL are chosen in this case so that the signal quality (LQ1) provided according to the above steps completely covers the given value range (eg O... 255) depending on the quality of the received radio signal r.
  • the receiving unit according to the invention described above with reference to FIGS. 2 to 4, and thus also transmission receiving apparatuses having such a receiving unit, are characterized by very simple realizability, extremely low energy consumption and high performance (bit error rate or the like as a function of disturbing influences such as Noise and / or channel distortion).
  • Investigations of the applicant require the digital parts of receiving units according to the invention - without synchronization unit - a hardware cost in the order of a few thousand gate equivalents (NAND gate with two inputs), in data transmission mode these digital parts of the receiving units according to the invention have a power requirement of the order of a few Milliwatts (mW).
  • FIG. 5 shows a flow chart of the method according to the invention for incoherent detection.
  • step S1 first the received radio signal r is converted into a complex baseband signal b with samples in chip clock fC, in step S2 the complex baseband signal b is differentially demodulated, in the optional step S3 the demodulated signal s is equalized and thus an equalized demodulated signal se is formed , in step S4, which can alternatively also be carried out before step S3 - in extreme cases even before step S1 the derived sequences FO, F1, F2,... described in more detail above are provided, in step S5 the demodulated signal s or the equalized demodulated signal se is correlated with the derived sequences FO 1 F1, F2,...
  • step S6 the correlation results in step S6 are evaluated and the values of the data symbols d ⁇ , dl, d2,... Are derived.
  • steps S1-S6 can be found in the above description of the operation of the receiving unit 16 or its functional blocks 21-26 with reference to FIGS. 1 and 2.
  • FIG. 6 shows two flow diagrams of different implementation forms of the differential demodulation step S2 from FIG. 5.
  • the first implementation form according to FIG. 6a is advantageous in cases where a frequency offset is to be corrected, while the second implementation according to FIG. 6b is advantageous if compensation of the frequency offset should not take place.
  • a complex factor fOFF suitable for correcting a frequency offset is determined in step S2ai.
  • This step takes place within the scope of step S1 of FIG. 5 (provision of b), but can also take place in the context of step S2 (however, step S2a4), in step S2a2 the sample values x (k) + jy (k In step S2a3, first complex products cKk) are calculated by dividing the conjugate complex values of the samples x (ki) -jy (kD delayed according to step S2a2 with the instantaneous samples x (k) of the complex chip clock baseband signal b Finally, in step S2a4, the demodulated signal s is formed by dividing (only the) imaginary parts of second complex products c2 (k) from the first complex products cKk) [S2a3l and the complex one Factor fOFF [S2ail be calculated.
  • step S2b2 the samples x (k) + jy (k) of the complex chip clock baseband signal b are delayed in step S2a2 in FIG. 6a by one chip period TC, in step S2b2 first products rKk) are calculated by the real components the delayed samples x (kD with the imaginary parts of the In step S2b3, second products r2 (k) are calculated by multiplying the imaginary parts of the delayed samples y (ki) by the real parts of the undelayed samples x (k) of the complex baseband signal b are multiplied. Finally, in step S2b4, the demodulated signal s is formed by subtracting the second products r2 (k) from the first products rKk).
  • FIG. 7a shows a flowchart of the evaluation step S6 from FIG. 5.
  • step S6bi shows a further flow chart of the evaluation step S6 from FIG. 5, in which the signal quality is determined.
  • step S6bi first the maximum value rsFmax of all correlation results rsFO, rsFi, rsF2,... Is determined for each symbol period TS.
  • step S6b2 After optionally (not shown in FIG. 7b) several values rsFmax belonging to successive symbol periods have been added (accumulated, integrated), in step S6b2 the sum r4 is multiplied by adding a constant -K which is multiplied by the factor fSKAL in step S6b3 to calculate a third product r3.
  • the signal quality parameter LQi (link quality indication) is finally determined in step S6b4, in which the values of the third product r3 are limited to a predetermined value range, such as 0 ... 255.
  • the constant -K and the factor Gate fSKAL are chosen so that the signal quality LQl completely covers the given value range depending on the quality of the received radio signal r.
  • the present invention has been described above with reference to exemplary embodiments, it is not restricted thereto but can be modified in many ways, the invention is not based on WPANs per se nor on WPANs according to IEEE 802.15.4 or the PN specifications specified there. Sequences (number and length of sequences, stage and value of the chips, etc.), rates and stages of the chips / symbols / bits, etc. limited. Also, the invention is not limited to the derived sequences given in the table above. For the relationship between the derived chips and the PN chips, various equivalent logical relationships can be given.
  • control unit 21 internal receiver
  • F5C0, F5C1, ... chips of the derived sequence F5, i, J 1 m,, n indices
  • P5C0, P5C1, ... PN sequence chips P5 r Radio signal, received signal rKk), r2 (k) first or second products r3 third product r4 sum rsFO, rsFi, ... correlation results rsFmax maximum correlation result s demodulated signal; soft information values, equalized demodulated signal; equalized soft information values

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft ein verfahren zur Detektion von in einem empfangenen Funksignal enthaltenen Datensymbolen, wobei sendeseitig jedem Datensymbol eine symbolwertspezifische Pl\l-Sequenz aus im Chiptakt aufeinanderfolgenden PN-Chips zugewiesen wird und die den Datensymbolen zugewiesenen PN- Sequenzen Offset-QPSK-moduliert werden. Das erfindungsgemäße verfahren zur inkohärenten Detektion sieht vor, das empfangene Funksignal in ein im Chiptakt abgetastetes komplexes Basisbandsignal zu überführen, ein demodulierten Signal durch differentielles Demodulieren des im Chiptakt abgetasteten komplexen Basisbandsignals zu generieren, abgeleitete Sequenzen bereitzustellen, Korrelationsergebnisse durch Korrelieren des demodulierten Signals mit den abgeleiteten Sequenzen zu berechnen, und die werte der Datensymbole durch Auswerten der Korrelationsergebnisse abzuleiten, d.h. zu detektieren. Hierbei ist jede abgeleitete Sequenz einer sendeseitig zuweisbaren PIM-Sequenz zugeordnet und besteht aus abgeleiteten Chips, deren Werte jeweils einer logischen Verknüpfung von jeweiligen PN-Chips derjenigen sendeseitig zuweisbaren PN- Sequenz entsprechen, der die abgeleitete Sequenz zugeordnet ist. Die Erfindung betrifft weiterhin eine entsprechende Empfangseinheit.

Description

DIFFERENTIELLE DETEKTIONSEINHEIT FÜR DEN ZIGBEE IEEE 802 . 15 . 4 STANDARD
Die vorliegende Erfindung betrifft ein verfahren und eine Empfangseinheit zur Detektion von in einem empfangenen Funksignal enthaltenen Datensymbolen. Die Erfindung betrifft weitem in eine SendeVEmpfangsvorrichtung und eine integrierte Schaltung mit einer solchen Empfangseinheit.
Die Erfindung liegt auf dem Gebiet der Datenübertragung. Wenngleich prinzipiell auf beliebige digitale Kommunikationssysteme anwendbar, werden die vor- liegende Erfindung sowie die ihr zugrunde liegende Problematik nachfolgend anhand eines „ZigBee"-κommunikationssystems gemäß IEEE 802.15.4 erläutert.
Zur drahtlosen Übertragung von Informationen über relativ kurze Distanzen (ca. 1Om) können sog. „Wireless Personal Area Networks" (WPANs) verwendet werden, im Gegensatz zu „Wireless Local Area Networks" (WLANs) benötigen WPANs zur Datenübertragung wenig oder sogar keine Infrastruktur, so daß kleine, einfache, energieeffiziente und kostengünstige Geräte für einen breiten Anwendungsbereich implementiert werden können.
Der Standard IEEE 802.15.4 spezifiziert niederratige WPANs, die mit Rohdatenra- ten bis max. 250 kbit/s und ortsfesten oder mobilen Geräten für Anwendungen in der industriellen Überwachung und Steuerung, in Sensornetzwerken, in der Automatisierung, sowie im Bereich der Computerperipherie und für interaktive spiele geeignet sind. Neben einer sehr einfachen und kostengünstigen imple- mentierbarkeit der Geräte ist für derartige Anwendungen ein extrem geringer Energiebedarf der Geräte von entscheidender Bedeutung. So werden mit die- sem Standard Batterielaufzeiten von mehreren Monaten bis mehrere Jahre angestrebt.
Auf der Ebene der physikalischen Schicht spezifiziert der lEEE-Standard 802.15.4 im nahezu weltweit verfügbaren ISM-Band (industrial, scientific, medical) um 2,4 GHz für Rohdatenraten von fB = 250 kbit/s eine Bandspreizung (Spreading) mit einer Chiprate von fC=2 Mchip/s sowie eine Offset-QPSK-lviodulation (quartemary Phase shift keying) mit einer symbolrate von fS=62,5 ksymbol/s. in einem 802.15.4-Sender für das ISM-Band wird der zu übertragende Datenstrom zunächst in eine Folge von PN-Sequenzen (pseudo noise) umgesetzt, indem in jeder Symbolperiode (TS=i/fS=i6μs) vier Datenbits verwendet werden, um eine \/on insgesamt 16 PIM-Sequenzen auszuwählen. Jedem Symbol aus vier Datenbits wird auf diese Weise eine symbolwertspezifische PN-Sequenz aus 32 PN-Chips (Chipperiode TC=TS/32 = 500ns = i/fC) zugeordnet, die anstelle der vier Datenbits übertragen wird. Die im Standard spezifizierten „quasi-orthogonalen" PIM- Sequenzen PO, P1, ..., P15 unterscheiden sich voneinander durch zyklische Verschiebungen und/oder Inversion jedes zweiten Chipwertes (siehe IEEE std 802.15.4-2003, Kap. 6.5.2.3).
Die den aufeinanderfolgenden Symbolen zugewiesenen PN-sequenzen werden aneinandergehängt und anschließend θffset-QPSK-moduliert (quarternarγ phase shift keying), indem - mit Halbsinus-lmpulsformung - die PN-chips mit geradem Index (0, 2, 4, ...) auf den lnphase-(l)-Träger und diejenigen PN-chips mit ungeradem index (1, 3, 5, ...) auf den Quadraturphasen-(Q)-Träger moduliert werden. Zur Bildung eines Offsets werden die Quadraturphasen-Chips um eine Chipperiode TC gegenüber den Inphase-Chips verzögert (siehe IEEE std 802.15.4-2003, Kap. 6.5.2.4). zur Detektion von in einem Empfangssignal enthaltenen Datensymbolen sind sowohl kohärente als auch inkohärente Ansätze bekannt. Während bei kohärenten Ansätzen das Empfangssignal mit Hilfe einer aus einer Trägerregelungsschaltung gewonnenen f requenz- und phasenrichtigen Trägerschwingung in die komplexe Einhüllende (Basisband) überführt wird, kann bei inkohärenten Ansätzen zumindest auf die Phasenrichtigkeit, in Grenzen eventuell auch auf die Frequenzrichtigkeit der Trägerschwingung verzichtet werden.
Eine kohärente Empfangseinheit ist aus dem Lehrbuch „Nachrichtenübertragung" von Karl-Dirk Kammeyer, 2. Auflage, B. G. Teubner, Stuttgart, ISBN 3-519- 16142-7 bekannt (Bild 12.1.7 auf Seite 417). Nachteilig ist hierbei der hohe Realisierungsaufwand, der sich einerseits aus der erforderlichen Trägerregelungsschaltung mit der dazugehörigen hochratigen (höher als die chiprate) Multiplikation des Empfangssignals mit der frequenz- und phasenrichtigen Trägerschwingung und andererseits aus der aufwendigen komplexen Signalverarbeitung mit einer hochratigen komplexen Matched-Filterung ergibt. Dieser hohe Realisierungsaufwand bedingt zusätzlich einen sehr hohen Energieverbrauch.
Aus dem genannten Lehrbuch ist weiterhin eine inkohärente Empfangseinheit bekannt (Bild 12.3.7 auf Seite 447). Sie weist einen FM-Diskriminator, eine Integrationseinheit und einen sog. Limiter auf und erfordert die Verarbeitung von hochratigen (höher als die Chiprate) und teilweise komplexwertigen Signalen. Damit geht wiederum ein hoher Realisierungsaufwand und ein hoher Energieverbrauch einher. Außerdem ist die Leistungsfähigkeit (Symbolfehlerrate etc.) dieser Empfangseinheit bei der Demodulation von MSK-Signalen ungenügend.
Vor diesem Hintergrund liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, ein Detek- tionsverfahren anzugeben, das energiesparende und einfache Implementierungen von Sende-/Empfangsvorrichtungen z.B. nach IEEE 802.15.4 ermöglicht und dennoch eine hohe Leistungsfähigkeit der Detektion aufweist, d.h. eine niedrige Fehlerrate (Symbol-, Bit-, Rahmenfehlerrate etc.) auch unter Störeinflüssen wie Kanalverzerrungen und/oder Rauschen. Es ist weiterhin die Aufgabe der Erfϊn- düng, eine entsprechende Empfangseinheit, sowie eine Sende-/ Empfangsvor- richtung und eine integrierte Schaltung anzugeben.
Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe gelöst durch ein verfahren, eine Empfangseinheit, eine SendeVEmpfangsvorrichtung und eine integrierte Schaltung mit den Merkmalen der Patentansprüche 1, 13, 22 bzw. 23. Das erfindungsgemäße Verfahren zur inkohärenten Detektion von in einem empfangenen Funksignal enthaltenen Datensymbolen, wobei sendeseitig jedem Datensymbol eine symbolwertspezifische PN-Sequenz aus im Chiptakt aufeinanderfolgenden PN-Chips zugewiesen wird und die den Datensymbolen zugewiesenen PN-Sequenzen Offset-QPSK-moduliert werden, sieht vor, a) das empfange- ne Funksignal in ein im Chiptakt abgetastetes komplexes Basisbandsignal zu überführen (transformieren), b) ein demoduliertes Signal durch differentielles Demodulieren des im Chiptakt abgetasteten komplexen Basisbandsignals zu generieren, c) abgeleitete Sequenzen bereitzustellen, d) Korrelationsergebnisse durch Korrelieren des demodulierten Signals mit den abgeleiteten Sequenzen zu berechnen, und e) die werte der Datensymbole durch Auswerten der Korrelationsergebnisse abzuleiten, d.h. die mit größter Wahrscheinlichkeit gesendeten Datensymbole zu detektieren. Hierbei ist jede abgeleitete Sequenz einer sendeseitig zuweisbaren PN-Sequenz zugeordnet und besteht aus abgeleiteten Chips, deren werte jeweils einer logischen Verknüpfung von jeweiligen PN-Chips derje- nigen sendeseitig zuweisbaren PN-Sequenz entsprechen, der die abgeleitete Sequenz zugeordnet ist.
Die erfindungsgemäße inkohärente Empfangseinheit beinhaltet a) einen inneren
Empfänger, der zum Überführen des empfangenen Funksignals in ein im
Chiptakt abgetastetes komplexes Basisbandsignal ausgebildet ist, b) einen mit dem inneren Empfänger verbundenen differentiellen Demodulator, der zum Generieren eines demodulierten Signals durch differentielles Demodulieren des im Chiptakt abgetasteten komplexen Basisbandsignals ausgebildet ist, c) eine Sequenzbereitstellungseinheit, die zum Bereitstellen von vorstehend beschriebenen abgeleiteten Sequenzen ausgebildet ist, d) eine mit der sequenzbereitstel- lungseinheit und dem differentiellen Demodulator verbundene Korrelationseinheit, die zum Berechnen von Korrelationsergebnissen durch Korrelieren des demodulierten Signals mit den abgeleiteten Sequenzen ausgebildet ist, und e) eine mit der Korrelationseinheit verbundene Auswerteeinheit, die zum Ableiten der werte der Datensymbole durch Auswerten der Korrelationsergebnisse aus- gebildet ist.
Die erfindungsgemäße Sende-/Empfangsvorrichtung und die erfindungsgemäße integrierte Schaltung weisen jeweils eine solche Empfangseinheit auf.
Das Wesen der Erfindung besteht darin, aus dem empfangenen Funksignal ein im Chiptakt abgetastetes Basisbandsignal bereitzustellen und dieses differentiell zu demodulieren und nachfolgend mit an die differentielle Demodulation angepaßten abgeleiteten Sequenzen zu korrelieren. Eine derartige differentielle Demodulation im Chiptakt ermöglicht sehr einfache und energiesparende Implementierungen der Empfangseinheit bzw. der integrierten Schaltung und damit der SendeVEmpfangsvorrichtung, da einerseits keine Trägerphasenrege- lung erforderlich ist und andererseits die gesamte digitale Signalverarbeitung ab (inkl.) der Demodulation keine Raten erfordert, die höher sind als die Chiprate. Darüber hinaus trägt die Verwendung von abgeleiteten Sequenzen, die mit den sendeseitig verwendbaren PN-Sequenzen nicht identisch - jedoch aus diesen abgeleitet - sind, maßgeblich zu sehr einfachen und energiesparenden imple- mentierungen bei, da sich hierdurch die sequenzbereitstellungs-, die Korrelations- und die Auswerteeinheit extrem einfach realisieren lassen. solche Eigenschaften sind insbesondere dann vorteilhaft, wenn - wie bei Anwendungen in der industriellen Überwachung und Steuerung, in Sensornetzwerken, in der Automatisierung oder im Bereich der Computerperipherie - ein extrem geringer Energiebedarf und eine sehr einfache Realisierbarkeit unabdingbar sind. Obwohl die Erfindung nicht auf den lEEE-standard 802.15.4 beschränkt ist, ist dies exemplarisch bei sende-/Empfangsvorrichtungen für diesen Standard der Fall.
Auch die Leistungsfähigkeit der erfindungsgemäßen Empfangseinheit bzw. des erfindungsgemäßen Verfahrens ist sehr hoch, so ist die Fehlerrate (Symbol-, Bit-, Rahmenfehlerrate etc.) bei der Detektion auch unter Störeinflüssen wie Kanalverzerrungen und Rauschen kleiner als z.B. bei Empfangseinheiten mit Diskrimi- nator und Limiter. vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind den ab- hängigen Ansprüchen sowie der Beschreibung unter Bezugnahme auf die Zeichnung zu entnehmen. in einer vorteilhaften Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Verfahrens bzw. der erfindungsgemäßen Empfangseinheit weist das demodulierte Signal soft- informationswerte auf. Hierdurch sinkt die Fehlerrate bei der Detektion, so daß sich die Leistungsfähigkeit des erfindungsgemäßen Verfahrens bzw. der erfindungsgemäßen Empfangseinheit erhöht. vorzugsweise wird ein Frequenzoffset nach der eigentlichen differentiellen De- modulation (d.h. nach der Multiplikation der unverzögerten Abtastwerte mit den konjugiert komplexen Werten der jeweils um eine Chipperiode verzögerten Abtastwerte des Chiptakt-Basisbandsignals) durch eine Multiplikation mit einem komplexen Faktor korrigiert, im Vergleich zur klassischen Korrektur des Frequenzoffsets vor der Demodulation (im sog. inneren Empfänger) wird hierdurch der Realisierungsaufwand und der Energiebedarf weiter gesenkt, da nicht in einem höheren Takt mit einem „rotierenden Zeiger", sondern nur im Chiptakt mit einer komplexen Konstante multipliziert wird, weiterhin ist vorteilhaft keine vollständige komplexe Multiplikation erforderlich, die vier reellwertige Multiplikationen und zwei reellwertige Additionen erfordern würde, sondern nur eine „halbe" komplexe Multiplikation aus zwei reellwertigen Multiplikationen und einer reellwertigen Addition, da nur der imaginärteil des Ergebnisses der komple- xen Multiplikation gebildet wird. Hierdurch reduziert sich der Realisierungsaufwand und der Energiebedarf weiter. vorzugsweise ist die differentielle Demodulation bzw. der differentielle Demo- dulator so ausgestaltet, daß keine komplexen Multiplikationen, sondern ausschließlich reellwertige Operationen ausgeführt werden. Mit nur zwei reellwerti- gen Multiplikationen und einer reellwertigen Addition ermöglicht dies extrem einfache Implementierungen mit extrem geringem Energiebedarf, wenn auf eine Korrektur des Frequenzoffsets verzichtet werden kann. in einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Verfahrens bzw. der erfindungsgemäßen Empfangseinheit werden die Korrelationser- gebnisse derart berechnet, daß das demodulierte Signal jeweils (d.h. pro Symbolperiode TS) mit einer Anzahl von (31) Chips der jeweiligen abgeleiteten Sequenz korreliert wird, die um eins niedriger ist als die Anzahl der (32) Chips in jeder der sendeseitig verwendbaren PN-sequenzen. Durch den Verzicht auf einen Chip bei der Korrelationsberechnung kann vorteilhaft jedes Datensymbol unabhängig vom vorhergehenden Symbol entschieden (detektiert) werden, was den Realisierungsaufwand weiter senkt.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung wird das demodulierte Signal entzerrt und die Korrelationsergebnisse durch Korrelieren des entzerrten de- modulierten Signals mit den abgeleiteten Sequenzen berechnet, vorzugsweise weist die Entzerrung hierbei eine Unterdrückung eines Gleichanteils auf. Durch die Entzerrung sinkt die Fehlerrate (Symbol-, Bit-, Rahmenfehlerrate etc.) bei der Detektion, so daß sich die Leistungsfähigkeit der erfindungsgemäßen Empfangseinheit bzw. des erfindungsgemäßen Verfahrens erhöht. in einer weiteren Ausgestaltung weisen die abgeleiteten Chips (d.h. die Chips einer abgeleiteten Sequenz) mit einem ersten positiven index (d.h. alle Chips außer dem ersten) jeweils einen wert auf, der aus einer XOR-Verknüpfung des PN- Chips (d.h. des Chips derjenigen PN-sequenz, der die abgeleitete Sequenz zugeordnet ist) mit diesem ersten positiven Index mit dem indexmäßig (und damit zeitlich) jeweils vorhergehenden PN-Chip ableitbar ist. vorzugsweise weist der indexmäßig (und zeitlich) erste abgeleitete Chip (mit Index null) einen Wert auf, der aus einer XOR-Verknüpfung des indexmäßig ersten PN-Chips (mit Index null) mit dem indexmäßig letzten PN-Chip ableitbar ist. Durch die Verwendung derartiger abgeleiteter Sequenzen können die Sequenzbereitstellungseinheit, die Korrelationseinheit und die Auswerteeinheit sehr einfach und energiesparend realisiert werden. in einer weiteren Ausgestaltung weisen die abgeleiteten Chips mit einem geradzahligen index (0,2,4,...) jeweils einen Wert auf, der dem (logischen) Wert der jeweiligen XOR-Verknüpfung zugeordnet ist und die abgeleiteten Chips mit einem ungeradzahligen Index (1,3,5) jeweils einen Wert, der dem invertierten (logischen) Wert der jeweiligen XOR-Verknüpfung zugeordnet ist. vorzugsweise werden den logischen Werten (0,1) hierbei antipodale werte (+/-1) zugewiesen, z.B. der logischen 1 der wert +1 und der logischen 0 der Wert -1. Hierdurch vereinfacht sich die Realisierung der Korrelationseinheit weiter, da anstelle von Multi- plikationen mit den Chipwerten der abgeleiteten Chips vorteilhaft nur noch Vorzeichenwechsel durchzuführen sind.
Gemäß einer typischen Ausgestaltung werden die Korrelationsergebnisse ausgewertet, indem zunächst der Index desjenigen Korrelationsergebnisses be- stimmt wird, das den maximalen wert aufweist, und anschließend diesem Index dasjenige Datensymbol zugeordnet wird, dessen symbolwert derjenigen sende- seitig zuweisbaren PN-Sequenz zugeordnet ist, der die abgeleitete Sequenz mit eben diesem Index zugeordnet ist. Hierdurch werden auf einfache weise die Datensymbole zuverlässig detektiert. in einer bevorzugten Weiterbildung der Erfindung werden die Korrelationsergebnisse ausgewertet, indem der maximale Korrelationswert der Korrelationsergebnisse bestimmt wird, eine Konstante addiert wird, die resultierende Summe mit einem Faktor multipliziert und die so erhaltenen (Produkt)Werte auf einen vorgegebenen Wertebereich beschränkt werden. Der so erhaltene Signal- qualitätsparameter kann vorteilhaft von den oberen Schichten des Kommunikationssystems zur Erhöhung der Zuverlässigkeit der Datenübertragung verwendet werden.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand der in den schematischen Figuren der Zeichnung angegebenen Ausführungsbeispiele näher erläutert. Hierbei zeigen
Fig. 1 Beispiel eines „Wireless Personal Area Network" (WPAN) nach dem IEEE- Standard 802.15.4 mit erfindungsgemäßen SendeVEmpfangsvorrichtungen; Fig. 2 Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen inkohärenten Empfangseinheit (RX);
Fig. 3 Realisierungsbeispiele des differentiellen Demodulators 22 der erfindungsgemäßen inkohärenten Empfangseinheit gemäß Figur 2;
Fig. 4 Realisierungsbeispiel der Auswerteeinheit 24 der erfindungsgemäßen in- kohärenten Empfangseinheit gemäß Figur 2;
Fig. 5 Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Verfahrens zur inkohärenten Detektion;
Fig. 6 Realisierungsbeispiele des differentiellen Demodulationsschrittes S2 des erfindungsgemäßen Verfahrens gemäß Fig. 5; Fig. 7 Realisierungsbeispiel des Auswerteschrittes S6 des erfindungsgemäßen Verfahrens gemäß Fig. 5. in den Figuren sind gleiche und funktionsgleiche Elemente und Signale - sofern nicht anders angegeben - mit denselben Bezugszeichen versehen.
Figur 1 zeigt ein Beispiel eines „Wireless Personal Area Networks" (WPAN) 10 nach dem lEEE-standard 802.15.4. Es umfaßt drei Sende-/Empfangsvorrichtungen (transceiver, TRX) 11-13 in Form von ortsfesten oder mobilen Geräten, die mittels Funksignalen drahtlos Informationen austauschen. Bei der SendeVEmpfangs- vorrichtung 11 handelt es sich um ein sog. vollfunktionsgerät, das die Funktion des WPAN-Koordinators übernimmt, während es sich bei den Sende-/Empfangs- vorrichtungen 12, 13 um sog. Teilfunktionsgeräte handelt, die dem vollfunktionsgerät 11 zugeordnet sind und nur mit diesem Daten austauschen können. Neben der in Figur 1 dargestellten sternförmigen Netzwerktopologie, bei der die bidirektionale Datenübertragung nur zwischen jeweils einem der Teilfunkti- onsgeräte 12, 13 und dem vollfunktionsgerät 11, nicht jedoch zwischen den Teilfunktionsgeräten 12, 13 erfolgen kann, sieht der Standard auch sog. „Peer-to- Peer-Topologien vor, bei denen sämtliche vollfunktionsgeräte (von denen eines die Rolle des WPAN-Koordinators übernimmt) mit jeweils allen anderen vollfunk- tionsgeräten kommunizieren können.
Die SendeVEmpfangsvorrichtungen 11-13 umfassen jeweils eine Antenne 14, eine mit der Antenne verbundene Sendeeinheit (transmitte TX) 15, eine mit der An- tenne verbundene Empfangseinheit (receiver, RX) 16 und eine mit der Sende- und der Empfangseinheit verbundene Kontrolleinheit (control unit, CTRL) 17 zur
Steuerung der Sende- und Empfangseinheiten 15, 16. weiterhin beinhalten die
Sende-/ Empfangsvorrichtungen 11-13 jeweils eine in Figur 1 nicht dargestellte
Energieversorgungseinheit in Form einer Batterie etc. zur Energieversorgung der Einheiten 15-17, sowie eventuell weitere Komponenten wie Sensoren,
Schnittstellen etc..
Im folgenden wird davon ausgegangen, daß die Datenübertragung im ISM-Band (industrial, scientific, medical) um 2,4 CHz erfolgt. Die Sendeeinheit 15 jeder sen- de-/Empfangsvorrichtung wandelt den jeweils zu sendenden Datenstrom gemäß dem lEEE-standard 802.15.4 in ein über ihre Antenne 14 abzustrahlendes Funksignal um, indem der jeweils zu sendende Datenstrom, wie in der Beschreibungseinleitung dargestellt, zunächst in vier Bit breite Symbole dθ, dl, d2, ... und diese in aufeinanderfolgende PN-Sequenzen umgesetzt werden (z.B. P5, P4, P7, falls dθ=5, di =4, d2=7). Die aufeinanderfolgenden PM-Sequenzen werden anschlie- ßend - mit Halbsinus-Impulsformung - Offset-QPSK-moduliert (quarternary phase shift keying).
Dementsprechend wandelt die erfindungsgemäße inkohärente Empfangseinheit 16 jeder Sende-/Empfangsvorrichtung ein von ihrer Antenne 14 empfangenes (und von der Sendeeinheit einer anderen Sende-/Empfangsvorrichtung nach dem lEEE-standard 802.15.4 erzeugtes) Funksignal möglichst fehlerfrei in die gesendeten Daten um, indem das Funksignal unter anderem demoduliert und die Daten anschließend detektiert (entschieden) werden.
Die Sendeeinheit 15 und die Empfangseinheit 16 einer SendeVEmpfangs- vorrichtung sind hierbei Teil einer (in Figur 1 nicht dargestellten) integrierten Schaltung (IC), z.B. eines ASlCs (application specific integrated Circuit), während die Kontrolleinheit 17 durch einen (ebenfalls nicht dargestellten) MikroController realisiert ist. vorteilhaft kann die SendeVEmpfangsvorrichtung auch nur einen (z.B. als ASlC ausgeführten) IC aufweisen, der die Funktionen der Sendeeinheit 15, der Empfangseinheit 16 und der Kontrolleinheit 17 wahrnimmt. Figur 2 zeigt ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen inkohärenten Empfangseinheit 16, die folgende in Serie geschaltete Funktionsblöcke aufweist: einen inneren Empfänger (iREC) 21, einen differentiellen Demodulator (DEMOD) 22, eine Korrelationseinheit (COR) 23 und eine Auswerteeinheit (EVAL) 24. weiterhin weist die Empfangseinheit 16 eine Sequenzbereitstellungseinheit (SEQ) 25 auf, die mit der Korrelationseinheit 23 verbunden ist, sowie optional einen Entzerrer (EQ) 26 zwischen dem Demodulator 22 und der Korrelationseinheit 23.
Der mit der Antenne 14 der Sende-/Empfangsvorrichtung verbundene innere Empfänger 21 überführt das empfangene Funksignal r in ein komplexes Basisbandsignal b (Einhüllende) mit komplexwertigen Abtastwerten im Takt der sen- deseitig verwendeten PN-Chips der PN-Sequenzen, d.h. im Chiptakt fC=2Mchip/s = i/TC= i/500ns. Jeder komplexe Abtastwert umfaßt hierbei einen Realteil (inphase-Kompo-nente I) und einen imaginärteil (Quadratur-Komponente Q), die jeweils eine Bitbreite von z.B. vier Bit aufweisen. In Abhängigkeit von der Güte der verwendeten Oszillatoren kann das komplexe Basisbandsignal b hierbei einem mehr oder weniger stark ausgeprägten Frequenzoffset unterliegen. Komplexwertige Signale wie das Basisbandsignal b sind in den Figuren durch Pfeile mit Doppellinien dargestellt. Der innere Empfänger 21 weist weiterhin eine Synchronisationseinheit (SYNC) 27 auf, die eine Symbol- und Chiptaktsynchronisation durchführt und vorzugsweise einen zur Korrektur des Frequenzoffsets erforderlichen komplexen Faktor fOFF bestimmt.
Das Chiptakt-Basisbandsignal b wird anschließend durch den differentiellen De- modulator 22 in ein demoduliertes Signal s überführt, das reellwertige Abtastwerte im Chiptakt aufweist, vorzugsweise generiert der differentielle Demodulator 22 ein demoduliertes Signal s, dessen Abtastwerte anstelle von sog. Hardbits (d.h. zweistufige, binäre werte) sog. Soft-lnformationswerte (höherstufige Abtastwerte) aufweist. Hierdurch kann die Leistungsfähigkeit der Emp- fangseinheit 16 weiter verbessert werden, optional kann der differentielle Demodulator 22 vorteilhaft auch zur Korrektur eines Frequenzoffsets eingesetzt werden. Die einzelnen Funktionsblöcke des differentiellen Demodulators 22 sowie seine Funktionsweise werden im Zusammenhang mit Figur 3 näher erläutert. Das demodulierte Signal s wird anschließend optional entzerrt. Der hierzu vorgesehene Entzerrer 26 bestimmt vorzugsweise pro Symbolperiode τs=i/fS=i6μs= 32*TC einen Mittelwert des demodulierten Signals s und befreit dieses anschließend durch Subtraktion des Mittelwertes von einem Gleichanteil. Alternativ oder zusätzlich kann der Entzerrer 26 ein Filter, z.B. ein Hochpaßfilter aufweisen.
Das im Chiptakt fc vorliegende, ggf. entzerrte demodulierte Signal s bzw. se wird anschließend in der Korrelationseinheit 23 mit sog. abgeleiteten Sequenzen FO, F1, F2, ... korreliert, die durch die Sequenzbereitstellungseinheit 25 bereitgestellt und mit Bezug auf die untenstehenden Tabelle erläutert werden. Dies führt auf Korrelationsergebnisse rsFO, rsFi, rsF2, ..., die ein Maß für die Übereinstimmung des Signals s bzw. se mit der jeweiligen abgeleiteten Sequenz FO, F1, ..., F15 darstellen. Die Korrelationsergebnisse rsFO, rsFi, rsF2, ...werden im Symboltakt fS=fC/32 = 62,5 ksymbol/s (entspricht einer Symbolperiode von TS) erzeugt.
Aufgrund der differentiellen Demodulation erfordert die Detektion eines aktu- eilen Datensymbols die Kenntnis des vorangegangenen Datensymbols. Werden nun in der Korrelationseinheit die Korrelationsergebnisse derart berechnet, daß das demodulierte Signal jeweils mit einer Anzahl von Chips (31) der jeweiligen abgeleiteten Sequenz korreliert wird, die um eins niedriger ist als die Anzahl der Chips in jeder der sendeseitig verwendbaren PN-Sequenzen (32), so kann durch den Verzicht auf einen Chip bei der Korrelationsberechnung - ohne nennenswerte Einbußen in der Leistungsfähigkeit der Detektion - vorteilhaft jedes Datensymbol unabhängig vom vorhergehenden Symbol entschieden (detektiert) werden, was den Realisierungsaufwand der Empfangseinheit weiter senkt. in der Auswerteeinheit (EVAL) 24 werden die Korrelationsergebnisse rsFO, rsFi, ... schließlich ausgewertet und die Datensymbole dθ, dl, ... detektiert. Weiterhin berechnet die Auswerteeinheit 24 vorzugsweise einen Qualitätsparameter (link quality indication, LQl), der die Qualität der Kommunikationsverbindung angibt. Die Auswerteeinheit 24 wird im Zusammenhang mit Figur 4 näher erläutert.
Figur 3 zeigt zwei Blockschaltbilder unterschiedlicher Realisierungsformen des differentiellen Demodulators (DEMOD) 22 aus Figur 2. Die komplexere Realisierungsform gemäß Figur 3a ist vorteilhaft in Fällen vorzusehen, in denen ein Frequenzoffset korrigiert werden soll, während die einfachere Realisierungsform gemäß Figur 3b vorteilhaft ist, wenn eine Kompensation des Frequenzoffsets nicht erforderlich und/oder nicht gewünscht ist. Eingangssignal ist in beiden Fällen das vom inneren Empfänger 21 aus Figur 2 bereitgestellte komplexe Basisbandsignal b mit Abtastwerten im Chiptakt fc = 2ivichip/s.
Der in Figur 3a dargestellte differentielle Demodulator 31 umfaßt eine mit dem inneren Empfänger 21 verbundene Verzögerungseinheit 32, eine mit dem inneren Empfänger 21 und der Verzögerungseinheit 32 verbundene erste komplexe Multipliziereinheit 33, eine mit der ersten komplexen Multipliziereinheit 33 und dem inneren Empfänger 21 verbundene zweite komplexe Multipliziereinheit 34 sowie eine mit der zweiten komplexen Multipliziereinheit 34 verbundene imagi- närteilbildungseinheit 35.
Die Verzögerungseinheit 32 ist ausgebildet, die Abtastwerte zweier reeller Eingangssignale, die sich als Realteil (I) und imaginärteil (Q) eines komplexen Eingangssignals interpretieren lassen, jeweils um eine Chipperiode τc= i/fC = 500ns verzögert am Ausgang bereitzustellen. Die komplexen Multipliziereinheiten 33, 34 führen komplexe Multiplikationen aus, wobei die erste Multipliziereinheit 33 die am ersten Eingang anliegenden komplexen Abtastwerte mit den konjugiert komplexen werten der am zweiten Eingang anliegenden komplexen Abtastwerte multipliziert, während die zweite Multipliziereinheit 34 die anliegenden komplexen Abtastwerte „direkt" miteinander multipliziert. Die imaginärteilbildungs- einheit 35 unterdrückt schließlich den Realteil der komplexen Eingangsgröße und stellt am Ausgang den imaginärteil der Eingangsgröße bereit.
Für die folgende Beschreibung der Funktionsweise des differentiellen Demodu- lators 31 werden die Abtastwerte des komplexen Basisbandsignals b mit x(k) +j*y(k) bezeichnet (siehe Figur 3a), wobei x(k) den Realteil (inphase- Komponente I) und y(k) den imaginärteil (Quadratur-Komponente Q) der Abtastwerte darstellen und k einen zeitlichen Index (Index der Chipperiode) angibt.
Die erste komplexe Multipliziereinheit 33 multipliziert die aktuellen Abtastwerte x(k)+j*y(k) mit den konjugiert komplexen werten x(k-D-j*y(k-i) der um eine Chipperiode TC verzögerten Abtastwerte x(k-D +j*y(k-i): cKk) = (x(k) +j*y(k)) * (x(k-D -j*y(k-U) . da)
Die so erhaltenen ersten komplexen Produkte cKk) werden anschließend in der zweiten komplexen Multipliziereinheit 34 mit dem durch den inneren Empfänger 21 bereitgestellten komplexen Faktor fOFF multipliziert, um den Frequenzoffset zu kompensieren und zweite komplexe Produkte c2(k) zu berechnen: C2(k) = CKk) * fOFF . (2a) in der imaginärteilbildungseinheit 35 wird schließlich der imaginärteil dieser zweiten komplexen Produkte c2(k) gebildet und das demodulierte Signal s(k) bereitgestellt: s(k) = lmag{c2(k)} . (3a)
Die in Figur 3a dargestellte Realisierungsform des differentiellen Demodulators kann vereinfacht werden, indem die Funktionsblöcke 34, 35 durch eine Einheit ersetzt werden, die nur den imaginärteil des Produkts aus CKk) und fOFF berechnet: s(k) = Real{cKk)} *lmag{fθFF} + imag {d(k)}*Real{f OFF} . (2a'-3a')
Diese Einheit enthält gemäß Gleichung (2a'-3a') nur zwei Multiplizierer mit je zwei Eingängen zur reellwertigen Multiplikation von Real{d(k)} mit lmag{fOFF} bzw. imag {cKk)} mit Real{fOFF} sowie einen nachgeschalteten Addierer zur Addition der reellwertigen Multiplikationsergebnisse. Eine weitere Vereinfachung des differentiellen Demodulators ergibt sich, wenn auf die Korrektur des Frequenzoffsets verzichtet werden soll. Die in diesem Falle vorteilhafte, sehr einfache Realisierungsform ist in Figur 3b dargestellt.
Der in Figur 3b dargestellte differentielle Demodulator 36 umfaßt eine mit dem inneren Empfänger 21 verbundene Verzögerungseinheit 32, zwei jeweils mit dem inneren Empfänger 21 und der Verzögerungseinheit 32 verbundene Multiplizierer 37, 38 und einen mit den Multipliern verbundenen ersten Addierer 39.
Während die Verzögerungseinheit 32 der Figuren 3a und 3b identisch ausgestaltet sind, handelt es sich bei den Multiplizierern 37, 38 im Gegensatz zu den komplexen Multipliziereinheiten 33, 34 aus Figur 3a um rein reelle Multiplizierer zur Multiplikation reellwertiger Abtastwerte.
Mit der oben eingeführten Bezeichnung der Abtastwerte des komplexen Basisbandsignals b kann die Funktionsweise des differentiellen Demodulators 36 wie folgt beschrieben werden (siehe Figur 3b). Der erste Multiplizierer 37 multipliziert die imaginärteile y(k) der aktuellen Abtastwerte x(lθ+j*y(k) des komplexen Basisbandsignals b mit den Realteilen x(k-D der um eine Chipperiode verzögerten Abtastwerte x(k-D +j*γ(k-D und berechnet so erste (reellwertige) Produkte rKk) = γ(k) * x(k-D . db) Analog hierzu multipliziert der zweite Multiplizierer 38 die Realteile x(k) der aktuellen Abtastwerte x(k) +j*y(k) des komplexen Basisbandsignals b mit den imaginärteilen γ(k-D der um eine Chipperiode verzögerten Abtastwerte x(k-D +j*y(k- D und berechnet so zweite (reellwertige) Produkte r2(k) = x(k) * y(k-D . (2b)
Schließlich bildet der erste Addierer 39 die folgende Differenz der ersten und zweiten Produkte und stellt das demodulierte Signal s(k) bereit: s(k) = rκk) - r2(k) . (3b)
Wie aus den Figuren 3a und 3b zu erkennen ist, werden in keiner der beiden Realisierungsformen 31, 36 des differentiellen Demodulators 22 harte Entscheidungen getroffen. Derartige harte Entscheidungen hätten zur Folge, daß die Abtastwerte des demodulierten Signals s jeweils nur zwei werte, wie z.B. die binären werte null und eins, annehmen könnten und das demodulierte Signal s damit aus sog. Hardbits bestünde, im Gegensatz hierzu besteht das demodulier- te Signal s bei jeder der Realisierungsformen nach Figur 3a oder 3b aus höherstufigen (mehr als zweistufigen) Abtastwerten, die auch als „soft- informationswerte" bezeichnet werden, im vergleich zu einem hart entschiedenen demodulierten Signal aus Hardbits werden den nachfolgenden Blöcken (Entzerrer 26, Korrelationseinheit 23, Auswerteeinheit 24, siehe Figur 2) mit dem Soft-lnformationswerte aufweisenden demodulierten Signal s gemäß Figur 3a oder 3b mehr Informationen zugänglich gemacht und die Leistungsfähigkeit der gesamten Empfangseinheit 16, d.h. z.B. die Bit-, Symbol-, Framefehlerrate etc. unter Störeinflüssen wie Kanalverzerrungen und Rauschen verbessert. Simulationen der Anmelderin haben gezeigt, daß sich die Leistungsfähigkeit des Emp- fängers für AWCN-Kanäle (additive white caussian noise) um ca. 2dB verbessert, wenn das demodulierte Signal 4-bit breite Soft-lnformationswerte statt Hardbits aufweist.
Im folgenden wird beschrieben, wie die gemäß Figur 2 von der sequenzbereit- Stellungseinheit 25 bereitgestellten abgeleiteten Sequenzen FO, F1, ... beschaffen sind. Die nachfolgende Tabelle zeigt sowohl die gemäß IEEE 802.15.4 sende- seitig zu verwendenden PN-Sequenzen PO, P1, ..., P15 als auch die erfindungsgemäß den PN-sequenzen zugeordneten abgeleiteten Sequenzen FO, F1, ..., F15. was die sendeseitig zu verwendenden PN-Sequenzen PO, P1, P2, ... betrifft, so ist zunächst festzustellen, daß ein Sequenzvorrat mit insgesamt 16 PN-Sequenzen PO, P1, ..., P15 spezifiziert ist. Jede PN-Sequenz umfaßt hierbei 32 sog. Chips, die jeweils einen Wert von logisch null (0) oder eins (1) annehmen können. Wie aus der Tabelle ersichtlich ist, nehmen z.B. die ersten zehn Chips der PN-Sequenz P5 die Werte 001 1 0 1 0 1 00 an.
Für die Chips z.B. der PN-Sequenz P5 werden zur Vereinfachung der Beschreibung die Parameter P5cθ (erster Chip (cθ) von P5), P5d (zweiter Chip (CD), ..., P5C3O, P5C31 (letzter Chip (c3D) eingeführt. Analoges gilt für die anderen PN- Sequenzen, so daß Picj den Chip mit Index j (d.h. der (j + D-te Chip) der PN- Sequenz mit Index i (Pi) bezeichnet, wobei Ϊ=O,1,...,15 und j= 0,1,...,31. Weiterhin werden zur besseren unterscheidbarkeit der Chips der PN-Sequenzen von denjenigen der abgeleiteten Sequenzen die ersteren als Pi\l-Chips bezeichnet.
Pi: PN-Sequenz i (sendeseitig) (PicO Pid Pic2 Pic3 Pic30 Pic31 )
Fi: von Pi abgeleitete Sequenz (FicO Fiel Fic2 Fic3 Fic30 Fic31 )
PO 1 1 0 1 1 0 O 1 1 1 0 0 0 0 1 1 0 1 0 1 0 0 1 0 0 0 1 0 1 1 1 0 FO + + + + + + + + + + + + + + + + + +
Pl 1 1 1 0 1 1 0 1 1 0 0 1 1 1 0 0 0 0 1 1 0 1 0 1 0 0 1 0 O 0 1 0
P2 0 0 1 0 1 1 1 0 1 1 0 1 1 0 0 1 1 1 0 0 0 0 1 1 0 1 0 1 O 0 1 0
P3 0 0 1 0 0 0 1 0 1 1 1 0 1 1 0 1 1 0 0 1 1 1 0 0 0 0 1 1 O 0 1
F3 + + + - - + + - + + - - + + + - - - - - - + + + - + + + + - + -
P4 0 1 0 1 0 0 1 0 0 0 1 0 1 1 1 0 1 1 0 1 1 0 0 1 1 1 0 0 O 0 1
F4 + - + - + + + - - + + - + + - - + + + + + + - + + +
P5 0 0 1 1 0 1 0 1 0 0 1 0 0 0 1 0 1 1 1 0 1 1 0 1 1 0 0 1 1 1 0 τi 0-
F5 - + + + + - + - + + + - - + + - + + - - + + + + + +
P6 1 1 0 0 0 0 1 1 0 1 0 1 0 0 1 0 0 0 1 0 1 1 1 0 1 1 0 1 1 0 0 1
F6 - + + + - + + + + - + - + + + - - + + - + + - - + + + - - - - -
P7 1 0 0 1 1 1 0 0 0 0 1 1 0 1 0 1 0 0 1 0 0 0 1 0 1 1 1 0 1 1 0 1 F7
P8 1 0 0 0 1 1 0 0 1 0 0 1 0 1 1 0 0 0 0 0 0 1 1 1 0 1 1 1 1 0 1 1
F8 - - - + + + + + + - - - + - - - - + - + - - - + + - - + - - + +
P9 1 0 1 1 1 0 O 0 1 1 0 0 1 0 0 1 0 1 1 0 0 0 0 O 0 1 1 1 O 1 1 1
F9 - - + + - - - + + + + + + - - - + - - - - + + - - - + + - - +
Pl C ) : 0 1 1 1 1 0 1 1 1 0 0 0 1 1 0 0 1 0 0 1 0 1 1 0 0 0 0 O 0 1 1 1
Fl C ) : + - - + - - + + - - - + + + + + + - - - + - - - - + - + - - - +
PI l . : 0 1 1 1 0 1 1 1 1 0 1 1 1 0 0 0 1 1 0 0 1 0 0 1 0 1 1 0 0 0 0 0
Fl ] - - + + - - + - - + + - - - + + + + + + - - - + - - - - + - +
Pi: : 0 0 0 0 0 1 1 1 0 1 1 1 1 0 1 1 1 0 0 0 1 1 0 0 1 0 0 1 0 1 1 0
F12 + - + - - - + + - - + - - + + - - - + + + + + + +
P13 : 0 1 1 0 0 0 0 0 0 1 1 1 0 1 1 1 1 0 1 1 1 0 0 0 1 1 0 0 1 0 O 1
F12 : + - - - - + - + - - - + + - - + - - + + - - - + + + + + + - - -
P14 : 1 0 0 1 0 1 1 0 0 0 0 0 0 1 1 1 0 1 1 1 1 0 1 1 1 O 0 O 1 1 O 0
F14 : + - - - + - - - - + - + - - - + + - - + - - + + - - - + + + + +
PlS : 1 1 0 0 1 0 0 1 0 1 1 0 0 0 0 0 0 1 1 1 0 1 1 1 1 O 1 1 1 0 0 0
F15 : + + + + + - - - + - - - - + - + - - - + + - - + - - + + - - - + Unterteilt man die 16 PIM-Sequenzen in eine erste Gruppe der acht Pisi-Sequenzen PO, P1, ..., P7 und eine zweite Gruppe der acht PN-Sequenzen P8, P9, ..., P15, so ist aus der Tabelle weiterhin zu ersehen, daß sich die PN-Sequenzen der ersten Gruppe nur durch eine zyklische Verschiebung ihrer chipwerte voneinander un- terscheiden. So ist z.B. das am Anfang der PN-Sequenz PO vorkommende Bitmuster {1 1 0 1 1 0} in der PN-Sequenz P1 ab dem PN-Chip P1C4, in der PN-Sequenz P2 ab P2c8, in P3 ab P3C12, in P4 ab P4d6, ..., und schließlich in P7 ab P7c28 - bei zyklischer Erweiterung - zu erkennen. Auch die PN-Sequenzen der zweiten Gruppe unterscheiden sich nur durch eine zyklische Verschiebung ihrer Chipwerte von- einander.
Weiterhin ist festzustellen, daß zu jeder PN-Sequenz der ersten Gruppe eine PN- Sequenz der zweiten Gruppe existiert, die sich nur in jedem zweiten Chipwert von dieser PN-Sequenz der ersten Gruppe unterscheidet - und zwar durch eine Inversion jedes zweiten Chipwertes, vergleicht man z.B. die PN-sequenzen PO und P8 in der Tabelle, so stellt man fest, daß die PN-Chips mit geradem index jeweils identische werte aufweisen (P0C0= P8C0 = 1 ; P0c2 = P8c2=0; P0C4 = P8C4 = 1; etc.), während die PN-Chips mit ungeradem Index unterschiedliche Werte annehmen (POC1 =1, P8C1 =O, POC3 = 1, P8C3 = O; POC5 = O, P8c5 = 1 etc.).
Jeder PN-Sequenz ist erfindungsgemäß eine nicht identische - an die differenti- eile Demodulation angepaßte - abgeleitete Sequenz zugeordnet, der PN-sequenz PO beispielsweise die in der Tabelle unterhalb von PO aufgeführte abgeleitete Sequenz FO, der PN-Sequenz P1 die abgeleitete Sequenz Fi etc.. Die Chips der abgeleiteten Sequenzen, hier als abgeleitete Chips bezeichnet, können die anti- podalen Werte +1 und -1 annehmen, wobei aus Gründen der Übersichtlichkeit in der Tabelle nur das Vorzeichen dieser werte eingetragen ist. Analog zur oben eingeführten Bezeichnung der PN-Chips wird der abgeleitete Chip mit Index j der abgeleiteten Sequenz mit Index i im folgenden mit Ficj bezeichnet, wobei i=0,i,...i5 und j=0,i,...,3i.
Die werte der abgeleiteten Chips ergeben sich wie folgt aus den Werten der PN- Chips. Um z.B. den Wert des abgeleiteten Chips F0C2 zu bilden, der gemäß der
Tabelle +1 beträgt, ist der wert des in der Tabelle direkt darüber eingetragenen
PN-Chips Pθc2=θ logisch XOR zu verknüpfen mit dem wert des links (d.h. des zeitlich vorhergehenden) von P0c2 eingetragenen PN-Chips POd =1. Die logische
XOR-Verknüpfung ergibt in diesem Falle einen wert von logisch 1, dem der in der Tabelle für F0c2 eingetragene antipodale Wert + 1 zugeordnet ist. Entsprechend ergibt sich der wert von Fθc4 aus P0C4 XOR Pθc3 = 1 XOR 1 = O zum in der Tabelle für Foc4 eingetragenen wert von -1, da der logischen null ein antipodaler Wert von -1 zugeordnet ist. Diese Ableitungsvorschrift gilt für alle abgeleiteten Chips mit positivem geradem index. Bezeichnen also Ficj den abgeleiteten Chip mit Index j der abgeleiteten Sequenz mit Index i und Picj und Picn den PN-chip mit Index j bzw. n der PN-Sequenz mit Index i, so ergibt sich für positive gerade Indizes j der abgeleitete Chip Ficj für i=0,i,...,i5 zu
Ficj = 2*(Picj XOR Picn) - 1 mit n =j-i für j = 2,4,6,...,30 , (4) wobei die Multiplikation des Ergebnisses der XOR-verknüpfung mit dem Faktor 2 und die anschließende Subtraktion von 1 die Zuordnung der logischen Werte von 0 und 1 zu den antipodalen Werten -1 bzw. +1 widerspiegeln soll.
Für die Bildung der abgeleiteten Chips Ficj mit Index j = 0 ist statt des (nicht existierenden) zeitlich vorhergehenden PN-Chips Picn mit Index n =j-i =-1 der letzte PN-Chip Picn mit n = 31 zu verwenden, d.h. Ficj = 2*(Picj XOR Picn) - 1 mit j=0 und n = 3i für i = o,i,...,i5. (5)
Eine zu Gleichung (4) ähnliche Ableitungsvorschrift gilt für die abgeleiteten Chips Ficj mit ungeradem Index j. in diesem Falle ist das Ergebnis der XOR-verknüpfung vor der Zuordnung zu antipodalen werten zu invertieren:
Ficj = 2*iiW{Picj XOR Picn} - 1 mit n=j-i für j = ii3(5f...,3i , (6) wobei INVQ die logische Inversion bezeichnet und wiederum i=0,i,...,i5 gilt.
Anstelle der Inversion der logischen Werte mit anschließender Zuordnung von logisch 0 zum antipodalen wert -1 und von logisch 1 zum antipodalen wert + 1 kann natürlich auch eine andere Zuordnung, nämlich von logisch 0 zum antipodalen Wert +1 und von logisch 1 zum antipodalen wert -1 verwendet und da- mit auf die logische Inversion verzichtet werden. Als Formel ergibt sich dann
Ficj = 1 - 2*(Picj XOR Picn) mit n=j-i für J = 1,3,5,...,31 . (6C)
Die Verwendung des jeweils „aktuellen" PN-Chips (mit dem Index des zu bildenden abgeleiteten Chips) und des jeweils vorangehenden PN-Chips korrespondiert mit der in der Beschreibungseinleitung erläuterten sendeseitigen Aufteilung der PN-Chips mit geradem (ungeradem) Index auf den inphase-(l)-τräger (Quadratur- phasen-(Q)-τräger) im Rahmen der Offset-QPSK-Modulation (quarternarv Phase shift keying). Andere sendeseitige ι-/Q-Aufteilungen der PN-Chips erfordern eine entsprechend angepaßte Bildung der abgeleiteten Chips. unterteilt man die 16 abgeleiteten Sequenzen in eine erste Gruppe der acht abgeleiteten Sequenzen FO, F1, ..., F7 und eine zweite Gruppe der acht abgeleiteten Sequenzen F8, F9, ..., F15, so ist aus der Tabelle zu ersehen, daß sich die abgeleiteten Sequenzen der ersten Gruppe nur durch eine zyklische Verschiebung ihrer Chipwerte voneinander unterscheiden. So ist z.B. das am Anfang der abgeleiteten Sequenz FO vorkommende Bitmuster {+ + + } in der abgeleiteten Sequenz F1 ab dem abgeleiteten Chip Fic4, in der abgeleiteten Sequenz F2 ab F2c8, in F3 ab F3d2, in F4 ab F4d6, ..., und schließlich in F7 ab F7c28 - bei zyklischer Erweiterung - zu erkennen. Auch die abgeleiteten Sequenzen der zwei- ten Gruppe unterscheiden sich nur durch eine zyklische Verschiebung ihrer Chipwerte voneinander.
Weiterhin ist festzustellen, daß zu jeder abgeleiteten Sequenz der ersten Gruppe eine abgeleitete Sequenz der zweiten Gruppe existiert, die sich nur durch eine Inversion aller ihrer Chip werte unterscheidet, vergleicht man z.B. die abgeleite- ten Sequenzen FO und F8 in der Tabelle, so stellt man fest, daß sämtliche Chipwerte invertiert sind. Da dies auch für die Sequenzpaare F1/F9, F2/F10 etc. gilt, ist festzustellen, daß alle abgeleiteten Sequenzen der ersten Gruppe in invertierter Form in der zweiten Gruppe enthalten sind:
Ficj = (-D*Fncj mit i=o,i,...,7, n = i + 8 und j = o,i,...,δi . (7) im Gegensatz zu den PN-Sequenzen, bei denen sich die entsprechenden sequenzpaare (P0/P8, P1/P9 etc.) durch eine Inversion jedes zweiten PN-Chips unterscheiden, unterscheiden sich die entsprechenden Paare von abgeleiteten Sequenzen durch eine Inversion aller ihrer Chipwerte.
Die in den vorhergehenden Absätzen genannten Eigenschaften der abgeleiteten Sequenzen ermöglichen sehr einfache Realisierungen der Sequenzbereitstellungseinheit 25, der Korrelationseinheit 23 sowie der Auswerteeinheit 24 und damit der gesamten Empfangseinheit 16 aus Figur 2.
Es ist offensichtlich, daß anstelle der in der Tabelle aufgeführten abgeleiteten Sequenzen auch die jeweils invertierten Sequenzen verwendet werden können. Dies entspricht lediglich einer vertauschten Zuordnung zwischen den PN- Sequenzen und den abgeleiteten Sequenzen. So wird in diesem Fall der PN- sequenz PO die abgeleitete Sequenz F8 aus der Tabelle, der PN-Sequenz P1 die abgeleitete Sequenz F9 aus der Tabelle etc. zugeordnet. Diese vertauschte zu- ordnung ist in der Korrelations- und/oder der Auswerteeinheit entsprechend zu berücksichtigen.
In der Korrelationseinheit 23 kann bei der Berechnung der Korrelationsergebnisse vorteilhaft jeweils der erste Chip der abgeleiteten Sequenzen (FicO) unberücksichtigt bleiben, damit in der Auswerteeinheit 24 die Datensymbole unabhängig vom jeweils vorhergehenden Datensymbol entschieden werden können. Ohne nennenswerte Einbußen in der Leistungsfähigkeit der Detektion kann die Empfangseinheit so einfacher realisiert werden.
Figur 4 zeigt ein Blockschaltbild der Auswerteeinheit (EVAU 24 aus Figur 2, die eine mit der Korrelationseinheit 23 verbundene Indexbestimmungseinheit 41, eine mit dieser verbundene Zuordnungseinheit 42 sowie vorzugsweise eine mit der Korrelationseinheit 23 verbundene LQI-Einheit 43-46 aufweist (link quality in- dication). Die LQI-Einheit weist die folgenden in Serie geschalteten Funktions- blocke auf: eine mit der Korrelationseinheit 23 verbundene Maximurnbildungs- einheit 43, eine Addiereinheit 44, einen dritten Multiplizierer 45 und eine Wertbeschränkungseinheit 46.
Die durch die Korrelationseinheit 23 berechneten Korrelationsergebnisse rsFO, rsFi, ..., rsFis werden in der Indexbestimmungseinheit 41 ausgewertet, indem der Index desjenigen Korrelationsergebnisses, das unter allen Korrelationsergebnissen rsFO, rsFi, ..., ΓSF15 den maximalen wert aufweist, pro Symbolperiode TS bestimmt und gemäß Figur 4 als Wert des index' m ausgegeben wird. Weist zum Beispiel das Korrelationsergebnis rsF5 unter allen Korrelationsergebnissen den maximalen Wert auf, so gibt die Indexbestimmungseinheit 41 den wert m = 5 aus. Dies bedeutet, daß das Signal s bzw. se mit der abgeleiteten Sequenz F5 das höchste Maß an Übereinstimmung unter allen abgeleiteten Sequenzen FO, F1, ..., F15 aufweist.
Die Zuordnungseinheit 42 ordnet jedem index m denjenigen Symbolwert zu, dem diejenige PN-sequenz zugeordnet ist, die der abgeleiteten Sequenz mit die- sem Index m zugeordnet ist. Unter der Annahme, das dem Symbolwert d = 5 sendeseitig die PN-Sequenz P5 und dieser wiederum in Übereinstimmung mit der obenstehenden Tabelle die abgeleitete Sequenz F5 zugeordnet ist, weist die Zuordnungseinheit 42 im obigen Beispiel dem Index m = 5 daher das Datensymbol d = 5 zu. Die Maximumbildungseinheit 43 der LQl-Einheit ermittelt pro Symbolperiode TS den maximalen Korrelationswert rsFmax aller Korrelationsergebnisse rsFO, rsFi, ..., ΓSF15. Die Addiereinheit 44 weist optional eine integrationseinheit 47, in jedem Falle Jedoch einen zweiten Addierer 48 auf, wobei die Integrationseinheit 47 mehrere, vorzugsweise in aufeinanderfolgenden Symbolperioden ermittelte, maximale Korrelationswerte rsFmax addiert oder mittelt und der zweite Addierer 48 eine Konstante -K addiert bzw. den Wert + K subtrahiert, um so die Summe r4 zu berechnen. Der dritte Multiplizierer 45 multipliziert anschließend die Summe r4 mit dem Faktor fSKAL, bevor die Wertbeschränkungseinheit 46 die so erhaltenen dritten Produkte r3 auf einen vorgegebenen Wertebereich (z.B. 0...255) beschränkt, um einen LQl-wert als Maß für die Qualität der Kommunikationsverbindung bereitzustellen. Die Konstante -K und der Faktor fSKAL werden hierbei so gewählt, daß die nach den obigen Schritten bereitgestellte Signalqualität (LQl) je nach Qualität des empfangenen Funksignals r den vorgegebenen Wertebereich (z.B. O...255) vollständig überstreicht.
Die vorstehend mit Bezug auf die Figuren 2 bis 4 beschriebene erfindungsgemäße Empfangseinheit und damit auch SendeVEmpfangsvorrichtungen, die eine derartige Empfangseinheit aufweisen, zeichnen sich durch eine sehr einfache Realisierbarkeit, einen extrem geringen Energiebedarf sowie durch eine hohe Leistungsfähigkeit aus (Bitfehlerrate o.a. in Abhängigkeit von Störeinflüssen wie Rauschen und/oder Kanalverzerrungen). Mach Untersuchungen der Anmelderin erfordern die digitalen Teile erfindungsgemäßer Empfangseinheiten - ohne Synchronisationseinheit - einen Hardwareaufwand in der Größenordnung von wenigen tausend Gatteräquivalenten (NAND-Gatter mit zwei Eingängen), im Da- tenübertragungsmodus haben diese digitalen Teile der erfindungsgemäßen Empfangseinheiten einen Leistungsbedarf in der Größenordnung von wenigen Milliwatt (mW).
Figur 5 zeigt ein Flußdiagramm des erfindungsgemäßen Verfahrens zur inkohä- renten Detektion. in Schritt S1 wird zunächst das empfangene Funksignal r in ein komplexes Basisbandsignal b mit Abtastwerten im Chiptakt fC überführt, in schritt S2 wird das komplexe Basisbandsignal b differentiell demoduliert, im optionalen schritt S3 wird das demodulierte Signal s entzerrt und so ein entzerrtes demoduliertes Signal se gebildet, in Schritt S4, der alternativ auch schon vor Schritt S3 - im Extremfall sogar vor Schritt S1 - ausgeführt werden kann, werden die oben näher beschriebenen abgeleiteten Sequenzen FO, F1, F2, ... bereitgestellt, in schritt S5 wird das demodulierte Signal s bzw. das entzerrte demodulierte Signal se mit den abgeleiteten Sequenzen FO1 F1, F2, ... korreliert, um die Korrelationsergebnisse rsFO, rsFi, rsF2, ... zu berechnen. Schließlich werden die Korrelationsergebnisse in Schritt S6 ausgewertet und die Werte der Datensym- bole dθ, dl, d2, ... abgeleitet. Eine detailliertere Beschreibung der Schritte S1-S6 ist der obigen Beschreibung der Funktionsweise der Empfangseinheit 16 bzw. deren Funktionsblöcken 21-26 mit Bezug auf die Figuren 1 und 2 zu entnehmen.
Figur 6 zeigt zwei Flußdiagramme unterschiedlicher Realisierungsformen des differentiellen Demodulationsschrittes S2 aus Figur 5. Die erste Realisierungsform gemäß Figur 6a ist vorteilhaft in Fällen vorzusehen, in denen ein Frequenzoffset korrigiert werden soll, während die zweite Realisierungsform gemäß Figur 6b vorteilhaft ist, wenn eine Kompensation des Frequenzoffsets nicht erfol- gen soll.
Gemäß Figur 6a wird in schritt S2ai ein zur Korrektur eines Frequenzoffsets geeigneter komplexer Faktor fOFF bestimmt. Dieser Schritt erfolgt im Rahmen des Schrittes S1 aus Figur 5 (Bereitstellen von b), kann aber auch im Rahmen des Schrittes S2 (jedoch \ιor schritt S2a4) erfolgen, in schritt S2a2 werden die Ab- tastwerte x(k)+jy(k) des komplexen Chiptakt-Basisbandsignals b um eine Chipperiode TC verzögert, in schritt S2a3 werden erste komplexe Produkte cKk) berechnet, indem die konjugiert komplexen Werte der gemäß Schritt S2a2 verzögerten Abtastwerte x(k-i)-jy(k-D mit den unverzögerten Abtastwerten x(k)+jy(k) des komplexen Basisbandsignals b multipliziert werden. Schließlich wird in schritt S2a4 das demodulierte Signal s gebildet, indem (nur die) imaginärteile von zweiten komplexen Produkten c2(k) aus den ersten komplexen Produkten cKk) [S2a3l und dem komplexen Faktor fOFF [S2ail berechnet werden. Eine detailliertere Beschreibung der Schritte S2ai-S2a4 ist der obigen Beschreibung der Funktionsweise des differentiellen Demodulators 22, 31 bzw. dessen Funktions- blocken 32-35 mit Bezug auf die Figuren 2 und 3a sowie die Gleichungen da) bis (2a'-3a') zu entnehmen.
Gemäß Figur 6b werden in schritt S2bi die Abtastwerte x(k)+jy(k) des komplexen Chiptakt-Basisbandsignals b analog zu schritt S2a2 in Figur 6a um eine Chipperiode TC verzögert, in schritt S2b2 werden erste Produkte rKk) berechnet, indem die Realteile der verzögerten Abtastwerte x(k-D mit den imaginärteilen der un- verzögerten Abtastwerte y(k) des komplexen Basisbandsignals b multipliziert werden, in schritt S2b3 werden zweite Produkte r2(k) berechnet, indem die imaginärteile der verzögerten Abtastwerte y(k-i) mit den Realteilen der unver- zögerten Abtastwerte x(k) des komplexen Basisbandsignals b multipliziert wer- den. schließlich wird in schritt S2b4 das demodulierte Signal s gebildet, indem die zweiten Produkte r2(k) von den ersten Produkten rKk) abgezogen werden. Eine detailliertere Beschreibung der Schritte S2bi-S2b4 ist der obigen Beschreibung der Funktionsweise des differentiellen Demodulators 22, 36 bzw. dessen Funktionsblöcken 32,37-39 mit Bezug auf die Figuren 2 und 3b sowie die ciei- chungen db) bis (3b) zu entnehmen. sowohl das gemäß Figur 6a als auch das laut Figur 6b erzeugte demodulierte Signal s weist vorteilhaft Soft-lnformationswerte auf (vgl. Beschreibung von Figur 3).
Figur 7a zeigt ein Flußdiagramm des Auswerteschrittes S6 aus Figur 5. in schritt S6ai wird der Index m desjenigen Korrelationsergebnisses bestimmt, das den maximalen wert aufweist, z.B. also m = 5, falls rsF5 unter allen Korrelationsergebnissen rsFO, rsFi, rsF2, ... den maximalen wert aufweist, in schritt S6a2 wird diesem Index m dasjenige Datensymbol zugeordnet, dessen Symbolwert derje- nigen sendeseitig zuweisbaren PN-Sequenz zugeordnet ist, der die abgeleitete Sequenz mit diesem Index m zugeordnet ist. ist im obigen Beispiel dem Symbolwert d = 5 z.B. die PIM-Sequenz P5 und dieser wiederum die abgeleitete se- quenz F5 zugeordnet, so wird dem Index m = 5 also das Datensymbol mit dem Symbolwert d = 5 zugeordnet. Figur 7b zeigt ein weiteres Flußdiagramm des Auswerteschrittes S6 aus Figur 5, bei dem die Signalqualität bestimmt wird, in Schritt S6bi wird hierzu zunächst pro Symbolperiode TS der maximale wert rsFmax aller Korrelationsergebnisse rsFO, rsFi, rsF2, ... bestimmt. Nachdem optional (nicht in Figur 7b dargestellt) mehrere, zu aufeinanderfolgenden Symbolperioden gehörende Werte rsFmax addiert (akkumuliert, integriert) wurden, wird in schritt S6b2 durch Addieren einer Konstanten -K die Summe r4 berechnet, die in schritt S6b3 mit dem Faktor fSKAL multipliziert wird, um so ein drittes Produkt r3 zu berechnen. Der Signalqualitätsparameter LQi (link quality indication) wird schließlich in Schritt S6b4 bestimmt, in dem die werte des dritten Produktes r3 auf einen vorgegebenen Wertebereich, wie z.B. 0...255 beschränkt werden. Die Konstante -K und der Fak- tor fSKAL werden hierbei so gewählt, daß die Signalqualität LQl je nach Qualität des empfangenen Funksignals r den vorgegebenen Wertebereich vollständig überstreicht.
Eine detailliertere Beschreibung der Schritte aus den Figuren 7a und 7b ist der obigen Beschreibung der Funktionsweise der Auswerteeinheit 24 bzw. deren Funktionsblöcken 41-48 mit Bezug auf die Figuren 2 und 4 zu entnehmen.
Obgleich die vorliegende Erfindung vorstehend anhand von Ausführungsbeispielen beschrieben wurde, ist sie nicht darauf beschränkt, sondern auf vielfälti- ge Weise modifizierbar, so ist die Erfindung weder auf WPANs an sich, noch auf WPANs gemäß IEEE 802.15.4 bzw. die dort spezifizierten PN-Sequenzen (Anzahl und Länge der Sequenzen, Stufigkeit und Werte der Chips etc.), Raten und stufigkeit der Chips/Symbole/Bits etc. beschränkt. Auch ist die Erfindung nicht auf die in der vorstehenden Tabelle angegebenen abgeleiteten Sequenzen be- schränkt. Für den Zusammenhang zwischen den abgeleiteten Chips und den PN- Chips können diverse äquivalente logische Beziehungen angegeben werden.
Bezugszeichenliste
10 Datenübertragungssystem / „Wireless Personal Area Network"
(WPAN) nach dem lEEE-standard 802.15.4 11-13 sendeVEmpfangsvorrichtung, „transceiver"
14 Antenne
15 Sendeeinheit, „transmitter"
16 Empfangseinheit, „receiver"
17 Kontrolleinheit 21 innerer Empfänger
22 differentieller Demodulator
23 Korrelationseinheit, Despreader
24 Auswerteeinheit, Detektor
25 Sequenzbereitstellungseinheit 26 Entzerrer
31 differentieller Demodulator (mit Korrektur eines Frequenzoffsets)
32 Verzögerungseinheit
33, 34 erste bzw. zweite komplexe Multipliziereinheit
35 imaginärteilbildungseinheit 36 differentieller Demodulator (ohne Korrektur eines Frequenzoffsets)
37, 38 erster bzw. zweiter Multiplizierer
39 erster Addierer /Subtrahierer
41 Indexbestimmungseinheit 42 Zuordnungseinheit, Detektionseinheit
43 Maximumbildungseinheit
44 Addiereinheit
45 dritter Multiplizierer
46 Wertbeschränkungseinheit 47 Integrationseinheit
48 zweiter Addierer / Subtrahierer
COR Korrelationseinheit, Despreader
CTRL Kontrolleinheit DEMOD differentieller Demodulator
EQ Entzerrer EVAL Auswerteeinheit, Detektor
FM Frequenzmodulation
IC integrierte Schaltung; Chip iREC innerer Empfänger
IMAG Imaginärteilbildungseinheit
IND Indexbestimmungseinheit
ISM industrial, scientific, medical (Frequenzband bei 2,4 CHz)
LQl Signalqualitätsparameter (link qualitv indication)
MAP Zuordnungseinheit
MAX Maximumbildungseinheit
MSK minimum shift keying
PN pseudo-noise
QPSK quarternary phase shift keying
RX Empfangseinheit, receiver
SEQ Sequenzbereitstellungseinheit
TRX SendeVEmpfangsvorrichtung, transceiver
TX Sendeeinheit, transmitter
WPAN Wireless Personal Area Network
b komplexes Basisbandsignal mit Abtastwerten im Chiptakt
CKk), c2(k) erste bzw. zweite komplexe Produkte dθ, d- 1, (12, ... Datensymbole fB Bittakt (=1/TB) fc Chiptakt (= 1/TC) fs Symboltakt (= i/fS) fOFF komplexer Faktor fSKAL Skalierungsfaktor
FO1 FI , F2, ... abgeleitete Sequenzen, FVFSK-Sequenzen, zweite Codes
(empfängerseitig)
F5C0, F5C1, ... Chips der abgeleiteten Sequenz ( „abgeleitete Chips") F5, i, J1 m, , n Indizes
K Konstante
PO1 PI P2 PN-sequenzen, Spreizsequenzen, erste Codes (sendeseitig)
P5C0, P5C1, ... Chips der PN-sequenz („PN-Chips") P5 r Funksignal, Empfangssignal rKk), r2(k) erste bzw. zweite Produkte r3 drittes Produkt r4 Summe rsFO, rsFi, ... Korrelationsergebnisse rsFmax maximales Korrelationsergebnis s demoduliertes Signal; soft-lnformationswerte se entzerrtes demoduliertes Signal; entzerrte Soft-lnformationswerte
TB Bitperiode ( = i/f B) TC Chipperiode (=i/fθ
TS Symbolperiode (=i/fS) x(k)+jy(k) Abtastwerte des im Chiptakt fc abgetasteten komplexen
Basisbandsignals b

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zur inkohärenten Detektion von in einem empfangenen Funksi- gnal (r) enthaltenen Datensymbolen (dθ, dl, d2, ...), wobei sendeseitig jedem
Datensymbol (dθ = 5) eine symbolwertspezifische PN-Sequenz (P5) aus im Chiptakt (fθ aufeinanderfolgenden PN-Chips (P5cθ, P5d , P5c2, ...) zugewiesen wird und die den Datensymbolen (dθ, dl, d2, ...) zugewiesenen PIM-Sequenzen (P5, P4, P7, ...) Offset-QPSK-moduliert werden, mit den schritten-. a) überführen (SD des empfangenen Funksignals (r) in ein im Chiptakt (fα abgetastetes komplexes Basisbandsignal (b), b) Generieren (S2) eines demodulierten Signals (s) durch differentielles Demodulieren des im Chiptakt (fθ abgetasteten komplexen Basisbandsignals (b), c) Bereitstellen (S4) von abgeleiteten Sequenzen (FO, F1, F2, ...), wobei jede ab- geleitete Sequenz (F5) einer sendeseitig zuweisbaren PN-Sequenz (P5) zugeordnet ist und aus abgeleiteten Chips (F5cθ, F5d, F5c2, ...) besteht, deren werte jeweils einer logischen Verknüpfung von jeweiligen PIM-Chips (P5cθ, P5C1 , P5c2, ...) derjenigen sendeseitig zuweisbaren PN-Sequenz (P5) entsprechen, der die abgeleitete Sequenz (F5) zugeordnet ist, d) Berechnen (S5) von Korrelationsergebnissen (rsFO, rsFi, rsF2, ...) durch Korrelieren des demodulierten Signals (s) mit den abgeleiteten Sequenzen (FO, F1, F2, ...), und e) Ableiten (S6) der werte der Datensymbole (dθ, dl, d2, ...) durch Auswerten der Korrelationsergebnisse (rsFO, rsFi, rsF2, ...).
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das demodulierte Signal (s) Soft-lnformationswerte aufweist.
3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein zur Korrektur eines Frequenzoffsets geeigneter komplexer Faktor (fOFF) bereitgestellt wird (S2aD und das Generieren des demodulierten Signals (s) folgende schritte aufweist: a) Verzögern (S2a2) der Abtastwerte (x(k) -t-jy(k)) des komplexen Basisbandsignals (b) um eine Chipperiode (TO, b) Berechnen (S2a3) von ersten komplexen Produkten (d(k)) durch Multiplizieren der konjugiert komplexen Werte der verzögerten Abtastwerte (x(k-i)-jy(k- D) mit den unverzögerten Abtastwerten (x(k) +jy(k)) des komplexen Basisbandsignals (b), O Generieren (S2a4) des demodulierten Signals (s) durch Berechnen der imaginärteile von zweiten komplexen Produkten (c2(k)) aus den ersten komplexen Produkten (CKk)) und dem komplexen Faktor (fOFF).
4. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Generieren des demodulierten Signals (s) folgende Schritte aufweist: a) Verzögern (S2bD der Abtastwerte (x(k) +jγ(k)) des komplexen Basisbandsignals (b) um eine Chipperiode (TC), b) Berechnen (S2b2) von ersten Produkten (rKk)) durch Multiplizieren der Realteile der verzögerten Abtastwerte (x(k-D) mit den imaginärteilen der un- verzögerten Abtastwerte (y(k)) des komplexen Basisbandsignals, c) Berechnen (S2b3) von zweiten Produkten (r2(k)) durch Multiplizieren der imaginärteile der verzögerten Abtastwerte (y(k-U) mit den Realteilen der unverzögerten Abtastwerte (x(k)) des komplexen Basisbandsignals, d) Generieren (S2b4) des demodulierten Signals (s) durch Subtrahieren der zwei- ten Produkte (r2(k)) von den ersten Produkten (rKk)).
5. verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß beim Berechnen der Korrelationsergebnisse (rsFO, rsFi, rsF2, ...) das demodulierte Signal (s) jeweils mit einer Anzahl von abgeleiteten Chips korreliert wird, die um eins niedriger ist als die Anzahl der in jeder sendesei- tig zuweisbaren PN-Sequenz enthaltenen PN-Chips.
6. verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das demodulierte Signal (s) entzerrt wird (S3), wobei die Entzer- rung vorzugsweise eine Unterdrückung eines Gleichanteils aufweist, und die
Korrelationsergebnisse (rsFO, rsFi, rsF2, ...) durch Korrelieren des entzerrten demodulierten Signals (se) mit den abgeleiteten Sequenzen (FO, Fi1 F2, ...) berechnet werden.
7. verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die abgeleiteten Chips mit einem ersten positiven index (F5ci, i = i, 2, ...) jeweils einen wert aufweisen, der aus einer XOR-Verknüpfung des PN-Chips mit diesem ersten positiven index (P5ci, i = i, 2, ...) mit dem indexmäßig jeweils vorhergehenden PN-Chip (P5cj, j = i-D ableitbar ist.
8. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der indexmäßig erste abgeleitete Chip (F5cθ) einen Wert aufweist, der aus einer XOR-Verknüpfung des indexmäßig ersten PN-Chips (P5cθ) mit dem indexmäßig letzten PN-Chip (P5c3D ableitbar ist.
9. Verfahren nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß a) die abgeleiteten Chips mit einem geradzahligen Index (F5cθ, F5c2, ...) jeweils einen Wert aufweisen, der dem Wert der jeweiligen XOR-verknüpfung zugeordnet ist und b) die abgeleiteten Chips mit einem ungeradzahligen index (F5d, F5c3, ...) je- weils einen Wert aufweisen, der dem invertierten wert der jeweiligen XOR- Verknüpfung zugeordnet ist.
10. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Auswerten der Korrelationsergebnisse (rsFO, rsFi, rsF2, ...) folgende schritte aufweist: a) Bestimmen (S6aD des index1 (m = 5) desjenigen Korrelationsergebnisses (rsF5), das den maximalen wert aufweist, b) Zuordnen (S6a2) desjenigen Datensymbols zu diesem Index (m = 5), dessen Symbolwert (d = 5) derjenigen sendeseitig zuweisbaren PN-Sequenz (P5) zu- geordnet ist, der die abgeleitete Sequenz (F5) mit diesem Index (m = 5) zugeordnet ist.
11. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Auswerten der Korrelationsergebnisse (rsFO, rsFi, rsF2, ...) folgende schritte aufweist: a) Bestimmen (S6bD des maximalen Korrelationswertes (rsFmax) der Korrelationsergebnisse, b) Berechnen (S6b2) einer Summe (r4) durch Addieren einer Konstanten (-K)1 c) Berechnen (S6b3) eines dritten Produktes (r3) durch Multiplizieren der Sum- me (r4) mit einem Faktor (f SKAL), d) Bereitstellen (S6b4) der Signalqualität (LQi) durch Beschränken der Werte des dritten Produktes (r3) auf einen vorgegebenen wertebereich (0...255), wobei die Konstante (-K) und der Faktor (fSKAL) so gewählt werden, daß die nach den schritten a) bis d) bereitgestellte Signalqualität (LQl) je nach Qualität des empfangenen Funksignals (r) den vorgegebenen Wertebereich vollständig überstreicht.
12. inkohärente Empfangseinheit (16) zur Detektion von in einem empfangenen Funksignal (r) enthaltenen Datensymbolen (do, dl, d2, ...), dadurch gekenn- zeichnet, daß die Empfangseinheit (16) ausgebildet ist, ein Verf2l-.ren nach einem der vorhergehenden Ansprüche auszuführen.
13. inkohärente Empfangseinheit (16) zur Detektion von in einem empfangenen Funksignal (r) enthaltenen Datensymbolen (dθ, dl, d2, ...), wobei sendeseitig jedem Datensymbol (dθ=5) eine symbolwertspezifische PM-Sequenz (P5) aus im Chiptakt (fθ aufeinanderfolgenden PN-Chips (P5cθ, P5d, P5c2, ...) zugewiesen wird und die den Datensymbolen (dθ, dl, d2, ...) zugewiesenen PN- sequenzen (P5, P4, P7, ...) Offset-QPSK-moduliert werden, enthaltend: a) einen inneren Empfänger (21), der zum Überführen des empfangenen Funksignals (r) in ein im chiptakt (fC) abgetastetes komplexes Basisbandsignal
(b) ausgebildet ist, b) einen mit dem inneren Empfänger (21) verbundenen differentiellen Demo- dulator (22; 31; 36), der zum Generieren eines demodulierten Signals (s) durch differentielles Demodulieren des im Chiptakt abgetasteten komplexen Basis- bandsignals (b) ausgebildet ist, c) eine Sequenzbereitstellungseinheit (25), die zum Bereitstellen von abgeleiteten Sequenzen (FO, F1, F2, ...) ausgebildet ist, wobei jede abgeleitete Sequenz (F5) einer sendeseitig zuweisbaren PN-Sequenz (P5) zugeordnet ist und aus abgeleiteten Chips (F5cO, F5d, F5C2, ...) besteht, deren werte jeweils einer logischen Verknüpfung von jeweiligen PN-Chips (P5cθ, P5d, P5c2, ...) derjenigen sendeseitig zuweisbaren PN-Sequenz (P5) entsprechen, der die abgeleitete Sequenz (F5) zugeordnet ist, d) eine mit der Sequenzbereitstellungseinheit (25) und dem differentiellen De- modulator (22) verbundene Korrelationseinheit (23), die zum Berechnen von Korrelationsergebnissen (rsFO, rsFi, rsF2, ...) durch Korrelieren des demodu- lierten Signals (s) mit den abgeleiteten Sequenzen (FO, F1, F2, ...) ausgebildet ist, und e) eine mit der Korrelationseinheit (23) verbundene Auswerteeinheit (24), die zum Ableiten der Werte der Datensymbole (dθ, dl, d2, ...) durch Auswerten der Korrelationsergebnisse (rsFO, rsFi, rsF2, ...) ausgebildet ist.
14. inkohärente Empfangseinheit nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der differentielle Demodulator (22) derart ausgestaltet ist, daß das demodulierte Signal (s) soft-lnformationswerte aufweist.
15. inkohärente Empfangseinheit nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die inkohärente Empfangseinheit ausgebildet ist, einen zur Korrektur eines Frequenzoffsets geeigneten komplexen Faktors (fOFF) bereitzustellen und der differentielle Demodulator (22; 31) folgende Einheiten aufweist: a) eine mit dem inneren Empfänger (21) verbundene Verzögerungseinheit (32) zum Verzögern der Abtastwerte (x(k)+jy(k)) des komplexen Basisbandsignals (b) um eine Chipperiode (TC), b) eine mit dem inneren Empfänger (21) und der Verzögerungseinheit (32) verbundene erste komplexe Multipliziereinheit (33) zum Berechnen von ersten komplexen Produkten (CKk)) durch Multiplizieren der konjugiert komplexen werte der verzögerten Abtastwerte (x(k-i)-jy(k-D) mit den unverzögerten Abtastwerten (x(k)+jy(k)) des komplexen Basisbandsignals (b), c) eine mit der ersten komplexen Multipliziereinheit (33) und dem inneren Empfänger (21) verbundene Einheit (34, 35) zum Generieren des demodulierten Signals (s) durch Berechnen der imaginärteile von zweiten komplexen Produkten (C2(k)) aus den ersten komplexen Produkten (CKk)) und dem komplexen Faktor (fOFF).
16. inkohärente Empfangseinheit nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der differentielle Demodulator (22; 36) folgende Einheiten aufweist: a) eine mit dem inneren Empfänger (21) verbundene Verzögerungseinheit (32) zum verzögern der Abtastwerte (x(k)+jy(k)) des komplexen Basisbandsignals (b) um eine Chipperiode (TC), b) einen mit dem inneren Empfänger (21) und der Verzögerungseinheit (32) verbundenen ersten Multiplizierer (37) zum Berechnen von ersten Produkten
(rKk)) durch Multiplizieren der Realteile der verzögerten Abtastwerte (x(k-D) mit den imaginärteilen der unverzögerten Abtastwerte (y(k)) des komplexen Basisbandsignals, c) einen mit dem inneren Empfänger (21) und der Verzögerungseinheit (32) verbundenen zweiten Multiplizierer (38) zum Berechnen von zweiten Pro- dukten (r2(k)) durch Multiplizieren der imaginärteile der verzögerten Abtastwerte (γ(k-D) mit den Realteilen der unverzögerten Abtastwerte (x(k)) des komplexen Basisbandsignals, d) einen mit dem ersten und dem zweiten Multiplizierer (37, 38) verbundenen ersten Addierer (39) zum Generieren des demodulierten Signals (s) durch Sub- tränieren der zweiten Produkte (r2(k)) von den ersten Produkten (rKk)).
17. inkohärente Empfangseinheit nach einem der Ansprüche 13-16, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrelationseinheit (23) ausgebildet ist, beim Berechnen der Korrelationsergebnisse (rsFO, rsFi, rsF2, ...) das demodulierte Signal (s) jeweils mit einer Anzahl von abgeleiteten Chips zu korrelieren, die um eins niedriger ist als die Anzahl der in jeder sendeseitϊg zuweisbaren PN-sequenz enthaltenen PN-Ch ips.
18. inkohärente Empfangseinheit nach einem der Ansprüche 13-17, wobei zwischen dem differentiellen Demodulator (22) und der Korrelationseinheit
(23) ein Entzerrer (26), der vorzugsweise zur Unterdrückung eines Gleichanteils ausgebildet ist, zur Entzerrung des demodulierten Signals (s) angeordnet ist und die Korrelationseinheit (23) zum Berechnen von Korrelationsergebnissen (rsFO, rsFi, rsF2, ...) durch Korrelieren des entzerrten demodulierten Signals
(se) mit den abgeleiteten Sequenzen (FO, F1, F2, ...) ausgebildet ist.
19. inkohärente Empfangseinheit nach einem der Ansprüche 13-18, wobei die Sequenzbereitstellungseinheit (25) ein Speichermittel zur Speicherung der abgeleiteten Sequenzen (FO, F1, ...) aufweist.
20. inkohärente Empfangseinheit nach einem der Ansprüche 13-19, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswerteeinheit (24) folgende Einheiten aufweist: a) eine mit der Korrelationseinheit (23) verbundene Indexbestimmungseinheit (41) zum Bestimmen des index' (m = 5) desjenigen Korrelationsergebnisses
(rsF5), das den maximalen wert aufweist, b) eine mit der Indexbestimmungseinheit (41) verbundene Zuordnungseinheit (42) zum Zuordnen desjenigen Datensymbols zu diesem index (m = 5), dessen Svmbolwert (d = 5) derjenigen sendeseitig zuweisbaren PN-sequenz (P5) zugeordnet ist, der die abgeleitete Sequenz (F5) mit diesem Index (m = 5) zuge- ordnet ist.
21. inkohärente Empfangseinheit nach einem der Ansprüche 13-20, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswerteeinheit (24) folgende Einheiten aufweist: a) eine mit der Korrelationseinheit (23) verbundene Maximumbildungseinheit (43) zürn Bestimmen des maximalen Korrelationswertes (rsFmax) der Korrelationsergebnisse, b) eine mit der Maximumbildungseinheit (43) verbundene Addiereinheit (44) zum Berechnen einer Summe (r4) durch Addieren einer Konstanten (-K),
O einen mit der Addiereinheit (44) verbundenen dritten Multiplizierer (45) zum Berechnen eines dritten Produktes (r3) durch Multiplizieren der Summe (r4) mit einem Faktor (fSKAU, d) eine mit dem dritten Multiplizierer (45) verbundene Wertbeschränkungseinheit (46) zum Bereitstellen der Signalqualität (LQl) durch Beschränken der Werte des dritten Produktes (r3) auf einen vorgegebenen Wertebereich (0...255), wobei die Konstante (-K) und der Faktor (fSKAL) so gewählt werden, daß die nach den schritten a) bis d) bereitgestellte Signalqualität (LQi) je nach Qualität des empfangenen Funksignals (r) den vorgegebenen Wertebereich vollständig überstreicht.
22. Sende-/Empfangsvorrichtung (11-13), insbesondere für ein Datenübertra- gungssvstem (10) nach dem lEEE-standard 802.15.4 im 2,4 GHz-Band, enthaltend a) eine Antenne (14), b) eine mit der Antenne (14) verbundene Sendeeinheit (15) zum senden von Daten insbesondere nach dem lEEE-standard 802.15.4 im 2,4 GHz-Band, wobei die Sendeeinheit (15) ausgebildet ist, jedem Datensymbol (dθ= 5) eine sym- bolwertspezifische PN-Sequenz (P5) aus im Chiptakt (fC) aufeinanderfolgenden PN-Chips (P5co, P5ci, P5c2, ...) zuzuweisen und die den Datensymbolen (dθ, dl, d2, ...) zugewiesenen PiM-sequenzen (P5, P4, P7, ...) Offset-QPSK zu modulieren, c) eine mit der Antenne (14) verbundene inkohärente Empfangseinheit (16) nach einem der Ansprüche 12 bis 21, d) eine mit der Sendeeinheit (15) und der Empfangseinheit (16) verbundene Kontrolleinheit (17) zur Steuerung der sende- und Empfangseinheiten (15, 16).
23. integrierte Schaltung, insbesondere für eine Sende-/Empfangsvorrichtung nach Anspruch 22, mit einer inkohärenten Empfangseinheit (16) nach einem der Ansprüche 12 bis 21.
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