CN101189846A - 用于zigbee ieee802.15.4标准的差分检测单元 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于检测包含在所接收的无线电信号中的数据符号的方法，其中在发送侧为每个数据符号指配一个由在码片时钟上相继的PN码片构成的、符号值特定的PN序列，并且对被指配给数据符号的PN序列进行偏移QPSK调制。本发明的用于非相干检测的方法规定：将接收的无线电信号转化为以码片时钟被采样的复数基带信号；通过以码片时钟被采样的复数基带信号的差分解调来生成解调的信号；提供被导出的序列；通过将被解调的信号与被导出的序列进行相关来计算相关结果；以及通过分析相关结果来导出、即检测数据符号的值。在此，每个被导出的序列被分配给一个在发送侧可指配的PN序列并由被导出的码片构成，这些码片的值各相应于这样的在发送侧可指配的PN序列的相应的PN码片的一个逻辑运算，其中被导出的序列被分配给该PN序列。本发明还涉及一种相应的接收单元。

Description

用于ZIGBEE IEEE802.15.4标准的差分检测单元

本发明涉及一种用于检测包含在所接收的无线电信号中的数据符号的方法和接收单元。此外，本发明还涉及一种带有这种接收单元的发射/接收装置和集成电路。

本发明处于数据传输领域。虽然原理上可以使用任意的数字通信***，但是本发明以及作为本发明的基础的问题在以下借助根据IEEE802.15.4的“ZigBee”通信***来阐述。

为了在相对短的距离(大约10m)上无线传输信息，可以使用所谓的“无线个人域网”(WPAN)。与“无线局域网”(WLAN)相反，WPAN需要少的、甚至不需要用于数据传输的基础设施，使得可以对于广泛的应用领域实现小的、简单的、能效高的并且成本低廉的设备。

IEEE 802.15.4标准说明了低速的WPAN，其具有达到最大250kbit/s的原始数据率和固定的或者移动的设备，适于应用在工业监视和控制中、传感器网络中、自动化装置中以及计算机***设备的领域中，并且适于交互游戏。除了该设备的非常简单和低成本的可实施性外，对于这类应用，该设备的极低的能量需求是具有决定性意义的。这样，借助该标准来实现几个月至几年的电池寿命是所力求的。

在物理层的层面上，IEEE 802.15.4详细说明了在几乎可世界范围地利用的、在2.4GHz附近的ISM频带(工业，科研，医疗)中对于fB＝250kbit/s的原始数据率具有fC＝2Mchip/s的码片速率的频带扩展(Spreading)以及符号速率为fS＝62.5ksymbol/s的偏移QPSK调制(四相相移键控)。

在一种用于ISM频带的802.15.4发射机中，待传输的数据流首先被转换为一系列PN序列(伪噪声)，其方式是在每个符号周期(TS＝1/fS＝16μS)中使用四个数据位，以便从总计16个PN序列中选出一个。四个数据位中的每个符号都被通过这种方式分配一个由32个PN码片构成的、符号值特定的PN序列(码片周期TC＝TS/32＝500ns＝l/fC)，该PN序列被传输，而不是四个数据位被传输。在标准中规定的“准正交”PN序列P0，P1，...，P15彼此的不同之处在于每第二个码片值循环移位和/或取反(Inversion)(参见IEEE标准802.15.4-2003，第6.5.2.3章)。

被指配(zugewiesenen)给彼此相继的符号的PN序列被彼此相联，并且紧接着被偏移QPSK调制(四相相移键控)，其方式是，借助半正弦脉冲成形，将具有偶数下标(Index)(0，2，4，...)的PN码片调制到同相(I)载波上，将具有奇数下标(1，3，5，...)的那些PN码片调制到正交相(Q)载波上。为了形成偏移，正交相码片相对于同相码片被延迟一个码片周期(参见IEEE标准802.15.4-2003，第6.5.2.4章)。

为了检测包含在接收信号中的数据符号，公开了相干的和非相干的初始方案(Ansaetze)。在相干方案的情况下，接收信号借助由载波调节电路中所获得的频率和相位符合的载波振荡被转化为复包络(基带)，而在不相干方案的情况下，至少放弃了相位符合性，在边界情况中甚至也可能放弃了载波振荡的频率符合性。

在Karl-Dirk Kammeyer的教科书“Nachrichtenuebertragung”，第2版，B.G.Teubner，斯图加特，ISBN 3-519-16142-7(第417页的图12.1.7)中公开了一种相干的接收单元。在此，不利的是高昂的实现开销，它一方面是由于所需的载波调节电路，该电路具有所属的、将接收信号与频率及相位符合的载波振荡高速率(高于码片速率)地相乘的功能，并且另一方面是由于开销大的复杂的信号处理装置，该信号处理装置具有高速的复杂的匹配滤波装置。这种高昂的实现开销此外还以非常高的能量消耗为条件。

由所提及的教科书，此外还公开了一种非相干的接收单元(第447页的12.3.7)。该接收单元具有FM鉴别器、积分单元和所谓的限制器，并且要求对于高速率(高于码片速率)和具有部分复数值的信号的处理。由此又产生了高昂的实现开销和高的能量消耗。此外，在解调MSK信号时，这种接收单元的效率(符号误码率)是不够的。

在这样的背景下，本发明的任务在于，提供一种检测方法，其能够实现节能并且简单地实现例如根据IEEE 802.15.4的发送/接收装置，并且还具有高的检测效率，也就是说，即使在干扰影响下，例如信道失真和/或噪声的情况下，仍具有低误码率(符号误码率，比特误码率，帧误码率等等)。此外，本发明的任务还在于，提供一种相应的接收单元以及发送/接收装置和集成电路。

根据本发明，该任务通过具有权利要求1、13、22或23的特征的方法、接收单元、发送/接收装置和集成电路来解决。

根据本发明的用于非相干检测包含在接收的无线电信号中的数据符号的方法，其中在发送侧给每个数据符号指配一个由在码片时钟上彼此相继的PN码片构成的、符号值特定的PN序列，并且对被指配给该数据符号的PN序列进行偏移QPSK调制，所述方法规定：a)将接收的无线电信号转化(变换)为以码片时钟被采样的复数基带信号；b)通过该以码片时钟被采样的复数基带信号的差分(differentielles)解调来生成被解调的信号；c)提供导出的序列；d)通过将被解调的信号与所导出的序列进行相关来计算相关结果；以及e)通过分析相关结果来导出数据符号的值，即检测以最大可能性被发送的数据符号。在此，每个被导出的序列都被分配给一个在发送侧可指配的PN序列并且由导出的码片构成，这些被导出的码片的值各相应于被导出的序列所分配给的那个在发送侧可指配的PN序列的相应PN码片的逻辑运算。

根据本发明的非相干的接收单元包含：a)内部接收机，其被构造用于将所接收的无线电信号转化为以码片时钟被采样的复数基带信号中，b)与内部接收机相连接的差分解调器，其被构造用于通过以码片时钟被采样的复数基带信号的差分解调生成被解调的信号，c)序列提供单元，其被构造用于提供上述的被导出的序列，d)与序列提供单元和差分解调器相连接的相关单元，其被构造用于通过将被解调的信号与所导出的序列进行相关来计算相关结果，以及e)与相关单元相连接的分析单元，其被构造用于通过分析相关结果而导出数据符号的值。

本发明的发送/接收装置和本发明的集成电路分别具有这种接收单元。

本发明的本质在于，从所接收的无线电信号中提供以码片时钟被采样的基带信号，并且将该基带信号进行差分解调并且接着将其同与该差分解调匹配的被导出的序列进行相关。这种以码片时钟的差分解调能够非常简单和节能地实施接收单元和集成电路并且由此能够非常简单和节能地实施发送/接收装置，因为一方面无需载波相位调节，及另一方面整个数字信号处理从解调开始(包括解调)都无需高于码片速率的速率。此外，使用不同于在发送侧可用的PN序列、但是由其导出的被导出序列，也决定性地有助于非常简单和节能的实施，因为通过这种方式可以极其简单地实现序列提供单元、相关单元和分析单元。

当(如在工业监视和控制中、在传感器网络中、在自动化中或者在计算机***设备领域中的应用情况下)极低的能量需求和非常简单的可实现性绝对必要时，这种特性尤其有利。虽然本发明并不局限于IEEE标准802.15.4，然而在针对这种标准的发送/接收装置的情况下以其作为示例。

本发明的接收单元或者本发明的方法的效率也非常高。这样，即使在例如信道失真和噪声的干扰影响下在检测时的误码率(符号误码率，比特误码率，帧误码率等)也比在具有鉴别器和限制器的接收单元中的要小。

本发明的有利的扩展方案和改进方案可以由从属权利要求以及参照附图的描述中得到。

在根据本发明的方法或者根据本发明的接收单元的一种有利的扩展方案中，被解调的信号具有软信息值。通过这种方式，在检测时的误码率降低，使得根据本发明的方法或者根据本发明的接收单元的效率提高。

优选的是，频率偏移在实际的差分解调之后(即在将未被延迟的采样值与码片时钟基带信号的各被延迟了一个码片周期的采样值的共轭复数值相乘之后)，通过与一个复数因子相乘来校正。与传统的在解调之前(在所谓的内部接收机中)的校正相比，通过这种方式进一步降低了实现开销和能量需求，因为不是以较高的时钟进行与“旋转的矢量”相乘，而是仅仅以码片时钟进行与一个复数常数相乘。此外有利的是，无需完整的、需要四次实数值乘法以及两次实数值加法的复数乘法，而是仅仅需要由两次实数值乘法和一次实数值加法构成的“半”复数乘法，因为只需形成复数乘法结果的虚部。通过这种方式进一步减小了实现开销和能量消耗。

优选的是，差分解调或者差分解调器被如下地构建，即不执行复数乘法，而是只执行实数值运算。当可以省略频率偏移的校正时，借助仅仅两次实数值乘法和一次实数值加法，可以实现具有极低能量需求的极其简单的实施。

在本发明的方法或者本发明的接收单元的另一种有利的扩展方案中，相关结果被这样地计算，即被解调的信号分别(即每符号周期TS)与相应的被导出的序列的一定数目(31)的码片相关，该数目比每个在发送侧可指配的PN序列的码片的数目(32)少1。通过在相关计算中省去一个码片，可以有利地不依赖于前面的符号地确定(检测)每个数据符号，这进一步降低了实现开销。

根据另一种有利的扩展方案，被解调的信号被均衡，并且通过将被均衡的被解调信号与被导出的序列进行相关来计算相关结果。优选的是，在此所述均衡具有对直流部分的抑制。通过均衡，降低了在检测时的误码率(符号误码率，比特误码率，帧误码率等等)，这样提高了本发明的接收单元或者本发明的方法的效率。

在另一种扩展方案中，具有第一正下标(即除了第一个以外的所***片)的被导出的码片(即被导出的序列的码片)分别具有一个这样的值，该值可以由具有该第一正下标的PN码片(即被导出的序列所被分配给的那个PN序列的码片)与按照该下标(并且由此在时间上)相应在前面的PN码片的异或运算来导出。优选的是，按照下标(并且在时间上)第一被导出的码片(具有下标零)具有这样的值，该值可以由按照下标第一PN码片(具有下标零)与按照下标最后的PN码片的异或运算来导出。通过使用这种被导出的序列，序列提供单元、相关单元和分析单元可以被非常简单和节能地实现。

在另一种扩展方案中，被导出的具有偶数下标(0，2，4，...)的码片分别具有这样的值，该值被分配给相应的异或运算的(逻辑)值，并且被导出的具有奇数下标(1，3，5)的码片具有这样的值，该值被分配给相应的异或运算的取反的(逻辑)值。优选的是，在此，为逻辑值(0，1)指配对极(antipodale)的值(+/-1)，例如逻辑1被指配值+1，并且逻辑0被指配值-1。通过这种方式，进一步简化了相关单元的实现，因为现在有利地仅仅只还进行代数符号变换，而不进行与被导出的码片的码片值的相乘。

根据一种典型的扩展方案，对相关结果进行分析，其方式是首先确定具有最大值的那个相关结果的下标，并且接着将这样的数据符号分配给该结果，该数据符号的符号值被分配给在发送侧的可被指配的PN序列，其中恰好具有该下标的被导出的序列被分配给该PN序列。由此，以简单的方式可靠地检测了数据符号。

在本发明的一种优选的改进方案中，相关结果被分析，其方式是确定相关结果的最大的相关值，加上一个常数，将所得到的和乘以一个因子，并且将这样得到的(乘积)值限制在一个预先给定的值域上。这样获得的信号质量参数可以有利地被通信***的上层用于提高数据传输的可靠性。

以下，本发明将借助在附图中的示意性示图中所示的实施例来进一步阐述。其中：

图1示出了具有本发明的发送/接收装置的、按照IEEE标准802.15.4的“无线个人域网”(WPAN)的例子；

图2示出了根据本发明的非相干接收单元(RX)的实施例；

图3示出了根据图2的本发明的非相干接收单元的差分解调器22的实现例子；

图4示出了根据图2的本发明的非相干接收单元的分析单元24的实现例子；

图5示出了本发明的用于非相干检测的方法的实施例；

图6示出了根据图5的本发明的方法的差分解调步骤S2的实现例子；

图7示出了根据图5的本发明的方法的分析步骤S6的实现例子；

在附图中，相同的和功能相同的元件和信号(只要没有另外说明)都设置有相同的参考标号。

图1示出了按照IEEE标准802.15.4的“无线个人域网”(WPAN)10的一个例子。该WPAN包括三个固定的或者移动设备形式的发送/接收装置(收发机，TRX)11-13，这些设备借助无线电信号以无线方式交换信息。发送/接收装置11是所谓的全功能设备，其承担WPAN协调器的功能，而发送/接收装置12、13是所谓的部分功能设备(Teilfunktionsgeraete)，它们被分配给全功能设备11，并且仅仅可以与它交换数据。除了在图1中所示的星型网络拓扑(在该网络拓扑中双向的数据传输只可在各个部分功能设备12、13与全功能设备11之间进行，而不能在部分功能设备12、13之间进行)，该标准还规定了所谓的“对等”拓扑，其中全部的全功能设备(其中之一承担了WPAN协调器的角色)都可以分别与所有其他的全功能设备通信。

发送/接收装置11一13分别包括一个天线14、一个与天线相连接的发送单元(发射机，TX)15，一个与天线相连接的接收单元(接收机，RX)16以及一个与发送单元和接收单元相连接的控制单元(control unit，CTRL)17，用于控制发送单元和接收单元15、16。此外，发送/接收装置11-13还分别包括一个在图1中未示出的、电池等形式的能量供给单元，用于为单元15-17以及可能的另外的部件如传感器、接口等等供给能源。

下面的出发点是，数据传输在2.4GHz附近的ISM频带中(工业，科研，医疗)进行。每个发送/接收装置的发送单元15根据IEEE标准802.15.4将各自的待发送的数据流转换为要通过其天线14发射的无线电信号，其方式是各个待发送的数据流(如在说明书开头所描述的)首先被转换为四比特宽的符号d0，d1，d2，...，并且将它们转换为彼此相继的PN序列(如果d0＝5，d1＝4，d2＝7，例如为P5，P4，P7)。紧接着对彼此相继的PN序列借助半正弦脉冲成形进行偏移QPSK调制(四相相移键控)。

相应地，每个发送/接收装置的根据本发明的非相干接收单元16将由其天线14接收(并且由另外的发送/接收装置的发送单元根据IEEE标准802.15.4所生成)的无线电信号尽可能无错误地转换为被发送的数据，其方式是将无线电信号尤其是进行解调并且接着对数据进行检测(判定)。

在此，发送/接收装置的发送单元15和接收单元16是(图1中未示出的)集成电路(IC)的一部分，例如是ASIC(专用集成电路)的一部分，而控制单元17通过(同样未被示出的)微处理器来实现。有利的是，发送/接收装置也可以仅仅具有一个(例如实施为ASIC的)IC，其具有发送单元15、接收单元16和控制单元17的功能。

图2示出了根据本发明的非相干接收单元16的方框图，该接收单元16具有以下的串联的功能块：内部接收机(iREC)21，差分解调器(DEMOD)22，相关单元(COR)23和分析单元(EVAL)24。此外，接收单元16还具有序列提供单元(SEQ)25，其与相关单元23相连接，以及可选地在解调器22和相关单元23之间具有均衡器(EQ)26。

与发送/接收装置的天线14相连接的内部接收机21将所接收的无线电信号r转换为一个复数基带信号b(包络)，该复数基带信号具有以在发送侧所使用的PN序列的PN码片的时钟(即以码片时钟fC＝2Mchip/s＝1/TC＝1/500ns)的复数值采样值。在此，每个复数采样值都包括实部(同相分量I)和虚部(正交分量Q)，它们分别具有例如四比特的比特宽度。根据所使用的振荡器的品质，在此该复数基带信号b会遭受或强或弱地显著的频率偏移。复数值信号例如基带信号b，在附图中通过带双线的箭头示出。

内部接收机21此外还具有同步单元(SYNC)27，其进行符号和码片时钟同步，并且优选确定为校正频率偏移所需的复数因子fOFF。

码片时钟基带信号b接着通过差分解调器22被转化为被解调的信号s，该信号具有以码片时钟的实数值采样值。优选的是，差分解调器22产生被解调的信号s，其采样值具有所谓的软信息值(较高阶(hoeherstufige)的采样值)，而不是所谓的硬比特(Hardbit)(例如二阶的、二进制的值)。由此，可以进一步改善接收单元16的效率。可选地，差分解调器22也可以有利地被用于校正频率偏移。差分解调器22的单个的功能块以及其工作方式结合图3被进一步阐述。

接着，可选地，被解调的信号s被均衡。为此设置的均衡器26优选每个符号周期TS＝1/fS＝16μs＝32*TC地确定被解调的信号s的一个平均值，并且接着通过减去该平均值来使得该信号没有直流成分。替代地或者附加地，均衡器26可以具有滤波器、例如高通滤波器。

以码片时钟fC存在的、必要时被均衡的被解调信号s或者se接着在相关单元23中与所谓的被导出的序列F0，F1，F2，...进行相关，这些序列由序列提供单元25来提供，并且参照下面的表来阐述。这提供了相关结果rsF0，rsF1，rsF2，...，它们给出了对于信号s或者se与相应的被导出的序列F0，F1，...，F15的一致性的程度。相关结果rsF0，rsF1，rsF2，...以符号时钟fS＝fC/32＝62.5ksymbol/s(相应于一个符号周期TS)被生成。

由于差分解调，检测当前的数据符号需要对以前的数据符号的认识。如果现在在相关单元中这样地计算相关结果，将被解调了的信号分别与相应的被导出的序列的一定数目(31)的码片相关(该数目比在发送侧可使用的PN序列(32)的每一个中的码片数目少1)，则可以通过在相关计算中省去一个码片(对于检测的效率没有值得一提的损失)有利地与前面的符号无关地判定(检测)每个数据符号，这进一步降低了接收单元的实现开销。

在分析单元(EVAL)24中，最后分析相关结果rsF0，rsF1，...，并且检测数据符号d0，d1，...。此外，分析单元24优选还计算质量参数(链路质量指示，LQI)，它说明该通信连接的质量。结合图4进一步阐述分析单元24。

图3示出了图2中的差分解调器(DEMOD)22的两个不同实现形式的方框图。根据图3a的较复杂的实现形式可以有利地设置在应该校正频率偏移的情况中，而当频率偏移的补偿不是必须的和/或不是所希望的时，根据图3b的较为简单的实现形式是有利的。在两种情况中，输入信号是由图2中的内部接收机21所提供的复数基带信号b，该复数基带信号具有以码片时钟fC＝2Mchip/s采样的采样值。

在图3a中所示的差分解调器31包括与内部接收机21相连接的延迟单元32、与内部接收机21和延迟单元32相连接的第一复数乘法单元33、与第一乘法单元33和内部接收机21相连接的第二复数乘法单元34以及与第二复数乘法单元34相连接的虚部形成单元35。

该延迟单元32被构建用于将两个实数的输入信号的采样值分别延迟一个码片周期TC＝1/fC＝500ns地提供在输出端，这两个实数的输入信号可以被解释为一个复数输入信号的实部(I)和虚部(Q)。复数乘法单元33、34执行复数乘法，其中第一乘法单元33将位于第一输入端的复数采样值与位于第二输入端的复数采样值的共轭复数值相乘，而第二乘法单元34将所施加的复数采样值“直接”彼此相乘。最后，虚部形成单元35抑制复数输入量的实部并且在输出端上提供输入量的虚部。

对于差分解调器3 1的工作方式的以下描述，复数基带信号b的采样值用x(k)+j*y(k)来表示(参见图3a)，其中x(k)是采样值的实部(同相分量I)，y(k)是采样值的虚部(正交分量Q)，并且k说明了时间下标(码片周期的下标)。

第一复数乘法单元33将当前的采样值x(k)+j*y(k)与延迟了一个码片周期TC的采样值x(k-1)+j*y(k-1)的共轭复数值x(k-1)-j*y(k-1)相乘：

c1(k)＝(x(k)+j*y(k))*(x(k-1)-j*y(k-1))    (1a)

这样得到的第一复数乘积c1(k)接着在第二复数乘法单元34中与通过内部接收机21提供的复数因子fOFF相乘，以便补偿频率偏移并且计算第二复数乘积c2(k)：

c2(k)＝c1(k)*fOFF    (2a)

在虚部形成单元35中，最后形成该第二复数乘积c2(k)的虚部并且提供被解调的信号s(k)：

s(k)＝Imag{c2(k)}    (3a)

差分解调器在图3a中所示的实现形式可以被简化，其方式是由只计算c1(k)和fOFF的乘积的虚部的一个单元来替代功能块34、35：

s(k)＝Real{c1(k)}*Imag{fOFF}+Imag{c1(k)}*Real{fOFF}(2a’-3a’)

根据等式(2a’-3a’)，该单元仅包含两个乘法器，它们分别具有两个输入端，用于Real{c1(k)}与Imag{fOFF}的实数值相乘或者Imag{c1(k)}与Real{fOFF}相乘，以及具有一个连接在后面的加法器用于将实数值的相乘结果相加。

当应该放弃频率偏移的校正时，得到差分解调器的进一步的简化。在这种情况下的有利的、非常简单的实现形式在图3b中被示出。

在图3b中示出的差分解调器36包括一个与内部接收机21相连接的延迟单元32、两个分别与内部接收机21和延迟单元32相连接的乘法器37、38和一个与乘法器相连接的第一加法器39。

图3a和3b的延迟单元32相同地构造，而与图3a中的复数乘法单元33、34不同，乘法器37、38是用于进行实数值采样值的乘法的纯粹的实数乘法器。

借助上面所引入的对复数基带信号b的采样值的标记，可以如下描述差分解调器36的工作原理(参见图3b)。第一乘法器37将复数基带信号b的当前采样值x(k)+j*y(k)的虚部y(k)与延迟了一个码片周期的采样值x(k-1)+j*y(k-1)的实部x(k-1)相乘并且这样计算第一(实数值)乘积：

r1(k)＝y(k)*x(k-1)    (1b)

与此类似，第二乘法器38将复数基带信号b的当前采样值x(k)+j*y(k)的实部x(k)与延迟一个码片周期的采样值x(k-1)+j*y(k-1)的虚部y(k-1)相乘并且这样计算第二(实数值)乘积：

r2(k)＝x(k)*y(k-1)    (2b)

最后，第一加法器39形成下面的第一和第二乘积的差，并且提供被解调的信号s(k)：

s(k)＝r1(k)-2(k)    (3b)

如从图3a和3b中可以看出的那样，在差分解调器22的两种实现形式31、36中都没有涉及硬裁决。这种硬裁决会有的后果是，被解调的信号s的采样值分别仅仅可以取两个值、例如二进制值零和1，并且被解调的信号s由此会由所谓的硬比特组成。与此不同，在根据图3a和3b的每个实现形式中，被解调的信号s都由较高阶(超过两阶)的采样值构成，这些采样值也被称为“软信息值”。与由硬比特构成的、硬裁决的被解调的信号相比，具有按照图3a或者图3b的、具有软信息值的被解调的信号s的后续的块(均衡器26，相关单元23，分析单元24，见图2)可得到更多的信息，并且改善了在例如信道失真和噪声的干扰影响下整个接收单元16的效率，例如比特误码率、符号误码率、帧误码率等等。申请人的仿真表明，对于AWGN(加性高斯白噪声)信道，当被解调的信号具有4比特宽的软信息值而不是硬比特时，接收机的效率提高了大约2dB。

下面将描述如何实现按照图2的由序列提供单元25提供的被导出的序列F0，F1，...。下面的图表示出了根据IEEE 802.15.4的、在发送侧要使用的PN序列P0，P1，...，P15以及根据本发明的分配给PN序列的被导出的序列F0，F1，...，F15。

就在发送侧要使用的PN序列P0，P1，P2，...而言，则首先要确定的是，具有共计16个PN序列P0，P1，...，P15的序列库被详细说明。在此，每个PN序列都包括32个所谓的码片，它们分别可取逻辑零(0)或者一(1)的值。如从表中可以看到的那样，例如PN序列P5的前十个码片取值0011010100。

对于例如PN序列P5的码片，为了简化描述，引入参数P5c0(P5的第一码片(c0))，P5c1(第二码片(c1))，...，P5c30，P5c31(最后一个码片(c31))。类似地，对于其他PN序列也适用，这样Picj表示具有下标i(Pi)的PN序列的具有下标j的码片(即第(j+1)个码片)，其中i＝0，1，...，15，并且j＝0，1，...，31。此外，为了能够更好地将PN序列的码片与被导出的序列的码片区分，将前者称为PN码片。

Pi：PN-序列i(发送侧)(Pic0 Pic1 Pic2 Pic3...Pic30 Pic31)Fi：由Pi导出的序列(Fic0 Fic1 Fic2 Fic3...Fic30 Fic31)
	P0：    1 1 0 1 1 0 0 1 1 1 0 0 0 0 1 1 0 1 0 1 0 0 1 0 0 0 1 0 1 1 1 0F0：    + + + - - - - - - + + + - + + + + - + - + + + - - + + - + + - -
P1：    1 1 1 0 1 1 0 1 1 0 0 1 1 1 0 0 0 0 1 1 0 1 0 1 0 0 1 0 0 0 1 0F1：    + + - - + + + - - - - - - + + + - + + + + - + - + + + - - + + -
	P2：    0 0 1 0 1 1 1 0 1 1 0 1 1 0 0 1 1 1 0 0 0 0 1 1 0 1 0 1 0 0 1 0F2：    - + + - + + - - + + + - - - - - - + + + - + + + + - + - + + + -
P3：    0 0 1 0 0 0 1 0 1 1 1 0 1 1 0 1 1 0 0 1 1 1 0 0 0 0 1 1 0 1 0 1F3：    + + + - - + + - + + - - + + + - - - - - - + + + - + + + + - + -
	P4：    0 1 0 1 0 0 1 0 0 0 1 0 1 1 1 0 1 1 0 1 1 0 0 1 1 1 0 0 0 0 1 1F4：    + - + - + + + - - + + - + + - - + + + - - - - - - + + + - + + +
P5：    0 0 1 1 0 1 0 1 0 0 1 0 0 0 1 0 1 1 1 0 1 1 0 1 1 0 0 1 1 1 0 0F5：    - + + + + - + - + + + - - + + - + + - - + + + - - - - - - + + +
	P6：    1 1 0 0 0 0 1 1 0 1 0 1 0 0 1 0 0 0 1 0 1 1 1 0 1 1 0 1 1 0 0 1F6：    - + + + - + + + + - + - + + + - - + + - + + - - + + + - - - - -
P7：    1 0 0 1 1 1 0 0 0 0 1 1 0 1 0 1 0 0 1 0 0 0 1 0 1 1 1 0 1 1 0 1F7：    - - - - - + + + - + + + + - + - + + + - - + + - + + - - + + + -
	P8：    1 0 0 0 1 1 0 0 1 0 0 1 0 1 1 0 0 0 0 0 0 1 1 1 0 1 1 1 1 0 1 1F8：    - - - + + + + + + - - - + - - - - + - + - - - + + - - + - - + +
P9：    1 0 1 1 1 0 0 0 1 1 0 0 1 0 0 1 0 1 1 0 0 0 0 0 0 1 1 1 0 1 1 1F9：    - - + + - - - + + + + + + - - - + - - - - + - + - - - + + - - +
	P10：  0 1 1 1 1 0 1 1 1 0 0 0 1 1 0 0 1 0 0 1 0 1 1 0 0 0 0 0 0 1 1 1F10：  + - - + - - + + - - - + + + + + + - - - + - - - - + - + - - - +
P11：  0 1 1 1 0 1 1 1 1 0 1 1 1 0 0 0 1 1 0 0 1 0 0 1 0 1 1 0 0 0 0 0F11：  - - - + + - - + - - + + - - - + + + + + + - - - + - - - - + - +
	P12：  0 0 0 0 0 1 1 1 0 1 1 1 1 0 1 1 1 0 0 0 1 1 0 0 1 0 0 1 0 1 1 0F12：  - + - + - - - + + - - + - - + + - - - + + + + + + - - - + - - -
P13：  0 1 1 0 0 0 0 0 0 1 1 1 0 1 1 1 1 0 1 1 1 0 0 0 1 1 0 0 1 0 0 1F13：  + - - - - + - + - - - + + - - + - - + + - - - + + + + + + - - -
	P14：  1 0 0 1 0 1 1 0 0 0 0 0 0 1 1 1 0 1 1 1 1 0 1 1 1 0 0 0 1 1 0 0F14：  + - - - + - - - - + - + - - - + + - - + - - + + - - - + + + + +
P15：  1 1 0 0 1 0 0 1 0 1 1 0 0 0 0 0 0 1 1 1 0 1 1 1 1 0 1 1 1 0 0 0F15：  + + + + + - - - + - - - - + - + - - - + + - - + - - + + - - - +

如果将16个PN序列划分为八个PN序列P0，P1，...，P7的第一组和八个PN序列P8，P9，...，P15的第二组，则由该表此外还可以看出，第一组的PN序列仅仅通过其码片值的循环移位来彼此区别。这样，例如在PN序列P0的开头所出现的位模式{110110}，在PN序列P1中从PN码片P1c4开始被看出，在PN序列P2中从P2c8开始，在P3中从P3c12开始，在P4中从P4c16开始，..，并且最后在P7中从P7c28(在循环的扩展情况下)开始被看出。第二组的PN序列彼此不同之处也在于其码片值的循环移位。

此外可以确定的是，对于第一组的每个PN序列，存在第二组的一个PN序列，该序列仅仅在每个第二码片值与第一组的该PN序列不同，确切地说，区别在于将每个第二码片值取反。如果例如将表中的PN序列P0和P8比较，则可以确定，具有偶数下标的PN序列分别具有相同的值(P0c0＝P8c0＝1；P0c2＝P8c2＝0；P0c4＝P8c4＝1；等等)，而具有奇数下标的PN序列取不同的值(P0c1＝1，P8c1＝0，P0c3＝1，P8c3＝0，P0c5＝0，P8c5＝1，等等)。

根据本发明，每个PN序列被分配不同的、与差分解调匹配的被导出的序列，PN序列P0例如被分配该表中在P0下面所列出的被导出序列F0，PN序列P1被分配被导出的序列F1，等等。被导出的序列的码片(在此称为被导出的码片)可以取对极的值+1和-1，其中出于清楚的原因，在表中仅仅记录了这些值的符号。类似于PN码片的上面引入的表示，具有下标i的被导出的序列的、具有下标j的被导出的码片在下面用Ficj表示，其中i＝0，1，...，1 5，并且j＝0，1，...，31。

被导出的码片的值如下由PN码片的值得到。为了例如形成被导出的码片F0c2的值(该值根据表为+1)，可以将在表中记录在其紧上方的PN码片的值P0c2＝0与P0c2左边(即时间上在前)记录的PN码片的值P0c1＝1进行逻辑异或运算。在这种情况中，逻辑异或运算得到逻辑1的值，为该值分配在表中对于F0c2所记录的对极的值+1。相应地，由P0c4 XOR P0c3＝1 XOR 1＝0得到F0c4的值，用于在该表中对于F0c4所记录的值-1，因为为逻辑零分配一个对极的值-1。该推导规则适用于所有具有正偶数下标的被导出的码片。这样，Ficj表示具有下标i的被导出的序列的带下标j的被导出码片，并且Picj和Picn表示具有下标i的PN序列的带下标j或者n的PN码片，这样对于正偶数下标j，被导出的码片Ficj(i＝0，1，...，15)得到

Ficj＝2*(Picj XOR Picn)-1，其中n＝j-1(j＝2，4，6，...，30)    (4)其中异或运算的结果与因子2的相乘并且紧接着减去1应该反映出为逻辑值0或1分配对极的值-1或者+1。

对于形成具有下标j＝0的被导出的码片，不是使用(不存在的)时间上在前的、具有下标n＝j-1＝-1的PN码片Picn，而是使用最后的、具有n＝31的PN码片Picn，即

Ficj＝2*(Picj XOR Picn)-1，其中j＝0且n＝31(i＝0，1，...，15)    (5)

与等式(4)类似的推导规则适用于具有奇数下标j的被导出的码片Ficj。在这种情况中，异或运算的结果在分配之前被转换为对极的值：

Ficj＝2*INV{Picj XOR Picn}-1，其中n＝-1(j＝1，3，5...，31)    (6)其中INV{}表示逻辑取反，并且仍有i＝0，1，...，15。

替代将逻辑值取反连同接着将逻辑0分配给对极的值-1以及将逻辑1分配给对极的值+1，自然也可以使用另外的分配，即将逻辑0分配给对极的值+1以及将逻辑1分配给对极的值-1，并且由此取消逻辑取反。作为公式则得到

Ficj＝1-2*(Picj XOR Picn)，其中n＝j-1(j＝1，3，5...，31)    (6′)

使用各个“当前”的PN码片(具有要形成的被导出码片的下标)以及相应在前面的PN码片，符合在说明书开头所阐述的、在偏移QPSK调制(四相相移键控)的框架中在发送侧将具有偶数(奇数)下标的PN码片划分到同相(I)载波(正交相(Q)载波)上。PN码片在发送侧的其他I/Q划分要求相应匹配地形成被导出的码片。

如果将16个被导出的序列划分为八个被导出的序列F0，F1，...，F7的一个第一组和八个被导出的序列F8，F9，...，F15的一个第二组，则由该表可以看出，第一组的这些被导出的序列仅仅通过它们的码片值的循环移位来彼此区别。这样，例如在被导出的序列F0的开头所出现的位模式{+++---}在被导出的序列F1中从被导出的码片F1c4开始被看出，在被导出的序列F2中从F2c8开始，在F3中从F3c12开始，在F4中从F4c16开始，...，并且(在循环的扩展的情况下)最后在F7中从F7c28开始被看出。第二组的这些被导出的序列彼此不同之处也仅在于它们的码片值的循环移位。

此外可以确定的是，相对于第一组的每一个被导出的序列，存在一个仅仅通过其所***片值的取反来区别的第二组被导出的序列。如果例如将该表中的被导出的序列F0和F8比较，则可以确定，全部的码片值被取反。因为这对于序列对F1/F9、F2/F10等也适用，所以可以确定，第一组的所有被导出的序列以被取反的形式包含在第二组中：

Ficj＝(-1)*Fncj，其中i＝0，1，...，7，n＝i+8及j＝0，1，...，31    (7)

与PN序列相对，其中相应的序列对(P0/P8，P1/P9等等)通过每第二个PN码片的取反来区别，被导出的序列的相应序列对通过其所***片值的取反来区别。

被导出的序列的、在前面的段落中所提及的特征使得序列提供单元25、相关单元23以及分析单元24能够非常简单地被实现，并且由此能够非常简单地实现图2中的整个接收单元16。

显然，替代在表中列出的被导出的序列，也可以使用相应的被取反的序列。这只是相当于将在PN序列和被导出的序列之间的分配进行调换(vertauschten)。这样，在这种情况中，为PN序列P0分配该表中的被导出序列F8，为PN序列P1分配该表中的被导出序列F9等等。这种调换的分配可以在相关单元和/或分析单元中相应地被考虑。

在相关单元23中，在计算相关结果时，可以有利地不考虑被导出的序列(Fic0)的各个第一码片，由此在分析单元24中可以与相应在前面的数据符号无关地判定数据符号。由此，可以更为简单地实现接收单元，而没有对于检测效率的值得一提的影响。

图4示出了图2中的分析单元(EVAL)24的框图，其具有一个与相关单元23相连接的下标确定单元41，一个与该下标确定单元相连接的分配单元42以及优选具有一个与相关单元23相连接的LQI单元43-46(链路质量指示)。LQI单元具有以下的串联的功能块：一个与相关单元23相连接的最大值形成单元43、一个加法单元44、一个第三乘法器45和一个值限制单元46。

通过相关单元23计算的相关结果rsF0，rsF1，...，rsF15在下标确定单元41中被分析，其方式是，在每个符号周期TS中确定在所有相关结果rsF0，rsF1，...，rsF15中具有最大值的那个相关结果的下标，并且按照图4将其作为下标m的值输出。如果例如相关结果rsF5具有在所有相关结果中的最大值，则下标确定单元41将值m＝5输出。这意味着，在所有被导出的序列F0，F1，...，F15中，被导出的序列F5具有与信号s或se的最高程度的一致性。

分配单元42给每个下标m分配一个这样的符合值：该符号值被分配了一个这样的PN序列：该PN序列被分配给具有该下标m的被导出的序列。假设，在发送侧给符号值d＝5分配PN序列P5并且与上表一致地又给该PN序列分配被导出的序列F5，因此在上面的例子中分配单元42给下标m＝5分配数据符号d＝5。

LQI单元的最大值形成单元43在每个符号周期TS中确定所有相关结果rsF0，rsF1，...，rsF15的最大的相关值rsFmax。加法单元44可选地具有积分单元47，然而在任何情况下都具有一个第二加法器48，其中积分单元47将多个、优选在彼此相继的符号周期中确定的最大的相关值rsFmax相加或者平均，并且第二加法器48加上常数-K或者减去值+K，以便计算和r4。在值限制单元46将这样获得的第三乘积r3限制到一个预先给定的值域(例如0...255)上之前，第三乘法器45紧接着将和r4与因子fSKAL相乘，以便提供LQI值作为通信连接的质量的尺度。常数-K和因子fSKAL在此这样选择，使得按照上述步骤提供的信号质量(LQI)视所接收的无线电信号r的质量而定地完全覆盖预先给定的值域(例如0...255)。

上述参照图2至4所描述的根据本发明的接收单元以及由此具有这种接收单元的发送/接收装置的特色在于极其简单的可实现性、极小的能量需求以及高的效率(与干扰影响如噪声和/或信道失真相关的比特误码率等等)。根据申请人的研究，本发明的接收单元的数字部分(没有同步单元)需要数量级为几千的等效门(具有两个输入端的NAND门)的硬件开销。在数据传输模块中，本发明的接收单元的这些数字部分具有在几毫瓦(mW)数量级的功率需求。

图5示出了根据本发明的用于非相干检测的方法的流程图。在步骤S1中，首先将所接收的无线电信号r转化为具有以码片时钟fC的采样值的复数基带信号b。在步骤S2中，将该复数基带信号b进行差分解调。在可选的步骤S3中，被解调的信号s被均衡，并且由此形成被均衡的被解调信号se。在步骤S4中，该步骤也可以替代地在步骤S3之前就已经实施，在极端情况中甚至在步骤S1之前已实施，提供上面被详细描述的被导出的序列F0，F1，F2...。在步骤S5中，将被解调的信号s或者被均衡的被解调信号se与被导出的序列F0，F1，F2...进行相关，以计算相关结果rsF0，rsF1，rsF2...。最后，在步骤S6中分析相关结果并且导出数据符号d0，d1，d2...的值。步骤S1-S6的详细的描述可以从上面参照附图1和2对接收单元16或者其功能块21-26的工作原理的描述中得到。

图6示出了图5中的差分解调步骤S2的不同的实现形式的流程图。根据图6a的第一实现形式有利地设置在这种情况中：其中应校正频率偏移，而当无需补偿频率偏移时，根据图6b的第二实现形式是有利的。

根据图6a，在步骤S2a1中确定适于校正频率偏移的复数因子fOFF。该步骤在图5中的步骤S1的范围中(提供b)进行，然而也可以在步骤S2的范围中(但是在步骤S2a4之前)进行。在步骤S2a2中，复数的码片时钟基带信号b的采样值x(k)+jy(k)被延迟一个码片周期TC。在步骤S2a3中，计算第一复数乘积c1(k)，其方式是将根据步骤S2a2延迟的采样值的共轭复数值x(k-1)-jy(k-1)与复数基带信号b的未被延迟的采样值x(k)+jy(k)相乘。最后，在步骤S2a4中形成被解调的信号s，其方式是(仅仅)计算由第一复数乘积c1(k)[S2a3]与复数因子fOFF[S2a1]的第二复数乘积c2(k)的虚部。步骤S2a1-S2a4的详细描述可以从上述参照图2和图3a以及等式(1a)至(2a’-3a’)对差分解调器22、31或者其功能块32-35的工作原理的描述中得到。

根据图6b，在步骤S2b1中，复数的码片时钟基带信号b的采样值x(k)+jy(k)类似于图6a中的步骤S2a2被延迟一个码片周期TC。在步骤S2b2中，计算第一乘积r1(k)，其方式是将被延迟的采样值x(k-1)的实部与复数基带信号b的未被延迟的采样值y(k)的虚部相乘。在步骤S2b3中，计算第二乘积r2(k)，其方式是将被延迟的采样值y(k-1)的虚部与复数基带信号b的未被延迟的采样值x(k)的实部相乘。最后，在步骤S2b4中，形成被解调的信号s，其方式是从第一乘积r1(k)减去第二乘积r2(k)。步骤S2b1-S2b4的详细描述可以从上述参照图2和3b以及等式(1b)至(3b)对差分解调器22、36或者其功能块32、37-39的工作原理的描述中得到。

根据图6a以及按照图6b生成的被解调的信号s都有利地具有软信息值(参见图3的描述)。

图7a示出了图5中的分析步骤S6的流程图。在步骤S6a1中，下标m确定了具有最大值的那个相关结果，例如如果rsF5在所有相关结果rsF0，rsF1，rsF2...中具有最大值，则m＝5。在步骤S6a2中，为该下标m分配这样的数据符号：该数据符号的符号值分配给这样的、在发送侧可指配的PN序列：具有该下标m的被导出的序列被分配给该PN序列。如果在上面的例子中，例如为符号值d＝5分配PN序列P5并且被导出的序列F5又被分配给该PN序列，则具有该符号值d＝5的数据符号于是被分配给下标m＝5。

图7b示出了图5中的分析步骤S6的另外的流程图，其中确定了信号质量。在步骤S6b1中，为此首先在每个符号周期TS确定所有相关结果rsF0，rsF1，rsF2...中的最大值rsFmax。在可选地(未在图7b中示出)将多个属于彼此相继的符号周期的值rsFmax相加(累加，积分)之后，在步骤S6b2中通过加上常数-K计算和r4，该和在步骤S6b3中与因子fSKAL相乘，以计算第三乘积r3。最后在步骤S6b4中确定信号质量参数LQI(链路质量指示)，其中第三乘积r3的值被限制在预先给定的值域、例如0...255上。常数-K和因子fSKAL在此被这样选择，使得信号质量LQI视所接收的无线电信号r的质量而定地完全覆盖预先给定的值域。

图7a和7b中的步骤的详细描述可以从上述参照图2和4对分析单元24或者其功能块41-48的工作原理的描述中得到。

虽然在上面借助实施例对本发明进行了描述，然而本发明并不局限于此，而是可以以多种方式变换。这样，本发明既不局限于WPAN本身，也不局限于根据IEEE 802.15.4的WPAN或者在其中所规定的PN序列(序列的数目和长度，码片的阶数和值等等)、码片/符号/比特的速率和阶数等等。此外，本发明也不局限于在上面的表中所说明的被导出的序列。对于在所导出的码片和PN码片之间的关联，可以给出不同的等效逻辑关系。

参考标号表

10    数据传输***/根据IEEE标准802.15.4的“无线个人域网”

      (WPAN)

11-13 发送/接收装置，“收发机”

14    天线

15    发送单元，“发射机”

16    接收单元，“接收机”

17    控制单元

21    内部接收机

22    差分解调器

23    相关单元，解扩器

24    分析单元，检测器

25      序列提供单元

26      均衡器

31      差分解调器(带有频率偏移的校正)

32      延迟单元

33、34  第一或第二复数乘法单元

35      虚部形成单元

36      差分解调器(没有频率偏移的校正)

37、38  第一或第二乘法器

39      第一加法器/减法器

41      下标确定单元

42      分配单元，检测单元

43      最大值形成单元

44      加法单元

45      第三乘法器

46      值限制单元

47      积分单元

48      第二加法器/减法器

COR     相关单元，解扩器

CTRL    控制单元

DEMOD   差分解调器

EQ      均衡器

EVAL    分析单元，检测器

FM      频率调制

IC      集成电路；芯片

iREC    内部接收机

IMAG    虚部形成单元

IND           下标确定单元

ISM           工业，科研，医疗(在2.4GHz附近的频带)

LQI           信号质量参数(链路质量指示)

MAP           分配单元

MAX           最大值形成单元

MSK           最小频移键控

PN            伪噪声

QPSK          四相相移键控

RX            接收单元，接收机

SEQ           序列提供单元

TRX           发送/接收装置，收发机

TX            发送单元，发射机

WPAN          无线个人域网

b             带有以码片时钟的采样值的复数基带信号

c1(k)，c2(k)  第一或第二复数乘积

d0，d1，d2，…数据符号

fB            比特时钟(＝1/TB)

fC            码片时钟(＝1/TC)

fS            符号时钟(＝1/fS)

f0FF          复数因子

fSKAL         定标因子

F0，F1，F2，…被导出的序列，F/FSK序列，第二代码(接收机侧)

F5c0，F5c1，…被导出的序列F5的码片(“被导出的码片”)

i，j，m，n    下标

K             常数

P0，P1，P2，…  PN序列，扩频序列，第一代码(发送侧)

P5c0，P5c1，…  PN序列P5的码片(“PN码片”)

r               无线电信号，接收信号

r1(k)，r2(k)    第一或第二乘积

r3              第三乘积

r4              和

rsF0，rsF1，…  相关结果

rsFmax          最大相关结果

s               被解调的信号；软信息值

se              被均衡的被解调信号

                被均衡的软信息值

TB              比特周期(＝1/fB)

TC              码片周期(＝1/fC)

TS              符号周期(＝1/fS)

x(k)+jy(k)      以码片时钟fC被采样的复数基带信号b的采样值

Claims (23)

1.用于非相干检测包含在接收的无线电信号(r)中的数据符号(d0，d1，d2，...)的方法，其中，在发送侧为每个数据符号(d0＝5)指配一个由在码片时钟(fC)上彼此相继的PN码片(P5c0，P5c1，P5c2，...)构成的、符号值特定的PN序列(P5)，并且对被指配给数据符号(d0，d1，d2，...)的PN序列(P5，P4，P7，...)进行偏移QPSK调制，所述方法具有以下步骤：

a)将接收的无线电信号(r)转化(S1)为一个以码片时钟(fC)被采样的复数基带信号(b)；

b)通过所述以码片时钟(fC)被采样的复数基带信号(b)的差分解调生成(S2)一个被解调的信号(s)；

c)提供(S4)被导出的序列(F0，F1，F2，...)，其中，每个被导出的序列(F5)被分配给一个在发送侧可指配的PN序列(P5)并且由被导出的码片(F5c0，F5c1，F5c2，...)构成，这些被导出码片的值各相应于这样的、在发送侧可指配的PN序列(P5)的相应的PN码片(P5c0，P5c1，P5c2，...)的一个逻辑运算，该被导出的序列(F5)被分配给那个在发送侧可指配的PN序列(P5)；

d)通过将被解调的信号(s)与被导出的序列(F0，F1，F2，...)进行相关来计算(S5)相关结果(rsF0，rsF1，rsF2，...)；以及

e)通过分析所述相关结果(rsF0，rsF1，rsF2，...)来导出(S6)数据符号(d0，d1，d2，...)的值。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，该被解调的信号(s)具有软信息值。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，提供(S2a1)适于校正频率偏移的复数因子(fOFF)，并且

所述生成该被解调的信号(s)具有以下步骤：

a)将复数基带信号(b)的采样值(x(k)+jy(k))延迟(S2a2)一个码片周期(TC)，

b)通过将该被延迟的采样值的共轭复数值(x(k-1)-jy(k-1))与该复数基带信号(b)的未被延迟的采样值(x(k)+jy(k))相乘来计算(S2a3)第一复数乘积(c1(k))，

c)通过计算由该第一复数乘积(c1(k))与该复数因子(fOFF)的第二复数乘积(c2(k))的虚部来生成(S2a4)被解调的信号(s)。

4.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，

所述生成被解调的信号(s)包括以下步骤：

a)将复数基带信号(b)的采样值(x(k)+jy(k))延迟(S2b1)一个码片周期(TC)，

b)通过将被延迟的采样值的实部(x(k-1))与复数基带信号的未被延迟的采样值的虚部(y(k))相乘来计算(S2b2)第一乘积(r1(k))，

c)通过将被延迟的采样值的虚部(y(k-1))与复数基带信号的未被延迟的采样值的实部(x(k))相乘来计算(S2b3)第二乘积(r2(k))，

d)通过从该第一乘积(r1(k))减去该第二乘积(r2(k))来生成(S2b4)被解调的信号(s)。

5.根据上述权利要求之一所述的方法，其特征在于，在计算相关结果(rsF0，rsF1，rsF2，...)时，将被解调的信号(s)分别与一定数目的被导出的码片进行相关，该数目比每个在发送侧可指配的PN序列中所包含的PN码片的数目少1。

6.根据上述权利要求之一所述的方法，其特征在于，对该被解调的信号(s)进行均衡(S3)，其中所述均衡优选具有对直流部分的抑制，并且通过将被均衡的被解调信号(se)与被导出的序列(F0，F1，F2，...)进行相关来计算相关结果(rsF0，rsF1，rsF2，...)。

7.根据上述权利要求之一所述的方法，其特征在于，具有一个第一正下标的这些被导出的码片(F5ci，i＝1，2，...)分别具有一个值，该值可以由具有该第一正下标的PN码片(P5ci，i＝1，2，...)与按照下标相应在前面的PN码片(P5cj，j＝i-1)的异或运算来导出。

8.根据上述权利要求之一所述的方法，其特征在于，按照下标第一被导出的码片(F5c0)具有一个值，该值可以由按照下标第一PN码片(P5c0)与按照下标最后的PN码片(P5c31)的异或运算来导出。

9.根据权利要求7或8所述的方法，其特征在于，

a)具有偶数下标的被导出的码片(F5c0，F5c2，...)分别具有一个值，该值被分配给相应的异或运算的值，并且

b)具有奇数下标的被导出的码片(F5c1，F5c3，...)分别具有一个值，该值被分配给相应的异或运算的取反的值。

10.根据上述权利要求之一所述的方法，其特征在于，所述相关结果(rsF0，rsF1，rsF2，...)的分析具有以下步骤：

a)确定(S6a1)具有最大值的那个相关结果(rsF5)的下标(m＝5)，

b)将这样的数据符号分配(S6a2)给该下标(m＝5)：该数据符号的符号值(d＝5)被分配给这样的、在发送侧可指配的PN序列(P5)：该PN序列被分配有带有该下标(m＝5)的被导出的序列(F5)。

11.根据上述权利要求之一所述的方法，其特征在于，所述相关结果(rsF0，rsF1，rsF2，...)的分析具有以下步骤：

a)确定(S6b1)这些相关结果的最大相关值(rsFmax)，

b)通过加上一个常数(-K)计算(S6b2)和(r4)，

c)通过将该和(r4)与一个因子(fSKAL)相乘来计算(S6b3)一个第三乘积(r3)，

d)通过将该第三乘积(r3)的值限制在一个预先给定的值域(0...255)上来提供(S6b4)信号质量(LQI)，

其中，该常数(-K)和该因子(fSKAL)被这样选择，使得根据步骤a)至d)提供的信号质量(LQI)视所接收的无线电信号(r)的质量而定地完全覆盖该预先给定的值域。

12.用于检测包含在所接收的无线电信号(r)中的数据符号(d0，d1，d2，...)的非相干接收单元(16)，其特征在于，该接收单元(16)被构造用于实施根据上述权利要求之一的方法。

13.用于检测包含在所接收的无线电信号(r)中的数据符号(d0，d1，d2，...)的非相干接收单元(16)，其中在发送侧为每个数据符号(d0＝5)指配一个由在码片时钟(fC)上彼此相继的PN码片(P5c0，P5c1，P5c2，...)构成的、符号值特定的PN序列(P5)，并且对这些被指配给数据符号(d0，d1，d2，...)的PN序列(P5，P4，P7，...)进行偏移QPSK调制，所述非相干接收单元包括：

a)内部接收机(21)，其被构造用于将所接收的无线电信号(r)转化为以码片时钟(fC)被采样的复数基带信号(b)，

b)与该内部接收机(21)相连接的差分解调器(22；31；36)，其被构造用于通过该以码片时钟被采样的复数基带信号(b)的差分解调来生成被解调的信号(s)，

c)序列提供单元(25)，其被构造用于提供被导出的序列(F0，F1，F2，...)，其中每个被导出的序列(F5)被分配给一个在发送侧可指配的PN序列(P5)并且由被导出的码片(F5c0，F5c1，F5c2，...)构成，这些被导出的码片的值各相应于在发送侧可指配的这样的PN序列(P5)的相应的PN码片(P5c0，P5c1，P5c2，...)的一个逻辑运算：该被导出的序列(F5)被分配给该在发送侧可指配的PN序列(P5)；

d)与该序列提供单元(25)和该差分解调器(22)相连接的相关单元(23)，其被构造用于通过将被解调的信号(s)与被导出的序列(F0，F1，F2，...)进行相关来计算相关结果(rsF0，rsF1，rsF2，...)，以及

e)与该相关单元(23)相连接的分析单元(24)，其被构造用于通过分析相关结果(rsF0，rsF1，rsF2，...)来导出数据符号(d0，d1，d2，...)的值。

14.根据权利要求13所述的非相干接收单元，其特征在于，该差分解调器(22)被这样构造，使得被解调的信号(s)具有软信息值。

15.根据权利要求14所述的非相干接收单元，其特征在于，该非相干接收单元被构造用于提供一个适于校正频率偏移的复数因子(fOFF)，并且所述差分解调器(22；31)具有以下单元：

a)与该内部接收机(21)相连接的延迟单元(32)，用于将复数基带信号(b)的采样值(x(k)+jy(k))延迟一个码片周期(TC)，

b)与该内部接收机(21)和该延迟单元(32)相连接的第一复数乘法单元(33)，用于通过将被延迟的采样值的共轭复数值(x(k-1)-jy(k-1))与复数基带信号(b)的未被延迟的采样值(x(k)+jy(k))相乘来计算第一复数乘积(c1(k))，

c)与该第一复数乘法单元(33)和该内部接收机(21)相连接的单元(34，35)，用于通过计算由该第一复数乘积(c1(k))与该复数因子(fOFF)的第二复数乘积(c2(k))的虚部来生成被解调的信号(s)。

16.根据权利要求14所述的非相干接收单元，其特征在于，所述差分解调器(22；36)具有以下单元：

a)与该内部接收机(21)相连接的延迟单元(32)，用于将复数基带信号(b)的采样值(x(k)+jy(k))延迟一个码片周期(TC)，

b)与该内部接收机(21)和该延迟单元(32)相连接的第一乘法器(37)，用于通过将被延迟的采样值的实部(x(k-1))与复数基带信号的未被延迟的采样值的虚部(y(k))相乘来计算第一乘积(r1(k))，

c)与该内部接收机(21)和该延迟单元(32)相连接的第二乘法器(38)，用于通过将被延迟的采样值的虚部(y(k-1))与复数基带信号的未被延迟的采样值的实部(x(k))相乘来计算第二乘积(r2(k))，

d)与所述第一和第二乘法器(37，38)相连接的第一加法器(39)，用于通过从第一乘积(r1(k))减去第二乘积(r2(k))来生成所述被解调的信号(s)。

17.根据权利要求13-16之一所述的非相干接收单元，其特征在于，该相关单元(23)被构造，用于在计算相关结果(rsF0，rsF1，rsF2，...)时将被解调的信号(s)分别与一定数目的被导出的码片进行相关，该数目比每个在发送侧可指配的PN序列的中所包含的PN码片的数目少1。

18.根据权利要求13-17之一所述的非相干接收单元，其中

在该差分解调器(22)和该相关单元(23)之间设置有均衡器(26)用于均衡该被解调的信号(s)，所述均衡器(26)优选被构造用于抑制直流部分，并且

该相关单元(23)被构造用于通过将被均衡的被解调信号(se)与被导出的序列(F0，F1，F2，...)进行相关来计算相关结果(rsF0，rsF1，rsF2，...)。

19.根据权利要求13-18之一所述的非相干接收单元，其中该序列提供单元(25)具有用于存储被导出的序列(F0，F1，...)的存储装置。

20.根据权利要求13-19之一所述的非相干接收单元，其特征在于，该分析单元(24)具有以下单元：

a)与该相关单元(23)相连接的下标确定单元(41)，用于确定具有最大值的那个相关结果(rsF5)的下标(m＝5)，

b)与所述下标确定单元(41)相连接的分配单元(42)，用于将这样的数据符号分配给该下标(m＝5)，该数据符号的符号值(d＝5)被分配给这样的、在发送侧可指配的PN序列(P5)，该在发送侧可指配的PN序列被分配有带有该下标(m＝5)的被导出的序列(F5)。

21.根据权利要求13-20之一所述的非相干接收单元，其特征在于，所述分析单元(24)具有以下单元：

a)与该相关单元(23)相连接的最大值形成单元(43)，用于确定相关结果的最大相关值(rsFmax)，

b)与该最大值形成单元(43)相连接的加法单元(44)，用于通过加上一个常数(-K)来计算和(r4)，

c)与该加法单元(44)相连接的第三乘法器(45)，用于通过将所述和(r4)与一个因子(fSKAL)相乘来计算第三乘积(r3)，

d)与该第三乘法器(45)相连接的值限制单元(46)，用于通过将所述第三乘积(r3)的值限制在一个预先给定的值域(0...255)上来提供信号质量(LQI)，

其中，该常数(-K)和该因子(fSKAL)被这样选择，使得根据步骤a)至d)提供的信号质量(LQI)视所接收的无线电信号(r)的质量而定地完全覆盖该预先给定的值域。

22.发送/接收装置(11-13)，特别是用于按照IEEE标准802.15.4在2.4GHz频带中的数据传输***(10)，该发送/接收装置包括

a)天线(14)，

b)与该天线(14)相连接的发送单元(15)，用于特别是按照IEEE标准802.15.4在2.4GHz频带中发送数据，其中该发送单元(15)被构造用于：为每个数据符号(d0＝5)指配一个由在码片时钟(fC)上彼此相继的PN码片(P5c0，P5c1，P5c2，...)构成的、符号值特定的PN序列(P5)，并且对被指配给所述数据符号(d0，d1，d2，...)的PN序列(P5，P4，P7，...)进行偏移QPSK调制，

c)与该天线(14)相连接的、根据权利要求12至21之一的非相干接收单元(16)，

d)与该发送单元(15)和该接收单元(16)相连接的、用于控制发送和接收单元(15，16)控制单元(17)。

23.集成电路，特别是用于根据权利要求22的发送/接收装置，具有根据权利要求12至21之一的非相干接收单元(16)。

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