EP0608694B1 - Integrierbare Stromquellenschaltung - Google Patents

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EP0608694B1
EP0608694B1 EP94100236A EP94100236A EP0608694B1 EP 0608694 B1 EP0608694 B1 EP 0608694B1 EP 94100236 A EP94100236 A EP 94100236A EP 94100236 A EP94100236 A EP 94100236A EP 0608694 B1 EP0608694 B1 EP 0608694B1
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transistor
current
transistors
collector
current source
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Volker Dipl.-Ing. Thomas
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Siemens AG
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Siemens AG
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    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
    • G05F3/02—Regulating voltage or current
    • G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
    • G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
    • G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
    • G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
    • G05F3/22—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations wherein the transistors are of the bipolar type only

Definitions

  • the invention relates to an integrable current source circuit for generating an output current proportional to an input current.
  • Such current source circuits usually consist of current mirrors, as are known, for example, from Paul R. Gray, Analysis and design of analog integrated cirucits, John Wilay and Sons, 1984, pages 234 to 239.
  • a diode or an input transistor connected to a diode is driven with an input current in the forward direction and an output transistor is driven with the voltage dropping across the diode, through which an output current proportional to the input current is impressed.
  • Improvements to this simple circuit principle provide for switching a resistor into the emitter line of the output transistor or replacing the diode with an arrangement of two transistors, the input current being conducted via the collector-emitter path of one of the two transistors and the collector and base of the one Transistors are connected to the base or emitter of the other transistor connected to a supply potential on the collector side.
  • the voltage for driving the output transistor is taken off between the emitter and the base of the one transistor.
  • the object of the invention is to provide an integrable current source circuit with higher accuracy even when using transistors with low current gain and large spread of the current amplifiers among themselves.
  • a constant current source is connected on the one hand to a reference potential and on the other hand to the emitter of a first transistor of one line type and to the base of a second transistor of the other line type which is connected to the collector potential on the collector side in that the base of the first transistor is connected to the collector of a third transistor of the other conduction type and to an input connection for feeding the input current, that the emitter of the second transistor is connected to the base of the third transistor and to the base of a collector with an output connection for taking the output current connected fourth transistor of the other conductivity type is coupled, that the collector of the first transistor and the emitters of third and fourth Transistor are connected to a supply potential and that the current gain of the first transistor is greater than the current gains of the second, third and fourth transistor.
  • a further development of the invention provides that a resistor is connected between the bases of the second and fourth transistor on the one hand and the supply potential on the other hand. This means that the respective base zone can be quickly cleared when the input current is switched or modulated.
  • an emitter resistor is connected in each case in the emitter line of the third and fourth transistor.
  • the saturation behavior of the third and fourth transistor can be influenced with the two emitter resistors.
  • the third and fourth transistors are each formed by a certain number of identical sub-transistors connected in parallel.
  • the emitters of two pnp transistors 7 and 10 are each connected to a positive supply potential 11 via a resistor 14 and 15, respectively.
  • the bases of the two transistors 7 and 10 are coupled to one another and, on the one hand, connected via a resistor 13 to the positive supply potential 11 and, on the other hand, directly to the emitter of a pnp transistor 6.
  • the base of the transistor 6, in turn, the collector of which is at a reference potential 4 is coupled to the emitter of an npn transistor 5 directly, via a resistor 12 to the positive supply potential 11, and via a constant current source 3 to the reference potential 4.
  • the input current is subtracted from the collector current of the transistor 7 and the resulting differential current is fed to a first emitter follower stage with the transistor 5 and the current source 3.
  • a second emitter follower stage complementary to the first, is connected downstream with transistor 6 and resistor 13.
  • the resistor 13 can also by the input resistors of transistors 7 and 10 are formed. However, in order to quickly clear the base zones of transistors 7 and 10, resistor 13 is preferably used.
  • the resistor 12 for the base zone in the transistor 6 also serves the same purpose. A faster removal of the base zones is desirable, in particular when the input current 1 is switched or modulated, in order to achieve a higher cut-off frequency of the current source circuit.
  • the collector currents of the transistors 7 and 10 are in a fixed relationship to one another, which is predetermined by the saturation currents of the two transistors 7 and 10.
  • the two resistors 14 and 15 can additionally be provided for the exact setting of the saturation currents.
  • the saturation currents of transistors 7 and 10 relate to one another like the reciprocal values of the associated emitter resistors 14 and 15 to one another.
  • the current source circuit according to the invention is particularly suitable for integration, since those for realizing current sources with pnp transistors at the output may have a low current gain which is customary in integrated circuit technology, the current gain being able to spread over a wide range. Nevertheless, a higher accuracy can be achieved than with the known current mirror circuits and this with relatively little outlay on circuitry.
  • the current source circuits according to the invention are distinguished by a lower minimum supply voltage, but there is a large range available for the voltage occurring at the input.
  • a current source circuit with a negative supply potential can of course also be implemented in the same manner, in which pnp transistors are replaced by npn transistors and vice versa.
  • FIG. 2 The application of a current source circuit according to the invention to a reference voltage source is shown in FIG. 2.
  • the exemplary embodiment according to FIG. 1 is expanded in such a way that an npn transistor 16, which for example consists of five individual transistors connected in parallel, is connected on the collector side to the input terminal 8 of the current source circuit and on the emitter side via a voltage divider consisting of two resistors 17 and 18 to the reference potential 4 is.
  • the collector and emitter of transistor 16 are also connected to the collector and emitter of an npn transistor 19, the base of which is connected to the bases of an npn transistor 20 and an npn transistor 21.
  • the emitters of the two transistors 20 and 21 are connected to the reference potential 4.
  • the base and collector of the transistor 21 are connected to one another and on the one hand via a resistor 22 with the positive supply potential 11 and on the other hand via a resistor 23 with the emitter of an npn transistor 24, with the base of an npn transistor 25 and with the base of the Transistor 16 coupled.
  • the collector is connected to the positive supply potential 11 and the base to the output terminal 9 of the current source circuit.
  • the collector of transistor 25, whose emitter is connected to the tap, is also connected to the output terminal 9 of the voltage divider with the resistors 17 and 18 is connected.
  • Figure 2 Compared to Figure 1, the embodiment of Figure 2 has also been modified so that the current source 3 of Figure 1 has now been replaced by a current mirror consisting of transistors 20 and 21, so that the collector of transistor 20 now with the emitter of transistor 5 and the base of transistor 6 is connected.
  • transistors 7 and 10 are now replaced by pnp transistors 7 'and 10', each consisting of seven identical sub-transistors.
  • the reference voltage source shown in FIG. 2 is a so-called bandgap reference, the output voltage of which can be set by means of the resistors 17 and 18.
  • the core of the bandgap reference are the two transistors 16 and 25, the collector currents of which are in a predetermined relationship to one another which is determined by the current source circuit. In the exemplary embodiment shown, however, the collector currents are chosen to be the same size and instead the transistor areas are set in the predetermined ratio.
  • the setting of the current source circuit also takes place via the area division of the transistors 7 and 10 in conjunction with the resistors 14 and 15. Since the input current and output current are to be of the same size, the transistors 7 'and 10' each consist of the same number of identical sub-transistors.
  • resistors 14 and 15 also affect the saturation behavior of transistors 7 'and 10'. Accordingly, since the saturation currents of the transistors 7 'and 10' to one another in this case behave like the reciprocal values of the respectively associated emitter resistors 14 and 15 to one another, it follows that the value of the resistor 14 to the value of the resistor 15 is like the number of sub-transistors of the transistor 10 'to the number of sub-transistors of the transistor 7'. Since both consist of seven sub-transistors each, the values for resistors 14 and 15 are the same, but depending on the application, any relationships between input and output current can also be generated.
  • the transistors 16 and 25 are driven by the collector potential of the transistor 25 via the transistor 24 operated as an emitter follower, the emitter connection of which represents the output of the bandgap reference.
  • the necessary difference formation between the collector potential of transistor 25 and the collector potential of transistor 16 takes place via a current source circuit consisting of transistor 21 connected to a diode and transistor 19 connected in parallel with transistor 16.
  • transistor 20 becomes driven, which is provided for supplying the current source circuit.
  • the input current for the diode formed by the transistor 21 is composed on the one hand of a current flowing through the resistor 22 from the supply potential 11 into the diode and on the other hand through the current flowing through the resistor 23 from the emitter of the transistor 24 into the diode .
  • the current source circuit according to the invention thus enables the construction of a very precise band gap reference, which also requires only a low supply voltage. For example, with a supply voltage of at least 2.4 V, an output voltage of 1.3 V can be achieved at output terminal 26. This can be achieved with relatively little circuit complexity, in particular with integrated circuit technology, the use of several identically constructed components further increases the accuracy of the entire arrangement.

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Description

  • Die Erfindung betrifft eine integrierbare Stromquellenschaltung zur Erzeugung eines zu einem Eingangsstrom portionalen Ausgangsstromes.
  • Derartige Stromquellenschaltungen bestehen üblicherweise aus Stromspiegeln, wie sie beispielsweise aus Paul R. Gray, Analysis and design of analog integrated cirucits, John Wilay and Sons, 1984, Seiten 234 bis 239 bekannt sind. Bei der einfachsten Form dieser Stromspiegel wird eine Diode oder ein zu einer Diode verschalteter Eingangstransistor in Durchlaßrichtung mit einem Eingangsstrom angesteuert und mit der über der Diode abfallenden Spannung ein Ausgangstransistor angesteuert, durch den ein zu dem Eingangsstrom proportionaler Ausgangsstrom eingeprägt wird. Verbesserungen dieses einfachen Schaltungsprinzips sehen vor, in die Emitterleitung des Ausgangstransistors einen Widerstand zu schalten oder die Diode durch eine Anordnung aus zwei Transistoren zu ersetzen, wobei der Eingangsstrom über die Kollektor-Emitter-Strecke eines der beiden Transistoren geführt wird und Kollektor und Basis des einen Transistors mit Basis bzw. Emitter des kollektorseitig an ein Versorgungspotential angeschlossenen anderen Transistors verbunden sind. Die Spannung zur Ansteuerung des Ausgangstransistors wird dabei zwischen Emitter und Basis des einen Transistors abgenommen.
  • Mit obengenannten Stromspiegeln werden in integrierten Schaltkreisen bei Einsatz von npn-Transistoren zufriedenstellende Ergebnisse erzielt, da die verwendeten npn-Transistoren üblicherweise eine hohe Stromverstärkung mit einer untereinander geringen Streuung aufweisen, wodurch Abweichungen zwischen Ausgangs- und Eingangsstrom gering gehalten werden. Dagegen finden bei Stromquellen pnp-Transistoren Verwendung, deren Stromverstärkung wesentlich geringer ist und deren Streuung hinsichtlich der Stromverstärkung untereinander wesentlich höher ist als bei npn-Transistoren. Dadurch wird eine wesentlich größere Differenz zwischen Eingangs- und Ausgangsstrom hervorgerufen, so daß die Genauigkeit dabei insgesamt wesentlich geringer ist.
  • Aufgabe der Erfindung ist es, eine integrierbare Stromquellenschaltung mit höherer Genauigkeit auch bei Verwendung von Transistoren mit geringer Stromverstärkung und großer Streuung der Stromverstärker untereinander bereitzustellen.
  • Die Aufgabe wird bei einer Stromquellenschaltung der eingangs genannten Art dadurch gelöst, daß eine Konstantstromquelle einerseits an ein Bezugspotential und andererseits an den Emitter eines ersten Transistors des einen Leitungstyps sowie an die Basis eines kollektorseitig an dem Bezugspotential liegenden zweiten Transistors des anderen Leitungstyps angeschlossen ist, daß die Basis des ersten Transistors mit dem Kollektor eines dritten Transistors des anderen Leitungstyps sowie mit einem Eingangsanschluß zur Einspeisung des Eingangsstromes verbunden ist, daß der Emitter des zweiten Transistors mit der Basis des dritten Transistors sowie mit der Basis eines kollektorseitig mit einem Ausgangsanschluß zur Abnahme des Ausgangsstromes verbundenen vierten Transistors des anderen Leitungstyps gekoppelt ist, daß der Kollektor des ersten Transistors sowie die Emitter von drittem und viertem Transistor an ein Versorgungspotential angeschlossen sind und daß die Stromverstärkung des ersten Transistors größer ist als die Stromverstärkungen von zweitem, drittem und viertem Transistor.
  • Neben einer höheren Genauigkeit wird darüber hinaus erreicht, daß auch bei niedriger Versorgungsspannung ein größerer Eingangsstrombereich zulässig ist und daß sowohl die den Eingangsstrom erzeugende Stromquelle als auch die durch den Ausgangsstrom gespeiste Last an einem gemeinsamen Bezugspotential liegen.
  • Eine Weiterbildung der Erfindung sieht vor, daß zwischen die Basen von zweitem und viertem Transistor einerseits und das Versorgungspotential andererseits jeweils ein Widerstand geschaltet ist. Damit wird eine schnelle Ausräumung der jeweiligen Basiszone bei geschaltetem oder moduliertem Eingangsstrom erreicht.
  • In Weiterbildung der Erfindung ist auch vorgesehen, in die Emitterleitung von drittem und viertem Transistor jeweils einen Emitterwiderstand zu schalten. Mit den beiden Emitterwiderständen kann das Sättigungsverhalten von drittem und viertem Transistor beeinflußt werden.
  • Bei einer bevorzugten Ausführungsform werden dritter und vierter Transistor durch jeweils eine bestimmte Anzahl von parallel geschalteten identischen Teiltransistoren gebildet.
  • Die Erfindung wird nachfolgend anhand der in den Figuren der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigt:
    • Figur 1
    eine allgemeine Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Stromquellenschaltung und
    Figur 2
    die Anwendung einer weiteren Ausführungsform bei einer Referenzspannungsquelle.
  • Bei der Ausführungsform nach Figur 1 sind die Emitter zweier pnp-Transistoren 7 und 10 über jeweils einen Widerstand 14 bzw. 15 mit einem positiven Versorgungspotential 11 verbunden. Die Basen der beiden Transistoren 7 und 10 sind miteinander gekoppelt und zum einen über einen Widerstand 13 an das positive Versorgungspotential 11 und zum anderen direkt an den Emitter eines pnp-Transistors 6 angeschlossen. Die Basis des Transistors 6 wiederum, dessen Kollektor an einem Bezugspotential 4 liegt, ist mit dem Emitter eines npn-Transistors 5 direkt sowie über einen Widerstand 12 mit dem positiven Versorgungspotential 11 und über eine Konstantstromquelle 3 mit dem Bezugspotential 4 gekoppelt. Die Basis des Transistors 5, dessen Kollektor mit dem positiven Versorgungspotential 11 verbunden ist, ist mit dem Kollektor des Transistors 7 und mit einem Anschluß 8 verschaltet, an dem ein gegenüber dem Bezugspotential 4 positiver Eingangsstrom 1 eingespeist wird. An einem Anschluß 9 schließlich, der mit dem Kollektor des Transistors 10 verbunden ist, ist ein gegenüber dem Bezugspotential 4 positiver Ausgangsstrom abnehmbar. Bei einer erfindungsgemäßen Stromquellenschaltung wird der Eingangsstrom von dem Kollektorstrom des Transistors 7 subtrahiert und der sich daraus ergebende Differenzstrom einer ersten Emitterfolgerstufe mit dem Transistor 5 und der Stromquelle 3 zugeführt. Am Ausgang dieser Emitterfolgerstufe, nämlich am Emitter des Transistors 5, ist eine zweite, zur ersten komplementäre Emitterfolgerstufe mit dem Transistor 6 und dem Widerstand 13 nachgeschaltet. Der Widerstand 13 kann dabei auch durch die Eingangswiderstände der Transistoren 7 und 10 gebildet werden. Um jedoch eine schnelle Ausräumung der Basiszonen bei den Transistoren 7 und 10 zu erzielen, wird bevorzugt der Widerstand 13 eingesetzt. Den gleichen Zweck erfüllt auch der Widerstand 12 für die Basiszone beim Transistor 6. Eine schnellere Ausräumung der Basiszonen ist insbesondere bei geschaltetem oder moduliertem Eingangsstrom 1 erstrebenswert, um eine höhere Grenzfrequenz der Stromquellenschaltung zu erzielen. Mit der Ausgangsspannung der zweiten Emitterfolgerstufe werden die beiden Transistoren 7 und 10 angesteuert, die für sich oder in Verbindung mit den Widerständen 14 und 15 als Stromquellen wirken, wobei vom Kollektorstrom des Transistors 7 der Eingangsstrom 1 subtrahiert wird und der Kollektorstrom des Transistors 10 den Ausgangsstrom 2 bildet. Die Kollektorströme der Transistoren 7 und 10 stehen dabei in einem festen Verhältnis zueinander, das durch die Sättigungsströme der beiden Transistoren 7 und 10 vorgegeben ist. Zur genauen Einstellung der Sättigungsströme können zusätzlich die beiden Widerstände 14 und 15 vorgesehen werden. Die Sättigungsströme der Transistoren 7 und 10 verhalten sich dabei zueinander wie die Kehrwerte der jeweils zugehörigen Emitterwiderstände 14 und 15 zueinander.
  • Die erfindungsgemäße Stromquellenschaltung ist im besonderen Maße für die Integration geeignet, da die zur Realisierung von Stromquellen mit pnp-Transistoren am Ausgang diese eine bei integrierter Schaltungstechnik übliche niedrige Stromverstärkung aufweisen dürfen, wobei die Stromverstärkung über einen großen Bereich streuen darf. Dennoch ist eine höhere Genauigkeit erzielbar als mit den bekannten Stromspiegelschaltungen und dies bei relativ geringem schaltungstechnischen Aufwand. Darüber hinaus zeichnen sich die Stromquellenschaltungen gemäß der Erfindung durch eine geringere Mindestversorgungsspannung aus, wobei jedoch ein großer Bereich für die am Eingang auftretende Spannung zur Verfügung steht. Neben der gezeigten Ausführungsform mit positivem Versorgungspotential ist natürlich in gleicher Weise auch eine Stromquellenschaltung mit negativem Versorgungspotential realisierbar, in dem entsprechend pnp-Transistoren durch npn-Transistoren und umgekehrt ersetzt werden.
  • Die Anwendung einer erfindungsgemäßen Stromquellenschaltung bei einer Referenzspannungsquelle ist in Figur 2 dargestellt. Dabei ist das Ausführungsbeispiel nach Figur 1 dahingehend erweitert, daß ein npn-Transistor 16, der beispielsweise aus fünf parallel geschalteten Einzeltransistoren besteht, kollektorseitig mit dem Eingangsanschluß 8 der Stromquellenschaltung und emitterseitig über einen aus zwei Widerständen 17 und 18 bestehenden Spannungsteiler mit dem Bezugspotential 4 verbunden ist. Kollektor und Emitter des Transistors 16 sind zudem mit dem Kollektor bzw. dem Emitter eines npn-Transistors 19 verschaltet, dessen Basis mit den Basen eines npn-Transistors 20 und eines npn-Tranisistors 21 verbunden ist. Die Emitter der beiden Transistoren 20 und 21 sind an das Bezugspotential 4 angeschlossen. Basis und Kollektor des Transistors 21 sind miteinander verschaltet und zum einen über einen Widerstand 22 mit dem positiven Versorgungspotential 11 und zum anderen über einen Widerstand 23 mit dem Emitter eines npn-Transistors 24, mit der Basis eines npn-Transistors 25 und mit der Basis des Transistors 16 gekoppelt. Beim Transistor 24 ist der Kollektor an das positive Versorgungspotential 11 und die Basis an die Ausgangsklemme 9 der Stromquellenschaltung angeschlossen.
    Mit dem Ausgangsanschluß 9 ist auch der Kollektor des Transistors 25 verbunden, dessen Emitter an den Abgriff des Spannungsteilers mit den Widerständen 17 und 18 angeschlossen ist.
  • Gegenüber Figur 1 ist das Ausführungsbeispiel nach Figur 2 auch dahingehend abgeändert, daß die Stromquelle 3 aus Figur 1 nun durch einen Stromspiegel bestehend aus den Transistoren 20 und 21 ersetzt worden ist, so daß der Kollektor des Transistors 20 nun mit dem Emitter des Transistors 5 und der Basis des Transistors 6 verbunden ist. Außerdem treten an die Stelle der Transistoren 7 und 10 nun pnp-Transistoren 7' und 10', die jeweils aus sieben identischen Teiltransistoren bestehen.
  • Bei der in Figur 2 gezeigten Referenzspannungsquelle handelt es sich um eine sogenannte Bandgap-Referenz, deren Ausgangsspannung mittels der Widerstände 17 und 18 einstellbar ist. Kern der Bandgap-Referenz sind die beiden Transistoren 16 und 25, deren Kollektorströme in einen vorgegebenen, durch die Stromquellenschaltung festgelegten Verhältnis zueinander stehen. Beim gezeigten Ausführungsbeispiel sind jedoch die Kollektorströme gleich groß gewählt und stattdessen die Transistorflächen in das vorgegebene Verhältnis gesetzt. Die Einstellung der Stromquellenschaltung erfolgt dabei ebenfalls über die Flächenaufteilung der Transistoren 7 und 10 in Verbindung mit den Widerständen 14 und 15. Da Eingangsstrom und Ausgangsstrom gleich groß sein sollen, bestehen die Transistoren 7' und 10' aus jeweils der gleichen Anzahl von identischen Teiltransistoren. Zusätzlich wirken auch die Widerstände 14 und 15 auf das Sättigungsverhalten der Transistoren 7' und 10'. Da sich die Sättigungsströme der Transistoren 7' und 10' zueinander in diesem Fall wie die Kehrwerte der jeweils zugehörigen Emitterwiderstände 14 und 15 zueinander verhalten, ergibt sich dementsprechend, daß sich der Wert des Widerstandes 14 zum Wert des Widerstandes 15 verhält wie die Anzahl der Teiltransistoren des Transistors 10' zur Anzahl der Teiltransistoren des Transistors 7'. Da beide aus jeweils sieben Teiltransistoren bestehen, ergeben sich somit gleiche Werte für die Widerstände 14 und 15. Je nach Anwendungsfall lassen sich aber auch beliebige Verhältnisse zwischen Eingangs- und Ausgangsstrom erzeugen.
  • Die Transistoren 16 und 25 werden über den als Emitterfolger betriebenen Transistor 24, dessen Emitteranschluß den Ausgang der Bandgap-Referenz darstellt, durch das Kollektorpotential des Transistors 25 angesteuert. Die dabei erforderliche Differenzbildung zwischen dem Kollektorpotential des Transistors 25 und dem Kollektorpotential des Transistors 16 erfolgt über eine Stromquellenschaltung bestehend aus dem zu einer Diode verschalteten Transistor 21 und dem, dem Transistor 16 parallel geschalteten Transistor 19. In Verbindung mit dem Transistor 21 wird der Transistor 20 angesteuert, der zur Speisung der Stromquellenschaltung vorgesehen ist. Der Eingangsstrom für die durch den Transistor 21 gebildete Diode setzt sich zum einen aus einem durch den Widerstand 22 vom Versorgungspotential 11 aus in die Diode fließenden Strom und zum anderen durch den durch den Widerstand 23 vom Emitter des Transistors 24 aus in die Diode fließenden Strom zusammen.
  • Die erfindungsgemäße Stromquellenschaltung ermöglicht damit den Aufbau einer sehr genauen Bandgap-Referenz, die zudem nur eine geringe Versorgungsspannung benötigt. Beispielsweise ist bei einer Versorgungsspannung von mindestens 2,4 V eine Ausgangsspannung am Ausgangsanschluß 26 von 1,3 V erzielbar. Dies ist mit verhältnismäßig geringem schaltungstechnischen Aufwand zu erreichen, wobei insbesondere bei integrierter Schaltungstechnik die Verwendung mehrerer identisch aufgebauter Bauelemente die Genauigkeit der gesamten Anordnung weiter erhöht.

Claims (4)

  1. Integrierbare Stromquellenschaltung zur Erzeugung eines zu einem Eingangsstrom (1) proportionalen Ausgangsstromes (2),
    dadurch gekennzeichnet, daß
    eine Stromquelle (3) einerseits an ein Bezugspotential (4) und andererseits an den Emitter eines ersten Transistors (5) des einen Leitungstyps sowie an die Basis eines kollektorseitig an dem Bezugspotential (4) liegenden zweiten Transistors (6) des anderen Leitungstyps angeschlossen ist,
    die Basis des ersten Transistors (5) mit dem Kollektor eines dritten Transistors (7) des anderen Leitungstyps sowie mit einem Eingangsanschluß (8) zur Einspeisung des Eingangsstromes (1) verbunden ist,
    der Emitter des zweiten Transistors (6) mit der Basis des dritten Transistors (7) sowie mit der Basis eines kollektorseitig mit einem Ausgangsanschluß (9) zur Abnahme des Ausgangsstromes (2) verbundenen vierten Transistors (10) des anderen Leitungstyps gekoppelt ist,
    der Kollektor des ersten Transistors (5) sowie die Emitter von drittem und viertem Transistor (7, 10) an ein Versorgungspotential (11) angeschlossen sind und
    die Stromverstärkung des ersten Transistors (5) größer ist als die Stromverstärkungen von zweitem, drittem und viertem Transistor (6, 7, 10).
  2. Stromquellenschaltung nach Anspruch 1,
    dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die Basis von zweitem und/oder viertem Transistor (6, 10) einerseits und das Versorgungspotential (11) andererseits (jeweils) einen Widerstand (12, 13) geschaltet ist.
  3. Stromquellenschaltung nach Anspruch 1 oder 2,
    dadurch gekennzeichnet, daß in die Emitterleitung von drittem und viertem Transistor (7, 10) jeweils ein Emitterwiderstand (14, 15) geschaltet ist.
  4. Stromquellenschaltung nach Anspruch 1, 2 oder 3,
    dadurch gekennzeichnet, daß dritter und vierter Transistor (7, 10) durch jeweils eine bestimmte Anzahl von parallel geschalteten identischen Teiltransistoren gebildet werden.
EP94100236A 1993-01-27 1994-01-10 Integrierbare Stromquellenschaltung Expired - Lifetime EP0608694B1 (de)

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Application Number Priority Date Filing Date Title
DE4302221A DE4302221C1 (de) 1993-01-27 1993-01-27 Integrierbare Stromquellenschaltung unter Verwendung von bipolaren pnp-Transistoren
DE4302221 1993-01-27

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EP0608694B1 true EP0608694B1 (de) 1997-08-06

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Application Number Title Priority Date Filing Date
EP94100236A Expired - Lifetime EP0608694B1 (de) 1993-01-27 1994-01-10 Integrierbare Stromquellenschaltung

Country Status (3)

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US (1) US5473243A (de)
EP (1) EP0608694B1 (de)
DE (2) DE4302221C1 (de)

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