DE3937501A1

DE3937501A1 - Verfahren und vorrichtung zur erzeugung einer vorspannung

Info

Publication number: DE3937501A1
Application number: DE3937501A
Authority: DE
Inventors: Thomas R Anderson
Original assignee: Burr Brown Corp
Current assignee: Texas Instruments Tucson Corp
Priority date: 1988-11-10
Filing date: 1989-11-10
Publication date: 1990-05-17
Also published as: US4945259A; GB2224900A; FR2638913A1; GB8921585D0; JPH02186706A; JPH0695610B2; GB2224900B

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Hochpräzisions-Vorspannungs- Generatorschaltung, die insbesondere in Vorspannungs- Gegentakt-Treiberschaltungen, sogenannten Brückenfolgeschaltungen (diamond follower circuits), bestimmten Pegelverschiebeschaltungen sowie in bestimmten Diodenschalteinrichtungen zum Einsatz kommt.

Es gibt bereits eine Anzahl bekannter Schaltungen zum Vorspannen von Gegentakt-Treiberschaltungen, die einen NPN- Hochzieh-Transistor und einen PNP-Herabzieh-Transistor enthalten, deren Emitter jeweils mit demselben Ausgangsleiter verbunden sind. Eine solche Vorspannungsschaltung ist in Fig. 2A gezeigt. Dort liegt ein zu einer Diode geschalteter PNP-Transistor 43 in Serie mit einem zu einer Diode geschalteten NPN-Transistor 44. Diese in Serie geschalteten Transistoren liegen zwischen der Basis eines NPN-Hochzieh- Transistors 12 und der Basis eines PNP-Herabzieh-Transistors 13. Der Strom durch die Stromquelle 42 fließt durch beide Transistoren 43 und 44 und erzeugt zwischen den Leitern 5 und 6 eine Spannung V _b, die sich aus V _BE (43) plus V _BE (44) ergibt. Der Leiter 5 ist dabei mit der Basis des NPN-Transistors 12 verbunden, während der Leiter 6 mit der Basis des PNP-Transistors 13 verbunden ist. Die Eingangsspannung V _EIN liegt am Leiter 6 an. Die herkömmliche Schaltung nach Fig. 2A erfordert einen Betrieb der zur Diode geschalteten Transistoren mit einer Kollektor/Basisspannung, die Null ist. Bei linearer Arbeitsweise der Schaltung ist es wesentlich, daß der interne Kollektor-Basisübergang praktisch nicht in Vorwärtsrichtung vorgespannt wird. Hierzu muß der interne Kollektorwiderstand klein sein, wozu ein relativ großer Emitterbereich und Kollektorkontaktbereich benötigt werden, um zu verhindern, daß die innere Vorwärts- Basis/Kollektor-Vorspannung den Wert von etwa 200 mV überschreitet. Die innere Vorwärtsvorspannung des Kollektor/Basisübergangs führt auch zu einer Erhöhung der Kapazität des Kollektor/Basisübergangs, was eine Verschlechterung der Bandbreite der Schaltung nach sich zieht.

Die Fig. 2B zeigt eine andere bekannte Technik, bei der ein NPN-Sourcefolger 52 zum Ansteuern der Basis des PNP-Herabzieh- Transistors 13 und ein PNP-Sourcefolger 54 zum Ansteuern der Basis des NPN-Hochzieh-Transistors 12 zum Einsatz kommen. In der Fig. 2B führt die Differenz den Ausgangsspannungen des NPN-Sourcefolgers 52 und des PNP-Sourcefolgers 54 zu einer Spannung V _d, die gleich der Summe aus V _BE (54) und V _BE (52) ist, um die Ausgangstransistoren 12 und 13 vorzuspannen. Diese Schaltung verbraucht relativ viel Leistung, da zwei getrennte Stromquellen I für die beiden Sourcefolger benötigt werden.

Die Fig. 2C zeigt einen sogenannten "V _BE-Multiplier" als Vorspannungsschaltung zwischen der Basis eines NPN-Hochzieh- Transistors 12 und der Basis eines PNP-Herabzieh-Transistors 13. Die V _BE-Multiplierschaltung erzeugt eine Spannung V _c zwischen den Leitern 5 und 6, die gleich der Spannung V _BE des NPN-Transistors 62 ist, multipliziert mit einer Größe, die eine Funktion der Widerstandswerte R der Widerstände 64 und 65 ist. Die V _BE-Multiplierschaltung kann jedoch den Vorspannungsstrom nicht genau steuern, da der Strom im V _BE-Multipliertransistor sowohl durch die Basis/ Emitterspannung des V _BE-Multipliertransistors 62 als auch durch den Widerstandswert der beiden Widerstände 64 und 65 beeinflußt wird.

Die US-PS 43 17 081 (Kobayashi) offenbart einen unsymmetrischen Gegentakt-Leistungsverstärker, bei dem die Basis eines PNP-Transistors Q 9 mit der Basis eines NPN-Transistors Q 10 verbunden ist. Der Emitter von Q 9 ist mit dem Kollektor von Q 10 verbunden, während der Emitter von Q 10 mit dem Kollektor von Q 9 verbunden ist. Ein Widerstand R 5 liegt zwischen der Basis und dem Emitter von Q 9, während ein Widerstand R 6 zwischen der Basis und dem Emitter von Q 10 liegt. Diese Schaltung wird zwischen einer Vorspannungsschaltung 12 und einer komplementären Gegentakt-Ausgangsschaltung Q 7, Q 8 verwendet, und zwar zur Verbesserung des Hochfrequenzverhaltens durch die Abgabe der Ladung, die in den Ausgangstransistoren Q 7, Q 8 gespeichert ist. Die Vorspannungsschaltung 12 liefert eine Vorspannung an die Basisanschlüsse der Gegentakt-Ausgangsschaltung Q 7, Q 8, über die beiden Widerstände R 5 und R 6 sowie zu den Transistoren Q 9 und Q 10. Diese Schaltung weist den Nachteil auf, daß die Widerstände R 5 und R 6 eine relativ große Chipfläche benötigen und daß ihre Widerstandswerte durch andere Prozeßparameter als die V _BE-Spannungen der Transistoren Q 9 und Q 10 bestimmt werden. Ein schlechter Abgleich der Widerstandswerte dieser Widerstände führt daher zu großen Differenzen in den Strömen, die durch die beiden Transistoren hindurchfließen, so daß herstellungsabhängige Schwankungen der Vorspannung in der Schaltung erzeugt werden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Vorspannungsschaltung zur Erzeugung einer Vorspannung zu schaffen, die gleich der Summe aus einer PNP V _BE-Spannung und einer NPN V _BE-Spannung ist, und zwar unter Einsatz einer minimalen Halbleiterchipfläche, wobei die Vorspannungsschaltung eine minimale Kapazität sowie eine niedrige dynamische Impedanz aufweist und unabhängig von Schwankungen irgendwelcher Widerstandswerte arbeiten soll.

Ziel der Erfindung ist es ferner, eine verbesserte Schaltung anzugeben, die sich zur Erzeugung eines herstellungsunabhängigen Vorspannungsstroms in einer komplementären Gegentakt- Ausgangstransistorstufe eignet.

Darüber hinaus soll die Erfindung geeignete Verfahren zur Herstellung der Schaltungen angeben.

Vorrichtungsseitige Lösungen der gestellten Aufgaben sind den kennzeichnenden Teilen der nebengeordneten Patentansprüche 1 und 6 zu entnehmen. Die verfahrensseitige Lösung ist im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 7 angegeben. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den jeweils nachfolgenden Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung stellt eine Schaltung zur Erzeugung einer Referenzspannung zur Verfügung, die einen NPN-Transistor aufweist, dessen Emitter mit einem ersten Anschluß und dessen Kollektor mit einem zweiten Anschluß verbunden sind. Diese Schaltung enthält ferner einen PNP-Transistor, dessen Emitter mit dem zweiten Anschluß, dessen Basis (nur) mit der Basis des NPN-Transistors und dessen Kollektor mit dem ersten Anschluß verbunden sind. Eine Stromquelle ist entweder mit dem ersten Anschluß oder mit dem zweiten Anschluß verbunden, um einen Strom zu treiben, der aufgeteilt wird, und zwar in einen Strom durch den PNP-Transistor und in einen anderen Strom durch den NPN-Transistor. Die Schaltung erzeugt eine Referenzspannung, die gleich der Summe aus der PNP V _BE-Spannung der NPN V _BE-Spannung ist, die präzise den Schwankungen der Sättigungsströme im PNP-Transistor und NPN-Transistor folgt. Die Schaltung eignet sich zur Erzeugung einer 2V _BE-Vorspannung zwischen den Basisanschlüssen eines NPN-Hochzieh-Transistors und eines PNP-Herabzieh- Transistors, deren Emitter gemeinsam mit einem Ausgangsanschluß verbunden sind. Die Schaltung erzeugt einen konstanten Ruhe-Vorspannungsstrom im NPN-Hochzieh-Transistor und im PNP-Herabzieh-Transistor, der praktisch unabhängig von Schwankungen in den Sättigungsströmen des PNP-Transistors und des NPN-Transistors ist. Die 2V _BE-Spannung läßt sich zum Zwecke bestimmter Pegelverschiebungen heranziehen, wenn eine niedrige dynamische Impedanz und eine minimale Kapazität erforderlich sind.

Die Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher beschrieben. Es zeigt

Fig. 1A ein schematisches Diagramm einer Referenzspannungsschaltung nach der Erfindung,

Fig. 1B ein schematisches Diagramm einer anderen Referenzspannungsschaltung nach der Erfindung,

Fig. 2A bis 2C Schaltungen nach dem Stand der Technik,

Fig. 3 ein Schaltungsdiagramm einer Ausgangsschaltungsstufe mit der Referenzspannungsschaltung nach Fig. 1,

Fig. 4 ein Schaltungsdiagramm einer Brückenfolgeschaltung (diamond follower circuit), die zwei der Referenzspannungsschaltungen nach den Fig. 1A und 1B verwendet,

Fig. 5A und 5B Schaltungsdiagramme, die zum Analysieren der Schaltung nach Fig. 1 sowie zum Vergleich mit dem Stand der Technik hilfreich sind, und

Fig. 6 ein Schaltungsdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispiels der Erfindung.

Die Fig. 1A zeigt den Grundaufbau der Referenzspannungsschaltung nach der Erfindung und ist mit dem Bezugszeichen 1 markiert. Sie enthält eine Stromquelle 7, die zwischen +V _S und einem Leiter 5 liegt und die einen Strom I erzeugt. Ein PNP-Transistor 3 liegt mit seinem Emitter am Leiter 5 und mit seinem Kollektor am Leiter 6. Ferner liegt ein NPN- Transistor 4 mit seinem Kollektor am Leiter 5, mit seiner Basis an der Basis des Transistors 3 und mit seinem Emitter am Leiter 6. Fließt ein Strom I in den Leiter 5 hinein, so wird dieser Strom zwischen den beiden Transistoren 3 und 4 aufgeteilt und erzeugt eine Spannung V _a, die gleich V _{BE 3} und V _{BE 4} ist. V _{BE 3} ist die Größe der Basis/Emitterspannung des PNP-Transistors 3, während V _{BE 4} die Größe der Basis/ Emitterspannung des NPN-Transistors 4 ist.

Die Fig. 1B zeigt eine andere Ausführungsform 1 A der Referenzspannungsschaltung nach der Erfindung, die identisch zu derjenigen nach Fig. 1A ist, mit der Ausnahme, daß die Stromquelle 7 A zwischen dem Leiter 6 und einem negativen Spannungsversorgungsleiter liegt, an welchem eine Spannung von -V _S Volt anliegt. Sowohl in der Schaltung 1 als auch in der Schaltung 1 A kann die Stromquellenschaltung 7 oder 7 A irgendeine geeignete, bekannte Stromquellenschaltung sein oder aber auch ein Widerstand sein. Beide Schaltungen 1 und 1 A unterscheiden sich vom obenerwähnten US-Patent 43 17 081 dadurch, daß die Widerstände zwischen den Basisanschlüssen der Transistoren 3 und 4 und den Leitern 5 und 6 fortgelassen sind und daß ferner eine Stromquelle in Serie mit den parallel geschalteten Transistoren 3 und 4 und nicht eine Vorspannungsschaltung über diesen Transistoren liegt.

Für jede der in den Fig. 1A oder 1B gezeigten Schaltungen ergibt sich V _a über die nachfolgende Gleichung:

Hierin ist V _TH gleich (kT)/q. Gleichung (1) läßt sich wie folgt umstellen:

In den Gleichungen (1) und (2) ist I _n derjenige Teil des Stroms I, der durch den NPN-Transistor 4 hindurchfließt, während I _p derjenige Teil des Stromes ist, der durch den PNP-Transistor 3 hindurchfließt. I _sn ist der Sättigungsstrom des NPN-Transistors 4, während I _sp der Sättigungsstrom des PNP-Transistors 3 ist.

Der Ausdruck für die Spannung V _b bei der herkömmlichen Spannungsreferenzschaltung nach Fig. 2A mit der Stromquelle 42, dem zur Diode geschalteten Transistor 43 und dem zur Diode geschalteten Transistor 44 ergibt sich durch nachfolgende Gleichung:

Um V _b mit V _a vergleichen zu können, sei der Einfachheit halber angenommen, daß sich der Strom I in den Schaltungen nach Fig. 1A und 1B zu gleichen Teilen zwischen dem PNP- Transistor 3 und dem NPN-Transistor 4 aufteilt. Unter dieser Bedingung wird nachfolgende Gleichung für V _a erhalten:

Sind V _a und V _b gleich, so beträgt der Strom durch den PNP- Transistor 3 und den NPN-Transistor 4 in den Fig. 1A oder 1B jeweils die Hälfte des Stroms durch die diodengeschalteten Transistoren 43 und 44 in Fig. 2A. Sei angenommen, daß derselbe Strom I in den Fig. 1A und 2A fließt, und sei ferner angenommen, daß die Werte von V _a und V _b gleich sind, so können die Emitterbereiche (und daher auch die umgekehrten Sättigungsströme) der Transistoren 3 und 4 von Fig. 1A jeweils halb so groß wie die Emitterbereiche der Transistoren 43 und 44 von Fig. 2A sein. Dies führt zu einer erheblichen Verringerung der benötigten Chipfläche der integrierten Schaltung. Die Verringerung der erforderlichen Größe des PNP-Transistors 3 und des NPN-Transistors 4 zwecks Erzeugung eines Werts von V _a führt zu einer Kollektor/Basis-Kapazität, die ebenfalls um einen Faktor 2 reduziert ist. Das hat aber eine wesentliche Vergrößerung der Bandbreite der Schaltung zur Folge.

Ein anderer Vorteil der Schaltungen nach den Fig. 1A und 1B gegenüber der Vorspannungsschaltung 43, 44 nach Fig. 2A besteht darin, daß die Kollektoren und Basisanschlüsse nicht, wie bei den diodengeschalteten Transistoren, zusammengeschaltet sind. Herkömmlich weist die Kapazität des Kollektor/ Basisübergangs einen maximalen Wert auf, während bei den Vorspannungsschaltungen nach den Fig. 1A und 1B die Kollektor/Basisübergänge in umgekehrter Richtung durch etwa 0,7 V vorgespannt sind, was zu wesentlich kleineren Kapazitäten der Kollektor/Basisübergänge führt und somit zu einem verbesserten dynamischen Schaltungsverhalten gegenüber der Schaltung nach Fig. 2A. Darüber hinaus müssen für einen gegebenen Wert des Stroms I in der Schaltung nach Fig. 2A die Transistoren 43 und 44 hinreichend groß sein, um den inneren Kollektorwiderstand so klein zu halten, daß eine innere Vorwärtsvorspannung der Kollektor/Basisübergänge der zu Dioden geschalteten Transistoren 43 und 44 verhindert wird, wenn diese vom Strom I durchflossen werden. Eine Vorwärtsvorspannung der Kollektor/Basisübergänge würde zu einer zu großen Ladungsspeicherung in den Basisbereichen führen, wodurch sich das dynamische Verhalten erheblich verschlechtern würde. Liegt ferner die Vorwärtsvorspannung des internen Kollektor/Basisübergangs des zur Diode geschalteten Transistors 43 oder 44 oberhalb von etwa 200 mV, so weist die Spannung V _B nicht länger ihren korrekten Wert auf. Das bedeutet, daß auch der Vorspannungsstrom im NPN- Hochzieh-Transistor 12 und im PNP-Herabzieh-Transistor 13 nicht länger seinen korrekten Wert besitzt. Dieser Zustand führt zu einer ungewünschten Verzerrung der Ausgangsspannung V _AUS. Um diese Probleme bei Verwendung der Schaltung nach Fig. 2A zu vermeiden, kann es erforderlich sein, sowohl die Emitterbereiche als auch die Kollektorkontaktbereiche der Transistoren 43 und 44 weiter zu vergrößern, so daß eine noch größere Chipfläche benötigt wird und sich das dynamische Verhalten der Schaltung noch weiter verschlechtert.

In der Fig. 3 ist die in Fig. 1B gezeigte Schaltung über den Leiter 5 mit der Basis eines NPN-Hochzieh-Transistors 12 und über den Leiter 6 mit der Basis eines PNP-Herabzieh- Transistors 13 verbunden. Der Kollektor des Transistors 13 liegt an -V _EE, während die Stromquelle 7 A zwischen dem Leiter 6 und -V _EE liegt. Der Kollektor des Hochzieh-Transistors 12 liegt an +V _CC. Ein NPN-Emitterfolgertransistor 11 liegt mit seiner Basis an einem Leiter 8, der eine Eingangsspannung V _EIN empfängt. Der Emitter des Transistors 11 ist mit dem Leiter 5 verbunden, während der Kollektor des Transistors 11 an +V _CC liegt.

Die Schaltung nach Fig. 3 benötigt Leistung nur für einen Emitterfolger und nicht für zwei, wie dies bei der Schaltung nach Fig. 2B der Fall ist, um einen vorgewählten Vorspannungsstrom in den Ausgangstransistoren 12 und 13 aufrechtzuerhalten. (In der Schaltung nach Fig. 2B müssen die Emitterfolgertransistoren 52 und 54 gegenständlich doppelt so groß sein wie die Transistoren 3 und 4 in Fig. 3 beim selben Strom I. Dies führt zu größeren parasitären Kollektor/ Basis-Kapazitäten und somit zu einer Begrenzung der Bandbreite der Schaltung nach Fig. 2B.)

Die Schaltung nach Fig. 3 eignet sich in besonderer Weise dafür, eine Gegentakt-NPN, PNP-Ausgangsstufe vorzuspannen, da die gegenständliche Größe der Transistoren 3 und 4 zur Erzeugung eines bestimmten Werts des Vorspannungsstroms in den Ausgangstransistoren 12 und 13 nur die Hälfte derjenigen in bekannten Vorspannungsschaltungen zu sein braucht, durch die derselbe Gesamtstrom I hindurchfließt. Die Schaltung nach Fig. 3 weist auch ein Pufferverhalten zwischen V _EIN und V _AUS auf, wie dies auch bei der Schaltung nach Fig. 2B der Fall ist. Jedoch wird bei der Schaltung nach Fig. 3 nur die Hälfte an Leistung benötigt. Zudem ist bei der Schaltung nach Fig. 3 die parasitäre Kollektor/Basis- Kapazität nur halb so groß. Die Sättigungsstromeigenschaften der Transistoren 3 und 4 stimmen genau mit den jeweiligen Eigenschaften der Ausgangstransistoren 12 und 13 überein. Es ist daher kein Lasertrimmen von Widerständen oder dergleichen erforderlich, um den von den Transistoren 12 und 13 erzeugten Ruhe-Vorspannungsstrom einzustellen, da sich eine präzise Anpassung oder Skalierung der Geometrien der NPN-Transistoren 4 und 12 sowie der PNP-Transistoren 3 und 13 in einfacher Weise dadurch erreichen läßt, daß das Design der integrierten Schaltung geeignet gewählt wird. Der Transistor 11 in Fig. 3 kann sehr klein sein, um den Einfluß der nichtlinearen Kollektor/Basis-Kapazität am Eingangsknotenpunkt 8 zu minimieren.

Es sei darauf hingewiesen, daß bei Fortlassen des Emitterfolgertransistors 11 die Eingangsspannung V _EIN direkt an den Leiter 5 angelegt werden kann.

Der Ausdruck für die Vorspannung V _c, die durch die V _BE-Multiplierschaltung nach Fig. 2C erzeugt wird, läßt sich durch folgende Gleichung darstellen:

Hierin ist I _sn der Sättigungsstrom des NPN-Transistors 62. (Es sei darauf hingewiesen, daß in den Fig. 2A bis 2C die Basisströme der Ausgangstransistoren 12 und 13 vernachlässigbar sind.)

Da der Strom im NPN-Transistor 52 sowohl durch die V _BE- Spannung des Transistors 62 als auch durch den Wert von R gesteuert wird, der der Widerstandswert der Widerstände 64 und 65 ist, ist es sehr schwierig, V _c hinreichend nahe an die Eigenschaften der Ausgangstransistoren 12 und 13 anzupassen, um den gewünschten Ruhe-Vorspannungsstrom durch die Ausgangstransistoren 12 und 13 ohne Lasertrimmen oder andersartige Einstellung der Widerstandswerte der Widerstände 54 und/oder 55 zu erhalten.

Wie sich unmittelbar erkennen läßt, besteht der Hauptvorteil der Vorspannungsschaltung nach den Fig. 1A und 1B gegenüber der V _BE-Multiplierschaltung nach Fig. 2C darin, daß keine derartige Einstellung oder Lasertrimmung für die Vorspannungsschaltungen nach den Fig. 1A und 1B erforderlich ist, da der Ruhe-Vorspannungsstrom durch die Ausgangstransistoren 12 und 13 durch Anpassung oder Skalierung zwischen dem NPN-Hochzieh-Transistor 12 und dem NPN-Transistor 4 und ähnlich durch Anpassung oder Skalierung zwischen dem PNP- Herabzieh-Transistor 13 und dem PNP-Transistor 3 gesteuert wird, wenn die Schaltung nach den Fig. 1A oder 1B dazu verwendet wird, den Vorspannungsstrom für die Gegentakt Ausgangsschaltung 12, 13 zu liefern.

Die obigen Gleichungen (3) und (4) gehen davon aus, daß der Strom I in gleicher Weise zwischen dem PNP-Transistor 3 und dem NPN-Transistor 4 aufgeteilt wird. Gilt diese Annahme nicht, so lassen sich genaue Gleichungen mit Hilfe der in Fig. 5A gezeigten Schaltung für die oben beschriebene Vorspannungsschaltung mit zu Dioden geschalteten Transistoren sowie mit Hilfe der in Fig. 5B gezeigten Schaltung, die die Vorspannungsschaltung nach der Erfindung beschreibt, entwickeln. Für den PNP-Transistor 43 und den NPN-Transistor 44, die in Reihe liegen und jeweils zu einer Diode geschaltet sind, läßt sich gemäß Fig. 5A für die Spannung V _A folgende Gleichung aufstellen:

Für die Schaltung nach Fig. 5B wird die Spannung V _B in Übereinstimmung mit folgender Gleichung erhalten:

Da die Basiselektroden nur miteinander verbunden sind, werden gleiche Basisströme erhalten, also:

IB _p = I _Bn (8)

Ferner sind

wobei β _p und β _n die Verhältnisse von Kollektorstrom zu Basisstrom der jeweiligen PNP- und NPN-Transistoren sind. Ferner sind β _p und β _n sehr viel größer als 1, so daß sich folgendes ergibt:

und

Aus Fig. 5B ergibt sich die Beziehung:

2I = I _Ep + I _Cn = I _En + I _Cp (11)

Da I _Cn ≈ I _En ist, ergibt sich:

2I ≈ I _Ep + I _En (12)

An Hand der Gleichung (10) ergibt sich der Ausdruck für

so daß die nachfolgende Beziehung gilt:

Setzt man

in Gleichung (7) ein, so erhält man den folgenden Zusammenhang:

An Hand der Gleichung (13) erhält man den Ausdruck für

Setzt man diesen Wert von I _En in Gleichung (14) ein, so führt dies zu:

Daher ist:

Ist β _n so eingestellt, daß es gleich k b _p ist, so kann Gleichung (16) wie folgt geschrieben werden:

Dieser Ausdruck läßt sich entwickeln zu:

wobei k das Verhältnis zwischen β _n und β _p ist.

Ist k = 1, sind also β _n und β _p gleich, so ist der zweite Term in Gleichung (18) Null. Sind b _p und β _n nicht gleich, so ist dagegen der zweite Ausdruck ungleich Null. Sind z. B. β _p = 50 und β _n = 500, so beträgt der zweite Ausdruck von Gleichung (18) -28,5 mV bei Raumtemperatur.

Die Fig. 6 zeigt eine Variation der 2V _BE-Schaltungsteile der Fig. 1A und 1B, wobei die Basis und der Kollektor eines PNP-Transistors 81 mit den Basisanschlüssen der Transistoren 3 und 4 verbunden sind, während der Emitter des PNP- Transistors 81 mit dem Leiter 5 verbunden ist. Ferner ist ein NPN-Transistor 82 mit seiner Basis und mit seinem Kollektor mit den Basisanschlüssen der Transistoren 3 und 4 verbunden, während der Emitter des NPN-Transistors 82 mit dem Leiter 6 verbunden ist. Wie in den Fig. 1A und 1B sind auch hier keine Widerstände zwischen den Basisanschlüssen der Transistoren 3 und 4 einerseits und den Leitern 5 und 6 andererseits vorhanden. Die Emitterbereiche der Transistoren 81 und 82 sind gleich und weisen den Wert x auf. Der Emitterbereich des Transistors 3 beträgt Mx, während der Emitterbereich des Transistors 4 Nx beträgt.

Es läßt sich erkennen, daß die Transistoren 81 und 82 die Ströme I₃ und I₄ so treiben, daß sie unabhängig von β _n und β _p sind und nur durch die Werte von M und N gesteuert werden. Dies läßt sich am besten dadurch verstehen, daß angenommen wird, daß die Transistoren 81 und 3 einen ersten Stromspiegel bilden, bei welchem I₃ gleich dem Wert MI₅ ist und daß die Transistoren 82 und 4 einen zweiten Stromspiegel bilden, in welchem I₄ gleich dem Wert NI₅ ist.

Die Fig. 4 zeigt eine modifizierte Brückenfolgeschaltung (diamond follower circuit), in der die Vorspannungsschaltungen nach den Fig. 1A und 1B verwendet werden, um gleichförmige konstante (also von V _EIN unabhängige) Kollektor/Basisspannungen bei den signalübertragenden Transistoren 22, 24, 26 und 29 sicherzustellen. Dies führt zu einer niedrigen Verzerrung, die sich sonst durch Nichtlinearitäten der Kollektor/Basis-Kapazitäten ergeben würde. Gemäß der Fig. 4 ist der Ausgangsanschluß 5 B der Vorspannungsschaltung 1 mit den Basisanschlüssen von NPN-Transistoren 23 und 25 verbunden, deren Kollektorstrom mit +V _CC verbunden sind. Der andere Ausgangsanschluß 6 B der Vorspannungsschaltung 1 ist mit der Basis eines NPN-Transistors 26 und mit dem Emitter eines PNP-Transistors 24 verbunden. Der Kollektor des Transistors 26 ist mit dem Emitter des Transistors 25 verbunden. Der Emitter des Transistors 26 ist mit dem V _AUS-Leiter 27 verbunden. Der Emitter eines Transistors 23 ist mit dem Kollektor eines NPN-Transistors 22 verbunden, dessen Basis mit der Basis des Transistors 24 und mit dem V _EIN-Leiter 21 verbunden ist. Es läßt sich erkennen, daß die Vorspannungsschaltung 1 ein 2V _BE-Pegelschieber ist, der eine Vorspannung für die Basisanschlüsse der Transistoren 23 und 25 erzeugt. Der Emitter des Transistors 22 ist mit einem Leiter 5 A der Vorspannungsschaltung 1 A nach Fig. 1B verbunden. Der Leiter 5 A ist ferner mit der Basis eines PNP-Transistors 29 verbunden, dessen Emitter mit dem V _AUS-Leiter 27 und dessen Kollektor mit dem Emitter eines PNP-Transistors 30 verbunden ist. Der andere Anschluß 6 A der Vorspannungsschaltung 1 A ist mit der Basis eines Transistors 30 verbunden, dessen Kollektor auf -V _EE liegt. Die Vorspannungsschaltung 1 A dient somit als ein 2V _BE-Pegelschieber zur Erzeugung einer Vorspannung an den Basisanschlüssen der Transistoren 28 und 30. Diese Schaltung hält konstante Kollektor/Basis-Spannungen der Transistoren 26 und 29 aufrecht und vermeidet daher eine Hochfrequenzverzerrung infolge einer Nichtlinearität der Kollektor/Basis-Übergangskapazitäten dieser Transistoren. Der Kollektor des Transistors 24 ist mit dem Emitter des Transistors 28 verbunden, dessen Basis mit der Basis des Transistors 30 verbunden ist und dessen Kollektor ebenfalls auf -V _EE liegt.

Claims

1. Schaltungseinrichtung zur Erzeugung einer Referenzspannung zwischen einem ersten Anschluß (6) und einem zweiten Anschluß (5), gekennzeichnet durch:

(a) einen ersten Transistor (4) mit einem Emitter, der mit dem ersten Anschluß (6) verbunden ist, einer Basis und einem Kollektor, der mit dem zweiten Anschluß (5) verbunden ist,
(b) einen zweiten Transistor (3) mit einem Emitter, der mit dem zweiten Anschluß (5) verbunden ist, einer Basis, die mit der Basis des ersten Transistors (4) verbunden ist und einem Kollektor, der mit dem ersten Anschluß (6) verbunden ist, und
(c) eine Stromquelle (7), die mit dem ersten oder zweiten Anschluß (6, 5) verbunden ist, um einen ersten Strom im ersten Transistor (4) und einen zweiten Strom im zweiten Transistor (3) zu erzeugen.

2. Schaltungseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Basis des ersten Transistors (4) nur mit der Basis des zweiten Transistors (3) verbunden ist.

3. Schaltungseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Transistor (4) ein NPN-Transistor und der zweite Transistor (3) ein PNP-Transistor ist.

4. Schaltungseinrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Geometrie des ersten Transistors (4) und die Geometrie des zweiten Transistors (3) so gewählt sind, daß der erste Strom im wesentlichen gleich dem zweiten Strom ist.

5. Schaltungseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Anschluß (6) mit der Basis eines PNP-Herabzieh-Transistors (13) verbunden ist, dessen Emitter mit einem dritten Anschluß (14) verbunden ist, und daß der zweite Anschluß (5) mit der Basis eines NPN-Hochzieh- Transistors (12) verbunden ist, dessen Emitter mit dem dritten Anschluß (14) verbunden ist.

6. Schaltungseinrichtung zur Erzeugung einer Referenzspannung zwischen einem ersten Anschluß (6) und einem zweiten Anschluß (5), gekennzeichnet durch:

(a) einen ersten Transistor eines ersten Leitungstyps mit einer ersten stromleitenden Elektrode, die mit dem ersten Anschluß verbunden ist, einer Steuerelektrode und einer zweiten stromleitenden Elektrode, die mit dem zweiten Anschluß verbunden ist,
(b) einem zweiten Transistor eines zweiten Leitungstyps mit einer ersten stromleitenden Elektrode, die mit dem zweiten Anschluß verbunden ist, einer Steuerelektrode, die mit der Steuerelektrode des ersten Transistors verbunden ist, und einer zweiten stromleitenden Elektrode, die mit dem ersten Anschluß verbunden ist, und
(c) eine Stromquelle, die mit dem ersten oder dem zweiten Anschluß verbunden ist, um einen ersten Strom im ersten Transistor und einen zweiten Strom im zweiten Transistor zu erzeugen.

7. Verfahren zur Erzeugung einer Referenzspannung zwischen einem ersten Anschluß (5) und einem zweiten Anschluß (6), gekennzeichnet durch folgende Schritte:

(a) es wird ein erster Strom in den ersten Anschluß (5) sowie in einen Emitter eines PNP-Transistors (3) und in einen Kollektor eines NPN-Transistors (4) getrieben,
(b) ein erster Teil des ersten Stroms fließt in den Emitter des PNP-Transistors (3) und erzeugt eine PNP V _BE-Spannung zwischen Emitter und Basis des PNP-Transistors (3),
(c) ein Basisstrom fließt aus der Basis des PNP-Transistors (3) in die Basis eines NPN-Transistors (4) zur Erzeugung einer NPN V _BE-Spannung zwischen Basis und Emitter des NPN-Transistors (4), um vom ersten Strom einen zweiten Teil vom ersten Anschluß (5) in einen Kollektor des NPN-Transistors (4) fließen zu lassen, und
(d) ein Kollektorstrom des PNP-Transistors (3) sowie ein Emitterstrom des NPN-Transistors (4) fließen zum zweiten Anschluß (6) ab, so daß
(e) die Referenzspannung gleich der Summe aus der PNP V _BE- Spannung und der NPN V _BE-Spannung ist.

8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzspannung zur Erzeugung eines herstellungsunabhängigen Ruhe-Vorspannungsstroms in einer Gegentakt-Transistorstufe verwendet wird, und zwar durch Verbindung des ersten Anschlusses (5) mit der Basis eines NPN-Hochzieh- Transistors (12), dessen Emitter mit einem Ausgangsanschluß (14) verbunden ist, und durch Verbindung des zweiten Anschlusses (6) mit der Basis eines PNP-Herabzieh-Transistors (13), dessen Emitter mit dem Ausgangsanschluß (14) verbunden ist, so daß die Ruhe-Vorspannungsströme durch den NPN-Hochzieh-Transistor (12) und den PNP-Herabzieh-Transistor (13) im wesentlichen unabhängig von herstellungsbedingten Schwankungen des PNP-Sättigungsstroms und des NPN- Sättigungsstroms sind.