EP0394216B1 - Verfahren zum Steuern und Regeln einer Brennkraftmaschine - Google Patents

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EP0394216B1
EP0394216B1 EP90890118A EP90890118A EP0394216B1 EP 0394216 B1 EP0394216 B1 EP 0394216B1 EP 90890118 A EP90890118 A EP 90890118A EP 90890118 A EP90890118 A EP 90890118A EP 0394216 B1 EP0394216 B1 EP 0394216B1
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EP
European Patent Office
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signal
binary
comparator
value
bit
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EP90890118A
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EP0394216A2 (de
Inventor
Michael Dipl.-Ing. Dr. Heiss
Wolfgang Dittrich
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ROBERT BOSCH AG
Original Assignee
Robert Bosch AG
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    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
    • F02D—CONTROLLING COMBUSTION ENGINES
    • F02D35/00—Controlling engines, dependent on conditions exterior or interior to engines, not otherwise provided for
    • F02D35/0007—Controlling engines, dependent on conditions exterior or interior to engines, not otherwise provided for using electrical feedback
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
    • F02D—CONTROLLING COMBUSTION ENGINES
    • F02D41/00—Electrical control of supply of combustible mixture or its constituents
    • F02D41/30—Controlling fuel injection
    • F02D41/3005—Details not otherwise provided for
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
    • F02D—CONTROLLING COMBUSTION ENGINES
    • F02D41/00—Electrical control of supply of combustible mixture or its constituents
    • F02D41/30—Controlling fuel injection
    • F02D41/38—Controlling fuel injection of the high pressure type
    • F02D41/40—Controlling fuel injection of the high pressure type with means for controlling injection timing or duration
    • F02D41/406—Electrically controlling a diesel injection pump
    • F02D41/407—Electrically controlling a diesel injection pump of the in-line type

Definitions

  • the invention relates to a method for controlling and regulating an internal combustion engine according to the preamble of claim 1 and to an electronic regulating and control device for internal combustion engines according to the preamble of claim 3.
  • a controller delivers a digital output signal.
  • an electromechanical drive for the actuator e.g. the injection pump or pump nozzles.
  • a pulse width modulator with a downstream low-pass filter is then advantageously used as the digital-to-analog converter. It must be taken into account here that, due to its electrical (inductance) and mechanical (mass) properties, the drive exhibits a more or less pronounced low-pass behavior that plays a role in the dimensioning of the low-pass filter.
  • the actuator may in any case be mechanically unsteady, namely an oscillating movement with the clock frequency of the control signal.
  • the effort required for the low-pass filter, particularly at lower clock frequencies, is to be regarded as a disadvantage.
  • pulse-width modulated signals for controlling actuators for the injection quantity is evident, for example, from DE-A-33 11 351, in which case the actuator is controlled directly by the pulse-width-modulated signals.
  • the applicant's DE-A-37 30 443 also shows the use of a pulse-width-modulated signal, but this signal is used here as a command variable for a servo circuit for the actuator.
  • control signal for controlling an electromechanical actuator is thus to be understood in the sense that it includes direct control as well as control of a servo circuit for the actuator.
  • Document JP-A-59 120 776 discloses a speed-dependent control of a fuel pump, which is carried out in such a way that a speed-dependent pulse train is fed to a monostable multivibrator, which forms a speed-dependent pulse from the pulse train, the individual pulses of which have a constant duration.
  • This pulse is fed to a fuel pump. Accordingly, the pulse duty factor increases with increasing speed and, on average, more electrical energy is supplied to the fuel pump.
  • Such a control is unsuitable in the sense of the documents mentioned above.
  • a pulse width modulator for converting a dual digital value into a pulse width modulated signal can, for example from the company publication "Embedded Controller Handbook", Intel, Order Number 21 09 18-005, 1987.
  • the digital value is fed to a register, at whose output the value is, for example, 8 digits (in the dual system).
  • a clock frequency is fed to a counter input, the 8-digit output of which is also compared in a comparator with the previously mentioned value.
  • the output of the comparator which checks for equality, is fed to the reset input of a flip-flop, the set input of which receives the overflow signal from the counter.
  • a pulse width modulated signal is then present at the Q output of the flip-flop. This signal has a pulse within each cycle, the width or length of which increases with increasing size of the value mentioned. With a register value 0 the width of the pulse disappears, with a register value 255 the width almost corresponds to the period T o .
  • the invention has set itself the goal of converting the pulse instead of the usual pulse width modulation To create output signals of the computing device in a control signal for an electromechanical actuator, which has the same effort, in particular with respect to the filtering, significantly lower relative voltage fluctuations of the analog signal.
  • This goal can be achieved with a method according to the characterizing part of claim 1 or with a device according to the characterizing part of claim 3.
  • the invention offers the advantage that, with the same circuit complexity as according to the prior art, a significant reduction in the ripple of the output signal is obtained. With the same demands on the residual ripple, the outlay for a downstream low-pass filter can be kept considerably lower than according to the prior art.
  • downstream low-pass filter here also includes a consumer with a low-pass character, which has already been explained above.
  • FIG. 1 shows an exemplary embodiment of a device according to the invention in a block diagram
  • FIG. 2 shows another exemplary embodiment of a device according to the invention
  • FIGS. 3a and b show the form of the output signal as a function of the preset signal in a device in time diagrams within one cycle according to the prior art (Fig. 3a) or in a device according to the invention (Fig. 3b).
  • Fig. 1 shows schematically a diesel engine 1 with an injection pump 2, the control rod 3 determining the amount of fuel supplied is adjustable by means of an electromechanical drive 4.
  • a computing device 5 calculates from operating variable signals of the engine 1 and also the Vehicle output signal b, which is the basis for the adjustment of the control rod 3.
  • Essential operating variables as input variables of the computing device 5 are the accelerator pedal position, which generates a corresponding signal f via a transmitter 7 and the speed of the engine 1, a speed signal n being supplied by a speed transmitter 8 to the computing device 5.
  • Fig. 1 further sensors 9 are indicated schematically, the additional operating quantity signals, e.g. in terms of engine temperature, air pressure, fuel temperature etc.
  • the output signal b of the computing device 5 and any further output signals b ', b ⁇ is in digital, dual-coded form and is fed to a register 10, from where it has 8 digits as word B to the inputs B0 to B7 of an 8-bit comparator 11 arrives.
  • a comparator can be implemented, for example, with logic modules MM54C85, 4-bit magnitude comparator from National Semiconducter.
  • the company publication "Logic Databook, Volume 1, National Semiconductor Corporation", 1984 shows the logical structure of such modules and describes their interconnection to word lengths that are greater than 4 bits.
  • a dual counter 12 which is supplied with a counting cycle f 1 of the period T 1.
  • This counting clock expediently comes from a clock generator, which is required by the computing device 5 and is not shown in detail.
  • An 8-digit output of the counter 12 is connected to the second input of the comparator 11, but here the counter output is connected to the comparator input in such a way that the output MSB (most significant bit) of the counter 12 corresponds to the Input A0 of the comparator 11 with the lowest position value (LSB) corresponds, ie the order of the positions is reversed when wiring, or, in other words, the counter signal a is fed to the comparator 11 in inverted form.
  • the comparator 11 which checks whether the word A at the inputs A0 to A7 is smaller than the word B at the inputs B0 to B7, a drive signal of the period T0 occurs, which consists of individual pulses within each period, the Total length within each period T0 is proportional to the value of the output signal b of the computing device 5. For a 4-bit comparator, this is illustrated in FIG. 3b, with the previously customary pulse width modulation being compared in FIG. 3a. The default value B is numbered 0 to 15 on the left.
  • the word length is shown with 8 bits, in Fig. 3 with 4 bits. In practice, however, word lengths of 8 to 16 bits or more will be used.
  • the output of the comparator 11 can be followed by a D flip-flop 13 which is clock-edge-controlled by the counter clock f 1 and frees the control signal from switching spikes which arise in the comparator 11.
  • An inverter is upstream of the clock input of the flip-flop 13. The elimination of switching spikes is particularly advisable at higher clock frequencies, when run times in the comparator lead to spikes of a clearly noticeable length, which could cause the predefined signal to be falsified.
  • the control signal s is fed to the electromechanical drive 4 via a simple low-pass filter 14 and an output stage 15.
  • Fig. 2 shows an implementation example of a 4-bit comparator using conventional gate modules and Fig. 3b, as already mentioned, the associated control signal for the sixteen possible default values. From Fig. 3b the person skilled in the art already sees the significant improvement in the ripple of a voltage obtained after filtering. Of course, this improvement is also shown mathematically and experimentally and is given below with the aid of a comparison for the worst case of the pulse duty factor (eg number 8 in FIG. 3a).
  • these voltage fluctuations are at the same filter time constant 4 bits below 12% 10 bits under 0.2% 16 bits under 40.10 ⁇ 6
  • Actuators that are to be controlled based on the output signal b of the computing device 5 are, in particular, the control rod of an injection pump, as shown in FIG. 1. But it can also be actuators for adjusting the injection timing, the amount of air, an exhaust gas recirculation valve, a throttle valve and the like. What is indicated by signals b ', b ⁇ in Fig. 1.
  • a particular advantage associated with the invention can be seen in the rapid and error-free response to a change in the default value, which is not only given by the more favorable filter dimensioning. you alleviate within the period T o the default value B to a particularly smaller value, then a reaction in the desired direction is shown in almost all cases with the structure according to the invention even before the end of the same period. In the case of the prior art, in the worst case, if the default value changes during the period, either so-called outliers (one-time output of 100%) occur, or the desired change does not occur until the next period T o . Such misconduct can have fatal consequences for driving the motor vehicle.
  • the total duration of the control signal s is essentially proportional to the value of the dual or binary output signal b, this should not mean that a direct component (offset) is excluded.

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Chemical & Material Sciences (AREA)
  • Combustion & Propulsion (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • Electrical Control Of Air Or Fuel Supplied To Internal-Combustion Engine (AREA)
  • Output Control And Ontrol Of Special Type Engine (AREA)

Description

  • Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Steuern und Regeln einer Brennkraftmaschine nach dem Oberbegriff des Anspruches 1 sowie auf eine elektronische Regel- und Steuereinrichtung für Brennkraftmaschinen nach dem Oberbegriff des Anspruches 3.
  • Bei der elektronischen Regelung eines Dieselmotors liefert ein Regler ein digitales Ausgangssignal. In Abhängigkeit von diesem Signal soll ein elektromechanischer Antrieb für das Stellglied z.B. der Einspritzpumpe oder von Pumpedüsen verstellt werden. Als Digital-Analog-Wandler wird dann mit Vorteil ein Pulsbreitenmodulator mit nachgeschaltetem Tiefpaßfilter verwendet. Hiebei ist zu berücksichtigen, daß der Antrieb auf Grund seiner elektrischen (Induktivität) und mechanischen (Masse) Eigenschaften ein mehr oder weniger ausgeprägtes Tiefpaßverhalten zeigt, das bei der Dimensionierung des Tiefpaßfilters eine Rolle spielt. Bei ungenügender Filterung des Ansteuersignales kann es jedenfalls zu einer mechanischen Unruhe des Stellgliedes kommen, nämlich zu einer oszillierenden Bewegung mit der Taktfrequenz des Ansteuersignals. Der insbesondere bei niedrigeren Taktfrequenzen für das Tiefpaßfilter erforderliche Aufwand ist als Nachteil anzusehen.
  • Die Anwendung pulsbreitenmodulierter Signale zur Ansteuerung von Stellgliedern für die Einspritzmenge geht beispielsweise aus der DE-A-33 11 351 hervor, wobei in diesem Fall das Stellglied direkt von dem pulsbreitenmodulierten Signalen angesteuert wird. Aus der DE-A-37 30 443 der Anmelderin geht gleichfalls die Verwendung eines pulsbreitenmodulierten Signals hervor, doch wird dieses Signal hier als Führungsgröße eines Servokreises für das Stellglied herangezogen. Der Begriff "Ansteuersignal zur Steuerung eines elektromechanischen Stellgliedes" ist somit in dem Sinne zu verstehen, daß er eine direkte Ansteuerung ebenso umfaßt, wie eine Ansteuerung eines Servokreises für das Stellglied.
  • Das Dokument JP-A-59 120 776 (Abstract) offenbart eine drehzahlabhängige Steuerung einer Treibstoffpumpe, die so erfolgt, daß eine drehzahlabhängige Impulsfolge einem monostabilen Multivibrator zugeführt wird, der aus der Impulsfolge einen drehzahlabhängigen Puls formt, dessen Einzelimpulse konstante Dauer besitzen. Dieser Puls wird einer Treibstoffpumpe zugeführt. Mit steigender Drehzahl nimmt demnach das Tastverhältnis des Pulses zu und der Treibstoffpumpe wird im Mittel mehr elektrische Energie zugeführt. Für eine tatsächliche Regelung z.B. im Sinne der vorhin genannten Dokumente ist eine solche Steuerung ungeeignet.
  • Ein Pulsbreitenmodulator zur Umwandlung eines dualen Digitalwertes in ein pulsbreitenmoduliertes Signal, der unter Verwendung eines Mikrocomputers realisiert ist, kann z.B. der Firmenschrift "Embedded Controller Handbook", Intel, Order Number 21 09 18-005, 1987 entnommen werden. Hierbei wird der Digitalwert einem Register zugeführt, an dessen Ausgang der Wert z.B. 8-stellig (im Dualsystem) vorliegt. Eine Taktfrequenz wird einem Zählereingang zugeführt, dessen hier gleichfalls 8-stelliger Ausgang in einem Komparator mit dem zuvor erwähnten Wert verglichen wird. Der Ausgang des Komparators, der auf Gleichheit überprüft, wird dem Reset-Eingang eines Flip-Flop zugeführt, dessen Set-Eingang des Overflow-Signal des Zählers erhält. Am Q-Ausgang des Flip-Flop liegt dann ein pulsbreitenmoduliertes Signal vor. Dieses Signal weist innerhalb jedes Taktes einen Impuls auf, dessen Breite bzw. Länge mit zunehmender Größe des genannten Wertes zunimmt. Bei einem Registerwert 0 verschwindet die Breite des Impulses, bei einem Registerwert 255 entspricht die Breite fast der Periodendauer To.
  • Bei dieser bekannten Lösung beträgt die relative Amplitude der Spannungschwankungen unabhängig von der Anzahl der Bits bei einer Filterzeitkonstanten τ = To und bei einem Tastverhältnis für die Impulse innerhalb jedes Taktes von 1:1 fast 25 %. Mit kleiner oder größer werdendem Tastverhältnis nimmt die relative Amplitude der Spannungsschwankungen ab, sie beträgt aber bei einem Tastverhältnis von 1:5 oder 5:1 immer noch etwa 10%. Um die relativen Spannungsschwankungen herabzusetzen muß man daher größere Filterzeitkonstanten wählen, wodurch sich eine entsprechende Verschlechterung der Dynamik ergibt, die sich äußerst ungünstig auf das Fahrverhalten des Fahrzeuges auswirkt.
  • Es sei hier angemerkt, daß die Begriffe "Dualcode" und "Binärcode" in Einklang mit der deutschsprachigen Literatur (z.B. U. Tietze, Ch. Schenk: "Halbleiterschaltungstechnik", Springer-Verlag, Berlin 1983) verwendet werden.
  • Die Erfindung hat es sich zum Ziel gesetzt, an Stelle der bisher üblichen Pulsbreitenmodulation eine Umwandlung des Ausgangssignales der Recheneinrichtung in ein Ansteuersignal für ein elektromechanisches Stellglied zu schaffen, die bei gleichem Aufwand, insbesondere auch hinsichtlich der Filterung, wesentlich geringere relative Spannungsschwankungen des Analogsignales aufweist. Dieses Ziel läßt sich mit einem Verfahren gemäß dem Kennzeichen des Anspruches 1 bzw. mit einer Vorrichtung gemäß dem Kennzeichen des Anspruches 3 erreichen.
  • Die Erfindung bietet den Vorteil, daß, bei gleichem Schaltungsaufwand wie nach dem Stand der Technik, eine signifikante Herabsetzung der Welligkeit des Ausgangssignals erhalten wird. Bei gleichen Ansprüchen an die Restwelligkeit kann der Aufwand für ein nachgeschaltetes Tiefpaßfilter erheblich geringer gehalten werden, als nach dem Stand der Technik. Der Begriff "nachgeschaltetes Tiefpaßfilter" umfaßt hier auch einen Verbraucher mit Tiefpaßcharakter, was weiter oben bereits erläutert wurde.
  • Weitere Merkmale sind in den abhängigen Unteransprüchen gekennzeichnet.
  • Die Erfindung samt anderer Vorteile ist im folgenden an Hand beispielsweiser Ausführungsformen näher erläutert, die in der Zeichnung veranschaulicht sind. In dieser zeigen Fig. 1 ein Ausführungsbeispiel einer Vorrichtung nach der Erfindung in einem Blockschaltbild, Fig. 2 ein anderes Ausführungsbeispiel einer Vorrichtung nach der Erfindung und Fig. 3a und b in Zeitdiagrammen innerhalb eines Taktes die Form des Ausgangssignales in Abhängigkeit des Vorgabesignales bei einer Vorrichtung nach dem Stand der Technik (Fig. 3a) bzw. bei einer Vorrichtung nach der Erfindung (Fig. 3b).
  • Fig. 1 zeigt schematisch einen Dieselmotor 1 mit einer Einspritzpumpe 2, deren die zugeführte Kraftstoffmenge bestimmende Regelstange 3 mit Hilfe eines elektromechanischen Antriebes 4 verstellbar ist. Eine Recheneinrichtung 5 berechnet aus Betriebsgrößensignalen des Motors 1 bzw. auch des Fahrzeuges ein Ausgangssignal b, das die Grundlage für die Verstellung der Regelstange 3 darstellt.
  • Wesentliche Betriebsgrößen als Eingangsgrößen der Recheneinrichtung 5 sind die Fahrpedalstellung, die über einen Geber 7 ein entsprechendes Signal f erzeugt und die Drehzahl des Motors 1, wobei ein Drehzahlsignal n von einem Drehzahlgeber 8 an die Recheneinrichtung 5 geliefert wird. In Fig. 1 sind noch weitere Geber 9 schematisch angedeutet, die zusätzliche Betriebsgrößensignale, z.B. hinsichtlich Motortemperatur, Luftdruck, Kraftstofftemperatur etc. liefern können.
  • Das Ausgangssignal b der Recheneinrichtung 5 sowie allfällige weitere Ausgangssignale b′, b˝ liegt in digitaler, dual codierter Form vor und wird einem Register 10 zugeführt, von wo es 8-stellig als Wort B zu den Eingängen B₀ bis B₇ eines 8-Bit Komparators 11 gelangt. Ein solcher Komparator kann beispielsweise mit Logikbausteinen MM54C85, 4-Bit Magnitude Comparator von National Semiconducter realisiert werden. Die Firmenschrift "Logic Databook, Volume 1, National Semiconductor Corporation", 1984 zeigt den logischen Aufbau derartiger Bausteine und beschreibt ihr Zusammenschalten zu Wortlängen, die größer als 4 bit sind.
  • Zurückkommend auf Fig. 1 ist zu sagen, daß das Ausgangssignal b bzw. das Wort B stellenwertrichtig dem Komparator 11 zugeführt ist, d.h. der Ausgang mit dem niedrigsten Stellenwert (LSB= least significant bit) des Registers ist mit dem Eingang B₀ des Komparators 11 verbunden.
  • Es ist weiters ein Dualzähler 12 vorgesehen, dem ein Zähltakt f₁ der Periodendauer T₁ zugeführt wird. Dieser Zähltakt stammt zweckmäßigerweise aus einem von der Recheneinrichtung 5 benötigten, nicht näher gezeigten Taktgeber. Ein 8-stelliger Ausgang des Zählers 12 ist mit dem zweiten Eingang des Komparators 11 verbunden, doch ist hier der Zählerausgang mit dem Komparatoreingang so zusammengeschaltet, daß der Ausgang MSB (most significant bit) des Zählers 12 dem Eingang A₀ des Komparators 11 mit niedrigstem Stellenwert (LSB) entspricht, d.h. die Reihenfolge der Stellen wird beim Beschalten umgekehrt, oder, mit anderen Worten, das Zählersignal a wird dem Komparator 11 in gestülpter Form zugeführt.
  • Am Ausgang des Komparators 11, der überprüft, ob das Wort A an den Eingängen A₀ bis A₇ kleiner ist, als das Wort B an den Eingängen B₀ bis B₇, tritt ein Ansteuersignal der Periode T₀ auf, das innerhalb jeder Periode aus Einzelimpulsen besteht, deren Gesamtlänge innerhalb jeder Periode T₀ dem Wert des Ausgangssignales b der Recheneinrichtung 5 proportional ist. Für einen 4-Bit-Komparator ist dies in Fig. 3b veranschaulicht, wobei in Fig. 3a die bisher übliche Pulsbreitenmodulation gegenübergestellt ist. Der Vorgabewert B ist links mit den Zahlen 0 bis 15 bezeichnet.
  • Periodendauer T₀ mit Zählertakt T₁ stehen über die Wortlänge n des Komparators über T₀ = T₁.2n miteinander in Beziehung. In Fig. 1 ist die Wortlänge mit 8 bit dargestellt, in Fig. 3 mit 4 bit. In der Praxis wird man allerdings Wortlängen von 8 bis 16 bit oder darüber verwenden.
  • Dem Ausgang des Komparators 11 kann ein D-Flip-Flop 13 nachgeschaltet sein, das von dem Zählertakt f₁ taktflankengesteuert ist und das Ansteuersignal von Schaltspikes befreit, die in dem Komparator 11 entstehen. Ein Inverter ist hiebei dem Takteingang des Flip-Flops 13 vorgeschaltet. Die Beseitigung von Schaltspikes ist vor allem bei höheren Taktfrequenzen geboten, wenn Laufzeiten im Komparator zu Spikes von deutlich merkbarer Länge führen, die eine Verfälschung des Vorgabesignales hervorrufen könnten.
  • Das Ansteuersignal s wird über ein einfaches Tiefpaßfilter 14 und eine Endstufe 15 dem elektromechanischen Antrieb 4 zugeführt.
  • Fig. 2 zeigt ein Realisierungsbeispiel eines 4-bit Komparators unter Verwendung üblicher Gatterbausteine und Fig. 3b, wie bereits erwähnt, das zugehörige Ansteuersignal für die sechzehn möglichen Vorgabewerte. Aus Fig. 3b geht für den Fachmann bereits aus dem Augenschein die signifikante Verbesserung der Welligkeit einer nach Filterung erhaltenen Spannung hervor. Selbstverständlich zeigt sich diese Verbesserung auch rechnerisch und experimentell und wird nachstehend an Hand eines Vergleiches für den jeweils ungünstigsten Fall des Tastverhältnisses (z.B. Zahl 8 in Fig. 3a) angegeben.
  • Bei einem Pulsbreitemodulator nach dem Stand der Technik betragen dann die relativen Spannungsschwankungen bei einer Filterzeitkonstanten τ = To etwa 25 %, und zwar unabhängig von der Anzahl der verwendeten Bits.
  • Bei der Erfindung liegen diese Spannungsschwankungen bei gleicher Filterzeitkonstante für
       4 Bit unter 12 %
       10 Bit unter 0,2 %
       16 Bit unter 40.10⁻⁶
  • Daraus ist ersichtlich, daß sich der Aufwand für die Filterung bei Anwendung der Erfindung drastisch reduziert. In Hinblick auf die bereits erwähnte, elektromechanischen Stellgliedern inhärente Tiefpaßeigenschaft kann in vielen Fällen ein Tiefpaßfilter gänzlich entfallen.
  • Stellglieder, die ausgehend von dem Ausgangssignal b der Recheneinrichtung 5 angesteuert werden sollen sind insbesondere die Regelstange einer Einspritzpumpe, wie in Fig. 1 gezeigt. Es kann sich aber ebenso um Stellglieder zum Verstellen des Einspritzzeitpunktes, der Luftmenge, eines Abgasrückführventils, einer Drosselklappe und dgl. mehr handeln, was durch Signale b′, b˝ in Fig. 1 angedeutet ist.
  • Ein mit der Erfindung verbundener besonderer Vorteil ist in der raschen und fehlerfreien Reaktion auf eine Änderung des Vorgabewertes zu sehen, die nicht nur durch die günstigere Filterdimensionierung gegeben ist. lindert man nämlich innerhalb der Periodendauer To den Vorgabewert B auf einen insbesondere kleineren Wert, so zeigt sich bei erfindungsgemäßem Aufbau in fast allen Fällen noch vor Beendigung derselben Periode eine Reaktion in die gewünschte Richtung. Bei Ausführungen nach dem Stand der Technik treten im ungünstigsten Fall bei Änderungen des Vorgabewertes während des Ablaufes der Periode entweder sogenannte Ausreißer (einmalige Ausgabe von 100 %) auf, oder es tritt erst beim Durchlaufen der nächsten Periode To die gewünschte Änderung ein. Ein solches Fehlverhalten kann für den Fahrbetrieb des Kraftfahrzeuges fatale Folgen haben.
  • Wenn in der vorliegenden Anmeldung davon die Rede ist, daß die Gesamtdauer des Ansteuersignales s dem Wert des dualen bzw. binären Ausgangssignals b im wesentlichen proportional ist, so soll dies nicht bedeuten, daß ein Gleichanteil (offset) ausgeschlossen ist.

Claims (5)

  1. Verfahren zum Steuern und Regeln einer Brennkraftmaschine, bei welchem in Abhängigkeit von Betriebsgrößensignalen, wie z.B. der Drehzahl, der Gaspedalstellung, der Motortemperatur etc. in einer Recheneinrichtung ein digitales, binäres Ausgangssignal errechnet und dieses errechnete Binärsignal in ein Ansteuersignal umgewandelt wird, das aus Impulsen konstanter Höhe besteht, wobei die Gesamtdauer des Ansteuersignals innerhalb einer vorgegebenen festen Taktperiode dem Wert des Binärsignals proportional ist und dieses Ansteuersignal zur Steuerung eines elektromechanischen Stellgliedes herangezogen wird, dadurch gekennzeichnet, daß das Ansteuersignal innerhalb jeder Taktperiode je nach dem Wert des Binärsignals (b) in Einzelimpulse aufgeteilt wird, wobei die Summe aus den Einzelimpulsdauern innerhalb der Taktperiode dem Wert des Binärsignales (b) proportional ist und die Einzelimpulse im wesentlichen gleichmäßig innerhalb jeder Taktperiode verteilt werden.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das errechnete Binärsignal (b) als n-stelliges Vorgabedualsignal dargestellt wird, die Taktimpulse zur Erzeugung der Einzelimpulsdauern dual gezählt werden, um als n-stelliges Zählerdualsignal (a) vorzuliegen, welches mit dem Vorgabedualsignal mit einem Vergleicher verglichen wird, wobei n > 1 ist und zum Vergleich das Zählerdualsignal (a) seinen Binärstellen entsprechend in umgekehrter Reihenfolge an den Vergleicher angelegt wird und vergleichen wird, ob der Zahlenwert entsprechend der umgekehrten Reihenfolge der Binärstellen des Zählerdualsignals kleiner ist, als der Zahlenwert des Vorgabedualsignales.
  3. Elektronische Regel- und Steuereinrichtung für Brennkraftmaschinen zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 2, mit einer Rechenschaltung (5), der das Drehzahlsignal (n) eines Drehzahlsensors (8) sowie weitere, mit Hilfe von Meßwertgebern ermittelte Betriebsgrößensignale, zugeführt werden, wobei die Rechenschaltung (5) zur Abgabe eines aus den Betriebsgrößen errechneten n-stelligen Vorgabedualsignals (b) eingerichtet ist, mit einem n-stelligen Dualzähler, dem zur Bildung eines n-stelligen Zählerdualsignales (a) ein Taktsignal (f1) zugeführt ist und mit einem n-Bit Komparator (11) der zum Vergleich des Zählerdualsignales (a) mit dem n-stelligen Vorgabedualsignal (b) eingerichtet ist und dessen Ausgangssignal (s) zur Ansteuerung eines elektromechanischen Stellgliedes (4) herangezogen ist, wobei n > 1 dadurch gekennzeichnet, daß das Zählerdualsignal (a) und das Vorgabedualsignal (b) dem Komparator (11) so zugeführt sind, daß das Zählerdualsignal (a) in bezug auf den Komparatoreingang (b) entsprechend seinen Binärstellen in umgekehrter Reihenfolge verwendet wird.
  4. Einrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Komparator (11) zur Abgabe eines Ausgangssignales eingerichtet ist, falls der jeweilige Wert des Vorgabedualsignales (b) größer ist, als der entsprechende Wert des Zählerdualsignales (a), das entsprechend seinen Binärstellen in umgekehrter Reihenfolge verwendet wird.
  5. Einrichtung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß dem Komparator (11) ein taktflankengesteuertes D-Flip-Flop (13) nachgeschaltet ist.
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DE3912604A DE3912604C1 (de) 1989-04-17 1989-04-17

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EP0394216A2 EP0394216A2 (de) 1990-10-24
EP0394216A3 EP0394216A3 (en) 1990-12-05
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