DE902017C - Mehrfachhochfrequenzuebertragungsanlage - Google Patents
MehrfachhochfrequenzuebertragungsanlageInfo
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- DE902017C DE902017C DEI3368D DEI0003368D DE902017C DE 902017 C DE902017 C DE 902017C DE I3368 D DEI3368 D DE I3368D DE I0003368 D DEI0003368 D DE I0003368D DE 902017 C DE902017 C DE 902017C
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J3/00—Time-division multiplex systems
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- H04J3/04—Distributors combined with modulators or demodulators
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J3/00—Time-division multiplex systems
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf Mehrfachhochfrequenzübertragungsanlagen,
die mit Verteilereinrichtungen versehen sind, um eine Anzahl von Übertragungskanälen
für kurze Zeit hintereinander wirksam zu machen.
Die Erfindung setzt sich zur Aufgabe, Störungen und Übersprechen zwischen den verschiedenen Kanälen
eines Mehrfachübertragungssystems auf ein Minimum herabzusetzen.
Gemäß der Erfindung wird dies dadurch erwirkt, daß Zeichenimpulse verwendet werden, deren Dauer
so kurz wie irgend möglich bemessen ist, und daß diese Zeichen durch unwirksame Perioden von bedeutend
längerer Dauer getrennt werden. Die Verringerung der Intensität der Zeichen wird dann durch Verstärker
kompensiert.
Nach einem weiteren erfindungsgemäßen Merkmal werden Störungen zwischen den verschiedenen Kanälen
dadurch herabgesetzt, daß die Frequenzbandbreite eines jeden Kanals so gewählt wird, daß der
Kanal eine Anzahl von Oberschwingungen der Verteilerfrequenz durchläßt, die gleich 2 k ■ N ist, wobei N
die Anzahl der Kanäle und k eine ganze Zahl ist. Mit anderen Worten, die Breite eines jeden Kanals
wird so gewählt, daß sie eine Anzahl von Unterschwingungen der höchsten erwünschten Oberschwingung
der Verteilerfrequenz enthält.
Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung werden Frequenzbandfilter mit bestimmten Begrenzungspunkten
benutzt, die in einem besonderen Verhältnis zu den Betriebsbedingungen des Systems
stehen, so daß wesentlich einfachere Filter benutzt
werden können, wodurch auch die Kosten für das System herabgesetzt werden.
Zur Verringerung von Störungen und Übersprechen wird die wirksame Ubertragungsperiode des Verteilers
so gewählt, daß die unwirksame Periode ein · ganzzahliges Vielfaches von der wirksamen Periode beträgt.
Dabei beträgt jede dieser Perioden ein ganzzahliges Vielfaches der Periode der höchsten Oberschwingung
der Verteilerfrequenz.
ίο Nach einem weiteren Merkmal der Erfindung wird
ein Generator benutzt, welcher spitzförmige Wellen erzeugt. Mit Hilfe dieser Steuerwellen werden die verschiedenen
Kanäle nacheinander wirksam gemacht, indem ihre Stromwege geöffnet werden. Dieser Generator
besteht aus einer Wheatstoneschen Brücke, deren zwei gegenüberliegende Zweige aus Widerständen
und deren andere Zweige aus Kapazitäten bestehen, wobei der Mittelpunkt eines jeden Zweiges
über einen Widerstand an einen abgestimmten Kreis angeschlossen ist, welcher Wellen mit regelmäßig verschobener
Phase liefert. Aus diesen Wellen werden die spitzförmigen Steuerwellen erzeugt.
An Hand der Zeichnungen werden nun einige Ausführungsbeispiele der Erfindung beschrieben. Die
as Erfindung selbst wird dabei näher erläutert. Es zeigt
Fig. ι schematische Darstellung eines Verteilersystems gemäß der Erfindung,
Fig. 2 bis io graphische Darstellung zur Erläuterung
der Wirkungsweise einer Anordnung gemäß der Erfrndung,
Fig. Ii und 12 Schaltbilder von einzelnen Elementen
der Anordnung von Fig. 1,
Fig. 13 graphische Darstellung der Wirkungsweise der Anordnung von Fig. 12,
Fig. 14 Empfangsschaltung eines Kanals für ein Übertragungssystem gemäß der Erfindung.
Es ist zunächst zweckmäßig, die Betriebsbedingungen eines Verteilersystems näher zu untersuchen,
sei es ein elektrisches oder ein mechanisches. Die Niederfrequenzschwingung eines jeden Kanals
wird gemäß einer periodischen Funktion f(t) abgetastet, die in Fig. 2 dargestellt ist. Die Zeit zwischen
zwei Abtastungen, die Abtastperiode, sei mit T bezeichnet. Die Frequenz F dieser Abtastung ist dann
gleich 1JT. Anstatt die niederfrequente Nachrichtenwelle
in bisher üblicher Weise ganz zu übertragen, werden hier nur die durch die Abtastung erfaßten
Werte übertragen. Aus diesen Abtastwerten wird empfangsseitig die niederfrequente Nachrichtenwelle
wiederhergestellt. Zur Mehrfachübertragung können die Abtastwerte verschiedener Nachrichtenkanäle zeitlich
ineinandergeschachtelt werden.
Es sei angenommen, daß die Frequenz F gleich 15 kHz ist. Die Funktion, die sich aus der Abtastung
einer niederfrequenten Nachrichtenwelle ergibt, ist in Fig. 3 gezeigt.
Die Abtastung eines jeden Kanals ist um die Zeit t in bezug auf die Abtastung des vorhergehenden
Kanals, wie in Fig. 4 gezeigt, verschoben. Die Zeit f heiße Kanalperiode. Der Zeitraum tlt in dem die Abtastung
selbst stattfindet, heiße Abtastzeit. Es ist nun erforderlich, die Abtastzeiten tx der aufeinanderfolgenden
Kanäle zu trennen, um Störungen zu vermeiden.
Die Kanalperiode t wird so in zwei Zeitabschnitte unterteilt. Der eine davon ist die Abtastzeit I1 und
der andere eine unwirksame Periode tz.
Nach der Ineinanderschachtelung modulieren die Abtastwerte nacheinander eine hochfrequente Trägerwelle.
Empfangsseitig werden die einzelnen Kanäle nach der Demodulation der hochfrequenten Trägerwelle
voneinander getrennt. Die Trennung erfolgt mit Hilfe derselben Funktion f (f), die am Sender zur Abtastung
benutzt wird.
Um den Einfluß von Störungen herabzusetzen, wird jeder einzelne Hochfrequenzkanal mit einem Tiefpaßfilter
versehen, dessen Durchlaßband die Größe φ hat. Um die beste Wahl der Elemente, die das System
bilden, treffen zu können, ist es in erster Linie zweckmäßig, die Intensität der in Verbindung mit einem
Verteiler übertragenen Zeichen näher zu untersuchen. Es sei angenommen, daß, während die übrigen
Kanäle sich im Ruhezustand befinden, die reine Frequenz f mit der Amplitude α über den Kanal 1
übertragen wird. Diese Frequenz ist mit ihrer Amplitude
in der Fig. 5 a gezeigt.
Für dieses und für die folgenden Frequenzspektren ist die Frequenz als Abzisse und die Amplitude als
Ordinate dargestellt. Wenn der Kanal abgetastet wird, so wird die Niederfrequenzschwingung mit der
Funktion f(t) multipliziert, wie es in Fig. 3 dargestellt
ist. Die Funktion f (t) selbst kann als eine Fouriersche Reihe wie folgt entwickelt werden:
f(t) = a0 + 2 Ci1 · cos 2 π Ft + 2 O2- cos 4 π Ft
+ Za3-COSOwFi...
Das Spektrum von f(t) ist in Fig. 5 b gezeigt. Die Nachricht des Kanals 1 mit der Amplitude a
und der Frequenz f moduliert nun die Funktion f(t). Bei der Modulation ergibt sich eine Funktion g (t):
g (i) = f (ί) · a · cos 2 π ft.
Mit Gleichung (1) erhält man für g (t) den Ausdruck:
g (t) = α a0 cos 2 π ft + a CL1 cos 2 π (F + f) t
+ a O1 cos 2 π (F — f) t
+ α α2 cos 2 π (2 F -f- f) t
+ aCt2cos 2 π (2F — f)t...
Dieses Spektrum ist in Fig. 5 c gezeigt. In Fig. 5 d ist eine Trägerwelle d mit der Amplitude A
und der Frequenz F gezeigt. Wird diese Trägerwelle nun durch die Funktion g (t) moduliert, so erhält man
das in Fig. 5e dargestellte Spektrum, m ist dabei der
Modulationsgrad.
Es soll vorderhand angenommen werden, daß die Schwingungskreise so gedämpft sind, daß sämtliche
wichtigen Komponenten in gleicher Weise durchgelassen werden. Empfangsseitig wird das Spektrum
von Fig. 5e zur Demodulation der hochfrequenten Trägerwelle mit der Trägerwelle noch einmal moduliert.
Unter der Voraussetzung, daß die Produkte einer Zwischenmodulation vernachlässigt werden, entsteht
dann nach der Demodulation des Hochfrequenz- iao
spektrums von Fig. 5e das Niederfrequenzspektrum, welches in Fig. 5f gezeigt ist. Die Amplituden sind
hier proportional zui8, da ja zur Demodulation mit
der Trägerwelle multipliziert wurde. In den Fig. 5f und 5 gist der allen Amplituden gemeinsame Faktor w/2 i»5
der Übersicht halber weggelassen worden.
Schließlich wird zur endgültigen Demodulation und gleichzeitigen Verteilung noch einmal mit f(t) moduliert.
Es ergibt sich so das in Fig. 5 g gezeigte Spektrum. Die von dem Tiefpaßfilter unterdrückten Frequenzen
sind dabei weggelassen worden.
Es ist somit ersichtlich, daß die Frequenz f in
verschiedener Weise wiederhergestellt werden kann.
Sämtliche Komponenten sind dabei phasengleich.
Ihre Summe ergibt die Amplitude der empfangenen
ίο Niederfrequenz und ist dementsprechend proportional
+ 2 Ct1 2 + 2 (Z2 2 + 2 Gt3 2...) (2)
Die Größe in der Klammer soll mit ρ bezeichnet werden. Sie stellt den quadratischen Mittelwert
von f(t) dar. Betrachtet man f(t) als einen Strom, so stellt ρ die mittlere Leistung dar, welche verbraucht
wird, wenn dieser Strom durch einen Einheitswiderstand fließt, ρ errechnet sich zu tJT. Ist die Zeit I1
ao gleich der halben Kanalperiode TJ2, dann ist ρ = 1J2N.
Die Amplitude der empfangenen Niederfrequenz ist somit proportional zu ^42ρ. Dieser Amplitude entspricht
eine in einem Einheitswiderstand verbrauchte Leistung (A 2ρ)2 = A4f.
as Nachdem die Amplitude der Übertragungszeichen
festgelegt worden ist, ist es zweckmäßig, auch die Intensität der Störung näher zu untersuchen. Deshalb
sei ein dauerndes Störspektrum, wie es in Fig. 6 a dargestellt ist, angenommen. Seine Amplitude ft sei
in bezug auf die Frequenz konstant. Die stöienden Komponenten dieses Spektrums, nämlich die, die nach
der Demodulation und Verteilung die Niederfrequenz ergeben, sind in Fig. 6 b gezeigt.
Die Demodulation der Hochfrequenz ergibt das in der Fig. 6 c gezeigte Niederfrequenzspektrum. Die
endgültige Demodulation und Verteilung am Empfänger, die durch die Kombination der beiden Spektren b
und c erfolgt, ergibt das Spektrum in der Fig. 6d. Die Größe des durch das Tiefpaßfilter durchgelassenen
Frequenzbandes ist gleich φ.
Die Ströme der gleichen Niederfrequenz sind nicht phasengleich, da sie das Ergebnis verschiedener
Störungsströme sind. Es ist deshalb erforderlich, die Leistungen und nicht die Amplituden zu addieren.
Die Wirkung dieser Störung ist dann proportional zu
A*(aoz+2a1*+2a2*+2a3*...), (3)
also proportional zu A2Q.
Der Geräuschabstand, das ist das Verhältnis von Zeichen zu Störung, soll nun nachstehend bestimmt werden. Wie oben bereits erläutert, ist die Amplitude der empfangenen Niederfrequenz proportional zu A2 ρ und ihre Leistung proportional zu A* ρ2. Die Störleistung ist, wie der Ausdruck (3) angibt, proportional zu A 2 ρ. Der Geräuschabstand ist somit proportional zu
Der Geräuschabstand, das ist das Verhältnis von Zeichen zu Störung, soll nun nachstehend bestimmt werden. Wie oben bereits erläutert, ist die Amplitude der empfangenen Niederfrequenz proportional zu A2 ρ und ihre Leistung proportional zu A* ρ2. Die Störleistung ist, wie der Ausdruck (3) angibt, proportional zu A 2 ρ. Der Geräuschabstand ist somit proportional zu
A4 ρ2
(4)
Bei Gleichheit der wirksamen und der unwirksamen Periode der einzelnen Kanäle ist ρ gleich 1J2 N. Bei
einem System mit zwölf Kanälen ist ρ gleich 1Z24, was
ein Verlust an Geräuschabstand von τη 24 = 3,i8
Neper bedeutet.
Wenn das gleiche Verhältnis Zeichen: Störung unter sonst gleichen Bedingungen erreicht werden soll, muß
die Leistung an der Sendestation mit 1Jq multipliziert
werden. Wenn keine unwirksamen Perioden vorhanden wären, so müßte die übertragene Leistung mit
der Anzahl der Kanäle multipliziert werden, und wenn die unwirksamen Zeiten gleich den wirksamen Zeiten
sind, ist die doppelte Leistung erforderlich.
Es liegen also folgende beiden Fälle vor: 1. N Gespräche
werden über N verschiedene Kanäle übertragen. 2. Die N Gespräche werden durch Anwendung
des Verteilerprinzips über einen einzigen Kanal übertragen. Um die Störungen herabzusetzen, beträgt die
Abtastzeit tx nur einen Bruchteil x\k der Kanalperiode.
Um nun das gleiche Verhältnis der Zeichen: Störung und gleichzeitig die gleiche Intensität der Zeichen im
zweiten wie im ersten Fall sicherzustellen, ist es erforderlich, daß im zweiten Fall eine Leistung übertragen
wird, die kmal so groß ist wie im ersten Fall,
Die Übertragung dieser gesamten Leistung, die oft zu groß ist, kann gemäß der Erfindung durch Benutzung
eines Verteilersystems vermieden werden. In diesem Verteilersystem wird die Trägerwelle während
der unwirksamen Zeiten unterdrückt, wodurch dieselbe Gesamtleistung empfangsseitig zur Verfügung
steht.
Wenn die Intensität eines Zeichens algebraisch für den Fall errechnet wird, bei dem eine reine Frequenz f
über den Kanal ausgesendet wird, während die übrigen Kanäle außer Betrieb sind, dann ergibt sich, daß diese
Frequenz allerdings mit einer niedrigeren Intensität wiederhergestellt wird, als wenn sie ohne Abtastung
übertragen worden wäre.
Bei der Abtastung wird die Amplitude mit ρ, dem mittleren Wert der Funktion f(t), multipliziert.
Bei zwölf Kanälen und wenn die Abtastzeit tx halb
so groß wie die Kanalperiode t ist, ist die Amplitude 24mal kleiner, was eine zusätzliche Dämpfung des
Signals von In 242 = 2 In 24 = 6,36 Neper bedeutet.
Gleichzeitig wird die Störung aber auch um 3,18 Neper herabgesetzt. Der Geräuschabstand wird also nur
um 3,18 Neper verkleinert.
Die Hüllkurve der Hochfrequenzschwingung besitzt infolge ihrer Modulation kleine Erhöhungen, wie es
Fig. 7 zeigt.
Jedesmal, wenn die Schwingungen durch einen Schwingungskreis gehen, wird die Hüllkurve dieser
Hochfrequenzschwingung infolge von Schaltvorgängen verzerrt, wie es durch die gestrichelte Linie in der
Fig. 7 angedeutet ist. Auf der Abszisse ist in den Fig. 7, 8 und 9 die Zeit aufgetragen.
Die Verhältnisse liegen überall so, als ob die Abtastfunktion
f(t) gemäß der in Fig. 8 gezeigten Kurve verändert worden sei.
Es ist bereits erwähnt worden, daß die Amplitude der reinen empfangenen Nachrichtenfrequenz f proportional
zu dem Mittelwert der Abtastfunktion f(t) iao ist. Sie ist somit nicht proportional zu der Fläche des
mit gestrichelten Linien gezeichneten Rechtecks, sondern proportional zu der schraffierten Fläche in Fig. 8.
Wenn nun die Periode tx klein ist im Verhältnis zu
den Zeitkonstanten der Schwingungskreise, d. h. wenn diese sehr stark gedämpft sind, dann wird die
Intensität des empfangenen Signals nicht wesentlich herabgesetzt. Die Verzerrung am Anfang des Impulses
ruft dementsprechend nur eine kleine Verringerung der empfangenen Intensität hervor.
Die Verzerrung am Ende des Impulses ist unangenehmer, da sie den Impuls verlängert, so daß ein Stück von ihm in die dem nächsten Impuls zugeordnete Periode hineinfällt, wie es in Fig. 9 dargestellt ist. Der nächste Impuls ist durch ein gestricheltes Rechteck angedeutet.
Die Verzerrung am Ende des Impulses ist unangenehmer, da sie den Impuls verlängert, so daß ein Stück von ihm in die dem nächsten Impuls zugeordnete Periode hineinfällt, wie es in Fig. 9 dargestellt ist. Der nächste Impuls ist durch ein gestricheltes Rechteck angedeutet.
Zurückgreifend auf den Fall, in welchem die Übertragung über den Kanal 1 erfolgt und der Kanal 1
abgehört wird, so wird ein Zeichen vernommen, dessen Amplitude proportional in der schraffierten Fläche S
(Fig. 9) ist. Beim Abhören des Kanals 2 wird man ein Zeichen hören, dessen Amplitude zu der schraffierten
Fläche s proportional ist.
Die vorhergehenden Gleichungen gehen von der Annahme aus, daß die Zeitkonstante Θ des Schwingungskreises
mindestens mehrere Male in der Abtastzeit I1 enthalten ist. Die Schaltvorgänge sind dabei
vernachlässigt worden.
Wenn an Stelle einer Anpassung der Fläche S an die Fläche des Viereckes auf tx die Berechnung mit
s5 Berücksichtigung der Schaltvorgänge durchgeführt wird, so stellt man folgendes fest: 1. Die Zeichenimpulse
müssen möglichst kurz sein. Ferner ist es wichtig, sie durch unwirksame Perioden zu trennen.
Die Intensität des Signals wird natürlich dadurch herabgesetzt. Aber das kann leicht durch Verstärker
wieder ausgeglichen werden. 2. Wie aus Fig. 9 ersichtlich ist, ergibt sich S zu:
s errechnet sich wie folgt:
S=Vi-
daraus folgt:
■==J (1 — β * J dt = I1- β(ΐ — e B).
A\ ΓL
\z-e BJ ,
-JlY8
Läßt man die Potenzen e . weg, so erhält man einen Wert, der etwas größer als s[S ist:
C-)
— ι
sJS kann also nicht größer werden als
C-)
— ι
Der Einfachheit halber soll nun angenommen werden, daß t2 gleich tt ist. Weiter soll dem obigen
Ausdruck eine Pegeldifferenz von 4 Neper entsprechen. Die Rechnung ergibt dann:
k
1=^
Weiter soll die Abtastfrequenz 15 kHz betragen. Die Anzahl der Kanäle, die zugelassen werden können,
beträgt dann mit ^1= T/2 N:
Zt1 2 · 15 · io3 · 3,17
Es soll nun nachstehend der Fall erörtert werden, bei dem ein Hochfrequenzfilter vorgesehen ist, welches
ein Frequenzband von der Breite ψ durchläßt. Wie bei dem vorhergehenden Fall verhält sich alles so,
als wenn die Abtastfunktion verzerrt wäre. Bei der Entwicklung der Reihe ist es erforderlich, daß man
bei der Oberschwingungsfrequenz mF gerade unterhalb von 9?/2 aufhört. Die Abtastfunktion
y = a0 + 2 2j o-m cos 2 π m —
1 J-
ist dann durch folgenden Ausdruck gegeben:
m π
COS 2 π m — . (5)
t bedeutet hierbei die Zeit. g5
Von den Schaltvorgängen soll hier abgesehen werden. Dann bleibt die Fläche 5 in Fig. 8 annähernd
gleich tt. Die Fläche s, die jetzt durch die Beschränkung
des Bandes auf die Breite φ bedingt ist, beträgt
S= / ydt.
Bei der Bestimmung von am ist der Koordinatenanfangspunkt
in die Mitte der Abtastzeit tx gelegt
worden. Dementsprechend sind auch die Grenzen des Integrals zu setzen. Nach der Auflösung des Integrals
ergibt sich für s:
m sm2m7T
s =
w2 π2
cos
2nm N
Es sei nun angenommen, daß I1 = t2 = —- ist. Dann
T
wird mit S = tx = —j-=- :
wird mit S = tx = —j-=- :
sma
mn
Tn
zN ' N
1 mn
\2~N
mn ,,.
■C0S2 —. (6)
Für m = 00 muß s gleich 0 sein, weil es sich ja dann,
wie vorausgesetzt, um Rechteckimpulse handelt und
y dann zwischen den Integrationsgrenzen — + t2 und
3 — -f i8 gleich ο ist. Es gilt also:
2N
Y mnV
mn
2N mn · cos 2
■ O .
ίο Subtrahiert man diesen Ausdruck von (6), so erhält
man für s/S:
. mn
sm2 —=-■ s I^ 2iv mn
sm2 —=-■ s I^ 2iv mn
■ COS 2 —T^- .
iV
Ί (mnV
\2N/
Der Ausdruck unter dem Summenzeichen wird mit
dem Faktor Δ
, der Differenz von zwei aufein-
anderfolgenden Werten von —^, multipliziert und der
Kehrwert dieses Faktors vor das Summenzeichen gesetzt. Mit Δ \—^-\ =-^wird s/S dann:
sm2
2 N
mn . ■ cos 2 —— ·Δ
N
\2N)
Für den Ausdruck unter dem Summenzeichen kann
Für den Ausdruck unter dem Summenzeichen kann
man sich ein Rechteck von der Breite Δ (-τ?-) und
der Höhe
mn
sin*
2iV
mn
"2N
COS 2
»ζπ
vorstellen. Trägt man —^ auf der Abszisse und
sin'
N
mn ~2~W
mn ~2~W
COS 2-
mn
mn
auf der Ordinate eines Koordinatensystems auf, so wird s/S durch den Gesamtinhalt aller dieser Rechtecke
dargestellt. Das erste Rechteck erstreckt sich dabei von m bis m + 1.
Die treppenförmige Kurve, die so entsteht, soll nun durch eine stetige Kurve ohne Knicke ersetzt werden.
Der Wert s/S wird dabei nur um einen geringen Betrag
größer. Mit — — % ist s/S dann durch folgenden
Integralausdruck gegeben:
sin2 — · cos 2 χ · dx.
2
Diese Funktion von χ soll nun mit R (x) bezeichnet
werden. Eine Integration ist nicht möglich, jedoch kann diese Schwierigkeit auf folgende Weise überwunden
werden: 1. Die Kurve, welche R als eine Funktion von χ (oder als eine Funktion von m) darstellt,
wird zunächst aufgetragen. Da die Periode von
sin2 — cos 2 λ;
gleich 2 η ist, so ist die Achse von # in zwei Perioden
geteilt, die durch die Werte χ = 2kn begrenzt sind, wobei k eine ganze Zahl ist. 2. Die Werte von R
können annähernd für die letzten Perioden berechnet werden, da R gleich Null bei χ = oo ist. Beim Übergang
von dem einen Ende einer Periode zu dem Ende der vorhergehenden Periode ändert sich R um einen sehr
geringen Betrag, welcher annähernd berechnet werden kann. Dementsprechend sind die sehr kleinen Werte
der Funktion R (x) bei χ = 2 k η annähernd bekannt.
3. Bei Zeiten innerhalb einer Periode kann R dadurch berechnet werden, daß der Ausdruck — durch einen
Mittelwert ersetzt wird. 4. Die Funktion R (x) verhält sich wie eine gedämpfte periodische Funktion,
und die angedeuteten Annäherungswerte ermöglichen die Festlegung dieser Funktion mit Ausnahme für
die erste Periode. 5. Für die erste Periode kann die Abweichung der Funktion R (x) von der Gleichung (6)
stufenweise berechnet werden.
Die Fig. 10 zeigt die entstandenen Resultate für den
Fall, daß N = zwölf Kanäle ist. Die Werte s/S, welche go die Störungen darstellen, sind als Funktion von m,
der Ordnungszahl der höchsten vom Filter durchgelassenen Oberschwingung, gezeigt. Die Periode dieser
Kurve ist gleich η oder in m ausgedrückt:
mn
~2~N~
= η oder m = 2N.
(8)
Die Störung ist, wie aus dem Vorhergehenden zu entnehmen, sehr klein, wenn eine Anzahl von Harmonischen,
die gleich 2kN ist, durchgelassen wird. Hieraus ergibt sich, daß die Periode der höchsten
Oberschwingung gleich
2kN
2N
(9)
sein soll.
Mit anderen Worten, die Größe jedes Kanals soll so
gewählt werden, daß eine ganze Anzahl von Unterschwingungen der höchsten Oberschwingung darin
enthalten ist.
Zum Beispiel wenn N = zwölf Kanäle ist und die unwirksamen Perioden so gewählt werden, daß sie
gleich den wirksamen Perioden sind, so ist
ι
24
24
Wenn das engste Bandfilter benutzt wird, welches den vorhergehenden Erklärungen entspricht, so ist
& = ι und m = 24. Die Größe des Filters ist somit iao
φ = -γ- = 2 χ 24 χ 15 = 720 kHz .
Mit m — 24 ergibt die Berechnung, die zu der Kurve in Fig. 10 geführt hat, s/5 = rd. 0,001, und
dies entspricht In 1000 = 6,9 Neper.
Da die Kurve, die s entspricht, in der Nähe der für m
gewählten Werte sehr ausgedehnt ist, können Filter gewählt werden, deren Begrenzungslinien nicht absolut
scharf sind, was ein wesentlicher Vorteil ist.
Wenn die wirksamen Perioden ein Bruchteil -r an-
It
statt die Hälfte der gesamten Periode sind, können
Störungen oder ein Übersprechen in Übereinstimmung mit einem weiteren erfindungsgemäßen Merkmal
ίο herabgesetzt werden, wenn i. eine unwirksame Periode
gewählt wird, die ein Vielfaches einer wirksamen Periode ist, und 2. wenn diese Perioden so gewählt
werden, daß sie eine Anzahl ganzer Perioden der höchsten Oberschwingung enthalten.
Fig. ι zeigt schematisch ein Verteilersystem für hochfrequente, elektrische Übertragung unter Verwendung
von acht Kanälen. Der Ausgangsstrom eines Schwingungserzeugers 1 von 10 kHz wird einer
Vorrichtung 2 zugeführt, die acht sinusförmige Ströme erzeugt, deren Phasen gleichmäßig zueinander verschoben
sind. Mit Hilfe einer Schaltanordnung, die schematisch bei 3 nur für den einen Kanal gezeigt ist,
wird jeder dieser Ströme dazu benutzt, um eine Welle von spitzer Form zu erzeugen, deren Dauer etwa
1Z1500OO Sekunde beträgt. Diese Stromstöße werden
dazu benutzt, um die Sperrung der Gitter eines Modulators 4, dem die niederfrequente Nachrichtenwelle
zugeführt wird und der für jeden Kanal gesondert vorgesehen ist, aufzuheben. In diesem Falle
sind die in dem Modulator benutzten Röhren oberhalb der Grenze vorgespannt, bei welcher diese Röhren
einen Strom durchlassen, wenn die Spannung der spitzförmigen Wellen nicht zugeführt wird. Die mit 4
bezeichneten Schaltanordnungen sind so bemessen, daß die Modulation der spitzförmigen Wellen mit den
niederfrequenten Nachrichten wellen im wesentlichen linear ist, wobei die Nachrichtenwellen beispielsweise
bei S zugeführt werden. Ein Modulationsgrad von 70 °/0 kann beispielsweise gewählt werden. Die durch
die niederfrequente Nachricht S modulierten Stromstöße werden nacheinander erzeugt und dann einem
gemeinsamen Verstärker 5 zugeführt und gelangen von hier aus zu einem Oszillatormodulator 6 von
beispielsweise 75 000 kHz und bewirken dort, daß jeder Stromstoß eine Erhöhung des hochfrequenten
Ausgangsstromes bewirkt. Die Ausgangsleistung des Oszillatormodulators 6 wird einer Antenne 7 zugeführt,
die ein hinreichend breites Frequenzband überträgt.
Eine Möglichkeit, Spannungen mit Hilfe eines Schwingungserzeugers von 10 kHz zu erzeugen, deren
Phasen regelmäßig zueinander verschoben sind, ist in der Fig. 11 dargestellt, wobei es sich um acht verschiedene
Phasen handelt. Die durch den Schwingungserzeuger erzeugte Spannung wird der einen Wicklung
eines Transformators T zugeführt. Der Mittelpunkt
der Sekundärwicklung dieses Transformators ist geerdet. Die Kapazitäten C ι und C 2 und die Widerstände
Ri und R-z sind derart dimensioniert, daß die
Spannung an dem Punkt C eine Phasenverschiebung von 90° zu der Spannung bei dem Punkt A, der mit
dem einen Ende der Sekundärwicklung des Transformators T verbunden ist, aufweist. ■ In gleicher
Weise sind die Kapazitäten C 3 und C 4 und die Widerstände i?3 und i?4 so bemessen, daß die Spannung an
dem Punkt G eine Phasenverschiebung von 2700 hinter der Spannung am Punkt A hat. Die Punkte B,
D, F und H sind die elektrischen Mittelpunkte der Brückenarme, was leicht mit Hilfe eines Vektordiagramms
gezeigt werden kann. Somit hat die Spannung an jedem dieser Punkte einen Phasenwinkel
von etwa 45,135, 225 und 3150 gegenüber Erde.
Unter gewissen Umständen kann es zweckmäßig sein, daß die acht Phasenwinkel innerhalb ziemlich ausgedehnter
Grenzen, beispielsweise innerhalb von ± 300,
reguliert werden können, ohne daß die Einstellungen der übrigen Phasenwinkel dadurch verändert werden.
Zu diesem Zweck ist jeder der vorher erwähnten Punkte durch einen veränderlichen Abstimmungskreis CA über die Widerstände R'τ, R'2, R'3, R'4,
i?'5 und R'6, welche CA und die Brücke entkoppeln,
verbunden.
An den Eckpunkten A und E der Brücke enden die
Verbindungen, die den Phasen 1 und 5 entsprechen und die mit PAi bzw. Ph 5 bezeichnet sind. Die
Phasen Phz, Ph?,, Ph^1 Ph6, Ph1J und Ph8 entstehen
durch die Spannungen, die, wie gezeigt, zwischen den Punkten B, C, D bzw. F, G, H und Erde
erzeugt werden. Jeder der Punkte PAi, PÄ2 usw. in
Fig. 11 ist über einen Kopplungskondensator 32 mit go
dem Gitter der Röhre 31 in Fig. 12 verbunden. Die Größe des Kondensators 32 ist so gewählt, daß sie
eine zweckmäßige Vorspannung dieses Gitters bewirkt und dabei den während der positiven Halbwelle
auftretenden Gitterstrom berücksichtigt. Unter der Voraussetzung, daß die Eingangsimpedanz hoch
in bezug auf die Impedanz des Gitterkathodenkreises bei einer beträchtlichen positiven Vorspannung
des Gitters ist, und unter der Voraussetzung, daß die
Gitter durch eine verhältnismäßig hohe, in der Größen-Ordnung von 150 Volt liegende Spannung gesteuert
werden, übt der Gitterstrom eine schnelle begrenzende Wirkung auf die positiven Halbwellen aus.
Dies ist in Fig. 13 dargestellt, in welcher die Kurve a
die Spannung des Phasenverteilerkreises 2 in Fig. ι als Funktion der Zeit darstellt. Die Kurve b zeigt
die Vorspannung der Röhre 31, die Kurve c zeigt die Spannung an den Enden des Widerstandes .33 in
Fig. 12, und die Kurve d zeigt die Gittervorspannung
für die Röhre 34, die sich aus der theoretischen Betrachtung der Kurve c ergibt. Die Kurve e der Fig. 13
zeigt die Gitterspannung des Gitters der Röhre 34 in
Fig. 12, wie sie tatsächlich auftreten kann. Die Kurve f stellt den Anodenstrom dieser Röhre 34 dar.
Wenn ein reiner Widerstand in den Belastungskreis der Röhre 34 eingesetzt wird, so erhält die der Anodenspannung
entsprechende Welle eine im wesentlichen rechteckige Form, wie bei c in Fig. 13 gezeigt. Die von
dieser Kurve abgeleitete Kurvet zeigt die erforderlichen
Punkte für eine geeignete Vorspannung der Verteilerröhren.
Bei dem Erfindungsgegenstand handelt es sich nicht nur darum, um eine zweckmäßige Arbeitsweise
des Verteilers sicherzustellen, spitzförmige Wellen von 10 kHz zu erzeugen, sondern auch die Spitzen
der Impulse mit größter Genauigkeit und mit größter
Konstantheit hinsichtlich der Zeit zu verlegen. Zufällige Verschiebungen würden Störungen bei den
Gesprächen hervorrufen. Unter solchen Umständen ist es zweckmäßig, zur Festlegung der Impulse den
Augenblick zu wählen, wenn die sinusförmige Welle die Nullinie passiert, da dieser Augenblick leichter
festzulegen ist als das Maximum der sinusförmigen Welle.
Die stellen Kurventeile bei e in Fig. 13 entsprechen
dem Augenblick, wenn die sinusförmige Welle die Nullinie schneidet, und somit sind sämtliche folgenden
Impulse mit Hilfe dieses Teils der sinusförmigen Welle festgelegt.
Zur Sicherstellung der höchsten möglichen Ver-Stärkung in der Röhre 31 in Fig. 12 ist es zweckmäßig,
eine Anodenimpedanz zu benutzen, die etwas höher ist als die Impedanz der Röhre. Hieraus folgt, daß
der Grad der Anodenstromabnahme oft kleiner ist als der Grad der Anodenstromzunahme. Diese Wirkung
ist in der Kurve c (Fig. 13) gezeigt, wo die folgenden Teile, die der Zunahme des Anodenstromes entsprechen,
steiler verlaufen als die entsprechenden Teile der Anodenstromabnahme. Die theoretische
Kurve bei d in Fig. 13 zeigt einen scharfen negativen
25' Impuls und einen positiven Impuls, der vollständig
gedämpft ist. Es ist offensichtlich, daß ein positiver Impuls erforderlich ist, um die Sperrung der Gitter
der Verteilerröhren aufzuheben. Da jedoch diese Impulse nicht für den Zweck dienlich sind, so erhält
man mit Hilfe eines abgestimmten, durch die Induktivität 36 4 und die niedrigen Kapazitäten gebildeten
Kreises eine gedämpfte Welle, wie die Kurve e (Fig. 13) zeigt. Nicht nur der auf die Erregung der
Induktivität 36 zurückzuführende ursprüngliche erste negative Impuls, sondern auch die Halbwelle mit
positivem Vorzeichen wird zur Erregung der folgenden Röhre benutzt. Um zu verhindern, daß mit Ausnahme
der zweiten positiven Halbwelle die Teile der bei e gezeigten Wellenform einen Anodenstrom in der
Röhre 34 erzeugen, erhält die Röhre 34 eine ausreichende Gittervorspannung von einer Batterie. Die
durch den Widerstand 35 bewirkte Dämpfung des abgestimmten Kreises verkleinert die Halbwellen, so
daß kein Anodenstrom fließen kann. Die Wirkung eines Wellenzuges von niedriger Amplitude, wie bei χ
auf der Kurve e in Fig. 13 gezeigt, wird auch durch die Wirkung der Gittervorspannung aufgehoben. Die
Form des von der Röhre 34 kommenden Anodenstromes geht aus der Kurve f hervor. Diese Welle
besitzt die erwünschte Form eines scharfen Impulses von etwa 1Zi50OOo Sekunde. In einem Verteilersystem
mit acht Kanälen ist die maximale zulässige Zeit für jeden Kanal mit einer Verteilerfrequenz von 10 kHz
gleich '/so 000 Sekunde, so daß eine erhebliche Spanne
in der Zeit zwischen dem Ende eines vorhergehenden Stromstoßes und dem Anfang des nächsten Stromstoßes
entsteht, wodurch unangenehme Störungen im wesentlichen vermieden werden. Diese spitzförmigen
Wellen werden durch Zeichen moduliert, die durch den Transformator Ti bei S zugeführt werden.
Die an dem Ausgangskreis CD in Fig. 12 auftretenden negativen Impulse werden, beispielsweise
durch Widerstands-Kapazitäts-Kopplung, einem Verstärker zugeführt, dessen Röhren eine genügende
Ausgangsleistung von z. B. 50 Watt abgeben. Die 6= positiven Stromstöße von diesem Verstärker dienen
dann zur Anodenmodulation eines normalen Oszillators, wie er z. B. bei 6 in Fig. 1 gezeigt ist. Dieser
Oszillator arbeitet beispielsweise mit einer Frequenz von 75 000 kHz. Die Ausgangsspannung des Oszillatormodulators
wird einem geeigneten Übertragungsmittel, beispielsweise der Antenne yl, zugeführt.
Der Empfänger kann ein Überlagerungsempfänger sein, bei dem die Überlagerungsfrequenz als Verteilerfrequenz
benutzt wird. In anderen Worten, der Empfänger eines jeden Kanals kann so eingerichtet
werden, daß er auf die ankommenden Signale nur während der Periode anspricht, die einem Impuls des
betreffenden Kanals entspricht, wobei die von den anderen Kanälen erzeugte Störung eliminiert wird.
Ein praktischer Empfänger ist in Fig. 14 gezeigt. Die Antenne A empfängt die von der Antenne 7 in Fig. 1
ausgestrahlten Wellen. Diese Wellen werden über geeignete Kopplungsmittel dem Gitter der Röhre T
zugeführt. Der Schwingungskreis, welcher aus den Induktivitäten L1 und L 2 und einem vorzugsweise
veränderlichen Kondensator C besteht, zu dem die Anoden-Gitter-Kapazität hinzukommt, wird in dem
hier betrachteten Beispiel auf 75 000 kHz abgestimmt. Die Überlagerungsfrequenz erhält man mit
Hilfe eines Generators, welcher spitzförmige Wellen erzeugt. Ein solcher Generator ist bereits in Verbindung
mit Fig. 11 näher beschrieben. Eine Verbindung besteht zwischen dem Punkt P1 in Fig. 12
und dem Punkt P2 in Fig. 14. Es ist auch möglich,
den gleichen Generator von spitzförmigen Wellen sowohl sendeseitig als auch empfangsseitig zu benutzen,
wenn die Anlage für einen Verkehr nach beiden Richtungen eingerichtet ist.
Die auf Grund des durch den hochohmigen Widerstand R in Fig. 14 fließenden Gitterstromes an dem
Gitter der Röhre T liegende negative Vorspannung wird derart einreguliert, daß sämtliche Schwingungen
verhindert werden, mit Ausnahme für den Augenblick, in dem ein positiver Impuls über die Verbindung Pz
ankommt. Somit kann der Empfangskreis nur während dieser kurzen Periode auf diesen Kanal ansprechen.
Ein aus der Kapazität C1 und der Induktivität L gebildeter Stromkreis ist im vorliegenden
Fall auf eine Frequenz von 10 kHz abgestimmt und mit einer Wicklung des Niederfrequenztransformators
LF verbunden, um Stromstöße am Niederfrequenzausgang zu verhindern. Der an dem Empfänger
angeordnete Schwingungserzeuger von 10 kHz, welcher die Spannungen von acht verschiedenen
Phasen für den Generator von spitzförmigen Wellen speist, wird mit dem Oszillator auf der Sendeseite
nach irgendeiner bekannten Art, die nachstehend näher beschrieben ist, in Gleichlauf gehalten. Eine
Hochfrequenzstörung wird kaum zwischen den Schwingungserzeugern der acht Empfänger wahrgenommen,
obwohl diese abwechselnd Wellenzüge von gleicher Frequenz zur Aussendung bringen. Dieser
Vorteil wird dadurch erreicht, daß beim Beginn aller Teilperioden der Welle sämtliche übrigen Wellenzüge
auf kaum wahrzunehmende Höhe herabgesetzt sind.
Die selbsttätige Vorspannung der Röhre T in Fig. 14,
die durch den Fluß des Gitterstromes durch den Widerstand R entsteht, bewirkt eine Stabilität der
Schaltung, die wesentlich höher ist, als wenn eine Batterie benutzt wird. Eine zufällige Amplitudenzunahme
bei hochfrequenten Wellenzügen verursacht eine Zunahme der negativen Vorspannung des Oszillators,
welche im wesentlichen die Höhe der Hochfrequenzwellen wiederherstellt.
Die Synchronisierung der die acht Phasen erzeugenden Oszillatoren kann wie folgt ausgeführt
werden: Eine Steuerfrequenz von ziemlich niedriger Spannung wird einem der Verteilerkanäle überlagert.
Die Frequenz dieser Steuerwelle kann beispielsweise gleich einem Drittel der Unterbrechungsfrequenz sein
und kann mit Hilfe eines Frequenzteilers in Form eines Multivibrators erzeugt werden. Im Empfänger
wird die dritte Harmonische dieser Steuerfrequenz ausgewählt, verstärkt und zur Synchronisierung des
Oszillators auf der Empfangsseite benutzt. Zu diesem Zweck wird der Empfängsoszillator entweder mit der
Hand oder selbsttätig so eingestellt, daß seine Frequenz langsam in den Bereich der Sendefrequenz gelangt.
Wenn der Synchronismus genügend genau ist und das richtige Phasenverhältnis herrscht, arbeitet
der Empfänger für genügend lange Zeit einwandfrei und ermöglicht so, daß die automatische Synchronisierung
die Steuerung des Systems übernimmt.
Die Erfindung ist keineswegs auf die Ausführungsbeispiele beschränkt, sondern sie kann auch in Verbindung mit Vielfachübertragungsanlagen über koaxiale Kabel benutzt werden und für die Vielfachübertragung von Nachrichten mit einer von der in diesem Ausführungsbeispiel verschiedenen Anzahl von Kanälen.
Die Erfindung ist keineswegs auf die Ausführungsbeispiele beschränkt, sondern sie kann auch in Verbindung mit Vielfachübertragungsanlagen über koaxiale Kabel benutzt werden und für die Vielfachübertragung von Nachrichten mit einer von der in diesem Ausführungsbeispiel verschiedenen Anzahl von Kanälen.
Claims (11)
1. Einrichtung zur Verringerung von Störungen und Übersprechen in Mehrfachhochfrequenzübertragungsanlagen,
die mit einer Verteilervorrichtung arbeiten, um die Kanäle hintereinander für sehr
kurze Zeitintervalle wirksam zu machen, dadurch gekennzeichnet, daß die wirksamen Perioden
eines jeden Zeitelements so kurz wie irgend möglich sind und daß die unwirksamen Perioden
zwischen zwei aufeinanderfolgenden wirksamen Perioden von beträchtlicher Länge sind.
2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Breite des durch jeden Kanal übertragenen Frequenzbandes eine Anzahl von Oberschwingungen einer Frequenz enthält,
die gleich 2 kN ist, wobei k eine ganze Zahl ist und
N der Anzahl der Kanäle entspricht.
3. Einrichtung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Bandfilter eines jeden
Kanals bestimmte Begrenzungspunkte aufweisen.
4. Einrichtung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die unwirksamen Perioden
ein Vielfaches von den wirksamen Perioden sind und daß eine jede Periode eine ganze Zahl von
Schwingungsperioden der höchsten Oberschwingungsfrequenz enthält.
5. Einrichtung nach Anspruch 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Trägerwelle während der
unwirksamen Perioden unterdrückt wird.
6. Einrichtung nach Anspruch 4 und 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein jeder der Röhrengeneratoren,
die die Trägerfrequenzen den betreffenden Kanälen zuführen, durch eine Spannung von
spitzer Wellenform gesteuert wird.
7. Einrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet,
daß die spitzförmigen Wellen den betreffenden Röhrengeneratoren nacheinander mit
regelmäßig verschobener Phase zwischen den aufeinanderfolgenden Generatoren zugeführt werden.
8. Einrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Röhren derart vorgespannt
sind, daß nur ein Teil der spitzförmigen Spannung die Röhre wirksam macht.
9. Einrichtung nach Anspruch 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die wirksame Periode durch
Regelung der Vorspannung der Röhre eingestellt wird. *
10. Einrichtung nach Anspruch 7 zur Verwendung in einem aus acht Kanälen bestehenden
Übertragungssystem, dadurch gekennzeichnet, daß die phasenverschiebende Vorrichtung aus einer
Wheatstoneschen Brücke besteht, deren entgegengesetzte Zweige aus Widerständen und deren
andere beide Zweige aus Kapazitäten bestehen, wobei die Mittelpunkte eines jeden Zweiges und
zwei sich gegenüberliegende Ecken der Brücke über Widerstände und Abstimmungskreise mit
Erde verbunden sind, während die übrigen beiden Ecken der Brücke mit einem Generator, welcher
spitzförmige Wellen erzeugt, verbunden sind, wobei jede Ecke der Brücke und jeder Mittelpunkt
der Zweige mit dem dazugehörigen, mit dem Kanal verbundenen Schwingungserzeuger in Verbindung
steht.
11. Einrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet,
daß eine Steuerfrequenz benutzt wird, um den Synchronismus zwischen den phasenverschiebenden
Vorrichtungen an dem Sende- und an dem Empfangsende aufrechtzuerhalten.
Hierzu 2 Blatt Zeichnungen
© 5694 1. Si
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
FR902017X | 1937-10-30 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE902017C true DE902017C (de) | 1954-01-18 |
Family
ID=9404059
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DEI3368D Expired DE902017C (de) | 1937-10-30 | 1938-10-30 | Mehrfachhochfrequenzuebertragungsanlage |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE902017C (de) |
FR (1) | FR837921A (de) |
NL (1) | NL72062C (de) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE1069199B (de) * | 1957-04-08 | 1959-11-19 | International Standard Electric Corporation, New York, N. Y. (V. St. A.) | Mehrkanall - Nachrichtenübertragungssystem |
-
0
- NL NL72062D patent/NL72062C/xx active
-
1937
- 1937-10-30 FR FR837921D patent/FR837921A/fr not_active Expired
-
1938
- 1938-10-30 DE DEI3368D patent/DE902017C/de not_active Expired
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE1069199B (de) * | 1957-04-08 | 1959-11-19 | International Standard Electric Corporation, New York, N. Y. (V. St. A.) | Mehrkanall - Nachrichtenübertragungssystem |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
FR837921A (fr) | 1939-02-23 |
NL72062C (de) |
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