DE2648273C2

DE2648273C2 - Einseitenband-Verfahren zur Informationsübertragung und Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens

Info

Publication number: DE2648273C2
Application number: DE2648273A
Authority: DE
Inventors: Richard Barry Haverhill Mass. Swerdlow
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1975-10-24
Filing date: 1976-10-25
Publication date: 1982-06-09
Also published as: FR2329037B1; CA1066362A; BE847569A; DE2648273A1; GB1561699A; FR2329037A1; SE413452B; ES452652A1; NL7611677A; JPS5253611A; US4019140A; SE7611708L

Description

Nebensprechen ist subjektiv für einen Fernsprechteilnehmer viel störender als thermisches Rauschen.

Es ist denkbar, eine leichte Versetzung der zur Erzeugung der Basisbandsprachkanäle verwendeten Trägerfrequenzen um beispielsweise wenige hundert Hz zu verwenden, um die Sprachstörung unverständlich und somit weniger störend zu machen. Tonstörung, beispielsweise vom Vielfachfrequenzbetrieb, von Teilnehmerwähltönen oder von Überwachungssignalen, die über die Sprachkanäle übertragen werden, blieben jedoch ein Problem.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Verfahren und eine Vorrichtung der eingangs genannten Art anzugeben, bei dem bzw. bei der ein Stören aufgrund verständlichen Nebensprechens vermieden werden.

Diese Aufgabe wird gelöst mit einem Verfahren gemäß Anspruch 1 und einer Vorrichtung gemäß Anspruch 5.

Durch das erfindungsgemäße Verfahren ozw. mit der erfindungsgemäßen Vorrichtung wird erreicht, daß ein in das Übertragungssystem eindringendes Störsignal, welches nicht gleichermaßen kodiert ist wie das Informationssignal, im Frequenzbereich zerstreut (»verschmiert«) und damit unverständlich gemacht wird. Durch diese Maßnahme wird der Vorteil erreicht, daß ein gestörter Empfänger frei von verständlichem und somit besonders störendem Nebensprechen ist; zum anderen werden »störende« Teilnehmer geschützt, da die von ihnen übertragene Information nicht durch unbefugte Empfänger empfangen werden kann.

Der Stand der Technik kennt keine vergleichbaren Verfahren bzw. Vorrichtungen. In der CH-PS 2 46 145 ist eine Anordnung beschrieben, bei der zum Erzielen höherer Senderwirkungsgrade und einer größeren Gleichrichterempfindlichkeit ein mit der Nachricht frequenzmodulierter Zwischenträger auf die Hochfrequenz amplitudenmoduliert wird. Abgesehen davon, daß dies mit dem erfindungsgemäßen Verfahren nicht vergleichbar ist, dient diese bekannte Anordnung nicht zur Verringerung der Verständlichkeit unerwünschten Nebensprechens. Aus der US-PS 3092 833 ist es bekannt, bei Funkübertragungssystemen zur Verbesserung des Signal/Rausch-Verhältnisses durch Phasenstabilisierung der vierten Harmonischen der Zeichenwiederholungsfrequenz eines üblichen Start-Stopp-Funkfernschreibersystems ein resultierendes Signal zu übertragen, welches auf der Empfangsseite eine Nachricht und Navigationsdaten ohne gegenseitige Störung erzeugen kann. Hierzu wird am entfernt gelegenen Empfänger von kohärenten Phasenfeststellungsmethoden Gebrauch gemacht Der Start-Stopp-Kode wird modifiziert durch erstens Ausdehnen der Dauer des Stoppelements oder -zeichens und zweitens durch alternierendes Ändern der Phase des Trägers jeder der Kodeelemente zwischen zwei Werten, die gegenseitig um 90° versetzt sind. Die Signale werden von einem phasenempfindlichen Empfänger empfangen, der die Eigenschaft hat, daß, wenn die Träger der ankommenden Fernschreibimpulse in Phase mit einem örtlichen Referenzsignal sind, ein Gleichstromsignal erzeugt wird, welches zur Amplitude der Impulse proportional ist, während andererseits, wenn die Träger der ankommenden Impulse orthogonal zu dem örtlichen Referenzsignal sind, dh, um 90° phasenverschoben sind, kein Gleichstromsignal erzeugt wird. Dieses Verfahren ist mit dem erfindungsgemäßen Verfahren also nicht vergleichbar, es ist weder auf die Herabsetzung der Verständlichkeit unerwünschten Nebensprechens gerichtet, noch kann durch das bekannte Verfahren erzielt werden, daß die Nebensprechsignale gleichsam über alle Kanäle »verschmiert« werden.
Weiterbildungen und Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Im folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsformen näher erläutert. In den zugehörigen Zeichnungen zeigt

ίο Fig. 1 ein schematisches Blockschaltbild eines beispielsweisen Funkübertragungssystems, bei dem die kodierte Phasenmodulation gemäß Erfindung verwendet wird,
F i g. 2 ein Diagramm zur Darstellung verschiedener Frequenzspektren, die durch die Schaltung gemäß F i g. 1 erzeugt werden,

F i g. 3 eine graphische Darstellung, die zeigt, wie sich die Oberwellenenergie in einem Signal, das mit der Vorrichtung gemäß F i g. 1 kodiert ist, mit dem zu dessen Erzeugung verwendeten Modulationsindex verändert,

Fig.4 ein Diagramm zur Erläuterung, wie die in F i g. 1 gezeigte Vorrichtung wirkt, um Interferenz-Nebensprechen unverständlich zu machen,

Fi g. 5 ein schematisches BlockschaltbUd einer zweiten erfindungsgemäßen Ausführungsform, bei der zum Nachrichtensignal vor dessen Amplitudenmodulation ein codierender Pilotton hinzugefügt wird,
F i g. 6 ein schematisches Blockschaltbild einer dritten

jo erfindungsgemäßen Ausführungsform, bei der vom Codierer zum Decodierer ein codierender Pilotton übertragen wird,

F i g. 7 eine graphische Darstellung, die den Verzögerungseffekt in dem mit Streckenverstärkern versehenen

Übertragungsmedium als Funktion der Frequenz zeigt, F i g. 8 eine graphische Darstellung, die den Effekt der

unkompensierten Kanalverzögerung auf die Störung zeigt, und

F i g. 9 eine graphische Darstellung, die den Effekt des Modulationsindexes auf die verbleibende AM-Störung zeigt.

Was nun gebraucht wird, ist eine Methode zum Codieren eines SSB-Signals in solcher Weise, daß ein störendes Signal vom gewünschten Signal unterschieden und somit das störende Signal unterdrückt werden kann. Man hat herausgefunden, daß man eine niederfrequente Phasenmodulation verwenden kann, um die gewünschte Codierung des Einseitenbandsignals durchzuführen. Diese niederfrequente Modulation wird auf

so die SSB-Trägerwelle auf der Senderseite vorteilhafterweise vor deren Modulation mit dem Basisbandsignal ausgeübt. Das zur Erzeugung der Phasenmodulation verwendete Signal kann periodisch sein, beispielsweise eine sinusförmige Welle oder Pseudozufallsrauschen, oder es kann aperiodisch sein, beispielsweise ein echtes Zufallsrauschen oder statistisches Rauschen. Im letzteren Fall muß der Zufallscode, der zum Codieren des SSB-Signals verwendet wird, zusammen mit dem phasenmodulierten SSB-Signal zur Empfangsstelle übertragen werden, um eine richtige Demodulation sicherzustellen.

F i g. 1 zeigt eine beispielsweise Funkübertragungsanlage gemäß Erfindung. Sie umfaßt einen Codierer 10, der sich beispielsweise in der Sendestelle der Anlage befindet, und einen Decodierer 20, der dementsprechend in der Empfangsstelle angeordnet ist Der Codierer 10 umfaßt einen Trägeroszillator 11, der eine Trägerwelle auf den Eingang eines Amplitudenmodula-

tors 12 gibt, dessen Ausgang mit einem Bandpaßfilter 13 verbunden ist,; von da gelangt die Trägerwelle auf ein mit Streckenverstärkern versehenes Übertragungsmedium, das schematisch als Element 14 dargestellt ist. Zwischen dem Ausgang des Trägeroszillators 11 und dem Eingang des Modulators 12 ist ein Phasenmodulator 16 angeordnet Ein Codegenerator 17 ist mit dem Eingang des Phasenmodulators 16 verbunden, um die Art der Phasenmodulation, die auf das Ausgangssignal des Oszillators 11 ausgeübt wird, zu steuern.

Der Decodierer 20 umfaßt einen Amplitudendemodulator 21, der zusätzlich zum Signal vom mit Verstärkern versehenen Übertragungsmedium 14 das Ausgangssignal eines Empfängeroszillators 22 erhält. Das Ausgangssignal des Demodulators 21 gelangt durch ein Bandpaßfilter 23, dessen gefiltertes Ausgangssignal das Decodiererausgangssignal enthält. Zwischen dem Ausgang des Empfängeroszillators 22 und dem Eingang des Demodulators 21 ist ein Phasenmodulator 24 angeordnet. Ein Codegenerator 26 ist an den Eingang des Phasenmodulators 24 angeschlossen, um die Art der Phasenmodulation zu steuern, die auf das Ausgangssignal des Oszillators 22 ausgeübt wird. Der Fachmann wird erkennen, daß es sich bei der in F i g. 1 gezeigten Anordnung mit Ausnahme der Schaltungselemente 16, 17, 24 und 26 um ein herkömmliches SSB-Funkübertragungssystem handelt

Das mit w(t) bezeichnete Eingangssignal des Modulators 12 ist das Basisband- oder Modulationsbandsignal, das an das entfernte Ende des Systems übertragen werden soll. Dieses Basisbandsignal kann ein einziger Sprachkana! oder ein einziger sinusförmiger Ton sein. Es ist jedoch typischer, daß es eine sogenannte Mastergruppe (Tertiärgruppe) oder eine Kombination von Mastergruppen eines Nachrichtenmultiplexsystems aufweist

Das Ausgangssignal des Oszillators 11, d. h, der im Modulator 12 amplitudenmodulierte Träger, hat eine mit ωό bezeichnete Frequenz. Wie nachstehend ausführlicher erläutert ist moduliert der Phasenmodulator 16 die Phase des Ausgangssignals des Oszillators 11 mit dem Ausgangssignal des Code-Generators 17, das mit f(t) bezeichnet ist Zum Zweck der folgenden Erläuterung wird Ht) als periodisch betrachtet obwohl f(t), wie später erläutert ist auch aperiodisch sein kann. Bei dem beispielsweise gezeigten Mikrowellen-Funkübertragungssystem ist ωο ein Träger im ZF-Frequenzbereich, typischerweise 74 MHz. x(t), das Ausgangssignal des Filters 13, ist dann ein Einsei tenbandsignal im 55-85-MHz-Band. Dieses SSB-Signal wird dann in normaler Weise zur Übertragung über das mit Verstärkern versehene Uberiragungsmedium dem 4 — e-GHz-Fernsprechträger-Mikrowellenband überlagert Um die Zeichnung nicht zu kompliziert zu machen, sind der senderseitige HF-Aufwärtsumsetzer und der entsprechende empfangsseitige Abwärtsumsetzer in der Zeichnung weggelassen worden. Die Form von f(t) kann im Bereich von einem reinen sinusförmigen bis zu einem rauschähnlichen Signal liegen. Das mit u(t) bezeichnete Ausgangssignal des Modulators 12 umfaßt den Träger o)o und die vom Modulator 12 erzeugten oberen und unteren AM-Seitenbänder. Das Filter 13 ist so gewählt, daß es die Trägerfrequenz too und eines der vom Modulator 12 erzeugten Seitenbänder entfernt und

ίο somit das gewünschte SSB-Signal x(t)erzeugt.

Spezieller ausgedrückt umfaßt das Ausgangssignal x(t) des Codierers 10 ein Einseitenbandsignal mit einer Bandbreite, die gegenüber der Bandbreite des Basisbandsignals w(t) etwas verbreitert ist Der Grund für

diese Verbreiterung ist die durch den Phasenmodulator 16 eingebrachte Phasenmodulation des Trägers. Das Spektrum von x(t) ist die Verknüpfung des Spektrums von w(t) mit dem Spektrum von cos{(uot+f(t}\, dem Ausgangssignal des Phasenmodulators 16. Das Spektrum dieses letzteren Signals hängt vom Modulationsindex und von der höchsten Frequenz von f(t) ab. Diese Beziehung kann man deutlicher in Fig.2 sehen; in dieser bedeuten: Darstellung (a) das Spektrum des verknüpften Signals cos [o)of+/fifl, d. h, das Ausgangssignal des Phasenmodulators 16; Darstellung (b) das Spektrum des Basisbandsignals w(t) für einen relativ einfachen Fall; Darstellung (c) das Spektrum von u(t), d.h., des Ausgangssignals des Amplitudenmodulators 12; und Darstellung (d) das Spektrum des Signals x(t),

jo d. h, des Ausgangssignals des Filters 13 nach Unterdrükkung des Trägers und des unteren Seitenbandes.

Das codierte Signal wird nun in herkömmlicher Weise über das mit Streckenverstärkern versehene Übertragungsmedium 14 übertragen. Typischerweise umfaßt

das Übertragungsmedium 14 mehrere Mikrowellenverstärkerstationen, den freien Raum zwischen den Funktürmen und die Endstellenausrüstung zum Verstärken und Filtern des Signals. Das Übertragungsmedium 14 wird als linear angenommen. Es kann aber Komponenten umfassen, die zur Erzeugung von Störsignalen mit niedriger Amplitude führen, und zwar aufgrund von nichtlinearen Schaltungselementen in dem Medium.

Das mit y(t) bezeichnete Ausgangssignal des mit

Verstärkern versehenen Übertragungsmediums wird auf den Eingang des AM-Demodulators 21 gegeben. Analog zum Ausgangssignal des Phasenmodulators 16 im Codierer 10 erhält das Ausgangssignal des Phasenmodulators 24, d. k, das demodulierende Signal für den Decodierer 20, den Ausdruck cos [«of+£## Es wird nun gezeigt daß eine richtige Decodierung des Basisbandsigr.ais v/(i) nur auftritt, wenn ^ftiglcJch/fi/Mst So gilt für den in Fig.2 gezeigten Fall, in dem das Basisbandsignal aus einer einzigen sinusförmigen Welle besteht, beispielsweise wft}

If(O = COSO₁/ COS[O₀/ +/(O]

= 1/2 cos Ko₀+«J'+/(')] + 1/2 cos [(ω_ο-ω,)ί +/(/)]

Wie zuvor erläutert, wird das Spektrum von u(t) durch Wellenform (c) in Fig.2 dargestellt Mathematisch gesprochen erstreckt sich das Spektrum von cos [ωοί+ f(tj\ auf beiden Seiten nach Unendlich, so daß theoretisch jedes Seitenband von u(t) das andere überlappt Die spektrale Energie nimmt jedoch so rasch es ab, daß das Weglassen eines der Kosinus-Tenne in dem mathematischen Ausdruck im wesentlichen dasselbe ist wie das Abschneiden eines Seitenbandes, beispielsweise durch Filtern des Signals in einem Bandpaßfflter. Nimmt

man beispielsweise an, daß f(t), das Eingangssignal des Phasenmodulators 16 in Fig. 1, die Form

f(t)= X cos O)J

hat, dann kann man zeigen, daß das verknüpfte Ausgangssignal des Amplitudenmodulators 12 gegeben ist durch den bekannten Ausdruck

cos (ωι,ι +X cosü), ι)

= 2£ V„(A')cos (ωμΐ+ηω,.1 + —~

IO

O)

wobei J_n(X) die Bessel-Funktion der Ordnung /; und des Arguments X ist. Aus dem Vorausgehenden kann

tnehmen daß die En

(4)

ist. Das Verhältnis der Leistung in jedem Seitenband zu derjenigen des nichtmodulierten Trägers ist in Decibil ausgedrückt:

20 log \ J„(X)\

(5)

Dies ist in F i g. 3 gezeigt, in der das genannte Leitungsverhältnis auf der Ordinate in Abhängigkeit von n, der Harmonischen-Ordnungszahl für mehrere verschiedene Werte von X aufgetragen ist. Obwohl nur Werte für ganzzahlige Werte von π definiert sind, sind diese Punkte zur bequemeren Betrachtung verbunden worden. Die einzelnen Kurven wurden beendet, wenn entweder der nächste Wert unterhalb -6OdB oder oberhalb der vierzehnten Harmonischen lag. Als Faustregel gilt, daß der Hauptteil der spektralen Energie in einem Frequenzbereich Xm_c enthalten ist. Oberhalb der sechzehnten Harmonischen f(t) gibt es keine wahrnehmbare Energie. Wenn das zu codierende Basisbandsignal beispielsweise eine untere Grenzfrequenz von 564 kHz hätte, läge die obere Grenze für die codierende Frequenz für einen Index von 3n bei 34 kHz, da die sechzehnte Harmonische von 35 kHz bei 560 kHz liegt. Es kann sein, daß man diese Grenze in der Praxis noch weiter herabsetzen muß, um irgendwelche Pilotfrequenzen zu schützen, die zwischen Mastergruppen fallen können. Da die spektrale Energie so rasch abnimmt, ist das Weglassen eines der Kosinus-Terme im wesentlichen dasselbe wie das Abschneiden eines Seitenbandes. Nach dem Filtern im Bandpaßfilter 13 erhält man somit

2(1 = 1/2 cos [(W₀ ■+-IiI₁)' +/(')]

(6)

bei dem es sich um das zu codierende Signal handelt, das zum Demodulator am fernliegenden Ende des Systems gesendet werden soll.

Nimmt man für den Moment an, daß das Ausgangssignal y(t) des mit Verstärkern versehenen Übertragungsmediums 14 mit x(t) identisch ist, dann ist das mit v(t) bezeichnete Ausgangssignal des Demodulators 21 gegeben durch den Ausdruck

v(;) = 1/2 cos [(ω,, + «yjf +/(/)] cos [<a„/+g(i)]

= l/4cos[<"2<tf₀+ftOr+/(/) + g(/)l + 1/4 cos [o>ji+f(t) -gO)]

Dieselbe Bedingung, die es erlaubte. Gleichung (6) aus (2) abzuleiten, ergibt nun für /(/) = g(i):

z(t) = 1/4 cos

(9)

als das Ausgangssignal des Decodierers 20, das mit dem Basisbandeingangssignal des entfernt liegenden Codierers identisch, jedoch in der Amplitude reduziert ist.

Das im Zusammenhang mit Fig. 1 erläuterte System ist linear zeitveränderlich, so daß die vorausgehende Analyse für jedes Basisbandsignal w(t) gilt, das mittels einer Fourier-Reihe zerlegt werden kann. Tatsächlich kar.n das Ergebnis auch auf stochastisch^ oder aperiodische Signale ausgedehnt werden.

Die Arbeitsweise des Codierers 10 kann man ansehen als eine AM-Modulation mit einem lokalen Oszillator, der einen großen Teil Phasenrauschen aufweist, mit der Ausnahme, daß das Rauschen genau bekannt und gut gesteuert ist Der Decodierer 20 verhält sich wie eine phasenstarr gekoppelte Schleife, die dem verrauschten Träger folgt, mit der Ausnahme, daß sie ein exaktes Abbild des Rauschens verfügbar hat.

Wie zuvor erwähnt, ist es wichtig, daß alle Systemsteuerungssignale, wie Pilottöne, nach dem Codieren auf den Kanal gegeben werden, um zu verhindern, daß sie durch den Codiervorgang verstreut werden. Das zusammengesetzte Signal wird dann genauso, als ob keine Codierung vorhanden wäre, irgendeiner Streckenverstärkerentzerrung und Linearisierung, die im Obertragungsmedium 14 enthalten ist, unterzogen. Die einzige Beschränkung besteht darin, daß Steuertöne weit genug vom Signal entfernt sind, um das disperse Spektrum zu vermeiden. Da die Dispersion generell kleiner als 6OkHz ist und Steuersignale in Lücken mit einer Breite von 100 kHz oder mehr untergebracht werden können, erweist sich dies in der Praxis als nicht problematisch.

Unter Bezugnahme auf Fig.4 sei nun die Wirkung eines Kokanal-Interferenzsignals betrachtet das beispielsweise von irgendeiner Undefinierten Störquelle 30 stammt, die ein HF-Signal irgendwo entlang des mit Verstärkern versehenen Übertragungsmediums 14 oder air. Eingang des Decodierers 20 einspeist Das Eingangssignal des Decodierers umfaßt nun zwei Signale Υφ) und Yi(t). wobei Y₂(O das Störsignal repräsentiert, von dem für den Moment angenommen sei, daß es keine Codierung aufweist

Da das Verhalten des Decodierers 20 linear ist, kann eine Überlagerung angewandt werden, so daß es sich bei der Antwort auf das kombinierte Signal Y\(t)+ Υφ)

um die Summe aus den einzelnen Antworten auf jedes Komponentensignal handelt Das gewünschte Signal Y\(t) wird in der normalen Weise decodiert Aber das Störsignal wird durch den Decodierer effektiv codiert Sein Spektrum ist deshalb am Decodiererausgang mit

dem Spektrum von cos [ω_οί+/ftjf] verknüpft und erzeugt im Decodiererausgangssignal z(t) im wesentlichen denselben Effekt wie das »Gurgeln« in einem FM-System. Das heißt, jede Interferenzsprechschaltung

wird gedämpft, und mehrere verschiedene Sprechschaltungen werden miteinander gemischt. In F i g. 4 repräsentiert Darstellung (a) das positive Frequenzsepktrum von Y\(t), das dem Basisbandsignal w(t) entsprechende Signal, von dem hier zur Vereinfachung angenommen wird, daß es ein reiner Sinuston ist. Darstellung (b) der F i g. 4 repräsentiert das Spektrum des Störtons Yt(I), von dem wiederum zur Vereinfachung angenommen ist, daß er ein einfacher Sinuston ist. Darstellung (c) repräsentiert die lineare Überlagerung dieser beiden Signale am Ausgang des Filters 23, und aus der Zeichnung geht hervor, daß im wirklichen Fall, in dem w(t) komplexer ist, der Störton verschmiert ist, so daß er, wenn überhaupt, mit reduzierter Amplitude über einen oder mehr Sprachkanäle in der Mastergruppe mit w(t) hörbar ist.

Dies wirft die Frage auf, wie die Codierfunktion ausgewählt werden soll. Die zwei wichtigsten Betrachtungen sind die Wirksamkeit des Codes, d. h., die subjektive Wirkung auf den Fernsprechteilnehmer, und die Leichtigkeit von dessen Ausführung. Zur Leichtigkeit der Ausführbarkeit gehört die Steuerung der Verschlechterungen, die eine unvollkommene Decodierung mit sich bringen.

Was die subjektiven Verbesserungen betrifft, ist die Störleistung mit oder ohne Codierung dieselbe. Im FM-FaIl, in dem das »Gurgeln« (d. h. der Code) wirklich statistisch verläuft, ist die Belästigung bedeutend kleiner als bei der »unvergurgelten« Interferenz. Beispielsweise ist eine vorgeschlagene CCITT-Anforderung für den Tonstörpegel, der bei einer 40-dBrncO-Schaltung zulässig ist, ein Wert von — 68dBmO. Dagegen ist für dieselbe Schaltung ein thermisches Rauschen bis zu —48 dBmO zulässig. Da »gurgeln« einen Ton rauschartig macht, ist es klar, daß eine 20 dB starke Reduzierung der Teilnehmerbelästigung von Tönen mit einer FM-Codierung möglich ist Da das Codieren eines Einseitenbandsignals im wesentlichen dieselbe Wirkung auf die Interferenz wie das »Gurgeln« auf ein FM-System hat, dürfte es kaum eine Frage sein, daß die erfindungsgemäßen Codiermethoden eine beträchtliche Verbesserung gegenüber herkömmlichen AM-Systemen darstellen. Beispielsweise haben neuere Experimente gezeigt, daß Codeindizes von 1,5 Winkelgraden ausreichen, um Sprache unverständlich zu machen und nahezu 6 dB weniger störend als andere Formen unverständlichen Sprechens, die man im Telefonsystem gefunden hat, wobei das spektrale Streuen innerhalb einer Sprechschaltung enthalten ist Es erhebt sich nun die Frage, wie kompliziert das Codierungssignal sein muß. Gewiß wird ein Zufallscode oder ein Pseudozufallscode mit einer Periode von 32 Sekunden den FM-Effekt duplizieren. Ein Eintoncode ist jedoch beträchtlich einfacher auszuführen. Natürlich benötigen die erfindungsgemäßen Ausführungsformen, welche die Verwendung eines Zufallscodes erlauben, eine etwas kompliziertere Decodiereinrichtung als Ausführungsformen mit periodischen Codes.

Codes mit großen Spitzenfrequenzabweichungen streuen Störleistung von einem bestimmteB Störer über mehrere Schaltungen, so daß eine Leistungsverringerung dieses bestimmten Störers in einer Schaltung erzielt wird. Dies verhilt zu einer Reduzierung aller Störungsformen, wie verstandliches Nebensprechen, Babbeln, Töne und Echo. Der Preis, der für diesen speziellen Effekt hier bezahlt wird, besteht darin, daß eine unvollkommene Decodierung, wie nachfolgend beschrieben ist, Reste in jenen Sprechschaltungen zurückläßt, die selbst eine Störung erzeugen.

Ein weiterer Gesichtspunkt für die Codeauswahl ist die Handhabung. Bei einer Verbindung über 6000 km treten vielleicht 100 — 300 Interferenzen auf. Um in allen j Fällen der subjektiven Vorteile sicher zu sein, sollte jeder Kanal, von dem bekannt ist, daß er stört, einen besonderen Code haben. Abgesehen davon sollte man irgendeine große Anzahl von Möglichkeiten haben, etwa 20 Codes, um Schutz über einen Endstellenab-

in schnitt zu haben. Zusätzlich müßte bei Methoden, die es erforderlich machen, daß der Code auf der Empfangsseite bekannt ist, eine Fachkraft den richtigen Code einstellen.

Im folgenden werden drei Codetypen diskutiert:

Toncodes, Pseudozufallscodes und reine Zufallscodes. Toncodes sind zwar leicht auszuführen, ihre subjektiven Wirkungen sind beim Reduzieren der Störung jedoch nicht so wirksam wie Pseudozufalls- oder Zufallscodes. Für Toncodes können Decodierer gebaut werden, die selbstidentifizierend sind, d. h., die Fachkraft braucht den Toncode auf der Empfangsseite nicht einzustellen. Die Anzahl der akzeptierbaren Toncodes ist auf vielleicht zehn begrenzt. Für Pseudozufallscodes sind die subjektiven Wirkungen zwar ebenso gut wie für Zufallscodes, die von diesem Gesichtspunkt aus die besten sind, sie erfordern jedoch für beste Ergebnisse die Einstellung des Codes auf der Empfangsseite. Es dürften kaum Schwierigkeiten bestehen, einige zehn Pseudozufallscodes zu erzielen. Für den Zufallscode sind

jo die subjektiven Wirkungen am besten, und es tritt kein Handhabungs- oder Verteilungsproblem auf, da alle Codes verschieden sind. Das Problem liegt hier darin, daß der Codierer den Code reproduzieren muß, was generell ein hohes Signal/Rausch-Verhältnis für den den Code sendenden Pilot erforderlich macht.

Es werden zwei Decodierertypen diskutiert. Bei dem einen, soweit als Beispiel verwendet, ist der Code sowohl auf der Sende- als auch auf der Empfangsseite verfügbar. In diesem Fall braucht lediglich ein Synchronisationssignal gesendet zu werden. Dieses Synchronisationssignal müßte ungefähr dasselbe Signal/ Rausch-Verhältnis haben wie Pilote, die zur Trägerwiedergewinnung verwendet werden. Der zweite Decodierertyp stellt den gesendeten Code fest und verwendet diesen zum Decodieren des Signals. Eine Möglichkeit, dies empfangsseitig durchzuführen, besteht darin, eine phasensynchronisierte Schaltung zu verwenden, die auf einen codierten Pilot synchronisiert ist Das für einen solchen Pilot benötigte Signal/Rausch-Verhältnis ist jedoch viel größer als das für den ersten Empfänger, da additives Systemrauschen in der Nähe es Pilots durch die Synchronisationsschaltung auf die Last übertragen wird. Dicscf zwciic Empfängcr'typ muß jedoch für Zufallscodes verwendet werden. Für die Ton-

ss oder Pseudozufallscodes können beide Empfänger verwendet werden.

Es können nun spezielle Fälle der obigen Betrachtungen im Rahmen der Gegebenheiten der Fig.5 betrachtet werden. Im allgemeinen hat man eine Gruppe Codes f, entweder zufällig (statistisch) oder nicht Wenn Y\(t) mit ft(t) und Ytft) mit f(t) codiert worden ist, ist die decodierte Version der Interferenz am Decodierer 20

z(i) - 1/4 cos [ω/ +Λ(ί) -/,(/)] (10)

f_k und/, sind beide als sinusförmig angenommen.

Man kann nun zeigen, daß

cos (X cvsx) = Re

J_n(X

' ¹T)

(H)

ist und auch, daß

J^_n(X) = (-\)" J_n(X) (12)

ist. Diese Beziehungen können aus der Reihe für J_n(X) abgeleitet werden. Es folgt dann:

Σ Σ (-\)^m J_n(X) J_1n(X) ■ e·'

ω _t f + (/(A + int) M₁ r + (ti + iti) y

(13)

Aus obigem Ausdruck ersieht man, daß die Amplitude des Spektrums nur vom Modulationsindex abhängt und daß die Linienplätze im Spektrum Harmonische von ως-sind, genau wie es die verschiedenen Codes selbst sind. Wenn diese Methode verwendet wird, d. h., wenn ein Piiotton (Uc verwendet wird, um den Codegenerator im Codierer zu synchronisieren, und dieser Pilotton zum Decodierer übertragen wird, ist es erforderlich, decodiererseitig eine automatische Verstärkungssteuerung für den Codierton zu verwenden, um sicherzustellen, daß der decodiererseitig verwendete Modulationsindex derselbe ist wie derjenige, welcher vom Codierer gesendet wurde. Als eine einfache Schätzung wurde ein Wert von j= 1 für den Decodierer in Betracht gezogen für den Fall, daß die Störung nicht codiert war, d. h., /= 0. Für Werte des Modulationsindexes zwischen 2 und 3 sind alle Koeffizienten um 8 dB oder mehr (siehe F i g. 3) gefallen. Ein einziger Störton würde dann bei vielleicht zehn harmonischen Plätzen auftreten, je um 8 dB oder mehr unterdrückt.

Einige Überlegungen müssen der Auswahl der Pilotfrequenz w_c gewidmet werden. Diese Frequenz muß größer als einige hundert Hz sein, wenn die Verständlichkeit des Nebensprechens unterdrückt werden soll. Wenn sie jedoch zu niedrig gemacht wird, liegen mehrere Harmonische von m_c in einer Sprachschaltung und erhöhen dadurch die Gesamtstörleistung von einer Quelle. Im Idealfall sollte lediglich eine Harmonische pro Sprachschaltung vorhanden sein, und dies legt eine Codierfrequenz von etwa 2 kHz nahe, die wenigstens einige hundert Hz von der nächsten Tonfrequenz abliegt, die üblicherweise bei Sprachschaltungen zu Überlagerungszwecken verwendet wird. Andererseits kann a>_c erhöht werden, bis das Streuspektrum zu groß wird, um zu einem minimalen Fehler beim Decodieren zu gelangen. Fünf unterschiedliche Codes, d. h, fünf verschiedene Pilotfrequenzen, würden zehn unterschiedliche Frequenzpaare ergeben, wenn zwei getrennte Routen betrachtet werden, und sie würden somit die Handhabung selbst der größten Verbindungsstelle von Mikrowellenrouten, die man innerhalb der Industrie findet, erlauben. Etwas mehr Cedes mögen erforderlich sein, um einen ganzen Endstellenabschnitt mit zehn bis fünfzehn Verstärkern zu schützen.

Ein besonders attraktives Merkmal eines Einfrequenzcodes ist seine Selbstidentifikation. Alle Codefrequenzen könnten so gewählt werden, daß sie in den Fangbereich der dem Decodierer zugeordneten Synchronisationsschaltungsanordnung passen; wenn jedoch einmal Synchronisation erreicht ist, hat der Decodierer sowohl den Code als auch dessen Synchronisation. Deshalb wird keine Codeselektion auf der Empfangsseite benötigt, was die Ausfuhrung des Gesamtcodiersystems betrachtlich erleichtert Es handelt sich dabei im wesentlichen um den vorstehend erläuterten zweiten Empfingertyp.

Im IdeatfaH sollte ein Empfänger, der einen Code

verwendet, der von dem Code eines Störsignals verschieden ist, ein flaches Spektrum erzeugen, das stets und über dieselbe Bandbreite für irgendeinen Ton im ii Störsignal um denselben Betrag abgefallen ist. Eine Möglichkeit, zwar das genannte idealflache Spektrum dicht anzunähern, jedoch die Bequemlichkeit der Periodizität zu erhalten, liegt in der Verwendung von Pseudozufallsrauschen als Codiersignal. Bekanntlich kann diese Signalart erzeugt werden durch Filtern eines breitbandigen Binärsignals, das mittels herkömmlicher Digitalmethoden erzeugt worden ist. Ein Zähler, der bei einer Taktfolgefrequenz arbeitet, die zehn- bis zwanzigmal so groß sie die gewünschte Rauschgrenzfrequenz ist, wie sie nachstehend berechnet ist, um einen gegebenen Grad von Nebensprechunterdrückung zu erreichen, erzeugt eine binäre Folge mit einer Periode im Millesekundenbereich. Diese Folge wird dann auf die geeignete Bandbreite gefiltert Das resultierende Signal ist (über eine Periode) der Gaussschen Verteilung dichi angenähert, ist jedoch bezüglich der Zählerperiodt periodisch. Dieses Signal wird das Codiersignal f(t% das dann zur Phasenmodulation der Trägerfrequenz ωο verwendet wird. Bei dieser Methode wird ein ausreichend hoher Modulationsindex verwendet, um nahezu die gesamte Leistung in den Seitenbändern erster Ordnung unterzubringen. Die Trägerleistung wird durch ά-°φ auf eine hier ausreichende Genauigkeit reduziert, wobei Οφ die mittlere quadratische Phasenabweichung des codierenden Signals in quadratischen Winkelgraden ist. Da die Seitenbänder erster Ordnung im wesentlichen flach sind, ist die Dämpfung eines störenden 3-kHz-Sprachkreises zudem

A_s — - 10 log

2/,

3 x 10^J

(14)

dabei ist A₅ die spektrale Leistung pro 3-kHz-Spalt unterhalb des unmodulierten Trägers in dB und /, die Basisband-Rauschgrenzfrequenz in Hz.

Eine 15-kHz-Rauschbandbreite stellt eine flache 10-dB-Unterdrückung sicher, und eine mittlere quadra-

üntcrurucxt

Träger um 1OdB. Die Seitenbänder zweiter Ordnung sind wichtig und geben eine Gesamtstreubandbreite von etwa 60 kHz. Es ist auf der Decodiererseite wieder eine Schaltung zur automatischen Verstärkungssteuerung erforderlich, um den Modulationsindex genau zu steuern.

Um den Satz Codierfunktionen passender zu schreiben, wird der Wert der binären Folge ft zu den Übergangszeiten als /*„ bezeichnet, d. h.:

1 oder 0 ausschließlich,

(15)

wobei r₀ der Übergangszeitpunkt der Binärquelle ist. Ferner sei angenommen, daß alle in der Schaltung ver-

wendeten Filter eine Impulsantwort h (O aufweisen. Wie zuvor erwähnt erzeugt diese Filterung die Abschneidfrequenz/, und es ist:

Λ(O Σ /t»A('-«ο)

(16)

wobei nt₀ = Γ ist, die Periode der Quelle. Wie zuvor ist der Streufaktor nach dem Decodieren gegeben durch die Gleichung:

cos [«,/ + Σ (Ζ*,, -/,„) h U - /JZ₀)] (17)

während /*„ entweder O oder 1 ist, kann (fkn—fin) O, 1 oder -1 sein. Obwohl sich das decodierte Spektrum eines Störsignals vom codierten Spektrum, unterscheidet, ist es nicht leicht, das Spektrum des Störsignals ohne Hilfe eines Computers analytisch zu berechnen, wobei die wirkliche /-Folge, wie sie von einem Zähler mit verschiedenen Abgriffverbindungen erzeugt wird, verwendet werden kann.

Vorausgesetzt, daß das decodierte Spektrum eines Störsignals für alle möglichen Codes ähnlich ist, ist eine gleichförmige Unterdrückung und Verstreuung des Störsignals für alle Codes möglich. Unter diesen Umständen ist die Codegeneration recht einfach; für alle Codes wird dieselbe Synchronisationsfrequenz verwendet, jedoch wird die Folge geändert. Dies läuft hinaus auf eine Änderung der Schalteinstellungen des Binärzählers, der zur Erzeugung des Pseudozufallsrauschens verwendet wird, und man kann leicht einige zehn gesonderte Codes erhalten, beispielsweise mit einer TTL-Logik. Natürlich kann der zuvor erwähnte und nachfolgend ausführlicher erläuterte zweite Decodierertyp verwendet werden.

Obwohl es leichter ist, das Codieren eines Basisbandsignals nicht mit Pseudozufallsrauschen, sondern mit einem Einfachton durchzuführen, hat das rauschartige Signal den Vorteil, daß es für eine große Anzahl Codes eine Gleichförmigkeit der Wirkung auf die Störung bewirkt. Sowohl der Einfachtoncode als auch der Pseudozufallscode nähern das bei FM-Systemen erzeugte »Gurgeln« an, da in beiden Fällen die Interferenz durch den Kosinus einer großen Winkelvariation moduliert wird. Das Peseudozufallssignal allein kommt so dicht wie ein periodisches Signal an die in FM-Systemen vorhandene Wellenform heran. Beide zuvor empfohlenen Wellenformen sind periodisch, so daß das Streuspektrum eine Gruppe von Tönen aufweist. Im Fall eines Pseudozufallsrauschens haben diese Töne einen dichten Abstand von vielleicht nur 50-100Hz.

Wie zuvor erwähnt, hat ein Rauschcode bei weitem die besten subjektiven Wirkungen, und er vermeidet die mit den deterministischen Codes verbundenen Verteilungsprobleme. Bei dieser Art Code muß ein Empfänger des erwähnten zweiten Typs verwendet werden, d. h., ein Empfänger, der den Code identifiziert und diesen zur Decodierung des Signals verwendet. Es wird nun ein solcher Empfänger erläutert. Zu diesem Zweck zeigt F i g. 5 eine erfindungsgemäße Ausführungsform, bei der auf der Senderseite das Ausgangssignal ω_ν eines Pilotoszillators 41 zum Basisbandsignal w(t) vor dessen Modulation im Modulator 12 hinzugefügt wird. Bei dieser Ausführungsform erzeugt der Codegenerator 17 ein geeignet bandbegrenztes Signal f(t), das dem Decodierer nicht von vornherein bekannt ist; beispielsweise ein wirklich zufälliges oder statistisches, rauschartiges Signal. Nun ist der

Ton vor dem Codieren: cos <a_cf und der
Ton nach dem Codieren: cos [m_ct+ f(tj±

Dieses Signal ist jedoch genau dasjenige, welches zur Durchführung des Decodiervorgangs benötigt wird. Unglücklicherweise muß das Signal zunächst verschoben werden, um es auf die Trägerfrequenz <ao zu zentrieren. Auch enthält es das Systemrauschen, das an dem Punkt hinzugefügt worden ist, an dem die Codierung ausgeführt worden ist, wobei angenommen wird, daß der Ton <a_c blockiert und dann am Ausgangsende wieder eingefügt worden ist Natürlich fügt der Decodiervorgang selbst Rauschen hinzu, das proportional zu dem Rauschen ist, das der Ton ω_Γ aufweist Spezieller ausgedrückt hat das Signal, das zum Demodulieren (d. h. Decodieren) der codierten Wellenform benötigt wi d, die Form

cos [(U₀+/(O]

(18)

wobei ω₀ der regenerierte Träger ist. Wenn nun ein Ton mit irgendeiner geeigneten Frequenz <y_fzi<r Nachrichteneingabe iv (f) hinzugefügt wird, wie es Fig. 5 zeigt, kommt er beim Decodierer als

cos [oj+f(t)

(19)

an, so daß lediglich eine Frequenzumsetzung benötigt wird, um das gewünschte Decodiersignal wieder zu gewinnen. Die Trägerfrequenz ωό selbst könnte verwendet werden; es kann jedoch sein, daß sie nicht in einem geeigneten Teil des Bandes liegt; und es kann aufgrund von Systembetrachtungen erwünscht sein, die Decodierfunktion von der Trägerregeneration zu trennen. Wie F i g. 5 zeigt, ist an den Ausgang des Übertragungsmediums 14 ein Bandpaßfilter 51 angeschlossen, dessen Verhalten so gewählt ist, daß nur ein schmales Frequenzband, das um ωο+ω₀ zentriert ist, durchgelassen wird (angenommen eine Oberseitenbandselektion). Das Ausgangssignal des Filters 51 wird als nächstes in einem Phasendemodulator 52 demoduliert, um g(t)= f(t)

so zu erhalten. Dieses Codiersignal wird dann dem Phasenmodulator 24 auf normalem Weg zugeführt. Zwischen den Ausgang des Übertragungsmediums 14 und den Eingang des Demodulators 21 ist ein Verzögerungselement 53 gefügt, um die Verzögerung zu kompensieren, die durch das Filter 51 und den Demodulator 52 in f(t) eingebracht worden ist.

Das Bandpaßfilter 51 gibt ebenfalls Systemrauschen an seinem Ausgang ab. Es wird eine einfache Analyse gezeigt, um die Größe des Problems anzudeuten. Nimmt man als Testsignal eine Sinuswelle der Frequenz ω» erhält man als Ausgangssignal des Demodulators 21 nach dem Decodieren

cos [(ω,+ω,,)ί+/(O ■ {cos [ω_οι +/(O] + "(0) = cos (U₁Ml + "(O cos [<u„'+/(O]J (20)

Dabei ist n(t) das Systemrauschen, das auf die effektive spektrale Breite des Decodiersignalbandes

begrenzt ist Da das System, wie zuvor erwähnt, linear ist, kann dieses Ergebnis für stochastische oder deterministische Signale verallgemeinert werden. Da das Rauschen vom Signal unabhängig ist, ist die Leistung im resultierenden Signal

1 +

(21)

wobei pw und p„ die Signal- bzw. Rauschleistung ist Das Signal/Rausch-Verhältnis ist dann im wesentlichen 2Ip_n · 2Ip_n ist numerisch gleich dem Signal/Rausch-Verhältnis am Ausgang des Bandpaßfilters 51. Somit wird bei Verwendung dieser Ausführungsform mindestens ebenso viel Rauschen auf das Signal gegeben, wie es in dem um den Pilotton ω_Γ zentrierten Band vorhanden war. Wenn jedoch das Blockieren und Wiedereinfügen des Tones w_c verwendet wird, dann wird dieses hinzugefügte Rauschen reduziert, da das Signal/Rausch-Verhältnis lediglich dasjenige zwischen zwei Endstellen abzüglich des termischen Rauschens wäre.

Da das Decodiersignal eine Phasenmodulation mit großem Index aufweist, ergibt die Phasendemodulation des Signals vor der Rekonstruktion des Decodiersignals eine maximale Signal/Rausch-Verhältnisverbesserung von 10 log π² oder etwa 10 dB. Diese Verbesserung, die mit einer mäßigen Erhöhung des Pegels des übertragenen Tones einhergeht, hält den Rauschanteil beträchtlich unter dem Systeinrauschen.

Falls erwünscht, kann ein zweites Bandpaßfilter 57 mit dem Ausgang des Demodulators 21 verbunden werden. Der Ausgang des Filters 57 ist mit einem Phasendemodulator 58 verbunden und von dort auf einen Fehlerdetektor 59 geführt. Wenn es sich bei dem dem Phasenmodulator 24 zugeführten Codesignal um den richtigen Code handelt, und wenn dieser sich in Synchronisation mit dem auf der Codiererseite verwendeten Code befindet, enthält das Ausgangssignal des Amplitudendemodulators 21 eine Komponente, die einen reinen Ton von a>_c aufweist. Wenn das Durchlaßband des Filters 57 um co_c zentriert ist, weist das Ausgangssignal des Phasendemodulators 58 somit ein Fehlersignal auf, das, wenn es einem Fehlerdetektor zugeführt wird, beispielsweise einer abgestimmten Schaltung mit einer Resonanz bei ω_α eine Spannung verursacht, die dem Unterschied zwischen g(t) und f(t) proportional ist.

Unabhängig vom verwendeten Codierschema muß die Decodieroperation kohärent sein, so daß generell eine Synchronisation zwischen dem Codierer und dem Decodierer erforderlich ist. Man beachte, daß bei dem eben erläuterten Empfänger (des zweiten Typs) die Synchronisation automatisch besteht. F i g. 6 ist F i g. 1 gleich mit der Ausnahme, daß die zur Synchronisation der Codierung und des Trägers benötigten Vorrichtungen gezeigt sind. Das mit o)_cbezeichnete Ausgangssignal eines Pilotgenerators 41 wird dem Codegenerator 17 zugeführt, um diesen zu synchronisieren. Wenn der Code einen Einfachton aufweist, kann das Ausgangssignal des Generators 41 selbst den Codierton aufweisen, und in diesem Fall kann der Funktionsgenerator 17 weggelassen werden. Wenn der Code jedoch ein Pseudozufallsrauschen aufweist, wirkt das Ausgang^signal des Pilotgenerators 41 als Taktsignal, um den Pseudozufallsgenerator im Funktionsgenerator 17 zu treiben. Das Ausgangssignal des Pilotgenerators 41 wird zusammen mit dem Nachrichtenfluß über das Übertragungsmedium 14 übertragen. Auf der Empfangsseite stellt eine Detektor- und Phasensynchronisationsschaltung 42 die Phase des empfangenen Pilottons fest, synchronisiert diese und führt sie auf einen Pilotgenerator 43, um diesen zu synchronisieren. Der Generator 43 erzeugt einen ebenfalls mit co_c bezeichneten Empfängerpilotton, der bezüglich Frequenz und Phase mit dem senderseitig verwendeten Pilotton synchronisiert ist Wie zuvor erwähnt, umfaßt der Generator 43 eine Schaltung zur automatischen Verstärkungssteuerung,

ίο um die Amplitude von ω_α selbst dann auf einem konstanten Pegel zu halten, wenn die Amplitude des vom Übertragungsmedium 14 ankommenden Pilotfons sich ändern sollte. Diese automatische Verstärkungssteuerung (AGC) wird benötigt, wenn der Code ein Ton ist Wenn der Code pseudozufällig ist, wird die AGC im Block 26 benötigt Natürlich ist es ebenfalls erforderlich, die Trägerfrequenz ωο über das Übertragungsmedium oder eine andere Schaltung vom Codierer zum Decodierer zu übertragen. Auf der Empfangsseite verstärkt und filtert eine TrägerregenerierungsschaJ-tung 46 das empfangene Trägersignal und gibt es dann auf einen Empfängeroszillator 22, um diesen zu synchronisieren. In F i g. 6 sind verschiedene Wege für die Synchronisationssignale <u_cund wo dargestellt In der Praxis werden diese Töne zusammen mit dem codierten Ausgangssignal des Modulators 12 gesendet Die Trägerregeneration ist natürlich eng mit der Codierung verbunden, da die in F i g. 2 gezeigte Phasenmodulation einen Träger haben muß. Nachdem eine Trägerregenerierung bei der Trägerfrequenz ωο erhalten worden ist, wird unter Verwendung des Pilotsignals a>_c eine getrennte Synchronisation für g(t), die Phasenmodulation des Trägers, vorgenommen. Diese getrennte Synchronisierung ist erforderlich aufgrund der Verzögerung, die dem Nachrichtenfluß und den Pilottönen bei der Übertragung durch das mit Verstärkern versehene Medium 14 zugefügt worden ist. Es leuchtet ein, daß ernsthafte Decodierfehler entstehen, wenn der Code des beim Decodierer ankommenden Signals J(f—Ti) ist, der Decodierer jedoch ^t-T₂) verwendet Anders ausgedrückt: Der Codierer und der Decodierer sind zeitveränderliche Systeme, die eine Synchronisation erfordern; deshalb hat eine relative Verzögerung zwischen dem Synchronisationssignal und dem zu decodierenden Signal eine schädliche Wirkung.

Zunächst mag es so scheinen, daß eine starre Ankopplung an die Trägerfrequenz ω₀ alleine ausreichen würde, um die erforderliche Verzögern ng zu erhalten; daß dem nicht so ist, kann man aus Fig.7 ersehen, die eine repräsentative Phasenkennlinie für ein mit Verstärkern versehenes Übertragungsmedium 14 zeigt, dem beispielhafte Pilotfrequenzpositionen überlagert sind. Selbst wenn der Trägerpilot ω₀ beim Decodierer mit exakt derselben Frequenz und Phase ankommt, die er beim Aussenden aufwies, gibt es eine unendliche Anzahl schräger Linien, die man durch diesen einen Punkt ziehen kann, was einer unendlichen Anzahl von Verzögerungen entspricht. Im herkömmlichen Fall, bei welchem dem übertragenen Signal keine

(,o Codierung auferlegt wird, wäre diese Verzögerung für den durchschnittlichen Fernsprechteilnehmer ohne Bedeutung, da sie die empfangene Wellenform nicht stört. Die Verwendung eines zweiten Pilottons a>_c ergibt jedoch diese Verzögerung dadurch, daß ein anderes Phasenmaß bei einem bekannten Frequenzabstand vom Trägerpilot geliefert wird. Somit stellt eine starre Ankopplung an beide Pilote die richtige Verzögerungskompensation im Decodierer sicher.

Mathematisch gesehen lassen sich die Ergebnisse dieser ,Situation leicht ableiten, und sie ergeben einen allgemeinen Einblick in die Wirkungen der linearen Verzerrungen. Da die Modulationsperiode soviel länger ist als die erwartete Synchronisationsverzögerung, führen vergleichsweise große Synchronisationsverzögerungen zu kleinen Winkelfehlern, bezogen auf die Codierungsmodulation, und rufen somit geringe Fehler hervor. Darüber hinaus weist die Restmodulation aufgrund von Synchronisationsfehlern einen geringen Index auf und ist folglich oberhalb der ersten Harmonischen vernachlässigbar. Zum analytischen Vorgehen sei angenommen, daß das Ausgangssignal y(t) des mit Verstärkern versehenen Mediums gegenüber dem Decodierersynchronisationssignal um r Sekunden verzögert ist Mit

signal gesendet wird, und die Anforderungen sind nicht annähernd so anspruchsvoll wie für die Verzögerungsverzerrung.
Es werden nun die Auswirkungen nichtlinearer Verzerrung auf ein schmalbandiges System (in dem Verzerrungsprodukte geradzahliger Ordnung nicht vorhanden sind) betrachtet Es sei angenommen, daß das Signal w(t) eine Summe mehrerer Töne ist Ist jeder codierte Ton x/, dann ist die Intermodulation dritter Ordnung x³(t)

mit

X¹U) = Σ Σ Σ^χ/¥ι

/ j k

χ, = cos [(ω_ο+_ω/)ί+/(')]

(26)

(27)

(22)

kann z unmittelbar geschrieben werden als (wobei wieder das Testsignal cos ω} als generell verlustfrei ver- X³O) = Σ Σ Σ wendet wird) / j a

Nennt man nun den Winkel für jedes x, A, B bzw. C, dann haben alle im Band gelegenen Komponenten Winkel A-B + C oder:

^cos

ζ U) = cos [<yJ +rf'(t)].

(23)

Da Tf¹U) klein sein wird, und wenn man die reine Verzögerung von cos a>_st vernachlässigt, dann ist ζ (r) eine Nachbildung von cos m_st mit einer Restphasenmodulation. Nimmt man den einfachen Fall

/(/) = X cosmj

(24)

an, dann ist die Leistung der Restmodulation im Vergleich zum gewünschten Signal

20 log AVr.

(25)

Dieser Fall ist in Fig.8 für einen 2-kHz-Code dargestellt,d. h., für w_c=2jt χ 2 χ ΙΟ³.

Diese Analyse kann auch dazu verwendet werden, die Wirkungen linearer Verzerrungen im Übertragungsmedium 14 in prägnanter Weise zu beschreiben. Nichtlineare Effekte sind nachfolgend behandelt.

Es sei angenommen, daß das Übertragungsmedium 14 eine Verzögerungsverzerrung aufweist Dann ist die Verzögerung für verschiedene Frequenzen innerhalb des Bandes unterschiedlich. Es sei angenommen, daß der zum Decodieren verwendete Pilot bei co_c liegt und es sei eine Sprachschaltung bei ω_ο+Δω betrachtet Wenn die differenzielle Verzögerung bei diesen beiden Frequenzen τ ist sind die obigen Ergebnisse für Synchronisationsfehler direkt anwendbar, und F i g. 8 kann verwendet werden. Es sei angenommen, daß die Sprachschaltung bei Wc+Δω einen Datenton beinhaltete. Dann hat der Datenton für einen Code mit einem Index von η Winkelgraden und für eine differentielle Verzögerung von 100 Nanosekunden Seitenbänder, die etwa 54 dB abgesenkt sind. Fielen diere Scitenbänder in benachbarte Schaltungen, die Sprache führen, würden diese Töne von der Phasencodierung eine ernsthafte Störung für diese selbst bilden. Daher muß das Übertragungsmedium niedrige Werte für die Verzögerungsverzerrung aufweisen, und der Codeindex und die höchste Frequenz müssen so gewählt werden, daß annehmbare Werte für die Restinterferenzen auftreten. Die Auswirkungen von Amplitudenverzerrungen merkt man meist daran, wie sie den Code verzerren, der mit dem Synchronisations-Demgemäß ist jede Intermodulationskomponente in exakt der gleichen Weise wie das gewünschte Signal codiert. Dieses Ergebnis gilt für alle ungeradzahligen Ordnungen der im Band befindlichen Intermodulation, und zwar durch Ausdehnung des obigen Arguments.

Somit hat das Codieren für ein schmalbandiges System keine Auswirkung auf eine beachtliche Intermodulation.

Dieses Ergebnis kann auch auf Nichtlinearitäten ausgedehnt werden.

Es werden nun kurz die Probleme einer restlichen Amplitudenmodulation des phasenmodulierten Trägers und Formverzerrungen des decodierten Signals betrachtet

Wenn der für den Codiervorgang verwendete Träger eine Rest-Amplitudenmodulation von angenommen a(t)

und der decodierende Träger gleichermaßen Amplitudenmodulation von angenommen b(t) aufweist, ist das decodierte Basisbandsignal in der zuvor verwendeten Schreibweise

bit) cos<y_v/

(29)

Sowohl a U) als auch b U) sind reell und wahrscheinlich periodisch mit einer Frequenz ω₍. Wenn für eine Annäherung nur die stärkste Harmonische genommen wird, gilt:

a{t) — 1 + A:, cos (n»_t/ + Φ,), Ar,

(30)

/>(/)— 1 + Ar₂ cos (m (u_ct -r Φ₂), k₂<2 (31)

Demzufolge ist das Verhältnis zwischen der Leistung des gewünschten Basisbandsignals und der Leistung seiner ungewünschten Amplitudenmodulation ziemlich genau

+ ^2

10 log ,dB/i^m, oder Φ_ο-Φ_ο = — I ist eine ungerade ganze Zahl.

10 log ( + A", Ar₂) , dB η = m.

Ein zweiter Fall mit A', =k₂ ergibt
20 log k + 3 dB.

Dieser Fall ist in F i g. 9 dargestellt, die das Verhältnis der Rest-AM-Leistung zur gewünschten Leistung (in dB) als Funktion des Modulationsindex es zeigt

Es werden nun Formverzerrungen behandelt Wenn die Wellenform von g(t) gegenüber f(t) (siehe Fig. 1) verzerrt wird, ist die Wirkung ähnlich dem Fall, in dem g(t) gegenüber f(t) verzögert ist Tatsächlich können Formverzerrungen als Summe aus Amplituden- und Phasenverzerrung behandelt werden. Ein einfaches Beispiel: Wenn f(t) eine Kosinuswelle ist, mag der Modulationsindex auf der Codierer- und der Decodiererseite nicht identisch sein. Dies kann beispielsweise eintreten, wenn die AGC-Steuerschaltung auf der Decodiererseite defekt ist, was dazu führt daß g(t) gegenüber f(t) einen zu hohen oder zu niedrigen Wert aufweist Es sei

(32)

(33)

g(t) = (l-Dann ist der Fehler in dB

20 log

ε Χ

(dB).

Bei einer Unterdrückung von 5OdB bei X-In ist esO,l Prozent Wenn der vorherrschende Fehler in einer Amplitudenverzerrung und nicht in einer Weüenformverzerrung besteht, kann diese Genauigkeit erreicht werden durch die Verwendung einer AGC-Schaltung, die auf eine Normalspannung Bezug nimmt. Die unter diesen Umständen auftretende Wellenformverzerrung kann unter Verwendung zuvor betrachteter Methoden im einzelner analysiert werden.

Aufgrund der obigen Analyse scheint die Verzögerungsverzerrung die größte Fehlerquelle zu sein. Die in der Industrie allgemein für die Annehmbarkeit von Rauschen verwendete Bedingung liegt bei etwa 30dRrncO Rauschen bei einem 6400-km-System, was ein Signal/Rausch-Verhältnis von etwa 42 dB für zehn Endstellen ergibt Alle Fehlerquellen in den verschiedenen hier erläuterten erfindungsgemäßen Ausführungsformen scheinen bei sorgfältiger Auslegung innerhalb dieser Grenzen zu liegen.

Wenn die Erfindung auch anhand eines Mikrowellen-Funkübertragungssystems erläutert worden ist so kann sie natürlich mit gleichem Erfolg auch für herkömmliche Funkübertragungssysteme verwendet werden, die mit Frequenzen arbeiten, die wesentlich niedriger als diejenigen des Mikrowellenbereiches sind. Tatsächlich ist die Erfindung noch nicht einmal auf Funkübertragungssysteme begrenzt sondern sie kann auch bei Multiplexträgersystemen angewendet werden, die über Draht oder Koaxialkabel übertragen, wobei daran zu denken ist daß solche Systeme dem Nebensprechen viel weniger ausgesetzt sind.

Die verschiedenen, in den Zeichnungen gezeigten Modulatoren, Demodulatoren und Oszillatoren sind an sich nicht als erfinderisch anzusehen. Vielmehr kann irgendeine geeignete Vorrichtung verwendet werden, die die gewünschte Funktion auszuführen vermag. Aus diesem Grund sind keine ausführlichen schematischen Darstellungen der verschiedenen Schaltungselemente gegeben worden. Energieversorgungen und die detaillierten Verbindungen der verschiedenen Schaltungselemente untereinander sind in den Zeichnungen gleichermaßen weggelassen worden, da sie dem Fachmann geläufig sind.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Einseitenband-Verfahren zur Informationsübertragung von einem ersten zu einem zweiten Ort, bei dem eine Trägerwelle erzeugt und die Amplitude der Trägerwelle mit der zu übertragenden Information moduliert wird, dadurch gekennzeichnet, daß ein periodisches Kodiersignal, wie ein einzelner Sinuston oder Pseudozufallsrauschen, oder ein aperiodisches Kodiersignal, wie echtes Rauschen, erzeugt wird, und daß die Trägerwelle dann vor ihrer Amplitudenmodulation mit dem Informationssignal mit dem Kodiersignal phasenmoduliert wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Pilotsignal erzeugt wird, daß das Kodiersignal mit dem Pilotsignal synchronisiert wird und daß dann das Pilotsignal an den zweiten Ort übertragen wird

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Produkt aus dem Modulationsindex der Phasenmodulation und der Frequenz des periodischen Kodiersignals nicht größer als die niedrigste Frequenz des Informationssignals ist

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz des periodischen Kodiersignals nicht größer als das 1/AT-fache der Frequenz der niedrigsten Frequenzkomponente des Informationssignals ist, wobei K> 3 ist

5. Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 4 für die Informationsübertragung von einem ersten zu einem zweiten Ort, die am ersten Ort eine Generatoreinrichtung zur Erzeugung einer Trägerwelle und eine Modulationseinrichtung zur Modulation der Trägerwellenamplitude mit der Information aufweist, gekennzeichnet durch eine Generatoreinrichtung (17) zur Erzeugung eines Kodiersignals und eine Phasenmodulationseinrichtung (16) zur Phasenmodulation der Trägerwelle mit dem Kodiersignal, um das amplitudenmodulierte Ausgangssignal der Modulationseinrichtung zu kodieren.

6. Vorrichtung nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch eine Generatoreinrichtung(41) zur Erzeugung eines Pilotsignals für die Synchronisierung der Kodiersignalgeneratoreinrichtung (17) und eine Übertragungseinrichtung zur Übertragung des Pilotsignals vom ersten zum zweiten Ort

7. Vorrichtung nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch eine Umsetzeinrichtung (13) zum Umsetzen des Ausgangssignals der Amplitudenmodulationseinrichtung (12) in ein Einseitenbandsignal mit unterdrücktem Träger und eine Übertragungseinrichtung (14) zur Übertragung einer gedämpften Version der Trägerwelle vom ersten zum zweiten Ort

8. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 5 bis 7, gekennzeichnet durch eine Generatoreinrichtung (41) zur Erzeugung oines Pilotsignals und eine Addiereinrichtung zum Addieren des Pilotsignals zum an den zweiten Ort zu übertragenden Informationssignal vor dessen Modulation durch die Amplitudenmodulationseinrichtung (12).

Die Erfindung bezieht sich auf ein Einseitenband-Verfahren gemäß Oberbegriff des Anspruchs 1 und eine Vorrichtung gemäß Oberbegriff des Anspruchs 5.

Bekanntlich wird ein beträchtlicher Teil des Lang-Strecken-Fernsprechverkehrs über sich tausende von Kilometern erstreckende Netzwerke geführt, die Mikrowellenfunkanlagen hoher Kapazität aufweisen. Ein solches Netzwerk kennzeichnet sich durch eine große Anzahl von Verbindungsstellen oder Funktürmen

ίο aus, an deren Stelle sich zwei oder mehr verschiedene Routen kreuzen. Vordergrundreflexionen begrenzen generell das Antennenauflösungsvermögen an solchen sich kreuzenden Routen auf weniger als -70 dB, was zu einer Interferenz, d. h. Störung, zwischen Routen führt, welche die gleichen Kanalzuordnungen verwenden; diese Art Störung wird Kokanal-Interferenz, d.h. Störung aus dem gleichen Kanal, genannt, da das störende Signal dasselbe Frequenzspektrum wie das gewünschte Signal besetzt Es gibt natürlich andere Kokanal-Interferenz erzeugende Mechanismen, die Wirkung ist jedoch dieselbe.

Bisher hat die Kokanal-Interferenz den durchschnittlichen Fernsprechteilnehmer nicht besonders gestört da praktisch alle diese Mikrowellensysteme Frequenzmo dulation verwenden und die Frequenzmodulation eine beträchtliche Widerstandsfähigkeit gegen diese Art Störung aufweist, und zwar aufgrund des hohen Modulatior-sindexes, dem ein FM-Signal unterzogen wird.

Genauer gesagt sind bei einem FM-Signal die Komponenten hohen Indexes, generell »gurgeln« genannt, weit unterhalb des Nachrichtenbandes angeordnet und ihre Wirkung besteht darin, die eingespeiste Nachricht zu verstreuen oder zu ver schmieren. Wenn ein störendes Signal des gleichen Kanals in einen FM-Empfänger gelangt in dem das Stör- und/oder das gewünschte Signal »vergurgelt« werden, bleibt zwar die Störung verschmiert aber das gewünschte Signal wird richtig demoduliert. Das Verschmieren eines FM-Signals hat zwei Grundwirkungen; erstens verringert es die Amplitude des Signals in jeder störenden Sprechschaltung; und zweitens vermischt es mehrere störende Schaltungen so, daß diese im Empfänger zusammen an einer gewünschten Stelle erscheinen. Das Endergebnis sieht so aus, daß im Mittel die in eine gewünschte Schaltung eindringende Störenergie die gleiche wie ohne »gurgeln« ist Das Rauschen liegt nun jedoch seiner Art nach nahe beim thermischen Rauschen und ist demzufolge viel weniger

so störend.

Obwohl Frequenzmodulationssysteme weit verbreitet und sehr erfolgreich sind, hat die immer größer werdende Nachfrage nach Systemen mit höherer Kapazität zusammen mit einer Verringerung der verfügbaren Frequenzen im Mikrowellenspektrum nach einer Suche für ein effizientes Modulationsschema geführt Diese Suche hat sich auf die Einseitenbandmodulation (SSB) konzentriert, eine bekannte Methode, bei der die Trägerfrequenz und eines der beiden AM-Sei tenbänder, deren Mitte die Trägerfrequenz bildet, vor der Übertragung unterdrückt werden. Unglücklicherweise kann bei der Verwendung der SSB-Modulation die Kokanal-Interferenz nicht länger so einfach übergängen werden. Dies beruht auf der hohen Frequenzstabilität, die der Einseitenbandmodulation zu eigen ist. Dieser hohe Stabilitätsgrad bewirkt, daß ein störender SSB-Kanal in dem von ihm gestörten System verständliches Nebensprechen erzeugt, und dieses