DE3010565A1

DE3010565A1 - Anordnung zum uebertragen digitaler daten

Info

Publication number: DE3010565A1
Application number: DE19803010565
Authority: DE
Inventors: William C Perkins
Original assignee: Rockwell International Corp
Current assignee: Boeing North American Inc
Priority date: 1979-03-20
Filing date: 1980-03-19
Publication date: 1980-09-25
Also published as: ATA151680A; CA1136299A; FR2452213B1; GB2045582B; NO148800C; FR2452213A1; NO148800B; NO800792L; AT369932B; GB2045582A; DK116780A; US4244047A; SE8002147L

Description

Patentanwälte

Dipl.-Ing. Dipi.-Chein Dini-Ing

E. Prinz - Dr. G. Häuser - G. ί via er

Ernsbergerstrasse 19

8 München 60

19. März 1980

ROCKWELL INTERNATIONAL CORPORATION

600 Grant Street

Pittsburgh, Pennsylvania 15219 /V.St.A.

Unser Zeichen: R 994

Anordnung zum übertragen digitaler Daten

Die Erfindung bezieht sich allgemein auf die elektronische Wachrichtenübertragung und insbesondere auf ein Nachrichtenübertragung ssystem, bei dem mit digitalen Daten modulierte Trägersignale über ein mit Harmonischensxgnalen gestörtes Medium übertragen v/erden.

Bei der Übertragung digitaler Daten mittels eines Träqersignals über ein Medium kann es erforderlich sein, Harmonischensignale zu unterdrücken, mit denen das Medium gestört ist, damit das Trägersignal· zur Wiedergewinnung der Daten einwandfrei festgestellt und demoduliert wird. Ein Beispiel eines solchen Systems ist die Verwendung elektrischer Stromversorgungsnetze als Übertragungskanal für Daten, was ermöglicht, Verbraucher für Abrechnungszwecke zu überwachen und für die Verbraucherführung von einer entfernten Zentrale aus zu steuern. Weben Breitband- und Impulsstörungen, die in einem StromversorgungsnoLz vorhanden sind und der übertragung von Signalen abträgliche

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Bedingungen ergeben, müssen anschließend als Systentharmonische bezeichnete Harmonischenstörungen aus Oberwellen der (in den Vereinigten Staaten 60 Hz und in europäischen Ländern 50 Hz betragenden) Grundfrequenz des Stromversorgungsnetzes vermieden werden, wenn unter Anwendung vertretbarer Werte der Nachrichtensigna 1energie ein aussagekräftiges Signal übertragen und empfangen werden soll.

In der US-Patentanmeldung SN 021 592 vom 19.3.1979 wird das geschilderte Problem dadurch berücksichtigt, daß das Trägersignal asymmetrisch zwischen zwei benachbarte Systemharmonische gelegt wird und daß ein- selche; Baudrate für Hie Daten benutzt wird, daß alle Syst e,vh^r: .'..ffi'jn j ^ ren einschließlich der zwei benachbarten Harmoris "-hen rut Nullstellen des (sin x) /x-Spektrums (wobei gilt: χ tT».Γ-Ι ,/ ■ :.t der variablen Frequenz F, der Trägerfrequenz F ^ u;.g aci Baudperiode T) des modulierten Trägersignals im Frequenzbereich zusammenfallen, so daß sich im Empfängerdemodulator, der einen angepaßten Zeit- und Frequenzgang hat, eine wirksame Unterdrückung der Systemharmonischen ergibt. Wie in dieser Patentanmeldung ausgeführt ist, können zwischen das Trägersignal und die benachbarten Systemharmonischen zusätzliche Nebenmaxima eingeschoben werden, wenn eine größere Unterdrückung der Systemharmonischen gewünscht wird, so daß die übertragene Energie und die Empfindlichkeit des angepaßten Empfangsfiiters bei den Nebenmaxima nahe der Harmonischen herabgesetzt werden, was jedoch nur auf Kosten reduzierter Baudraten erreicht wird. In einer Zeit schnell wachsender Datenübertragungen kann eine solche Einschränkung ein ernsthaftes Hindernis für ein kommerziell brauchbares Nachrichtenübertragungssystem darstellen.

Abgesehen von den Vorzügen, die gemäß der oben erwähnten US-Patentanmeldung erzielt werden können, ist es vorteilhaft, die Datenraten in einer begrenzten Bandbreite zu vergrößern

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und/oder zu optimieren und dabei immer noch eine Unterdrückung der Systemharmonischen zu erreichen, indem weiterhin dafür gesorgt ist, daß die Nullstellen des Spektrums aller Nachrichtensignale mit Systemharmonischen zusammenfallen und wobei weiterhin die entsprechenden an das Spektrum angepaßten Demodulatoren vorgesehen sind.

Mit Hilfe der Erfindung soll demgemäß eine Anordnung zum Senden und Empfangen von mit digitalen Daten modulierten Wachrichtensignalen über ein mit Systemharmonischen gestörtes Medium geschaffen v/erden. Die mit Hilfe der Erfindung zu schaffende Anordnung soll eine Vergrößerung und/oder Optimierung der Datenraten mit einer begrenzten Bandbreite ohne Verschlechterung der Unterdrückung Systemharmonischer ergeben.

In der nach der Erfindung ausgebildeten Anordnung werden vergrößerte Datenraten ohne Verschlechterung der Unterdrückung von Systemharmonischen, die ein Medium stören, über das digitale Daten mittels eines Trägersignals übertragen werden sollen, dadurch erreicht, daß anstelle eines einzelnen Trägersignals, wie es nach dem Stand der Technik angewendet wird, Trägersignale zwischen zwei benachbarten Systemharmonischen multiplexiert werden, und daß die Trägersignale mit oder ohne einem in der Mitte liegenden Trägersignal asymmetrisch bezüglich der benachbarten Systemharmonischen gelegt und mit einer Baudrate so moduliert werden, daß die Nullstellen des (sin x)/x-Spektrums aller Trägersignale im Frequenzbereich mit den benachbarten Systemharmonischen zusammenfallen, an die der Frequenzgang des Empfängerdemodulators angepaßt ist. Jedes Trägersignal ergibt somit einen zusätzlichen Kanal, über den digitale Daten übertragen werden können, damit die gesamte Datenmenge, die in einer gegebenen Zeiteinheit übertragen werden kann, vergrößert wird. Auch bei einer begrenzten Senderleistung,

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die auf die mehreren Trägersignale verteilt werden muß, was eine Einschränkung im Hinblick auf das Signal-Rausch-Verhältnis ergibt, läßt sich zeigen, daß beträchtlich verbesserte Datenraten innerhalb einer begrenzten Bandbreite ohne Verschlechterung der Unterdrückung von Systemharmonischen erzielt werden können.

Die Erfindung wird nun anhand der Zeichnung beispielshalber erläutert. Es zeigen:

Fig. 1a bis 1d im Frequenzbereich liegende (sin x)/x-Dar-

stellungen der mit digitalen Daten modulierten Trägersignale und die damit verbundenen Frequenzgänge des Empfängerdemodulators für eins bis vier multiplexierte Kanäle,

Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Multiplexsenders

zur Verwirklichung der Erfindung,

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines Multiplexempfängers

zur Verwirklichung der Erfindung,

Fig. 4 ein Blockschaltbild eines der Kanäle des

Senders von Fig. 2 und

Fig. 5 ein Blockschaltbild eines des Kanäle des

Empfängers von Fig. 3.

Wie in der einleitend bereits erwähnten US - Patentanmeldung SN 021 592 angegeben ist, können digitale Daten mittels eines Trägersignals über ein mit Systemharmonischen gestörtes Medium, beispielsweise ein elektrisches Stromversorgungsnetz, bei dem die Störsignale Harmonische der Netzgrundfrequenz sind, dadurch

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übertragen werden, daß das Trägersignal asymmetrisch zwischen zwei benachbarte Systemharmonische gelegt wird und daß das Trägersignal· mit einer solchen Baudrate moduliert wird, daß die Nullstellen des (sin x)/x-Spektrums des Trägersignals im Frequenzbereich mit den Systemharmonischen zusanraienfallen, wobei der Frequenzgang des Empfängerdemoduiators an diese Spektralverteilung angepaßt ist. Dies wird erreicht, indem die Baudrate auf eine Subharmonische der Netzgrundfrequenz eingestellt wird und ein Trägersignal gewählt wird, dessen Frequenz sich von der der näherliegenden benachbarten Systemharmonischen um die gleiche Subharmonische der Netzgrundfrequenz unterscheidet. Dies ist in Fig. 1a veranschaulicht, in der die Datenrate R 20 Baud beträgt. Die negativen Nebenmaxima der bekannten Funktion (sin x)/x (wobei gilt: χ = ^rT(F-F ), mit der variablen Frequenz F, der Trägerfrequenz F und der Baudperiode T) sind zur Darstellung von Absolutwerten invertiert worden. Wenn angenommen wird, daß eine wirksame Demodulation der vom Trägersignal F ₁ mitgeführten modulierten Daten dadurch bewirkt werden kann, daß die Energie erfaßt wird, die in dem Hauptkurvenabschnitt mit dem Hauptmaximum und in zwei zu beiden Seiten des Hauptkurvenabschnitts liegenden Kurvenabschnitten mit jeweils einem Nebenmaximum enthalten ist, dann ist zu erkennen, daß eine Bandbreite von 120 Hz für eine Übertragungsdatenrate von 20 Baud erforderlich ist. Dies entspricht 6 Hz pro Baud oder 0,167 Baud pro Hertz, was unabhängig von der Datenrate für einen einzelnen Frequenzkanal auf der Basis der oben erwähnten Anpassungseinschränkungen gilt. Wenn eine höhere Datenrate gewünscht wird, was bei den einen immer größeren Umfang annehmenden Datenübertragungen nicht ungewöhnlich ist, könnte dies unter Verwendung eines einzigen Kanals nur auf Kosten einer verschlechterten Unterdrückung Harmonischer auf der Basis der oben erwähnten US - Patentanmeldung erreicht werden. Wenn beispielsweise eine Datenrate

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von 30 Baud angewendet wird und das Trägersignal in die Mitte zwischen zwei benachbarte Harmonische gelegt wird, dann würde zwischen dem das Trägersignal umgebenden Hauptkurvenabschnitt und der Harmonischen mit höherer Frequenz kein niedrigerer Kurvenabschnitt mit einem Nebenmaximum liegen, was die Harmonischenunterdruckung nachteilig beeinflussen würde- Außerhalb des Frequenzbereichs zwischen zwei benachbarten Harmonischen könnten zwar zusätzliche Frequenzkanäle eingefügt werden, doch würde dies die Verwendung eines größeren Frequenzbereichs erfordern, der infolge des begrenzten Frequenzspektrums für Übertragungen in dem Medium, durch das die Nachrichten geschickt werden, nicht zur Verfügung stehen kann.

Ohne Verschlechterung der Harmonischenunterdruckung ergibt die erfindungsgemäße Anordnung höhere Datenraten unter Beibehaltung des Frequenzbereichs für die übertragung, indem zwischen den gleichen zwei benachbarten Harmonischen Trägersignale multiplexiert und so mit digitalen Daten moduliert werden, daß die Nullstellen des (sin x)/x-Spektrums bei den Harmonischen liegen. Beispielsweise ist aus Fig. 1b zu erkennen, daß ein zweites Trägersignal F „ zwischen die gleichen benachbarten Harmonischen wie das erste Trägersignal F eingefügt worden ist, wobei der Frequenzabstand zwischen der näher liegenden Harmonischen und dem anderen Trägersignal 20 Hz beträgt. Bei einer Modulation mit der gleichen Rate von 20 Baud wie beim ersten Trägersignal F₁ ergibt das zweite Trägersignal F „ Nullstellen sowohl bei den benachbarten Harmonischen als auch beim anderen Trägersignal, was auch für das erste Trägersignal gilt (die entsprechende Kurve für das Trägersignal F „ ist gestrichelt angegeben). Wenn auch hier angenommen wird, daß die gesamte, zur erfolgreichen Demodulation der digitalen Daten notwendige Energie im oben definierten Ilauptkurvenabschnitt des Trägersignals

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und in den zwei danebenliegenden Kurvenabschnitten enthalten ist, dann ist für eine Gesamtübertragungsrate von 40 Baud (20 Baud pro Frequenzkanal) eine Gesamtbandbreite von 140 Hz im Vergleich zu den zuvor notwendigen 120 Hz für 20 Baud erforderlich. Die Datenübertragungsrate wird dadurch also ohne Verschlechterung der Harmonischenunterdrückung verdoppelt, indem die Bandbreite nur um 20 Hz oder 16,7% der Bandbreite für einen einzigen Kanal vergrößert wird. Bei Verwendung von zwei Kanälen gemäß Fig. 1b sind nur 3,5 Hz pro Baud oder eine Datenübertragung von 0,29 Baud pro Hertz erforderlich.

Zwei weitere Beispiele für die vergrößerte Datenübertragung ohne Verschlechterung der Harmonischenunterdrückung unter Beibehaltung der Frequenzbandbreite sind in Fig. 1c für drei Kanäle und in Fig. 1d für vier Kanäle dargestellt (wobei der kleine in der Mitte zwischen dem Trägersignal F _ ^un<3· dem Trägersignal F -. liegende Kurvenabschnitt einen ersten Nebenkurvenabschnitt für die Trägersignale F ₁ und F . darstellt). Die daraus resultierenden Verbesserungen sind in der unten angegebenen Tabelle zusammengestellt, aus der zu erkennen ist, daß mit einer Zunahme der Anzahl von Kanälen die Verbesserung hinsichtlich der übertragungsgeschwindigkeit pro Bandbreite (Baud/Hz) abnimmt. An einem gewissen Punkt wird somit bei einem begrenzten Wert der Senderleistung, die über die multiplexierten Trägersignale verteilt werden muß, die Verschlechterung des Signal-Rausch-Verhältnisses eine entscheidendere Größe, die einer weiteren Vergrößerung der Anzahl der Kanäle entgegenwirkt. Abhängig von den speziellen Kenngrößen des Mediums, über das die Nachrichtensignale übertragen werden sollen, und von den zu verwendenden Übertragungsgeräten können die Vorzüge der Multiplexierung von Trägersignalen zwischen den gleichen zwei benachbarten Harmonischen bis zum Erreichen dieses Punkts erzielt werden.

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Verbesserung der Datenrate mit einer Vergrößerung der Anzahl der multiplexierten Kanäle

Anzahl der Baud/Kanal Gesamtbaud Bandbreite Bandbreite Baud/Bandbreite Kanäle (Hz) Baud (Hz/Baud) (Baud/Hz)

1	20	20	120	6	0,17
2	20	40	140	3,5	0,29
3	25	45	120	2,67	0,38
4	12	48	108	2,25	0,45

Eine Anordnung zur Verwirklichung der Erfindung wird hier nur als Beispiel im Zusammenhang mit einem vierphasigen Phasenmodulationsverfahren (DPSK) beschrieben, das in einem als Kineplex-Systern bekannten kommerziellen Nachrichtenübertragungssystem angewendet wird, das in der US-PS 3 368 036 genau beschrieben ist. In Fig. 2 ist ein Multiplexsender 11 zur Verwirklichung der Erfindung dargestellt. Der Multiplexsender 11 enthält N Frequenzkanäle 13, die jeweils einen seriellen Weg bilden, durch den die Netzgrundfrequenz F geschickt wird; jeder Kanal besteht aus einem Tiefpaßfilter 14 zur Unterdrückung aller Signale über der Frequenz F , einer Begrenzer/Teiler-Schaltung 16, die aus dem Netzfrequenzsignal F ein Rechtecksignal mit einer entsprechenden Subharmonischen der Netzfrequenz erzeugt, einer Phasenregelschaltung 24 zur Erzeugung eines Trägersignals 4F_c1 (wobei sich der Faktor 4 nur aufgrund des angewendeten vierphasigen Modulationsverfahrens ergibt), das hinsichtlich der Frequenz mit der ausgewählten Subharmonischen der Netzfrequenz F_g synchronisiert ist, und einem Modulator 15, in dem die zu übertragenden digitalen Daten auf das Trägersignal moduliert werden. Das Ausgangssignal der Begrenzer/Teiler-Schaltung 16 wird dem Modulator 15 zur Baudzeitsteuerung auch direkt zugeführt. Die Ausgangssignale der Modulatoren 15 der einzelnen Kanäle 13 werden

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in einer Summierschaltung 17 zu einem Gesamtsignal vereinigt und von einem Verstärker 16 dann vorzugsweise linear verstärkt, bevor sie zur Übertragung zum Empfänger an das Stroversorgungsnetz angelegt werden. Falls es erwünscht ist, können ein Tiefpaßfilter 14 und eine Begrenzer/Teiler-Schaltung 16 von allen Kanälen 13 gemeinsam benutzt werden.

In Fig. 3 ist ein Multiplexempfanger 21 zur Verwirklichung der Erfindung dargestellt. In diesem Empfänger empfangen N Kanäle die Netzgrundfrequenz F und die Trägersignale F aus dem Strom-

S C

Versorgungsnetz. Jeder Kanal 23 enthält zwei Wege, von denen der obere das Trägersignal F zur Feststellung der Daten leitet, während der untere zur Zeitsteuerung und zur Erzeugung von Frequenzeingabesignalen benutzt wird. Der obere Weg jedes Kanals besteht aus einem Bandfilter 50, das zum Schutz des Dynamikbereichs des Verstärkers 52 entfernt liegende Harmonische unterdrückt, einem Synchrondemodulator 25, dessen Ausgang Gleichstromsignale abgibt, deren Polarität die übertragenen Daten kennzeichnet, sowie aus einem Datenregister 92, in dem die Daten für die anschließende Ausgabe gespeichert werden. Obwohl die mit integrierten Gleichstromsignalen arbeitende Synchrondemodulation, die anschließend noch erläutert wird, bevorzugt angewendet wird, kann die Erfindung auch mit anderen Demodulatorarten verwirklicht werden, beispielsweise mit einem, der integrierte Wechselstromsignale benutzt, wie in der US-PS 2 909 812 angegeben ist. Der untere Weg zur Erzeugung der erforderlichen Zeitsteuer- und Frequenzeingabesignale besteht aus einem Tiefpaßfilter 72, einer Begrenzer/Teiler-Schaltung 74 und einer Phasenregelschaltung 76; diese Baueinheiten arbeiten so wie ihre entsprechenden Baueinheiten in Fig. 2 zur Erzeugung des Signals 4F , das mit der ausgewählten Subharmonischen der Netzgrundfrequenz F synchronisiert ist. Das Ausgangssignal 4F der Phasenregelschaltung 76 wird über eine durch vier teilende Teilerschaltung 78 einer Steuerlogik 70 über 92° gegeneinander phasenverschobene Signale zugeführt, damit die Zeitsteuer- und Frequenzeingabesignale am

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Ausgang der Steuerlogik 70 erhalten werden; diese Anordnung ist nur bei dem hier vorzugsweise zur Verwirklichung der Erfindung angewendeten vierphasigen Modulationsverfahren notwendig. Auch hier können das Tiefpaßfilter 72 und die Begrenzer/Teiler-Schaltung 74 ebenso wie beim Sender 11 von Fig. 2 an mehreren Kanälen gemeinsam benutzt werden, falls dies erwünscht ist. Auch das Bandfilter 50 kann von mehreren Empfängerkanälen gleichzeitig benutzt werden. Der Verstärker 52 kann eine Puffertrennung zwischen Synchrondemodulatoren ergeben; er sollte jedoch nicht mehrfach benutzt werden.

Ein genaues Blockschaltbild eines der Senderkanäle 13 von Fig. 2 ist in Fig. 4 dargestellt. Das Netzfrequenzsignal F wird dabei als erstes Eingangssignal einem Phasendemodulator nach Durchgang durch ein Tiefpaßfilter 14 und eine Begrenzer/ Teiler-Schaltung 16 zugeführt. Der Phasendemodulator 12, ein spannungsgesteuerter Oszillator 18 (VCO), an den das Ausgangssignal des Phasendetektors 12 über ein Tiefpaßfilter 20 angelegt wird, und eine durch K teilende Frequenzteilerschaltung 22, die das Ausgangssignal des Oszillators 18 einem zweiten Eingang des Phasendemodulators 12 zuführt, bilden die Phasenregelschaltung 24. Die Ausgangsfrequenz 4F des Oszillators 18 (wobei 4F vom Wert des Teilerfaktors K und von R bestimmt wird) folgt somit der Netzfrequenz F nach, so daß sich das Trägersignal F mit

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Netzfrequenzänderungen ebenfalls ändert, damit die Entsprechung der Signale und der Nullstellen der Funktion (sin x)/x bezüglich der Systemharmonischen F des Stromversorgungsnetzes aufrechterhalten wird. Die übrigen, bisher noch nicht angesprochenen Baueinheiten der Schaltung von Fig. 4 bilden den Modulator

Wie in der US-PS 3 368 036 ausgeführt ist, die das oben erwähnte Kineplex-System betrifft, eilt das Trägersignal F um 45° oder ein ungeradzahliges Vielfaches dieses Werts in

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Abhängigkeit von den Werten der zwei das Baud bildenden Bits während jeder Baudperiode vor. Dies ist in der Tabelle von Fig.4 wiedergegeben, die die Änderungen des Phasenwinkels Δθ in Abhängigkeit vom ersten oder ungeraden Bit (phasengleicher Kanal) jedes ein Baud bildenden Bitpaars und des zweiten, geradzahligen Bits (um 90° phasenverschobener Kanal) des Paares zeigt. Wenn die beiden Bits einen hohen Wert, also den Digitalwert "1" haben, wird der Trägerphasenwinkel um 45° nach vorne verschoben usw.. Der auf der Seite des Bitwerts der Tabelle in Klammer angegebene Winkel zeigt die Änderung seines Kanalwinkels zur Erzielung der reinen Änderung des Phasenwinkels ΔΘ des Trägers. Das in der Tabelle zum Ausdruck gebrachte Ergebnis wird dadurch erhalten, daß das Ausgangssignal 4F des Oszillators 18 einer durch vier teilenden Teilerschaltung 26 zugeführt wird, die vier Ausgänge aufweist, an denen jeweils ein Signal mit der gleichen Frequenz F erscheint, deren Phasenwinkel sich jedoch beginnend mit dem Phasenwinkel 0° jeweils um 90° unterscheiden. Die Frequenz F ist natürlich so gewählt, daß sie mit der asymmetrischen Stelle zwischen zwei benachbarten Netzharmonischen F„ zusammenfällt, wie oben erläutert wurde. Die Ausgangsleitungen, an denen die Signale mit dem Phasenwinkel und 180° erscheinen, werden einem phasengleichen Multiplexschalter 28 zugeführt, der einen einzigen Ausgang aufweist, der mit der Nullgrad-Eingangsleitung verbunden ist, wenn das Steuerbit an der Leitung 30 zum Multiplexschalter 28 den Digitalwert "1" hat, während er mit der 180°-Eingangsleitung verbunden ist, wenn das Steuerbit an der Leitung 30 den Digitalwert "0" hat. In der gleichen Weise sind die Ausgangsleitungen der Teilerschaltung 26, an denen die um 90° und um 270° phasenverschobenen Signale erscheinen, mit einem 90°- Multiplexschalter 32 verbunden, dessen einzige Ausgangsleitung mit der 90"-Eingangsleitung verbunden ist, wenn das Steuerbit an der Leitung 34 den Digitalwert "1" hat, während

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sie mit der 270°-Eingangsleitung verbunden ist, wenn das Steuerbit den Digitalwert "O" hat. Die Ausgangssignale der Multiplexschalter 28 und 32 werden in einem Summierglied 36 vektoriell addiert, dessen Ausgangssignal dann das modulierte Trägersignal F ist, das an das Summierglied 17 von Fig. angelegt wird.

Die Steuerbits an den Leitungen 30 und 34 werden aus den seriellen Daten zur Übermittlung durch das Trägersignal F dadurch abgeleitet, daß die seriellen Daten zunächst an einen 2 Bit-Seriell-Parallel-Umsetzer 38 angelegt werden, indem jeweils zwei Bits aus aufeinanderfolgenden seriellen Daten in parallele Ausgangssignale entsprechend dem ersten oder ungeraden Bit und dem zweiten oder geraden Bit unter der Steuerung durch einen geeigneten Baud-Zeittakt umgesetzt werden, der vom Ausgangssignal der Begrenzer/Teiler-Schaltung 16 abgeleitet wird. Die zwei Ausgangsbits des Umsetzers werden einem Differenzcodierer 40 zugeführt, wo sie mit vorhergehenden Bits verglichen werden, damit eine Differenzmodulation erhalten wird, bei der der Phasenwinkel des Trägersignals in jeder Baudperiode als Bezugssignal für die nachfolgende Baudperiode dient. Wie in der begleitenden Tabelle angegeben ist, wird ein Ausgangssteuerbit mit dem Wert "1" erzeugt, wenn keine Änderung des Bitwerts in der laufenden Baudperiode gegenüber der vorhergehenden Baudperiode vorliegt, während eine Änderung ein Ausgangssteuerbit mit dem Wert "0" erzeugt. Die Steuerbits aus dem Differenzcodierer 40 werden dann an ihre jeweiligen Multiplexschalter 28 und 32 über eine Pufferschaltung 42 angelegt, die dazu benutzt wird, Zeitabweichungen zwischen der Seriendatenrate und der Übertragungsbaudrate des Trägersignals auszugleichen; die Zufuhr erfolgt dabei über eine Torschaltung 44, die vom Ausgangssignal der Begrenzer/Teiler-Schaltung 16 getaktet wird, die die Torschaltung 44 am Beginn jeder Baudperiode freigibt, so daß die Baudzeitsynchronisierung aufrechterhalten wird.

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Das genaue Blockschaltbild eines der Empfängerkanäle 23 von Fig. 3 ist in Fig. 5 dargestellt. Da die Arbeitsweise dieser Schaltung in der US -Patentanmeldung SN 015 672 genau beschrieben ist, wird sie hier nur kurz abgehandelt. Die Trägersignale F und das Netzfrequenzsignal F mit seinen Harc s

monischen F„ in der Nähe der Trägersignale F aus dem Energieversorgungsnetz werden auf zwei Wege aufgeteilt, wobei die Trägersignale F und die Harmonischen F_t über den oberen Weg durch das Bandfilter 50 und den Verstärker 52 zu zwei Mischerschaltungen 54 und 56 geleitet werden, denen jeweils zwei Integrationsschaltungen 58 bzw. 60 zugeordnet sind. Mit Ausnahme des unteren Wegs und des Bandfilters 50, des Verstärkers und eines Datenregisters 52 mit zugehörigem Komparator bilden alle in Fig. 5 dargestellten Baueinheiten den Synchrondemodulator 25 von Fig. 3. Jede der Mischerschaltungen 54 und 56 besteht aus einem Sinus ©-Mischer 62 zur Erzeugung eines Gleichstromsignals, das der um 90° phasenverschobenen Komponente (gerades Bit) entspricht, und aus einem Cosinus Θ-Mischer 64 zur Erzeugung der phasengleichen Komponente (ungerades Bit). Jede der Integrationsschaltungen 58 und 60 besteht aus einem Sinus ©-Integrator 66 und einem Cosinus ©-Integrator zum Integrieren der ihnen aus der jeweiligen Mischerschaltung während abwechselnder Baudperioden zugeführten Gleichstromsignale, wobei eine der Integrationsschaltungen während der ungeraden Perioden und die andere Integrationsschaltung während der geraden Perioden integriert. Während der Perioden, in denen keine Integration durchgeführt wird, wird jede Integrationsschaltung 58 und 6 0 auf einen vorbestimmten Zustand zur Vorbereitung auf die sich anschließende Integrationsperiode initialisiert. Die Ausgangssignale der Integrationsschaltungen 66 und 68 repräsentieren die zwei Bitwerte in jeder Baudperiode aufgrund ihrer jeweiligen Vorzeichen. Solange die Kehrwerte der Integrationsperioden gleich sind oder Subharmonische der

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Netzfrequenz F sind, werden die auf die Nullstellen der Funktion (sin x)/x zurückzuführenden Vorteile erhalten, ohne Rücksicht darauf, daß das Baudübertragungsintervall langer sein kann und selbst nicht auf die Netzfrequenz F bezogen ist. Dies ermöglicht wahlweise die Anwendung von Schutzzeiten am Beginn und am Ende jedes Integrationsintervalls bezüglich des Baudübertragungsintervalls, so daß die Möglichkeit beseitigt wird, daß die Signalenergie in einer Baudperiode in die nachfolgende Baudperiode reicht, was den Demodulationsprozeß beeinträchtigen könnte. Wenn die Baudübertragungsperiode pro Kanal die Integrationsperiode des Empfängers überschreitet, entspricht der Parameter R von Fig. 1 zum Unterdrücken der Harmonischen dem Kehrwert der Empfängerintegrationsperiode und nicht der Baudübertragungsperiode.

Die Gleichstromausgangssignale der Mischerschaltungen 54 und 56 werden durch Synchrondemodulation erhalten, indem mit dem Trägersignal F ein Signal mit gleicher Frequenz in bezug auf

die Phase verglichen wird, dessen Phase sich jedoch von der Phase des Trägersignals entweder um einen festen Phasenwinkel 0_R (bei den Cos Θ-Mischern 64) oder θ_η + 90° (bei den Sin Θ-Mischern 62) unterscheidet. Diese Signale werden an die Mischerschaltungen 54 und 56 in den entsprechenden Baudperioden am Ausgang einer Steuerlogik 70 angelegt, die im unteren Weg liegt, dem die Netzfrequenz F nach Durchgang durch ein Tiefpaßfilter 72 zugeführt wird. Nach Durchgang durch eine Begrenzer/Teiler-Schaltung zur Erzeugung eines Rechtecksignals mit der Frequenz R wird dieses Frequenzsignal R an eine Phasenregelschaltung 76 angelegt, deren Ausgangssignal, das die Frequenz 4F hat, dann mittels einer Teilerschaltung 78 durch vier geteilt wird, so daß an deren Ausgang die zwei um 90° gegeneinander phasenverschobenen Mischsignale geliefert werden.'

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Die analogen Ausgangssignale der Integrationsschaltungen 58 und 60 werden in einem Analog/Digital-Umsetzer 80 in digitale Werte umgesetzt, nachdem sie einen Multiplexschalter 82 unter der Steuerung durch ein Ausgangssignal· aus der Steuerlogik in sequentieller Weise durchlaufen haben. Die digitalen Ausgangssignale des Umsetzers 80 werden in Speicherregistern 84 festgehalten, so daß die Phaseninformation während jeder Baudperiode mit der Phaseninformation der unmittelbar vorangehenden Periode verglichen werden kann, damit der Phasenwinkel θ_ eliminiert und die Differenz zwischen θ_ο und Θ.

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erhalten wird, wobei der Index 2 die laufende Baudperiode und der Index 1 die unmittelbar vorangehende Baudperiode bezeichnet. Das erwähnte Festhalten der Daten ist natürlich nur deshalb erforderlich, weil ein Differenzmodulationsverfahren einem Verfahren mit einer absoluten Bezugsgröße bevorzugt wird, damit ein Bezugssignal mit der richtigen Phasenlage für den Demodulator erhalten wird. Die Datenbitwerte, die durch sin ΔΘ und cos Δθ definiert werden, wobei Δθ gleich θ2 ~ B₁ ist, werden in einer trigonometrischen Kombinationsschaltung 86 gebildet, und sie werden dann einem Decodierer zugeführt, der die in Fig. 4 angegebene Tabelle verwirklicht und an seinem Ausgang die zwei in der Baudperiode enthaltenen seriellen Bits erzeugt. Die Ausgangssignale des Decodierers werden in ein Datenregister 90 unter der Steuerung durch ein Ausgangssignal aus der Steuerlogik 70 eingegeben, das als Schieberegister wirkt und Bits empfängt und speichert, bis ein vorbestimmtes Bitmuster, beispielsweise ein Vorsatz- und Adressenfeld, aufgrund des Vergleichs mit dem Inhalt einer Komparatorschaltung 92 erkannt wird. Nach dem Erkennen einer gültigen Nachricht werden die im Register 90 enthaltenen Daten in ein (nicht dargestelltes) Dauerregister zur entsprechenden Verarbeitung geschoben.

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Es ist zu erkennen, daß die Erfindung nicht auf das geschilderte vierphasige Phasenmodulationsverfahren beschränkt ist, das nur als ein Anwendungsbeispiel erläutert wurde.

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Claims

Patentanwälte

Dipl.-Ing. Dinl-Cnern Dipl.-lng.

E. Prinz - Dr. G. Hauser - G. Leiser

Efnsbergcrslrassp 11

3 München 60

19. März 1980

ROCKWELL INTERNATIONAL CORPORATION

600 Grant Street

Pittsburgh, Pennsylvania 15219 /V.St.fi.

Unser Zeichen: R 994

Patentansprüche

(1. Anordnung zum Übertragen digitaler Daten mittels frequenzmultiplexierter Trägersignale über ein durch Harmonischensignale gestörtes Medium, wobei die Harmonischensignale im Empfängerdemodulator unterdrückt werden können, gekennzeichnet durch eine Einrichtung zur Erzeugung eines ersten Trägersignals, dessen Frequenz asymmetrisch zwischen zwei der benachbarten Harmonischen liegt, eine Modulationseinrichtung zum Modulieren des ersten Trägersignals mit digitalen Daten bei einer solchen Baudrate, daß die Nullstellen des Spektrums des modulierten Trägersignals im Frequenzbereich mit den zwei benachbarten Harmonischen zusammenfallen, eine Einrichtung zum Erzeugen wenigstens eines weiteren Trägersignals, dessen Frequenz ebenfalls zwischen den zwei benachten Harmonischen liegt, jedoch von der Frequenz des ersten Trägersignals verschieden ist, wobei der Frequenzabstand von jedem benachbarten Trägersignal gleich der Baudrate oder einem Vielfachen der Baudrate ist, und eine Modulationseinrichtung zum Modulieren jedes zusätzlichen Trägersignals mit digitalen Daten bei der Baudrate.

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Schw/Gl

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2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Medium ein elektrisches Stromversorgungsnetz ist und daß die Harmonischen Vielfache der Netzfrequenz sind.
3. Verfahren zum übertragen digitaler Daten mittels frequenzmultiplexierter Trägersignale über ein durch Harmonischensignale gestörtes Medium, wobei die Harmonischensignale im Empfängerdemodulator unterdrückt werden können, dadurch gekennzeichnet, daß ein erstes Trägersignal erzeugt wird, dessen Frequenz asymmetrisch zwischen zwei der benachbarten Harmonischen liegt, daß das erste Trägersignal mit digitalen Daten bei einer solchen Baudrate moduliert wird, daß die Nullstellen des Spektrums des modulierten Trägersignals im Frequenzbereich mit den zwei benachbarten Harmonischen zusammenfallen, daß wenigstens ein weiteres Trägersignal erzeugt wird, dessen Frequenz ebenfalls zwischen den zwei benachbarten Harmonischen liegt, jedoch von der Frequenz des ersten Trägersignals verschieden ist, wobei der Frequenzabstand von jedem benachbarten Trägersignal gleich der Baudrate oder einem Vielfachen der Baudrate ist, und daß jedes weitere Trägersignal mit digitalen Daten mit der Baudrate moduliert wird.
4. Anordnung zum übertragen digitaler Daten über ein durch Harmonischensignale gestörtes Medium, indem frequenzmultiplexierte, modulierte Trägersignale über dieses Medium übertragen werden, die eine die Daten kennzeichnende Kenngröße aufweisen, die in vorbestimmter Weise während jeder Baudperiode verändert wird, gekennzeichnet durch eine Einrichtung zur Erzeugung eines ersten Trägersignals, dessen Frequenz asymmetrisch zwischen zwei der benachbarten Harmonischen liegt, eine Einrichtung zur Erzeugung wenigstens eines weiteren Trägersignals, dessen Frequenz ebenfalls zwischen zwei der benachbarten Harmonischen liegt, jedoch von der Frequenz des

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ersten Trägersignals verschieden ist, wobei der Frequenzabstand von jedem benachbarten Trägersignal gleich dem Kehrwert eines vorbestimmten Zeitintervalls oder einem Vielfachen davon ist, eine Modulationseinrichtung zum Modulieren der Trägersignale mit einzelnen digitalen Datenbitfolgen bei einer Rate, die gleich dem Kehrwert der Baudperiode ist, einer Einrichtung zum Anlegen der modulierten Trägersignale an das Medium an einer Stelle, einer Einrichtung zum Empfangen der modulierten Trägersignale aus dem Medium an einer anderen Stelle, einer Demodulatorvorrichtung zum Demodulieren der Trägersignale durch Umsetzen ihrer variablen Kenngröße in repräsentative Signale und eine Integrationseinrichtung zum Integrieren der repräsentativen Signale während jeder Baudperiode für die Dauer des vorbestimmten Zeitintervalls, die Nullstellen des Spektrums des Demodulatorantwortsignals im Frequenzbereich auf die zwei benachbarten Harmonischen legt.
5. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das vorbestimmte Zeitintervall gleich der Baudperiode ist.
6. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Medium ein elektrisches Stromversorgungsnetz ist und daß die Harmonischen Vielfache der Netzfrequenz sind.
7. Anordnung nach Anspruch 4, 5 und 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Demodulator ein Synchrondemodulator ist und daß die repräsentativen Signale Gleichstromsignale sind.

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