-
Die
vorliegende Erfindung betrifft einen Schalter für eine Last, die zur Speisung
mit einer Wechselspannung, beispielsweise dem Netz (beispielsweise
240 V/50 Hz oder 110 V/60 Hz) bestimmt ist. Die Erfindung betrifft
näherhin
die Schaffung einer Steuerschaltung für eine Last mit einem Steuersignal niedriger
Spannung. Es handelt sich beispielsweise um einen statischen Schalter,
einen Leistungswandler, einen Zerhacker usw.
-
Die
Steuerung einer Wechselstromlast auf der Grundlage eines Wechselstromnetzes
bedingt die Verwendung eines Schalters, der gleichzeitig bidirektional
in Strom und in Spannung ist, d.h. eines sogenannten Vier-Quadrant-Schalters.
-
Die
vorliegende Erfindung eignet sich näherhin zur Anwendung auf einen
derartigen Schalter, der mit Hilfe von zwei gesonderten Kommutatoren
oder Einwegschaltern für
die beiden Stromrichtungen realisiert ist, im Unterschied zu einem
Triac, das bidirektional ist. In einem Aggregat mit zwei unidirektionalen Kommutatoren
oder Einwegschaltern können
diese beiden Kommutatoren geöffnet
(gesperrt) werden, um eine Zwangsbedingung einer Öffnung unter
einem von Null verschiedenen Strom zu erfüllen.
-
Ein
Problem, das sich in jedem Aggregat unter Verwendung von zwei Halbleiterkommutatoren bzw.
-einwegschaltern zur Schaffung eines Vier-Quadrant-Schalters stellt, ist die Tatsache,
dass einer der beiden Kommutatoren bzw. Einwegschalter auf der Grundlage
eines flottierenden Potentials gesteuert werden muss.
-
Dieses
Problem wird durch die 1 veranschaulicht, welche ein
herkömmliches
Beispiel eines Vier-Quadrant-Schalters 1 in Reihe mit einer
Last (Q) 2 zwischen zwei Anschlüssen E1, E2 zum Anlegen einer
Wechselspannung Vac zeigt. In dem Beispiel von 1 wird
der Schalter 1 von zwei Thyristoren 3, 4 gebildet,
die antiparallel zwischen einem Anschluss A der Last 2 und
dem Anschluss E2, beispielsweise dem die Masse der Schaltanordnung
bildenden Null- bzw. Neutral-Leiter der Wechselstromspeisung, geschaltet
sind.
-
Die
Verwendung von Thyristoren schließt eine Anwendung ein, in welcher
es nicht erforderlich ist, den Schalter 1 unter einem von
Null verschiedenen Strom zu öffnen,
da die Thyristoren unter Verschwinden des sie durchfließenden Stroms
sperren. Zur Ermöglichung
eines Öffnens
unter einem von Null verschiedenen Strom verwendet man dann sperrbare
Bauteile, beispielsweise MOS-Transistoren, wie im folgenden noch
gezeigt wird.
-
Die
Thyristoren 3 und 4 werden ausgehend von einem
Steuerblock 5 (CONTROL) gesteuert, der allgemein durch
eine von einer Hilfsstromquelle kommende niedrige Gleichspannung
Vdc gespeist wird. Der Block 5 liefert, in den herkömmlichen
Aggregaten, zwei für
die Thyristoren 3 und 4 bestimmte Steuersignale
s1 bzw. s2.
-
Die
Steuerung des Thyristors 3 durch das Signal s1 stellt kein
spezielles Referenzproblem, insofern die Anode dieses Thyristors
mit derselben Masse wie die des Steuerblocks 5 verbunden
ist. Demgegenüber
muss die Steuerung des Thyristors 4 über Vermittlung eines Isolierblocks 6 erfolgen,
insofern die Kathode des Thyristors mit dem Knotenpunkt A verbunden
ist.
-
In
dem Beispiel von 1 ist der Isolierblock 6 ein
Optokoppler, dessen lichtemittierende Diode 7 an ihrer
Anode das von dem Block 5 kommende Signal s2 zugeführt erhält und deren
Kathode mit der Masse (E2) verbunden ist, welche dem Block 5 und der
Wechselstromlast 2 (über
Vermittlung des Schalters 1) gemeinsam ist. Der Phototransistor 8 des
Optokopplers 6 ist durch seinen Kollektor mit dem Gate g4
des Thyristors 4 und durch seinen Emitter mit dem Knotenpunkt
A verbunden.
-
Die
Vorspannung des Phototransistors 8 erfordert eine von der
Stromquelle Vdc des Blocks 5 verschiedene Hilfs-Gleichstromquelle
Vdc'. Tatsächlich muss
der Emitter des Phototransistors 8 mit einem Bezugspotential
M' verbunden sein,
das notwendigerweise von der Masse (E2) der übrigen Schaltungsanordnung,
und damit von dem Referenzpotential der Spannung Vdc, verschieden
ist. Der Block 6 wird daher allgemein durch eine auf das
Potential M' als
Referenz bezogene Spannung Vdc' gespeist.
-
Die
Arbeits- und Betriebsweise eines bidirektionalen Schalters 1,
wie beispielsweise in 1 beschrieben, ist vollständig bekannt.
Der Block 5 organisiert die Steuerung der entsprechenden
Leitungszustände
der Thyristoren 3 und 4 gemäß der Halbwelle der Wechselspeisespannung
Vac und gemäß einer
Steuervorgabe, die von der Anwendung abhängt.
-
Ein
Nachteil einer Schaltung der in 1 gezeigten
Art ist, dass der Rückgriff
auf einen Optokoppler zwei galvanisch getrennte Hilfsstromquellen Vdc
und Vdc' erfordert,
die voneinander verschiedene Referenzpunkte besitzen.
-
Anstelle
des Optokopplers 6 von 1 kann man
auch einen Impulstransformator 9 verwenden, wie 2 veranschaulicht.
Aus Gründen
der Einfachheit zeigt 2 nicht sämtliche Elemente der Schaltungsanordnung
von 1. Vielmehr ist nur der Transformator 9 dargestellt,
die übrige
Schaltung ist gleich. Eine erste Wicklung 10 des Transformators 9 ist
zwischen dem Anschluss A und dem Gate g4 des Thyristors 4 (1)
angeschlossen, d.h. in gleicher Weise wie die Schaltverbindung des
Phototransistors 8. Eine zweite Wicklung 11 des
Transformators 9 liegt zwischen der Masse (E2) des Gesamtaggregats
und dem das Steuersignal s2 liefernden Anschluss. Ein Nachteil der
in der Teildarstellung von 2 gezeigten
Lösung
ist eben der Rückgriff
auf einen Impulstransformator. Außerdem verwendet man im allgemeinen
einen Impulstransformator, der bei einer im Vergleich zur Frequenz
der Spannung Vac höheren
Frequenz arbeitet, im Bestreben um eine Verringerung des Raum- und
Platzbedarfs. Der Steuerblock 5 der Gesamtanordnung muss
dann Steuerimpulse hoher Frequenz liefern. Außerdem schließt eine
Transformatorlösung
der in 2 veranschaulichten Art die Verwendung von Transistoren
für den Aufbau
des Schalters aus. Tatsächlich
kann zur Verwendung von Transistoren (beispielsweise Leistungs-MOS-Transistoren)
anstelle der Thyristoren das Steuersignal kein Wechselstromsignal
sein, sondern muss ein Gleichstromsignal sein, was dann die Gleichrichtung
des Transformatorsignals erfordert und die Schaltung kompliziert.
-
Ein
anderer Nachteil, der den beiden vorstehend beschriebenen herkömmlichen
Beispielen gemeinsam ist, ob es sich nun um eine Schaltungsanordnung
mit Optokoppler oder mit Impulstransformator handelt, ist, dass
diese beiden Schaltungen nicht integrierbar sind.
-
Das
Dokument US-A-5 796 599 beschreibt eine Steuerschaltung für einen
aus zwei antiparallel einander zugeordneten unidirektionalen Kommutatoren
gebildeten bidirektionalen Schalter des Typs, auf welchen sich die
vorliegende Erfindung bezieht. Dieses Dokument sieht die Steuerung
der Kommutatoren mit Hilfe von zwei Gleichspannungen vor, die an den
Anschlüssen
von zwei jeweils jedem Kommutator zugeordneten Kondensatoren erzeugt
werden. Nicht nur erfordert diese bekannte Anordnung zwei gesonderte
Gleichspannungen zur Steuerung der die unidirektionalen Kommutatoren
bildenden Thyristoren, diese Spannungen sind auch auf unterschiedliche
Potentiale als Referenz bezogen, welche den jeweiligen Leistungsanschlüssen des
Schalters entsprechen. Somit macht das Fehlen eines gemeinsamen
Referenzpotentials den Rückgriff
auf eine Isoliervorrichtung (Optokoppler oder Transformator) erforderlich.
-
Die
vorliegende Erfindung bezweckt die Schaffung einer neuen Lösung zur
Steuerung eines in Strom und in Spannung bidirektionalen Schalters, der
in Form von zwei gesonderten Halbleiterbauteilen realisiert ist.
Die Erfindung bezweckt insbesondere die Schaffung einer Lösung, welche
mit der Verwen dung von zwei wie in den herkömmlichen Schaltungsanordnungen
antiparallel angeordneten unidirektionalen Halbleiterschaltern kompatibel
ist.
-
Die
Erfindung bezweckt auch, den Rückgriff auf
zwei Hilfsstromquellen für
die Steuerung des Schalters zu erübrigen, ohne dass auf einen
Transformator hoher Frequenz zurückgegriffen
werden muss.
-
Die
vorliegende Erfindung bezweckt des weiteren die Schaffung einer
Steuerschaltung, die integrierbar ist.
-
Die
vorliegende Erfindung lässt
sich von herkömmlichen
Schaltungsanordnungen inspirieren, die als Pegelverschiebe- bzw.
-versetzvorrichtung bezeichnet werden und im allgemeinen für die Steuerung
von hinsichtlich Spannung unidirektionalen MOS-Bauteilen mit flottierendem
Potential verwendet werden. Es handelt sich somit um Spannungsversetzer
bzw. -verschieber, die für
Gleichstromversorgungen verwendet werden. Eine Pegelverschiebe-
bzw. -versetzungsanordnung dient zur Steuerung eines N-Kanal-MOS-Transistors,
der auf der positiven Seite der Stromversorgung angeordnet ist,
d.h. wo die Last zwischen der Source-Elektrode des MOS-Transistors
und der Potentialreferenz des Steuerblocks angeschlossen ist. Der
Drain-Anschluss des MOS-Transistors ist dann auf der positiven Potentialseite
angeschlossen.
-
3 zeigt
das herkömmliche
Schaltschema einer Pegelverschiebe- bzw. -versetzungsanordnung zur
Speisung einer Last 20 (Q') aus einer hohen Gleichspannungsquelle
HVdc, wobei die Last 20 in Reihe mit einem spannungsmäßig unidirektionalen Schalter 21 (im
allgemeinen einem N-Kanal-MOS-Transistor)
zwischen einem Anschluss 22 zum Anlegen der Spannung HVdc
und der Masse der Schaltungsanordnung angeordnet ist.
-
Die
Pegelverschiebeschaltung weist im wesentlichen einen P-Kanal-MOS-Transistor 23 auf, dessen
Source-Anschluss mit einem Anschluss 25 zum Anlegen einer
Spannung HVdc' verbunden
ist, die größer als
die Spannung HVdc ist, jedoch den gleichen Referenzpunkt besitzt.
Der Drain-Anschluss des Transistors 23 ist über einen
Widerstand R1 mit dem Gate des Transistors 21 verbunden.
Der Transistor 23 wird mittels eines N-Kanal-MOS-Transistors 24 gesteuert,
der in Reihe mit einem Widerstand R2 zwischen dem Anschluss 25 und
Masse liegt. Der Mittel- bzw. Knotenpunkt dieser Reihenschaltung
ist mit dem Gate des Transistors 23 verbunden. Das Gate
des Transistors 24 erhält
ein Steuersignals von einem Steuerblock 5' (CONTROL) zugeführt, der
mit einer niedrigen Speisespannung Vdc gespeist wird (die im allgemeinen
aus der Spannung HVdc abgeleitet ist). Eine Zener-Diode DZ verbindet
das Gate des Transistors 21 mit dem Knotenpunkt A' der Verbindung des
Transistors 21 und der Last 20. Über der
Diode DZ liegt in Parallelanordnung ein Widerstand R3.
-
Die
Arbeits- und Funktionsweise einer Pegelverschiebungsanordnung der
in 3 veranschaulichten Art ist wie folgt.
-
Beim
Anlegen einer positiven Spannung am Gate des Transistors 24 durch
das Signal s wird dieser Transistor leitend und erniedrigt das Potential
des Gates des Transistors 23 im wesentlichen auf Massepotential
(unter Vernachlässigung
des Drain-Source-Widerstands des Transistors 24 im leitenden
Zustand). Dies hat zur Folge, dass der Transistor 23 leitend
wird. Die Spannung HVdc' wird
damit an den Drain-Anschluss des Transistors 23 gelegt (unter
Vernachlässigung
des Drain-Source-Widerstands im leitenden Zustand des Transistors 23).
Die Widerstände
R1 und R3 bilden einen Spannungsteiler, dessen Mittelpunkt mit dem
Gate des Transistors 21 verbunden ist. Beispielsweise haben
die Widerstände
R1 und R3 den selben Betrag, derart dass die maximal am Gate des
Transistors 21 angelegte Spannung der Differenz zwischen
den Spannungen HVdc' und
HVdc, geteilt durch zwei, entspricht.
-
Die
Zener-Diode DZ hat die Aufgabe, die Gate-Source-Spannung des Transistors 21 auf
die Schwellspannung dieser Zener-Diode festzulegen, wenn der Transistor 23 durch
den Steuerblock 5' leitend
gemacht wird (durch Vermittlung des Übergangs des Transistors 24 in
den leitenden Zustand).
-
Sobald
der Transistor 21 leitend wird, ist die Spannung an den
Anschlüssen
der Last 20 gleich HVdc (unter Vernachlässigung des Spannungsabfalls
in dem Transistor 21 im leitenden Zustand). Daraus resultiert,
dass die Potentialdifferenz zwischen dem Source-Anschluss des Transistors 23 und
dem Source-Anschluss (A')
des Transistors 21 gleich der Differenz zwischen den Spannungen
HVdc' und HVdc wird.
Die Spannung HVdc' wird
hinreichend hoch relativ bezüglich
der Spannung HVdc gewählt (beispielsweise
HVdc' = HVdc + 20
V), damit das Gate des Transistors 21 auf einem hinreichend
hohen Potential relativ gegenüber
dem Source-Anschluss A' gehalten
wird, damit der Transistor 21 leitend bleibt.
-
Das Öffnen des
Transistors 21 wird durch Öffnen des Transistors 23 (und
damit durch das Öffnen
des Transistors 24) hervorgerufen. Der Widerstand R3 dient
dann zum Entladen des Gates des Transistors 21, um diesen
zu sperren.
-
Man
erkennt, dass selbst für
eine Gleichstromanwendung ein Pegelverschieber bzw. -versetzer den
Nachteil hat, einen Rückgriff
auf eine zusätzliche Hilfsstromquelle
zur Erzeugung der Spannung HVdc' zu
erfordern.
-
Man
könnte
jedoch daran denken, eine Pegelschieberschaltungsanordnung der Art,
wie sie für eine
Gleichstromlast verwendet wird, auf eine mit einer Wechselstromspannung
gespeiste Anordnung zu übertragen.
-
4 veranschaulicht
eine derartige Übertragung.
-
Da
die Last 2 mit einer Wechselstromspannung Vac gespeist
werden soll, wurde der MOS-Transistor 21 (3)
durch eine Anordnung 1' aus
zwei antiparallel angeordneten unidirektionalen Kommutatoren bzw.
Einwegschaltern ersetzt. Im Beispielsfall von 4 handelt
es sich um zwei N-Kanal-MOS-Transistoren 30, 31,
die jeweils in Reihe mit relativ zueinander umgekehrt gepolten Dioden
D1 und D2 zugeordnet sind, wobei die beiden so gebildeten Reihenschaltungen
parallel zueinander zwischen dem Anschluss E1 (die Speise-Wechselspannungsphase
Vac) und dem Knotenpunkt A in der Verbindung der Last 2 mit
dem Schalter 1' liegen.
Genauer gesagt, liegt der Transistor 30 in Reihe mit einer
ersten Diode D1, deren Anode mit dem Anschluss E1 und deren Kathode
mit dem Drain-Anschluss des Transistors 30 verbunden ist,
während der
Source-Anschluss des Transistors 30 mit dem Knotenpunkt
A verbunden ist. Der Transistor 31 liegt in Reihenzuordnung
mit einer zweiten Diode D2, deren Anode mit dem Knotenpunkt A und
deren Kathode mit dem Drain-Anschluss des Transistors 31 verbunden
ist, dessen Source-Anschluss mit dem Anschluss E1 verbunden ist.
-
Die
anderen Bestandteile der Schaltungsanordnung sind von einem Pegelschieber
bzw. -versetzer der in 3 veranschaulichten Art übertragen. So
ist eine Zener-Diode DZ zwischen dem Gate des Transistors 30 und
dem Knotenpunkt A angeschlossen. Ein Widerstand R3 liegt parallel über der
Diode DZ. Ein N-Kanal-MOS-Transistor 24, der durch einen mit
einer Gleichstromspannung Vdc gespeisten Schaltungsblock 5' gesteuert wird,
dient zur Steuerung eines P-Kanal-MOS-Transistors 23, dessen Source-Anschluss mit dem
Anschluss 25 zum Anlegen der Spannung Vht und dessen Drain-Anschluss über einen
Widerstand R1' mit
dem Gate des Transistors 30 verbunden ist. Ein Widerstand
R2 liegt zwischen dem Source-Anschluss
und dem Gate des Transistors 23, dieses Gate ist mit dem
Drain-Anschluss
des Transistors 24 verbunden.
-
Die
Arbeits- und Funktionsweise der Schaltungsanordnung von 4 ergibt
sich aus der in Verbindung mit 3 veranschaulichten
Arbeits- und Funktionsweise.
-
Die Übertragung
einer herkömmlichen
Pegelschieber- bzw. -versetzungsschaltung auf eine Wechselstromlast
weist Nachteile auf, welche die Anwendung einer derartigen Lösung in
der Praxis schwierig gestalten.
-
Ein
erster Nachteil ist, dass zur Ermöglichung der Steuerung des
Transistors 30 beim Übergang
des Transistors 23 in den leitenden Zustand die Gleichspannung
Vht eine hohe Spannung sein muss, deren Betrag größer als
die maximale Amplitude der Wechselspannung Vac ist, derart dass
sie eine positive Gate-Source-Spannung für den Transistor 30 gewährleistet.
-
Ein
zweiter Nachteil ist, dass während
des Leitungszustands des Transistors 23 der Widerstand R1' an seinen Anschlüssen eine
hohe Spannung erfährt,
die im Minimum einer negativen Halbwelle der Spannung Vac die Amplitude
dieser Spannung vermehrt und die Spannung Vht erreichen kann. Somit kann
bei einer Wechselstromspeisung aus dem Netz mit 240 V der Widerstand
R1' an seinen Anschlüssen eine
Spannung erfahren, welche 500 V übersteigt. Daraus
folgt eine hohe Wärmeverlustleistung
in diesem Widerstand R1',
was einen größeren Nachteil der
Schaltungsanordnung von 4 bildet. Tatsächlich erkennt
man, dass die Spannung zwischen dem Anschluss 25 und dem
Knotenpunkt A im leitenden Zustand des Transistors 23 im
wesentlichen an den Anschlüssen
des Widerstands R1' liegt,
da die Spannung an den Anschlüssen
des Widerstands R3 infolge der Begrenzungswirkung durch die Zener-Diode DZ
klein bleibt.
-
Ein
anderer Nachteil der Schaltungsanordnung von 4 ist, dass
sie nicht die Erzeugung eines Steuersignals s2' für
den P-Kanal-MOS-Transistor 31 gestattet, das nicht auf
die Masse als Referenz bezogen ist, wie dies für das Steuersignal s1 des Transistors 24 der
Fall ist. Tatsächlich
muss das Signal s2' auf
das Potential des Anschlusses E1 und damit auf die Phase der Wechselspeisespannung
als Referenz bezogen sein, während
der Block 5' durch die
auf die Masse (E2) der Schaltungsanordnung als Referenz bezogene
Spannung Vdc gespeist wird.
-
Alle
vorstehenden Nachteile führen
dazu, dass die Übertragung
einer sich auf eine Gleichstromspeisung beziehenden Pegelverschiebeschaltung
für eine
Wechselstromspeisung in der Praxis schwierig verwendbar ist.
-
Die
vorliegende Erfindung bezweckt näherhin
die Schaffung einer neuen Lösung,
welche die vorstehenden Nachteile vermeidet.
-
Insbesondere
bezweckt die Erfindung die Schaffung einer Lösung, welche ausgehend von
einer Anregung durch eine Pegelverschiebungsanordnung des Typs,
wie sie für
Gleichstromspeisungen verwendet wird, für die Speisung einer Wechselstromlast
verwendet werden kann.
-
Zur
Erreichung dieser Ziele sieht die vorliegende Erfindung vor eine
Schaltung zur Steuerung eines bidirektionalen Schalters), der in
Reihe mit einer Last liegt, die mit einer Wechselspannung gespeist
werden soll, wobei der bidirektionale Schalter aus zwei einander
antiparallel zugeordneten unidirektionalen Kommutatoren bzw. Einwegschaltern
gebildet ist und durch einen Schaltungsblock auf der Grundlage einer
niedrigen Gleichspannung gesteuert wird, dadurch gekennzeichnet,
dass diese Gleichstromspannung als Referenzpunkt auf einen ersten Anschluss
zum Anlegen der Wechselspannung bezogen ist, mit welchem der bidirektionale
Schalter verbunden ist.
-
Gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass die unidirektionalen
Kommutatoren bzw. Einwegschalter durch auf das Bezugspotential der
Gleichspannung als Bezugspunkt bezogene Signale gesteuert werden.
-
Gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass die unidirektionalen
Kommutatoren bzw. Einwegschalter durch ein und dasselbe Signal gesteuert
werden.
-
Gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass die Steuerschaltung
Mittel aufweist, um den Betrag der genannten Gleichspannung unabhängig von
dem Betrag der Wechselspannung zu machen.
-
Gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass die Steuerschaltung
zwischen einem positiven Anschluss der Speise-Gleichstromquelle und einem Steueranschluss
eines ersten unidirektionalen Kommutators bzw. Einwegschalters,
der bestimmungsgemäß leitet,
sobald der Strom in der zwischen dem genannten ersten Anschluss
und einem zweiten Anschluss zum Anlegen der Wechselspannung angeschlossenen Last
positiv ist, eine Reihenschaltung aus einem dritten Kommutator bzw.
Einwegschalter, einem ersten Widerstand und einer ersten Diode aufweist.
-
Gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass der dritte Kommutator
bzw. Einwegschalter einen Steueranschluss aufweist, der mit dem
Mittelpunkt einer Reihenschaltung aus einem zweiten Widerstand und
einem vierten Kommutator bzw. Einwegschalter zwischen den beiden
Anschlüssen
zum Anlegen der niedrigen Gleichspannung verbunden ist.
-
Gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass der dritte und der
vierte Kommutator MOS-Transistoren sind.
-
Gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass die unidirektionalen
Kommutatoren bzw. Einwegschalter MOS-Transistoren sind, deren jeder jeweils
einer in Reihe geschalteten Diode zugeordnet ist.
-
Diese
und weitere Ziele, Gegenstände,
Eigenschaften, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung
werden in der folgenden nicht-einschränkenden Beschreibung spezieller
Ausführungsbeispiele
im einzelnen auseinandergesetzt, in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungsfiguren;
in diesen zeigen:
die bereits beschriebenen 1 bis 4 Darlegungen
des Standes der Technik und der Problemstellung,
-
5 eine
erste Ausführungsform
einer Steuerschaltung für
einen bidirektionalen Schalter, der aus zwei spannungsgesteuerten
unidirektionalen Halbleiter-Kommutatoren besteht, gemäß der vorliegenden
Erfindung, sowie
-
6 eine
zweite Ausführungsform
einer Steuerschaltung für
einen bidirektionalen Schalter, der aus zwei stromgesteuerten unidirektionalen Halbleiter-Kommutatoren
besteht, gemäß der vorliegenden
Erfindung.
-
Aus
Gründen
der Klarheit und Übersichtlichkeit
sind in den verschiedenen Zeichnungsfiguren gleiche Elemente mit
denselben Bezugszeichen versehen. Aus Gründen der Vereinfachung sind
nur die für
das Verständnis
der Erfindung notwendigen Elemente der Steuerschaltung in den Figuren
dargestellt und im folgenden beschrieben. Insbesondere ist der Aufbau
der Schaltungsblöcke
zur Erzeugung der Steuersignale ausgehend von einer Gleichstromversorgung
niedriger Spannung nicht im einzelnen detailliert, und zwar gilt
dies sowohl für
die zuvor beschriebenen Schaltungen nach dem Stande der Technik
wie für
die im folgenden beschriebenen erfindungsgemäßen Schaltungen. Der Aufbau
dieser Schaltungsblöcke
liegt im Bereich des fachmännischen
Wissens und bildet nicht Gegenstand der vorliegenden Erfindung.
Dieser Aufbau hängt
insbesondere von der zu steuernden Last und von der jeweiligen Anwendung
(beispielsweise Variator, Zerhacker, statischer Schalter usw.) ab.
Ebenso liegt die Ausführung
und Anpassung einer Hilfs-Stromversorgung in Abhängigkeit von der jeweiligen
Anwendung im Bereich des fachmännischen
Könnens.
-
In Übereinstimmung
mit der Konvention und falls nicht ausdrücklich etwas Gegenteiliges
vermerkt ist werden sämtliche
Spannungen in der vorliegenden Beschreibung als auf Masse oder auf
den Neutral- bzw. Nullpunkt der Wech- selstromversorgung bezogen
angesehen.
-
5 zeigt
eine erste Ausführungsform
einer Steuerschaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung. Diese Ausführungsform
ist näherhin
zur Steuerung eines bidirektionalen Schalters 1' bestimmt, der
mittels zwei N-Kanal-MOS-Transistoren 30, 31 gebildet
wird, die in antiparalleler Schaltung mit Hilfe von zwei Dioden
D1 und D2 einander zugeordnet sind, wie beispielsweise weiter oben
in Verbindung mit 4 beschrieben. Der Kommutator 1' ist wie im Falle
von 4 zwischen einem Anschluss E1 und dem Knotenpunkt
A der Reihenschaltung aus dem Kommutator 1' mit einer Last 2 (Q)
verbun den, die mit einer Wechselspannung Vac gespeist werden soll. Der
bidirektionale Schalter 1' ist
zur Steuerung durch einen Block 5 (CONTROL) bestimmt, der
mit einer niedrigen Gleichspannung Vdc gespeist ist.
-
Ein
Merkmal der vorliegenden Erfindung ist, die Speise-Gleichspannung
Vdc und die Speise-Wechselspannung Vac in Reihe miteinander anzuordnen.
So ist gemäß der vorliegenden
Erfindung die Gleichspannung Vdc auf das Potential des Anschlusses
E1 bezogen, d.h. in der Praxis auf die Phase der Speise-Wechselspannung
Vac. Daraus folgt, dass allein der dem Knotenpunkt A entgegengesetzte
Anschluss der Last 2 mit dem Neutral- bzw. Nullpunktleiter
E2 der Wechselstromversorgung verbunden ist.
-
Ein
anderes Merkmal der vorliegenden Erfindung ist, dass der Betrag
der von der Hilfsstromversorgung gelieferten niedrigen Steuerspannung
(beispielsweise 5, 12, 24 oder 48 V) unabhängig vom Betrag der Speise-Wechselspannung der
Last ist (beispielsweise 240 V oder 110 V).
-
Die
Stromspeisung des Steuerblocks 5 erfolgt zwischen einem
positiven Anschluss 25 für das Anlegen der Spannung
Vdc und dem Anschluss E1. Dieser Block 5 liefert beispielsweise
zwei Steuersignale s1, s2. Das Signal s1 wird an das Gate eines N-Kanal-MOS-Transistors 24 gelegt,
dessen Source-Anschluss
mit dem Anschluss E1 verbunden ist und dessen Drain-Anschluss über einen
Widerstand R2 mit dem Anschluss 25 verbunden ist. Der Mittelpunkt
der Reihenschaltung aus dem Widerstand R2 und dem Transistor 24 ist
mit dem Gate eines P-Kanal-MOS-Transistors 23 verbunden,
dessen Source-Anschluss mit dem Anschluss 25 verbunden
ist. Der Drain-Anschluss des Transistors 23 ist über einen
Widerstand R1 in Reihe mit einer Diode D mit dem Gate des N-Kanal-MOS-Transistors 30 des Schalters 1' verbunden.
Eine Zener-Diode DZ und ein Widerstand R3 liegen parallel miteinander
zwischen dem Gate und dem Source-Anschluss des Transistors 30.
-
Die
Diode D hat die Aufgabe, die Gleichstromspeisung Vdc gegen eine
inverse Spannung zu schützen.
Tatsächlich
könnte,
in Abwesenheit der Diode D, ein Strom aus der Wechselstromspeisung
bis zu dem Transistor 23 gelangen. Wenn der Transistor 23 eine
ausreichende bidirektionale Spannungsfestigkeit besitzt, kann gegebenenfalls
die Diode D entfallen.
-
Außerdem wird
dank der Diode D die (niedrige) Steuerspannung von der (hohen) Speisespannung
der Last dekorreliert.
-
Die
Rolle der Diode DZ ist wie zuvor die Begrenzung der Gate-Source-Spannung des Transistors 30 auf
eine Spannung unterhalb ihrer Durchschlagspannung. Wie zuvor dient
der Widerstand R3 zur Sperrung des Transistors 30 durch
Ermöglichung der
Entladung seines Gates.
-
Gemäß der Erfindung
kann der Transistor 31 nunmehr durch ein Signal s2 gesteuert
werden, das auf dasselbe Potential wie das Steuersignal s1 des Transistors 24 bezogen
ist, d.h. mit Hilfe desselben Steuerblocks 5, ohne dass
der Rückgriff
auf ein Isolierbauteil wie in den herkömmlichen Schaltungen der 1 und 2 notwendig
ist.
-
Um
eine Steuerung des Kommutators 30 in den Schließzustand
zu bewirken, muss die Spannung zwischen den Anschlüssen 25 und
A positiv sein (und ausreichen, um den Transistor 30 leitend
zu machen, wenn der Transistor 23 leitend ist) und muss die
Spannung zwischen den Anschlüssen
E1 und A ebenfalls positiv sein, damit die Diode D1 in Durchlassrichtung
vorgespannt ist.
-
Um
eine Steuerung des Kommutators 31 in den Schließzustand
zu bewirken, muss die Spannung zwischen den Anschlüssen s2
und E1 positiv sein (und ausreichen, um den Transistor 31 leitend
zu machen), was dank der auf den Anschluss E1 bezogenen Spannung
Vdc möglich
ist, und es muss die Spannung zwischen den Anschlüssen A und
E1 ebenfalls positiv sein, damit die Diode D2 in Durchlassrichtung
vorgespannt ist.
-
Es
sei zunächst
angenommen, dass die Transistoren 30 und 31 unterschiedliche
Steuersignale haben, d.h. dass die Signale s1 und s2 einen verschiedenen
Verlauf besitzen.
-
Es
sei anfänglich
angenommen, dass die beiden Kommutatoren 30 und 31 geöffnet sind,
derart dass die Last ohne Stromzufuhr ist. Daher ist die Spannung
zwischen den Punkten A und E2 Null. Die Erfüllung der vorstehend angegebenen
Bedingungen hat, um den Kommutator 30 schließen zu können, positive
Spannungen zwischen den Anschlüssen 25 und
E2 und zwischen den Anschlüssen
E1 und E2 zur Folge sowie, um den Kommutator 31 schließen zu können, negative
bzw. positive Spannungen zwischen den Anschlüssen E1 und E2 bzw. zwischen den
Anschlüssen 25 und
E1. Man erkennt, dass die Bedingung einer positiven Spannung zwischen
den Anschlüssen 25 und
E1 stets erfüllt
ist.
-
Sobald
die Last mit Strom gespeist ist, d.h. sobald einer der beiden Kommutatoren 30 und 31 leitend
ist, ist die Spannung zwischen den Anschlüssen A und E1 im wesentlichen
Null (unter Vernachlässigung
der Reihenspannungsabfälle
in der Diode und dem Transistor, die beide leiten). Die Spannung
Vdc zwischen den Anschlüssen 25 und
E1 gestattet die Steuerung der Kommutatoren 30 und 31 in
den Schließzustand.
-
Mit
anderen Worten können
sich zum Schließen
des Transistors 30 zwei Fälle darstellen. Entweder ist
der Transistor 31 geschlossen und die Spannung zwischen
den Anschlüssen
A und E1 ist im wesentlichen Null. Daraus folgt, dass die Spannung
zwischen den Anschlüssen 25 und
A gleich der Spannung Vdc ist, was ermöglicht, dass der Transistor 30 leitend
gemacht werden kann (dasselbe gilt auch für das Leitendwerden des Transistors 31,
wenn der Transistor 30 geschlossen ist). Oder der Transistor 31 ist
geöffnet
und es muss dann die Diode D1 in Durchlassrichtung vorgespannt sein.
Daraus folgt, dass die Spannung zwischen den Anschlüssen E1 und
A (und damit zwischen E1 und E2) positiv sein muss, was erfordert,
dass die Spannung zwischen den Anschlüssen 25 und E2 größer oder
gleich der Spannung Vdc ist und damit ausreicht, um den Transistor 30 leitend
zu machen. Sobald das Gate des Transistors 30 vorgespannt
wird, erfolgt (durch Schließen
des Transistors 30) die Rückkehr in den Fall, wo die
Spannung zwischen den Anschlüssen
E1 und A Null ist.
-
Man
erkennt, dass, wenn der Transistor 30 geschlossen ist,
der Strom in der Diode D1 ausreichend für seine Vorspannung in Durchlassrichtung bleiben
muss. Gegebenenfalls (insbesondere, wenn der Transistor 31 nicht
geschlossen ist) kann dies zur Sperrung der Diode D1 führen, bevor
der Strom I in der Last durch Null geht, d.h. wenn der Strom I in
der Last kleiner als der Haltestrom wird, der den Transistor 30 leitend
hält.
-
Man
erkennt daher, dass das Schließen
des Transistors 30 oder allgemeiner des unidirektionalen Schalters,
der den Perioden, in welchen der Strom I in der Last positiv (vom
Anschluss A zum Anschluss E2) ist, zugeordnet ist, kein Problem
mehr stellt.
-
Somit
gestattet die Schaltung der vorliegenden Erfindung in allen Fällen eine
Steuerung der Kommutatoren 30 und 31 auf der Grundlage
von positiven Steuerspannungen (für Transistoren) oder im Falle
der im weiteren in Verbindung mit 6 veranschaulichten
Ausführungsform
für stromgesteuerte Kommutatoren
auf der Grundlage positiver Ströme.
-
Ein
Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, dass eine einzige Hilfsstromquelle
(Vdc) für
den Betrieb des bidirektionalen Schalters 1' ausreicht.
-
Ein
weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, dass sie den Rückgriff
auf Isolierbauteile des Typs Optokoppler oder Transformator erübrigt.
-
Ein
weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, dass dank des Vorhandenseins
der Diode D und des für
die Spannung Vdc gewählten
Bezugspunkts (E1) der Widerstand R1 nur eine niedrige Spannung erfährt.
-
Man
erkennt, dass die vorliegende Erfindung in vielfältigen Anwendungen eingesetzt
werden kann, indem die Form, welche den Steuersignalen s1 und s2
gegeben werden muss, in einfacher und herkömmlicher, dem Fachmann zu Gebote
stehender Weise angepasst wird. So werden, wenn die Steuerung vom
Typ eines statischen Schalters oder eines Leistungswandlers ist,
die Kommutatoren 30 und 31 für eine vollständige Halbwelle
oder gemäß Phasenwinkel
geschlossen. Wenn die Schaltung einen Leistungswandler vom Typ mit
Impulsbreitenmodulation (PWM) bildet, so stellt dies keine Probleme
des Frequenzbetriebs, und die Betriebs- und Arbeitsweise ist mit
der Tatsache kompatibel, dass der Transistor 30 nur dann
leitend gemacht werden darf, wenn die Spannung Vac positiv ist.
So entsprechen in dem Fall, in dem eine Freilauf-Diode parallel
zu der Last eines Wandlers liegt, die Freilauf-Perioden den Perioden, in denen die
Spannung zwischen den Anschlüssen
A und E2 Null ist.
-
6 zeigt
eine zweite Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, die sich zur Anwendung insbesondere
in dem Fall eignet, wo der in Reihe mit der Last 2 liegende
bidirektionale Schalter 1 von zwei antiparallel geschalteten
Thyristoren 3, 4 gebildet wird. Das beinhaltet,
dass es nicht notwendig ist, den Schalter unter einem Strom Null
zu öffnen.
In der Ausführungsform
von 6 ist auch eine Variante der Ausführung des
Steuerteils veranschaulicht, wobei bipolare Transistoren anstelle
der MOS-Transistoren verwendet werden.
-
Im
Vergleich zur Schaltung von 5 sind die
Zener-Diode DZ und der Widerstand R3 zur Entladung des Gates des
Transistors 30 nicht mehr erforderlich. Der Widerstand
R1 dient als Vorspannungswiderstand für den Thyristor 3.
Zwischen dem Gate des Thyristors 4 und dem Ausgang s des
Steuerblocks 5 ist ein Widerstand R4 eingeschaltet. In dem
Beispiel von 6 ist angenommen, dass das Signal
s gleichzeitig zur Steuerung der Thyristoren 3 und 4 dient
(beispielsweise im Fall einer Leistungsänderung mittels Phasenwinkel).
Man erkennt, dass eine derartige Steuerung der unidirektionalen
Kommutatoren durch ein und dasselbe Signal in den Schaltungen nach
dem Stande der Technik unmöglich
war.
-
Auf
der Seite der Niederspannungssteuerung ist der Transistor 24 von 5 durch
einen Bipolar-NPN-Transistor 24' ersetzt. Der MOS-Transistor 23 ist
durch einen bipolaren PNP-Transistor 23' ersetzt. Zwischen dem Ausgangsanschluss
des Blocks 5 und der Basis des Transistors 24' sowie zwischen
dem Kollektor des Transistors 24' und der Basis des Transistors 23' sind Widerstände R5 und
R6 zugefügt,
welche die für
den Betrieb der Bipolar-Transistoren
erforderliche Stromsteuerung gestatten.
-
Bis
auf diesen Unterschied der Stromsteuerung ist die Arbeits- und Betriebsweise
einer Schaltungsanordnung der in 6 dargestellten
Art ähnlich
der in Verbindung mit 5 dargestellten.
-
Man
erkennt, dass verschiedene unterschiedliche Kombinationen der Schaltschemata
der 5 und 6 ausgeführt werden können. Beispielsweise
kann man eine Steuerung mittels eines MOS-Transistors 24 und
eines Bipolar-Transistors 23' vorsehen.
Des weiteren ist die Wahl zwischen einem bidirektionalen Schalter 1 oder 1' unabhängig von
der Wahl des Steuerblocks mit Bipolar-Transistoren oder MOS-Transistoren.
-
Jedoch
ist ein Vorteil der in 5 veranschaulichten Ausführungsform,
dass seine sämtlichen
Bestandteile integrierbar sind.
-
Selbstverständlich ist
die vorliegende Erfindung verschiedenen Abwandlungen und Modifikationen
zugänglich,
die sich für
den Fachmann ergeben. Insbesondere liegt die Bemessung der verschiedenen
Bauteile im Rahmen des fachmännischen
Könnens,
in Abhängigkeit
von der jeweiligen Anwendung und den vorstehend hier gemachten funktionellen Hinweisen
und Angaben. Außerdem
erkennt man, dass die Erfindung vorstehend in Verbindung mit Ausführungsbeispielen
dargelegt wurde, in welchen die Last mit dem Neutral- oder Nullpunktleiter
der Wechselstromspeisung verbunden ist, dass jedoch die Übertragung
der erfindungsgemäßen Schaltanordnung
auf eine Lösung,
in welcher ein Anschluss der Last direkt mit der Phase der Speise-Wechselstromquelle
verbunden ist und bei der der Referenzpunkt der Steuerung der Neutral-
oder Null-Leiter ist, im Bereich des fachmännischen Könnens liegt.
-
Des
weiteren erkennt man, dass andere Typen von unidirektionalen Halbleiterschaltern
zur Bildung eines bidirektionalen Schalters der vorstehend beschriebenen
Art verwendet werden können.
Beispielsweise kann man Thyristoren verwenden, die durch das Gate
geöffnet
werden können,
IGBT-Transistoren
oder jeden beliebigen anderen unidirektionalen Kommutator, wie er
herkömmlicherweise
mittels Paarung mit einem anderen Element desselben Typs zur Bildung
eines bidirektionalen Vier-Quadranten-Schalters verwendet wird.