DE19734045C2 - Leistungsverstärker und Kernspintomograph - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Leistungsverstärker nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 sowie einen Kernspintomographen.

Ein derartiger Leistungsverstärker als Gradientenverstärker eines Kernspintomographen ist aus der US 5,515,002 A bekannt. Die Endstufe ist als Schaltendstufe in Brückenschaltung ausgebildet, wobei MOSFET-Transistoren als Schaltelemente eingesetzt werden.

Aus der US 5,451,878 A ist ein Gradientenverstär­ ker für Kernspintomographen bekannt, bei dem ein Niederspan­ nungsverstärker und ein Hochspannungsverstärker in Reihe ge­ schaltet sind. Dabei kompensiert der Hochspannungsverstärker die bei Stromänderungen aufgrund der Induktivität der Gra­ dientenspule auftretende Spannung, während über den Nieder­ spannungsverstärker der Gradientenstrom gesteuert wird.

Aus der DE 196 10 083 A1 ist ein Gradientenverstärker bekannt, bei dem eine Gradientenspule im resonanten Betrieb angesteuert wird. Dabei ist eine Haupt­ stromversorgung zur Gradientenspule in Reihe geschaltet und an eine Brückendiagonale in einer Brückenschaltung mit vier Schaltern angeschlossen. Zur Unterstützung der Hauptstromver­ sorgung derart, daß ein schneller Anstieg des der Gradienten­ spule zugeführten Stromes ermöglicht wird, ist an die andere Brückendiagonale eine Hilfsstromversorgung angeschlossen.

Aus der DE 35 30 637 A1 ist es bekannt, eine Versorgungsspannung für die Endstufe eines Gra­ dientenverstärkers derart zu erzeugen, daß mehrere Gleich­ spannungsquellen mit unterschiedlich großer Gleichspannung in Serie geschaltet werden.

Ein Kernspintomograph weist typischerweise ein orthogonales Gradientenspulensystem auf, das den Patientenraum umschließt. Für jede Gradientenspule ist ein Gradientenverstärker vor­ gesehen, durch den die Spule mit einem genau geregelten Strom versorgt wird. Beispielsweise kann der Strom durch jede Gra­ dientenspule in einer vorgegebenen Stromverlaufskurve Werte bis zu 300 A erreichen, die mit einer Genauigkeit im mA-Be­ reich eingehalten werden müssen. Um die ferner erforderlichen steilen Stromflanken zu erzielen, müssen zum Beispiel Span­ nungen von über 1000 V an die Gradientenspule angelegt wer­ den. Die Genauigkeit und Dynamik des Gradientenstroms sind für die Bildqualität entscheidend. Außerdem muß der Gradien­ tenverstärker eine ausreichende Leistung bereitstellen, um die ohmschen Verluste bei einem konstanten Stromfluß von beispielsweise 300 A durch die Gradientenspule auch bei län­ geren Strompulsen zu decken.

Wegen der zu erzielenden hohen Ausgangsspannungen für schnel­ le Stromänderungen muß bei diesem bekannten Gradientenver­ stärker die Zwischenkreisspannung entsprechend hoch sein. Ferner ist eine hohe Schaltfrequenz erforderlich, um die be­ nötigte Stromregelgenauigkeit bei geringer Restwelligkeit zu erreichen. Aus diesen Gründen treten an den MOSFET-Transisto­ ren der Endstufe hohe Schaltverluste auf.

Die Erfindung hat demgemäß die Aufgabe, die genannten Proble­ me zu vermeiden und einen Leistungsverstärker bereitzustel­ len, der die erforderliche Leistungsfähigkeit in quantita­ tiver und qualitativer Hinsicht bei geringen Verlusten auf­ weist.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch einen Leistungsver­ stärker mit den Merkmalen des Anspruchs 1 sowie durch einen Kernspintomographen mit den Merkmalen des Anspruchs 9 gelöst.

Dadurch, daß erfindungsgemäß mindestens zwei Spannungsquellen der Versorgungsbaugruppe wahlweise parallel oder in Serie schaltbar sind, kann die Zwischenkreisspannung der zu erzie­ lenden Ausgangsspannung des Verstärkers angepaßt werden. Bei hohen Stromanstiegsgeschwindigkeiten besteht die Möglichkeit, durch eine Serienschaltung der Spannungsquellen zeitweise eine entsprechend hohe Zwischenkreisspannung bereitzustellen. Wenn dagegen eine geringere Ausgangsspannung (gegebenenfalls bei hoher Stromstärke) benötigt wird, können die Spannungs­ quellen parallelgeschaltet werden. Durch die so erzielte geringere Zwischenkreisspannung ist ein größeres Ein-/Aus­ schaltverhältnis (duty cycle) der Schaltelemente der Endstufe möglich, so daß wesentlich geringere Schaltverluste auftre­ ten. Überdies verteilt sich die benötigte Leistung gleich­ mäßig auf die Spannungsquellen, so daß hohe Dauerleistungen möglich sind. Insgesamt weist der erfindungsgemäße Gradien­ tenverstärker damit erhebliche Vorteile in Bezug auf Ver­ lustleistung, Kühlungserfordernisse, Baugröße und Kosten auf.

Der Leistungsverstärker ist in allen Anwendungsgebieten ein­ setzbar, bei denen hohe Ausgangsspannungen und -ströme ins­ besondere für induktive Lasten bereitgestellt werden müssen. Beispielsweise eignet sich der Verstärker für die Ansteuerung von Motoren und Aktoren in der Automatisierungstechnik, der Verkehrstechnik und der Anlagentechnik; insbesondere ist je­ doch eine Anwendung des Verstärkers in der Medizintechnik als Gradientenverstärker bei der Kernspintomographie (Magnetreso­ nanz-Bildgebung) vorgesehen.

In einer bevorzugten Ausführungsform ist die Versorgungsbau­ gruppe des Leistungsverstärkers aus mehreren parallelgeschal­ teten Zweigen gebildet, in denen je eine der Spannungsquellen in Serie mit je mindestens einer Diode geschaltet ist. Jede Schalteinrichtung ist bevorzugt an ungleichnamige Pole von je zwei Spannungsquellen angeschlossen. Die Spannungsquellen sind vorzugsweise dann in Serie geschaltet, wenn die Schalt­ einrichtung (in der augenblicklichen Stromrichtung) leitet, und sonst parallelgeschaltet.

Die Versorgungsbaugruppe weist vorzugsweise zwei, drei oder mehr Spannungsquellen auf, die in einer bevorzugten Ausfüh­ rungsform gemeinsam angesteuert werden und somit stets ent­ weder alle in Serie geschaltet oder alle parallelgeschaltet sind. Es sind jedoch Ausführungsalternativen vorgesehen, bei denen Serien- und Parallelschaltung gemischt auftreten kön­ nen, um Zwischenwerte der Zwischenkreisspannung bereitzu­ stellen. Beispielsweise können bei vier Spannungsquellen je zwei parallel und diese Paare ihrerseits in Serie geschaltet sein.

Im Rückspeisungsbetrieb des Leistungsverstärkers kann die in der induktiven Last gespeicherte magnetische Energie über Freilaufdioden dem Leistungsverstärker zurückgeführt werden. Vorzugsweise werden die Spannungsquellen zum schnelleren Stromabbau dabei in Serie geschaltet. Dies kann durch je eine Diode in jeder Schalteinrichtung erfolgen. Alternativ oder zusätzlich kann jede Schalteinrichtung auch bei einem Rück­ speisungsbetrieb aktiv angesteuert werden, um die Spannungs­ quellen in Serie zu schalten. Die Kombination dieser beiden Möglichkeiten hat den Vorteil, daß Übergangsprobleme bei einer Stromrichtungsumkehr durch ein sonst erforderliches Einschalten der Schalteinrichtung im Nulldurchgang vermieden werden. Das Erkennen des Rückspeisungsbetriebs erfolgt in bevorzugten Ausführungsformen durch eine Auswertung der Stromverlaufskurve oder durch direkte Messung an den Schalt­ einrichtungen.

Bevorzugt werden die Spannungsquellen im Normalbetrieb des Leistungsverstärkers dann in Serie geschaltet, wenn die zu erzielende Ausgangsspannung einen vorgegebenen Schwellwert übersteigt und somit eine hohe Zwischenkreisspannung erfor­ derlich ist. Es sind jedoch auch andere Schaltstrategien möglich, insbesondere solche, bei denen ein zukünftiger Strombedarf oder ein Ladezustand der einzelnen Spannungs­ quellen berücksichtigt wird.

Die Endstufe weist bevorzugt eine Schaltbrücke auf und er­ zeugt die Ausgangsspannung mittels Pulsweitenmodulation.

Weitere bevorzugte Ausführungsformen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nun unter Hinweis auf die schematischen Zeichnungen genauer beschrieben. Es stellen dar:

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Versorgungsbaugruppe,

Fig. 2 ein Blockschaltbild einer Endstufe,

Fig. 3 Darstellungen je einer beispielhaften Strom- und Spannungsverlaufskurve, und

Fig. 4 ein Blockschaltbild einer Ausführungsvariante der Versorgungsbaugruppe von Fig. 1.

Die in Fig. 1 gezeigte Versorgungsbaugruppe 10 weist eine erste Spannungsquelle 12 zum Bereitstellen einer ersten Ver­ sorgungsspannung U₁, eine zweite Spannungsquelle 14 zum Be­ reitstellen einer zweiten Versorgungsspannung U₂, eine erste Diode 16, eine zweite Diode 18 und eine Schalteinrichtung 20 auf. Im hier beschriebenen Ausführungsbeispiel sind die Spannungen U₁ und U₂ gleich.

Ein erster Zweig der Versorgungsbaugruppe 10 ist durch die erste Spannungsquelle 12 und die erste Diode 16 gebildet, de­ ren Anode an den Pluspol der ersten Spannungsquelle 12 ange­ schlossen ist. Die zweite Spannungsquelle 14 und die zweite Diode 18, die mit ihrer Kathode an den Minuspol der zweiten Spannungsquelle 14 angeschlossen ist, bilden zusammen einen zweiten Zweig der Versorgungsbaugruppe 10. Die beiden Zweige sind parallelgeschaltet und mit zwei Zwischenkreisanschlüssen 26 verbunden, an denen eine von der Versorgungsbaugruppe 10 erzeugte Zwischenkreisspannung U_Z anliegt.

Zwischen die beiden Zweige, genauer an den Pluspol der ersten Spannungsquelle 12 und den Minuspol der zweiten Spannungs­ quelle 14, ist eine Schalteinrichtung 20 angeschlossen, die aus einem MOSFET-Transistor 22 mit einer inhärenten Diode 24 gebildet ist. Für die Schalteinrichtung 20 geeignete MOSFET- Module sind beispielsweise unter der Baureihenbezeichnung "Siemens BSM" erhältlich. Die Kathode der inhärenten Diode 24 ist mit dem Pluspol der ersten Spannungsquelle 12 verbunden, und die Anode ist mit dem Minuspol der zweiten Spannungs­ quelle 14 verbunden. Ein Steueranschluß (Gate-Anschluß) der Schalteinrichtung 20 ist an eine Steuereinrichtung 28 ange­ schlossen.

In Fig. 2 ist eine an sich bekannte Endstufe 30 dargestellt, die über die Zwischenkreisanschlüsse 26 mit der Versorgungs­ baugruppe 10 verbunden ist. Die Endstufe 30 ist in Brücken­ schaltung mit vier Brückenzweigen ausgebildet. Jeder Brücken­ zweig weist ein Schaltelement 32-38 und eine in Reihe mit diesem geschaltete Diode 40-46 auf. Die Schaltelemente 32-38 sind MOSFET-Transistoren, die je eine inhärente Diode ent­ halten. Die vier Brückenzweige sind parallelgeschaltet und an die Zwischenkreisspannung U_Z angeschlossen. Die Schaltelemen­ te 32-38 werden von der Steuereinrichtung 28 angesteuert, die einen Stromregler und einen Pulsweitenmodulator aufweist.

Am Verbindungspunkt je eines Schaltelements 32-38 und der zugeordneten Diode 40-46 ist je eine Drossel 48-54 ange­ schlossen. Je zwei der Drosseln 48-54 sind in Reihe ge­ schaltet und an ihrem Verbindungspunkt mit je einem Aus­ gangsanschluß 56 verbunden. Eine vorwiegend induktive Last 58, hier eine Gradientenspule, ist mit den beiden Ausgangs­ anschlüssen 56 verbunden. An der Last 58 liegt eine Ausgangs­ spannung U_A der Endstufe 30 an, und ein Ausgangsstrom I_A fließt durch die Last 58. Die Funktionsweise der Endstufe 30 und ihr genauer Aufbau sind in der DE 40 07 566 A1 (entspre­ chend US 5,113,145) genau beschrieben, deren Inhalt hiermit in die vorliegende Anmeldung aufgenommen wird.

Alle Komponenten des Gradientenverstärkers sind durch induk­ tivitätsarme Leiterplatten mit flächigen Leiterstrukturen verschaltet, um parasitäre Spannungsspitzen zu vermeiden. Auch hinsichtlich dieser Merkmale wird der Inhalt der DE 40 07 566 A1 (beziehungsweise der US 5,113,145) in die vorliegende Anmeldung aufgenommen.

Beim Betrieb des in Fig. 1 und Fig. 2 gezeigten Gradienten­ verstärkers werden durch die Steuereinrichtung 28 einerseits die Schalteinrichtung 20 der Versorgungsbaugruppe 10 und an­ dererseits die Schaltelemente 32-38 der Endstufe 30 ange­ steuert. Wenn die Schalteinrichtung 20 (entweder der MOSFET- Transistor 22 oder die inhärente Diode 24) leitet, sind die Spannungsquellen 12 und 14 in Serie geschaltet. Sperrt dage­ gen die Schalteinrichtung 20, so liefern die Spannungsquellen 12 und 14 die Zwischenkreisspannung U_Z in Parallelschaltung.

Die Steuereinrichtung 28 bestimmt die erforderliche Ausgangs­ spannung U_A sowie den Betriebszustand (Normal- oder Rück­ speisungsbetrieb) des Leistungsverstärkers und schaltet den MOSFET-Transistor 22 in einen leitenden Zustand, wenn ent­ weder die Ausgangsspannung U_A einen vorgegebenen Schwellwert übersteigt oder ein Rückspeisungsbetrieb stattfindet. Ferner steuert die Steuereinrichtung 28 die Schaltelemente 32-38 der Endstufe 30 an, um den Ausgangsstrom I_A genau entspre­ chend einem Stromsollwert durch Pulsweitenmodulation zu er­ zeugen.

Beispielhafte Verlaufskurven des Ausgangsstromes I_A und der Ausgangsspannung U_A sind in Fig. 3 gezeigt. Der Ausgangsstrom I_A steigt in Fig. 3 in einem Zeitraum t₁-t₂, der beispiels­ weise 1 ms betragen kann, von Null auf einen Dachwert, zum Beispiel +300 A. Im Zeitraum t₂-t₃ bleibt der Ausgangsstrom konstant, um im Zeitraum t₃-t₄ wieder auf Null abzufallen. Ferner fließt im Zeitraum t₅-t₆ ein negativer Ausgangsstrom I_A durch die Last 58, der zum Zeitpunkt t₆ einen Dachwert von beispielsweise -300 A einnimmt.

Um den Ausgangsstrom I_A in der Last 58 hervorzurufen, ist eine Ausgangsspannung U_A gemäß der Beziehung

U_A = L . di/dt + I_A . R

erforderlich, wobei L die Induktivität der induktiven Last 58, R deren ohmschen Widerstand und di/dt die Stromanstiegs­ geschwindigkeit (Steilheit) bezeichnen. Bei dem in Fig. 3 gezeigten Beispiel ist während der steilen Stromrampen in den Zeiträumen t_1-t₂, t₃-t₄ und t₅-t₆ eine betragsmäßig hohe Ausgangsspannung U_A erforderlich, während zum Halten des Dachwertes im Zeitraum t₂-t₃ nur eine relativ geringe Aus­ gangsspannung U_A zum Ausgleich der ohmschen Verluste in der Last 58 benötigt wird.

Die hohe Stromanstiegsgeschwindigkeit im Zeitraum t₁-t₂, die eine hohe Ausgangsspannung U_A erfordert, übersteigt den in der Steuereinrichtung 28 vorgegebenen Schwellwert, so daß der MOSFET-Transistor 22 in seinen Leitzustand versetzt wird und somit die Spannungsquellen 12 und 14 in Serie geschaltet werden. Als Zwischenkreisspannung U_Z liegt nun die Spannung U₁ + U₂ (beziehungsweise 2 . U₁, weil U₁ gleich U₂ ist) an der Endstufe 30 an. Die Ausgangsspannung U_A kann bis zur vollen Zwischenkreisspannung U_Z geregelt werden.

Wenn, abweichend von Fig. 3, nur ein allmählicher Anstieg der Ausgangsspannung U_A erforderlich ist, verdoppelt die Steuer­ einrichtung 28 ebenfalls die Zwischenkreisspannung U_Z, sobald der Schwellwert überschritten wird. Dieser Spannungssprung der Zwischenkreisspannung U_Z wird durch eine entsprechende Ansteuerung der Schaltelemente 32-38 der Endstufe 30 (Ver­ ringerung der aktiven Pulsweiten) sofort ausgeglichen, so daß eine lückenlose und lineare Regelung der Ausgangsspannung U_A und des Ausgangsstroms I_A gewährleistet sind.

Fällt die Stromanstiegsgeschwindigkeit betragsmäßig unter den Schwellwert oder wird (in Fig. 3 im Zeitraum t₂-t₃) das Pulsdach erreicht, so wird der MOSFET-Transistor 22 von der Steuereinrichtung 28 in seinen Sperrzustand versetzt. Die Spannungsquellen 12 und 14 gehen damit - über die als Ent­ kopplungsdioden wirkenden Dioden 16 und 18 - in den Parallel­ modus über. Die Zwischenkreisspannung sinkt auf U_Z = U₁ = U₂, wodurch wesentlich geringere Schaltverluste an den Schalt­ elementen 32-38 der Endstufe 30 auftreten und die zum Aus­ gleich der ohmschen Verluste in der Last 58 erforderliche Leistung gleichmäßig auf die Spannungsquellen 12 und 14 ver­ teilt wird.

Im Zeitraum t₃-t₄ wird die induktive Last 58 schnell ab­ magnetisiert (negative Stromrampe di/dt). Die in der Last 58 gespeicherte magnetische Energie (1/2 . L . I_A ²) wird hierbei in die Spannungsquellen 12 und 14 zurückgespeist. Bei diesem Rückspeisungsbetrieb ist zum schnellen Abbau des Ausgangs­ stromes I_A wiederum eine hohe Zwischenkreisspannung U_Z erfor­ derlich. Die Spannungsquellen 12 und 14 sind hier auch ohne Mitwirkung der Steuereinrichtung 28 in Serie geschaltet, weil die Dioden 16 und 18 bei der Rückspeisung in Sperrichtung liegen und die inhärente Diode 24 der Schalteinrichtung 20 leitet. Auch hier erfolgt, unabhängig von der Höhe der Zwi­ schenkreisspannung U_Z, eine lückenlose Stromregelung durch die Pulsweitenmodulation der Endstufe 30.

Um beim Rückspeisungsbetrieb für eine gleichmäßige Aufteilung der rückgeführten magnetischen Energie auf die Spannungs­ quellen 12 und 14 zu sorgen, müssen letztere gleiche Impe­ danzen aufweisen. Dies kann beispielsweise dadurch gewähr­ leistet werden, daß die Spannungsquellen 12 und 14 gleich große interne Pufferkondensatoren enthalten.

Ab dem Zeitpunkt t₅ wird ein negativer Ausgangsstrom I_A in der Last 58 aufgebaut. Da die Polarität des Ausgangsstroms I_A in an sich bekannter Weise durch die Ansteuerung der Schalt­ brücke in der Endstufe 30 bestimmt wird (und die Zwischen­ kreisspannung U_Z eine stets gleichbleibende Polarität auf­ weist), wird hier die Schalteinrichtung 20 ebenso angesteu­ ert, wie dies oben für einen positiven Ausgangsstrom I_A be­ schrieben wurde.

Bei einem Rückspeisungsbetrieb befindet sich, wie oben darge­ legt, die inhärente Diode 24 in einem Leitzustand, so daß eine zusätzliche Ansteuerung des MOSFET-Transistors 22 ei­ gentlich nicht erforderlich ist. Wenn jedoch ein direkter Wechsel von einer Richtung des Ausgangsstromes I_A in die andere Richtung erfolgen soll, muß der MOSFET-Transistor 22 spätestens im Nulldurchgang leitend geschaltet werden. Ein Zuschalten genau im Nulldurchgang ist jedoch zeitkritisch und könnte zu unerwünschten Störimpulsen führen. Daher wird der MOSFET-Transistor 22 von der Steuereinrichtung 28 auch immer dann in einen leitenden Zustand versetzt, wenn an der inhä­ renten Diode 24 eine Spannung in Durchlaßrichtung anliegt. Dies vermeidet das gerade beschriebene Problem und ist ohne weiteres möglich, da der Drain-Source-Kanal des MOSFET- Transistors 22 in beide Richtungen leitfähig ist.

Die in Fig. 4 dargestellte Ausführungsalternative der Versor­ gungsbaugruppe 10 ist gegenüber der in Fig. 1 gezeigten um einen dritten Zweig erweitert. Dieser dritte Zweig weist eine dritte Spannungsquelle 14' zum Bereitstellen einer dritten Versorgungsspannung U₃ auf, wobei U₁ = U₂ = U₃ gilt. Die drit­ te Spannungsquelle 14' ist über eine weitere Diode 18' mit den Zwischenkreisanschlüssen 26 verbunden. Ferner ist eine zusätzliche Diode 16' als Entkopplungsdiode zwischen den Pluspol der zweiten Spannungsquelle 14 und den entsprechenden Zwischenkreisanschluß 26 geschaltet.

Eine weitere Schalteinrichtung 20' besteht, wie die Schalt­ einrichtung 20, aus einem MOSFET-Transistor 22' mit inhären­ ter Diode 24' und ist zwischen den zweiten und den dritten Zweig der Versorgungsbaugruppe 10 an den Pluspol der zweiten Spannungsquelle 14 sowie den Minuspol der dritten Spannungs­ quelle 14' angeschlossen. Ein Steuereingang der Schaltein­ richtung 20' ist mit der Steuereinrichtung 28 verbunden.

Beim Betrieb eines Gradientenverstärkers, der die Versor­ gungsbaugruppe 10 nach Fig. 4 und die Endstufe 30 nach Fig. 2 aufweist, werden die beiden Schalteinrichtungen 20 und 20' in dem hier beschriebenen Ausführungsbeispiel stets gemeinsam angesteuert. Wenn die Schalteinrichtungen 20 und 20' leiten, so sind die Spannungsquellen 12, 14 und 14' in Serie geschal­ tet. Die Zwischenkreisspannung U_Z beträgt somit U₁ + U₂ + U₃ oder, da die Spannungen U₁ bis U₃ gleich sind, das dreifache des Wertes dieser Spannungen. Sperren die Schalteinrichtungen 20 und 20', so wirken die Spannungsquellen 12, 14 und 14' parallel, und es gilt U_Z = U₁ = U₂ = U₃. Insgesamt ist somit bei der Schaltung nach Fig. 4 eine Veränderung der Zwischen­ kreisspannung um den Faktor 3 möglich.

In Ausführungsalternativen der in Fig. 1 und Fig. 4 gezeigten Versorgungsbaugruppen 10 können die Schalteinrichtungen 20 und gegebenenfalls 20' durch andere geeignete Schaltelemente, beispielsweise IGBTs (insulated gate bipolar transistors) gebildet werden. Dann müssen gegebenenfalls antiparallel se­ parate Freilaufdioden, die bei MOS-Feldeffekttransistoren schon inhärent vorhanden sind, zum Rückspeisen geschaltet werden. Ferner können mehr als drei Spannungsquellen vor­ gesehen sein, oder die Spannungsquellen können unterschied­ liche Spannungen aufweisen. Auch Kombinationen von Serien- und Parallelschaltung sind möglich.

Claims (9)

1. Leistungsverstärker, insbesondere Gradientenverstärker eines Kernspintomographen, mit

• 1. einer Versorgungsbaugruppe (10) zum Bereitstellen einer Zwischenkreisspannung (U_Z) und
• 2. einer an die Versorgungsbaugruppe (10) angeschlossenen Endstufe (30) zum Erzeugen einer Ausgangsspannung (U_A) aus der Zwischenkreisspannung (U_Z),

dadurch gekennzeichnet, daß die Versorgungsbaugruppe (10) mindestens zwei Spannungsquellen (12, 14, 14') aufweist, die über mindestens eine Schalteinrichtung (20, 20') wahlweise parallel oder in Serie schaltbar sind.

2. Leistungsverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Versorgungsbaugruppe (10) mehrere parallelgeschaltete Zweige aufweist, in denen je eine der Spannungsquellen (12, 14, 14') in Serie mit je mindestens einer Diode (16, 16', 18, 18') geschaltet ist.

3. Leistungsverstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die mindestens eine Schaltein­ richtung (20, 20') an ungleichnamige Pole von zwei Spannungs­ quellen (12, 14, 14') angeschlossen ist.

4. Leistungsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die mindestens eine Schaltein­ richtung (20, 20') mindestens eine Diode (24, 24') aufweist, um die Spannungsquellen (12, 14, 14') bei einem Rückspei­ sungsbetrieb des Leistungsverstärkers in Serie zu schalten.

5. Leistungsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß eine Steuereinrichtung (28) zum Ansteuern der mindestens einen Schalteinrichtung (20) vor­ gesehen ist, um die Spannungsquellen (12, 14, 14') der Ver­ sorgungsbaugruppe (10) in Serie zu schalten, wenn die zu erzielende Ausgangsspannung (U_A) einen vorgegebenen Schwell­ wert übersteigt.

6. Leistungsverstärker nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung (28) ferner dazu eingerichtet ist, die Spannungsquellen (12, 14, 14') bei einem Rückspeisungsbetrieb des Leistungsverstärkers in Serie zu schalten.

7. Leistungsverstärker nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung (28) ferner zum Ansteuern von Schaltelementen (32-38) der Endstufe (30) eingerichtet ist.

8. Leistungsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Endstufe (30) dazu eingerich­ tet ist, die Ausgangsspannung (U_A) aus der Zwischenkreisspan­ nung (U_Z) mittels einer Schaltbrücke durch Pulsweitenmodula­ tion zu erzeugen.

9. Kernspintomograph mit einem Leistungsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 8 sowie einer daran als Last (58) angeschlossenen Gradientenspule.