DE69923541T2

DE69923541T2 - Verfahren zur Bestimmung der Geschwindigkeit einer Mobilstation in einem zellularen Kommunikationssystem

Info

Publication number: DE69923541T2
Application number: DE69923541T
Authority: DE
Inventors: Adrian Robert Lechlade Flewitt; Carlo Oxford Luschi; Emal Daham Colerne Rumi; Magnus Swindon Sandell; Paul Edward Swindon Strauch; Ran Longcot Yan
Original assignee: Lucent Technologies Inc
Current assignee: Nokia of America Corp
Priority date: 1999-05-10
Filing date: 1999-05-10
Publication date: 2006-02-16
Anticipated expiration: 2019-05-11
Also published as: EP1052820A1; DE69923541D1; WO2000069138A1; EP1052820B1; AU3829400A

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Bestimmung der Bewegungsgeschwindigkeit einer mobilen Telekommunikationsvorrichtung, zum Beispiel in einem einzelnen mobilen Fernsprecher, zum Beispiel in einem GSM-System (Globales System für die Mobilkommunikation).
Ein typisches drahtloses Mobiltelekommunikationssystem 10 ist in 1A gezeigt. Das System umfaßt eine Anzahl von Benutzern mobiler Sender/Empfänger 11, 12, 13, 14, eine Anzahl von Basis-Sender/Empfänger-Stationen 15, 16, 17, 18, die durch Basisstationssteuerungen (BSC) 19, 20, 21 mit einer Gateway-Mobildienstvermittlungszentrale (GMSC) 22 verbunden sind. Die GMSC ist mit dem entsprechenden Teil des öffentlichen Fernsprechwählnetzes 23 verbunden.
Ein mobiles Telekommunikationssystem ist so angeordnet, daß es räumliche Zellen aufweist, durch die sich ein mobiler Fernsprecher bewegt. Eine neuere Entwicklung ist die Bereitstellung eines zweistufigen Systems, das sowohl Mikrozellen kleiner Fläche, wodurch erhöhte Netzwerkkapazität durch Erhöhen der Frequenzwiederverwendung entsteht, als auch Makrozellen großer Fläche, die die Anzahl von Weiterreichungen, während sich ein mobiler Fernsprecher von einer Zelle zur nächsten bewegt, verringert, aufweist.
Jede Weiterreichung erfordert, daß Netzwerkbetriebsmittel die Verbindung von einer Basisstation zur nächsten umleiten, und wenn die Zeit zwischen Weiterreichungen abnimmt, kann die Dienstqualität reduziert werden.
Es wäre sehr vorteilhaft, wenn sich schnellbewegende mobile Einrichtungen Makrozellen zugeteilt werden könnten (um die Notwendigkeit von Weiterreichungen zu reduzieren), und langsame mobile Einrichtungen Mikrozellen zugeteilt werden könnten, sodaß sie mit einer verringerten Leistung betrieben werden können und wesentlich weniger Störungen verursachen, und die Anzahl von Weiterreichungen minimiert wird.
Kurze Beschreibung des Standes der Technik
Es wurden mehrere Verfahren zur Messung der Geschwindigkeit einer mobilen Einrichtung vorgeschlagen, die aber alle Nachteile aufweisen. Ein häufig verwendetes Verfahren basiert auf der Messung der Zellenverweilzeit der mobilen Einrichtung, es können aber durch die verschiedenen Weiterreichungsstrategien Fehler eingeführt werden. Ein anderes Verfahren mißt die Signalstärke in benachbarten Basisstationen, es können aber nicht leicht präzise Messungen vorgenommen werden.
Drei herkömmliche Verfahren verwenden eine Schätzung maximaler Dopplerfrequenzen; das erste schließt auf die Dopplerfrequenz aus der Pegelüberschreitungsrate und das zweite auf die Dopplerfrequenz aus der Umschaltrate eines Diversity-Empfängers, weder das eine noch das andere können aber mit Frequenzsprung für GSM verwendet werden. Ein drittes Verfahren schließt auf die Dopplerfrequenz aus den quadrierten Abweichungen der Signalhüllkurven, dies ist aber bei Anwesenheit von Mehrwege-Fading nicht immer effektiv.
Aus US-A-5 884 178 ist ein viertes Verfahren bekannt, das die Doppler-Frequenzverschiebung durch Mittelung von Trägerfrequenzversätzen über eine Anzahl von Signal-Bursts schätzt.
Ein GSM-Empfänger liefert Schätzungen der Kanalimpulsantwort, sodaß eine Kanalentzerrung durchgeführt werden kann, die geschätzten Werte wurden jedoch bisher nicht für andere Zwecke als zur Schätzung der gesendeten Daten verwendet.
Kurze Darstellung der Erfindung
Gemäß der Erfindung umfaßt ein Verfahren der Bestimmung der Geschwindigkeit eines Mobilteilnehmers in einem mobilen Telekommunikationssystem die folgenden Schritte: (a) Ableiten eines ersten, auf eine Phasenvariation bezogenen Signals in einem Zeitintervall, das ein Burst oder ein Bruchteil eines Bursts ist, einem oder mehreren Anzapfungen einer äquivalenten Kanalimpulsantwort am Eingang eines Kanalentzerrers in einem Basisstationsempfänger, der das Signal empfängt, (b) Ableiten eines zweiten, auf den Trägerfrequenzversatz des am Basisstationsempfänger empfangenen Signals bezogenen Signals, (c) Subtrahieren des zweiten Signals vom ersten Signal, und (d) Ableiten eines dritten, auf die Doppler-Frequenzverschiebung bezogenen Signals aus der Differenz.
Außerdem liefert die Erfindung ein Mobiltelekommunikationssystem mit mindestens einem mobilen Sender/Empfänger und einer Basisstation mit einem Sender/Empfänger, wobei der Basisstationsempfänger einen Kanalentzerrer aufweist, wobei weiterhin erste Mittel zum Ableiten eines ersten, auf eine Phasenvariation bezogenen Signals in einem Zeitintervall, das ein Burst oder ein Bruchteil eines Bursts ist, von einer oder mehreren Anzapfungen einer äquivalenten Kanalimpulsantwort am Eingang des Entzerrers vorgesehen sind; zweitem Mittel zum Ableiten eines zweiten, auf den Trägerfrequenzversatz des im Basisstationsempfänger empfangenen Signals; Subtrahiermittel zum Abziehen des zweiten Signals vom ersten Signal; und Berechnungsmitteln zum Berechnen eines dritten, auf die Doppler-Frequenzverschiebung eines, von einem mobilen Sender/Empfänger empfangenen Signals bezogenen Signals aus der Differenz.
1B zeigt den Dopplereffekt in einem Mobilsystem. Es ist ein Sender T_x gezeigt, der in einem Abstand l von der mobilen Einrichtung sendet, die sich in der Richtung des Pfeiles M um einen Abstand d von A nach B bewegt.
Auch wenn die mobile Einrichtung statisch ist, besteht Mehrwegeausbreitung von dem Sender Tx zu der mobilen Einrichtung, sodaß mehrere Versionen des gesendeten Signals sequentiell an der mobilen Einrichtung ankommen. Der Effekt der verschiedenen Zeitverzögerungen besteht darin, daß verschiedene Phasenverschiebungen zwischen den Signalwellenkomponenten eingeführt werden und abhängig von den relativen Phasen eine konstruktive oder destruktive Addition besteht.
Wenn sich entweder der Sender oder die mobile Einrichtung bewegt, dann tritt "dynamische" Mehrwegeausbreitung auf, bei der eine kontinuierliche Längenänderung jedes Ausbreitungsweges erscheint. Dies verursacht Änderungen der relativen Phasenverschiebungen zwischen den Wegen als Funktion des räumlichen Orts. Die Zeitvariationen in den Ausbreitungsweglängen können direkt mit der Relativbewegung des Senders und des Empfängers in Beziehung gesetzt werden, und direkt in den Dopplereffekten, die entstehen. 1B zeigt einen Ausbreitungsweg von dem Sender, der zuerst an der mobilen Einrichtung an dem Punkt A entlang einem Weg der Länge 1 und dann an dem Punkt B ankommt. Die Zeitdifferenzen zwischen den beiden Punkten beträgt Δt. Die mobile Einrichtung hat sich um eine Distanz d zwischen den beiden Punkten bewegt, wobei d = vΔt gilt. Es besteht eine inkrementelle Änderung Δl in der Länge des Weges, wobei Δl = d cos α gilt und α der Ankunftswinkel des ankommenden Signals in bezug auf die Bewegung der mobilen Einrichtung ist. Die verursachte Phasenänderung beträgt:
Die Phasenänderungsrate aufgrund von Bewegung erscheint als Doppler-Frequenzverschiebung in jedem Ausbreitungsweg wie folgt:
Die Weglängenänderung hängt von dem räumlichen Winkel zwischen der Welle und der Bewegungsrichtung ab. Wellen, die von vor der mobilen Einrichtung ankommen, weisen eine positive Dopplerverschiebung auf, während die, die von hinter der mobilen Einrichtung ankommen, eine negative Doppler-Frequenzverschiebung aufweisen. Aus Gleichung C ist klar, daß die Doppler-Frequenzverschiebung um so höher ist, je größer die Geschwindigkeit der mobilen Einrichtung ist, und die maximale Doppler-Frequenzverschiebung für eine bestimmte Geschwindigkeit erscheint, wenn α gleich Null oder 180 Grad ist.
Durch Doppler-Frequenzkorrelation mit der Geschwindigkeit der mobilen Einrichtung kann die Geschwindigkeit der mobilen Einrichtung geschätzt werden. Das fundamentale Problem in einem digitalen zellularen System besteht jedoch darin, daß aufgrund der Mehrwegeausbreitung jede Kanalanzapfung die Summe vieler Strahlen ist. Aufgrund des Gedächnisses des modulierten Signals ist außerdem jede Anzapfung des äquivalenten Kanals im Empfänger eine Linearkombination weiterer Kanalanzapfungen.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
2 bis 15 zeigen verschiedene berechnete Werte auf der Basis der Theorie der Erfindung;
16 zeigt den Kanalentzerrer eines Basisstationsempfängers; und
17 zeigt Einzelheiten der Implementierung der Erfindung.
Beschreibung der Theorie der Erfindung
Die Leistungsfähigkeit eines vorgeschlagenen Algorithmus wurde für den Fall eines GSM-Empfängers ausgewertet. Das sowohl bei der Analyse als auch der Simulation angenommene Kanalmodell basiert auf der klassischen Annahme einer omnidirektionalen Antenne und isotroper Streuung. Die letztere Annahme ist im allgemeinen für eine Basisstation, die in einer Mikrozellenumgebung betrieben wird, angemessen, wobei die Basisstationsantenne gewöhnlich auf derselben Höhe wie umgebende Objekte angebracht ist.
KANALMODELL
Man betrachte die Übertragung eines GMSK-Signals s(t). Man bezeichne mit b_k das k-te gesendete Bit und mit p(t) die Impulsantwort des Sendefilters bzw. die Impulsform, das basisbandäquivalente gesendete Signal kann durch das folgende lineare Modell ausgedrückt werden: s(t) = Σ kbkjkp(t – kT) (1)
In der Mobil-Funkumgebung wird das Signal (1) durch den zeitveränderlichen Ausbreitungskanal modifiziert, bei dem kurzfristiges Signal-Fading aufgrund von Mehrwegeausbreitung wie oben erläutert frequenzselektive Verzerrung verursacht. Durch den Dopplereffekt verursachte Zeitvariationen können auch innerhalb der Dauer eines Signalbursts signifikant sein.
A. Mehrwegekanal
Das empfangene Signal ist die Summe vieler dopplerverschobener, skalierter und verzögerter Versionen des gesendeten Signals und kann folgendermaßen ausgedrückt werden: y(t) = x(t) + w(t) (2)dabei ist
c(t, τ) die zeitveränderliche Kanalimpulsantwort, und w(t) repräsentiert additives weißes Gaußsches Rauschen. Zu einem gegebenen Zeitpunkt t kann der Kanal als eine dichtangezapfte Verzögerungsleitung mit dem Verzögerungsindex τ angesehen werden
Unter der Annahme, daß der Kanal als Cluster vieler unabhängiger Streuer modelliert werden kann, kann man für das Central-Limit-Theorem Gaußsche Statistik annehmen. Deshalb kann der Kanal durch den Mittelwert und die Korrelation von c(t, τ) charakterisiert werden. Wenn für eine gegebene Verzögerung τ_n die komplexen Verstärkungen aufgrund verschiedener Streuer ähnliche Amplituden aufweisen (diffuse Streuung), weist c(t, τ) einen Mittelwert von Null auf, und seine Hüllkurve folgt einer Rayleigh-Verteilung. In diesem Fall wird der Anzapfungsverstärkungsprozeß c_n(t) folgendermaßen ausgedrückt:
wodurch ein Cluster inkohärenter Strahlen repräsentiert wird, die mit (ungefähr) gleicher Verzögerung ankommen. In (5) können die Verstärkungsfaktoren ξ_k, die Doppler-Verschiebungen f_DK = f_D cos α_k und die Phasenverschiebungen θ_k während sehr kurzer Zeitintervalle als fest angenommen werden. Dagegen kann bei Anwesenheit eines dominanten Weges (Sichtlinie oder spiegelnde Reflexion) das Cluster im wesentlichen als ein einziger kohärenter Weg modelliert werden: cn(t) = ρnej(2πfDnt+θn). (6)
In diesem Fall weist c(t, τ) einen von Null verschiedenen Mittelwert auf, und die Hüllkurve hat eine Rician-Verteilung. Als eine statistische Beschreibung erster Ordnung des Fading kann man c(t, τ) in eine spiegelnde und eine diffuse Komponente zerlegen. Die spiegelnde Komponente, die dem dominanten Weg entspricht, ist durch c_s(t, τ) = E{c(t, τ)} definiert und ist als der Kanalmittelwert bekannt. Die diffuse Komponente wird durch c_d(t, τ) = c(t, τ) – E{c(t, τ)} und ist Rayleigh-verteilt.
Unter der Annahme einer Gaußverteilung wird eine ausreichende statistische Beschreibung zweiter Ordnung des Prozesses c(t, τ) durch die Anzapfungsverstärkungs-Kreuzkorrelationsfunktion R_cc(t₁, τ₁, t₂, τ₂) = E{c(t₁, τ₁)c·(t₂, τ₂)} gegeben. Im Fall von stationär unkorrelierten Streuern im weiten Sinne (WSSUS) gilt Rcc(t1, τ1, t2, τ2) = Rcc(t1 – t2, τ1)δ(τ1 – τ2) = Rcc(t, τ1)δ(τ1 – τ2). (7)
Häufig ist es möglich, die Anzapfungsverstärkungs-Korrelationsfunktion in Produktform zu schreiben: Rcc(t, τ) = Rc(t)·Φc(τ) (8)wobei Φ_c(τ) das Verzögerungsleistungsdichteprofil und R_c(t) die normierte Autokorrelationsfunktion mit R_c(0) = 1 ist. Die Fouriertransformation S_c(f) von R_c(t) ist das Dopplerspektrum des Kanal-Fading-Prozesses. Unter der Annahme isotroper Streuung wird R_c(t) gewöhnlich folgendermaßen modelliert Rc(t) = Jo(2πfDt) (9)wobei J_o(x) die Besselfunktion der nullten Ordnung ist. Das resultierende Fading-Leistungspektrum ist
B. Das GSM-Kanalmodell
GSM spezifiziert die Ausbreitungsmodelle in bezug auf verschiedene Ausbreitungsumgebungen, um die Fehlerleistungsfähigkeit des Empfängers zu bewerten. Für jede Ausbreitungsbedingung wird der GSM-Breitband-Mehrwege kanal durch die zeitveränderliche Impulsantwort beschrieben, mit einer definierten Menge von Anzapfungsverstärkungen c_n(t) = ρ_n(t)e^iΦn^(t) einer gegebenen mittleren Leistung und Verzögerung τ_n. Der Real- und der Imaginärteil der komplexen Anzapfungen c_n(t) werden als schmalbandige stationäre unabhängige gefärbte Gaußsche Rauschprozesse mit einer Varianz C_n ²/2 modelliert. Bei Anwesenheit einer Sichtlinienkomponente weisen Re[c_n(t)] und Im[c_n(t)] ein Dopplerspektrum des Rician-Typs auf, und die Hüllkurve ρ_n(t) ist Rician-verteilt. Bei Abwesenheit eines dominanten Weges sind Re[c_n(t)] und Im[c_n(t)] Prozesse mit einem Mittelwert von Null mit dem klassischen Dopplerspektrum, und die Hüllkurve folgt der Rayleigh-Verteilung.
In den GSM-Kanälen ist das Rician-Dopplerspektrum nur für die erste Anzapfung des Modells und ländliche Bedingungen (RA) spezifiziert. In allen anderen Fällen, einschließlich des Modells für typische städtische Bedingungen (TU), wird der stochastische Prozeß c_n(t) durch das klassische Dopplerspektrum charakterisiert.
Bei Verwendung der Definition von R_cc erhält man
Aus der Unabhängigkeit der Anzapfungsverstärkungsprozesse und unter der Annahme einer Rayleigh-Verteilung (E{c_n(t)} = 0) gilt
und deshalb
und dabei, gemäß (9), Rc(t1 – t2) = Jo(2πfD(t1 – t2)) (13)und
C. Modell des Empfänger-Front-End
Unter Berücksichtigung von (3), (4) und (1) kann das empfangene Signal (2) folgendermaßen ausgedrückt werden:
wobei
die zeitveränderliche äquivalente Kanalimpulsantwort der Empfängerantenne repräsentiert. Neben der durch den Kanal selbst eingeführten zufälligen Phasenverschiebung können Unvollkommenheit und Unstabilität der Sender- und Empfängeroszillatoren zu einem Trägerfrequenzversatz ν führen. Wenn man mit f(t) die äquivalente Impulsantwort des Empfangsfilters bezeichnet, d.h. das Ergebnis aller Filterstufen in dem Empfänger-Front-End, kann das empfangene Signal nach Abwärtsumsetzung in das Basisband dann folgendermaßen ausgedrückt werden: r(t) = ej(2πvt+θ)y(t) ⊗ f(t) = ej2πvtΣ ibijiq(t, τ = t – iT) + n(t), (17)wobei θ ein konstanter Phasenversatz ist, q(t, τ) = efθ·g(t, τ) ⊗ f(τ) = (18) n(t) = ej(2πvt+θ)·w(t) ⊗ f(t) = (19)und e^j2πvtji q(t, τ) die äquivalente Impulsantwort am Ausgang des Empfänger-Front-End ist.
KANALSCHÄTZUNG
A. Kanalschätzung und +Tracking für einen GSM-Empfänger
Wenn die Frequenzantwort des Empfängerfilters f(t) innerhalb der Bandbreite von x(t) ungefähr flach ist, F(f) = F[f(t)] ≈ 1 für |f| ≤ |B/2 + v|, kann man aus (17)–(19) folgendes schreiben
In einem GSM-Empfänger werden Kanalschätzung und -entzerrung gewöhnlich an einer derotierten und abgetasteten Version des Signals r(t) durchgeführt. Unter der Annahme einer Baud-Raten-Abtastung und der Definition r(k) = j^–kr(kT), n(k) = j^–kn(kT) erhält man
Setzt man
so ergibt sich r(k) = ej2πvkTΣ ibih(k, k – i) + n(k).(23)
Die Kanalimpulsantwort wird gewöhnlich mittels korrelativem Kanal-Sounding geschätzt, wobei die Trainingssequenz-Mittambel des GSM-Bursts verwendet wird. Wenn b_n, n = 0, ..., N_o – 1 die bekannten Trainingsbit bedeuten, wird die Schätzung der l-ten Kanalanzapfung h(k, l) gegeben durch
mit n_o = l + (N₀ – 1)/2, und
Nachdem die Kanalantwort durch Taining an der Burst-Mittambel geschätzt wurde, wird die Variation der Kanalanzapfungen in dem Burst gewöhnlich mittels entscheidungsgerichteter Algorithmen verfolgt, wobei versuchsweise Entscheidungen an dem Entzerrerausgang zurückgekoppelt werden, um die anfängliche Kanalschätzung zu aktualisieren. Als Ergebnis der Tracking-Prozedur werden die Zeitvariationen des Kanals durch die geschätzte Äquivalenteantwort repräsentiert: ĥ(k, l) ≈ ej2πvkTh(k, l) + γ(k, l). (26)
SCHÄTZUNG DER DOPPLER-VERSCHIEBUNG
A. Effekt der Doppler-Verschiebung auf die Phasenvariation der Kanalanzapfungen
Man nehme eine Kenntnis der Gesamtkanalimpulsantwort zu den Zeitpunkten t₀ = k₀T und t₁ = k₁T an. Man bezeichne mit h(k₀, l) und h(k₁, l) die beiden entsprechenden Werte der Q-ten Kanalanzapfung und betrachte die Größe Γ(k0, k1, l) = h(k1, l)h*(k0, l). (27)
Die Phase von (27) ist die Phasenvariation von h(k, ) in der Zeit t₁–t₀. Unter Verwendung von (22) und (21) erhält man
mit g(k, l) = g(t = kT, τ = lT). Einsetzen von (16) in (28) ergibt dann
In dem konkreten Fall, daß man ungefähr die Anwesenheit einer dominanten Sichtlinienkomponente c_n(t) mit Verzögerung τ_n annehmen kann, kann man aus (6) folgendes schreiben:
agr{Γ{k0, k1, l)} ≈ 2πfDn(k1 – k0)T.
Wenn die Anzapfungsverstärkungen c_n(t) jedoch diffuse Streuung repräsentieren (siehe (5)), ist die Analyse der Beziehung zwischen der Phase der rechten Seite von (29) und der Dopplerfrequenz schwierig. Um ein geeignetes Maß des Doppler zu identifizieren, bemerkt man unter Berücksichtigung von (11)
mit Rc(t1 – t0) = J0(2πfD(t1 – t0)) (31)
Deshalb schließt man, daß mit dem klassischen Dopplerspektrum folgendes gilt: arg{E{Γ(k0, k1, l)} = arg{E{g(k1, l)g*(k0, l)} = 0. (33)
Es ist bemerkenswert, daß die Gültigkeit von (33) von der Symmetrie des Dopplerspektrums und nicht von seiner konkreten Form abhängt.
Die obige Besprechung legt nahe, daß eine Schätzung des Doppler auf einem Maß der Statistik der Phasenvariationen von (27), das heißt von Frequenzvariationen der l-ten Kanalanzapfung basieren sollte. Man definiert den Dopplerschätzer 2πψ ^D(k1 – k0)T = (E{(arg{Q(Γ)})2})1/2, (34)wobei Q(Γ) eine generische Funktion von Γ(k₀, k₁, l), l = 0, ..., L – 1 bedeutet. Ein einfaches Verfahren zum Vermindern des Einflusses der Anzapfungen mit niedrigeren Amplituden besteht darin, Q(Γ) als Summe der Größen Γ(k₀, k₁, l) für alle Kanalanzapfungen zu wählen. Dadurch erhält man
Die Beziehung zwischen ψ ^_D in (35) und der maximalen Dopplerfrequenz f_D ist in 2 für das städtische (TU) Kanalmodell des GSM Typs dargestellt. Die Daten wurden aus den Ergebnissen mehrerer Simulationsdurchgänge gesammelt.
Die Einheitlichkeit der Dopplerschätzungen (35) für verschiedene Mehrwegeverzögerungsprofile kann verbessert werden, indem man die Funktion Q(Γ) = Γ(k₀, k₁, l) mit l = argmax{|g(k, l)|} nimmt.
Das entsprechende Schätzerresultat 2πψ ^D(k1 – k0)T = (E{(arg{Γ(k0, k1, l)})2})1/2 = = (E{(arg{g(k1, l)·g*(k0, l)})2})1/2. (36)
Die Abhängigkeit der geschätzten Doppler-Verschiebung ψ ^_D von der maximalen Dopplerfrequenz f_D für den TU-Kanal ist in 3 gezeigt.
B. Messung der Doppler-Verschiebung unter Verwendung der geschätzten Kanalantwort
Ein auf der Regel (35) basierender praktischer Doppler-Schätzer sollte die geschätzte Kanalimpulsantwort verwenden. Bei Approximation des statistischen Erwartungswert mit einem Zeitmittelwert durch ein gleitendes Fenster wird der Schätzer (35) zu
wobei ĥ_m(k₀, l) und ĥ_m(k₁, l) die geschätzten Kanalantworten an den Rändern des m-ten Bursts sind und die Größe (arg{Σ L1 / l=0Γ_m(κ₀, κ₁, l)})² über MBursts gemittelt wird. Aus (26)–(28) bei Anwesenheit eines Trägerfrequenzfehlers erhält man
mit
Im Fall eines hohen Signal/Rausch-Verhältnisses unter Vernachlässigung des Rauschterms ζ(k₀, k₁, l) ergibt (38)
Deshalb wird die Doppler-Schätzung (37) durch die Anwesenheit eines Trägerfregeunz-Versatzes ν vorbetont. Um dieses Problem zu überwinden, bräuchte man eine Schätzung des Träger-Versatzes. Tatsächlich kann, wenn eine solche Schätzung ν^ν^_m für den m-ten Burst verfügbar ist, der Doppler-Schätzer folgendermaßen modifiziert werden:
was (35) äquivalent ist, solange die Träger-Versatzschätzung nicht durch die Anwesenheit einer Doppler-Verschiebung vorbetont wird. Eine Technik zum Ableiten einer Schätzung des in dem obigen Doppler-Schätzer zu verwendenden Träger-Frequenzversatzes wird im nächsten Unterabschnitt dargestellt.
Die obige Besprechung gilt für den Schätzer (35). Es ist einfach, ein entsprechendes Ergebnis für Gleichung (36) abzuleiten:
C. Schätzung des Trägerfrequenzversatzes
Unter der Annahme E{ζ(k₀, k₁, l)} ≈ 0, folgt aus (38)
Wenn man sich erinnert, daß aus (33) im Fall von Rayleigh-Fading mit symmetrischem Doppler-Spektrum
gilt, erhält man deshalb den Trägerfrequenzversatzschätzer
und solange (42) gilt, erhält man eine Schätzung des Frequenzversatzes, die von der Doppler-Verschiebung nicht abhängt:
Wieder erhält man einen praktischen Schätzer durch Substituieren der zusammengestellten Mittelwerte mit Zeitmittelwerten gemäß
Wobei ĥ_m(k₀, l) und ĥ_m(k₁, l) geschätzte Kanalantworten am Anfang und am Ende des m-ten Bursts sind und die Größe Σ L1 / l=0Γ_m(k₀, k₁, l) über MBursts gemittelt wird.
Ein Algorithmus der Art von (45) wird gewöhnlich in dem digitalen Empfänger einer GSM-Basisstation implementiert, um den Frequenzversatz aufgrund der Sender- und Empfängeroszillatoren zu korrigieren. Die Verfasser beobachten, daß die Qualität der Schätzung hauptsächlich von der Effektivität der Operation der Rauschunterdrückung durch Zeitmittelwert abhängt, und von der Tracking-Leistungsfähigkeit des entscheidungsgerichteten Algorithmus, der die Kanalschätzung an den Rändern des Bursts liefert.
SIMULATIONSERGEBNISSE
Die Leistungsfähigkeit der oben in dem Abschnitt SCHÄTZUNG DER DOPPLER-VERSCHIEBUNG besprochenen Schätzer wurde durch Computersimulationen für den GSM-Übertragungskanal bewertet. Der Simulator enthält GMSK-Modulator, zeitveränderlichen Mehrwegekanal, additives weißes Gaußsches Rauschen und Empfänger-Front-End. Die äquivalente Rausch-Leistungsspektraldichte am Antennenverbinder wurde auf –116 dBm eingestellt. Im Empfänger wird nach dem äquivalenten Basisbandmodell der HF- und ZF-Filter und nach der Demodulation, die durch einen Frequenzfehler ν beeinträchtigt wird, das Signal quantisiert und einem Trellis-Entzerrer zugeführt. Für jeden Burst wird zuerst eine Schätzung des Kanals mittels der GSM-Trainingssequenz-Mittambel berechnet. Mit dem geschätzten Kanal werden dann Schätzungen der übertragenen Bit erzeugt, die wiederum zurückgekoppelt werden, um die Variationen der Kanalimpulsantwort zu verfolgen. Die folgenden Ergebnisse wurden unter Verwendung eines LMS-Tracking-Algorithmus erhalten.
A. Trägerversatz-schätzer
In Übereinstimmung mit der oben präsentierten Analyse zeigen die Simulationsergebnisse für das GSM-TU-Kanalmodell, daß der Trägerversatzschätzer (45) im wesentlichen von der Doppler-Verschiebung unabhängig ist. 4 und 5 zeigen die Leistungsfähigkeit bei idealem Frequenzsprung für einen Empfangssignalpegel von –84 dBm. Man erhält ähnliche Ergebnisse ohne Frequenzsprung. Das Verhalten des Schätzers ist in 6 und 7 zusammengefaßt.
B. Doppler-Verschiebungsschätzer
Die Leistungsfähigkeit des Doppler-Schätzers (40) wurde für den Fall des GSM-TU-Kanals bewertet. In der Simulation wurde die Schätzung des Trägerversatzs aus (45) erhalten. Wie in 8 bis 11 gezeigt, wird der Doppler-Schätzer nicht durch die Anwesenheit eines Trägerfrequenzversatz vorbetont. Aus 10 und 11 kann man ableiten, daß im Fall von Frequenzsprung der geschätzte Doppler erlauben kann, Benutzer mit geringer Mobilität (3 km/h) und hoher Mobilität (100 km/h) bei einem Empfangssignalpegel von –104 dBm zu trennen. Die aus der Simulation von 10000 Bursts bei verschiedenem Signal/Rausch-Verhältnis sind in 12 und 13 zusammengestellt.
Ähnliche Ergebnisse werden mit dem Doppler-Schätzer (41) erhalten. Die Leistungsfähigkeit mit TU-Kanal und Frequenzsprung ist in 14 und 15 gezeigt.
Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform
16 zeigt einen Teil einer Basisstation mit einem Entzerrer 32 und einem Kanalschätzer und -Tracker 34, einem Trägerversatzschätzer 36 und einer Mobilteilnehmerzuteilungsvorrichtung 38, so wie es üblich ist. Der Entzerrer 32 und der Kanalschätzer 34 empfangen beide ankommende Signale, und der Schätzer ist so angeschlossen, daß sowohl dem Entzerrer als auch dem Trägerversatzschätzer ein Kanalschätzungssignal zugeführt wird.
Außerdem ist ein Doppler-Verschiebungsschätzer 40 angeschlossen, um Signale aus dem Kanalschätzer 34 und auch aus dem Trägerversatzschätzer 36 zu empfangen. Der Ausgang des Doppler-Verschiebungsschätzer ist mit Zuteilungsvorrichtung 38 verbunden.
17 zeigt die grundlegenden Schritte der Signalverarbeitung unter Berücksichtigung eines Bursts und/oder Zeitschlitzes. Der m-te Burst ist angegeben und die Richtung von zunehmendem k, wobei k die Bitnummer ist. Der Burst wird durch einen Kanal empfangen, dessen äquivalentes zeitdiskretes Modell L – 1 Kanalanzapfungen aufweist, wobei die Anzapfungen in einem Zeitabstand T liegen. Der Real- und der Imaginärteil jeder Anzapfung entwickeln sich zeitlich unabhängig voneinander und unabhängig von den anderen Anzapfungen. Innerhalb eines Bursts kann durch Berechnungen aus dem mittleren Bit k₀ nach außen zu jedem Ende des Bursts (Bit k₁) die Geschwindigkeit der mobilen Einrichtung geschätzt werden. Das Ziel besteht wie oben erläutert darin, daß die aus den Frequenzvariationen der -ten Kanalanzapfung abgeleiteten Phasenvariationen zu messen sind.
Der erste Schritt besteht darin, daß der Schätzer 34 die -te Anzapfung der Kanalimpulsantwort für die Zeitindizes k₀, k₁ schätzt, nämlich h(k₀, l) und h(k₁, l). Die Größe Γ(k₀, k₁, l) wird dann im Schritt 52 berechnet (Gleichung 27).
Die Funktion Q(Γ(k₀, k₁, l) wird im Schritt 54 berechnet (Gleichung 34), und ihr Argument im Schritt 56 abgeleitet, wodurch das erste Signal bereitgestellt wird.
Gleichzeitig wird in den Blöcken 58, 60 und 62 die Trägerfrequenzversatzschätzung abgeleitet. Im Schritt 58 wird die Summe der Größen Γ(k₀, k₁, l) für l = 0, ..., L – 1 berechnet; ihre zeitliche Mittelung wird im Schritt 60 durchgeführt, und das Argument des resultierenden Signals 9 wird im Schritt 62 (Gleichung 45) genommen, wodurch das zweite Signal bereitgestellt wird. Der geschätzte Trägerversatz am Ausgang von Block 62 wird in einem Subtraktionsknoten 42 subtrahiert, und der quadrierte Wert der Differenz (64) wird zeitlich gemittelt (66) und einer Quadratwurzeleinrichtung 68 zugeführt, wodurch die geschätzte (RMS-)Doppler-Verschiebung bereitgestellt wird. Die geschätzte Geschwindigkeit der mobilen Einrichtung kann dann aus der geschätzten Doppler-Verschiebung abgeleitet werden, und diese Informationen können bei der Zuteilung des Mobilteilnehmers zu einer Mikrozelle oder einer Makrozelle je nach Fall verwendet werden.
Es ist ersichtlich, daß, obwohl es bekannt ist, wie eine Schätzung des Trägerfrequenzversatzes in einem Mobilsystem bestimmt werden kann, es zuvor nicht ausgenutzt wurde, daß unter der Annahme eines symmetrischen Dopplerspektrums der Versatz von der Doppler-Verschiebung unabhängig ist. Die vorliegende Erfindung hängt von dieser Erkenntnis ab.
Fachleuten werden im Hinblick auf die obige Offenlegung ohne weiteres mehrere weitere Modifikationen der Erfindung offensichtlich sein. Der Schutzumfang der vorliegenden Erfindung sollte aus den folgenden Ansprüchen interpretiert werden, sofern diese Ansprüche im Hinblick auf die Offenlegung gelesen werden.

Claims

Verfahren der Bestimmung der Geschwindigkeit eines Mobilteilnehmers in einem mobilen Telekommunikationssystem mit folgenden Schritten: (a) Ableiten eines ersten, auf eine Phasenvariation bezogenen Signals in einem Zeitintervall, das ein Burst oder ein Bruchteil eines Bursts ist, einem oder mehreren Anzapfungen einer äquivalenten Kanalimpulsantwort am Eingang eines Kanalentzerrers in einem Basisstationsempfänger, der das Signal empfängt, (b) Ableiten eines zweiten, auf den Trägerfrequenzversatz des am Basisstationsempfänger empfangenen Signals bezogenen Signals, (c) Subtrahieren des zweiten Signals vom ersten Signal, und (d) Ableiten eines dritten, auf die Doppler-Frequenzverschiebung bezogenen Signals aus der Differenz.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem das erste Signal für jedes Zeitintervall durch Berechnen einer Menge für jede Kanalanzapfung abgeleitet wird, deren Phase die von der Anzapfung in diesem Zeitintervall erfahrene Phasendifferenz ist; Berechnen der Summe der Mengen; und Ableiten des Arguments der Summe.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem das erste Signal für jedes Zeitintervall durch Berechnen einer Menge für jede Anzapfung abgeleitet wird, deren Phase die durch diese Anzapfung in diesem Zeitintervall erfahrene Phasendifferenz ist; Auswählen der der Anzapfung mit der höchsten Amplitude entsprechenden Menge; und Ableiten des Arguments dieser Menge.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem das zweite Signal für jedes Zeitintervall durch Berechnen einer Menge für jede Anzapfung abgeleitet wird, deren Phase die durch diese Anzapfung in diesem Zeitintervall erfahrene Phasendifferenz ist; Berechnen der Summe der Mengen; Berechnen des Mittelwerts der Summe über die auf den letzten Bursts und mehrere vorhergehende Bursts bezogene Zeitintervalle; und Ableiten des Arguments der Summe.
Verfahren nach Anspruch 4, bei dem das dritte Signal aus der Differenz zwischen dem ersten und zweiten Signal durch Quadrieren der Differenz abgeleitet wird; Ableiten des Mittelwerts des quadrierten Werts über auf den letzten Bursts und mehrere vorhergehende Bursts bezogene Zeitintervalle; und Ableiten der Quadratwurzel des Mittelwerts.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die Kanalimpulsantwort an beiden Rändern jedes Zeitintervalls geschätzt wird.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem eine Mehrzahl von dritten Signalen abgeleitet werden, die sich auf die Doppler-Frequenzverschiebung von durch den Basisstationsempfänger entlang unterschiedlicher Mehrwegekanäle empfangenen Signalen beziehen.
Mobiltelekommunikationssystem mit mindestens einem mobilen Sender/Empfänger und einer Basisstation mit einem Sender/Empfänger, wobei der Basisstationsempfänger einen Kanalentzerrer (32) aufweist, wobei weiterhin erste Mittel (34, 52, 54, 56) zum Ableiten eines ersten, auf eine Phasenvariation bezogenen Signals in einem Zeitintervall, das ein Burst oder ein Bruchteil eines Bursts ist, von einer oder mehreren Anzapfungen einer äquivalenten Kanalimpulsantwort am Eingang des Entzerrers vorgesehen sind; zweitem Mittel (34, 52, 58, 60) zum Ableiten eines zweiten, auf den Trägerfrequenzversatz des im Basisstationsempfänger empfangenen Signals; Subtrahiermittel (42) zum Abziehen des zweiten Signals vom ersten Signal; und Berechnungsmitteln (64, 66, 68) zum Berechnen eines dritten, auf die Doppler-Frequenzverschiebung eines, von einem mobilen Sender/Empfänger empfangenen Signals bezogenen Signals aus der Differenz.
System nach Anspruch 8, bei dem die Berechnungsmittel zum Berechnen der Geschwindigkeit des Mobilteilnehmers angeordnet sind.
System nach Anspruch 8 oder Anspruch 9, bei dem die Berechnungsmittel mit Zuteilungsmitteln in der Basisstation verbunden sind, durch die ein Mobilteilnehmer einer Mikrozelle oder Makrozelle des Telekommunikationssystems zugeteilt wird.