DE69830558T2

DE69830558T2 - Duobinärkodierungs- und modulationstechnik für optische nachrichtensysteme

Info

Publication number: DE69830558T2
Application number: DE69830558T
Authority: DE
Inventors: Masoud Vaziri; S. Maurice O'SULLIVAN; W. Terry TARASCHUK; Glen Alan SOLHEIM; Byron Kim ROBERTS
Original assignee: Nortel Networks Ltd
Current assignee: Nortel Networks Ltd
Priority date: 1997-03-27
Filing date: 1998-03-25
Publication date: 2005-11-03
Anticipated expiration: 2018-03-26
Also published as: AU709464B2; JPH11512277A; EP0920731A1; US5892858A; CA2253614A1; WO1998044635A1; EP0920731B1; CA2253614C; DE69830558D1; JP3371911B2; AU6817198A

Description

Hintergrund der Erfindung Gebiet der Erfindung
Diese Erfindung ist auf eine Codierungs- und Modulationstechnik für Kommunikationssysteme und insbesondere auf eine duobinäre Codierungs- und Modulationstechnik für optische Übertragungssysteme gerichtet.
Stand der Technik
In der Langstrecken-Lichtleitfaser-Telekommunikation mit hoher Bitrate sind eine geeignete Codierung und Modulation des Signals für die Übertragung wesentlich. Wenn der Bedarf an Bitraten von 10 Gb/s oder mehr wächst, werden bestimmte von Natur aus gegebene Beschränkungen des Senders und der Lichtleitfaser wirksam. Eine dieser Beschränkungen ist die chromatische Dispersion, die weniger kritisch ist, wenn die Modulationsbandbreite des optischen Signals verringert wird.
Codierung
Die duobinäre Signalisierung wurde vor einigen Jahrzehnten eingeführt und ihre Einzelheiten können beispielsweise in der Veröffentlichung „Introduction To Telecommunication Systems" von F. G. Stremler, Addison-Wesley Publishing Company, 2. Ausgabe, 1982 gefunden werden. In binären Übertragungssystemen werden lediglich zwei Symbole „d" und „n" verwendet, und die Informationsbits nehmen insbesondere zwei Werte an, eine logische „1" und eine logische „0". Eines dieser zwei möglichen Signale wird während jedes T-Sekunden-Signalisierungsintervalls ausgesandt. Die duobinäre Signalisierung verwendet zwei Pegel für die von Null abweichenden Signale, beispielsweise „–1" und "1", was zu drei Symbolen „–1", „0" und „1" führt. Wenn ein binäres Signal eine Bandbreite von B² benötigt, so ist die Bandbreite für die duobinäre Signalisierung in der Theorie B = B²/2. Somit hat das duobinäre Signal die Hälfte der Übertragungsbandbreite des binären Signals für die Codierung der gleichen Information. Daher kann diese Art von Signalisierung dazu verwendet werden, die Effekte der Dispersion zu verringern, wodurch andererseits die hohe Zwischenzeichen-Störung bei langen Übertragungsentfernungen verringert wird.
Es gibt eine Anzahl von Lösungen zum Konstruieren einer duobinären Sequenz aus einer binären Sequenz. Im Allgemeinen beruht jedes duobinäre Codierschema auf der Einführung einer Zwischenzeichen-Interferenz(ISI), die in einer derartigen Weise gesteuert wird, dass sie lediglich von dem unmittelbar vorhergehenden Symbol stammt. Gemäß einem derzeit verwendeten Schema werden zwei aufeinanderfolgende binäre Eingänge derart addiert, dass y_k = x_k + x_k-1, ist, worin x_k die Eingangsfolge und y_k die Ausgangsfolge ist. Für diese Lösung muss der Empfänger die Gleichung x'_k = y_k + x'_k-1, lösen, worin x' der decodierte binäre Datenstrom ist. Eine Lösung dieser Gleichung bedingt die Bereitstellung zusätzlicher Schaltungen an den Empfänger. Zusätzlich neigen Decodierfehler dazu, sich in dem System gemäß dieser Lösung auszubreiten.
Eine weitere bekannte Lösung besteht darin, die binären Daten zunächst unter Verwendung einer EXKLUSIV-ODER- (XOR-) Operation, p_k = x_k ⊕ p_k-1, vorzucodieren. Die EXKLUSIV-ODER-codierte binäre Folge p_k wird dann dazu verwendet, ein sich zeitlich änderndes Binärsignal zu bilden. Hierdurch wird die Decodierregel vereinfacht, weil der Empfänger jede binäre Entscheidung lediglich auf der Grundlage der laufenden empfangenden Abtastprobe macht, und die ISI immer noch kontrolliert wird. Somit ist an dem Empfänger x'_k = 0, wenn y_k = ± d ist, und x'_k = 1, wenn y_k = 0 ist.
Das US-Patent 5 408 500 (Ginzburg et al. vom 18. April 1995 und übertragen auf Digital Equipment Corporation) offenbart eine derartige duobinäre Codierungstechnik zur Übertragung von Hochgeschwindigkeitssignalen über ein verdrilltes Aderpaar. Auf die duobinäre Codierung folgt eine geeignete Filterung des codierten Signals. Die resultierende duobinäre Sequenz ist äquivalent zu dem binären Eingang, jedoch mit der Ausnahme, dass die ursprünglichen binären x_k = 1 entweder als + oder als – Zeichenpegel codiert werden. Wenn die binären Eingangs- "1"-Werte durch eine ungerade Anzahl von „0"-Werten getrennt sind, so werden die „1"-Werte als Impulse mit entgegengesetzter Polarität in der duobinären Sequenz codiert. Wenn die binären Eingangs-"1"-Werte durch eine gradzahlige Anzahl von „0"-Werten getrennt sind, so werden die „1"-Werte als Impulse mit der gleichen Polarität in der duobinären Sequenz codiert.
Die bei der vorstehenden Technik erforderliche Vorcodierungs-Operation führt jedoch zu einer komplizierten Struktur des Senders.
Modulation
Die meisten Lichtleitfaser-Sender verwenden einen externen Modulator. In vielen Fällen ist die Lichtquelle des Senders ein Halbleiter-Laser, der in einer Dauerstrich-(CW-) Betriebsart arbeitet, und der externe Modulator ändert die Phase des CW-Signals mit der passenden Bitrate. Eine derartiger Modulator ist ein Mach-Zehnder-(M-Z-) Interferometer. Ein M-Z-Interferometer umfasst ein Paar von Wellenleiter-Kanälen oder Armen, die zwischen einem Lichtwellenleiter-Teiler und einem Lichtwellenleiter-Kombinierer angeschlossen sind. Die Lichtquelle wird optisch mit dem Wellenleiter-Teiler gekoppelt, der als ein Y-Verzweigungs-Teiler oder Richtkoppler dient. Die zwei Lichtstrahlen von dem Teiler breiten sich durch die Wellenleiter-Arme aus und werden von dem Wellenleiter-Kombinierer wieder miteinander vereinigt. Das wieder kombinierte Licht verlässt den Ausgangsanschluss des Wellenleiter-Kombinierers und wird dann optisch mit einer Lichtleitfaser zur Übertragung gekoppelt.
Das optische M-Z-Interferometer arbeitet nach dem Prinzip der Interferenz zwischen den zwei von einer gemeinsamen Lichtwelle am Eingangsanschluss des Modulators abgetrennten Lichtwellen an dem Punkt ihrer erneuten Kombination in der Nähe des Ausgangsanschlusses des Modulators. Der Interferenz-Zustand wird durch die Differenz zwischen Entfernungen gesteuert, die von diesen zwei Wellen zwischen dem Punkt der Abtrennung und dem Punkt der erneuten Kombination durchlaufen werden. Diese Entfernungen werden durch Ändern der optischen Indizes der zwei Wellenleiter gesteuert, die die optischen Pfade zwischen der Trennung und der erneuten Kombination bilden.
Es ist allgemeine Praxis, einen bestimmten Interferenzzustand trotz Wellenleiter-Änderungen bei der Modulatorherstellung dadurch sicherzustellen, dass die sich ändernden Ansteuerspannungen, die zur Modulation des Interferenzzustandes verwendet werden, mit einer im Wesentlichen konstanten Vorspannung kombiniert werden. Dies erfolgt in vielen Fällen unter Verwendung einer Vorspannungs-T-Anordnung. Im Folgenden wird angenommen, dass der Modulator in geeigneter Weise vorgespannt wurde. In M-Z-Interferometer-Modulatoren mit einer Konfiguration mit drei Elektroden sind eine erste und eine zweite Elektrode jeweils einem Lichtwellenleiter-Arm zugeordnet. Diese werden auch als Wanderwellen-Elektroden bezeichnet. Eine dritte Elektrode ist im Allgemeinen zwischen den Armen angeordnet.
Bei einer Ein-Arm- oder Einzelarm-Modulation wird eine Ansteuerspannung, die sich zwischen 0 und –Vp ändert, an die erste Elektrode geliefert, während die zweite Elektrode auf einer konstanten Vorspannung gehalten wird. In nachteiliger Weise bewirkt die verfügbare Ansteuerspannung bei diesem Modulationsverfahren eine Phasenverschiebung in lediglich dem Arm, der der ersten Elektrode zugeordnet ist, wodurch die erzielbare Modulationstiefe für eine vorgegebene Spannung im Vergleich mit anderen hier beschriebenen Verfahren begrenzt wird.
Bei der Modulation beider Arme oder der Doppelarm-Modulation wird die Spannung auf die zwei Arme aufgeteilt, beispielsweise 0 bis –Vp/2 auf einem Arm und –Vp/2 bis –Vp auf dem anderen Arm, und die dritte Elektrode wird mit Erde verbunden. Dieses Phasenverschiebungs-Modulationsverfahren ist als Gegentakt bekannt.
In beiden vorstehenden Modulationstechniken kommen bei Fehlen einer Modulationsspannung die zwei Strahlen an dem Wellenleiter-Kombinierer gleichphasig an, was ein Intensitätsmaximum oder einen „Ein"-Zustand ergibt. Umgekehrt führt eine an einen oder beide Arme angelegte Modulationsspannung zu einer Differenz-Phasenänderung, was zu einem Intensitätsminimum oder einem „Aus"-Zustand führt. Als solche nutzt die Gegentakt-Konfiguration die Ansteuerspannung in effizienterer Weise, als die Modulation mit einem Arm, weil für eine vorgegebene Spannung die doppelte resultierende Phasenverschiebung erzielt wird.
Die bekannte Literatur über Experimente unter Verwendung der vorstehend beschriebenen duobinären Vorcodierungs- und Modulationstechniken kann entsprechend der Wahl der Vorspannung für den externen Modulator und die Intensitätspegel des Ansteuersignals klassifiziert werden. In der ersten Gruppe werden drei voneinander getrennte optische Intensitätspegel durch das duobinäre Ansteuersignal erzeugt, wie dies in der Veröffentlichung „Extended 10 Gb/s Fiber Transmission Distance at 1538 nm Using a Duobinary Receiver" von G. May et al., IEEE Photonics Technology Letters, Band 6, Nr. 5, 1994 beschrieben ist (nachfolgend als Druckschrift [1]) bezeichnet. In der zweiten Gruppe erzeugt die duobinäre Ansteuerung zwei Intensitätspegel, wie dies in den Veröffentlichungen „Reduced Bandwidth Optical Digital Intensity Modulation With Improved Chromatic Dispersion Tolerance" von A. J. Price et al., Electronic Letters, Band 31, Nr. 1, 1995 (nachfolgend als Druckschrift [2] bezeichnet) und „Optical Duobinary Transmission System With No Receiver Sensitivity Degradation" von K. Yonenga et al., Electronic Letters, Band 31, Nr. 4, 1995 (nachfolgend als Druckschrift [3] bezeichnet), und „210 km Repeaters 10 Gb/s Transmission Experiment Through Non Dispersion-Shifted Fiber Using Partial Response Scheme" von A. J. Price et. al., IEEE Photonics Technology Letters, Band 7, Nr. 10, 1995 beschrieben ist (nachfolgend als Druckschrift [4] bezeichnet). Diese letztere Lösung vereinfacht das Detektionsschema, doch kann keine der Techniken die Signalbandbreite immer um einen Faktor von zwei verringern.
Die Druckschrift [1] beschreibt ein duobinäres System, das zusätzliche Schaltungen sowohl an dem Sender als auch dem Empfänger erfordert, um Signale mit drei Pegeln zu berücksichtigen. Der Sender schließt einen Codierer mit einem XOR-Verknüpfungsglied mit einem verzögerten Rückführungspfad zur Bestimmung jedes Symbols der duobinären Sequenz aus dem derzeitigen und dem vorhergehenden Symbol ein. Der Empfänger umfasst zwei Entscheidungsschaltungen, von denen eine einen niedrigen Schwellenwert zur Unterscheidung eines „0"-Pegels von einem „1"-Pegel aufweist, während die andere einen hohen Schwellenwert zur Unterscheidung eines „1"-Pegels von einem „2"-Pegel aufweist. Die Versuche führten zu dem Ergebnis, dass die Dispersion über den untersuchten Entfernungsbereich eine geringere Wirkung auf den duobinären Empfänger als auf den binären Empfänger hatte. Es muss jedoch zusätzliche Hardware an dem Empfänger zum Decodieren des ankommenden Signals installiert werden, mit der sich daraus ergebenden Einbuße an Empfänger-Empfindlichkeit.
Die Druckschriften [2], [3] und [4] offenbaren ein Modulationsschema, bei dem zwei Intensitätspegel nach der Modulation eines Trägersignals einer duobinären Sequenz gewonnen werden. Das optische Signal weist einen in der Mitte liegenden Pegel, der zu einer maximalen Auslöschung, dem optischen „0"-Pegel, führt, und zwei äußere Pegel auf, die zu gleichen Intensitäten führen, dem optischen „1"-Pegel. Das optische Signal weist Charakteristiken auf, die die Anforderungen vorhandener SDH- und SONET-Schnittstellennormen erfüllen, so dass ein üblicher Empfänger für den Empfang erforderlich ist. Die in diesen Druckschriften erläuterten Beispiele verwenden jedoch einen differenziell codierten Datenstrom mit einer Vorspannung für die Mach-Zehnder-Modulation um den Punkt der maximalen Auslöschung zum Nullsetzen des optischen Trägers mit der hierzu erforderlichen Steuerschaltung.
Weil diese Druckschriften übliche duobinäre Codiertechniken offenbaren, die die Vorcodierung des Signals und Gegentakt- oder Einzelarm-Modulationsverfahren beinhalten, leiden sie alle an den vorstehend beschriebenen Nachteilen.
Die Veröffentlichung „Unipolar/bipolar circuit eases data flow" in Electrical Design News, Band 30, Nr. 22, Seite 208, November 1985, offenbart eine Konverterschaltung, bei der der Ausgang Null ist, wenn der Eingang Null ist, während anderenfalls der Ausgang einen der zwei duobinären Pegel annimmt.
Es besteht ein Bedarf an einer duobinären Codiertechnik, die einfach ist, keine zusätzlichen Schaltungen an dem Empfänger erfordert, eine einfach zu realisierende Codierschaltung verwendet und ein codiertes Signal mit einer geringen Gleichspannungskomponente und einer verringerten Übertragungsbandbreite ergibt.
Es besteht weiterhin ein Bedarf an einem Modulationsverfahren, das in effizienter Weise im Hochgeschwindigkeitsbetrieb verwendet werden kann, spannungseffizient ist und für die Verwendung mit einer duobinären Codiertechnik geeignet ist, um eine verringerte Bandbreite des ausgesandten Signals zu erzielen und die Lebensdauer des externen Modulators zu vergrößern.
Zusammenfassung der Erfindung
Es ist ein Ziel dieser Erfindung, eine duobinäre Codier- und Modulationstechnik für optische Kommunikationssysteme zu schaffen, die die von Natur aus bei den bekannten Techniken vorhandenen Nachteile verringert.
Es ist ein weiteres Ziel der Erfindung, eine duobinäre Codierschaltung zu schaffen, die zur Ansteuerung eines externen Modulators verwendet wird, wobei keine Vorcodierungs-Schaltung an der Senderseite erforderlich ist und keine zusätzliche Decodierungsschaltung an der Empfängerseite erforderlich ist. Die Codierschaltung gemäß dieser Erfindung verhält sich auch als ein bandbegrenzendes Element.
Es ist ein weiteres Ziel der Erfindung, eine duobinäre Codiertechnik zu schaffen, die einfach ist, ein Modulationssignal im Wesentlichen ohne Gleichspannungskomponente liefert und einen Bandbreiten-Verringerungsfaktor von im Wesentlichen zwei für eine vorgegebene Symbolrate ergibt.
Gemäß der Erfindung wird ein optisches Modulationsverfahren zum Codieren einer binären Eingangs-Sequenz x(0,1) zur Erzielung einer duobinären Modulationssequenz y(+1,0,–1) geschaffen, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren die folgenden Schritte umfasst:
Erzeugen, aus der Eingangssequenz x(0,1), eines binären Schaltsignals Q (0,1), das einen derzeitigen Logikwert beibehält, wenn die Eingangssequenz x(0,1) eines von Folgendem umfasst: eine Folge von Bits x_k = 0, eine Folge von Bits x_k = 1 und eine Folge von Bits x_k = 0, x_k+1 = 1, und das auf den entgegengesetzten Logikwert umschaltet, wenn die Eingangssequenz x(0,1) eine Folge von Bits x_k = 1, x_k+1 = 0 umfasst;
logisches Addieren der binären Eingangssequenz x(0,1) und des Schaltsignals Q(0,1) zum Gewinnen einer ersten Binärsequenz a(0,1);
logisches Addieren der binären Eingangssequenz x(0,1) und des Komplements Q (1,0) des Schaltsignals zur Erzielung einer zweiten Binärsequenz b(0,1);
Kombinieren der ersten und zweiten Binärsequenzen zur Gewinnung der duobinären Ausgangssequenz y(+1,0,–1);
Erzeugen eines Ansteuersignals aus der Ausgangssequenz y(+1,0,–1); und Ansteuern eines externen optischen Modulators unter Verwendung des Ansteuersignals,
wobei der externe optische Modulator einen ersten und einen zweiten Wanderwellen-Wellenleiter, einen Teiler zwischen einem Eingangsanschluss und den ersten und zweiten Wanderwellen-Wellenleitern, einen Kombinierer zwischen den ersten und zweiten Wanderwellen-Wellenleitern und einem Ausgangsanschluss, eine erste und eine zweite Wanderwellen-Elektrode, die jeweils dem jeweiligen ersten und zweiten Wanderwellen-Wellenleiter zugeordnet sind, und eine Steuerelektrode aufweist, und wobei die Ansteuerung des externen Modulators Folgendes umfasst:
die Wechselspannungs-Kopplung des Ansteuersignals an den externen optischen Modulator; und
die Modulation eines optischen Dauerstrich- (CW-) Trägersignals mit dem Ansteuersignal unter Verwendung des externen optischen Modulators durch Anlegen einer Vorspannung V_Bias zwischen den ersten und zweiten Wanderwellen-Elektroden; und
Anlegendes Ansteuersignals an die Steuerelektrode.
Die Erfindung ergibt weiterhin einen optischen Modulator, der Folgendes umfasst:
eine Codiereinrichtung zum Codieren einer binären Eingangssequenz x(0,1) auf eine duobinäre Ausgangssequenz y(+1,0–1); und
einen Treiber zum Empfang der duobinären Ausgangssequenz y(+1,0–1) und zur Erzeugung eines Ansteuersignals für den optischen Modulator, dadurch gekennzeichnet, dass die Codiereinrichtung Folgendes umfasst:
Einrichtungen zur Erzeugung eines binären Schaltsignals Q(0,1);
eine erste UND-Schaltung zum Empfang der binären Eingangssequenz x(0,1) und des Schaltsignals Q(0,1) und zur Lieferung einer ersten binären Sequenz a(0,1);
eine zweite UND-Schaltung zum Empfang der binären Eingangssequenz x(0,1) und des Komplements Q(1,0) des Schaltsignals zum Gewinnen einer zweiten binären Sequenz b(0,1);
einen Summierer zur Verarbeitung der ersten und zweiten binären Sequenzen zur Gewinnung der Ausgangssequenz y(+1,0,–1) an einem Ausgangsanschluss;
Einrichtungen zur Erzeugung eines Ansteuersignals aus der Ausgangssequenz y(+1,0,–1);
und dass der optische Modulator weiterhin einen externen optischen Modulator umfasst, der durch das Ansteuersignal angesteuert wird und Folgendes umfasst:
erste und zweite Wanderwellen-Wellenleiter;
einen Teiler zwischen einem Eingangsanschluss und den ersten und zweiten Wanderwellen-Wellenleitern;
einen Kombinierer zwischen den ersten und zweiten Wanderwellen-Wellenleitern und einem Ausgangsanschluss;
eine erste und eine zweite Wanderwellen-Elektrode, die jeweils einem jeweiligen ersten und zweiten Wanderwellen-Wellenleiter zugeordnet sind; und
eine Steuerelektrode, an die das Ansteuersignal angelegt ist, und wobei der Modulator durch eine Wechselspannungskopplung des Ansteuersignals an den Modulator angesteuert wird und ein optisches Dauerstrich-(CW-) Trägersignal mit dem Ansteuersignal unter Verwendung des externen optischen Modulators durch Anlegen einer Vorspannung V_Bias zwischen den ersten und zweiten Wanderwellen-Elektroden moduliert.
In vorteilhafter Weise kann die Technik gemäß dieser Erfindung einen binären Eingang auf einen duobinären Ausgang unabhängig von der ankommenden Datenrate umwandeln. Entsprechend wird eine Bandbreitenverringerung um einen Faktor von zwei erzielt, was bei dem üblichen duobinären Schema nicht der Fall ist. Das gemäß der Erfindung erzeugte codierte Signal hat weiterhin eine kleinere Gleichspannungskomponente. Die kleinere Gleichspannungskomponente führt zu einer besseren Unterdrückung der Trägerfrequenz. Dies verschiebt andererseits den Einsatz des simulierten Brillouin-Streu-Schwellenwertes auf höhere Einspeiseleistungen. Entsprechend kann eine höhere optische Leistung in die Lichtleitfasern eingespeist werden.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die vorstehenden und andere Ziele, Merkmale und Vorteile der Erfindung werden aus der folgenden ausführlicheren Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele ersichtlich, wie sie in den beigefügten Zeichnungen gezeigt sind, in denen:
1 die Codierschaltung gemäß dieser Erfindung zeigt;
1A die Codierschaltung für eine M-Z-Modulatorkonfiguration zeigt, die differenziell angesteuert wird;
2A ein Schaltbild des Addierers der Codierschaltung ist;
2B die Wahrheitstabelle für den Addierer ist;
3 das Prinzip der Modulation zeigt; und
4 ein Diagramm der gefilterten spektralen Leistungsdichte gegenüber der Frequenz eines Signals zeigt, das gemäß der Erfindung und nach dem Stand der Technik codiert ist.
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform
Gemäß den klassischen duobinären Codiertechniken wird eine Vorcodierung an einem binären Eingangssignal x(0,1) ausgeführt, um ein vorcodiertes Signal p(0,1) zu gewinnen, wobei die Gleichung p_k = XOR(x_k, p_k–1) verwendet wird. Als nächstes werden „0"-Werte durch „–1"-Werte in dem vorcodierten Signal ersetzt, um eine Folge oder Sequenz p'(0,1,–1) zu gewinnen, und die Ansteuersequenz wird durch eine weitere Operation y_k = p'_k–1 + p'_k gewonnen. Als Ergebnis wird für irgendeine ungeradzahlige Anzahl von „1"-Werten in einer Reihe die Modulationsbandbreite des Ansteuersignals um einen Faktor von zwei verringert. Außerdem hat das E-Feld keine Komponente bei der Trägerfrequenz. Dies ist jedoch nicht bei einer Eingangssequenz der Fall, die eine geradzahlige Anzahl von aufeinanderfolgenden „1"-Werten hat, wie dies in den Beispielen der Tabelle 1 gezeigt ist.
Tabelle 1: Beispiele von Eingangs-Bitsequenzen, die ähnliche duobinäre Sequenzen ergeben (Stand der Technik)
In den vorstehenden Beispielen ist die Bandbreite des Ansteuersignals identisch zu der Bandbreite des binären Eingangssignals, und die Gleichspannungskomponente ist die gleiche wie die des binären Eingangssignals. Daher beseitigt dieses Schema die Gleichspannungskomponente nicht allgemein, sondern es reduziert die Gleichspannung für bestimmte Muster.
Die duobinäre Codierung gemäß der vorliegenden Erfindung betrifft lediglich von Null abweichende Eingangsbits. Ein Eingangsbit „0" führt zu einem „0"-Ausgangsbit. Die Eingangsbits „1" werden durch Ausgangsbits „1" oder „–1" ersetzt. Dies erfolgt in einer derartigen Weise, dass die einzigen zulässigen Übergänge an dem Ausgang von „1" auf irgendeine Anzahl von „0"-Werten und auf „–1" oder umgekehrt sind. Auf diese Weise ist die Anzahl von „1"-Werten in dem Ansteuersignal im Wesentlichen gleich der Anzahl der „–1"-Werte. Entsprechend wird eine maximale Reduzierung der Gleichspannungskomponente erzielt.
1 zeigt die Blöcke, die zur Durchführung der duobinären Codierungs- und Modulationsoperationen gemäß der Erfindung verwendet werden. Eine Codierschaltung 1 empfängt eine binäre Eingangssequenz x(0,1) an dem Eingang 3 und liefert die duobinäre Ausgangssequenz y(0,1,–1) am Ausgang 5. Die Ausgangssequenz y(0,1,–1) wird als Eingang dem Treiber 7 zugeführt, der das Ansteuersignal 12 an die Elektrode 19 des Modulators 9 liefert.
Der in der Ausführungsform nach 1 gezeigte Modulator 9 ist ein Mach-Zehnder-Interferometer. Eine Vorspannung V_Bi _as wird zwischen den Wanderwellen-Elektroden 15 und 17 angelegt. Ein Laser 11 liefert ein optisches CW-Trägersignal 14 an den Eingangsanschluss 8 des optischen Wellenleiter-Teilers des Modulators 9 in einer bekannten Weise. Ein moduliertes optisches Signal 16 wird am Ausgangsanschluss 10 des Wellenleiter-Kombinierers des Modulators gewonnen und in die Lichtleitfaser 13 für die Aussendung eingekoppelt.
Die Codierschaltung 1 umfasst eine D-Flip-Flop-Schaltung 21, deren invertierender Ausgang Q mit dem D-Eingang verbunden ist, um eine Verzögerung mit einer Periode T zu gewinnen, die erforderlich ist, um gleichzeitig die Bits x_k und x_k–1 zu gewinnen. Der Binärstrom x(0,1) wird dem Takteingang der Flip-Flop-Schaltung 21 zugeführt. Der Zustand dieser Flip-Flop-Schaltung nach jedem Bit x_k ist gleich dem Eingang (D) vor dem Bit x_k, oder mit anderen Worten x_k = D. Auf diese Weise behält immer dann, wenn die Eingangssequenz x(0,1) eine Folge von „0"-Werten, eine Folge von „1"-Werten oder ein „0" Bit gefolgt von einem „1" Bit umfasst, die Flip-Flop-Schaltung 21 ihren vorhergehenden Zustand bei, der eine logische „0" mit Q = 0, Q = 1 oder eine logische „1" mit Q = 1, Q = 0 sein könnte. Immer dann, wenn auf ein logisches „1"-y_k-Bit eine logische „0" folgt, ändert die Flip-Flop-Schaltung 21 ihren Zustand. Dies ist in den Reihen 2 und 3 der nachfolgenden Tabellen 2 und 3 gezeigt.
Der Binärstrom x(0,1) wird weiterhin einem Eingang eines ersten UND-Verknüpfungsgliedes 23 und einem Eingang eines zweiten UND-Verknüpfungsgliedes 25 zugeführt. Der zweite Eingang des UND-Verknüpfungsgliedes 23 empfängt den Ausgang Q der Flip-Flop-Schaltung 21, so dass eine binäre Sequenz a(0,1) am Ausgang des UND-Verknüpfungsgliedes 23 gewonnen wird, wobei jedes Bit a_k der Sequenz a durch a_k = x_k + x_k–1, definiert ist. Dies ist in der Reihe 4 der nachfolgenden Tabellen 2 und 3 gezeigt.
Der zweite Eingang des UND-Verknüpfungsgliedes 25 empfängt den Ausgang Q von der Flip-Flop-Schaltung 21, so dass eine binäre Sequenz b(0,1) an dem Ausgang des UND-Verknüpfungsgliedes 23 erhalten wird, wobei jedes Bit b_k der Sequenz b durch b_k = x_k + x _k–1 definiert ist. Dies ist in der Reihe 5 der nachfolgenden Tabellen 2 und 3 gezeigt.
Der Ausgang beider UND-Verknüpfungsglieder 23 und 25 wird einer Summierschaltung 27 zugeführt, um den codierten Strom y(0,1,–1) am Ausgang 5 zu liefern. Die Summierschaltung 27 bewirkt eine algebraische Summierung der Signale, und nicht eine logische „UND"-Verknüpfung, wie sie durch die Verknüpfungsglieder 23 und 25 bewirkt wird.
Eine gerätemäßige Ausgestaltung der optischen Modulationsoperation, die keinen Teil dieser Erfindung bildet, beruht auf einer M-Z-Modulatorkonfiguration, die differenziell angesteuert wird, wie dies in 1A gezeigt ist. In diesem Fall ist das Ansteuersignal ein Differenzsignal, das an den Leitungen 12 bzw. 12' geliefert wird, wobei diese Signale mit einem Differenzpaar von Treibern 19 aus einer duobinären Sequenz y(1,0,–1) erzeugt werden. Wanderwellen-Elektroden 15, 17 empfangen jeweils an einem ersten Ende nahe an dem Eingang 8 das aktive elektrisch modulierte Signal von der jeweiligen Leitung 12 oder 12'. Eine erste Anpassungsimpedanz Z₁ verbindet das zweite Ende der Elektrode 15 in der Nähe des Ausgangsanschlusses 10 des Modulators mit Erde, während eine zweite Anpassungsimpedanz Z₂ das zweite Ende der Elektrode 17 mit Erde verbindet.
Auf diese Weise ist die Impedanz jeder Wanderwellen-Elektrode im Wesentlichen gleich dem Doppelten der Impedanz gegen Erde der einzelnen aktiven Leitungen, wodurch eine virtuelle Erdleitung geschaffen wird. Diese virtuelle Erdleitung ist nicht elektrisch mit einer physikalischen Erde verbunden, sondern befindet sich an irgendeiner Stelle zwischen der Wanderwellen-Ansteuerelektrode im Wesentlichen parallel zur Ausbreitungsrichtung der Ansteuer-HF-Schwingung. Die Wirkung der Verwendung dieser Ansteuer-Ausgestaltung besteht darin, dass die Ansteueramplitude, die für einzelne Ansteuerschaltungen erforderlich ist, ungefähr auf die Hälfte dessen verringert wird, was für die vorstehend beschriebene Gegentakt-Konfiguration erforderlich ist.
Die folgenden Beispiele zeigen, wie eine binäre Eingangssequenz in die duobinäre Ausgangssequenz gemäß der Erfindung transformiert wird: Tabelle 2: Beispiel 1 der Codierung einer binären Sequenz x_k, die eine geradzahlige Anzahl von aufeinanderfolgenden „1"-Werten aufweist, in eine duobinäre Sequenz y_k
Tabelle 3: Beispiel 2 der Codierung einer binären Sequenz xk in eine duobinäre Sequenz yk
2A zeigt eine Ausführungsform der Summierschaltung gemäß dieser Erfindung, die die Bits a_k und b_k der Binärsequenz a(0,1) und b(0,1) empfängt und die Bits y_k der Ausgangssequenz liefert. 2B zeigt die Wahrheitstabelle für die Schaltung nach 2A. Wie dies in den vorstehenden Tabellen 2 und 3 gezeigt ist, nehmen die Bits der Ausgangssequenz y(0,1,–1) einen ersten Wert, der als logische „1" definiert ist, für a_k = 0 und b_k = 1, einen zweiten Wert, der als eine logische „–1" definiert ist, für a_k = 1 und b_k = 0, und einen dritten Wert, der als logische „0" definiert ist, an, wenn sowohl a_k = b_k = 0 ist. Es sei bemerkt, dass a_k = 1 und b_k = 0 kein gültiger Eingang ist, wie dies weiter oben in Verbindung mit der Beschreibung der Codierschaltung zu erkennen ist.
Die Summierschaltung umfasst einen ersten Transistor 35, der die Bits der ersten binären Sequenz a(0,1) an der Basis empfängt. Der Kollektor des Transistors 35 ist mit einem Lastwiderstand (R) verbunden, der mit der Bezugsziffer 41 bezeichnet ist, und der Emitter ist über eine Stromquelle 39 mit V_DD verbunden. Ein zweiter Transistor 33 empfängt an seiner Basis eine invertierte Version der zweiten binären Sequenz b(0,1), die von einem Inverter 31 geliefert wird. Der Kollektor des Transistors 33 ist weiterhin mit dem Lastwiderstand 41 verbunden, und der Emitter ist mit einer zweiten Stromquelle 37 verbunden. Beide Stromquellen 37 und 39 liefern einen Strom „i" durch den Widerstand R, wenn der jeweilige Transistor leitet.
Ein am Ausgang 5 gewonnenes Bit y_k kann drei unterschiedliche Werte, iR, 2iR und 0, annehmen. y_k nimmt den Wert i·R an, wenn die Signale a_k und b_k logisch „0" sind, was einem leitenden Transistor 33 und einem gesperrten Transistor 35 entspricht. Wenn a_k = 0 ist, und b_k = 1 ist, so wird das Signal b _k zu einer logischen „0", und die Transistoren 33 und 35 leiten beide, so dass das Potential am Ausgang 5 den Wert 2i·R annimmt. Wenn a_k = 1 und b_k = 0 ist, so wird das Signal b_k eine logische „1", und beide Transistoren sind gesperrt, so dass y_k zu 0 wird. Wenn die Summierschaltung 27 wechselspannungsgekoppelt ist, so werden die drei Pegel zu: logisch „1" ist i·R; logisch „0" ist 0; und logisch „–1" ist –i·R.
Es sei weiterhin bemerkt, dass der in 3 gezeigte Addierer das Treibermodul 7 ersetzen kann.
3 zeigt, wie die Modulation für eine duobinäre Sequenz „1,0,0,0,–1,–1 bewirkt wird. Die Vorspannung V_Bias ist zwischen den Elektroden 15 und 17 angelegt, und die duobinär-codierte Ansteuersequenz wird der Elektrode 19 des Modulators 9 zugeführt, wie dies in 1 gezeigt ist. Das optische duobinäre Signal hat zwei Pegel „Ein" und „Aus", wobei die Phase des „Ein"-Zustands Alternativwerte von „0" und „π" annimmt. Für den in 1A gezeigten Fall ist V_Bi _as die virtuelle Erdspannung, die in der vorstehend erläuternden Weise gewonnen wird.
4 zeigt mit durchgezogenen Linien die Änderung der Spektraldichte mit der Frequenz für ein optisches Signal, das mit dem duobinären Codierer nach 1 erzielt wird. Die punktierte Linie zeigt den gleichen Parameter für das duobinäre Schema, das in [2], [3] und [4] beschrieben ist. Eine Pseudo-Zufallsbitsequenz (PRBS) wurde für diesen Vergleich verwendet. Wie dies in 4 gezeigt ist, ist die Gleichspannungskomponente für die mit durchgezogenen Linien dargestellte Kurve, die mit der Codierschaltung der Erfindung gewonnen wurde, niedriger als die Gleichspannungskomponente der bekannten Codierer.
Obwohl die Erfindung unter Bezugnahme auf spezielle Ausführungsbeispiele beschrieben wurde, können weitere Modifikationen und Verbesserungen, die für den Fachmann ersichtlich sind, innerhalb des Rahmens der beigefügten Ansprüche durchgeführt werden, ohne von dem Schutzumfang der Erfindung in ihrem breiteren Gesichtspunkt abzuweichen.

Claims

Optisches Modulationsverfahren zum Codieren einer binären Eingangssequenz x(0,1) zum Gewinnen einer duobinären Modulationssequenz x(+1,0,–1), dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren die folgenden Schritte umfasst: Aufbereiten, aus der Eingangsfolge x(0,1), eines binären Schaltsignals Q(0,1), das einen derzeitigen logischen Wert beibehält, wenn die Eingangssequenz x(0,1) eines von Folgendem umfasst: eine Folge von Bits x_k = 0, eine Folge von Bits x_k = 1, und eine Folge von Bits x_k = 0, x_k+1 = 1, während es auf den entgegengesetzten logischen Wert schaltet, wenn die Eingangssequenz x(0,1) eine Folge von Bits x_k = 1, x_k+1 = 0 umfasst; logisches Addieren der binären Eingangssequenz x(0,1) und des Schaltsignals Q(0,1) zum Gewinnen einer ersten binären Sequenz a(0,1); logisches Addieren der binären Eingangssequenz x(0,1) und des Komplements Q (1,0) des Schaltsignals zum Gewinnen einer zweiten binären Sequenz b(0,1); Kombinieren der ersten und zweiten binären Sequenzen zum Gewinnen der duobinären Ausgangssequenz y(+1,0,–1); Erzeugen eines Ansteuersignals (12) aus der Ausgangssequenz y(+1,0,–1); und Ansteuern eines externen optischen Modulators (9) unter Verwendung des Ansteuersignals (12), wobei der externe optische Modulator (9) einen ersten Wanderwellen-Wellenleiter, einen Teiler zwischen einem Eingangsanschluss und den ersten und zweiten Wanderwellen-Wellenleitern, einen Kombinierer zwischen den ersten und zweiten Wanderwellen-Wellenleitern und einem Ausgangsanschluss, eine erste und eine zweite Wanderwellen-Elektrode (15, 17), die jeweils den jeweiligen ersten und zweiten Wanderwellen-Wellenleitern zugeordnet ist, und eine Steuerelektrode (19) aufweist, und wobei die Ansteuerung des externen optischen Modulators (9) Folgendes umfasst: eine Wechselspannungskopplung des Ansteuersignals (12) mit dem externen optischen Modulator (9); und Modulieren eines optischen Dauerstrich-, CW-, Trägersignals (14) mit dem Ansteuersignal (12) unter Verwendung des externen optischen Modulators (9) durch Anlegen einer Vorspannung V_Bias zwischen den ersten und zweiten Wanderwellen-Elektroden (15, 17); und Anlegen des Ansteuersignals (12) an die Steuerelektrode (19).
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die duobinäre Ausgangssequenz einen Wert von 0 hat, wenn die ersten und zweiten binären Sequenzen jeweils einen Wert von 0 haben, während die duobinäre Ausgangssequenz einen Wert von 1 hat, wenn eine der ersten und zweiten binären Sequenzen einen Wert von 0 hat und die andere einen Wert von 1 hat, und wobei die duobinäre Ausgangssequenz einen Wert von –1 hat, wenn eine der ersten und zweiten binären Sequenzen einen Wert von 1 hat und die andere einen Wert von 0 hat.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei dem der Schritt der Aufbereitung die folgenden Teilschritte umfasst: Bereitstellen einer D-Flip-Flop-Schaltung mit einem Takteingang, einem Eingang D, einem Ausgang Q und einem Ausgang Q; Verbinden des Ausganges Q mit dem Eingang D der D-Flip-Flop-Schaltung; Anlegen der Eingangssequenz x(0,1) an den Takteingang; und Sammeln des Schaltsignals an dem Ausgang Q der D-Flip-Flop-Schaltung.
Verfahren nach Anspruch 1, 2 oder 3, bei dem der Schritt des Kombinierens das Addieren des Pegels, der einem Bit a_k der ersten binären Sequenz a(0,1) entspricht, mit dem Pegel, der einem Bit b_k der zweiten binären Sequenz b(0,1) entspricht, umfasst.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der externe optische Modulator ein Mach-Zehnder-Interferometer ist und der Schritt des Modulierens Folgendes umfasst: Ausrichten des Eingangsanschlusses zur Lieferung des optischen CW-Trägersignals an dem Eingangsanschluss des Mach-Zehnder-Interferometers; und Ausrichten des Ausgangsanschlusses zum Koppeln eines duobinär modulierten optischen Signals in eine Lichtleitfaser.
Optischer Modulator, der Folgendes umfasst: eine Codiereinrichtung 1 zum Codieren einer binären Eingangssequenz x(0,1) auf eine duobinäre Ausgangssequenz y(+1,0–1); und einen Treiber (7) zum Empfang der duobinären Ausgangssequenz y(+1,0,–1) und zur Erzeugung eines Ansteuersignals für den optischen Modulator, dadurch gekennzeichnet, dass die Codiereinrichtgung (1) Folgendes umfasst: Einrichtungen (21) zur Erzeugung eines binären Schaltsignals Q(0,1); eine erste UND-Schaltung (23) zum Empfang der binären Eingangssequenz x(0,1) und des Schaltsignals Q(0,1) und zur Lieferung einer ersten binären Sequenz a(0,1); eine zweite UND-Schaltung (25) zum Empfang der binären Eingangssequenz x(0,1) und des Komplements Q (1,0) des Schaltsignals zur Gewinnung einer zweiten binären Sequenz b(0,1); einen Summierer (27) zur Verarbeitung der ersten und zweiten binären Sequenzen zur Gewinnung der Ausgangssequenz y(+1,0,–1) an einem Ausgangsanschluss (5); Einrichtungen zur Erzeugung eines Ansteuersignals (12) aus der Ausgangssequenz y(1,0,–1); und dass der optische Modulator weiterhin einen externen optischen Modulator (9) umfasst, der von dem Ansteuersignal (12) angesteuert wird und Folgendes umfasst: erste und zweite Wanderwellen-Wellenleiter; einen Teiler (8) zwischen einem Eingangsanschluss und den ersten und zweiten Wanderwellen-Wellenleitern; einen Kombinierer (10) zwischen den ersten und zweiten Wanderwellen-Wellenleitern und einem Ausgangsanschluss; eine erste und eine zweite Wanderwellen-Elektrode (15, 17), die jeweils einem jeweiligen ersten und zweiten Wanderwellen-Wellenleiter zugeordnet sind; und Einrichtungen zur Wechselspannungskopplung des Ansteuersignals (12) mit dem externen optischen Modulator (9) und Einrichtungen zum Zuführen des Ansteuersignals (12) an eine Steuerelektrode (19), und Einrichtungen zum Modulieren eines optischen Dauerstrich-, CW-, Trägersignals (14) mit dem Ansteuersignal (12) unter Verwendung des externen optischen Modulators (9) und Einrichtungen zum Anlegen einer Vorspannung V_Bi _as zwischen den ersten und zweiten Wanderwellen-Elektroden (15, 17).
Modulator nach Anspruch 6, bei dem die Einrichtung zur Erzeugung eine D-Flip-Flop-Schaltung mit einem Takteingang, einem Eingang D, einem Ausgang Q und einem Ausgang Q zum Empfang der binären Eingangssequenz x(0,1) an dem Takteingang ist, wobei der Ausgang Q mit dem Eingang D verbunden ist.
Modulator nach Anspruch 6 oder 7, bei dem der Summierer Folgendes umfasst: eine Last, die zwischen dem Ausgangsanschluss und der Erde angeordnet ist; eine erste Schaltereinrichtung mit einem mit dem Ausgangsanschluss verbundenen Kollektor, einem mit einer ersten Stromquelle verbundenen Emitter und einer Basis, die so angeschaltet ist, dass sie die ersten binäre Folge a(0,1) empfängt; einen Inverter zum Empfang der zweiten binären Sequenz b(0,1) und zur Lieferung einer invertierten binären Sequenz; und eine zweite Schalteinrichtung, deren Kollektor mit dem Ausgangsanschluss verbunden ist, deren Emitter mit einer zweiten Stromquelle verbunden ist, und deren Basis mit dem Inverter verbunden ist, wobei die ersten und zweiten Stromquellen mit einer Versorgungsspannung verbunden sind.