JP3371911B2 - 光通信システム用デュオバイナリ符号化および変調技術 - Google Patents
光通信システム用デュオバイナリ符号化および変調技術Info
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- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/50—Transmitters
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- H04B10/5055—Laser transmitters using external modulation using a pre-coder
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- H03M5/02—Conversion to or from representation by pulses
- H03M5/16—Conversion to or from representation by pulses the pulses having three levels
- H03M5/18—Conversion to or from representation by pulses the pulses having three levels two levels being symmetrical with respect to the third level, i.e. balanced bipolar ternary code
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Description
【発明の詳細な説明】
発明の分野
本発明は、通信システム用の符号化および変調技術に
関し、特に、光伝送システムに用いるデュオバイナリ符
号化および変調技術に関するものである。
関し、特に、光伝送システムに用いるデュオバイナリ符
号化および変調技術に関するものである。
背景技術
長距離伝送、高ビット速度の光ファイバ通信では、伝
送する信号を適切に符号化し、変調することが不可欠で
ある。10Gb/s、あるいはそれ以上のビット速度に対する
要求が高まるにつれて、送信機およびファイバに固有
の、ある種の制約が顕在化する。これらの制約の１つに
色分散があるが、これは、光信号の変調帯域幅を減少さ
せることで緩和できる。
送する信号を適切に符号化し、変調することが不可欠で
ある。10Gb/s、あるいはそれ以上のビット速度に対する
要求が高まるにつれて、送信機およびファイバに固有
の、ある種の制約が顕在化する。これらの制約の１つに
色分散があるが、これは、光信号の変調帯域幅を減少さ
せることで緩和できる。
＜符号化＞
デュオバイナリ・シグナリングは、数10年前に紹介さ
れ、その詳細は、例えば、F.G.ストリムラ（Stremler）
著の「通信システム入門」（アデイソン−ウエズリ（Ad
dison−Wesley）出版社、1982年、第２版）に説明され
ている。バイナリ伝送システムでは、「ｄ」および
「ｎ」の２つのシンボルのみが使用される。さらに詳述
すると、情報のビットは、論理「１」および論理「０」
の２つの値をとる。これら２つのとりうる信号の１つ
が、Ｔ秒のシグナリング間隔毎に送信される。デュオバ
イナリ・シグナリングは、非０（non−zero）信号に対
して２つのレベル、例えば、「−１」と「１」を使用す
る。その結果、シンボルは、「−１」，「０」，「１」
の３つとなる。バイナリ信号に帯域幅B2が必要な場合、
デュオバイナリ・シグナリングに対する帯域幅は、理論
上、Ｂ＝B2/2となる。すなわち、デュオバイナリ信号
は、同一の情報を符号化するのに、バイナリ信号の伝送
帯域幅の1/2で済む。従って、この種のシグナリングを
使用して、分散の影響を減ずることができ、結果とし
て、伝送距離が長いときの高い符号間干渉を減少させる
ことができる。
れ、その詳細は、例えば、F.G.ストリムラ（Stremler）
著の「通信システム入門」（アデイソン−ウエズリ（Ad
dison−Wesley）出版社、1982年、第２版）に説明され
ている。バイナリ伝送システムでは、「ｄ」および
「ｎ」の２つのシンボルのみが使用される。さらに詳述
すると、情報のビットは、論理「１」および論理「０」
の２つの値をとる。これら２つのとりうる信号の１つ
が、Ｔ秒のシグナリング間隔毎に送信される。デュオバ
イナリ・シグナリングは、非０（non−zero）信号に対
して２つのレベル、例えば、「−１」と「１」を使用す
る。その結果、シンボルは、「−１」，「０」，「１」
の３つとなる。バイナリ信号に帯域幅B2が必要な場合、
デュオバイナリ・シグナリングに対する帯域幅は、理論
上、Ｂ＝B2/2となる。すなわち、デュオバイナリ信号
は、同一の情報を符号化するのに、バイナリ信号の伝送
帯域幅の1/2で済む。従って、この種のシグナリングを
使用して、分散の影響を減ずることができ、結果とし
て、伝送距離が長いときの高い符号間干渉を減少させる
ことができる。
バイナリ・シーケンスからデュオバイナリ・シーケン
スを作成する方法は、数多く存在する。一般的に、どの
デュオバイナリ符号化方法も、符号間干渉（ISI）の導
入に基づいており、直前のシンボルのみから生成するよ
う制御される。現在使用されている方法では、２つの連
続するバイナリ入力を加算して、yk＝xk＋xk-1としてい
る。ここで、xkは入力シーケンス、ykは出力シーケンス
である。この方法では、受信機が、式x'k＝yk＋x'
k-1（ここでx'は、符号化されたバイナリ・データ・ス
トリームである）を解かなければならない。この式を解
くということは、受信機側で回路を追加することを意味
する。さらに、この方法では、システム中を復号化誤差
が伝搬しがちになる。
スを作成する方法は、数多く存在する。一般的に、どの
デュオバイナリ符号化方法も、符号間干渉（ISI）の導
入に基づいており、直前のシンボルのみから生成するよ
う制御される。現在使用されている方法では、２つの連
続するバイナリ入力を加算して、yk＝xk＋xk-1としてい
る。ここで、xkは入力シーケンス、ykは出力シーケンス
である。この方法では、受信機が、式x'k＝yk＋x'
k-1（ここでx'は、符号化されたバイナリ・データ・ス
トリームである）を解かなければならない。この式を解
くということは、受信機側で回路を追加することを意味
する。さらに、この方法では、システム中を復号化誤差
が伝搬しがちになる。
他の既知の方法として、pk＝xkpk-1という排他的論
理和（XOR）演算を使用して、そのバイナリ・データを
最初にプリコード化するものがある。そして、この排他
的論理和符号化されたバイナリ・シーケンスpkを使っ
て、時間で変動するバイナリ信号を形成する。これによ
って、復号化のルールが簡単になり、受信機は、ISIが
制御された状態で、現在の受信サンプルのみに基づいて
各バイナリを決定できる。従って、受信機では、yk＝±
ｄの場合、x'k＝０となり、yk＝０の場合、x'k＝１とな
る。
理和（XOR）演算を使用して、そのバイナリ・データを
最初にプリコード化するものがある。そして、この排他
的論理和符号化されたバイナリ・シーケンスpkを使っ
て、時間で変動するバイナリ信号を形成する。これによ
って、復号化のルールが簡単になり、受信機は、ISIが
制御された状態で、現在の受信サンプルのみに基づいて
各バイナリを決定できる。従って、受信機では、yk＝±
ｄの場合、x'k＝０となり、yk＝０の場合、x'k＝１とな
る。
1995年４月18日に発行され、ディジタル・イクイプメ
ント社に譲渡された、ギンズバーグ（Ginzburg）他によ
る米国特許第5,408,500号は、ツイスト・ペア（撚り対
線）を介した高速信号伝送用のデュオバイナリ符号化技
術を開示している。このデュオバイナリ符号化の後に
は、符号化信号の適切なフィルタ処理が行なわれる。そ
の結果得られるデュオバイナリ・シーケンスは、バイナ
リ入力と同等であるが、元のバイナリxk＝１が、＋また
は−レベルのいずれかに符号化される点が異なる。入力
バイナリ「１」が、奇数個の「０」によって分離される
とき、これらの「１」は、デュオバイナリ・シーケンス
において逆極性のパルスとして符号化される。また、入
力バイナリ「１」が、偶数個の「０」によって分離され
るとき、これらの「１」は、デュオバイナリ・シーケン
スにおいて同極性のパルスとして符号化される。
ント社に譲渡された、ギンズバーグ（Ginzburg）他によ
る米国特許第5,408,500号は、ツイスト・ペア（撚り対
線）を介した高速信号伝送用のデュオバイナリ符号化技
術を開示している。このデュオバイナリ符号化の後に
は、符号化信号の適切なフィルタ処理が行なわれる。そ
の結果得られるデュオバイナリ・シーケンスは、バイナ
リ入力と同等であるが、元のバイナリxk＝１が、＋また
は−レベルのいずれかに符号化される点が異なる。入力
バイナリ「１」が、奇数個の「０」によって分離される
とき、これらの「１」は、デュオバイナリ・シーケンス
において逆極性のパルスとして符号化される。また、入
力バイナリ「１」が、偶数個の「０」によって分離され
るとき、これらの「１」は、デュオバイナリ・シーケン
スにおいて同極性のパルスとして符号化される。
しかしながら、上述の技術に必要となるプリ・コーデ
ィング演算により、送信機の構造がいくらか複雑になっ
てしまう。
ィング演算により、送信機の構造がいくらか複雑になっ
てしまう。
＜変調＞
大部分の光ファイバ送信機は、外付けの変調器を使用
している。多くの場合、送信機の光源は、連続波（CW）
モードで動作する半導体レーザであり、この外付けの変
調器は、適切なビット速度で連続波信号の位相を変化さ
せる。このような変調器の１つに、マッハ−ツェンダー
（Ｍ−Ｚ）干渉計がある。マッハ−ツェンダー干渉計
は、光導波管スプリッタと導波管コンバイナとの間に接
続された１対の導波管チャネル、すなわちアームからな
る。また、光源は、Ｙ字型に分岐したスプリッタまたは
方向性結合器としての役割を果たす導波管スプリッタに
光学的に結合されている。そのスプリッタからの２つの
光ビームは、導波管アームを経由して進行し、導波管コ
ンバイナによって再結合する。この再結合した光は、導
波管コンバイナの出力ポートを出て、伝送のため、光フ
ァイバと光学的に結合される。
している。多くの場合、送信機の光源は、連続波（CW）
モードで動作する半導体レーザであり、この外付けの変
調器は、適切なビット速度で連続波信号の位相を変化さ
せる。このような変調器の１つに、マッハ−ツェンダー
（Ｍ−Ｚ）干渉計がある。マッハ−ツェンダー干渉計
は、光導波管スプリッタと導波管コンバイナとの間に接
続された１対の導波管チャネル、すなわちアームからな
る。また、光源は、Ｙ字型に分岐したスプリッタまたは
方向性結合器としての役割を果たす導波管スプリッタに
光学的に結合されている。そのスプリッタからの２つの
光ビームは、導波管アームを経由して進行し、導波管コ
ンバイナによって再結合する。この再結合した光は、導
波管コンバイナの出力ポートを出て、伝送のため、光フ
ァイバと光学的に結合される。
光マッハ−ツェンダー干渉計は、変調器の入力ポート
において共通波から分離された２つの光波が、変調器の
出力ポート近くの再結合する地点において干渉を起す、
という原理に従って動作する。干渉状態は、分離点と再
結合点間における、これら２つの波が進行する距離の差
に支配される。これらの距離は、分離と再結合間の光経
路を規定する２つの導波管の光指数を変えることによっ
て制御される。
において共通波から分離された２つの光波が、変調器の
出力ポート近くの再結合する地点において干渉を起す、
という原理に従って動作する。干渉状態は、分離点と再
結合点間における、これら２つの波が進行する距離の差
に支配される。これらの距離は、分離と再結合間の光経
路を規定する２つの導波管の光指数を変えることによっ
て制御される。
干渉状態の変調に使用する変動駆動電圧と、ほぼ一定
のバイアス電圧とを合成して、変調器の製造における導
波管のばらつきとは無関係に、特定の干渉状態を確保す
ることは、一般的に行われていることである。これは、
しばしばバイアス・ティーを使用して行われる。以下に
おいて、変調器は適切にバイアスされているものとす
る。３電極構成のマッハ−ツェンダー干渉計変調器で
は、第１の電極および第２の電極各々が、光導波管アー
ムに関係している。これらは、進行波電極とも呼ばれ
る。第３の電極は、通常、アーム間に配置される。
のバイアス電圧とを合成して、変調器の製造における導
波管のばらつきとは無関係に、特定の干渉状態を確保す
ることは、一般的に行われていることである。これは、
しばしばバイアス・ティーを使用して行われる。以下に
おいて、変調器は適切にバイアスされているものとす
る。３電極構成のマッハ−ツェンダー干渉計変調器で
は、第１の電極および第２の電極各々が、光導波管アー
ムに関係している。これらは、進行波電極とも呼ばれ
る。第３の電極は、通常、アーム間に配置される。
１アーム、すなわち単一アーム変調の下では、０と−
Ｖπの間で変化する駆動電圧が、第１の電極に供給さ
れ、第２の電極は、一定のバイアス電圧に保持されてい
る。都合の悪いことに、この変調方法で使用可能な駆動
電圧は、第１の電極に関連するアームにおいてのみ位相
偏移を起させる。よって、ここで述べた他の方法と比較
すると、所定電圧に対して実現可能な変調深度が制限さ
れる。
Ｖπの間で変化する駆動電圧が、第１の電極に供給さ
れ、第２の電極は、一定のバイアス電圧に保持されてい
る。都合の悪いことに、この変調方法で使用可能な駆動
電圧は、第１の電極に関連するアームにおいてのみ位相
偏移を起させる。よって、ここで述べた他の方法と比較
すると、所定電圧に対して実現可能な変調深度が制限さ
れる。
両アーム、すなわちデュアル・アーム変調では、電圧
が２つのアーム間で分割される。例えば、１方のアーム
には０から−Ｖπ/2、他方のアームには−Ｖπ/2から−
Ｖπのように分割される。第３の電極はアースに接続す
る。この位相偏移変調方法は、プッシュ−プルとして知
られている。
が２つのアーム間で分割される。例えば、１方のアーム
には０から−Ｖπ/2、他方のアームには−Ｖπ/2から−
Ｖπのように分割される。第３の電極はアースに接続す
る。この位相偏移変調方法は、プッシュ−プルとして知
られている。
上述した両方の変調技術では、変調電圧がなくても、
２つのビームが同相で導波管コンバイナに到達して、最
大輝度または「オン」状態が提供される。逆に、１つま
たは両方のアームに変調電圧を供給すると、差動位相変
化が発生し、最小輝度または「オフ」状態となる。よっ
て、このプッシュ−プル構成は、１アーム変調よりも、
駆動電圧を効率的に使用しており、所定の電圧に対し
て、純粋に位相偏移が２倍になる。
２つのビームが同相で導波管コンバイナに到達して、最
大輝度または「オン」状態が提供される。逆に、１つま
たは両方のアームに変調電圧を供給すると、差動位相変
化が発生し、最小輝度または「オフ」状態となる。よっ
て、このプッシュ−プル構成は、１アーム変調よりも、
駆動電圧を効率的に使用しており、所定の電圧に対し
て、純粋に位相偏移が２倍になる。
上述したデュオバイナリ・プリ・コーディングおよび
変調技術を使用した実験についての報告書は、外付けの
変調器に対するバイアス電圧の選択、および駆動信号中
の輝度レベルに従って分類することができる。第１のグ
ループでは、３つの異なる光輝度レベルが、デュオバイ
ナリ駆動信号により生成される。これは、G.メイ（Ma
y）他による論文「デュオバイナリ受信機を用いた1538n
mにおける10Gb/sファイバ伝送距離の拡大」（IEEEフォ
トニクス技術レター、1994年、第６巻、第５号）に開示
されている（以下、これを「引例１」という）。第２の
グループは、デュオバイナリ駆動によって２つの輝度レ
ベルを発生させるものである。これは、A.J.プライス
（Price）他による論文「色分散のばらつきを改善した
縮小帯域幅光ディジタル輝度変調」（電子工学レター、
1995年、第31巻、第１号）（以下、これを「引例２」と
いう）と、K.ヨネンガ（Yonenga）他による論文「受信
機感度の劣化がない光デュオバイナリ伝送システム」
（電子工学レター、1995年、第31巻、第４号）（以下、
これを「引例３」とする）と、A.J.プライス他による論
文「部分的な応答方法を用いた非分散偏移ファイバを介
した、210Kmレピータの10Gb/s伝送実験」（IEEEフォト
ニクス技術レター、1995年、第７巻、第10号）（これ
を、以下「引例４」という）とに開示されている。この
最後のアプローチによって検出方法は簡単になったが、
どの技術を用いても、常に信号帯域幅をファクタ２まで
減少させることはできない。
変調技術を使用した実験についての報告書は、外付けの
変調器に対するバイアス電圧の選択、および駆動信号中
の輝度レベルに従って分類することができる。第１のグ
ループでは、３つの異なる光輝度レベルが、デュオバイ
ナリ駆動信号により生成される。これは、G.メイ（Ma
y）他による論文「デュオバイナリ受信機を用いた1538n
mにおける10Gb/sファイバ伝送距離の拡大」（IEEEフォ
トニクス技術レター、1994年、第６巻、第５号）に開示
されている（以下、これを「引例１」という）。第２の
グループは、デュオバイナリ駆動によって２つの輝度レ
ベルを発生させるものである。これは、A.J.プライス
（Price）他による論文「色分散のばらつきを改善した
縮小帯域幅光ディジタル輝度変調」（電子工学レター、
1995年、第31巻、第１号）（以下、これを「引例２」と
いう）と、K.ヨネンガ（Yonenga）他による論文「受信
機感度の劣化がない光デュオバイナリ伝送システム」
（電子工学レター、1995年、第31巻、第４号）（以下、
これを「引例３」とする）と、A.J.プライス他による論
文「部分的な応答方法を用いた非分散偏移ファイバを介
した、210Kmレピータの10Gb/s伝送実験」（IEEEフォト
ニクス技術レター、1995年、第７巻、第10号）（これ
を、以下「引例４」という）とに開示されている。この
最後のアプローチによって検出方法は簡単になったが、
どの技術を用いても、常に信号帯域幅をファクタ２まで
減少させることはできない。
引例１は、３つのレベル信号に適応するよう送信機、
受信機の両方で回路の追加を必要とするデュオバイナリ
・システムを開示する。この送信機には、遅延フィード
バック経路を有するXORゲートからなる符号化器が含ま
れ、現在およびその前のシンボルからデュオバイナリ・
シーケンスの各シンボルを決定する。また、受信機は２
つの判定回路を含んでおり、その１つは、低閾値を有す
ることで、「１」レベルから「０」レベルを区別し、も
う１つの判定回路は、高閾値を有することで、「２」レ
ベルから「１」レベルを区別している。この試験によっ
て、試験対象とした距離範囲において、バイナリ受信機
よりもデュオバイナリ受信機の方が、色分散の影響が少
ないという結論が出た。しかしながら、受信機にハード
ウェアを追加して、着信信号を復号化しなければなら
ず、その結果、受信機の感度に支障が出る。
受信機の両方で回路の追加を必要とするデュオバイナリ
・システムを開示する。この送信機には、遅延フィード
バック経路を有するXORゲートからなる符号化器が含ま
れ、現在およびその前のシンボルからデュオバイナリ・
シーケンスの各シンボルを決定する。また、受信機は２
つの判定回路を含んでおり、その１つは、低閾値を有す
ることで、「１」レベルから「０」レベルを区別し、も
う１つの判定回路は、高閾値を有することで、「２」レ
ベルから「１」レベルを区別している。この試験によっ
て、試験対象とした距離範囲において、バイナリ受信機
よりもデュオバイナリ受信機の方が、色分散の影響が少
ないという結論が出た。しかしながら、受信機にハード
ウェアを追加して、着信信号を復号化しなければなら
ず、その結果、受信機の感度に支障が出る。
引例2,3,4は、変調方法を開示しており、その方法に
よってキャリア信号をデュオバイナリ・シーケンスで変
調すると、２つの輝度レベルが得られる。光信号は、最
大吸光率（「０」光レベル）をもたらす中間レベルを有
し、２つの外側のレベルが、等輝度（「１」光レベル）
をもたらす。この光信号は、既存のSDHおよびSONETイン
タフェース標準の要求を満たす特性を呈し、そのため、
受信用には従来の受信機が必要となる。しかしながら、
これらの文献中で議論されている例は、固有の制御回路
を用いて、光キャリアを破棄するための最大吸光率を示
す点に関して、マッハ−ツェンダー変調器用にバイアス
電圧がかけられた、差動符号化されたデータ・ストリー
ムを使用している。
よってキャリア信号をデュオバイナリ・シーケンスで変
調すると、２つの輝度レベルが得られる。光信号は、最
大吸光率（「０」光レベル）をもたらす中間レベルを有
し、２つの外側のレベルが、等輝度（「１」光レベル）
をもたらす。この光信号は、既存のSDHおよびSONETイン
タフェース標準の要求を満たす特性を呈し、そのため、
受信用には従来の受信機が必要となる。しかしながら、
これらの文献中で議論されている例は、固有の制御回路
を用いて、光キャリアを破棄するための最大吸光率を示
す点に関して、マッハ−ツェンダー変調器用にバイアス
電圧がかけられた、差動符号化されたデータ・ストリー
ムを使用している。
これらの引例は、信号のプリ・コーディング、および
プッシュ−プルあるいは単一アーム変調方法を使用し
た、標準的なデュオバイナリ符号化技術を開示している
ため、これら全てが、上述のような欠点を持っている。
プッシュ−プルあるいは単一アーム変調方法を使用し
た、標準的なデュオバイナリ符号化技術を開示している
ため、これら全てが、上述のような欠点を持っている。
簡単で、受信機に回路の追加を必要とせず、容易に実
行できる符号化回路を使用し、さらに、直流成分が少な
く、かつ伝送帯域幅を減少させた符号化信号を提供する
デュオバイナリ符号化技術が必要となる。
行できる符号化回路を使用し、さらに、直流成分が少な
く、かつ伝送帯域幅を減少させた符号化信号を提供する
デュオバイナリ符号化技術が必要となる。
また、高速動作で効率的に使用でき、電圧効率がよ
く、かつデュオバイナリ符号化技術とともに使用でき
て、伝送信号の帯域幅を減少させることができ、そし
て、外付けの変調器の寿命を延ばすことが可能な変調方
法も必要となる。
く、かつデュオバイナリ符号化技術とともに使用でき
て、伝送信号の帯域幅を減少させることができ、そし
て、外付けの変調器の寿命を延ばすことが可能な変調方
法も必要となる。
発明の概要
本発明の目的は、従来技術に固有の欠点をなくす、光
通信システム用のデュオバイナリ符号化および変調技術
を提供することである。
通信システム用のデュオバイナリ符号化および変調技術
を提供することである。
本発明の他の目的は、外付けの変調器を駆動するのに
使用するとともに、送信機側には、何らプリ・コーディ
ング回路を必要とせず、また、受信機側には、復号化回
路の追加が不要なデュオバイナリ符号化回路を提供する
ことである。本発明者に係る符号化回路はまた、帯域制
限素子として動作する。
使用するとともに、送信機側には、何らプリ・コーディ
ング回路を必要とせず、また、受信機側には、復号化回
路の追加が不要なデュオバイナリ符号化回路を提供する
ことである。本発明者に係る符号化回路はまた、帯域制
限素子として動作する。
また、本発明の目的は、簡単であるとともに、実際に
直流成分のない変調信号を提供し、さらに、所定のシン
ボル速度に対して、事実上２の帯域幅減少ファクタを与
えるデュオバイナリ符号化技術を提供することである。
直流成分のない変調信号を提供し、さらに、所定のシン
ボル速度に対して、事実上２の帯域幅減少ファクタを与
えるデュオバイナリ符号化技術を提供することである。
本発明のさらなる目的は、シングル・エンデッド・プ
ッシュ−プル駆動変調器、あるいは仮想アースを有する
差動駆動変調器に基づく光変調技術を提供することであ
る。
ッシュ−プル駆動変調器、あるいは仮想アースを有する
差動駆動変調器に基づく光変調技術を提供することであ
る。
そこで、本発明は、バイナリ入力シーケンスｘ（n,
d）を符号化してデュオバイナリ出力シーケンスｙ（＋
d,n,−ｄ）を得る符号化方法において、上記バイナリ入
力シーケンスｘ（n,d）の対応ビットxkが第１の論理レ
ベル「ｎ」を有するときに、上記デュオバイナリ出力シ
ーケンスｙ（＋d,n,−ｄ）のビットykに上記第１の論理
レベル「ｎ」を与える工程と、上記入力シーケンスｘ
（n,d）内の連続するビットxk-1,xkが、上記第１の論理
レベル「ｎ」から第２の論理レベル「ｄ」への変化を含
むときには常に、上記第１の論理レベル「ｎ」より、上
記デュオバイナリ出力シーケンスｙ（＋d,n,−ｄ）のビ
ットykを切り換えて、上記第２の「＋ｄ」の論理レベル
と第３の「−ｄ」の論理レベルの１つを選択的に推定す
る工程と、対応するビットxkが、上記第２の論理レベル
「ｄ」を維持し、かつ、上記入力シーケンスｘ（n,d）
内の連続するビットxk-1,xkが、上記第２の論理レベル
「ｄ」から上記第１の論理レベル「ｎ」への変化を含む
場合は常に、ビットykの論理レベルを、上記第２の論理
レベル「＋ｄ」と上記第３の論理レベル「−ｄ」の１つ
に維持する工程とを備える方法に係るものである。
d）を符号化してデュオバイナリ出力シーケンスｙ（＋
d,n,−ｄ）を得る符号化方法において、上記バイナリ入
力シーケンスｘ（n,d）の対応ビットxkが第１の論理レ
ベル「ｎ」を有するときに、上記デュオバイナリ出力シ
ーケンスｙ（＋d,n,−ｄ）のビットykに上記第１の論理
レベル「ｎ」を与える工程と、上記入力シーケンスｘ
（n,d）内の連続するビットxk-1,xkが、上記第１の論理
レベル「ｎ」から第２の論理レベル「ｄ」への変化を含
むときには常に、上記第１の論理レベル「ｎ」より、上
記デュオバイナリ出力シーケンスｙ（＋d,n,−ｄ）のビ
ットykを切り換えて、上記第２の「＋ｄ」の論理レベル
と第３の「−ｄ」の論理レベルの１つを選択的に推定す
る工程と、対応するビットxkが、上記第２の論理レベル
「ｄ」を維持し、かつ、上記入力シーケンスｘ（n,d）
内の連続するビットxk-1,xkが、上記第２の論理レベル
「ｄ」から上記第１の論理レベル「ｎ」への変化を含む
場合は常に、ビットykの論理レベルを、上記第２の論理
レベル「＋ｄ」と上記第３の論理レベル「−ｄ」の１つ
に維持する工程とを備える方法に係るものである。
他の態様によれば、本発明は、バイナリ入力シーケン
スｘ（0,1）を符号化してデュオバイナリ出力シーケン
スｙ（＋1,0,−１）を得る符号化方法において、上記バ
イナリ入力シーケンスｘ（0,1）より、バイナリ切換え
信号Ｑ（0,1）を準備する工程であって、この信号は、
上記入力シーケンスｘ（0,1）が、ビットxk＝０の連
続、ビットxk＝１の連続、ビットxk＝0,xk＝１の連続の
１つを含むときに、現在の論理値を維持し、また、上記
入力シーケンスｘ（0,1）が、ビットxk＝1,xk+1＝０の
連続を含むときには、反対の論理値に切り換える、当該
工程と、上記バイナリ入力シーケンスｘ（0,1）と上記
切換え信号Ｑ（0,1）を論理加算して、第１のバイナリ
・シーケンスａ（0,1）を得る工程と、上記バイナリ入
力シーケンスｘ（0,1）と上記切換え信号の補数（1,
0）を論理加算して、第２のバイナリ・シーケンスｂ
（0,1）を得る工程と、上記第１および第２のバイナリ
・シーケンスを加算して、上記デュオバイナリ出力シー
ケンスｙ（＋1,0,−１）を得る工程とを備える。
スｘ（0,1）を符号化してデュオバイナリ出力シーケン
スｙ（＋1,0,−１）を得る符号化方法において、上記バ
イナリ入力シーケンスｘ（0,1）より、バイナリ切換え
信号Ｑ（0,1）を準備する工程であって、この信号は、
上記入力シーケンスｘ（0,1）が、ビットxk＝０の連
続、ビットxk＝１の連続、ビットxk＝0,xk＝１の連続の
１つを含むときに、現在の論理値を維持し、また、上記
入力シーケンスｘ（0,1）が、ビットxk＝1,xk+1＝０の
連続を含むときには、反対の論理値に切り換える、当該
工程と、上記バイナリ入力シーケンスｘ（0,1）と上記
切換え信号Ｑ（0,1）を論理加算して、第１のバイナリ
・シーケンスａ（0,1）を得る工程と、上記バイナリ入
力シーケンスｘ（0,1）と上記切換え信号の補数（1,
0）を論理加算して、第２のバイナリ・シーケンスｂ
（0,1）を得る工程と、上記第１および第２のバイナリ
・シーケンスを加算して、上記デュオバイナリ出力シー
ケンスｙ（＋1,0,−１）を得る工程とを備える。
本発明は、さらに、バイナリ入力シーケンスｘ（0,
1）を符号化してデュオバイナリ出力シーケンスｙ（＋
1,0,−１）を得る符号化装置において、バイナリ切換え
信号（0,1）を生成する手段と、上記バイナリ入力シー
ケンスｘ（0,1）と上記切換え信号（0,1）を受信して、
第１のバイナリ・シーケンスａ（0,1）を提供する第１
のAND回路と、上記バイナリ入力シーケンスｘ（0,1）と
上記切換え信号の補数（1,0）を受信して、第２のバ
イナリ・シーケンスｂ（0,1）を得る第２のAND回路と、
上記第１および第２のバイナリ・シーケンスを処理し
て、出力端子上に上記出力シーケンスｙ（＋1,0,−１）
を得る加算器とを備える。
1）を符号化してデュオバイナリ出力シーケンスｙ（＋
1,0,−１）を得る符号化装置において、バイナリ切換え
信号（0,1）を生成する手段と、上記バイナリ入力シー
ケンスｘ（0,1）と上記切換え信号（0,1）を受信して、
第１のバイナリ・シーケンスａ（0,1）を提供する第１
のAND回路と、上記バイナリ入力シーケンスｘ（0,1）と
上記切換え信号の補数（1,0）を受信して、第２のバ
イナリ・シーケンスｂ（0,1）を得る第２のAND回路と、
上記第１および第２のバイナリ・シーケンスを処理し
て、出力端子上に上記出力シーケンスｙ（＋1,0,−１）
を得る加算器とを備える。
本発明はまた、デュオバイナリ符号化された差動駆動
信号で持続波（CW）光キャリアを変調するマッハ−ツェ
ンダー（Ｍ−Ｚ）干渉計において、当該マッハ−ツェン
ダー干渉計は、第１および第２の進行導波管と、入力ポ
ートと上記第１および第２の進行導波管との間のスプリ
ッタと、上記第１および第２の進行導波管と出力ポート
との間のコンバイナと、各々が上記第１および第２の進
行導波管それぞれに関連する第１および第２の進行波電
極とを有し、当該マッハ−ツェンダー干渉計は、さら
に、上記変調信号を上記第１の進行波電極のスプリッタ
側に印加し、かつ、上記相補変調信号を上記第２の進行
波電極のスプリッタ側に印加する手段と、第１の端部を
上記第１の進行波電極のコンバイナ側へ接続し、第２の
端部をアースへ接続する第１の整合インピーダンスと、
第１の端部を上記第２の進行波電極のコンバイナ側へ接
続し、第２の端部をアースへ接続する第２の整合インピ
ーダンスと、上記持続波光キャリア信号を上記入力ポー
トに結合する手段と、上記出力ポートからのデュオバイ
ナリ変調された光信号を光ファイバに結合する手段とを
備える装置を提供する。
信号で持続波（CW）光キャリアを変調するマッハ−ツェ
ンダー（Ｍ−Ｚ）干渉計において、当該マッハ−ツェン
ダー干渉計は、第１および第２の進行導波管と、入力ポ
ートと上記第１および第２の進行導波管との間のスプリ
ッタと、上記第１および第２の進行導波管と出力ポート
との間のコンバイナと、各々が上記第１および第２の進
行導波管それぞれに関連する第１および第２の進行波電
極とを有し、当該マッハ−ツェンダー干渉計は、さら
に、上記変調信号を上記第１の進行波電極のスプリッタ
側に印加し、かつ、上記相補変調信号を上記第２の進行
波電極のスプリッタ側に印加する手段と、第１の端部を
上記第１の進行波電極のコンバイナ側へ接続し、第２の
端部をアースへ接続する第１の整合インピーダンスと、
第１の端部を上記第２の進行波電極のコンバイナ側へ接
続し、第２の端部をアースへ接続する第２の整合インピ
ーダンスと、上記持続波光キャリア信号を上記入力ポー
トに結合する手段と、上記出力ポートからのデュオバイ
ナリ変調された光信号を光ファイバに結合する手段とを
備える装置を提供する。
好適には、本発明に係る技術は、着信データ速度とは
無関係に、バイナリ入力をデュオバイナリ出力に変換す
るので、ファクタ２の帯域幅減少が得られる。これは、
標準的なデュオバイナリ方法では得られないものであ
る。また、本発明によって生成される符号化信号の直流
成分も少ない。直流成分が少ないので、結果として、キ
ャリア周波数をより良く抑制できる。これはまた、誘導
ブリユアン散乱閾値の立ち上がりを高入射パワーに推移
させる。従って、高光パワーをファイバに入射できる。
無関係に、バイナリ入力をデュオバイナリ出力に変換す
るので、ファクタ２の帯域幅減少が得られる。これは、
標準的なデュオバイナリ方法では得られないものであ
る。また、本発明によって生成される符号化信号の直流
成分も少ない。直流成分が少ないので、結果として、キ
ャリア周波数をより良く抑制できる。これはまた、誘導
ブリユアン散乱閾値の立ち上がりを高入射パワーに推移
させる。従って、高光パワーをファイバに入射できる。
さらに、デュオバイナリ符号化された差動駆動信号を
用いた、本発明に係る変調技術によって、個々のドライ
バで要求される振幅を、従来のプッシュ−プル駆動構成
で必要となる振幅のおよそ半分に減らすことができる。
用いた、本発明に係る変調技術によって、個々のドライ
バで要求される振幅を、従来のプッシュ−プル駆動構成
で必要となる振幅のおよそ半分に減らすことができる。
図面の簡単な説明
本発明について上述した目的、機能、利点、また、他
の目的、機能、利点は、添付図面に示すように、以下
の、実施の形態のより詳細な説明によって明らかとな
る。
の目的、機能、利点は、添付図面に示すように、以下
の、実施の形態のより詳細な説明によって明らかとな
る。
図１は、本発明に係る符号化回路を示す図である。
図1Aは、差動駆動されるマッハ−ツェンダー変調器構
成に用いる符号化回路を示す図である。
成に用いる符号化回路を示す図である。
図2Aは、符号化回路の加算器の回路図である。
図2Bは、加算器の真理値表である。
図３は、変調原理を示する図である。
図４は、本発明および従来技術によって符号化された
信号について、フィルタ処理されたパワー・スペクトル
密度と周波数との関係を示す図である。
信号について、フィルタ処理されたパワー・スペクトル
密度と周波数との関係を示す図である。
発明の実施の形態
従来のデュオバイナリ符号化技術によれば、プリ・コ
ーディングは、入力バイナリ信号ｘ（0,1）に対して行
われ、式pk＝XOR（xk,pk-1）を用いて、プリ・コーディ
ングされた信号ｐ（0,1）を得る。次に、プリ・コーデ
ィングされた信号内で「０」が「−１」に置き換えられ
て、シーケンスp'（0,1,−１）を得る。そして、さらに
演算yk＝p'k-1＋p'kを行って、ドライブ・シーケンスを
得る。その結果、連続するどの奇数個の「１」に対して
も、駆動信号の変調帯域幅が、ファクタにして２だけ減
少する。同様に、Ｅフィールドには、キャリア周波数に
おける成分が全くない。しかし、表１の例に示すよう
に、偶数個の連続する「１」を有する入力シーケンスの
場合、このようにはならない。
ーディングは、入力バイナリ信号ｘ（0,1）に対して行
われ、式pk＝XOR（xk,pk-1）を用いて、プリ・コーディ
ングされた信号ｐ（0,1）を得る。次に、プリ・コーデ
ィングされた信号内で「０」が「−１」に置き換えられ
て、シーケンスp'（0,1,−１）を得る。そして、さらに
演算yk＝p'k-1＋p'kを行って、ドライブ・シーケンスを
得る。その結果、連続するどの奇数個の「１」に対して
も、駆動信号の変調帯域幅が、ファクタにして２だけ減
少する。同様に、Ｅフィールドには、キャリア周波数に
おける成分が全くない。しかし、表１の例に示すよう
に、偶数個の連続する「１」を有する入力シーケンスの
場合、このようにはならない。
上の例において、駆動信号の帯域幅は、バイナリ入力
信号の帯域幅と同じであり、直流成分も、バイナリ入力
信号のそれと同じである。従って、この方法は、一般に
直流成分を除去するものではなく、むしろ直流を、ある
パターンに減少させるものである。
信号の帯域幅と同じであり、直流成分も、バイナリ入力
信号のそれと同じである。従って、この方法は、一般に
直流成分を除去するものではなく、むしろ直流を、ある
パターンに減少させるものである。
本発明に係るデュオバイナリ符号化は、非０（non−z
ero）の入力ビットにのみ影響を及ぼすものである。つ
まり、入力ビット「０」は、「０」の出力ビットとな
る。入力ビット「１」は、出力ビット「１」または「−
１」に置き換えられる。これは、出力において唯一許容
される推移が、「１」からいかなる数の「０」、および
「−１」へ、あるいは、その逆となるよう行われる。こ
のように、駆動信号中の「１」の数は、実質的に「−
１」の数に等しい。よって、直流成分の最大の減少がな
される。
ero）の入力ビットにのみ影響を及ぼすものである。つ
まり、入力ビット「０」は、「０」の出力ビットとな
る。入力ビット「１」は、出力ビット「１」または「−
１」に置き換えられる。これは、出力において唯一許容
される推移が、「１」からいかなる数の「０」、および
「−１」へ、あるいは、その逆となるよう行われる。こ
のように、駆動信号中の「１」の数は、実質的に「−
１」の数に等しい。よって、直流成分の最大の減少がな
される。
図１は、本発明に係るデュオバイナリ符号化および変
調動作の実行に使用されるブロックを示す図である。符
号化回路１は、入力３で、バイナリ入力シーケンスｘ
（0,1）を受信し、出力５に、デュオバイナリ出力シー
ケンスｙ（0,1,−１）を与える。この出力シーケンスｙ
（0,1,−１）は、ドライバ７に入力され、このドライバ
が、変調器９の電極19に駆動信号12を供給する。
調動作の実行に使用されるブロックを示す図である。符
号化回路１は、入力３で、バイナリ入力シーケンスｘ
（0,1）を受信し、出力５に、デュオバイナリ出力シー
ケンスｙ（0,1,−１）を与える。この出力シーケンスｙ
（0,1,−１）は、ドライバ７に入力され、このドライバ
が、変調器９の電極19に駆動信号12を供給する。
図１の実施の形態に示す変調器９は、マッハ−ツェン
ダー干渉計である。バイアス電圧VBiasは、進行波電極1
5,17間に印加される。レーザ11は、既知の方法で、CW光
キャリア信号14を、変調器９の光導波管スプリッタの入
力ポート８に供給する。この変調器の導波管コンバイナ
の出力ポート10では、変調光信号16が得られ、送信のた
め、その信号を光ファイバ13に結合する。
ダー干渉計である。バイアス電圧VBiasは、進行波電極1
5,17間に印加される。レーザ11は、既知の方法で、CW光
キャリア信号14を、変調器９の光導波管スプリッタの入
力ポート８に供給する。この変調器の導波管コンバイナ
の出力ポート10では、変調光信号16が得られ、送信のた
め、その信号を光ファイバ13に結合する。
符号化回路１は、Ｄタイプのフリップ・フロップ21か
らなり、反転出力をＤ入力に接続して、周期Ｔの遅延
を得ている。これは、ビットxk,xk-1を同時に得るため
に必要となる。フリップ・フロップ21のクロック入力に
は、バイナリ・ストリームｘ（0,1）が印加される。各
ビットxk後における、このフリップ・フロップの状態
は、そのビットxkの前の入力（Ｄ）に等しい。言い換え
れば、Xk＝Ｄとなる。このように、入力シーケンスｘ
（0,1）が「０」の連続、「１」の連続、あるいは、
「０」の後に「１」が続くときは常に、フリップ・フロ
ップ21は前の状態を保ち、Ｑ＝0,＝１という論理
「０」の状態、または、Ｑ＝1,＝０という論理「１」
の状態になる。論理「１」のxkビットの後に「０」がく
る場合には、常にフリップ・フロップ21は、その状態を
変える。これを、以下の表2,表３の２行目および３行目
に示す。
らなり、反転出力をＤ入力に接続して、周期Ｔの遅延
を得ている。これは、ビットxk,xk-1を同時に得るため
に必要となる。フリップ・フロップ21のクロック入力に
は、バイナリ・ストリームｘ（0,1）が印加される。各
ビットxk後における、このフリップ・フロップの状態
は、そのビットxkの前の入力（Ｄ）に等しい。言い換え
れば、Xk＝Ｄとなる。このように、入力シーケンスｘ
（0,1）が「０」の連続、「１」の連続、あるいは、
「０」の後に「１」が続くときは常に、フリップ・フロ
ップ21は前の状態を保ち、Ｑ＝0,＝１という論理
「０」の状態、または、Ｑ＝1,＝０という論理「１」
の状態になる。論理「１」のxkビットの後に「０」がく
る場合には、常にフリップ・フロップ21は、その状態を
変える。これを、以下の表2,表３の２行目および３行目
に示す。
このバイナリ・ストリームｘ（0,1）は、第１のANDゲ
ート23の入力、および第２のANDゲート25の入力にも印
加される。ANDゲート23の第２の入力は、フリップ・フ
ロップ21の出力Ｑを受信するので、ANDゲート23の出力
において、バイナリ・シーケンス（0,1）を得る。ここ
で、シーケンスａの各ビットakを、ak＝xk＋xk-1と定義
する。これは、以下の表2,表３の４行目に示されてい
る。
ート23の入力、および第２のANDゲート25の入力にも印
加される。ANDゲート23の第２の入力は、フリップ・フ
ロップ21の出力Ｑを受信するので、ANDゲート23の出力
において、バイナリ・シーケンス（0,1）を得る。ここ
で、シーケンスａの各ビットakを、ak＝xk＋xk-1と定義
する。これは、以下の表2,表３の４行目に示されてい
る。
ANDゲート25の第２の入力は、フリップ・フロップ21
からの出力を受信するので、ANDゲート25の出力にお
いて、バイナリ・シーケンスｂ（0,1）を得る。ここ
で、このシーケンスｂの各ビットbkを、bk＝xk＋k-1
と定義する。これを、以下の表2,表３の５行目に示す。
からの出力を受信するので、ANDゲート25の出力にお
いて、バイナリ・シーケンスｂ（0,1）を得る。ここ
で、このシーケンスｂの各ビットbkを、bk＝xk＋k-1
と定義する。これを、以下の表2,表３の５行目に示す。
ANDゲート23,25両方の出力が加算回路27に印加され、
出力５において、符号化されたストリームｙ（0,1,−
１）を得る。この加算回路27は、ゲート23,25が行うよ
うな論理「AND」というよりも、信号の代数和をとる。
出力５において、符号化されたストリームｙ（0,1,−
１）を得る。この加算回路27は、ゲート23,25が行うよ
うな論理「AND」というよりも、信号の代数和をとる。
本発明に係る光変調動作について他の利点をもたらす
構成には、図1Aに示すように、差動駆動されるマッハ−
ツェンダー変調器構成に基づくものがある。この場合、
駆動信号は、ライン12,12'各々に供給される差動信号で
あり、これらの差動信号は、差動対をなすドライバ19を
用いて、デュオバイナリ・シーケンスｙ（0,1,−１）よ
り生成される。進行波電極15,17各々は、入力８に近い
第１の端部において、個々のライン12または12'より、
アクティブな、電気的に変調された信号を受信する。第
１の整合インピーダンスZ1が、変調器の出力ポート10近
傍において、電極15の第２の端部をアースに接続してい
る。一方、第２の整合インピーダンスZ2が、電極17の第
２の端部をアースに接続している。
構成には、図1Aに示すように、差動駆動されるマッハ−
ツェンダー変調器構成に基づくものがある。この場合、
駆動信号は、ライン12,12'各々に供給される差動信号で
あり、これらの差動信号は、差動対をなすドライバ19を
用いて、デュオバイナリ・シーケンスｙ（0,1,−１）よ
り生成される。進行波電極15,17各々は、入力８に近い
第１の端部において、個々のライン12または12'より、
アクティブな、電気的に変調された信号を受信する。第
１の整合インピーダンスZ1が、変調器の出力ポート10近
傍において、電極15の第２の端部をアースに接続してい
る。一方、第２の整合インピーダンスZ2が、電極17の第
２の端部をアースに接続している。
このように、各進行波電極のインピーダンスは、個々
のアクティブなラインのアースに対するインピーダンス
の事実上２倍になり、仮想のアース線をもたらしてい
る。この仮想アース線は、物理的な地面と電気的に接続
されていないが、進行波ドライブ電極間のどこかに位置
しており、駆動RF波の伝搬方向にほぼ平行になってい
る。このように駆動することで、個々の駆動回路の要す
る駆動振幅を、上述のプッシュ−プル駆動構成に要した
振幅のほぼ半分まで減少できる効果がある。
のアクティブなラインのアースに対するインピーダンス
の事実上２倍になり、仮想のアース線をもたらしてい
る。この仮想アース線は、物理的な地面と電気的に接続
されていないが、進行波ドライブ電極間のどこかに位置
しており、駆動RF波の伝搬方向にほぼ平行になってい
る。このように駆動することで、個々の駆動回路の要す
る駆動振幅を、上述のプッシュ−プル駆動構成に要した
振幅のほぼ半分まで減少できる効果がある。
以下の例は、本発明において、どのようにバイナリ入
力シーケンスがデュオバイナリ出力シーケンスに変換さ
れるかを示すものである。
力シーケンスがデュオバイナリ出力シーケンスに変換さ
れるかを示すものである。
図2Aは、本発明に係る加算回路の実施の形態を示して
おり、この回路は、バイナリ・シーケンスａ（0,1）,b
（0,1）のビットak,bkを受信し、出力シーケンスのビッ
トykを与える。図2Bは、図2Aの回路に対する真理値表を
示す。上記の表2,表３から分かるように、出力シーケン
スｙ（0,1,−１）のビットは、ak＝0,bk＝１のとき論理
「１」と規定される第１の値、ak＝1,bk＝０のとき論理
「−１」と規定される第２の値、そして、ak＝bk＝０の
とき論理「０」と規定される第３の値をとる。なお、符
号化回路の説明との関連から明らかなように、ak＝1,bk
＝１は有効な入力ではない。
おり、この回路は、バイナリ・シーケンスａ（0,1）,b
（0,1）のビットak,bkを受信し、出力シーケンスのビッ
トykを与える。図2Bは、図2Aの回路に対する真理値表を
示す。上記の表2,表３から分かるように、出力シーケン
スｙ（0,1,−１）のビットは、ak＝0,bk＝１のとき論理
「１」と規定される第１の値、ak＝1,bk＝０のとき論理
「−１」と規定される第２の値、そして、ak＝bk＝０の
とき論理「０」と規定される第３の値をとる。なお、符
号化回路の説明との関連から明らかなように、ak＝1,bk
＝１は有効な入力ではない。
この加算回路は、第１のトランジスタ35を含み、その
ベース端子上で、第１のバイナリ・シーケンスａ（0,
1）のビットを受信する。トランジスタ35のコレクタ
は、参照符号41で示す負荷抵抗（Ｒ）に接続され、エミ
ッタは、電流源39を介してVDDに接続されている。第２
のトランジスタ33は、そのベースで、インバータ31が与
える、第２のバイナリ・シーケンスｂ（0,1）を反転し
たものを受信する。このトランジスタ33のコレクタもま
た、負荷抵抗41に接続され、エミッタは、第２の電流源
37に接続されている。電流源37,39は両方とも、各トラ
ンジスタが導通すると、抵抗Ｒを介して電流「ｉ」を供
給する。
ベース端子上で、第１のバイナリ・シーケンスａ（0,
1）のビットを受信する。トランジスタ35のコレクタ
は、参照符号41で示す負荷抵抗（Ｒ）に接続され、エミ
ッタは、電流源39を介してVDDに接続されている。第２
のトランジスタ33は、そのベースで、インバータ31が与
える、第２のバイナリ・シーケンスｂ（0,1）を反転し
たものを受信する。このトランジスタ33のコレクタもま
た、負荷抵抗41に接続され、エミッタは、第２の電流源
37に接続されている。電流源37,39は両方とも、各トラ
ンジスタが導通すると、抵抗Ｒを介して電流「ｉ」を供
給する。
出力端５において得られるビットykは、３つの異なる
値、すなわちiR,2iR,0をとり得る。ykは、信号ak,bkが
論理「０」のとき、ｉ・Ｒの値をとる。これは、トラン
ジスタ33が導通し、トランジスタ35が非導通状態の場合
に対応する。ak＝0,bk＝１のとき、信号ｋは論理
「０」となり、トランジスタ33,35が両方とも導通する
ので、出力５の電位は、2i・Ｒの値をとる。ak＝1,bk＝
０のとき、信号ｋは論理１となり、両方のトランジス
タが非導通になって、ykは０となる。加算回路27がAC結
合されていれば、３つのレベルは、論理「１」がｉ・
Ｒ、論理「０」が０、そして、論理「−１」が−ｉ・Ｒ
となる。
値、すなわちiR,2iR,0をとり得る。ykは、信号ak,bkが
論理「０」のとき、ｉ・Ｒの値をとる。これは、トラン
ジスタ33が導通し、トランジスタ35が非導通状態の場合
に対応する。ak＝0,bk＝１のとき、信号ｋは論理
「０」となり、トランジスタ33,35が両方とも導通する
ので、出力５の電位は、2i・Ｒの値をとる。ak＝1,bk＝
０のとき、信号ｋは論理１となり、両方のトランジス
タが非導通になって、ykは０となる。加算回路27がAC結
合されていれば、３つのレベルは、論理「１」がｉ・
Ｒ、論理「０」が０、そして、論理「−１」が−ｉ・Ｒ
となる。
なお、図2Aに示す加算器は、ドライバ・モジュール７
と置き換えることができる。
と置き換えることができる。
図３は、デュオバイナリ・シーケンス「1,0,0,0,−1,
−１」に対して、変調がどのように影響されるかを示す
図である。電極15,17間には、バイアス電圧VBiasが印加
され、デュオバイナリ符号化された駆動シーケンスが、
図１に示すように、変調器９の電極19に印加される。光
デュオバイナリ信号は、「オン」，「オフ」という２つ
のレベルを有し、「オン」状態の位相は、「０」および
「π」の値を交互にとる。図1Aに示す場合、VBiasは、
上述した方法で得られる仮想アース電圧である。
−１」に対して、変調がどのように影響されるかを示す
図である。電極15,17間には、バイアス電圧VBiasが印加
され、デュオバイナリ符号化された駆動シーケンスが、
図１に示すように、変調器９の電極19に印加される。光
デュオバイナリ信号は、「オン」，「オフ」という２つ
のレベルを有し、「オン」状態の位相は、「０」および
「π」の値を交互にとる。図1Aに示す場合、VBiasは、
上述した方法で得られる仮想アース電圧である。
図４は、図１のデュオバイナリ符号化器を使用して得
た光信号について、周波数に対するスペクトル密度の変
化を実線で示している。また、点線は、引例2,3,4に発
表されたデュオバイナリ方法に対する同一のパラメータ
を示す。この比較には、擬似ランダム・ビット・シーケ
ンス（PRBS）を使用した。図４に示すように、本発明の
符号化回路を用いて得た、実験の曲線で表された直流成
分は、従来の符号化器の直流成分よりも小さくなってい
る。
た光信号について、周波数に対するスペクトル密度の変
化を実線で示している。また、点線は、引例2,3,4に発
表されたデュオバイナリ方法に対する同一のパラメータ
を示す。この比較には、擬似ランダム・ビット・シーケ
ンス（PRBS）を使用した。図４に示すように、本発明の
符号化回路を用いて得た、実験の曲線で表された直流成
分は、従来の符号化器の直流成分よりも小さくなってい
る。
特定の実施の形態を参照して本発明を説明したが、添
付の請求項の範囲内で、より広い態様において本発明の
範囲を逸脱することなく、当業者に想到されるような、
さらなる変形および改良が可能となる。
付の請求項の範囲内で、より広い態様において本発明の
範囲を逸脱することなく、当業者に想到されるような、
さらなる変形および改良が可能となる。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ
Ｈ０４Ｂ 10/142
10/152
Ｈ０４Ｌ 25/497
(72)発明者 オスリバン・モーリス・エス
カナダ国，ケイ１ワイ ０ティー９，オ
ンタリオ，オタワ，ハーマー アベニュ
ー ノース 84
(72)発明者 タラシュク・テリー・ダブリュ・ビー
カナダ国，ケイ１ブイ ６エヌ３，オン
タリオ，オタワ，ノーベリー クレセン
ト 2643
(72)発明者 ソルヘイム・アラン・グレン
カナダ国，ケイ２エム １シー４，オン
タリオ，カナタ，ハンツマン クレセン
ト 56
(72)発明者 ロバーツ・キム・バイロン
イギリス国，エイエル８ ７エルディ
ー，ハーツ，ウエルウイン ガーデン
シティー，シェラーズパーク ロード
41
(56)参考文献 特開 昭59−161958（ＪＰ，Ａ)
特開 昭57−140054（ＪＰ，Ａ)
特開 平３−75615（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−232412（ＪＰ，Ａ)
実開 昭58−59257（ＪＰ，Ｕ)
実開 昭56−169657（ＪＰ，Ｕ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H03M 5/16
G02F 1/01
H04B 10/00
H04L 25/497
Claims (7)
- 【請求項１】バイナリ入力シーケンスｘ（0,1）を符号
化してデュオバイナリ出力シーケンスｙ（＋1,0,−１）
を得る符号化方法において、 前記バイナリ入力シーケンスｘ（0,1）より、バイナリ
切換え信号Ｑ（0,1）を準備する工程であって、この信
号は、前記入力シーケンスｘ（0,1）が、ビットxk＝０
の連続、ビットxk＝１の連続、ビットxk＝0,xk＝１の連
続の１つを含むときに、現在の論理値を維持し、また、
前記入力シーケンスｘ（0,1）が、ビットxk＝1,xk+1＝
０の連続を含むときには、反対の論理値に切り換える、
当該工程と、 前記バイナリ入力シーケンスｘ（0,1）と前記切換え信
号Ｑ（0,1）を論理加算して、第１のバイナリ・シーケ
ンスａ（0,1）を得る工程と、 前記バイナリ入力シーケンスｘ（0,1）と前記切換え信
号の補数Ｑ（1,0）を論理加算して、第２のバイナリ・
シーケンスｂ（0,1）を得る工程と、 前記第１および第２のバイナリ・シーケンスを加算し
て、前記デュオバイナリ出力シーケンスｙ（＋1,0,−
１）を得る工程とを備え、 さらに、前記出力シーケンスｙ（＋1,0,−１）より駆動
信号を生成する工程を備え、 さらに、第１および第２の進行導波管と、入力ポートと
前記第１および第２の進行導波管との間のスプリッタ
と、前記第１および第２の進行導波管と出力ポートとの
間のコンバイナと、各々が前記第１および第２の進行導
波管それぞれに関連した第１および第２の進行波電極
と、制御電極とを有する外付けの変調器を提供する工程
と、 前記駆動信号を前記外付けの変調器にAC結合する工程
と、 前記外付けの変調器を用いて、前記駆動信号によって持
続波（CW）光キャリア信号を変調する工程とを備えるこ
とを特徴とする符号化方法。 - 【請求項２】前記外付けの変調器はマッハ−ツェンダー
干渉計であり、前記変調工程は、 前記入力ポートを配列して、前記マッハ−ツェンダー干
渉計の前記入力ポートに前記持続波キャリア信号を供給
する工程と、 前記出力ポートを配列して、デュオバイナリ変調された
光信号を光ファイバに結合する工程とを備えることを特
徴とする請求項１記載の符号化方法。 - 【請求項３】前記変調工程は、 前記第１および第２の進行波電極間にバイアス電圧V
Biasを印加する工程と、 前記制御電極に前記駆動信号を印加する工程とを備える
ことを特徴とする請求項１記載の符号化方法。 - 【請求項４】バイナリ入力シーケンスｘ（0,1）を符号
化してデュオバイナリ出力シーケンスｙ（＋1,0,−１）
を得る符号化方法において、 前記バイナリ入力シーケンスｘ（0,1）より、バイナリ
切換え信号Ｑ（0,1）を準備する工程であって、この信
号は、前記入力シーケンスｘ（0,1）が、ビットxk＝０
の連続、ビットxk＝１の連続、ビットxk＝0,xk＝１の連
続の１つを含むときに、現在の論理値を維持し、また、
前記入力シーケンスｘ（0,1）が、ビットxk＝1,xk+1＝
０の連続を含むときには、反対の論理値に切り換える、
当該工程と、 前記バイナリ入力シーケンスｘ（0,1）と前記切換え信
号Ｑ（0,1）を論理加算して、第１のバイナリ・シーケ
ンスａ（0,1）を得る工程と、 前記バイナリ入力シーケンスｘ（0,1）と前記切換え信
号の補数Ｑ（1,0）を論理加算して、第２のバイナリ・
シーケンスｂ（0,1）を得る工程と、 前記第１および第２のバイナリ・シーケンスを加算し
て、前記デュオバイナリ出力シーケンスｙ（＋1,0,−
１）を得る工程とを備え、 さらに、前記出力シーケンスｙ（＋1,0,−１）より、駆
動信号と相補駆動信号とらからなる差動駆動信号を生成
する工程を備え、 さらに、第１および第２の進行導波管と、入力ポートと
前記第１および第２の進行導波管との間のスプリッタ
と、前記第１および第２の進行導波管と出力ポートとの
間のコンバイナと、各々が前記第１および第２の進行導
波管それぞれに関連した第１および第２の進行波電極と
を有する外付けの変調器を提供する工程と、 前記駆動信号を前記外付けの変調器にAC結合する工程
と、 前記外付けの変調器を用いて、前記駆動信号によって持
続波（CW）光キャリア信号を変調する工程とを備えるこ
とを特徴とする符号化方法。 - 【請求項５】前記変調工程は、 第１のインピーダンスの第１の端部を、前記第１の進行
波電極のコンバイナ側に接続し、かつ、この第１のイン
ピーダンスの第２の端部をアースへ接続する工程と、 第２のインピーダンスの第１の端部を、前記第２の進行
波電極のコンバイナ側に接続し、かつ、この第２のイン
ピーダンスの第２の端部をアースへ接続する工程と、 前記駆動信号を前記第１の進行波電極のスプリッタ側に
印加し、かつ、前記相補駆動信号を前記第２の進行波電
極のスプリッタ側に印加する工程と、 前記第１および第２のインピーダンスの値を調整して、
前記駆動信号および前記相補駆動信号に対する仮想アー
スを得る工程とを備えることを特徴とする請求項４記載
の符号化方法。 - 【請求項６】デュオバイナリ符号化された駆動信号で持
続波（CW）光キャリアを変調するマッハ−ツェンダー
（Ｍ−Ｚ）干渉計において、当該マッハ−ツェンダー干
渉計は、第１および第２の進行導波管と、入力ポートと
前記第１および第２の進行導波管との間のスプリッタ
と、前記第１および第２の進行導波管と出力ポートとの
間のコンバイナと、各々が前記第１および第２の進行導
波管それぞれに関連する第１および第２の進行波電極
と、制御電極とを有し、当該マッハ−ツェンダー干渉計
は、さらに、 前記第１および第２の進行波電極間にバイアス電圧V
biasを印加する手段と、 前記制御電極へ前記デュオバイナリ符号化された駆動信
号を提供する手段と、 前記持続波光キャリア信号を前記入力ポートに結合する
手段と、 前記出力ポートからのデュオバイナリ変調された光信号
を光ファイバに結合する手段とを備えることを特徴とす
るマッハ−ツェンダー干渉計。 - 【請求項７】デュオバイナリ符号化された差動駆動信号
で持続波（CW）光キャリアを変調するマッハ−ツェンダ
ー（Ｍ−Ｚ）干渉計において、当該マッハ−ツェンダー
干渉計は、第１および第２の進行導波管と、入力ポート
と前記第１および第２の進行導波管との間のスプリッタ
と、前記第１および第２の進行導波管と出力ポートとの
間のコンバイナと、各々が前記第１および第２の進行導
波管それぞれに関連する第１および第２の進行波電極と
を有し、当該マッハ−ツェンダー干渉計は、さらに、 前記変調信号を前記第１の進行波電極のスプリッタ側に
印加し、かつ、前記相補変調信号を前記第２の進行波電
極のスプリッタ側に印加する手段と、 第１の端部を前記第１の進行波電極のコンバイナ側へ接
続し、第２の端部をアースへ接続する第１の整合インピ
ーダンスと、 第１の端部を前記第２の進行波電極のコンバイナ側へ接
続し、第２の端部をアースへ接続する第２の整合インピ
ーダンスと、 前記持続波光キャリア信号を前記入力ポートに結合する
手段と、 前記出力ポートからのデュオバイナリ変調された光信号
を光ファイバに結合する手段とを備えることを特徴とす
るマッハ−ツェンダー干渉計。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/827,419 | 1997-03-27 | ||
| US08/827,419 US5892858A (en) | 1997-03-27 | 1997-03-27 | Duobinary coding and modulation technique for optical communication systems |
| PCT/CA1998/000275 WO1998044635A1 (en) | 1997-03-27 | 1998-03-25 | Duobinary coding and modulation technique for optical communication systems |
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|---|---|
| JPH11512277A JPH11512277A (ja) | 1999-10-19 |
| JP3371911B2 true JP3371911B2 (ja) | 2003-01-27 |
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ID=25249176
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP54100698A Expired - Lifetime JP3371911B2 (ja) | 1997-03-27 | 1998-03-25 | 光通信システム用デュオバイナリ符号化および変調技術 |
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| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5892858A (ja) |
| EP (1) | EP0920731B1 (ja) |
| JP (1) | JP3371911B2 (ja) |
| AU (1) | AU709464B2 (ja) |
| CA (1) | CA2253614C (ja) |
| DE (1) | DE69830558T2 (ja) |
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