DE69321561T2

DE69321561T2 - Aktive Antenne mit variabler Polarisations-Synthese

Info

Publication number: DE69321561T2
Application number: DE69321561T
Authority: DE
Inventors: Gerard F-31170 Tournefeuille Caille
Original assignee: Alcatel CIT SA; Alcatel SA
Current assignee: Alcatel Lucent SAS
Priority date: 1992-12-04
Filing date: 1993-12-02
Publication date: 1999-04-01
Anticipated expiration: 2013-12-03
Also published as: US5659322A; EP0600799B1; EP0600799A1; DE69321561D1; FR2699008A1; ES2125317T3; FR2699008B1; CA2110634A1; CA2110634C

Description

Die Erfindung betrifft aktive Antennen, die aus einer großen Anzahl von Strahlungsquellen bestehen, die von Ultrahochfrequenz-Leistungsverstärkern zum Senden angeregt werden, oder deren empfangene Signale durch Verstärker mit geringem Rauschen beim Empfang verstärkt werden. Solche Antennen werden bei verschiedenen Anwendungen, wie bei Telekommunikationen oder beim Radar verwendet; die Erfindung ist für Radar besonders vorteilhaft. Tatsächlich schließt auf dem Gebiet des Radars die übliche Architektur eines monostatischen Radars die Verwendung eines Sendeweges und eines Empfangsweges ein, die zur selben Strahlungsquelle führen. Üblicherweise gestattet ein Umschalter die Auswahl des Sendeweges zum Übertragen eines Puls-Radarsignals, wobei der Zeitraum zwischen den Sendepulsen zum Hören der Radarechos, die von der Umgebung zurückkommen, genutzt wird, indem der Empfangsweg ausgewählt wird.
Im Telekommunkationsbereich bewirkt die Erhöhung der Nachfrage, daß eine bessere Nutzung des Hochfrequenzspektrums gesucht wird. Diese Sorge überträgt sich durch die Verwendung von feinen, orientierbaren und manchmal sogar polarisierten Bündeln, um die Wiederverwendung von Frequenzen zu gestatten. Diese Eigenschaften können in Netzantennenausführungen vorteilhaft vereinigt werden. Die Erfindung findet Anwendung bei solchen Telekomminikationsantennen, die insbesondere, aber nicht ausschließlich zum Senden bestimmt sind.
Auf dem Bereich des multistatischen Radars liegen Sende- und Empfangsantennen weit auseinander, manchmal mehrere Zehn, ja sogar Hunderte von Kilometern. Netzantennen können zur Erfüllung zweier Aufgaben, Senden und Empfangen, konzipiert sein, oder sie können zur Erfüllung nur einer dieser beiden Aufgaben konzipiert sein. Für jede dieser Möglichkeiten ist eine Variante der Erfindung anwendbar.
Die Gestaltung von aktiven Antennen für monostatischen Radar hat sich in den letzten Jahren beträchtlich entwickelt und beim gegenwärtigen Stand der Technik sind die Strahlungsquellen mit aktiven Sende/Empfangsmodulen (MAER oder T\R in Englisch) verbunden, die in MMIC(Monolithic Microwave Integrated Circuits)-Technologie oder Hybridtechnologie ausgeführt sind. Die Sende/Empfangs- Umschaltung ist im Allgemeinen in dem aktiven Modul eingeschlossen, dessen Prinzipschaltbild mit seiner Lage im Inneren der Antenne in Fig. 1 gegeben ist.
Fig. 1 zeigt schematisch eine aktive Radarantenne, die abwechselnd zum Senden und zum Empfang arbeiten. Der Wechsel der Sende/Empfangs-Funktionen wird durch Umschalter 25, 52 sichergestellt, die von einem Synchronisationszeitgeber 24 gesteuert werden. In dieser Fig. 1 können vom Umschalter 26 orthogonale Polarisationen für den Empfang wie für das Senden ausgewählt werden. Die Phase und die Verstärkung sind durch Steuermittel 23 steuerbar, zudem zum Senden und Empfangen. Die Steuerungswerte, die von der Steuerung auf einem gegebenen Empfangsweg geliefert werden, sind nicht notwendigerweise die gleichen wie für denselben zum Senden verwendeten Weg.
In Fig. 1 wird ein einzelnes aktives Sende/Empfangsmodul gezeigt, das einen steuerbaren Phasenschieber 27 und ein steuerbares Dämpfungsglied 28, um die Verstärkung des Moduls einzustellen. Es wird jedoch bei diesem Beispiel ein aktives Modul pro Weg benötigt, es gibt m · m' Wege, wobei jeder Weg mit einer Strahlungsquelle verbunden ist, die aus K Elementarstrahlern Slij bis Skij zusammengesetzt sind, wobei m' die Anzahl von Spalten von Quellen ist, wovon nur die erste und die zweite (teilweise) dargestellt sind. Im Sendemodus liefert der Sender 21 seine Signale an einen Verteiler/Kombinierer 22, der die aktiven E/R-Module versorgt. Die Phase der Dämpfung des Signals wird durch den steuerbaren Phasenschieber 27 und das steuerbare Dämpfungsglied 28 gemäß den vom Steuerungsrechner 23 gegebenen Anweisungen bestimmt. Dann werden die Umschalter 25 und 52 vom Taktgeber 24 gesteuert, um den Leistungsweg zu belegen, und das Signal wird vom Leistungsverstärker 29 verstärkt, bevor es zu den Strahlungsquellen Sij gesendet wird.
Im Empfangsmodus empfängt der Empfänger 31 die Signale vom Kombinierer/Verteiler 22, die von den aktiven E/R-Modulen zugeführt werden. In den E/R-Modulen werden die von den Strahlungsquellen Sij stammenden Signale von den Umschaltern 25, 52 auf den Empfangsweg umgeschaltet und gehen durch einen Verstärker 30 mit geringem Rauschen hindurch. Dann werden durch den steuerbaren Phasenschieber 27 und das steuerbare Dämpfungsglied 28, die vom Steuerungsrechner 23 gesteuert werden, die Phasenverschiebung und die Dämpfung angewendet.
Diese Gestaltung gestattet dank der steuerbaren Phasenschieber die elektronische Abtastung des Bündels beim Senden und beim Empfang. Die Bündel können dank der steuerbaren Phasenschieber und Dämpfungsglieder zum Beispiel auch mit steilen Flanken und schwachen Nebenkeulen ausgebildet werden, um die Leistungen der Antenne, was die Mehrdeutigkeit der Echos betrifft, und bei Vorhandensein von Rauschquellen zu verbessern. Schließlich kann dank der Umschalter 26 eine der beiden orthogonalen Polarisationen ausgewählt werden, was für den Radar interessant ist, weil das Nutzsignal und das Rauschen gemäß der Polarisation verschiedene Variationen aufweisen, was eine Optimierung des Verhältnisses Signal zu Rauschen gestattet, indem man auf die Polarisation einwirkt.
Tatsächlich sind die Leistungen eines Radars im Wesentlichen durch eine Verbindungsbilanz gekennzeichnet, die das Verhältnis Nutzsignal zu unerwünschtem Rauschen bestimmt. Die Terme, die vom Ultrahochfrequenzteil des Radars abhängen, sind die folgenden:
M = N · Pe - Le + De + Dr - Lr - FB; worin:
M der Gütefaktor der Antenne ist;
N die Anzahl von Leistungsverstärkern ist;
Pe die von jedem Verstärker ausgesandte Leistung darstellt;
Le die Verluste nach dem (oder den) Leistungsverstärker(n) darstellt;
De und Dr die Richtfaktoren der vom Netz der Strahlungselemente erzeugten Diagramme beim Senden bzw. beim Empfang darstellen;
Lr die Verluste vor dem (oder den) Verstärker(n) mit geringem Rauschen beim Empfang darstellt;
FB den Rauschfaktor der Empfangskette darstellt. Wenn die Verstärkung des ersten Verstärkers mit geringem Rauschen ausreicht, ist der Rauschfaktor der Empfangskette praktisch gleich dem Rauschfaktor des Verstärkers mit geringem Rauschen.
Daraus geht hervor, daß für einen besseren Gütefaktor versucht wird, die Verluste und den Rauschfaktor der Empfangskette unter Optimierung der ausgesandten Leistung und des Richtfaktors der Strahlungsdiagramme zu minimieren. Für eine von einer Quelle des Netzes gegebene Elementarleistung Pe können die Richtfaktoren sowie der Term in N · Pe mit einer größeren Anzahl von Quellen optimiert werden.
Die Elementarquellen sind im Rahmen der vorliegenden Erfindung strahlende Elemente, die fähig sind, eine polarisierte Strahlung zu liefern, deren Polarisation wenigstens zwei orthogonale Werte, beispielsweise horizontal (H) und vertikal (V), oder auch Rechts- und Linkszirkularpolarisationen (D, G) annehmen kann.
Die Trichter mit quadratischer, kreisförmiger oder sechseckiger Mündung sind strahlende Elemente, die H- oder V-Polarisationen erzeugen können. Sie sind besonders an Antennen mit starker Leistung angepaßt, bei denen die Masse kein kritisches Element ist.
Die gedruckten strahlenden Elemente (die dem Fachmann unter der englischen Bezeichnung "patch" bekannt sind) sind auf ein dünnes dielektrisches Substrat photogeätzte bzw. photogravierte (im Folgenden "photograviert" genannt) Metall-Pflastersteine, die geringe Ultrahochfrequenzverluste aufweisen. Sie gestatten die Ausführung von strahlenden Platten, die eine große Anzahl von Elementarquellen aufweisen, wobei diese Platten dünn, leicht und sogar formbar sein können. Um mit den Patches orthogonale Polarisationen zu erzeugen, genügt es, sie durch zwei um 90º gegenüber dem Zentrum des Patches versetzte Punkte zu erregen, wie in Fig. 1 gezeigt. Die Verbindung zwischen dem MAER und dem Patch kann beispielsweise in Koaxialleitungen oder in Miktrostreifen bestehen. Wenn ein einziger MAER mehrere Patches steuern muß, können sie zu Unternetzen gruppiert sein, die für jede H- und V-Polarisation durch Verteiler in Mikrostreifenleitung mit dem MAER verbunden sind.
Um von den Patches abgestrahlte Zirkularpolarisationen zu erzeugen, genügen die gleichen Erregungen wie die, die zur Erzeugung von orthogonalen Linearpolarisationen nötig sind; nur müssen die orthogonalen Linearpolarisationen zusätzlich zu ihrer physikalischen Verschiebung von 90º um den Mittelpunkt des Patches herum um 90º phasenverschoben sein. Dies wird leicht erreicht, indem ein 90º-Richtkoppler verwendet wird, der zwischen dem MAER und dem Patch angeordnet ist, dessen Erregung an einem seiner Eingänge eine Rechts-Zirkularpolarisation und am anderen seiner Eingänge eine Links-Zirkularpolarisation ergibt.
Um die Trichter zu Zirkular- oder elliptischen Polarisationen zu erregen, ist die Nutzung einer Erregung mittels solcher Orthomoden und Polarisatoren bekannt. Diese Techniken sind dem Fachmann wohlbekannt und beispielsweise in der Druckschrift D2 = US-A-3 357 013 dargelegt, und es ist nicht nötig, sie zum Vorteil eines guten Verständnisses der vorliegenden Erfindung zu erklären.
In Bezug auf die Gestaltung der Fig. 1 ist es vorteilhaft, einige Modifikationen einzuführen, die gestatten, den Gütefaktor der Antenne zu verbessern, wobei die Verluste der Schaltung zwischen den Quellen der Antenne und den Verstärkern verringert werden. Einerseits können die E/R(Sende/Empfangs)-Umschalter, die den Quellen am nächsten liegen (Bezugszeichen 52 in Fig. 1) durch Zirkulatoren ersetzt werden, die sperriger und schwerer sind, aber geringere Verluste und ein besseres Leistungsverhalten haben. Andererseits kann die Umschaltung zwischen H- und V- Polarisationen stromaufwärts des Leistungsverstärkers ausgeführt werden, wie in Fig. 2 gezeigt. So werden die Verluste Le und Lr werden verringert, aber es ist nötig, diese Verstärkungsketten zu verdoppeln, wie in Fig. 2 zu sehen ist. Eine solche Lösung wird beispielsweise von der Druckschrift D1 = DE-U-91 13 444 gelehrt.
In Fig. 2 ist zu sehen, daß die gleichen Elemente die gleichen Bezugszeichen aufweisen wie in Fig. 1; nur die mit der einen oder der anderen der Verstärkerketten verbundene Bezugszeichen tragen Indices, die uns auf ihre Zugehörigkeit hinweisen: den Idex "a" für die H-Kette und den Index "b" für die V-Kette. Die Steuerung der Phase und der Amplitudendämpfung wird immer von den Steuermitteln 23 ausgeführt, und die Steuerung der H- oder V-Polarisation sowie die Auswahl von Sendung oder Empfang gehen vom Taktgeber 24 aus, dessen Ausgang mit einem Polarisationsumschalter 26 sowie mit zwei E/R-Umschaltern 25a, 25b verbunden ist.
Die Schaltung der Fig. 2 weist außerdem einen ergänzenden Schutz der Verstärker mit geringem Rauschen gegen eventuelle ungelegene Reflexionen, die von den Strahlungsquellen Skij zurückkommen, wenn sie im Falle einer Fehlanpassung der Antenne von den Leistungsverstärkern gespeist werden. Diese Schutzmittel sind Umschalter 32a, 32b, die als Shunt zur Masse hin an den Eingängen der Verstärker mit geringem Rauschen angeordnet sind. Diese Umschalter werden gleichzeitig und in Synchronisation mit den E/R-Umschaltern 25a, 25b ebenfalls vom Taktgeber 24 gesteuert. Die wahlfreien Isolatoren 33a, 33b gestatten, die von diesen Schutzmitteln 32a, 32b (ein zweites Mal) reflektierte Leistung zur Masse abzuführen.
In der Sendeposition dieser Umschalter 25a, 25b wird je nach der Position des Polarisationumschalters 26 der eine oder andere der Ultrahochfreuqzenz-Leistungsverstärker 29a oder 29b beansprucht.
Die Ultrahochfrequenzzirkulatoren 52a, 52b ersetzen vorteilhafterweise an den H- bzw. V-Verstärkerketten den Umschalter 52 des MAER von Fig. 1. Die Einfügungsverluste der Zirkulatoren sind geringer als die Verluste, die von den herkömmlichen Umschaltern verursacht werden, die beim MAER verwendet werden.
In der Empfangsposition dieser Umschalter 25a, 25b und eventuell 32a, 32b wird je nach Position des Polarisationsumschalters 26 der eine oder andere der Ultrahochfrequenzverstärker 30a oder 30b mit geringem Rauschen beansprucht.
Bei diesen aus dem Stand der Technik bekannten Systemen, wie sie dargelegt wurden, bestehen bedeutende Nachteile aufgrund der verschiedenen Umschalter, die notwendig sind, um entweder das Senden oder den Empfang entweder in H- oder in V-Polarisation oder auch entweder in D- oder in G- Polarisation auszuführen.
Wenn nach einer ersten Lösung aus dem Stand der Technik die Umschalter sich zwischen den Verstärkern und den strahlenden Elementen befinden (Fig. 1), belasten sie durch ihre Verluste Le und Lr, die zweimal, beim Senden und beim Empfang, Einfluß haben, die Verbindungsbilanz des Radars (oder den Gütefaktor der aktiven Antenne) schwer.
Wenn dagegen und gemäß einer zweiten Lösung aus dem Stand der Technik die Umschalter stromaufwärts der Leistungsverstärker und stromabwärts der Verstärker mit geringem Rauschen angeordnet sind (Fig. 2), wird dieses erste Problem vermieden, aber in diesem Fall werden zwei Verstärker jedes Typs für jede Strahlungsquelle benötigt, wovon zu einem gegebenen Zeitpunkt je nach Polarisation und je nach Sendung oder Empfang der Reihe nach nur der eine der vier arbeitet. Der Platzbedarf und die Masse des MAER sind erhöht, ohne daß es die Leistung ist. Der Gütefaktor wird durch die Verringerung der Verluste erhöht, weil es keinen Polarisationsumschalter bei hohem Niveau mehr gibt. Dies ist für Aufgaben an Bord, mehr für die Satelliten als für die Flugzeuge, besonders ungünstig. Außerdem laufen die MAER von Fig. 2 stark Gefahr, nahezu zweimal teurer zu sein als die von Fig. 1.
Die Erfindung gestattet, diese Nachteile aus dem Stand der Technik zu beheben. Erfindungsgemäß wird eine MAER- Gestaltung vorgeschlagen, die bei gleicher Leistung wie bei der zweiten Lösung die Verluste der Umschalter der ersten Lösung vermeidet, ohne die Masse und den Platzbedarf der Einheit zu erhöhen.
Zu diesen Zweck schlägt die Erfindung eine Ultrahochfrequenzschaltung zum abwechselnden Senden und Empfangen (E/R) für Gruppenantennen mit variabler Polarisations-Synthese vor, wobei diese E/R-Schaltung fähig ist, Erregungssignale für wenigstens zwei orthogonale Polarisationen an Strahlungsquellen über zwei jeweilige Zugangswege zu liefern, wobei diese Zugangswege von zwei Sende-Leistungsverstärkerketten gespeist werden; wobei diese E/R-Schaltung fähig ist, wenigstens zwei Signale zu empfangen, die orthogonale Polarisation haben, die von denselben Quellen erfaßt werden und zwei Empfangsverstärkerketten mit geringem Rauschen speisen;
wobei die E/R-Schaltung außer dem auf dem gemeinsamen Weg befindlichen Phasenschieber, der zum Verstellen (dépointer) oder Bilden des Bündels bestimmt ist, wenigstens einen steuerbaren Phasenschieber auf einem Sendeweg und wenigstens einen steuerbaren Phasenschieber auf einem Empfangsweg aufweist, der zur Auswahl der Polarisation bestimmt ist; wobei die Schaltung dadurch gekennzeichnet ist, daß die beiden Leistungsverstärkerketten bei Sendung gleichzeitig arbeiten und daß die beiden Verstärkerketten mit geringem Rauschen bei Empfang gleichzeitig arbeiten.
Gemäß einem bevorzugten Merkmal werden die H(Horizontal)- und V(Vertikal)-Polarisation durch die Summe oder die Differenz der beiden orthogonalen Polarisationen erhalten, die in Bezug auf die Horizontale um 45º geneigt sind: jede von ihnen ist direkt mit einem der beiden Wege der E/R- Schaltung verbunden.
Nach einer vorteilhaften Ausführung werden die beiden Leistungsverstärkerketten von einem Leistungsphasenteiler aus gespeist, der die leichte Synthese der orthogonalen Linearpolarisationen gestattet; gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausführung werden die beiden Leistungsverstärkerketten von einem Richtkoppler mit zwei um 90º phasenverschobenen Ausgängen aus gespeist, der die leichte Synthese von Zirkularpolarisationen gestattet.
Gemäß einem Merkmal sind die Phasenschieber steuerbare digitale Phasenschieber mit einem Bit, wobei dieses Bit je nach seinem Wert entweder 0º oder 180º entspricht.
Nach einer Variante sind die Phasenschieber steuerbare digitale Phasenschieber mit einem Bit, wobei dieses Bit je nach seinem Wert, entweder 0º oder 90º entspricht.
Gemäß einem weiteren Merkmal sind die Phasenschieber steuerbare digitale Phasenschieber mit zwei Bits, wovon ein erstes Bit je nach seinem Wert entweder 0º oder 180º entspricht und ein zweites Bit je nach seinem Wert entweder 0º oder 90º entspricht.
In diesem Fall wird eine der folgenden vier Polarisationen hergestellt: linear H oder V, zirkular rechts oder links bzw. rechts- oder linkszirkular.
Nach einer vorteilhaften Ausführung gestattet ein Regelglied das Einstellen der Verstärkung wenigstens einer Leistungsverstärkerkette.
Nach einer weiteren vorteilhaften Ausführung gestattet ein Regelglied das Einstellen der Verstärkung wenigstens einer Verstärkerkette mit geringem Rauschen.
Nach einer leistungsfähigen Ausführung weist die E/R- Schaltung außerdem wenigstens zwei Phasenschieber und wenigstens zwei in quasi-kontinuierlicher Weise steuerbare Dämpfungsglieder auf, die die Synthese irgendeiner Linear-, Zirkular- oder elliptischen Polarisation gestatten.
Nach einer besonderen Variante hat die quasi- kontinuierliche Steuerung der Phasenschieber und der Dämpfungsglieder eine analoge Gestaltung.
Nach einer ergänzenden Variante hat die quasi- kontinuierliche Steuerung der Phasenschieber und der Dämpfungsglieder eine digitale Gestaltung mit einer erhöhten Anzahl von Bits, die die Synthese irgendeiner Linear-, Zirkular- oder elliptischen Polarisation gestattet.
Die Erfindung betrifft auch eine Antenne, die E/R- Schaltungen gemäß einer der vorhergehenden Ausführungen oder Varianten aufweist.
Nach einer Variante der Antenne der Erfindung sind die Strahlungsquellen vom gedruckten Typ (oder auf Englisch patch).
Nach einer weiteren Variante der Antenne bestehen die Strahlungsquellen aus auf einer Seite eines dielektrischen Substrats, das geringe Ultrahochfrequenzverluste aufweist, photogravierten, ringförmigen Spalten, wobei diese Spalte durch photogravierte Linien auf der entgegengesetzten Seite erregt werden.
Nach einer weiteren Variante des vorhergehenden werden die ringförmigen Spalte durch photogravierte Linien auf einem aufgehängten Substrat erregt.
Gemäß einem Merkmal sind die E/R-Schaltungen in MMIC- Technologie ausgeführt.
Nach einer Variante sind den MMIC-Schaltungen Miniaturzirkulatoren hinzugefügt, um die zugelassene Höchstleistung zu erhöhen.
Nach einer bevorzugten Ausführung sind den Schaltungen der Erfindung Miniaturduplexer, die einen Zirkulator und einen Isolator umfassen, hinzugefügt, um die Sendewege besser von den Empfangswegen zu isolieren.
Nach einer letzten Ausführung ist die erfindungsgemäße Antenne in der Polarisation selbstanpassend, um bei Vorhandensein von Störungen mit irgendeiner festen Polarisation ein Radar-Nutzsignal zu extrahieren; um dies auszuführen erfaßt die Antenne die Polarisation der Störquelle und paßt die Phasen und eventuell die Amplituden der ausgesandten Signale an, um bei einer Polarisation zu arbeiten, die zu derjenigen der Störquelle orthogonal ist.
Weitere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung gehen aus der nachfolgenden ausführlichen Beschreibung mit ihren beigefügten Figuren hervor, in welchen:
Fig. 1 die bereits beschrieben wurde, ein Gestaltungsbeispiel einer aktiven Antenne für Radar aus dem Stand der Technik, die mit orthogonalen Linearpolarisationen arbeitet, mit ihren MAER und ihren Strahlungsquellen schematisch darstellt;
Fig. 2 die bereits beschrieben wurde, ein Beispiel einer E/R-Schaltung aus dem Stand der Technik schematisch darstellt, die geringere Verluste als die Schaltung der Fig. 1 hat;
Fig. 3 ein Beispiel einer erfindungsgemäßen MAER- Schaltung schematisch darstellt;
Fig. 4 ein zweites Beispiel einer erfindungsgemäßen MAER-Schaltung schematisch darstellt, die noch dazu die Merkmale der Fig. 2 umfaßt;
Fig. 5 eine Variante der Erfindung schematisch darstellt, die fähig ist, irgendeine Polarisation zu synthetisieren;
Fig. 6 als Variante der Erfindung eine Ultrahochfrequenzschaltung zum Senden oder Empfangen mit variabler Polarisations-Synthese schematisch darstellt.
Alle Figuren sind als nicht einschränkende Beispiele gegeben; der Fachmann weiß daraus die Lehre zu ziehen, die er benötigt, um diese Beispiele für noch ganz andere Ausführungen zu verallgemeinern, ohne jedoch den Rahmen der Erfindung zu verlassen.
In allen Figuren bezeichnen die gleichen Bezugszeichen die gleichen Elemente, wobei diese Elemente Ultrahochfrequenzfunktionen haben, die in einem schematischen Flußdiagramm organisiert sind. In dem Fall, in dem eine Funktion im Hinblick auf ein ähnliches Ergebnis von einer unter mehreren Komponenten ausgeführt werden kann, wird in der nachfolgenden Beschreibung darauf hingewiesen. Ebenso stellen die Figuren allgemeine Schemata dar, deren weitere Varianten an diesen Schemata ausgeführt werden können, ohne jedoch den Rahmen der Erfindung zu verlassen.
In Fig. 3 ist ein erstes schematisches Beispiel einer erfindungsgemäßen MAER-Schaltung zu sehen. Im Verhältnis zu den bereits beschriebenen Fig. 1 und 2 wurde das Schema vereinfacht, indem eine Abstraktion der Umgebung der dargestellten Schaltung vorgenommen wurde; dennoch ist diese Schaltung dafür vorgesehen, in der gleichen Weise wie die Schaltungen aus dem Stand der Technik zwischen einen Verteiler/Kombinierer (22 in Fig. 1) und ein Netz von Strahlungsquellen Sij implantiert zu werden. Wie in den vorhergehenden Figuren werden das Regelglied 28 und der variable Phasenschieber 27 durch vom (nicht gezeigten) Steuerungsrechner gegebene Anweisungen gesteuert, und der E/R-Umschalter 6 wird von einem (nicht gezeigten) Taktgeber gesteuert. Die Elemente 35a, 35b entsprechen entweder den E/R-Umschaltern (52 in Fig. 1) oder den Zirkulatoren (52a, 52b in Fig. 2), deren Funktion in den beiden Fällen ist, entweder die Sendeleistung zwischen den Leistungsverstärkern 29a, 29b und der entsprechenden Strahlungsquelle Sie oder das Empfangssignal zwischen der Strahlungsquelle Sie und den Verstärkern 30a, 30b mit geringem Rauschen weiterzugeben.
Die Elemente 5a sind Verteiler, und die Elemente 5b sind Kombinierer, deren Natur nachfolgend erörtert wird.
Die Elemente 1, 2, 3, 4 sind Phasenschieber, wovon wenigstens einer ein steuerbarer Phasenschieber auf einem Sendeweg (s&sub1; oder s&sub3;) und wenigstens ein steuerbarer Phasenschieber auf einem Empfangsweg (s&sub2; oder s&sub4;) ist. Erfindungsgemäß ist es somit möglich, daß es nur zwei steuerbare Phasenschieber, z. B. 3 und 4, gibt, und daß die Elemente 1, 2 aus diesem Schema entfernt werden können. Um dieses allgemeine Schema herum können mehrere Varianten der Erfindung entworfen sein, insbesondere beim Spielen mit den verschiedenen Möglichkeiten für diese Elemente 1, 2, 3, 4; eine gewisse Anzahl dieser Möglichkeiten wird im Folgenden beschrieben.
Bei einer ersten Variante der Erfindung ist das Element 5a ein Leistungsverteiler und ist das Element 5b ein Leistungskombinierer, die beide in Phase arbeiten, d. h. daß die Phase der Signale s&sub1; und s&sub3; die gleiche ist und daß die Signale s&sub2; und s&sub4; auch in Phase kombiniert sind. Bei dieser ersten Variante, der einfachsten Ausführung gemäß der Erfindung, gibt es die Elemente 1 und 2 nicht; und die Elemente 3 und 4 sind Phasenschieber mit einem Bit, die eine Phasenverschiebung von entweder 0º oder 180º einführen, je nach dem Wert des Steuerbits, das von den nicht gezeigten Steuermitteln geliefert wird.
Die in Fig. 3 gezeigte Strahlungsquelle Skij ist ein gravierter "Patch" in quadratischer Form, dessen Orientierung in schematischer Weise bedeutsam bzw. ist. In der Tat ist das Quadrat mit seinen Diagonalen in der Horizontalen bzw. der Vertikalen orientiert. Die von den Umschaltern oder Zirkulatoren 35a, 35b stammenden Ausbreitungslinien zum Patch hin sind zueinander senkrecht und mit 45º zu den Diagonalen des Patchs orientiert.
Bei einer idealen Schaltung gemäß Fig. 3 ist abgesehen von den Einfügungsverlusten und Ausbreitungsverzögerungen in den Phasenschiebern 3 und 4 die Amplitude der Signale s&sub1; und s&sub3; die gleiche und haben die Signale s&sub2; und s&sub4; auch die gleichen Amplituden. Wenn der Phasenschieber 3 gemäß seinem Steuerbit auf einen Wert von 0º gesteuert wird, werden die beiden Zugänge durch die beiden Leistungsverstärker 29a, 29b in Phase erregt, was zu einer Welle mit einer horizontalen Linearpolarisation führt. Wenn dagegen der Phasenschieber 3 gemäß seinem Steuerbit auf einen Wert von 180º gesteuert wird, werden die beiden Zugänge durch die beiden Leistungsverstärker 29a, 29b gegenphasig erregt, was zu einer Welle mit einer vertikalen Linearpolarisation führt.
Wenn in der gleichen Weise für den Empfang der Phasenschieber 4 gemäß seinem Steuerbit auf einen Wert von 0º gesteuert wird, werden die beiden Zugänge, die in Phase erregt werden, und nach der Verstärkung durch die beiden Verstärker 30a, 30b mit geringem Rauschen vom Kombinierer 5b in der Phase kombiniert, was einer Welle mit einer horizontalen Linearpolarisation beim Empfang entspricht. Wenn dagegen der Phasenschieber 4 gemäß seinem Steuerbit auf einen Wert von 180º gesteuert wird, hat der Kombinierer 5b auf seinen Eingängen die beiden Signale s&sub2; und s&sub4; wovon das Signal 54 eine Phasenverschiebung von 180º erfahren hat, was bedeutet, daß nur, wenn die beiden Zugänge gegenphasig erregt werden, und nach Verstärkung durch die beiden Verstärker 30a, 30b mit geringem Rauschen das Ergebnis erhalten wird, das einer Welle mit einer vertikalen Linearpolarisation entspricht.
Um genau die vektorielle Synthese von gewünschten Polarisationen zu erreichen, wie in den vorhergehenden Absätzen beschrieben wurde, müssen in der Praxis Einfügungsverluste der Phasenschieber 3, 4 sowie die Verstärkungen und die Einfügungsphasen der Verstärker 29a, 29b und 30a, 30b berücksichtigt werden. Zum Beispiel werden die realen Verstärker gepaart (29a, b und 30a, b), um die gleiche Verstärkung und die gleiche Einfügungsphase zu haben, und der Verlust der Phasenschieber 3, 4 wird durch eine leichte Unsymmetrie von Teilern 5a/Kombinierern 5b kompensiert: wenn zum Beispiel die Phasenschieber 1 dB verlieren, sind die Teiler/Kombinierer so konzipiert, daß sie den gleichen Abstand zwischen der Amplitude ihrer beiden Ausgänge/Eingänge (entsprechend) aufweisen. Es ist ebenfalls zu bemerken, daß die beiden Zustände 0º und 180º der Phasenschieber den gleichen Einfügungsverlust aufweisen müssen, was vom Fachmann gemeinhin verwirklicht wird, welches auch immer die für diese Phasenschieber verwendete Technologie ist. In dem Fall, in dem die Paarung von zwei Verstärkern mit der gleichen Verstärkung und Einfügungsphase sich als schwierig erweist (z. B. MMIC- Technologie), muß der Ausgleich der beiden Wege mit Hilfe von Einrichtungen zur Regelung dieser Parameter erfolgen, die der schematischen Schaltung von Fig. 3 hinzugefügt werden.
Die schematische Schaltung von Fig. 3 kann auch mit Richtkopplern 5a, 5b mit 90º anstelle der vorher betrachteten Teiler/Kombinierer in Phase orthogonale Zirkularpolarisationen liefern. Mit einem Richtkoppler 5a beispielsweise auf dem Sendeweg tragen die beiden Leistungsverstärkerketten das gleiche Signal, außer daß das Signal s&sub3; um +90º gegenüber dem Signal s&sub1; phasenverschoben ist (wenn der Phasenschieber 3 bei einem Wert von 0º liegt). Die Erregung des Patchs durch zwei orthogonale Zugänge mit einem Signal s&sub3; auf dem ersten Zugang, um +90º phasenverschoben gegenüber dem Signal s&sub1; auf dem zweiten orthogonalen Zugang, ergibt beispielsweise eine Welle mit einer Rechtszirkularpolarisation. Durch Umschalten des Steuerbits des Phasenschiebers 3 wird auf dem Signal s&sub3; eine Phasenverschiebung von 180º erreicht, was eine Verschiebung um -90º gegenüber dem Signal s&sub1; einbringt. Das Ergebnis ist eine Welle, die mit einer Linkszirkularpolarisation abgestrahlt wird.
Der Empfangsweg kann auf die gleiche Weise Wellen mit Rechts- und Linkspolarisation synthetisieren, wobei die Gestaltung zwischen den Sende- und Empfangswegen vollkommen symmetrisch ist.
In diesem ersten Beispiel waren die Merkmale der erfindungsgemäßen Schaltung zu sehen, die ihr ihre Vorteile gegenüber dem Stand der Technik verleihen: die beiden parallelen Verstärkungswege arbeiten gleichzeitig beim Senden wie beim Empfang. Dies gestattet, zweimal die Leistung der Konfiguration aus dem Stand der Technik zu erhalten. Außerdem greifen die Verluste der Teiler und Phasenschieber nicht ein, weder bei der Radarverbindungsbilanz, noch bei der Gütefigur der Antenne, weil sie sich stromaufwärts der Leistungsverstärker bei Sendung und stromabwärts der Verstärker mit geringem Rauschen bei Empfang befinden.
Immer in Bezug auf diese Fig. 3 werden weitere mögliche Ausführungsvarianten gemäß der Erfindung erörtert. Beispielsweise ist es offensichtlich, daß die Elemente 35a, 35b von einem (nicht gezeigten) Zeitgeber gesteuerte E/R- Umschalter oder auch Zirkulatoren sein können, die dem Signal gestatten, durch die Leistungsverstärker 29a, 29b zur Strahlungsquelle Sie oder umgekehrt von der Quelle Sie zu den Verstärkern 30a, 30b mit geringem Rauschen zu gehen, aber in keinem Fall wird dem Signal gestattet, von den Leistungsverstärkern 29a, 29b zu den Verstärkern 30a, 3b mit geringem Rauschen zu gehen.
Immer gemäß einer weiteren Variante der Fig. 3 kann die Schaltung mit der Fähigkeit ausgestattet sein, ohne Unterschied orthogonale Linearpolarisationen oder orthogonale Zirkularpolarisationen zu synthetisieren. Dafür genügt es, Phasenschieber mit zwei Steuerbits in die Blöcke 3, 4 im Diagramm, mit Phasenteilern/-kombinierern für die Elemente 5a, 5b, zu setzen. Das erste Steuerbit gibt wie vorher je nach seinem Wert eine Phase von 0º oder 180º, und zu dieser Phase wird die durch das zweite Steuerbit gesteuerte Phase von 0º oder 90º hinzugefügt. Wenn das zweite Bit eine Phasenverschiebung von 0º steuert, befindet man sich wieder im vorhergehenden Fall der orthogonalen Linearpolarisationen; wenn dagegen das zweite Steuerbit eine Phasenverschiebung von 90º festsetzt, ist die Schaltung zu der vorher erörterten äquivalent, bei der die Elemente 5a, 5b Richtkoppler mit 90º waren, d. h. daß man sich wieder bei einer Konfiguration befindet, die gestattet, Rechts- und Linkszirkularpolarisationen zu synthetisieren.
Die gleichen Leistungen können mit einer alternativen Schaltung erreicht werden, bei der die Elemente 5a, 5b Richtkoppler mit 90º sind, und es werden 0- oder 90º- Phasenschieber mit einem Steuerbit in den Fällen 1, 2 der Fig. 3 und 0- oder 180º-Phasenschieber mit einem Steuerbit in den Fällen 3, 4 derselben Figur plaziert. Das Ergebnis ist gleich dem Ergebnis des vorhergehenden Absatzes. Diese Konfiguration gestattet, einen zusätzlichen Vorteil der Ausführung zu erreichen, wenn die Verluste der Phasenschieber 1, 2, 3, 4 die gleichen sind, weil die Richtkoppler 5a, 5b in diesem Fall ausgeglichene Koppler, gebräuchlichere Komponenten als unsymmetrische Koppler, sein können.
Diese letztere Beobachtung führt dazu, noch zwei weitere Varianten der Erfindung zu geben, immer gemäß Fig. 3. Eine Variante, die die Synthese von orthogonalen Linearpolarisationen gestattet, umfaßt zwei 90º- Richtkoppler 5a, 5b und vier 0- oder 90º-Phasenschieber 1, 2, 3, 4 mit einem Steuerbit. Wie bei der beschriebenen ersten Variante wird eine horizontale Polarisation der Sendung erhalten, wenn der Phaenschieber 1 eine Phasenverschiebung von 0º aufweist und der Phasenschieber 3 eine Phasenverschiebung von 90º aufweist (was zur Phasenverschiebung von 90º des Richtkopplers hinzukommt); mit der gleichen Sache beim Empfang, mit 0º am Phasenschieber 2 und 90º am Phasenschieber 4. Die vertikale Polarisation wird erhalten, indem die Phasenverschiebungen der vier Phasenschieber umgekehrt werden. Wie im vorhergehenden Fall kann die Ausführung durch die Tatsache vereinfacht werden, daß es mit gleichen Phasenschiebern auf den vier Wegen genügt, Komponenten mit den gleichen Verlusten und Einfügungsphasen auszuwählen, um sich der idealen Schaltung zur Synthese von Polarisationen anzunähern.
Eine letzte Variante der Fig. 3 ist zum Synthetisieren von orthogonalen Zirkularpolarisationen, wobei der gleiche Kunstgriff verwendet wird wie im vorhergehenden Fall: vier Phasenschieber 1, 2, 3, 4 mit 0 oder 90º und einem Steuerbit, aber mit Phasenteilern/-kombinierern 5a, 5b. In diesem Fall wird mit einer Phasenverschiebung von 90º an den Phasenschiebern 1, 3 und 0º an den Phasenschiebern 2, 4 eine Rechtszirkularpolarisation erhalten; und umgekehrt wird mit einer Phasenverschiebung von 90º an den Phasenschiebern 2, 4 und 0º an den Phasenschiebern 1 und 3 eine Linkszirkularpolarisation erhalten.
In Fig. 4 ist eine weitere Variante der erfindungsgemäßen E/R-Schaltung zu sehen, bei der der Schaltung der Erfindung gemäß Fig. 3 die Merkmale aus dem Stand der Technik gemäß Fig. 2 hinzugefügt sind. Genauer: um die mit den Umschaltern an der Position 35a, 35b der Fig. 3 verbundenen Verluste zu verringern, wurden an ihrer Stelle Zirkulatoren 52a, 52b eingefügt. Dies entspricht einer der bereits im Rahmen der Fig. 3 erörterten Varianten. Aber zusätzlich dazu wurde in den Empfangsweg ein Schutz gegen eventuelle Reflexionen eingesetzt, die von Fehlanpassungen der Antenne stammen. Dieser Schutz wird durch Umschalter 32a, 32b sichergestellt, die von einem Zeitgeber gesteuert werden, um beim Senden die Eingänge der Verstärker mit geringem Rauschen mit der Masse zu verbinden. Ein zusätzlicher Vorteil wird durch das Einfügen eines zweiten Zirkulators auf jedem Empfangsweg 33a, 33b erhalten, um eventuelle Reflexionen zu beseitigen, die von diesen Umschaltern 32a, 32b stammen, wenn sie geschlossen sind, weil eventuelle Reflexionen an dieser Stelle die Sendeleistung verringern, vor allem wenn sich das direkte und das reflektierte Signal gegenphasig kombinieren.
In Fig. 5 ist schematisch die allgemeinste Ausführung einer erfindungsgemäßen Schaltung zur Polarisationssynthese zu sehen. Tatsächlich ist diese Schaltung fähig, jede beliebige Polarisation zu synthetisieren: linear, zirkular oder elliptisch mit beliebigen Achsen, und kann leicht unter diesen Möglichkeiten mittels Anweisungen wechseln, die von ihren Phasenschiebern 27a, 27b und ihren Dämpfungsgliedern 28a, 28b stammen, die in quasi- kontinuierlicher Weise steuerbar sind. Auf diese Weise ist die augenblickliche Orientierung des Polarisationsvektors durch die von den Phasenschiebern 27a, 27b gelieferten relativen Phasen gegeben, welche beliebige Werte annehmen und in der Zeit variabel sein können, und die relative Amplitude der Signale, die durch die Regelglieder gehen, können auch beliebige und in der Zeit variable Werte annehmen, um die Länge jeder der beiden Projektionen des Vektors des elektrischen Feldes auf die beiden orthogonalen Achsen zu bestimmen, die den auf jedem der Zugänge zu den Strahlungselementen erzeugten Polarisationen entsprechen. Die Polarisation ist linear, wenn diese Phasenverschiebung 180º beträgt; sie ist zirkular, wenn sie +/- 90º beträgt und die Dämpfungen der beiden Wege gleich sind; eine elliptische Polarisation liegt in dem Fall vor, in dem die Phasenverschiebung einen unterschiedlichen oder linearen Wert annehmen, oder auch wenn die Dämpfungen der beiden Wege verschieden sind.
Bei einem praktischen Ausführungsbeispiel dieser Variante, wie in Fig. 5 gezeigt, wurde eine Gestaltung gewählt, die zwei Regelglieder 28a, 28b und zwei variable Phasenschieber 27a, 27b verwendet. Natürlich hätten vier von jedem mit der Konfiguration von Fig. 3 oder Fig. 4 verwendet werden können, indem eines von jedem in die Fälle 1, 2, 3, 4 dieser Fig. 3 und 4 gesetzt werden. Bei der Konfiguration von Fig. 5 wurden dann Zirkulatoren 7a, 7b hinzugefügt, um nach ihrer Ausbreitungsrichtung in der Schaltung die Sendesignale von den Empfangssignalen zu trennen.
Das Empfangssignal kommt an einem Leistungsteiler an und wird nach der Phasenteilung an die beiden Zirkulatoren 7a, 7b gesendet. Dann hat man zwei parallele E/R-Schaltungen, deren Beschreibung mit den Beschreibungen der vorhergehenden Figuren übereinstimmt, wobei in allen Figuren die gleichen Bezugszeichen die gleichen Elemente darstellen. Diese beiden Schaltungen liefern Signale auf zwei orthogonalen Zugängen zur Strahlungsquelle Sie mit einer relativen Phase und einer relativen Amplitude, die durch die steuerbaren Dämpfungsglieder und Phasenschieber 28a, 28b bzw. 27a, 27b bestimmt werden.
Umgekehrt wird das Empfangssignal, das von der Quelle Sij stammt, von den beiden orthogonalen Zugängen geprüft, und die beiden empfangenen Signale werden von den Verstärkern 30a, 30b mit geringem Rauschen getrennt verstärkt. Ihre relative Amplitude und relative Phase werden von den steuerbaren Dämpfungsgliedern und Phasenschiebern 28a, 28b bzw. 27a, 27b gemäß der Polarisation der empfangenen Welle eingestellt, die man zu betrachten wünscht. Diese Signale werden dann über die Zirkulatoren 7a, 7b zu den getrennten Empfangswegen zur Signalverarbeitung in einem (nicht gezeigten) geeigneten Rechner übertragen.
Diese Möglichkeit der Synthese einer beliebigen Polarisation gestattet, eine selbstanpassende Antenne zu erhalten, d. h. die sich neu konfigurieren kann, um eine durch absichtliche oder unabsichtliche Störsendungen verunreinigte Umgebung zu berücksichtigen. Das Prinzip besteht darin, die vorherrschende Polarisation der Funkumgebung mit dem Arbeitsfrequenzband der Ausrüstung zu messen, wobei die Dämpfungsglieder und die Phasenschieber in einen Referenzzustand gebracht werden. Die Polarisation der Sendung wird dann orthogonal zu dieser vorherrschen Polarisation gewählt. Dieser Arbeitsmodus kann bei Vorhandensein einer absichtlichen Störung mit stationärer Polarisation oder in dem Fall eine beträchtlich verbesserte Funktion gestatten, in dem unerwünschte spiegelnde Reflexionen einen Scheibenradar mit geringer äquivalenter Fläche maskieren, der aber keine Spiegelung aufweist.
In Fig. 6 wird in schematischer Weise die einfachste Konfiguration einer erfindungsgemäßen Ultrahochfrequenzschaltung gezeigt. Gemäß den Merkmalen der eingesetzten Komponenten ist diese Schaltung entweder zum Senden oder zum Empfang von Ultrahochfrequenzsignalen mit Polarisationssynthese geeignet. Solche Schaltungen finden Anwendungen für beispielsweise Antennen für multistatischen Radar oder auch in den Telekommunikationsantennen.
Gemäß einem ersten Beispiel der Implementierung der in Fig. 6 gezeigten Schaltung ist diese Schaltung für die Verstärkung von Signalen für die Sendung bestimmt. Ein Signal mit niedrigem Pegel, das am Eingang eines Regelgliedes 28 ankommt und von diesem letzteren gedämpft wird, dann durch einen steuerbaren Phasenschieber 27 hindurch ausgebreitet wurde, um schließlich so die Signalphase und die -amplitude dieser Schaltung gegenüber ihrer Position im Netz von strahlenden Elementen der (nicht gezeigten) Netzantenne einzustellen. Wie in den vorhergehenden Figuren (und insbesondere Fig. 3) ist das Element 5 ein Leistungsteiler, entweder ein Phasenteiler oder ein Hybridkoppler mit einer Phasenverschiebung von 90º.
Die Blöcke 1, 3 stellen steuerbare Phasenschieber mit 0, 1 oder 2 Bits mit Phasenverschiebungswerten von 0-0º, 0-90º oder 0-180º dar, wie in der Beschreibung der Fig. 3. Der Aufbau der Schaltung ist streng analog zur für diese Fig. 3 gegebenen Beschreibung, was den Sendeweg betrifft. Die Komponenten 20a, 20b sind dann Leistungsverstärker, die über mit 45º zur Horizontalen geneigte Wege, die Patchs Skis speisen.
Bei einem zweite Beispiel der Implementierung der in Fig. 6 gezeigten Schaltung ist diese Schaltung zur Verstärkung von Signalen für den Empfang bestimmt. Ein Signal mit sehr niedrigem Pegel, das an der Strahlungsquelle Skij ankommt, wird durch die um 45º gegenüber der Horizontalen geneigten Zugangswege zu den Verstärkern 20a, 20b mit geringem Rauschen geleitet. Dann werden die verstärkten Signale durch die steuerbaren Phasenschieber 1, 3 mit 0, 1 oder 2 Steuerbits um 0, 90, 180 oder 270º (= -90º) phasenverschoben. Nach der Phasenverschiebung werden die Signale dank Mitteln 5, die entweder ein Phasenkombinierer oder ein Hybridkoppler sind, der zwischen seinen Eingängen eine Phasenverschiebung von 90º aufweist, entweder in Phase oder mit einer Phasenverschiebung von 90º kombiniert. Die Signale werden dann über eine Phasenverschiebung und eine steuerbare Dämpfung gemäß der Position des strahlenden Elementes im Netz der Netzantenne geleitet. ·
Selbstverständlich können die steuerbaren Phasenschieber quasi kontinuierlich sein, wie im Fall der vorhergehenden Fig. 5, um die größte Flexibilität bei der Synthese von Polarisationen zu gestatten, wenn gewünscht.
Bei den in den Figuren gezeigten Beispielen wurden zur Vereinfachung der Darstellung nur das quadratische Patch als Strahlungsquelle verwendet, wobei dieses Patch mit seinen Diagonalen horizontal und vertikal orientiert ist. Aber es ist selbstverständlich, daß die Erfindung bei E/R- Schaltung liegt, und daß die Strahlungsquellen von unterschiedlichen Typen sein und unterschiedliche Orientierungen haben können. Beispielsweise können die Patches mit ihren Seiten horizontal und vertikal orientiert sein und von orthogonalen Zugängen gemäß ihrer Diagonalen versorgt werden. Wie bereits erwähnt können die Ausbreitungslinien, die zu den Zugängen führen, auch von verschiedenen Typen sein, z. B. koaxial, Streifenleiter-, Dreiplattentyp, ...
Die Strahlungsquellen können auch photogravierte, ringförmige Spalte in einer höheren Masseebene haben, die von Leitungen erregt werden, die gegenüber den Richtungen H und V, die sich in einer niedrigeren Ebene entweder auf der anderen Seite des Substrats, das die Masseebene und die Schlitze aufweist, oder auf einem zweiten aufgehängten Substrat befindet, wobei die beiden Substrate durch Zwischenstücke oder durch ein geringe Ultrahochfrequenzverluste aufweisendes Material, wie Schaum oder Waben, voneinander getrennt gehalten werden, mit 45º gerichtet sind. Solche Aufbauten von Netzen von Strahlungsquellen und ihrer Versorgungen sind dem Fachmann wohlbekannt und sind beispielsweise in den Proceedings de Military Microwaves 1992, "Antennas for space scatteromertes and SARS" von R. Petersson beschrieben, dessen Beschreibung des Standes der Technik einen wesentlichen Teil der vorliegenden Anmeldung bildet.
Es können ebenfalls weitere herkömmlichere Elemente verwendet werden, wie Trichter mit quadratischer, kreisförmiger oder sechseckiger Öffnung, die gemäß zwei um 45º gegenüber den Polarisationen H und V geneigten Richtungen erregt werden. Ein weiteres Beispiel eines strahlenden Elementes, um eine größere Bandbreite zu erhalten, ist der aufgeweitete Schlitz (in Englisch: "notch antenna"), der ausführlich in den Proceedings of Antenna and Propagation Symposium, 1974, IEEE, "A broadband stripline array element" von L. R. Lewis et al. beschrieben ist, dessen Beschreibung des Standes der Technik einen wesentlichen Teil der vorliegenden Anmeldung bildet.
Die in den Figuren als Beispiele gegebenen Schaltungen können auch nach unterschiedlichen Technologien ausgeführt werden, ohne den Rahmen der Erfindung zu verlassen: wenn MMIC wegen ihrer geringen Masse und Platzbedarf sowie ihrer Herstellungskosten, die für eine Produktion in bedeutenden Serien annehmbar bleiben, eine bevorzugte Technologie ist, kann eine höhere Sendeleistung zugelassen werden, indem anstelle stromabwärts der Leistungsverstärker integrierte Umschalter Zirkulatoren verwendet werden. Der Platzbedarf und die Masse dieser Zirkulatoren sind höher, aber die Verluste geringer als die Verluste von MMIC-Umschaltern.
Dagegen können für eine Ausführung in Hybridtechnologie bestimmte Leistungen optimiert werden: diskrete Verstärker können höhere Leistungen für die Sendung und bessere Rauschfaktoren für den Empfang liefern als die integrierten Verstärker der MMIC-Technologie. Gemäß der gewählten Technologie der Ausführung werden verschiedene in der Beschreibung der Fig. 3 erörterte Optionen vor anderen bevorzugt. Gemäß der Aufgabe der Antenne können in Abhängigkeit von zahlreichen geltend gemachten Kriterien die höchsten Leistungen optimiert werden. In allen Fällen bringt die Verwendung der erfindungsgemäßen E/R-Schaltung eine bedeutende Verbesserung der erhaltenen Leistungen mit sich, insbesondere im Verhältnis Nutzsignal zu Rauschen.

Claims

1. Ultrahochfrequenzschaltung zum abwechselnden Senden und Empfangen (E/R) für Gruppenantennen mit variabler Polarisations-Synthese, wobei diese E/R-Schaltung fähig ist, Erregungssignale für wenigstens zwei orthogonale Polarisationen an zwei Strahlungsquellen (Skij) über zwei jeweilige Zugangswege zu liefern, wobei diese Zugangswege von zwei Sende-Leistungsverstärkerketten (29a, 29b) gespeist werden; wobei diese E/R-Schaltung fähig ist, wenigstens zwei Signale zum empfangen, die orthogonale Polarisation haben, die von denselben Quellen erfaßt werden und zwei Empfangsverstärkerketten (30a, 30b) mit geringem Rauschen speisen; dadurch gekennzeichnet, daß die E/R-Schaltung außerdem wenigstens einen steuerbaren Phasenschieber (1, 3) auf einem der beiden Sendewege und wenigstens einen steuerbaren Phasenschieber (2, 4) auf einem der beiden Empfangswege aufweist, und daß die beiden Leistungsverstärkerketten (29a, 29b) bei Sendung gleichzeitig arbeiten und daß die beiden Verstärkerketten (30a, 30b) mit geringem Rauschen bei Empfang gleichzeitig arbeiten.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Zugangswege mit den Strahlungsquellen (Skij) so verbunden sind, daß Polarisationen erzeugt werden, die in bezug auf die Horizontale um 45º geneigt sind, was beim Spielen an den Phasenschiebern (1, 2, 3, 4) gestattet, die horizontale H oder vertikale V konventionelle Polarisation herzustellen.

3. E/R-Schaltung nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Leistungsverstärkerketten (29a, 29b) von einem Leistungsphasenteiler (5a) aus gespeist werden, der die leichte Synthese der orthogonalen, linearen Polarisationen gestattet.

4. E/R-Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Leistungsverstärkerketten (29a, 29b) von einem Richtkoppler (5a) mit zwei um 90º phasenverschobenen Ausgängen aus gespeist werden, der die leichte Synthese von Zirkularpolarisationen gestattet.

5. E/R-Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenschieber steuerbare digitale Phasenschieber mit einem Bit sind, wobei dieses Bit je nach seinem Wert entweder 0º oder 180º entspricht.

6. E/R-Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenschieber steuerbare digitale Phasenschieber mit zwei Bits sind, wovon ein erstes Bit je nach seinem Wert entweder 0º oder 180º entspricht und ein zweites Bit je nach seinem Wert entweder 0º oder 90º entspricht, die gestatten, eine der folgenden vier konventionellen Polarisationen herzustellen: linear H oder V, zirkular rechts oder links.

7. E/R-Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenschieber steuerbare digitale Phasenschieber mit einem Bit sind, wobei dieses Bit je nach seinem Wert entweder 0º oder 90º entspricht.

8. E/R-Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß ein Regelglied das Einstellen der Verstärkung wenigstens einer der Leistungsverstärkerketten gestattet.

9. E/R-Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß ein Regelglied das Einstellen der Verstärkung wenigstens einer der Verstärkerketten mit geringem Rauschen gestattet.

10. E/R-Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die E/R-Schaltung außerdem wenigstens zwei Phasenschieber und wenigstens zwei in quasi- kontinuierlicher Weise steuerbare Dämpfungsglieder aufweist, die die Synthese irgendeiner Linear-, Zirkular- oder elliptischen Polarisation gestatten.

11. E/R-Schaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die quasi-kontinuierliche Steuerung der Phasenschieber und der Dämpfungsglieder eine analoge Gestaltung hat.

12. E/R-Schaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die quasi-kontinuierliche Steuerung der Phasenschieber und der Dämpfungsglieder eine digitale Gestaltung mit einer erhöhten Anzahl von Bits hat, die die Synthese irgendeiner Linear-, Zirkular- oder elliptischen Position gestattet.

13. Gruppenantenne mit variabler Polarisations-Synthese an strahlenden Elementen, dadurch gekennzeichnet, daß die Antenne Sende/Empfangs-Schaltungen nach einem der Ansprüche 1 bis 12 aufweist.

14. Gruppenantenne nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Antenne Strahlungsquellen aufweist, die vom gedruckten Typ sind (oder auf englisch "patch").

15. Gruppenantenne nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Antenne Strahlungsquellen aufweist, die auf · einer Seite eines dielektrischen Substrats, das geringe Ultrahochfrequenzverluste aufweist, photogravierte, ringförmige Spalte sind, wobei diese Spalte durch photo gravierte Linien auf der entgegengesetzten Seite erregt werden.

16. Gruppenantenne nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Spalte durch photogravierte Linien auf einem aufgehängten Substrat erregt werden.

17. E/R-Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung in MMIC-Technologie ausgeführt ist.

18. Gruppenantenne nach einem der Ansprüche 13 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Antenne eine sich in der Polarisation selbst anpassende Antenne ist.