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Die vorliegende Erfindung betrifft
Leistungswandler für
sogenannte sanfte Umschaltung, insbesondere Wandler, die im Artikel "High Power Transistor
Inverters – Potential
for Single Device Operation at 1000 A and 800 V" von G. A. Fischer, der im Protokoll
der "16th Universities
Power Engineering Conference",
Sheffield, Großbritannien
veröffentlicht
wurde, im Artikel "Resonant
Snubbers with Auxiliary Switches" von
W. McMurray, der in IEEE Transactions on Industry Applications,
Band 29, Nr. 2 März/April
1993 veröffentlicht
wurde, und in der Patentschrift WO 92/05625 beschrieben sind.
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1 stellt
einen Wandlerarm des Typs dar, der in den vorgenannten Veröffentlichungen
beschrieben ist. Der Wandlerarm dient zur Versorgung einer Ladung
L, die als im wesentlichen induktiv dargestellt ist, beispielsweise
ein Motor, von einer Gleichspannungsquelle aus, die zwischen einer
positiven Schiene VR+ und einer negativen Schiene VR– bereitgestellt
wird. Er enthält
im wesentlichen:
- – zwei Hauptschalter des Typs
IGBT, beispielsweise S1 und S2, die es ermöglichen, einen Ausgang S, der
eine Ladung L führt,
jeweils entweder mit der Schiene VR+ oder mit der Schiene VR– zu verbinden;
- – zwei
Freilaufdioden D1 und D2, die eine Aufrechterhaltung des Stroms
in der Ladung L ermöglichen,
indem der Ausgang S jeweils mit der positiven Schiene VR+ oder mit
der negativen Schiene VR– gekoppelt
wird,
- – zwei
(im angelsächsischen
Sprachraum als Snubbers bezeichnete) Umschaltkondensatoren C1 und
C2 zwischen dem Ausgang S und jeweils der positiven Schiene VR+
und der negativen Schiene VR–,
- – einen
Hilfsstromkreis CA, der insbesondere einen induktiven Hilfswiderstand
LA in Reihenschaltung mit zwei gegenüberliegenden, in einer Richtung
leitenden Hilfsschaltern T1 und T2 enthält, beispielsweise Thyristoren
oder funktional gleichwertige Stromkreise, die zwischen den Ausgang
S und einen Mittelpunkt M eines Spannungsteilerkondensators DC gekoppelt
sind; wobei der letztere selbst zwei Spannungsteilerkondensatoren CV1
und CV2 enthält,
die zwischen der positiven Schiene VR+ und der negativen Schiene
VR– in Reihe
geschaltet sind, und an diesem Mittelpunkt M nominal eine Mittelwertspannung
im Vergleich zu denjenigen der positiven Schiene VR+ und der negativen
Schiene VR– liefert.
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In diesem Stromkreis sind die Komponenten S1,
D1, C1, T1, CV1 jeweils mit den Komponenten S2, D2, C2, T2, CV2
paarweise zusammengeschlossen, das heißt, sie weisen unter allen
Bedingungen die gleichen elektrischen Merkmale auf. Ein nicht dargestellter
Steuerschaltkreis misst Spannungen und Ströme an verschiedenen Punkten
des Wandlers, der diesen Arm enthält, und steuert gemäß einem entsprechenden
Programm das Auslösen
der Hauptschalter S1 und S2 und der Hilfsschalter T1 und T2 durch
Einwirken auf die Steuerelektroden, die in der Figur beispielsweise
bei ec1 nur skizziert sind, in der im folgenden beschriebenen Weise.
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Um die Funktionsweise dieses Stromkreises im
Fall eines Gleichspannungswandlers zu veranschaulichen, wobei der
Arm in 1 als Zerhacker funktioniert,
wird von einem Zustand ausgegangen, in dem kein Schalter in einem
leitenden Zustand ist und ein Strom IL sich in der Ladung L füber die
Freilaufdiode D2 aufrechterhält,
die dann in einem leitenden Zustand ist. Aufgrund dieser Tatsache
befindet sich der Ausgang S bis auf die Schwellenspannung der Diode
D2 auf dein Potential der Schiene VR–, beispielsweise 0 Volt. Die
Kondensatoren CV1 und CV2 mit gleicher Kapazität werden unter der Spannung,
die zwischen den Schienen VR+ und VR– vorhanden ist und als +V
bezeichnet wird, so geladen, dass der Mittelpunkt M die Mittelwertspannung
+V/2 aufweist.
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Das Umschalten des Stromkreises beginnt mit
einer ersten Stufe, in welcher der Hilfsschalter T1 durch den Steuerschaltkreis
ausgelöst
wird. Er wird in einen leitenden Zustand versetzt und der induktive Hilfswiderstand
LA wird wieder zwischen +V/2 (abgesehen vom Schwellenwert von T1)
und 0V (abgesehen vom Schwellenwert von D2) gespeist; der Strom IA,
der ihn durchquert, nimmt linear zu. Dieser Strom wird vom Strom
IL in der Diode D2 abgezogen.
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Wenn IA = IL, sperrt die Diode D2.
Der Ausgang S ist nicht mehr mit der Schiene VRgekoppelt. Der induktive
Hilfswiderstand LA ist dann mit den Kondensatoren C1 und C2 in Reihe
geschaltet, die selbst in bezug auf ihn parallel geschaltet sind.
Eine Stromschwingung beginnt zwischen dem induktiven Widerstand
und den Kondensatoren. Beim ersten Polwechsel dieser Schwingung
geht der Mittelpunkt der Umschaltkondensatoren C1 und C2, d. h.
der Ausgang S, von 0 auf +V über.
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Der Schalter S1 wird dann ohne Spannung an
seinen Anschlussklemmen ausgelöst
und übernimmt
die Ladung des Stroms IL. Der induktive Widerstand LA, der jetzt
zwischen dem Punkt M mit dem Potential +V/2 und dem Ausgang S angeschlossen
ist, der über
den Schalter T1 auf dem Potential +V gehalten wird, erkennt, dass
der ihn durchquerende Strom IA linear abnimmt. Wenn er abklingt,
sperrt der Hilfsschalter T1. Aus diesem Grund wird ein Schalter
des Typs Thyristor verwendet, der die Eigenschaft zu sperren besitzt,
wenn der ihn durchquerende Strom abklingt, oder jede Kombination
von gleichwertigen Komponenten, beispielsweise ein mit einer Diode
in Reihe geschalteter Transistor oder IGBT.
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Das Umschalten in die andere Richtung,
um wieder zur ursprünglichen
Situation zurückzukehren, erfolgt
in ähnlicher
Weise unter Verwendung des Hilfsstromkreises CA, dessen Hilfsschalter
T2 genau wie weiter oben der Hilfsschalter T1 ausgelöst wird. Außerdem wird
der Schalter S1 dann so gesteuert, dass er ebenfalls sperrt. Die
Spannung des Ausgangs S geht dann von +V in 0 Volt in einer Schwingung über, an
deren Beginn der Hilfsschalter T2 sperrt, wodurch die Diode D2 unter
der Wirkung des Stroms IL in einen leitenden Zustand versetzt wird.
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Andere Verwendungsmodi des beschriebenen
Wandlerarms können
in Betracht gezogen werden, insbesondere derjenige in 2, in dem die Ladung zwischen
zwei Wandlerarmen angeschlossen ist, die mit dem in 1 identisch sind, wobei die Elemente
des zweiten Arms aus diesem Grund die gleichen Bezugszeichen wie
der erste mit einem hinzugefügten" "aufweisen. Zusätzlich und als Variante sind
die induktiven Widerstände
LA und LA' zwischen den
Hilfsschaltern und dem Punkt M angeschlossen, anstatt zwischen diesen
Hilfsschaltern und dem Punkt S angeschlossen zu sein; dies ändert nichts
an dem Gesichtspunkt der hier beschriebenen Funktionsweise. Weitere
Funktionsmodi können
in einem Wandler mit zwei Armen, wie dem in 2, angewendet werden. insbesondere die
Funktionsweise als Wechselrichter. Die Funktionsweise jedes der zwei
Arme richtet sich im Verhalten genau nach dem eben Beschriebenen.
In der Funktionsweise als Zerhacker bezieht die Funktionsweise des
linken Arms abwechselnd die Diode D2 und den Schalter T1 ein, während im
Gleichlauf die Funktionsweise des rechten Arms die Diode D1' und den Schalter
T2' einbezieht.
In der Funktionsweise als Wechselrichter bezieht nach einem positiven Polwechsel
oder mehreren Teilen eines positiven Polwechsels, die mit den eben
beschriebenen konform sind, ein negativer Polwechsel einerseits
die Diode D1, dann den Schalter T1 und andererseits die Diode D2' und anschließend den
Schalter T1 ein.
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In diesen unterschiedlichen Fällen findet
die Spannungsumschaltung des Ausgangs S eines Wandlerarms ohne Verlust
statt, wenn die Spannung an diesem Ausgang S effektiv von 0 auf
+V übergeht, das
heißt,
wenn die Spannung an den Anschlussklemmen des Hilfsstromkreises
CA sich umkehrt, das heißt
auch, wenn die Spannung am Punkt M gleich +V/2 ist. Dazu müssen die
Kapazitäten
der Kondensatoren CV1 und CV2 des Spannungsteilers DC ausreichend
groß sein,
die Symmetrie der in die leitenden Phasen des Hilfsstromkreises
eingebundenen Komponenten muss quasi-perfekt sein, ebenso die resistiven
Verluste im Hilfsstromkreis. Die Erfahrung zeigt, dass diese Bedingungen
schwer zu erfüllen sind,
und dies stellt ein Problem dar.
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Tatsächlich äußert sich jede Unvollkommenheit
in dem Vorhergehenden in der Tatsache, dass am Ende des Polwechsels
der betrachteten Schwingung die Spannung am Punkt S nicht +V/2 ist,
sondern eine niedrigere Spannung, so dass die Potentialdifferenz
zwischen den Anschlussklemmen des Hauptschalters S1 nicht Null ist,
und dass dieser in einen leitenden Zustand versetzt wird, während an seinen
Anschlussklemmen noch eine Remanenzspannung anliegt, die einen Energieverlust
in dem Hauptschalter verursacht, der dadurch von Nachteil ist, dass
die entstehende Wärme
abgeführt
werden muss, und dadurch, dass die Leistung des Wandlers dadurch
gemindert wird.
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Da jedoch solche Unvollkommenheiten
unvermeidlich sind, ist eine klassische Lösung, sie zu akzeptieren und
den Leistungswandler entsprechend zu dimensionieren. Allerdings
stellt sich das zusätzliche
Problem, festzulegen, wann der Hauptschalter in einen leitenden
Zustand versetzt werden muss; da die Spannung an seinen Anschlussklemmen
nicht abklingt, kann nicht in Betracht gezogen werden, den Durchgang
der Spannung durch Null an seinen Anschlussklemmen zu erfassen,
um ihn in einen leitenden Zustand zu versetzen, eine Technik, die
den Vorteil bot, ein verlustfreies Umschalten mit Sicherheit zu erzielen.
Die klassische Lösung
für dieses
zusätzliche
Problem besteht darin, den Hauptschalter in einen leitenden Zustand
zu versetzen, wenn die Spannung an seinen Anschlussklemmen unter
einen vordefinierten Spannungs-Schwellenwert fällt. Der Vorteil besteht dann
darin, dass es sicher ist, dass die definierten maximalen Verluste
nicht überschritten werden,
und dass der Wandler daher nicht überladen wird.
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Die vorliegende Erfindung geht von
der Beobachtung aus, dass die Anwendung dieser klassischen Lösung dazu
führt,
maximale Verluste aus Sicherheitsgründen zu akzeptieren, während sie
tatsächlich
im allgemeinen übermäßig hoch
sind.
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In der Konstruktion eines Wandlers
weisen die Komponenten in der Tat Streuungen innerhalb der definierten
Toleranzen auf. Die Berechnung des oben genannten Schwellenwerts
erfolgt daher unter Berücksichtigung
des ungünstigsten
Falls, der solchen Toleranzwerten entspricht. Ein Festlegen des Schwellenwerts
von Fall zu Fall würde
spezielle Maßnahmen
bei der Fertigung und im Test erfordern sowie die Mittel zum Definieren
eines einstellbaren Schwellenwerts erfordern. Die ist aus wirtschaftlichen
Gründen
nicht machbar. Außerdem
wird ein Leistungswandler nicht immer mit voller Ladung gefahren;
dies ist insbesondere der Fall bei einer Funktionsweise mit Wechselstrom,
aber auch bei den meisten Anwendungen mit Gleichstrom. Wiederum wird
der Schwellenwert so festgesetzt, dass er auf die ungünstigsten
Betriebsbedingungen reagiert, die nur sehr selten auftreten, und
die Erfüllung
der Sicherheitsanforderungen äußert sich
immer noch in einem übermäßigen Effizienzverlust.
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Die Erfindung schlägt daher
für das
zusätzlich
gestellte Problem eine zufriedenstellendere Lösung vor, die keine wirtschaftlich
unannehmbaren Forderungen umfasst, aber bedeutende Vorteile hinsichtlich
der Leistung des Leistungswandlers bereitstellt.
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Erfindungsgemäß enthält der vorstehend definierte
Leistungswandler Mittel, um bei einem Umschaltvorgang, der dazu
bestimmt ist, einen bestimmten Hauptschalter in einen leitenden
Zustand zu versetzen, und der es zu diesem Zweck einschließt, den
Hilfsstromkreis in einen leitenden Zustand zu versetzen, eine Schwingung
des Stroms zwischen dem induktiven Hilfswiderstand und den Umschaltkondensatoren
und anschließend
die Unterbrechung dieses Schwingstroms zu erfassen und um ansprechend
auf die Unterbrechung den bestimmten Hauptschalter in einen leitenden
Zustand zu versetzen.
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Die Erfindung basiert daher auf der
Tatsache, dass die Spannung am Ende einer Halbschwingung an den
Anschlussklemmen der Kondensatoren minimal ist, wenn der Schwingstrom
abklingt. Dies ist der optimale Augenblick, den bestimmten Hauptschalter
in einen leitenden Zustand zu versetzen, wobei die Verluste minimal
sind.
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Dieses Merkmal wird in dem Artikel
mit dem Titel "Control
Complexities Related to High Power Resonant Inverters" von P. P. Mok et
al. vorgeschlagen, der im Juni 1996 in der Druckschrift P.E.S.C.
96 der I.E.E.E. erschienen ist. Dabei geht es darum, im Hinblick
auf den Wandler in 2c,
der ein Leistungswandler für
sanfte Umschaltung ist, einen Hauptschalter in einen leitenden Zustand
zu versetzen (linke Spalte unten, Seite 1045). wenn der an seine
Anschlussklemmen angeschlossene Umschaltkondensator völlig entladen
ist; um diesen Augenblick zu erfassen, wird ein Augenblick zum Bewerten des
Stroms in dein Kondensator in Betracht gezogen (rechte Spalte oben,
gleiche Seite), wobei die Möglichkeit
unmittelbar zugunsten einer einfacher auszuführenden Spannungsbewertung
zurückgewiesen wird.
Das zusätzliche
Problem, für
das sich die vorliegende Erfindung interessiert, wird noch nicht
einmal angesprochen. Das Mittel, das darin besteht, den Strom in
dem Umschaltkondensator zu bewerten, ist, wenn es erwähnt wird,
um unmittelbar darauf zurückgewiesen
zu werden, sicher nicht so dargestellt, dass es das zusätzliche
Problem lösen
könnte.
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Gemäß der Erfindung umfaßt der Erfassungsvorgang
eine quasi-permanente Bewertung des Stroms in dem Hilfsstromkreis
und in einem Ladestromkreis, wobei die Differenz zwischen den beiden
Strömen
den Schwingstrom darstellt.
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Die vorstehende Darstellung betrifft
Leistungswandler mit einem oder zwei Armen, das heißt mit einem
oder zwei Spannungspegeln. Aus dem Artikel "Three level auxiliary resonant commutated
pole inverter for high power applications" von J. G. Cho et al., der in der Zeitschrift
IEEE PESC 1996, Seite 1019 bis 1026 veröffentlicht wurde, ist ebenfalls
ein Wandler mit drei Spannungspegeln bekannt, der im allgemeinen
den vorhergehenden ähnlich
ist. Leistungswandler mit mehr als drei Pegeln sind in ähnlicher Weise
ebenfalls konzipierbar. Das gleiche Problem zum Festlegen der optimalen
Bedingungen zum Auslösen
der Hauptschalter stellt sich in den Hauptschalter-Stromkreisen
auf allen Pegeln solcher Wandler mit drei Pegeln oder mehr. Die
Erfindung wird in diesen Arten von Wandlern gemäß dem vorher beschriebenen
für alle
in ihnen enthaltenen Hauptschalter angewendet.
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Die verschiedenen Ziele und Merkmale
der Erfindung werden nachfolgend in der folgenden Beschreibung eines
Ausführungsbeispiels
der Erfindung detaillierter erläutert,
das als nicht einschränkendes
Beispiel vorgesehen ist, wobei die Beschreibung unter Bezugnahme
auf die folgenden Figuren im Anhang erfolgt.
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1,
bereits beschrieben, ist der Prinzipschaltplan eines Armes eines
Leistungswandlers des bekannten Typs, auf den die vorliegende Erfindung angewendet
ist;
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2,
ebenfalls bereits beschrieben, ist der Prinzipschaltplan eines Leistungswandlers
des bekannten Typs, auf den die vorliegende Erfindung angewendet
ist;
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3 ist
ein Leistungswandler gemäß 1, der Mittel utmfaßt, um zu
steuern, die Hauptschalter gemäß der vorliegenden
Erfinding in einen leitenden Zustand zu versetzen;
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4 ist
ein Leistungswandler mit drei Pegeln, in dem die vorliegende Erfindung
angewendet ist.
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Das in 3 dargestellte
Ausführungsbeispiel
der Erfindung ist dazu bestimmt, die Funktionsweise des Wandlerarms
in 1 oder diejenige
eines Wandlerarms in 2 zu
steuern. Daher umfaßt die
Vorrichtung in 3 Strommessfühler, die
eine quasi-permanente Bewertung des Stroms in einem Leiter ermöglichen,
in dessen Nähe
sie angeordnet sind, darunter einen ersten Messfühler CAP1, der mit dem Hilfsstromkreis
CA verbunden ist und insbesondere den Strom in dem induktiven Hilfswiderstand
LA bewertet, einen zweiten Messfühler
CAP2, der das gleiche in bezug auf den Strom in der Ladung vornimmt,
und/oder einen dritten Messfühler
CC1 und einen vierten Messfühler
CC2, die jeweils den Strom in den Umschaltkondensatoren C1 und C2
erfassen. Diese Messfühler
sind an eine Betriebssteuereinrichtung DCM angeschlossen, die im übrigen ihre
Betriebssteueranweisungen über
einen Eingang ICM und weitere Informationen zur Funktion des Wandlers über einen
Eingang IFC empfängt;
sie stellt insbesondere die Steuersignale CT1 und CT2 bereit, welche
die Funktion der Hilfsschalter T1 und T2 steuern, sowie die Signale
CS1 und CS2, welche die Funktion der Hauptschalter S1 und S2 steuern.
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Die Strommessfühler sind in der Fachwelt bekannt.
In der Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung können
Halleffekt-Messfühler
verwendet werden, die im Fachhandel erhältlich sind. Die Ausführungsform
der Erfindung erfordert daher wenige Mittel, da nur zwei Messfühler notwendig
sind, entweder die Messfühler
CAP1, CAP2 oder die Messfühler CC1,
CC2.
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In bekannter Weise und wie zu Beginn
des Texts erläutert,
enthält
die Betriebssteuervorrichtung DCM, die über den Zustand des Wandlers
durch die Signale unterrichtet wird, die von den dargestellten Messfühlern kommen,
und über
andere Signale, die von nicht dargestellten Messfühlern kommen
und die ihr über
ihren Eingang IFC zugeführt
werden, ein Betriebsprogramm und steuert ansprechend auf die Steuersignale
einer nicht dargestellten externen Quelle, die ihr über ihren
Eingang ICM zugeführt
werden, das Umschalten des Wandlers von einem leitenden Zustand
in einen anderen.
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Wenn, unter erneuter Aufnahme des
zu Beginn des Texts gegebenen Beispiels, davon ausgegangen wird,
dass der Strom IL von der Diode D2 erzeugt wird, das Umschalten
daraus besteht, den Hauptschalter S1 in einen leitenden Zustand
zu versetzen, versetzt die Vorrichtung zunächst den Hilfsschalter T1 in
einen leitenden Zustand, dann wird der Strom im Hilfsstromkreis
CA erzeugt und nimmt dort zu, und der Strom in der Diode D2 endet
durch Zusammenbrechen. In diesem Augenblick beginnt die Schwingung,
deren Strom den Umschaltkondensator C1 entlädt und den Umschaltkondensator
C2 lädt. Die
Betriebssteuervorrichtung DCM erfasst den Anfang dieser Schwingung
durch die Entwicklung der Spannung am Punkt S (ad hoc über einen
Messfühler übermittelt),
die Verringerung des Stroms im Kondensator C2, die vom Messfühler CC2
erfasst wird, oder die Zunahme des Stroms im Kondensator C1, die vom
Messfühler
CC1 erfasst wird, in dem Fall, in dem diese Messfühler CC1
und CC2 vorgesehen sind, oder aber auch über andere Mittel, die sich
der Fachmann mühelos
vorstellen kann.
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Ab diesem Augenblick tritt die Vorrichtung DCM
in eine Phase ein, in der sie die Unterbrechung des Schwingstroms
am Ende der Halbschwingung erfassen muss.
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Dieses Ereignis wird in Form einer
Anwendung durch die Tatsache erfasst, dass die Ströme IA und
IL gleich werden, deren Bewertung der Steuervorrichtung DCM über die
Messfühler
CAP1 und CAP2 übermittelt
wird. In genau diesem Augenblick liefert die Steuervorrichtung DCM
an ihren Ausgang CS1 ein Signal, durch das der Hauptschalter S1
in einen leitenden Zustand versetzt wird. Die anschließende Fortsetzung
der Funktion entspricht der vorher beschriebenen.
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In einem zweiten Ausführungsbeispiel
wird dieses Ereignis durch die Tatsache erfasst, dass der Strom
in dem Umschaltkondensator C1 abklingt, was durch den Messfühler CC1
erfasst wird, oder dass der Strom in dem Umschaltkondensator C2
zunimmt, was durch den Messfühler
CC2 erfasst wird. Diese zweite Lösung
ist mit der vorhergehenden gleichwertig.
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Der Fachmann kann noch weitere Mittel
finden, um dieses Ereignis zu erfassen. Die Erfindung besteht im
wesentlichen daraus, dass man sich dieses entsprechend erfassten
Ereignisses bedient, um zu steuern, dass der betreffende Hauptschalter
in einen leitenden Zustand versetzt wird.
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Selbstverständlich, ohne dass dies im Detail beschrieben
werden muss, ermöglichen
entsprechende Mittel das Steuern der Funktionsweise des anderen
Hauptschalters S2 unteiden gleichen Bedingungen.
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Des weiteren wurde in 4 ein Wandler mit drei Pegeln
des Typs dargestellt, der im bereits erwähnten Artikel "Three level auxiliary
resonant commuted pole inverter for high power applications" von J. G. Cho et
al. beschrieben wurde. Die Erfindung wird auf jeden der Steuerschaltkreise
CC1 (Hauptschalter S1 und Freilaufdiode D1), CC2 (Hauptschalter
S2 und Freilaufdiode D2), CC3 (Hauptschalter S3 und Freilaufdiode
D3), CC4 (Hauptschalter S4 und Freilaufdiode D4) angewendet in bezug
auf den Ladestrom der Kondensatoren C1, C2, C3 unter der Steuerung
der Hilfsstromkreise CA1, CA2, die mit den Abgriffstellen VA1, VA2,
VA3 eines Spannungsteilerkondensators CV11, CV12, CV13, CV14 über nicht
dargestellt Mittel gekoppelt sind, die aber in allen Punkten denjenigen ähnlich sind,
die unter Bezugnahme auf die 1 bis 3 beschrieben wurden sind,
wie der Fachmann problemlos verstehen wird.
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Die auf diese Weise verbesserte Steuerung des
Hauptschalters ermöglicht
es, einen Hauptschalter in einen leitenden Zustand zu versetzen,
während die
Remanenzspannung an seinen Anschlussklemmen immer noch minimal ist,
und folglich die Verluste des Leistungswandlers zu begrenzen, was
bei gleicher Technologie zusätzlich
dessen Leistungssteigerung ermöglicht.