DE69635043T2

DE69635043T2 - Elektromagnetischer Durchflussmesser mit Unterdrückung des Einflusses von Schwankungen der Offset-Spannung

Info

Publication number: DE69635043T2
Application number: DE69635043T
Authority: DE
Inventors: Tutomu Mochizuki
Original assignee: Aichi Tokei Denki Co Ltd
Current assignee: Aichi Tokei Denki Co Ltd
Priority date: 1996-02-26
Filing date: 1996-10-07
Publication date: 2006-02-16
Anticipated expiration: 2016-10-08
Also published as: JPH09229733A; EP0791806A3; EP0791806A2; DE69635043D1; JP3602636B2; US5677496A; EP0791806B1

Description

Hintergrund der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft im Allgemeinen einen elektromagnetischen Durchflussmesser und insbesondere einen elektromagnetischen Durchflussmesser, welcher den Einfluss von Fluktuationen in einer Gleichstrom (DC)-Offsetspannung beseitigt.
Der Anmelder hat in der JP-A-5-312610 Verbesserungen an einem in der internationalen Veröffentlichung WO93-05367 vorgeschlagenen elektromagnetischen Durchflussmesser offenbart, wobei ein elektromagnetischer Durchflussmesser zur Messung einer elektrischen Leitfähigkeit einen Kurzschlussschalter, welcher Elektroden mit Unterbrechungen verbindet, um ein Durchflusssignal zu einer Erde durch Kurzschlusswiderstände hervorzurufen, und einen Offsetkompensationsschaltkreis zur Beseitigung einer DC-Komponente im Durchflusssignal aufweist, wobei verhindert wird, dass die Ausgabe des Offsetkompensationsschaltkreises unmittelbar, nachdem der Kurzschlussschalter zur Messung der elektrischen Leitfähigkeit ein- und ausgeschaltet wird, als das Durchflusssignal abgetastet wird.
Der oben erwähnte elektromagnetische Durchflussmesser sollte die Genauigkeit von Durchflussmessungen dadurch verbessern, dass verhindert wurde, dass ein Fehler aufgrund einer Veränderung in der DC-Offsetspannungskomponente, welche auftritt, wenn der Kurzschlussschalter zur Messung der elektrischen Leitfähigkeit ein- und ausgeschaltet wird, ein das Resultat einer Durchflussmessung anzeigendes Signal einbringt.
1 ist ein den elektromagnetischen Durchflussmesser nach dem Stand der Technik darstellendes Schaltbild. Der elektromagnetische Durchflussmesser umfasst eine zylindrische Flussröhre, durch welche ein Fluid fließt; auf der Innenwand der Flussröhre an einander gegenüberliegenden Stellen befestigte Elektroden 2a, 2b zum Hervorrufen eines Durchflusssignals; und eine Erdungselektrode 2c, wobei die Flussröhre 1, die Elektroden 2a, 2b, die Erdungselektrode 2c und eine nicht gezeigte Magnetisierungsspule einen Detektor des elektromagnetischen Durchflussmessers darstellen, welcher in der Technik wohl bekannt ist.
Ein zur Messung der elektrischen Leitfähigkeit verwendeter Kurzschlusskreis ist zusammengesetzt aus einer Reihenschaltung umfassend einen zwischen der Elektrode 2a und der Erdungselektrode 2c angeschlossenen Kurzschlusswiderstand R_S1 und den Kurzschlussschalter S1 zur Messung der elektrischen Leitfähigkeit und aus einer Reihenschaltung umfassend einen zwischen der Elektrode 2b und der Erdungselektrode 2c angeschlossenen Kurzschlusswiderstand R_S2 und den Kurzschlussschalter S1 zur Messung der elektrischen Leitfähigkeit.
Ein Vorverstärker A1 verstärkt eine über die Elektroden 2a, 2b hervorgerufene Spannung. Ein Offsetkompensationsschaltkreis 5 ist zusammengesetzt aus einem invertierenden Verstärker 51 mit einer Verstärkung -G, welcher Widerstände Ra, Rb und einen Operationsverstärker OP1 umfasst, welche wie dargestellt verbunden sind; und einem Integrator 52, welcher einen Widerstand R1, einen Kondensator C1 und einen Operationsverstärker OP2 aufweist, welche wie dargestellt verbunden sind; und einem Schalter S2.
Der Schalter S2 und der Kurzschlussschalter S1 werden taktgleich mit einem Magnetisierungsstrom eingeschaltet und ausgeschaltet, welcher eine Rechteckssignalform aufweist, welche von einer nicht gezeigten Magnetisierungsspule erzeugt wird.
Ein über die Elektroden 2a, 2b hervorgerufenes Signal wird nach Verstärkung durch den Vorverstärker A1 zur Beseitigung der „Fluktuation in der DC-Spannung" in den Offsetkompensationsschaltkreis 5 eingespeist. Der Offsetkompensationsschaltkreis 5 ist wesentlich, da der elektronische Schaltkreis mit höherer Wahrscheinlichkeit gesättigt wird, wenn die DC-Spannung größer ist.
Wenn der Kurzschlussschalter S1 in 1 mit dem in einem Signalformdiagramm von 2-(B) gezeigten Zeitablauf ein- und ausgeschaltet wird, tritt eine Veränderung in der Offsetspannung zwischen den Elektroden 2a, 2b auf, wie in der Signalform von 2-(A) dargestellt. Der Einfluss der mit den Bezugszeichen δ2 und δ1 in 2-(A) dargestellten Pegeldifferenzen kann durch den Offsetkompensationsschaltkreis 5 von 1 nicht beseitigt werden.
Um dieses Problem zu lösen, tastet die in der JP-A-5-312610 offenbarte Technik nach dem Stand der Technik die Ausgabe des Offsetkompensationsschaltkreises nicht als Durchflusssignal ab (in anderen Worten, verwendet sie nicht), unmittelbar nachdem der Kurzschlussschalter S1 aus- und eingeschaltet wird, um den ungünstigen Einfluss der Pegeldifferenzen zu vermeiden.
Wie in 2-(A) dargestellt, kann diese Technik nach dem Stand der Technik den Einfluss der Pegeldifferenzen δ1 und δ2 beseitigen. Zusätzlich kann die Technik nach dem Stand der Technik auch den Einfluss einer „Fluktuation der DC-Offsetspannung" beseitigen, falls diese als linear betrachtet wird, wie in 2-(A) dargestellt.
In der oben erwähnten Technik nach dem Stand der Technik fluktuiert nach dem Ausschalten des Kurzschlussschalters S1 die DC-Offsetspannung derart, dass eine Pegeldifferenz δ2 auftritt, und anschließend fährt die Offsetspannung fort, exponentiell, und nicht linear, anzusteigen, wie in 3-(A) dargestellt. Nach dem Ausschalten des Kurzschlussschalters S1 ist eine vorgegebene Zeit, z.B. 30 Sekunden oder mehr, nötig, damit die Zunahme in der Offsetspannung praktisch als linear betrachtet werden kann.
Des Weiteren ändert sich die Größe der „Fluktuation der DC-Offsetspannung" mit der Zeit. Insbesondere wird zusätzlich zur Pegeldifferenz δ2, welche bei jedem Ausschalten des Kurzschlussschalters S1 größer wird, die exponentielle Zunahme in der Offsetspannung während einer späteren Sperrzeit des Kurzschlussschalters S1 ebenfalls größer. In anderen Worten wird die Pegeldifferenz δ2 unmittelbar nach dem Ausschalten des Kurzschlussschalters S1 größer, und die Steigung der exponentiellen Zunahme der Offsetspannung neigt ebenfalls dazu, aufgrund der Einflüsse von Alterungsveränderungen und Fremdstoffen, welche möglicherweise an den Elektroden 2a, 2b anhaften etc., von einer Kurve α auf eine Kurve β anzusteigen, wie in 4 dargestellt.
Wie in 3 dargestellt tritt nach dem Einschalten des Kurzschlussschalters S1 eine Pegeldifferenz δ1 in der Offsetspannung auf, und die Offsetspannung neigt dazu, sich im Wesentlichen einem festen Wert zu nähern, nachdem sie über eine kurzes Zeitintervall eine geringfügige Abnahme zeigt.
In der oben beschriebenen Technik nach dem Stand der Technik kann der Offsetkompensationsschaltkreis 5 den ungünstigen Einfluss einer linear zunehmenden DC-Offsetspannung beseitigen, aber nicht den ungünstigen Einfluss der DC-Offsetspannung, welche kontinuierlich eine exponentielle Veränderung zeigt.
Der Grund für die Unfähigkeit des Offsetkompensationsschaltkreises 5, den ungünstigen Einfluss der sich exponentiell verändernden DC-Offsetspannung zu beseitigen, wird detailliert unter Bezugnahme auf 1 und auf die Signalformdiagramme von 5 beschrieben.
5-(A) stellt ein ideales, in den Offsetkompensationsschaltkreis 5 eingespeistes Rechteckseingabesignal dar; 5-(B) stellt den Zeitablauf des Einschaltens und Ausschaltens des Schalters S2 dar; und 5-(C) stellt ein Ausgabesignal des Offsetkompensationsschaltkreises 5 dar, wenn das Eingabesignal von 5-(A) in denselben eingespeist wird.
Da das Signal von 5-(A) als rauschfrei und frei von einer DC-Offsetspannung angenommen wird und der Schalter S2 während eines Zeitintervalls T1 aus ist, wird ein Spitzenwert E1 der Rechteckseingabe in dem invertierenden Verstärker 51 mit einem vorgegebenen Verstärkungsverhältnis verstärkt und wird von dem Offsetkompensationsschaltkreis 5 so ausgegeben, dass er einen Pegel –V1 aufweist, wie in 5-(C) dargestellt.
Während eines Zeitintervalls T2, in welchem der Schalter S2 ein ist, wird die Ausgabe des invertierenden Verstärkers 51 von dem Integrator 52 integriert. Da ein Ausgang des Integrators 52 mit einem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 51 verbunden ist, welcher den invertierenden Verstärker 51 bildet, wird ein Rückkopplungsvorgang so ausgeführt, dass er die Ausgabe des invertierenden Verstärkers 51 zu Null hin führt. Dieser Rückkopplungsvorgang ist ein grundlegender vom Offsetkompensationsschaltkreis 5 ausgeführter Kompensationsvorgang. Mit dem Kompensationsvorgang erreicht die Ausgabe des Offsetkompensationsschalt kreises 5 zur Zeit t2 V2. Das Verhältnis von V2 zum vorhergehenden V1 (V2/V1) ist gegeben durch: V2/V1 = ε–(1+G)·T2/C1·R1 , wobei G = Rb/Ra.
Gleichzeitig mit dem Ausschalten des Schalters S2 zur Zeit t2 wird die Polarität des Eingabesignals in den Offsetkompensationsschaltkreis 5 invertiert. Ähnlich zum Vorgang während des Zeitintervalls T1 wird das Eingabesignal verstärkt, um einen Ausgabewert V3 zu erzeugen, welcher über ein Zeitintervall T3 gehalten wird.
Während des Zeitintervalls T3 ist der Schalter S2 aus und der Ausgang des Integrators 52 erhält einen festen Wert aufrecht, so dass ein sich verändernder Abschnitt der Eingabe in den Offsetkompensationsschaltkreis 5 zur Zeit t2 im invertierenden Verstärker 51 mit –G multipliziert wird.
Wenn der Schalter S2 zur Zeit t3 eingeschaltet wird, wirkt der Kompensationsvorgang, um die Ausgabe V3 des invertierenden Verstärkers 51 zu Null hin zu verringern, und die Ausgabe des invertierenden Verstärkers 51 wird zur Endzeit t4 eines Zeitintervalls T4 auf V4 verringert. In diesem Fall ist das Verhältnis von V4 zu V3 gegeben durch: V4/V3 = ε–(1+G)·T4/C1·R1
Die oben beschriebenen Vorgänge werden während eines Zyklus des Offsetkompensationsschaltkreises 5 ausgeführt.
Als nächstes wird der Betrieb des Offsetkompensationsschaltkreises 5 beschrieben, wenn sich eine DC-Offsetspannung linear verändert.
5-(D) stellt eine DC-Offsetspannung dar, welche sich in abnehmender Richtung linear verändert, und 5-(E) stellt die Ausgabe des Offsetkompensati onsschaltkreises 5 dar, welche erzeugt wird, wenn sich die DC-Offsetspannung wie in 5-(D) dargestellt verändert. Während des Zeitintervalls T1 ist der Schalter S2 aus und ein sich verändernder Abschnitt der Eingabesignalform von 5-(D) wird mit –G multipliziert, so dass die Ausgabe des Offsetkompensationsschaltkreises 5 zur Zeit t1 Va1 erreicht. Wenn der Schalter S2 zur Zeit t1 eingeschaltet wird, wirkt der Kompensationsvorgang, um die Ausgabe zu Null hin zu verringern. Zur Endzeit t2 des Zeitintervalls T2 ist die Ausgabe auf Vb1 verringert.
Eine Abnahme in der Eingabe während des nächsten Zeitintervalls T3 ist gleich einem sich verändernden Abschnitt der Eingabe in der Minusrichtung während des Zeitintervalls T1. Dieser sich verändernde Abschnitt wird in dem invertierenden Verstärker 51 mit dem gleichen Verstärkungsverhältnis wie derjenige im Zeitintervall T1 verstärkt, wodurch die Ausgabe des Offsetkompensationsschaltkreises 5 Va2 erreicht. In diesem Fall ist Va2 = Va1 erfüllt.
Während des Zeitintervalls T4 wirkt, da der Schalter S2 ein ist, der Kompensationsvorgang, um die Ausgabe zu Null hin zu verringern, wodurch die Ausgabe des Offsetkompensationsschaltkreises 5 zur Zeit t4 auf Vb2 verringert ist. Ähnlich ist in diesem Fall Vb2 = Vb1 erfüllt.
Ein Abtastschaltkreis 61 tastet in einer nachfolgenden Stufe eine Fläche m1 während des Zeitintervalls T2 und eine Fläche m2 während des Zeitintervalls T4 ab, um m1 – m2 als ein Ausgabesignal Vo zu erzeugen.
Da Va1 = Va2 und Vb1 = Vb2 erfüllt ist und die Ausgabesignalform des Offsetkompensationsschaltkreises 5 während der Zeitintervalle T2 und T4 die gleiche Steigung aufweist, ist, wie in 5-(E) dargestellt, m1 = m2 erfüllt, und das Ausgabesignal Vo ist gegeben durch: Vo = m1 – m2 = 0
Auf diese Weise kann, wenn sich die DC-Offsetspannung linear in abnehmender Richtung verändert, wie in 5-(D) dargestellt, der Offsetkompensationsschaltkreis 5 ihren Einfluss beseitigen.
Als nächstes stellt 5-(G) eine Ausgabesignalform des Offsetkompensationsschaltkreises 5 dar, wenn sich eine DC-Offsetspannung in abnehmender Richtung exponentiell verändert, wie in 5-(F) dargestellt.
Während des Zeitintervalls T1 wird ein sich verändernder Abschnitt der in 5-(F) dargestellten Eingabesignalform in dem invertierenden Verstärker 51 während des Zeitintervalls T1 mit –G multipliziert, und die Ausgabe des Offsetkompensationsschaltkreises wird auf Vc1 zur Zeit t1 erhöht. Wenn der Schalter S2 während des nächsten Zeitintervalls T2 ein ist, wirkt der Kompensationsvorgang, um die Ausgabe des Offsetkompensationsschaltkreises 5 zu Null hin zu verringern, wodurch die Ausgabe auf Vd1 zur Zeit t2 verringert ist. Während des nächsten Zeitintervalls T3 wird, da der Schalter S2 wieder aus ist, ein sich verändernder Abschnitt der Eingabe während des Zeitintervalls T3 mit –G multipliziert, und die Ausgabe des Offsetkompensationsschaltkreises 5 wird auf Vc2 zur Zeit t3 erhöht.
Da die Veränderung in der Eingabe, wie in 5-(F) dargestellt, exponentiell abnimmt, ist ein sich verändernder Betrag der Eingabe während des Zeitintervalls T3 kleiner als der sich verändernde Betrag derselben während des Zeitintervalls T1, so dass Vc2 kleiner als Vc1 ist.
Des Weiteren ist das durch den Kompensationsvorgang während des Zeitintervalls T4 näherungsweise zu Null verringerte Vd2 selbstverständlich kleiner als Vd1.
Die den Zeitintervallen T2, T4 entsprechenden, allmählich abnehmenden Flächen in 5-(G) werden durch den Abtastschaltkreis 61 abgetastet.
Unter der Annahme, dass die Flächen mit Mg₁ bzw. Mg₂ bezeichnet sind, ist ersichtlich, dass Mg₁ kleiner als Mg₂ ist. Die Ausgabe Vo ist gegeben durch: Vo = Mg1 – Mg2
Die Ausgabe Vo ist nicht auf Null verringert.
Zusammenfassend kann, wenn die Eingabe eine exponentielle Fluktuation umfasst, wie in 5-(F) dargestellt, deren Einfluss nicht durch den Offsetkompensationsschaltkreis 5 beseitigt werden.
Die vorangehende Beschreibung weist deutlich darauf hin, dass die in der JP-A-5-312610 offenbarte Technik gemäß dem Stand der Technik den Einfluss der „Fluktuation der DC-Offsetspannung" nicht beseitigen kann.
Des Weiteren offenbart die EP 0 557 529 A1 einen elektromagnetischen Durchflussmesser nach dem Oberbegriff des unabhängigen Anspruchs 1. Darüber hinaus ist aus Patent Abstracts of Japan, Vol. 007, No. 090 und der JP 58 015 122 A ein elektromagnetischer Durchflussmesser bekannt, in welchem die Differenz zwischen einer Ausgabe während Magnetisierung und einer Ausgabe während Nullmagnetisierung bestimmt wird, um die Stabilität des Nullpunkts und die Ansprechempfindlichkeit des elektromagnetischen Durchflussmessers zu verbessern. Insbesondere soll dieser Betrieb elektromagnetisches Rauschen beseitigt, welches erzeugt wird, während die Magnetisierung während des Magnetisierungszustands umgeschaltet wird, und im Magnetisierungszustand wird die Magnetisierung gemäß der Abfolge positiv – Null – negativ – Null umgeschaltet, wobei diese Umschaltabfolge einen Zyklus der Magnetisierung darstellt.
Zusammenfassung der Erfindung
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen elektromagnetischen Durchflussmesser bereitzustellen, welcher dazu ausgestaltet ist, den Einfluss einer sich exponentiell verändernden DC-Offsetspannung zu beseitigen, um genaue Messungen einer Fließgeschwindigkeit und einer elektrischen Leitfähigkeit eines Fluids zu bewerkstelligen.
Nach der vorliegenden Erfindung wird diese Aufgabe durch einen elektromagnetischen Durchflussmesser erreicht, wie er durch den unabhängigen Anspruch 1 definiert ist. Der abhängige Anspruch 2 definiert ein bevorzugtes und vorteilhaftes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Ein über die Elektroden während eines Magnetisierungszeitintervalls erzeugtes Signal beinhaltet sowohl ein Durchflusssignal als auch den Einfluss einer „Fluktuation der DC-Offsetspannung". Andererseits beinhaltet eine während eines Nullmagnetisierungszeitintervalls erzeugte Ausgabe nur den Einfluss der „Fluktuation der DC-Offsetspannung" ohne das Durchflusssignal. Durch Subtraktion der Ausgabe während eines Nullmagnetisierungszeitintervalls von der Ausgabe während eines Magnetisierungszeitintervalls wird der Einfluss der „Fluktuation der DC-Offsetspannung" aufgehoben, was es ermöglicht, ein effektives Signal, welches nur proportional zu einer Fließgeschwindigkeit ist, zu entnehmen.
Des Weiteren sind, selbst falls die „Fluktuation der DC-Offsetspannung" mit der Zeit zunimmt, die in benachbarten Zeitintervallen erzeugten Ausgaben mit einer geringfügigen Zeitdifferenz zwischen denselben der Subtraktion unterworfen, und der Einfluss der Zunahme in der „Fluktuation der DC-Offsetspannung" kann beseitigt werden.
Das durch die Subtraktion hergeleitete effektive Signal beinhaltet ein Durchflusssignal wie ein herkömmlicher elektromagnetischer Durchflussmesser in einem Zustand mit hoher Eingangsimpedanz, wobei der Kurzschlussschalter (S1) aus ist, und Information zur Berechnung der elektrischen Leitfähigkeit eines Fluids in einem Zustand mit niedriger Eingangsimpedanz, wobei der Kurzschlussschalter (S1) ein ist. Selbst falls die Größe der „Fluktuation der DC-Offsetspannung" aufgrund des Einflusses von an den Elektroden anhaftenden Fremdstoffen oder Ähnlichem zunimmt, ist es möglich, nicht nur Messungen einer Fließgeschwindigkeit, sondern auch der elektrischen Leitfähigkeit eines Fluids korrekt auszuführen.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Blockdiagramm, welches einen elektromagnetischen Durchflussmesser gemäß dem Stand der Technik darstellt;
2 ist ein Signalformdiagramm, welches die Beziehung zwischen einer Offsetspannung (A) und Ein/Aus-Zuständen eines Kurzschlussschalters des in 1 dargestellten elektromagnetischen Durchflussmessers darstellt;
3 ist ein Signalformdiagramm, welches die Beziehung zwischen einer Offsetspannung (A) und Ein/Aus-Zuständen des Kurzschlussschalters des in 1 dargestellten elektromagnetischen Durchflussmessers darstellt;
4 ist ein Signalformdiagramm, welches eine Fluktuation der DC-Offsetspannung darstellt;
5 ist ein Signalformdiagramm, welches den Betriebszeitablauf des in 1 dargestellten elektromagnetischen Durchflussmessers darstellt;
6 ist ein Blockdiagramm, welches einen elektromagnetischen Durchflussmesser nach einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt;
7 ist ein Signalformdiagramm, welches den Betriebszeitablauf des in 6 dargestellten elektromagnetischen Durchflussmessers darstellt;
8 ist ein Signalformdiagramm, welches den Betriebszeitablauf des in 6 dargestellten elektromagnetischen Durchflussmessers darstellt;
9 ist ein Signalformdiagramm, welches den Betriebszeitablauf des in 6 dargestellten elektromagnetischen Durchflussmessers darstellt;
10 ist ein Blockdiagramm, welches einen elektromagnetischen Durchflussmesser nach einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt;
11 ist ein Signalformdiagramm, welches den Betriebszeitablauf des in 10 dargestellten elektromagnetischen Durchflussmessers darstellt;
12 ist ein Signalformdiagramm, welches den Betriebszeitablauf des in 10 dargestellten elektromagnetischen Durchflussmessers darstellt; und
13 ist ein Signalformdiagramm, welches den Betriebszeitablauf des in 10 dargestellten elektromagnetischen Durchflussmessers darstellt.
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele
6 stellt einen elektromagnetischen Durchflussmesser nach dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung dar. Der elektromagnetische Durchflussmesser umfasst eine zylindrische Flussröhre 1, durch welche eine Fluid fließt; ein an der Innenwand der Flussröhre 1 an einander gegenüberliegenden Stellen angebrachtes Paar von Elektroden 2a, 2b zur Entnahme eines induzierten Durchflusssignals; eine Erdungselektrode 2c zur Erdung eines Fluids unter Messung, welche mit einem gemeinsamen Potenzial eines Konverters im elektromagnetischen Durchflussmesser verbunden ist; eine Magnetisierungsspule 3; und einen Magnetisierungsschaltkreis 4 zur Einspeisung eines Magnetisierungsstroms in die Magnetisierungsspule 3.
Die Elektroden 2a, 2b sind mit differenziellen Eingängen eines Vorverstärkers A1 verbunden, welcher eine hohe Eingangsimpedanz aufweist, und sind mit dem gemeinsamen Potenzial verbunden und von dem gemeinsamen Potenzial getrennt durch eine Reihenschaltung eines Kurzschlusswiderstands R_S1 und eines Kurzschlussschalters S1 bzw. durch eine Reihenschaltung eines Kurzschlusswiderstands R_S2 und des Kurzschlussschalters S1.
Eine Ausgabe E1 des Vorverstärkers A1 wird, nachdem eine Gleichstrom (DC)-Offsetspannung von derselben durch einen Offsetkompensationsschaltkreis 5 entfernt ist, durch einen Abtastschaltkreis 6 abgetastet, welcher ein Eingabesignal nur während eines vorgegebenen Zeitintervalls integriert und mit vier Halteschaltkreisen 11, 12, 13, 14 zum Halten einer abgetasteten Ausgabe während jedes Abtastzeitintervalls verbunden ist.
Der Offsetkompensationsschaltkreis 5 ist zusammengesetzt aus einem invertierenden Verstärker 51, welcher Widerstände Ra, Rb und einen Operationsverstärker OP1 aufweist, welche wie dargestellt verbunden sind; einem Integrator 52, welcher einen Widerstand R1, einen Kondensator C1 und einen Operationsverstärker OP2 aufweist, welche wie dargestellt verbunden sind; und einem taktgleich mit dem Kurzschlussschalter S1 betriebenen Schalter S2, welcher wie dargestellt verbunden ist.
Der Abtastschaltkreis 6 ist zusammengesetzt aus einem invertierenden Verstärker A2, welcher eine Verstärkung von –1 aufweist, Schaltern S3, S4, S5, einem Kondensator C3, einem Operationsverstärker OP3 und zwei nicht mit Bezugszeichen versehenen Widerständen, welche wie dargestellt verbunden sind.
Der Halteschaltkreis 11 ist zusammengesetzt aus einem Schalter P1, einem Kondensator C3 und einem nicht mit einem Bezugszeichen versehenen Verstärker, welche wie dargestellt verbunden sind. Der Halteschaltkreis 12 ist zusammengesetzt aus einem Schalter P2, einem Kondensator C4 und einem nicht mit einem Bezugszeichen versehenen Verstärker, welche wie dargestellt verbunden sind. Der Halteschaltkreis 13 ist zusammengesetzt aus einem Schalter P3, einem Kondensator C5 und einem nicht mit einem Bezugszeichen versehenen Verstärker, welche wie dargestellt verbunden sind. Der Halteschaltkreis 14 ist zusammengesetzt aus einem Schalter P4, einem Kondensator C6 und einem nicht mit einem Bezugszeichen versehenen Verstärker, welche wie dargestellt verbunden sind.
Ein Differenzverstärker A3 ist mit Ausgaben des Halteschaltkreises 11 und des Halteschaltkreises 12 gespeist und gibt ein Durchflusssignal Vo₁ aus. Ein Differenzverstärker A4 ist mit Ausgaben des Halteschaltkreises 13 und des Halteschaltkreises 14 gespeist und liefert eine Ausgabe Vo₂, wenn der Kurzschlussschalter S1 eingeschaltet ist.
Ein Verarbeitungsschaltkreis 8 berechnet die elektrische Leitfähigkeit eines Fluids unter Messung aus dem Verhältnis des Durchflusssignals Vo₁, welches die Ausgabe des Differenzverstärkers A3 ist, zur Ausgabe Vo₂ des Differenzverstärkers A4 und gibt die berechnete elektrische Leitfähigkeit aus.
Eine Zeitgebungsschaltung 7 versorgt den Magnetisierungsschaltkreis 4 mit einem Taktsignal, schaltet den Kurzschlussschalter S1 und die Schalter S2, S3, S4, S5 mit vorgegebenem Zeitablauf ein bzw. aus und schaltet die entsprechenden Schalter P1–P4 der vier Halteschaltkreise 11–14 mit vorgegebenem Zeitablauf ein, um die Ausgabe des Abtastschaltkreises 6 auf den Kondensatoren C3–C6 zu halten.
Die nicht mit Bezugszeichen versehenen Verstärker, welche mit den die entsprechenden Halteschaltkreise 11–14 zum Halten der Ausgabe des Abtastschaltkreises 6 bildenden Kondensatoren C3–C6 verbunden sind, sind Pufferverstärker, welche eine hohe Eingangsimpedanz aufweisen.
7–9 sind Signalform- und Zeitablaufdiagramme, welche die Wirkungen der jeweiligen Schaltkreise im elektromagnetischen Durchflussmesser von 6 darstellen.
7-(A) ist eine Signalform, welche ein durch ein Magnetisierungssignal erzeugtes Magnetfeld darstellt, wobei zwei Zyklen einer Rechteckssignalmagnetisierung in einem Zeitintervall Ta angelegt werden, gefolgt von einem Nullmagnetisierungszeitintervall Tb, welches die gleiche (zeitliche) Länge wie ein Zeitintervall Ta aufweist.
Das Zeitintervall Ta besteht aus insgesamt zwei Zyklen von Magnetisierungszeitintervallen, d.h. einem Zyklus Ta1, in welchem der Kurzschlussschalter S1 in einem Aus-Zustand ist, und einem Zyklus Ta2, in welchem der Kurzschlussschalter S1 in einem Ein-Zustand ist (9).
Das Zeitintervall Tb unterscheidet sich von dem Zeitintervall Ta nur darin, dass das magnetisierende Magnetfeld entfernt ist, wobei die anderen Bedingungen im Zeitintervall Tb jenen im Zeitintervall Ta gleich sind. Insbesondere ist der Kurzschlussschalter S1 während eines ersten Zyklus Tb1 der Magnetisierung aus und während eines zweiten Zyklus Tb2 der Magnetisierung, welcher auf den Zyklus Tb1 folgt, ein.
In diesem Ausführungsbeispiel sind die Zyklen Ta1, Ta2, Tb1 und Tb2 so bestimmt, dass sie alle die gleiche Länge aufweisen.
Ein zu einer Fließgeschwindigkeit eines Fluids proportionales Signal wird durch die Wirkung des magnetisierenden Magnetfelds über die Elektroden 2a, 2b in 6 erzeugt, wie in 7-(A) dargestellt, und durch den Vorverstärker A1 verstärkt, um die in 7-(B) dargestellte Ausgabe E1 zu erzeugen.
Während des Zeitintervalls Ta1 ist der Kurzschlussschalter S1 aus, so dass der Vorverstärker A1 eine hohe Eingangsimpedanz aufweist. Der während des Zeitintervalls Ta1 erzeugte Wert E1_AUS der Ausgabe E1 ist ein Signal, welches proportional zu einer Fließgeschwindigkeit ist.
Während des Zeitintervalls Ta2 ist der Kurzschlussschalter S1 ein und die Eingänge zum Vorverstärker A1 sind über die Kurzschlusswiderstände R_S1, R_S2 geerdet, um eine niedrige Eingangsimpedanz zu zeigen, so dass der Vorverstärker A1 die Ausgabe E1 erzeugt, welche den Wert E1_EIN aufweist, der kleiner als der während des Zeitintervalls Ta1 erzeugte Wert E1_AUS ist.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, die elektrische Leitfähigkeit eines Fluids unter Messung aus dem Verhältnis der Ausgaben E1_AUS und E1_EIN genau zu berechnen.
Oben beschrieben ist der Betrieb des elektromagnetischen Durchflussmessers, welcher während des ersteren Zeitintervalls Ta ausgeführt wird. Da während des letzteren Zeitintervalls Tb eine Nullmagnetisierungsbedingung vorherrscht, wird das zu einer Fließgeschwindigkeit proportionale Signal nicht erzeugt.
7-(B) stellt das zum Fluss proportionale Signal dar, welches über die Elektroden 2a, 2b erzeugt wird, d.h. das Ausgabesignal des Vorverstärkers A1 während der Zeitintervalle Ta, Tb. Eine durchgezogene Linie in 7-(C) stellt eine „Fluktuation der DC-Offsetspannung" V_DC dar, welche durch das Einschalten und das Ausschalten des Kurzschlussschalters S1 erzeugt wird.
Die „Fluktuation der DC-Offsetspannung" V_DC zeigt während des Magnetisierungszeitintervalls Ta und während des Nullmagnetisierungszeitintervalls Tb die vollständig gleiche Signalform. Dies liegt daran, dass die „Fluktuation der DC-Offsetspannung" V_DC nur von einem elektrochemischen Ausgleich zwischen den Elektroden 2a, 2b und der Erdungselektrode 2c und einem Fluid durch den Ein/Ausschaltvorgang des Kurzschlussschalters S1 herrührt und in keiner Beziehung zur Anwesenheit oder Abwesenheit des magnetisierenden Magnetfelds steht.
Eine gestrichelte Linie im Zeitintervall Ta in 7-(C) stellt die Fluktuation der DC-Offsetspannung V_DC gemultiplext mit dem Durchflusssignal von 7-(B) dar. Das wirklich über die Elektroden 2a, 2b erzeugte Signal, d.h. die Ausgabe des Vorverstärkers A1, weist eine Signalform auf, welche im Zeitintervall Ta durch die gestrichelte Linie und im Zeitintervall Tb durch die durchgezogene Linie in 7-(C) dargestellt ist.
7-(D) stellt eine Ausgabesignalform des Offsetkompensationsschaltkreises 5 von 6 dar, welche erzeugt wird, wenn das zum Fluss proportionale Signal von 7-(B) in denselben eingespeist wird.
Der Offsetkompensationsschaltkreis 5 von 6 weist den gleichen Aufbau wie der unter Bezugnahme auf 1 beschriebene Offsetkompensationsschaltkreis 5 gemäß dem Stand der Technik auf. Da der Schalter S2, wie in 9 dargestellt, während des Zeitintervalls T1 aus ist, wirkt, wie ebenfalls oben beschrieben, wenn der Schalter S2 am Anfang des Zeitintervalls T2 eingeschaltet wird, nachdem eine Eingabe in den Offsetkompensationsschaltkreis 5 mit –G verstärkt worden ist, ein Kompensationsvorgang, um die Ausgabe des Offsetkompensationsschaltkreises 5 zu Null hin zu führen. Anschließend wird während der Zeitintervalle T3–T8 die Eingabe wie vorher beschrieben verstärkt.
Eine durchgezogene Linie in 8-(E) stellt die Ausgabe des Offsetkompensationsschaltkreises 5 dar, welche erzeugt wird, wenn die durch die durchgezogene Linie in 7-(C) dargestellte „Fluktuation der DC-Offsetspannung" an denselben angelegt wird.
Während der Zeitintervalls T1, in welchem der Schalter S2 aus ist, wird eine durch die durchgezogene Linie in 7-(C) dargestellte Eingabefluktuation in positiver Richtung mit –G multipliziert. Da der Schalter S2 während des nächsten Zeitintervalls T2 ein ist, wirkt der Kompensationsvorgang, um die Ausgabe des Offsetkompensationsschaltkreises 5 zu Null hin zu führen. Da jedoch die durch die durchgezogene Linie in 7-(C) dargestellte Eingabe während des Zeitintervalls T2 weiter exponentiell zunimmt, wird die Ausgabe mit einer geringfügig geringeren Geschwindigkeit zu Null hin geführt. Da der Schalter S2 während des nächsten Zeitintervalls T3 wieder aus ist, wird eine Zunahme der Eingabe nur in positiver Richtung mit –G multipliziert, so dass die Ausgabe des Offsetkompensationsschaltkreises 5 in die negative Richtung zunimmt. Dann wirkt der Kompensationsvorgang, um die Ausgabe zu Null hin zu führen, wenn der Schalter S2 während eines Zeitintervalls T4 wieder ein ist.
Zur Anfangszeit t4 eines Zeitintervalls T5 ändert sich die durch die durchgezogene Linie in 7-(C) dargestellte Eingabe mit einer instantanen Pegeldifferenz in negativer Richtung und nimmt dann mit der Zeit exponentiell in negativer Richtung zu. Da die Eingabe mit –G multipliziert wird, zeigt die Ausgabe des Offsetkompensationsschaltkreises 5 während des Zeitintervalls T5 positive Werte. Anschließend vollführt der Offsetkompensationsschaltkreis 5 während der Zeitintervalle T6–T8 Vorgänge ähnlich jenen während der Zeitintervalle T2–T4.
Da die „Fluktuation der DC-Offsetspannung" in dem Nullmagnetisierungszeitintervall Tb die gleiche Signalform wie im Zeitintervall Ta aufweist, ist die Ausgabesignalform des Offsetkompensationsschaltkreises 5 im Zeitintervall Tb ebenfalls die gleiche wie die Ausgabesignalform im Zeitintervall Ta.
Eine nur im Zeitintervall Ta in 8-(E) gezeigte gestrichelte Linie stellt die Ausgabesignalform gemultiplext mit der Ausgabesignalform von 7-(D) dar, welche dem zum Fluss proportionalen Signal entspricht. Daher stellen die gestrichelte Linie im Zeitintervall Ta und die durchgezogene Linie im Zeitintervall Tb in 8-(E) die wirkliche Ausgabesignalform des Offsetkompensationsschaltkreises 5 dar, was andeutet, dass die DC-Offsetspannung mit dem zum Fluss proportionalen Signal gemultiplext wird.
8-(F) stellt eine Ausgabesignalform des Abtastschaltkreises 6 von 6 dar, welche erzeugt wird, wenn das Durchflusssignal von 7-(D) in denselben eingespeist wird. In diesem Beispiel wird angenommen, dass ein Abtastzeitintervall des Abtastschaltkreises 6 die gleiche Länge wie die Durchlasszeit des Schalters S2 aufweist. Das zum Fluss proportionale Signal von 7-(D) geht durch den invertierenden Verstärker A2, welcher eine Verstärkung von –1 aufweist, und wird integriert, während der Schalter S4 während des Zeitintervalls T2 ein ist, wie im Zeitablaufdiagramm von 9 dargestellt. Danach wird, während der Schalter S3 während des Zeitintervalls T4 ein ist, wie im Zeitablaufdiagramm von 9 dargestellt, das zum Fluss proportionale Signal direkt integriert, ohne dass es durch den Verstärker A2 geht. Auf diese Weise erzeugt der Abtastschaltkreis 6 eine Ausgabe ES1 am Ende des Zeitintervalls Ta1 (8-(F)).
Ähnlich geht das zum Fluss proportionale Signal durch den invertierenden Verstärker A2 und wird während des Zeitintervalls T6 integriert, in welchem der Schalter S4, wie im Zeitablaufdiagramm von 9 dargestellt, ein ist, und wird anschließend während des Zeitintervalls T8 integriert, in welchem der Schalter S3 ein ist, wie im Zeitablaufdiagramm von 9 dargestellt. Auf diese Weise erzeugt der Abtastschaltkreis 6 eine Ausgabe Es2 am Ende des Zeitintervalls Ta2 (8-(F)).
Die Ausgaben Es₁ und Es₂ sind zum Durchflusssignal proportionale Ausgaben. Andererseits zeigt das Durchflusssignal während der Nullmagnetisierungszeitintervalle Tb1, Tb2 einen Nullwert.
8-(G) stellt die Ausgabe des Abtastschaltkreises 6 dar, welche der durch die durchgezogene Linie in 8-(E) dargestellten „Fluktuation der DC-Offsetspannung" V_DC entspricht. Das „Fluktuationssignal der DC-Offsetspannung" V_DC wird ähnlich wie das Durchflusssignal abgetastet. Der Abtastschaltkreis 6 erzeugt den Zeitintervallen Ta1, Ta2 entsprechende Ausgaben E_Dc1, E_Dc2 und erzeugt des Weiteren die gleichen Ausgaben E_Dc1, E_Dc2, welche den Zeitintervallen Tb1, Tb2 im Nullmagnetisierungszeitintervall Tb entsprechen, wie die Ausgaben, welche den Zeitintervallen Ta1, Ta2 entsprechen. Die jeweiligen Ausgaben Es₁, Es₂, E_Dc1 und E_Dc2 werden jeweils bei der Taktung zurückgesetzt, bei welcher der Schalter S5 eingeschaltet wird, wie im Zeitablaufdiagramm von 9 dargestellt.
Die eigentliche Ausgabe des Abtastschaltkreises 6, welche dem Zeitintervall Ta1 entspricht, ist die Summe von Es₁ und E_Dc1, welche bei der in 9 dargestellten Taktung des Schalters P1 im Halteschaltkreis 11 von 6 gehalten wird. Die eigentliche Ausgabe des Abtastschaltkreises 6, welche dem Zeitintervall Tb1 entspricht, ist nur E_Dc1, welches bei der in 9 dargestellten Taktung des Schalters P2 im Halteschaltkreis 12 gehalten wird. Anschließend berechnet der Differenzverstärker A3 die folgende Subtraktion: Vo1 = (Es1 + EDc1) – EDc1 = Es1,wobei Es₁ + E_Dc1 die Ausgabe des Abtastschaltkreises 6 im Zeitintervall Ta1 und E_Dc1 die Ausgabe im Zeitintervall Tb1 ist.
Diese Subtraktion beseitigt den Einfluss der „Fluktuation der DC-Offsetspannung", um nur das reine, zum Fluss proportionale Signal Es1 übrig zu lassen.
Das zum Fluss proportionale Signal Es₁, d.h. Vo₁, ist das Ausgabesignal des elektromagnetischen Durchflussmessers, wenn der Kurzschlussschalter S1 im Aus-Zustand ist, und ist das gleiche wie ein Ausgabesignal eines herkömmlichen elektromagnetischen Durchflussmessers, welches den Kurzschlussschalter S1 und die Kurzschlusswiderstände Rs₁, Rs₂ nicht aufweist.
Das Ausgabesignal des Abtastschaltkreises 6, welches dem Zeitintervall Ta2 entspricht, ist Es₂ + E_Dc2, welches bei der in 9 dargestellten Taktung des Schalters P3 im Halteschaltkreis 13 gehalten wird. Das Ausgabesignal des Abtastschaltkreises 6, welches dem Zeitintervall Tb2 entspricht, ist nur E_Dc2, welches bei der in 9 dargestellten Taktung des Schalters P4 im Halteschaltkreis 14 gehalten wird. Dann berechnet der Differenzverstärker A4 die folgende Subtraktion ähnlich zur obigen: Vo2 = (Es2 + EDc2) – EDc2 = Es2,wobei Es₂ + E_Dc2 die Ausgabe des Abtastschaltkreises 6 im Zeitintervall Ta2 und E_Dc2 die Ausgabe im Zeitintervall Tb2 ist.
Auf diese Weise wird der Einfluss der „Fluktuation der DC-Offsetspannung" beseitigt, um nur ein zum Fluss proportionales Signal Es₂ übrig zu lassen. Dieses zum Fluss proportionale Signal Es₂, d.h. Vo₂, ist das Ausgabesignal des Abtastschaltkreises 6, wenn der Kurzschlussschalter S1 ein ist, d.h. wenn der Vorverstärker A1 eine niedrige Eingangsimpedanz zeigt, und dient als Information zur Berechnung der elektrischen Leitfähigkeit eines Fluids unter Messung (im Folgenden als „Information über die elektrische Leitfähigkeit" bezeichnet).
Die Ausgabe Vo₁ (= Es₁) des Differenzverstärkers A3 kann durch einen nicht dargestellten Spannung-Strom-Wandler in eine Stromausgabe im Bereich von 4 bis 20 mA umgewandelt werden oder als aufsummierter Wert eines Flusses unter Messung von einem Summationsdisplay angezeigt werden.
Die Ausgabe Vo₂ wird verwendet, um zusammen mit der Ausgabe Vo₁ im Verarbeitungsschaltkreis 8 die elektrische Leitfähigkeit des Fluids unter Messung zu berechnen. Die so berechnete elektrische Leitfähigkeit des Fluids kann nach außen als Signal der elektrischen Leitfähigkeit abgegeben werden oder kann verwendet werden, um Fehler zu korrigieren, welche durch Veränderungen in der elektrischen Leitfähigkeit möglicherweise in das Durchflusssignal eingeführt worden sind, um genauere Durchflussmessungen bereitzustellen.
Es sollte beachtet werden, dass das bisher unter Bezugnahme auf 6–9 beschriebene Ausführungsbeispiel die grundlegenden Prinzipien der vorliegenden Erfindung erläutern soll, und dass mehrere Probleme für den praktischen Gebrauch noch ungelöst bleiben.
Ein erstes Problem aufgrund des Wirkungsprinzips des Offsetkompensationsschaltkreises wird unten unter Bezugnahme auf 13 erläutert.
Der Offsetkompensationsschaltkreis wirkt aufgrund der Annahme, dass ein Rechteckssignal kontinuierlich in denselben eingegeben wird. Wenn das Rechteckssignal in den Offsetkompensationsschaltkreis nur, wie in 13-(A) dargestellt, während zweier Zyklen Tc₁–Tc₄ eingespeist wird, erzeugt dieser eine halbe Ausgabe während des Zeitintervalls Tc₁ und ebenfalls eine halbe Ausgabe sogar während eines Zeitintervalls Tc'₁, in welchem kein Eingabesignal in denselben eingespeist wird, wie in 13-(B) dargestellt.
In dieser Hinsicht ist die auf das Zeitintervall Tc₂ gerichtete grundlegende Wirkung des Offsetkompensationsschaltkreises, die Eingabe während des Zeitintervalls Tc₂ und die Eingabe während des vorhergehenden Zeitintervalls Tc₁ durch einen Rückkopplungsvorgang eines Integrators (z.B. 52 in 6) mit umgekehrten Polaritäten zueinander zu addieren, um eine DC-Offsetspannung zu entfernen.
Daher erzeugt, da während eines dem Zeitintervall Tc₁ vorangehenden Zeitintervalls Tc''₄ kein Eingabesignal in den Offsetkompensationsschaltkreis eingespeist wird, der Offsetkompensationsschaltkreis eine Ausgabe im Zeitintervall Tc₁, welche die Hälfte der Ausgabe in den Zeitintervallen Tc₂, Tc₃ ist. Zusätzlich wird, da eine Eingabe des Zeitintervalls Tc₄ im Zeitintervall Tc'₁, in welchem kein Eingabesignal in den Offsetkompensationsschaltkreis eingespeist wird, mit negativer Polarität addiert wird, auch im Zeitintervall Tc'₁ eine halbe Ausgabe erzeugt.
Als ein zweites mit der „Fluktuation der DC-Offsetspannung" verbundenes Problem, welches vom Ein/Ausschaltvorgang des Kurzschlussschalters S1 begleitet wird, ist die Pegeldifferenz δ2, welche erzeugt wird, wenn der Kurzschlussschalter S1 ausgeschaltet wird, und die Pegeldifferenz δ1', welche erzeugt wird, wenn der Kurzschlussschalter S1 das nächste Mal ausgeschaltet wird, nicht vollständig gleich, wie das Beispiel nach dem Stand der Technik in 3-(B) darstellt. Daher wird jedes Mal, wenn der Kurzschlussschalter S1 ausgeschaltet wird, eine kleinste Abweichung in der Pegeldifferenz gefunden.
Aufgrund einer derartigen kleinsten Abweichung kann die auf Subtraktion gestützte Korrekturmaßnahme, welche im Ausführungsbeispiel von 6 realisiert ist, die Fluktuation der DC-Offsetspannung nicht vollständig beseitigen.
Ein in 10–12 dargestelltes Ausführungsbeispiel ist ein praktisches Ausführungsbeispiel, welches die zwei im Ausführungsbeispiel von 6–9 ungelösten Probleme lösen kann, d.h. das Problem aufgrund des Wirkungsprinzips des Offsetkompensationsschaltkreises und das Problem der „Fluktuation der DC-Offsetspannung", welche sich bei jedem Ausschalten des Kurzschlussschalters verändert. 10 stellt ein Schaltbild eines elektromagnetischen Durchflussmessers nach diesem Ausführungsbeispiel dar und 11–12 sind Signalformdiagramme, welche die Wirkungen von Komponenten im elektromagnetischen Durchflussmesser darstellen.
Da der grundlegenden Aufbau und die grundlegende Wirkung dieses Ausführungsbeispiels die gleichen wie jene des vorhergehenden, unter Bezugnahme auf 6–9 beschriebenen Ausführungsbeispiels sind, werden hauptsächlich die unterschiedlichen Abschnitte erläutert.
11-(A) stellt ein von einer magnetisierenden Rechteckswelle erzeugtes Magnetfeld dar, wobei ein Magnetisierungszeitintervall Ta aus Magnetisierungszyklen Ta1, Ta2, in welchen ein Kurzschlussschalter S1 aus ist, und aus Magnetisierungszyklen Ta3, Ta4 besteht, in welchen der Kurzschlussschalter S1 ein ist, d.h. insgesamt vier Zyklen, wie in 12 dargestellt. Ein nachfolgendes Nullmagnetisierungszeitintervall Tb weist die gleiche Länge wie das Magnetisierungszeitintervall Ta auf und besteht aus Zyklen Tb1, Tb2, in welchen der Kurzschlussschalter S1 aus ist, und Zyklen Tb3, Tb4, in welchen der Kurzschlussschalter S1 ein ist, d.h. insgesamt vier Zyklen. Ein vollständiger Zyklus von Messvorgängen besteht aus dem Magnetisierungszeitintervall Ta und dem Nullmagnetisierungszeitintervall Tb. 11-(B) stellt ein Durchflusssignal dar, welches erzeugt wird, wenn das Magnetfeld von 11-(A) angelegt wird. Eine durchgezogene Linie in 11-(C) zeigt eine die „Fluktuation der DC-Offsetspannung" darstellende Signalform, welche auftritt, wenn der Kurzschlussschalter S1 eingeschaltet und ausgeschaltet wird. Eine gestrichelte Linie im Zeitintervall Ta zeigt eine Signalform, welche die „Fluktuation der DC- Offsetspannung" gemultiplext mit dem Durchflusssignal darstellt. 11-(A), 11-(B) bzw. 11-(C) entsprechen 7-(A), 7-(B) bzw. 7-(C) und weisen die gleichen Signalformen wie jene Figuren auf.
11-(D) stellt eine Ausgabesignalform eines Offsetkompensationsschaltkreises 5 in 10 dar, wenn die in 11-(B) dargestellte Eingabe in denselben eingespeist wird. Während 11-(D) 7-(D) entspricht, stellt 11-(D) die Kennlinie des Offsetkompensationsschaltkreises dar, wobei das Eingabesignal von einem Nullpegel aus anfängt, so dass der Ausgabewert in der ersteren Hälfte des Zeitintervalls Ta1 die Hälfte des Ausgabewerts in der ersteren Hälfte des Zeitintervalls Ta2 ist. Des Weiteren ist der Ausgabewert in der ersteren Hälfte des Zeitintervalls Ta3 größer als der Ausgabewert in der ersteren Hälfte des Zeitintervalls Ta4. Obwohl während der ersteren Hälfte des Zeitintervalls Tb1 keine Eingabe eingespeist wird, ist die Hälfte der im Zeitintervall Ta4 erzeugten Ausgabe in der ersteren Hälfte des Zeitintervalls Tb1 vorhanden.
Der Grund für die vorhergehende Wirkung wurde vorher unter Bezugnahme auf 13 erläutert. Eine Sperrzeit bzw. eine Durchlasszeit des Kurzschlussschalters S1 beinhaltet die zwei Zyklen Ta1, Ta2 bzw. die zwei Zyklen Ta3, Ta4 im Magnetisierungszeitintervall Ta und ebenfalls die zwei Zyklen Tb1, Tb2 bzw. die zwei Zyklen Tb3, Tb4 im Nullmagnetisierungszeitintervall Tb, so dass, selbst wenn von den idealen Ausgabesignalformen verschiedene Ausgabesignalformen in den ersteren Hälften der Zyklen Ta1, Ta3, Tb1, Tb3 erzeugt werden, in den zweiten Zyklen Ta2, Ta4, Tb2, Tb4 ideale Ausgaben erzeugt werden.
12-(E) stellt eine Ausgabesignalform des Offsetkompensationsschaltkreises 5 dar, wenn die in 11-(C) dargestellte Fluktuation der DC-Offsetspannung in diesen eingegeben wird, wobei eine durchgezogene Linie die Ausgabesignalform darstellt, wenn nur die „Fluktuation des DC-Offsets" eingegeben wird, und eine gestrichelte Linie die Ausgabesignalform darstellt, wenn die „Fluktuation des DC-Offsets" gemultiplext mit der Durchflusssignalspannung eingegeben wird, ähnlich zum Fall von 7, 8.
12-(F) stellt eine Signalform dar, welche erzeugt wird, wenn die Durchflussausgabe von 11-(D) durch einen Abtastschaltkreis 6 von 10 bei der in 12 dargestellten Taktung der Schalter S4, S3 abgetastet wird.
Während der Betrieb des Abtastschaltkreises 6 dem unter Bezugnahme auf 7–9 beschriebenen ähnlich ist, vernachlässigt der Abtastschaltkreis 6 die Durchflussausgabe der ersten Zyklen unmittelbar nach dem Einschalten und Ausschalten des Kurzschlussschalters S1 und tastet die Flussausgabe der zweiten Zyklen Ta2, Ta4 ab, um einen abgetasteten Wert Es1 im Zeitintervall Ta2 und einen abgetasteten Wert Es₂ im Zeitintervall Ta4 zu erzeugen.
Ähnlich stellt 12-(G) eine Signalform dar, welche erzeugt wird, wenn die Ausgabe des nur mit der „Fluktuation der DC-Offsetspannung", welche durch die durchgezogene Linie in 12-(E) dargestellt ist, gespeisten Offsetkompensationsschaltkreises 5 durch den Abtastschaltkreis 6 bei der Taktung der Schalter S4, S3 abgetastet wird, wobei die abgetasteten Werte E_Dc1 bzw. E_Dc2 in den Zeitintervallen Ta2 bzw. Ta4 erzeugt werden.
Im Nullmagnetisierungszeitintervall Tb vernachlässigt der Abtastschaltkreis 6 ebenfalls die Durchflussausgabe der ersten Zyklen unmittelbar nach dem Einschalten und Ausschalten des Kurzschlussschalters S1 und tastet die Durchflussausgabe der zweiten Zyklen Tb2, Tb4 ab, um abgetastete Werte E_Dc1, E_Dc2 in den Zeitintervallen Tb2, Tb4 zu erzeugen, welche identisch mit den abgetasteten Werten in den Zeitintervallen Ta2 bzw. Ta4 sind.
In dem in 10 dargestellten Ausführungsbeispiel werden die durch schraffierte Abschnitte in 12-(F) und 12-(G) dargestellten gehaltenen Werte Es1, Es₂ und E_Dc1, E_Dc2 durch einen Analog-Digital (A/D)-Wandler 10, welcher mit der Taktung eines Kontrollsignals P10 für A/D-Wandlung betrieben wird, A/D-gewandelt. Dann werden die A/D-gewandelten Werte in eine Mikroprozessoreinheit 9 abgerufen.
Die Mikroprozessoreinheit 9 führt intern die folgenden Rechnungen aus: Vo1 = (Es1 + EDc1) – EDc1 = Es1, Vo2 = (Es2 + EDc2) – EDc2 = Es2,wobei Es₁ + E_Dc1 eine Ausgabe im Zeitintervall Ta2, E_Dc1 eine Ausgabe im Zeitintervall Tb2, Es₂ + E_Dc2 eine Ausgabe im Zeitintervall Ta4 und E_Dc2 eine Ausgabe im Zeitintervall Tb4 darstellt.
In den obigen Gleichungen ist Vo₁ ein zur Fließgeschwindigkeit proportionales Ausgabesignal und Vo₂ ist ein Wert, welcher gemessen wird, wenn der Kurzschlussschalter S1 ein ist, d.h. wenn der Vorverstärker A1 eine niedrige Eingangsimpedanz zeigt, und dient als Information zur Berechnung der elektrischen Leitfähigkeit eines Fluids unter Messung. Die Mikroprozessoreinheit 9 berechnet die elektrische Leitfähigkeit des Fluids aus dem Verhältnis von Vo₂ zu Vo₁.
In dem in 10–12 dargestellten Ausführungsbeispiel werden die Eingabesignale in den ersten Zyklen unmittelbar nach dem Einschalten und dem Ausschalten des Kurzschlussschalters S1 nicht verwendet, und die Eingabesignale in den zweiten Zyklen werden abgetastet. Daher wird die Messung durch Veränderungen in der Pegeldifferenz nicht beeinflusst, selbst falls die Pegeldifferenz δ2 und die nachfolgende Pegeldifferenz δ2' nicht vollständig übereinstimmen, wie in 3-(B) dargestellt.
Da der elektromagnetische Durchflussmesser der vorliegenden Erfindung wie oben beschrieben ausgestaltet ist, kann die elektrische Leitfähigkeit eines Fluids sogar dann korrekt gemessen werden, falls sich die Größe der „Fluktuation der DC-Offsetspannung" durch den Ein/Ausschaltvorgang des Kurzschlussschalters (S1) aufgrund der Wirkung von an den Elektroden anhaftenden Fremdstoffen oder Ähnlichem ändert.
Die vorliegende Erfindung kann ebenfalls die Genauigkeit verbessern, mit welcher der Einfluss von Änderungen in der elektrischen Leitfähigkeit eines Fluids, welche sich auf Durchflussmessungen auswirken, korrigiert wird.
Da die Eingabesignale in den ersten Zyklen unmittelbar nach dem Einschalten und Ausschalten des Kurzschlussschalters S1 nicht verwendet werden und die Eingabesignale in den zweiten Zyklen abgetastet werden, wird die Messung des Weite ren nicht durch Veränderungen in der Pegeldifferenz beeinflusst, selbst falls eine Pegeldifferenz δ2 und die nachfolgende Pegeldifferenz δ2' nicht vollständig übereinstimmen, wie in 3-(B) dargestellt.

Claims

Elektromagnetischer Durchflussmesser umfassend: ein Paar von in einer Röhre (1), durch welche ein Fluid fließt, einander gegenüberliegend angeordneten Elektroden (2a, 2b); einen zur Verbindung des Elektrodenpaars (2a, 2b) mit der Erde über Kurzschlusswiderstände (R_S1; R_S2) eingerichteten Kurzschlussschalter (S1); einen zur Verstärkung eines elektrischen Signals von dem Elektrodenpaar (2a, 2b) eingerichteten Verstärker (A1); Mittel (5, 6, 11, 12, A3), welche eingerichtet sind, um eine zu einem Fluss des Fluids proportionale erste Ausgabe (V₀₁) zu erzeugen, wenn der Kurzschlussschalter (S1) ausgeschaltet ist, um den Verstärker (A1) in einem Zustand mit hoher Eingangsimpedanz zu betreiben; Mittel (5, 6, 13, 14, A4), welche eingerichtet sind, um eine einer elektrischen Leitfähigkeit des Fluids entsprechende zweite Ausgabe (V₀₂) zu erzeugen, wenn der Kurzschlussschalter (S1) eingeschaltet ist, um den Verstärker (A1) in einem Zustand mit niedriger Eingangsimpedanz zu betreiben; ein zur Berechnung der elektrischen Leitfähigkeit des Fluids auf Basis des Verhältnisses der ersten Ausgabe (V₀₁) zur zweiten Ausgabe (V₀₂) eingerichtetes Verarbeitungsmittel (8); eine zur Magnetisierung der Röhre (1) eingerichtete Magnetisierungsspule (3); einen zur Einspeisung eines Magnetisierungsstroms in die Magnetisierungsspule (3) eingerichteten Magnetisierungsschaltkreis (4); und eine mit dem Kurzschlussschalter (S1) und dem Magnetisierungsschaltkreis (4) verbundene Zeitgebungsschaltung (7), welche eingerichtet ist, um den Kurzschlussschalter (S1) und den Magnetisierungsschaltkreis (4) in einer vorgegebenen Beziehung zu betätigen, dadurch gekennzeichnet, dass eine zur Erdung der Röhre (1) eingerichtete Erdungselektrode (2c) vorhanden ist; die zur Erzeugung der ersten Ausgabe (V₀₁) eingerichteten Mittel (5, 6, 11, 12, A3) eingerichtet sind, um die zum Fluss proportionale Ausgabe (V₀₁) zu erzeugen, indem sie eine Ausgabe, welche ohne Magnetisierung der Röhre (1) gemessen ist, von einer Ausgabe, welche mit Magnetisierung der Röhre (1) gemessen ist, während der Kurzschlussschalter (S1) Aus-geschaltet ist, subtrahieren; und die zur Erzeugung der zweiten Ausgabe (V₀₂) eingerichteten Mittel (5, 6, 13, 14, A4) eingerichtet sind, um die der elektrischen Leitfähigkeit entsprechende Ausgabe (V₀₂) zu erzeugen, indem sie eine Ausgabe, welche ohne Magnetisierung der Röhre (1) gemessen ist, von einer Ausgabe, welche mit Magnetisierung der Röhre (1) gemessen ist, während der Kurzschlussschalter (S1) Ein-geschaltet ist, subtrahieren.
Elektromagnetischer Durchflussmesser nach Anspruch 1, wobei die Zeitgebungsschaltung (7) vier Zyklen eines Abtastzyklus mit Magnetisierung, umfassend eine Überführung des Verstärkers (A1) in den Zustand mit hoher Impedanz durch Öffnen des Kurzschlussschalters (S1), Anlegen zweier Zyklen von positiver/negativer Magnetisierung an die Magnetisierungsspule (3) und Schließen des Kurzschlussschalters (S1), wodurch der Verstärker (A1) in den Zustand mit niedriger Impedanz übergeführt wird, Anlegen zweier Zyklen von positiver/negativer Magnetisierung an die Magnetisierungsspule (3), und des Weiteren vier Zyklen eines Abtastzyklus ohne Magnetisierung erzeugt, während der Kurzschlussschalter (S1) wie in den vier Zyklen mit Magnetisierung geöffnet/geschlossen ist, wobei die zur Erzeugung der ersten Ausgabe (V₀₁) eingerichteten Mittel (5, 6, 11, 12, A3) eingerichtet sind, die Ausgabe beim zweiten Zyklus des Zustands mit hoher Impedanz während des Abtastzyklus mit Magnetisierung und die Ausgabe beim zweiten Zyklus des Zustands mit hoher Impedanz während des Abtastzyklus ohne Magnetisierung abzutasten, und wobei die zur Erzeugung der zweiten Ausgabe (V₀₂) eingerichteten Mittel (5, 6, 13, 14, A4) eingerichtet sind, die Ausgabe beim zweiten Zyklus des Zustands mit niedriger Impedanz während des Abtastzyklus mit Magnetisierung und die Ausgabe beim zweiten Zyklus des Zustands mit niedriger Impedanz während des Abtastzyklus ohne Magnetisierung abzutasten.