DE69532630T2

DE69532630T2 - Magnetisch-induktiver Durchflussmesser

Info

Publication number: DE69532630T2
Application number: DE69532630T
Authority: DE
Inventors: Takashi Kodaira-shi Torimaru
Original assignee: Yokogawa Electric Corp
Current assignee: Yokogawa Electric Corp
Priority date: 1995-03-02
Filing date: 1995-08-30
Publication date: 2005-02-24
Anticipated expiration: 2015-08-31
Also published as: DE730139T1; US5621177A; DE69532630D1; CN1131273A; EP0730139A3; EP0730139B1; CN1055993C; EP0730139A2

Description

Gebiet der Erfindung
Die Erfindung bezieht sich auf einen elektromagnetischen Strömungsmesser zum Umsetzen des zu messenden Durchsatzes eines Fluids in ein elektrisches Signal und zum Ausgeben eines Durchsatzsignals entsprechend dem Durchsatz mittels Detektorelektroden und insbesondere auf einen leistungssparenden elektrischen Strömungsmesser, der verbessert ist, um den Rauschabstand zu erhöhen, während die Energieanforderung für die Erregung und Signalverarbeitung verringert wird.
Beschreibung des Stands der Technik
Für den herkömmlichen elektromagnetischen Strömungsmesser zum intermittierenden Liefern eines Erregerstroms an eine Erregerspule, um die Erregungsenergie zu verringern, können verschiedene Beispiele gegeben werden, wie es nachstehend beschrieben ist.
Zuerst gibt es einen elektromagnetischen Strömungsmesser, der in der veröffentlichten ungeprüften Patentanmeldung Nr. 54-115163 (Titel der Erfindung: Electromagnetic Flowmeter) offenbart ist. Sie bezieht sich auf einen elektromagnetischen Strömungsmesser mit einer Erregung niedriger Frequenz, bei dem die Erregungsperiode kürzer als die Nichterregungsperiode gemacht wird, um den mittleren Leistungsverbrauch als Ganzes zu verringern.
Zweitens gibt es einen elektromagnetischen Strömungsmesser, der in der veröffentlichten ungeprüften Patentanmeldung Nr. 55-33685 (Titel der Erfindung: Electromagnetic Flowmeter) offenbart ist. Sie offenbart einen zweidrahtigen elektromagnetischen Strömungsmesser, bei dem Leistung als ein Stromsignal von einer Gleichstromversorgung auf der Lastseite zu der Senderseite durch zwei Übertragungsleitungen übertragen wird, und diese Leistung liefert die gesamte Leistung, die an der Senderseite erforderlich ist, und das erfasste Durchsatzsignal wird als ein Stromsignal an die Lastseite durch die Übertragungsleitungen übertragen.
Drittens gibt es einen elektromagnetischen Strömungsmesser, der in der veröffentlichten ungeprüften Patentanmeldung Nr. 55-76912 (Titel der Erfindung: Electromagnetic Flowmeter) offenbart ist. Sie überwacht ein externes Signal, beispielsweise die Veränderung eines Elektrodenpotentials, und eine Erregung wird nur durchgeführt, wenn eine Änderung auftritt, um so die Gesamterregerleistung zu verringern.
Viertens gibt es einen elektromagnetischen Strömungsmesser, der in der veröffentlichten ungeprüften Patentanmeldung Nr. 62-113019 (Titel der Erfindung: Electromagnetic Flowmeter) offenbart ist. Sie sieht vor, positive und negative impulsähnliche Erregerströme an eine Erregerspule zu liefern, das Signal mit der Zeit abzutasten – einschließlich jeder Erregungsperiode und bis das Differenzialrauschen verschwindet – um dadurch das Differenzialrauschen zu entfernen und ein Durchsatzsignal aus der Spannungsdifferenz zwischen den positiven und negativen Erregungsstufen durch synchrone Gleichrichtung zu erhalten.
Da der obige erste herkömmliche elektromagnetische Strömungsmesser jedoch die Signalabtastung durchführt, nachdem das Differenzialrauschen aufgrund des Erregungsanstiegs verschwindet, wird die AN-Periode (τ_AN) der Erregung lang, und somit wird der Erregungszyklus ebenfalls lang, wenn versucht wird, einen vorbestimmten Wiederholungszyklus beizubehalten, was zu einem Nachteil führt, dass die Reaktion langsam wird.
Der zweite herkömmliche elektromagnetische Strömungsmesser verbraucht grundsätzlich als Ganzes eine niedrigere Leistung, als es der erste Stand der Technik tut, wobei er jedoch ein Problem aufweist, dass die Leistung für die Erregung groß und die Reaktion langsam wird.
Da der dritte herkömmliche elektromagnetische Strömungsmesser außerdem die Signalabtastung durchführt, wenn ein stationärer Wert erhalten wird, wird die Zeit lang, die zum Erreichen des stationären Werts benötigt wird, wie es der Fall beim ersten Stand der Technik ist, was zu einem Nachteil führt, dass die Leistung für die Erregung groß wird.
Außerdem kann der vierte herkömmliche elektromagnetische Strömungsmesser die Dämpfung des Differenzialrauschens nicht eindeutig bestimmen. Dem gemäß erhöht sich, wenn die Abtastperiode ausreichend lang eingestellt ist, das Rauschen während dieser Periode, um den Rauschabstand zu verschlechtern, und wenn diese Periode kurz eingestellt ist, erscheint die Wirkung des Differenzialrauschens. Da außerdem eine synchrone Gleichrichtung durchgeführt wird, ist eine Signalverarbeitung im niederfrequenten Bereich notwendig.
Da die synchrone Gleichrichtung durch die Abtastwerte basierend auf einem ersten und zweiten Bezugsimpuls und die Berechnung der Differenz zwischen ihnen erforderlich sind, gibt es außerdem ein Problem, das die Hardware- und Softwarestrukturen komplex werden.
Kurzzusammenfassung der Erfindung
Erfindungsgemäß wird die obige Aufgabe durch einen elektromagnetischen Strömungsmesser gemäß Anspruch 1 erreicht. Die abhängigen Ansprüche beziehen sich auf weitere vorteilhafte Aspekte der Erfindung.
Als primärer Aufbau, um die obigen Probleme zu lösen, umfasst die Erfindung bei einem elektromagnetischen Strömungsmesser zum Umsetzen des Durchsatzes eines zu messenden Fluids in ein elektrisches Signal und zum Ausgeben eines Durchsatzsignales entsprechend dem Durchsatz mittels Detektorelektroden: eine Erregereinrichtung, die einen Erregerstrom fließen lässt, um dadurch ein Magnetfeld an das zu messende Fluid anzulegen, wobei die Erregungsperiode der Erregereinrichtung kürzer als deren Nichterregungsperiode ist, eine Wechselstrom-Kopplungseinrichtung zum Gewinnen eines Wechselstromsignals durch Wechselstromkopplung der Zwischenelektrodensignale, die von der Detektorelektrode ausgegeben werden, eine erste Abtast- und Halteeinrichtung zum Abtasten und Halten des Wechselstromsignals mit einem Abtastsignal, das eine Abtastbreite mit Teilen vor und nach der Erregungsperiode aufweist, und zum Ausgeben von diesem als ein erstes Haltesignal, eine Schalteinrichtung zum Schalten auf ein Bezugspotential vor und nach der Periode des Abtastens und Haltens und eine Signalverarbeitungseinrichtung zum Verwenden des Haltesignals, um eine Signalverarbeitung auszuführen und dieses als das Durchsatzsignal auszugeben.
Kurzbeschreibung der Zeichnung
1 ist ein Blockdiagramm, das den Aufbau einer Ausführungsform der Erfindung zeigt;
2 ist ein Schaltbild, das den Aufbau der in 1 dargestellten Erregerschaltung zeigt;
3 ist ein Signalverlaufdiagramm zum Erläutern des Betriebs der in 1 gezeigten Ausführungsform;
4 ist ein Signalverlaufdiagramm zum Erläutern des Betriebs der in 2 dargestellten Erregerschaltung; 5 ist ein Leistungsversorgungsschaltbild, das den Aufbau der Gleichstromversorgung einschließlich der in 1 dargestellten Erregerschaltung zeigt;
6 ist ein Signalverlaufdiagramm zum Erläutern weiterer Signalverläufe des in 1 dargestellten Erregerstroms;
7 ist ein Blockdiagramm, das den Aufbau der ersten modifizierten Ausführungsform für die in 1 dargestellte Ausführungsform zeigt;
8 ist ein Blockdiagramm, das den Aufbau der zweiten modifizierten Ausführungsform für die in 1 dargestellte Ausführungsform zeigt;
9 ist ein Blockdiagramm, das den Aufbau der dritten modifizierten Ausführungsform für die in 1 dargestellte Ausführungsform zeigt; und
10 ist ein Teilschaltbild, bei dem lediglich die Detektoreinrichtung der in 1 dargestellten Ausführungsform modifiziert wurde.
Ausführliche Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform
Nun wird die Ausführungsform der Erfindung mit Bezug auf die Zeichnung beschrieben. 1 ist ein Blockdiagramm, das den Aufbau einer Ausführungsform der Erfindung zeigt. 10 ist eine isolierende Rohrleitung, in der ein zu messendes elektrisch leitendes Fluid Q strömt.
Zuerst wird die Beschreibung basierend auf einem elektrischen Strömungsmesser vom Kapazitätstyp durchgeführt, der den Durchsatz eines zu messenden Fluids durch Kapazität erfasst.
Detektorelektroden 11a und 11b sind an der Rohrleitung 10 angebracht, so dass sie gegen die zu messende Flüssigkeit Q isoliert sind, und sie sind mit dem zu messenden Fluid Q durch Kapazitäten C_a und C_b gekoppelt. Ferner ist eine mit der Flüssigkeit kontaktierte Erdungselektrode 11c an einem gemeinsamen Potentialpunkt COM verbunden.
Ein Vorverstärker 12 aufgebaut aus Pufferverstärkern 12a und 12b und einem Differenzialverstärker 12c, und die Detektorelektroden 11a und 11b sind mit den Eingangsanschlüssen der Pufferverstärker 12a und 12b des Vorverstärkers 12 verbunden.
Die Ausgangsanschlüsse dieser Pufferverstärker sind jeweils mit den Eingangsanschlüssen des Differenzialverstärkers 12c verbunden.
Der Ausgangsanschluss des Differenzialverstärkers 12c ist mit einem Hochpassfilter 13 verbunden, das als eine Wechselstromkopplungseinrichtung dient. Das Hochpassfilter 13 wird ausgewählt, sodass es einen ausreichenden Durchlassbereich für den Erregungssignalverlauf aufweist.
Ferner besteht das Hochpassfilter 13 aus einem Kondensator 13a und einem Widerstand 13b, und ein Anschluss des Kondensators 13a ist mit dem Ausgangsanschluss des Differenzialverstärkers 12c verbunden, während der andere Anschluss des Kondensators 13a mit dem gemeinsamen Potentialpunkt COM durch den Widerstand 13b verbunden ist.
Die Verbindungsstelle des Kondensators 13a und des Widerstands 13b ist mit einem Eingangsanschluss eines Pufferverstärkers 14 und mit dem gemeinsamen Potentialpunkt COM durch einen Schalter SW₁ verbunden, dessen Öffnen und Schließen durch ein Steuersignal S₁ gesteuert wird.
Der Ausgangsanschluss des Pufferverstärkers 14 ist mit einer Halteschaltung 15 durch einen Schalter SW₂ verbunden, dessen Öffnen und Schließen durch ein Steuersignal S₂ gesteuert wird. Die Halteschaltung 15 ist aus einem widerstand 15a und einem Kondensator 15b aufgebaut, und ein Anschluss des Widerstands 15a ist mit SW₂ verbunden, während dessen anderer Anschluss mit einem gemeinsamen Potentialpunkt COM durch den Kondensator 15b verbunden ist.
Die Verbindungsstelle des Widerstands 15a des Kondensators 15b ist mit einem Eingangsanschluss eines Pufferverstärkers 16 und mit dem gemeinsamen Potentialpunkt COM durch einen Schalter SW₃ verbunden, dessen Öffnen und Schließen durch ein Steuersignal S₃ gesteuert wird.
Der Ausgangsanschluss des Pufferverstärkers 16 ist mit einer Signalverarbeitungseinheit 17 verbunden. Die Signalverarbeitungseinheit 17 umfasst einen Analog/Digital-Wandler, einen Mikroprozessor, einen Speicher und dergleichen und berechnet ein Durchsatzsignal und gibt dieses an einem Ausgangsanschluss 18 aus.
Eine Zeitsteuerschaltung 19 gibt Steuersignale S₁, S₂, S₃, S₄ und S₅ an die Schalter SW₁, SW₂ und SW₃, die Signalverarbeitungseinheit 17 bzw. eine Erregerschaltung 20 aus, um deren Öffnen und Schließen zu steuern. Die Erregerschaltung 20 wird durch das Steuersignal S₅ für ihre Schaltzeitsteuerung gesteuert, sodass sie beispielsweise den Signalverlauf eines durch eine Erregerspule 21 strömenden Signalverlauf eines Erregerstroms I_f in eine Dreieckwelle und ferner den Wiederholungszyklus des Schaltens steuert.
Beispielsweise ist die Erregerschaltung 20 aufgebaut aus einer Gleichstromversorgung 20a, einem Schalter SW₅ einer Diode 20b und dergleichen, wie es in 2 gezeigt ist, und das Öffnen und Schließen des Schalters SW₅ wird durch das Steuersignal S₅ gesteuert, um eine Quasi-Dreieckwelle zu erzeugen, die an die Erregerspule 21 geliefert wird. Die Gleichstromversorgung 20a kann beispielsweise aus einer aufladbaren oder nicht-aufladbaren Batterie gebildet sein.
Der Betrieb der in 1 gezeigten Ausführungsform wird nachstehend mittels der in 3 und 4 gezeigten Signalverlaufdiagramme beschrieben. Die Zeitsteuerschaltung 19 sendet an die Erregerschaltung 20 das Steuersignal S₅, das eine Erregungsperiode T₁ und eine Nichterregungsperiode T₂ wiederholt, wie es in 3(a) gezeigt ist.
Durch dieses Steuersignal S₅ wird der in 2 gezeigte Schalter SW₅ gesteuert, um während der Nicht-Erregungsperiode T₁ angeschaltet bzw. während der Erregungsperiode T₂ abgeschaltet zu sein. Wenn der Schalter SW₅ angeschaltet ist, steigt der Erregungsstrom I_f der Gleichstromversorgung 20a zu der Erregerspule 21 während der Erregungsperiode T₁ und mit einer Zeitkonstante an, die durch den Widerstand R_f und die Induktivität L_f bestimmt wird, wie es in 4 gezeigt ist.
Wenn die Erregungsperiode T₁ abläuft, wird jedoch der Schalter SW₅ abgeschaltet, und somit wird die Energiezufuhr von der Gleichstromversorgung 20a gestoppt, die in der Erregerspule 21 gespeicherte Energie wird durch die Diode 20b entladen und der Erregerstrom I_f nimmt ab, wie es in 4 gezeigt ist. Wenn die Nichterregungsperiode T₂ abläuft, wird der Schalter SW₅ erneut eingeschaltet, und Energie wird von der Gleichstromversorgung 20a an die Erregerschaltung 21 geliefert.
Danach kann, indem dies wiederholt wird, eine Quasi-Dreieckwelle an die Erregerspule 21 geliefert werden. In 3(b) wird der in einer Dreieckwelle geformte Erregerstrom I_f dargestellt, der auf diese Art und Weise erhalten wurde.
Wenn der in eine Dreieckwelle geformte Erregerstrom I_f dazu gebracht wird, durch die Erregerspule 21 zu fließen, wie es oben beschrieben ist, wird ein Magnetfeld mit einer Magnetflussdichte B einer Form, die im wesentlichen diesem Dreiecksignalverlauf ähnlich ist, an das zu messende Fluid Q angelegt, und eine Signalspannung e_S mit einem ähnlichen Signalverlauf wird in dem zu messenden Fluid Q erzeugt.
Da die Magnetflussdichte B mit der Signalleitungsschleife koppelt, die die Detektorelektroden 11a und 11b mit dem Vorverstärker 12 verbindet, erscheint ein überlagertes Differenzialrauschen N, das gemäß der Änderung in der Magnetflussdichte B erzeugt wird, zwischen den Detektorelektroden 11a und 11b zusätzlich zu der Signalspannung e_s. Der Signalverlauf des Differenzialrauschens N wird durch eine durchgezogene Linie in 3(c) gezeigt.
Da die Elektrodenkapazität sehr klein ist, gewöhnlicherweise einige 0,1 bis einige 1 µF, wie es oben beschrieben ist, wird beim Aufbau des Erfassens der Signalspannung durch die Detektorelektroden 11a und llb durch die Kapazitäten Ca und Cb, wie es in 1 gezeigt ist, die Lade/Entladezeitkonstante der Elektrodenimpedanz aufgrund des in der zu messenden Flüssigkeit Q erzeugten Wirbelstroms hinreichend klein, und somit ist das Differenzialrauschen N im wesentlichen nur die durch eine durchgezogene Linie in 3(c) gezeigte Komponente, die proportional zu dem Zeitdifferenzial des Erregerstroms ist.
Andererseits ist der durch eine gestrichelte Linie in 3(c) gezeigte Signalverlauf für den herkömmlichen elektromagnetischen Strömungsmesser vom Flüssigkeitskontakttyp. Bei dem Aufbau, bei dem die Detektorelektroden in Kontakt mit einer Flüssigkeit gebracht werden, ist die durch die Detektorelektroden und das zu messenden Fluid gebildete Elektrodenkapazität bei 0,1 bis 10 µF, und die elektrochemische Oberflächenzustand der Detektorelektrode ist instabil. Somit nimmt durch die Wirkung des in der zu messenden Flüssigkeit fließenden Wirbelstroms der Signalverlauf ein langes Tailing an, wie es durch eine gestrichelte Linie in 3(c) gezeigt ist.
Die zwischen den Detektorelektroden 11a und 11b erzeugte Spannung (e_s + N), wie es oben beschrieben ist, wird an den Pufferverstärker 14 durch den Vorverstärker 12 und das Hochpassfilter 13 ausgegeben.
Die in 3(e) gezeigte Ausgangsspannung V_s, die der an den Ausgangsanschluss des Pufferverstärkers 14 sichtbar werdenden Spannung (es + N) entspricht, wird integriert und abgetastet und in der Halteschaltung 15 durch Anschalten des Schalters SW₂ für eine feste Zeit T₃ mittels des Steuersignals 5₂ (3(g)) zum Abtasten gehalten.
Es ist nur notwendig, dass die feste Zeit T₃ früher als der Anstieg des in 3(a) gezeigten Erregungsintervalls initiiert und eine Zeitbreite eines Ausmaßes gegeben hat, sodass das in 3(c) gezeigte Differenzialrauschen N verschwindet.
In diesem Fall wird vor dem Abtasten der Ausgangsspannung V_S in der Halteschaltung 15 durch Anschalten des Schalters SW₂ der Ausgangsanschluss des Hochpassfilters 13 durch Einschalten des Schalters SW₁ durch das Steuersignal S₁ zurückgesetzt, wie es in 3(d) gezeigt ist, und auf ein Bezugspotential festgelegt. Durch Durchführen eines derartigen Rücksetzvorgangs startet die entsprechend der Erregungsperiode T₁ erzeugte Signalspannung genau an dem Bezugspotential an dem gemeinsamen Potentialpunkt COM, wie es in 3(e) gezeigt ist, sogar wenn es eine Gleichspannungsänderung in den Detektorelektroden 11a, 11b oder dem Vorverstärker 12 gibt.
Dem gemäß wird die in 3(e) gezeigte Ausgangsspannung V_S in der Halteschaltung 15 für die in 3(g) gezeigte feste Zeit T₃ integriert, und somit wird eine Spannung erhalten, die dem Durchsatz genau proportional ist. Außerdem beeinflusst dass in 3(c) gezeigte Differenzialrauschen N nicht die Ausgabe, da die positiven und negativen Komponenten des Differenzialrauschens N auf Null versetzt sind.
Ferner können sich durch Einstellen der in 3(g) gezeigten festen Zeit T₃ auf ein ganzzahliges Vielfaches der Periode der handelsüblichen Frequenz der Stelle, an der Detektor installiert ist, die positiven und negativen Signalverläufe der handelsüblichen Frequenz auslöschen, um das Induktionsrauschen aufgrund der handelsüblichen Frequenz zu entfernen.
Die Halteschaltung 15 wird für die nächste Signalverarbeitung durch Anschalten des Schalters SW₃ mittels des in 3(a) gezeigten Steuersignals S₃ bereit gemacht, um den Kondensator 15b zu entladen. Die auf diese Art und Weise erhaltene Abtastspannung wird an die Signalverarbeitungseinheit 17 durch den Pufferverstärker 16 ausgegeben.
Die Signalverarbeitungseinheit 17 empfängt die Information über die Steuerung des von der Zeitsteuerschaltung 19 an die Erregerschaltung 20 auszugebenden Erregerstroms durch das Steuersignals S₄ und berechnet den momentanen Durchsatz, den integrierten Durchsatz oder dergleichen und gibt diese an dem Ausgangsanschluss 18 gemäß der Anwendung des Strömungsmessers aus. Außerdem kann sie ebenfalls den Wert des Erregerstroms I_f von der Erregerschaltung 20 erhalten und das Verhältnis des Signalwerts und des Erregerstromwerts in der Durchsatzberechnung berechnen, um dadurch die Spanne zu kompensieren.
Ferner findet bei dem herkömmlichen elektromagnetischen Strömungsmesser, bei dem der Rücksetzvorgang durch den Schalter SW₁ nicht durchgeführt wird, eine Änderung mit der Zeitkonstante des Hochpassfilters 13 statt, bis zu dem Punkt, an dem die diagonal schraffierten oberen und unteren Abschnitte des Gleichstrompotentials in 3(f), die von dem Vorverstärker 13 über der gleichen erzeugt wurden, einander ausgleichen. Da eine verbleibende Menge ε mit einer dem Signal entgegengesetzter Polarität in diesem Fall von der Größe der Signalspannung e_s abhängt, kann eine einfache Signalabtastung während der festen Zeit T₃ einen Fehler verursachen.
Außerdem fällt im allgemeinen, wenn der Erregungspegel abgesenkt wird, um einen niedrigen Leistungsverbrauch zu erreichen, der Rauschabstand ab und die Ausgabefluktuation erhöht sich, und außerdem wird die Amplitude des Analogsignals des für jede Erregung abgetasteten Durchsatzsignals durch Rauschen stark verändert. Dem gemäß muss der dynamische Bereich des in der Signalverarbeitungseinheit 17 enthaltenen Analog/Digital-Wandlers groß gemacht werden, wodurch die Auflösung verringert wird.
Bei der in 1 gezeigten Ausführungsform kann jedoch die Ausgangsfluktuation durch Aufbauen der Halteschaltung 15 eines Tiefpassfilters und Hinzufügen einer Dämpfung zu der von dem Schalter SW₂ abgetasteten Abtastspannung verringert werden, sodass eine derartige Unzweckmäßigkeit vermieden werden kann. In diesem Fall wird, wenn das An/Aus-Zeitverhältnis des Schalters SW₂ als β angenommen wird, die Dämpfung β multipliziert mit der Zeitkonstante der Halteschaltung 15 in diesem Abschnitt hinzugefügt.
5 ist ein Leistungsversorgungsschaltbild, das den Aufbau der Gleichstromversorgung einschließlich der Erregerschaltung 20 zeigt. Eine Leistungsversorgungsschaltung 22 ist in diesem Fall als ein Beispiel der Schaltleistungsversorgungsschaltung gezeigt. Eine Gleichstromversorgung Eb ist mit dem gemeinsamen Potentialpunkt COM durch die Primärspule n₁ eines Transformators T und den Schalter SW₆ verbunden. An beiden Enden der Primärspule n₁ sind eine Diode D₁ und ein Kondensator C₁ in Reihe geschaltet.
Ferner sind beide Ende der Rückkopplungsspule n₂ des Transformators T mit einer Diode D₂ und einem Kondensator C₂ in Reihe geschaltet, und eine Rückkopplungsspannung V_f, die über dem Kondensator C₂ erzeugt wird, wird an den invertierenden Eingangsanschluss (-) eines Ablenkungsverstärkers Q₁ angelegt, wobei an dessen nicht invertierenden Eingangsanschluss (+) eine Bezugsspannung Er angelegt wird. Die An/Aus-Steuerung des Schalters SW₆ wird durch die Ausgabe des Ablenkverstärkers Q₁ durchgeführt.
Mit der Sekundärspule n₃ des Transformators T sind eine Diode D₃ und ein Kondensator C₃ in Reihe geschaltet, und eine Logikspannung V_L wird von beiden Enden des Kondensators C₃ erhalten. Die Logikspannung V_L ist normalerweise angeschaltet und wird als die Spannung einer Leistungsversorgung zum Erzeugen jedes Zeitsteuerungssignals verwendet.
Die Tertiärspule n₄ des Transformators T besteht aus Spulen n₄₁ und n₄₂, die in Reihe geschaltet sind, und zwischen der Verbindungsstelle dieser Spulen und dem anderen Ende der Spule n₄₁ sind eine Diode D₄, ein Schalter SW₇ und ein Kondensator C₄ in Reihe geschaltet. Von beiden Enden des Kondensators C₄ wird eine positive Spannung +V_A als die Spannung für eine analoge Leistungsversorgung erhalten.
Außerdem sind zwischen der Verbindungsstelle und dem anderen Ende der Spule n₄₂ eine Diode D₅, ein Schalter SW₆ und ein Kondensator C₅ in Reihe geschaltet, und von beiden Enden des Kondensators C₅ wird eine negative Spannung -V_A als die Spannung für die analoge Leistungsversorgung erhalten.
An der vierten Spule n₅ des Transformators T sind eine Diode D₆, ein Schalter SW₉ und ein Kondensator C₆ in Reihe geschaltet, und eine Diode D, ist mit dem Kondensator C₆ parallel geschaltet, wobei von dessen beiden Enden eine Erregerspannung Vf erhalten wird.
Die Schalter SW₇ bis SW₉ werden jeweils nur in der Umgebung der intermittierenden Erregung angeschaltet, um Leistung an eine Last zu liefern, und sie sind ansonsten abgeschaltet, um die Gesamtleistungsersparnis zu erreichen. Als Gleichstromversorgung Eb kann eine Batterie oder dergleichen verwendet werden.
Außerdem führt der Ablenkverstärker Q₁ die An/Rus-Steuerung des Schalters SW₆ durch, sodass eine der Bezugsspannung E_r entsprechende Spannung erzeugt wird, wodurch eine feste Spannung von der sekundären Spule zu der vierten Spule als Reaktion auf den Status der Last geliefert wird.
Nebenbei bemerkt wurde die obige Beschreibung unter der Annahme durchgeführt, dass der Signalverlauf des Erregerstroms I_f eine Quasi-Dreieckwelle ist, wobei dies jedoch nur beispielhaft und nicht einschränkend ist. 6 zeigt weitere Beispiele des Erregersignalverlaufs.
6(a) zeigt einen rechteckigen Erregungssignalverlauf, und 6(b) zeigt positive und negative rechteckige Erregungssignalverläufe, die abwechselnd eingefügt sind; die Menge der Signale kann durch Durchführen einer synchronen Gleichrichtung zwischen den positiven und negativen Erregungen verdoppelt werden.
Ferner zeigt 6(c) einen dreieckigen Erregungssignalverlauf, der die Erregerschaltung vereinfachen kann. 6(d) zeigt ein Beispiel eines trapezförmigen Erregungssignalverlaufes, wenn der Erregerimpuls verkürzt wird, wird die in 6(a) gezeigte rechteckige Erregung ebenfalls diese trapezförmige Wellenerregung.
7 ist ein Blockdiagramm, das den Aufbau einer weiteren Ausführungsform der Erfindung zeigt. Bei diesem Aufbau wird die Bezugsspannung für den Erregerstromwert bei einem vorbestimmten Zyklus zugeführt, und die Bezugsspannung wird verwendet, um das Verhältnis zu der Signalspannung durch Software zu berechnen, wodurch die Spannenvariation kompensiert wird.
Die Abschnitte mit den gleichen Symbolen wie die in 1 gezeigten werden nicht weiter beschrieben.
Die Beschreibung wird nachstehend im Einzelnen ausgeführt. Ein Bezugswiderstand r ist mit der Erregerspule 21 bei dem in 1 gezeigten Aufbau in Reihe geschaltet, und eine Bezugsspannung V_r wird von beiden Enden des Widerstandes r herausgeführt und an ein Schaltanschluss eines Schalters SW₁₀ angelegt.
Normalerweise ist der gemeinsame Anschluss des Schalters SW₁₀ mit einem der Schaltanschlüsse durch ein von einer Zeitsteuerschaltung 22a ausgegebenes Steuersignal S₆ verbunden, um dadurch eine Signalspannung es in einer Halteschaltung 15 abzutasten.
Außerdem wird der Schalter SW₁₀ zu seinem anderem Schaltanschluss durch das Steuersignal S₆ mit einer Periode umgeschaltet, die länger als die Abtastperiode der Signalspannung e_s ist, und die Bezugsspannung Vr wird in der Halteschaltung 15 abgetastet.
Dieser Abtastwert wird in ein Digitalsignal in einem Analog/Digital-Wandler 23 durch einen Pufferverstärker 16 umgewandelt, einer Signalverarbeitungseinheit 24 zugeführt und in einem vorbestimmten Bereich des in der Einheit 24 enthaltenen Speichers gespeichert.
In diesem Fall weist die Signalverarbeitungseinheit 24 den gleichen Aufbau wie die Signalverarbeitungseinheit 17 mit der Ausnahme auf, das der dem Analog/Digital-Wandler 23 entsprechende Abschnitt entfernt ist. Die Signalverarbeitungseinheit 24 verwendet dies, um das Verhältnis zu der Signalspannung es durch eine Softwareverarbeitung zu berechnen und gibt es an einem Ausgangsanschluss 18 als ein Durchsatzsignal aus. Dies ermöglicht den Ausgleich der Spannvariation.
Ein derartiges Verfahren weist die folgenden Vorteile auf. <1> Da die Halteschaltung 15, der Pufferverstärker 16 und der Analog/Digital-Wandler 23 gleichermaßen zu dem Durchsatzsignal und der Bezugsspannung V_r beitragen, kann die Wirkung des Drifts jedes Elements entfernt werden. <2> Da nur eine Halteschaltung 15 bzw. ein Pufferverstärker 16 erforderlich sind, ist die Hardwarekonfiguration einfach.
Bei der in 1 gezeigten Ausführungsform wurde die Beschreibung basierend auf dem Aufbau durchgeführt, bei dem der Schalter SW₁ zum direkten Rücksetzen vor der Signalabtastung angeschaltet wird, wobei es jedoch ebenfalls möglich ist, den Schalter SW₁ während der Nichterregungsperiode anzulassen und diesen Schalter zwischen vor und nach der Erregungsperiode des Signals auf Aus zu schalten.
Außerdem wurde bei der in 1 gezeigten Ausführungsform die Beschreibung basierend auf dem Aufbau durchgeführt, bei dem zwei Schalter SW₂ und SW₃ verwendet werden, wobei dies jedoch durch einen Aufbau ersetzt werden kann, bei dem ein Schalter SW₁₀ verwendet wird und von einem Steuersignal S₇ angeschaltet wird, wie es in 8 gezeigt ist. Dies kombiniert die Signalabtastung und das Rücksetzen der Halteschaltung 15.
Insbesondere ist das Steuersignal S₇ ein Steuersignal, wie es beispielsweise durch Integrieren der Steuersignale S₁ und S3 erhalten wird, und es wird normalerweise auf die Bezugsspannung des gemeinsamen Potentialpunkts COM der Seiten geschaltet und gesteuert, um nur auf den Ausgangsanschluss des Pufferverstärkers 14 für die Signalabtastung umzuschalten.
9 ist ein Blockdiagramm, das den Aufbau der dritten Ausführungsform der Erfindung zeigt. Eine Bezugsspannung V_r wird in einem Bezugswiderstand r erfasst, in einer Halteschaltung 26 durch einen Schalter SW₁₁ zum Abtasten gehalten, der durch ein von einer Zeitsteuerschaltung 25 ausgegebenen Steuersignal S_B gesteuert wird, und durch einen Pufferverstärker 27 ausgegeben.
Eine Spannungs/Frequenz-Wandlerschaltung 28 umfasst Widerstände R_S und R_r, einen Integrator 30, der aus einen Operationsverstärker 29 enthält, wobei dessen nicht invertierender Eingangsanschluss (+) mit dem gemeinsamen Potentialpunkt COM und der invertierende Eingangsanschluss (-) mit dem Ausgangsanschluss durch einen Kondensator C_f, einen Komparator 31, eine monostabile Kippschaltung 32 und einen Schalter SW₁₂ verbunden ist.
Ferner werden die Ausgaben der Pufferverstärker 16 und 27 an den invertierenden Eingangsanschluss (–) des Operationsverstärkers 29 durch die Widerstände R_S und R_r bzw. den Schalter SW₁₂ angelegt. Die Ausgabe des Operationsverstärkers 29 wird an den nicht invertierenden Eingangsanschluss (+) des Komparators 31 angelegt, dessen invertierender Eingangsanschluss (–) mit dem gemeinsamen Potentialanschluss COM verbunden ist, und die Ausgabe des Komparators 31 wird an einen Zähler 33 ausgegeben und an die monostabile Kippschaltung 32 angelegt.
Der Schalter SW₁₂ wird für eine feste Zeit durch den von der monostabilen Kippschaltung 32 ausgegeben Impuls angeschaltet. Der Zählwert in dem Zähler 33 wird periodisch von einem Mikrocomputer 34 gelesen. Bei dem obigen Aufbau wird das Durchsatzsignal in dem Integrator 30 durch den Widerstand R_s integriert, und wenn die integrierte Ausgabe einen festen Pegel erreicht, arbeitet der Komparator 31, und ein Impuls P_L mit einer festen Zeitbreite τ wird von der monostabilen Kippschaltung 32 ausgegeben.
Der Impuls P_L schaltet den Schalter SW₁₂ für die feste Zeit τ an, um zu veranlassen, dass die Referenzspannung V_r mit der dem Durchsatzsignal entgegengesetzten Polarität in den Integrator 30 durch den Widerstand R_r eingegeben wird, um dadurch den Integrator 30 und den Komparator 31 zurückzusetzen.
Durch den obigen Vorgang wird die an dem Ausgang des Komparators 31 erzeugte Frequenz f durch
ausgedrückt, wenn angenommen wird, dass V_sp die in der Halteschaltung 15 gehaltene Haltespannung und V_rp die in der Halteschaltung 26 gehaltene Haltespannung ist, und somit kann das Frequenzsignal f, das von dem Kondensator Cf unabhängig ist, zur Integration oder Variation der Betriebsspannung der Schaltung erhalten werden.
Außerdem schaltet ein Steuersignal S₈ den Schalter SW₁₁ mit einer Zeitsteuerung ähnlich dem Steuersignal S₂ oder S₆ während jeder Periode an, bei der das Steuersignal S₂ nicht eingeschaltet ist, um dadurch die Bezugsspannung abzutasten.
Der Mikrocomputer 34 liest periodisch einen Zählwert, der den Verhältnis der Durchsatzspannung des Zählers 33 und der Bezugsspannung entspricht, um dadurch den Durchsatz zu kennen.
Da die in 9 gezeigte Ausführungsform aufgebaut ist, um die Berechnung der Rate der Durchsatzspannung und der Bezugsspannung durch Hardware durchzuführen, kann die Last auf die Software des Mikrocomputers 34 verglichen mit dem in 7 gezeigten Verarbeitungsverfahren mittels Software verringert werden.
Die Verringerung der Last kann die Betriebszeit in dem Niedrigleistungsverbrauchmodus des Mikroprozessors verlängern, wie beispielsweise dem Schlafmodus, der bei den neuen Mikroprozessoren vom Niedrigleistungsverbrauchstyp bereitgestellt wird, um dadurch den Leistungsverbrauch auf beispielsweise 1/5 bis 1/2 zu verringern. Obwohl die Beschreibung basierend auf dem elektromagnetischen Strömungsmesser von Kapazitätstyp durchgeführt wurde, um die Differenz zwischen dem Stand der Technik klarzustellen, kann sogar die elektromagnetische Strömungsmesser vom Flüssigkeitskontakttyp, bei dem die Detektorelektroden in Kontakt mit einem zu messenden Fluid sind, verwendet werden, wie bei dem Kapazitätstyp, wie es nachstehend beschrieben ist, vorausgesetzt, dass ein bestimmter Zustand erlaubt ist.
10 zeigt den Aufbau der Umgebung der Durchsatzerfassungseinheit des elektromagnetischen Strömungsmessers vom Flüssigkeitskontakttyp. An einer Rohrleitung 35 werden Detektorelektroden 36a und 36b in Kontakt mit einer zu messenden Flüssigkeit Q angebracht, und der verbleibende Aufbau ist im Prinzip derjenigen in 1 ähnlich.
Für den Kapazitätstyp wird, da die Elektrodenkapazität sehr klein ist, die Lade/Entladezeitkonstante der Elektrodenimpedanz aufgrund des in der zu messenden Flüssigkeit Q auftretenden Wirbelstroms ausreichend klein, und er kann somit sogar angewendet werden, wenn eine schnelle Reaktion mit einem kurzen Wiederholungszyklus der Erregung erforderlich ist.
Andererseits eilt für den Flüssigkeitskontakttyp, da die durch die Detektorelektroden 36a und 36b gebildete Elektrodenkapazität und die zu messende Flüssigkeit Q groß werden, das Differenzialrauschen N nach, wie es durch eine gestrichelte Linie in 3(c) gezeigt ist, und somit wird eine lange Erregungsperiode benötigt und eine schnelle Reaktion kann nicht erwartet werden.
Für eine Anwendung, die eine langsame Reaktion erlaubt, beispielsweise für eine Anwendung als integrierender Strömungsmesser, wie beispielsweise einen Wasserzähler, kann durch Rücksetzen des Schalters SW₁, der nach dem Hochpassfilter 13 platziert ist, mit einer vorbestimmten Zeitsteuerung, wenn das Differenzialrauschen N verschwindet, der Anfangswert der Integration genau auf Null bei der Anfangsstufe der Integration durch die Halteschaltung 15 gesetzt werden, so dass ein guter Rauschabstand erhalten werden kann.
Insbesondere kann beispielsweise, als der elektromagnetische Strömungsmesser für Stadtwasser zum Messen der Wassermenge, die verbraucht wird, ein elektromagnetischer Strömungsmesser, dessen Gesamtleistungsverbrauch etwa 1 mW beträgt, erreicht werden, wenn das An/Aus-Verhältnis der Erregung auf etwa 1/100 oder weniger eingestellt wird, und eine Vorrichtung mit niedriger Leistung des Stands der Technik verwendet wird.
Wenn der Leistungsverbrauch so klein wie oben beschrieben ist, kann ein elektromagnetischer Strömungsmesser, der keine externe Verdrahtung erfordert, durch Verwenden einer Batterie als eine Ansteuerleistungsversorgung aufgebaut werden, und somit kann das Messen eines Durchsatzes in Bereichen durchgeführt werden, wo es keine Leistungsversorgungseinrichtungen gibt.
Außerdem ist es in dem Fall, dass eine Batterie als eine Ansteuerleistungsversorgung verwendet wird, sogar wenn die Ausgangsabweichung von dem Rauschpegel bei der Messung einer sofortigen Durchsatzes etwas groß wird, möglich, einen Strömungsmesser zu erzielen, der ausreichend für die Anwendung als ein Wasserzähler zum Messen eines integrierten Durchsatzes verwendet werden kann.
Die Erfindung wurde oben insbesondere zusammen mit den Ausführungsformen beschrieben, und in Übereinstimmung mit den in den jeweiligen Ansprüchen dargelegten Erfindungen gibt es die folgenden Effekte.
In Übereinstimmung mit den bei dem ersten Anspruch, dritten Anspruch und vierten Anspruch beschriebenen Erfindungen wird ein Erregerstrom veranlasst, intermittierend mit der Erregungsperiode kürzer als die Nichterregungsperiode zu strömen, um dadurch ein Magnetfeld an ein zu messendes Fluid anzulegen, wobei die von den Detektorelektroden ausgegeben Zwischenelektrodensignale durch eine Wechselstromkopplung gekoppelt werden, um ein Wechselstromsignal zu erhalten, das abgetastet und durch ein Abtastsignal gehalten wird, und ein Umschalten auf ein Bezugspotential wird vor und nach der Periode des Abtastens und Haltens durchgeführt. Somit kann dadurch, dass die synchrone Gleichrichtung nicht durchgeführt wird, ein Durchsatzsignal abgetastet werden, ohne einen Fehler zu verursachen. Ferner ist es möglich, zu dem Anstieg des Rauschabstands beizutragen, während die Leistungssparfunktion beibehalten wird.
In Übereinstimmung mit der bei dem zweiten Anspruch beschriebenen Erfindung gibt es den folgenden Effekt zusätzlich zu dem Effekt der bei dem ersten Anspruch beschriebenen Erfindung. Das heißt, da sie als ein Kapazitätstyp aufgebaut ist, ist die Elektrodenkapazität sehr klein, und die Lade/Entladezeitkonstante der Elektrodenimpedanz durch den in einer zu messenden Flüssigkeit auftretenden Wirbelstrom wird ausreichend klein. Somit wird das Differenzialrauschen schnell gedämpft, und das Signal kann erfasst werden, während das Differenzialrauschen mit einer kurzen Abtastbreite entfernt wird, und das Signal kann in einem Frequenzband eines guten Rauschabstands gegen ein Strömungsrauschen mit einer 1/f-Kennlinie verarbeitet werden, während eine schnelle Reaktion mit einem kurzen Wiederholungszyklus der Erregung gewährleistet wird.
In Übereinstimmung mit der bei den fünften Anspruch beschriebenen Erfindung kann, da eine Dreieckwelle oder eine Quasi-Dreieckwelle durch Anregen einer Spannung an die Erregerspule und Abschalten des in der Erregerspule entstehenden Erregerstroms mit einer geeigneten Zeitsteuerung erzeugt werden kann, die Erregerschaltung vereinfacht und die für die Erregung verbrauchte Leistung klein werden.
In Übereinstimmung mit der bei der sechsten Anspruch beschriebenen Erfindung kann, da ein Aufbau zum Berechnen des Verhältnisses des Abtastsignals und der Referenzspannung bereitgestellt wird, der Spannweitenfehler aufgrund der Variation des Erregerstroms ohne weiteres entfernt werden.
In Übereinstimmung mit der bei dem siebenten Anspruch beschriebenen Erfindung, kann, da ein Aufbau bereitgestellt wird, bei der der Schaltzyklus des Abtastschalters auf der Referenzspannungsseite ein Bruchteil dessen auf der Wechselstromsignalseite ist, die Reaktion auf eine Durchsatzänderung schnell werden, während die Spannweite aufgrund der Verringerung der Kapazität einer Batterie oder dergleichen korrigiert werden kann.
In Übereinstimmung mit der bei dem achten Anspruch beschriebenen Erfindung kann, da eine Leistungsversorgungsspannung für die Analogschaltung nur in der Periode geliefert wird, die der Abtastbreite oder der Erregungsperiode entspricht, die Leistungsersparnis ohne weiteres als ein Ganzes erzielt werden.
In Übereinstimmung mit der bei dem neunten Anspruch beschriebenen Erfindung ist keine externe Verdrahtung erforderlich, da ein elektromagnetischer Strömungsmesser, der eine Batterie enthält, aufgebaut werden kann, und das Messen eines Durchsatzes kann sogar in Bereichen durchgeführt werden, wo keine Leistungsversorgungseinrichtungen bereitgestellt werden.
In Übereinstimmung mit der bei dem zehnten Anspruch beschriebenen Erfindung kann, da die Berechnung des Verhältnisses des Durchsatzsignals und des Referenzsignals durch ein Stück Hardware, wie beispielsweise einem Spannungs/Frequenzwandler durchgeführt werden kann, die Last der Softwareberechnungen in die Mikrocomputer verringert und am Leistungsverbrauch größtenteils als ein Ganzes gespart werden.

Claims

Elektromagnetischer Strömungsmesser zum Umsetzen des zu messenden Durchsatzes eines Fluids (Q) in ein elektrisches Signal und zum Ausgeben eines Durchsatzsignals entsprechend dem Durchsatz durch Detektorelektroden (11a, 11b), wobei der elektromagnetische Strömungsmesser aufweist: eine Erregereinrichtung (21), die einen Erregerstrom intermittierend fließen lässt, um dadurch ein Magnetfeld an das zu messende Fluid anzulegen, wobei die Erregungsperiode der Erregereinrichtung kürzer als deren Nichterregungsperiode ist, eine Wechselstrom-Kopplungseinrichtung (13) zum Gewinnen eines Wechselstromsignals durch Wechselstromkopplung der Zwischenelektrodensignale, die von den Detektorelektroden (11a, 11b) ausgegeben werden, eine erste Abtast- und Halteeinrichtung (14) zum Abtasten und Halten des Wechselstromsignals mit einem Abtastsignal, das eine Abtastbreite mit Teilen vor und nach der Erregungsperiode aufweist, und zum Ausgeben von diesem als einem ersten Haltesignal, eine Schalteinrichtung (SW₁, SW₂) zum Schalten des Ausganges der ersten Abtast- und Halteeinrichtung (14) auf ein Bezugspotential vor und nach der Periode des Abtastens und Haltens und eine Signalverarbeitungseinrichtung (17) zum Verwenden des Haltesignals, um eine Signalverarbeitung auszuführen und dieses als das Durchsatzsignal auszugeben.
Elektromagnetischer Strömungsmesser gemäß Anspruch 1, bei dem die Detektorelektroden (11a, 11b) ein Durchsatzsignal mittels Kapazität erfassen.
Elektromagnetischer Strömungsmesser gemäß Anspruch 1, bei dem die Detektorelektroden (11a, 11b) ein Durchsatzsignal erfassen, indem sie in Kontakt mit dem zu messenden Fluid sind.
Elektromagnetischer Strömungsmesser gemäß Anspruch 1, 2 oder 3, bei dem die Schalteinrichtung aus einer ersten Schalteinrichtung (SW₁) zum Schalten des Wechselstromsignals und eines Bezugspotentials durch ein erstes Schaltsignal und einer zweiten Schalteinrichtung (SW₂) zum Schalten des Haltesignals und eines Bezugspotentials durch ein zweites Schaltsignal mit einer Zeitsteuerung nach dem Abtasten und Halten besteht.
Elektromagnetischer Strömungsmesser gemäß Anspruch 1, 2 oder 3, bei dem der Signalverlauf des Erregerstromes eine Dreieckwelle oder eine Quasi-Dreieckwelle ist.
Elektromagnetischer Strömungsmesser gemäß Anspruch 1, 2 oder 3, ferner mit einer zweiten Abtast- und Halteeinrichtung (16) zum Abtast-Schalten von dem Wechselstromsignal zu einer Bezugsspannung proportional zu dem Erregerstrom, Abtasten und Halten von diesem mit dem Abtastsignal und Ausgeben von diesem als ein zweites Haltesignal, und mit einer Verhältnisrecheneinrichtung zum Verwenden der ersten und zweiten Haltesignale, um das Verhältnis der Bezugsspannung und des Wechselstromsignals zu berechnen.
Elektromagnetischer Strömungsmesser gemäß Anspruch 6, bei dem der Schaltzyklus des Abtastschaltens auf die Bezugsspannung ein Bruchteil von demjenigen auf das Wechselstromsignal ist.
Elektromagnetischer Strömungsmesser gemäß Anspruch 1, 2 oder 3, ferner mit einer Leistungsversorgungseinrichtung zum Liefern einer Leistungsversorgungsspannung lediglich an eine analoge Signalverarbeitungseinheit in der der Signalverarbeitungseinrichtung vorhergehenden Stufe lediglich während der Periode, die im wesentlichen der Abtastbreite entspricht.
Elektromagnetischer Strömungsmesser gemäß Anspruch 1, bei dem eine Batterie als die Ansteuerleistungsversorgung für die Erregereinrichtung (21) und die Signalverarbeitungseinrichtung (17) verwendet wird.
Elektromagnetischer Strömungsmesser gemäß Anspruch 1, bei dem das Schaltmittel (SW₁) auf ein Bezugsspannungspotential vor der Periode des Abtastens und Haltens gesetzt ist, wobei der Strömungsmesser ferner aufweist: eine zweite Abtast- und Halteeinrichtung zum Abtasten und Halten einer Bezugsspannung proportional zu dem Erregerstrom mit einem zweiten Abtastsignal und zum Ausgeben von diesem als ein zweites Haltesignal, eine Spannungs/Frequenzumsetzereinrichtung zum Neutralisieren des ersten Haltesignals mit dem zweiten Haltesignal, und um das Verhältnis von diesen als ein Frequenzsignal zu berechnen und auszugeben, eine Zählereinrichtung zum Zählen des Frequenzsignals und einen Mikrocomputer zum periodischen Einlesen des Ergebnisses des Zählens und zum Berechnen und Ausgeben eines Durchsatzsignals.