DE69534716T2

DE69534716T2 - Massendurchflussmesswandler

Info

Publication number: DE69534716T2
Application number: DE1995634716
Authority: DE
Inventors: Hirokazu Shinjuku-ku Kitami; Toshihiro Shinjuku-ku Abe
Original assignee: Oval Corp
Current assignee: Oval Corp
Priority date: 1995-08-21
Filing date: 1995-08-21
Publication date: 2006-07-06
Anticipated expiration: 2015-08-22
Also published as: EP0759541A1; DE69534716D1; EP0759541B1; ES2255056T3

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft einen Massenströmungsmesswandler und spezieller einen Wandler, der für den Einsatz in einem Massenströmungsmesser mit niedriger Erfassungsempfindlichkeit wie einem Coriolis-Strömungsmesser mit gerader Röhre eingerichtet ist, und der eine Coriolis-Kraft, die auf eine Strömungsröhre eines Coriolis-Strömungsmessers wirkt, die proportional zur Massenströmung ist, als eine Zeitdifferenz bei hoher Empfindlichkeit, ohne Änderung der Übergangszeit auf Grund einer Drift einer Operationsschaltung, messen kann.
Ein Coriolis-Strömungsmesser ist ein bekannter Strömungsmesser, der auf der Tatsache basiert, dass, wenn ein Fluid in einer Strömungsröhre strömt, die an beiden Enden auf Lagerungselementen gelagert ist, und diese Röhre mit einer wechselnden Schwingung an ihrem Mittelteil in die Richtung rechtwinklig zu ihrer Achse angesteuert wird, zwischen zwei sich symmetrisch einander gegenüberliegenden Positionen an der Strömungsröhre eine Phasendifferenz erzeugt wird, wobei die Phasendifferenz zu einer Massenströmung proportional ist. In der Praxis wird eine Ansteuerspule, die durch eine Steuerschaltung erregt wird, in der Mitte einer Strömungsröhre bereitgestellt, die an beiden Enden auf Lagerungseinrichtungen gelagert ist, wobei zwei Erfassungsspulen an einander symmetrisch gegenüberliegenden Positionen zwischen der Mittelposition und beiden Enden der Strömungsröhre angeordnet sind. Ein Signal einer Phasendifferenz proportional zu einer Massenströmung, die durch die Wirkung einer Coriolis-Kraft erzeugt wird, wird erfasst, wobei eine Massenströmung anhand des Phasendifferenz-Wertes bestimmt wird. Wenn eine Ansteuer-Schwingungsfrequenz als konstant angenommen wird, kann ein Phasendifferenz-Signal als ein Zeitdifferenz-Signal erfasst werden, das ermittelt wird, wenn die Strömungsröhre eine Standardleitung an symmetrischen Positionen durchläuft.
Das Dokument EP 0 275 367A offenbart einen Sensor-Aufbau für die Nutzung in einem Coriolis-Massenströmungsmesser, um die relative Massenströmung eines Fluids zu bestimmen. Der Sensor-Aufbau nutzt eine foto-optische Signalverarbeitung und passt das Signal an einen Prozessor an, so dass das Signal kontinuierlich eingemessen wird, um geringfügige Fehler zu beseitigen. Die elektronische Schnittstelle umfasst eine Schaltungsanordnung, die die augenblickliche Amplitudendifferenz zwischen den Signalen von den Sensoren des Strömungsmessers in mehreren diskreten und benachbarten Intervallen bestimmt, eine Schaltungsanordnung, die das Produkt des absoluten Wertes der augenblicklichen Amplitudendifferenz und der Breite des Intervalls für jedes Intervall bestimmt, eine Schaltungsanordnung, die die Summe des Produktes für jedes Intervall über einem Schwingungszyklus bestimmt, und eine Schaltungsanordnung, die anhand der Summe ein Signal erzeugt, das die Massenströmung darstellt.
Das Dokument WO 88/03 642A offenbart einen Coriolis-Massenströmungsmesser, der einen ferromagnetischen Steuermechanismus und ferromagnetische Geschwindigkeitssensoren aufweist. Der Steuermechanismus enthält eine Steuerspule, eine ferromagnetische Steuerhalterung, die an einer Strömungsleitung des Messgeräts befestigt ist, einen Magneten und eine Einrichtung, die an die Steuerspule ein Steuersignal anlegt. Der Geschwindigkeitssensor enthält eine Sensor-Spule, eine ferromagnetische Sensor-Halterung, die an der Strömungsleitung befestigt ist, einen Magneten und eine Einrichtung, die einen durch Änderungen der Position der Sensor-Halterung in der Sensor-Spule induzierten Strom erfasst. Der Steuermechanismus lässt die Strömungsleitung in Reaktion auf das veränderliche Magnetfeld, das durch das Steuersignal erzeugt wird, schwingen. Wenn ein Seitenschenkel der Strömungsleitung schwingt, ändert sich das magnetische Feld, das durch die Sensor-Spule verläuft, wobei darin ein Signal induziert wird, das ein Geschwindigkeitsmaß des Seitenschenkels der Strömungsleitung bereitstellt.
Wenn eine Strömungsröhre, die an beiden Enden auf Lagerungseinrichtungen gelagert ist, mit einer wechselnden, natürlichen Schwingung an ihrem Mittelteil in der Richtung rechtwinklig zu ihrer Achse angesteuert wird, wird eine konstante Steuerfrequenz, die einer Größe und einem Material der Strömungsröhre und einer Dichte des messbaren Fluids entspricht, mit einer kleinen Ansteuerenergie ermittelt, wobei folglich die Fluiddichte, die der Steuerfrequenz entspricht, bestimmt wird. Aus diesem Grund macht man sich es in der Regel zu Eigen, die Strömungsröhre mit ihrer natürlichen Schwingungsfrequenz anzusteuern.
Eine Schaltung zur Ansteuerung der Strömungsröhre mit einer natürlichen Schwingung ist eine positive Rückkopplungsschaltung, die ein Eingangssignal mit einem konstanten Niveau durch Eingeben eines Sinuswellen-Signals steuert, das von einer Erfassungsspule in eine Steuerschaltung ausgegeben wird.
Eine genaue Messung einer Massenströmung durch einen so aufgebauten Coriolis-Massenströmungsmesser hängt von einer stabilen und genauen Messung eines Zeitdifferenz-Signals ab. Die Zeitdifferenz wird durch Zählen von Taktimpulsen einer vorgegebenen Frequenz während der Zeitdifferenz gemessen. Zum Beispiel ist im Fall eines Coriolis-Strömungsmessers mit gerader Röhre, dessen gerade Röhre von hoher Festigkeit ist, ein durch die Wirkung einer Coriolis-Kraft erzeugtes Phasendifferenz-Signal klein, wobei daher ein Zeitdifferenz-Wert des Zeitdifferenz-Signals proportional zum Phasendifferenz-Signal entsprechend klein ist. Eine so kleine Zeitdifferenz kann mit einer Genauigkeit gemessen werden, die für eine weitere Messung des Coriolis-Massenströmungsmessers durch Verwendung eines Taktimpuls-Generators von 100 MHz oder einem ähnlichen Niveau notwendig ist, der jedoch in der Nutzung aufwändig ist. Um einen kleinen Wert der Zeitdifferenz mit einer hohen Genauigkeit stabil zu messen, gibt es immer noch ein Problem, was die Stabilität der Zeitdifferenz-Erfassungsschaltung selbst betrifft, z. B. kann das Auftreten einer Null-Drift die Erfassungsgenauigkeit verringern. Darüber hinaus kann der Coriolis-Strömungsmesser selbst durch eine Ausdehnung des messbaren Fluids auf Grund der Temperaturänderung beeinflusst werden.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Gemäß einem veranschaulichenden Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung werden die oben erkannten Probleme durch einen Massenströmungsmesswandler gelöst, wie er im Anspruch 1 definiert ist.
Gemäß einem weiteren veranschaulichenden Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung werden die oben erkannten Probleme durch einen Massenströmungsmesswandler gelöst, wie er im Anspruch 4 definiert ist.
Gemäß noch einem weiteren veranschaulichenden Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung werden die oben erkannten Probleme durch einen Massenströmungsmesser gelöst, wie er im Anspruch 5 definiert ist.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Es zeigen:
1 ein Blockschaltbild, das den Aufbau eines herkömmlichen Massenströmungsmessers erläutert;
2 eine Ansicht, die ein Beispiel der Messung einer Zeitdifferenz durch einen Coriolis-Strömungsmesser erläutert;
3 ein Blockschaltbild eines herkömmlichen Massenströmungsmesswandlers, der eine Zeitdifferenz ΔT bestimmt;
4 einen Schaftplan zum Erläutern eines Ausführungsbeispiels eines Massenströmungsmesswandlers gemäß der vorliegenden Erfindung;
5 ein Laufzeitdiagramm zum Erläutern des Massenströmungsmesswandlers gemäß 4;
6 einen Schaltplan zum Erläutern eines weiteren Ausführungsbeispiels eines Massenströmungsmesswandlers gemäß der vorliegenden Erfindung;
7A und 7B Ausgangsspannungs-Kennlinien zum Erläutern der Schaltungsoperation des Massenströmungsmesswandlers gemäß 6;
8 ein Verhältnis zwischen einer Zeitdifferenz ΔT und einer Massenströmung Q_M;
9 einen Schaltplan zum Erläutern eines weiteren Ausführungsbeispiels eines Massenströmungsmesswandlers gemäß der vorliegenden Erfindung;
10 ein Laufzeitdiagramm einer Impulskette zum Erläutern der Arbeitsweise des Massenströmungsmesswandlers gemäß 9;
11 eine Spannungs-Zeit-Kennlinie einer Lade-Entlade-Spannung während eines Zeitintervalls von t₁ nach t₂ und eines Zeitintervalls von t₂ nach t₃ des Laufzeitdiagramms gemäß 10.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
In einem Coriolis-Strömungsmesser, der eine Strömungsröhre umfasst, die an beiden Enden auf den Lagerungen gesichert ist, wobei eine Steuereinrichtung an deren Mitte angeordnet ist und Erfassungsspulen an symmetrisch einander gegenüberliegenden Seiten der Steuereinrichtung an der Messströmungsröhre angeordnet sind, hat ein darin verwendeter Massenströmungsmesswandler eine Schaltung, die, wenn eine Fluid-Strömungsröhre bei einer konstanten Frequenz mit einer vorgegebenen Amplitude schwingt, z. B. einer natürlichen Frequenz durch Steuereinrichtungen, Erfassungssignale von den Erfassungsspulen empfängt, ein Phasendifferenz-Signal proportional zu einer Coriolis-Kraft erfasst und ein Massenströmungs-Erfassungssignal ausgibt.
1 ist ein Blockschaltbild, das einen Aufbau eines herkömmlichen Massenströmungsmesswandlers erläutert, in dem ein Ansteuerungsteil am Mittelteil der Strömungsröhre (nicht dargestellt), in der messbares Fluid strömt, und ein äußeres Gehäuse (nicht dargestellt) angeordnet sind. Der Ansteuerungsteil besteht z. B. aus einer Ansteuerungsspule 102 und einem Kern (nicht dargestellt), der von der Ansteuerungsspule 102 eine Magnetkraft empfängt. Die Erfassungsspulen 103 und 104 bestehen jeweils aus einer Erfassungsspule und einem Elektromagneten (nicht dar gestellt) und sind symmetrisch zwischen einer Strömungsröhre angeordnet und befinden sich an symmetrischen Positionen an der Strömungsröhre zwischen dem Ansteuerteil und den Lagerungswänden des äußeren Gehäuses.
Die Ansteuerspule 102 ist mit einem Ausgangsende der Steuerschaltung 101 verbunden, deren Eingangsende mit einem Gleichstromsignal verbunden ist, das ein durch die Ansteuerspule 103 erfasstes und durch eine Vollweggleichrichterschaltung gleichgerichtetes Sinuswellensignal ist. Eine durch die Erfassungsspule 103 gebildete positive Rückkopplungsschaltung, die Vollweggleichrichterschaltung 106, die Steuerschaltung 101 und die Ansteuerspule 102 bilden eine Sinuswellen-Oszillatorschaltung, die eine natürliche Frequenz der Strömungsröhre 102 erzeugt. Die Erfassungsspule gibt ein Erfassungssignal an einem Punkt P aus und überträgt es zur Vollweggleichrichterschaltung 106, die wiederum das empfangene Erfassungssignal in eine Gleichspannung umwandelt. Die Steuerschaltung 102 vergleicht den Gleichspannungswert mit einem Bezugsspannungswert und steuert die Erfassungsspule, um ein konstantes Sinuswellensignal am Punkt P zu ermitteln. In diesem Fall sind die von den Erfassungsspulen 103 und 104 ausgegebenen Sinuswellensignale Geschwindigkeitssignale, die daher in eine Phasenerfassungsschaltung 104 eingegeben werden, in der sie integriert und in Positionssignale umgewandelt werden. Folglich wird die erfasste Spannung der Erfassungsspule 104 ein Sinuswellensignal mit einer konstanten Amplitude, die relativ zum Sinuswellensignal der Erfassungsspule 103 eine Phasendifferenz hat, die zu einer Coriolis-Kraft proportional ist. Die Phasendifferenz wird in eine Zeitdifferenz umgewandelt, durch die Phasendifferenz-Schaltung 105 erfasst und zur CPU (central processing unit – Zentraleinheit) übertragen, die wiederum das Zeitdifferenz-Signal in ein Massenströmungssignal umwandelt und es ausgibt. Die Arbeitsweise der Phasenerfassungsschaltung wird unten mit Bezug auf 2 beschrieben:
2 veranschaulicht ein Beispiel der Messung einer Zeitdifferenz durch einen Coriolis-Strömungsmesser. In 2–(a) wird eine grafische Darstellung gezeigt, die ein Trapezwellensignal zeigt, das durch Verstärken und Formen eines Sinuswellensignals mit konstanter Amplitude ermittelt wird, das eine Phasendifferenz bei einer konstanten Amplitude hat und bei einer Erfassungsposition an einer Strömungsröhre erfasst wird, wobei die horizontale Achse durch die Zeit und die vertikale Achse durch die Spannung gekennzeichnet ist. Ein Trapez ABCD... und ein Trapez A₁B₁ C₁D₁... sind Verschiebungssignale der Strömungsröhre, die durch Spannungen dargestellt werden, die unterschiedlich in der Phase sind und die gleichen absoluten Spitzen in positiven und negativen Richtungen (±E) im Verhältnis zu einer Zeitachse X-X haben. Diese Verschiebungssignale sind die gleichen durchgehenden Trapezwellen auf der Zeitachse. Eine Bezugszeit zur Angabe einer Phasendifferenz ist zum Beispiel ein Zeitpunkt T zwischen einem Spitzenwert C (+E) oder D (–E) einer schrägen Seite CD der Trapezwelle ABCD und ein Punkt O, an dem die Seite die Zeitachse schneidet. Im Fall der Verschiebungssignale der Trapeze ABCD und A₁B₁C₁D₁, die sich in der Phase voneinander unterscheiden, werden Phasendifferenz-Signale an den schrägen Seiten CD und C₁D₁ unten beschrieben:
Ein Viereck CC₁DD₁ ist ein Parallelogramm, wobei eine Zeitdifferenz ΔT zwischen parallelen Seiten CD und C₁D₁ ein Phasendifferenz-Signal ist. Die Seiten CC₁ und DD₁ haben eine Länge, die der Länge eines Zeitachsensegments OO₁ entspricht. Wenn Punkte, die von den Punkten C₁ und D₁ zur Zeitachse vorstehenden, durch O₂ bzw. O₃ ausgedrückt werden, kennzeichnet eine Seite O₂O eine Zeit (T – ΔT), wobei eine Seite OO₃ (T + ΔT) kennzeichnet.
Die Zeit (T – ΔT) wird durch einen Impuls von 2–(c) ausgedrückt, wobei die Zeit (T + ΔT) durch einen Impuls von 2–(d) ausgedrückt wird. Die CPU 108 bestimmt eine Zeitdifferenz ΔT wie folgt: für einen Dauer 2M, die das Zweifache der Impulszeitbreite M ist, die einer Periode einer Trapezwelle gemäß 2–(b) entspricht, wird ein Addend von jeder Impulsbreite abgezogen, um einen Mittelwert zu erhalten, z. B.: {4(T + ΔT) – 4(T – ΔT)}/8 = ΔT (1)
3 ist ein Blockschaltbild eines herkömmlichen Massenströmungsmesswandlers, der eine Zeitdifferenz ΔT bestimmt, wobei ein Zählwerk 114 Impulsdauerwerte der Impulse (T + ΔT) und (T – ΔT) als Anzahl von Zählungen von Taktimpulsen misst, die von einem Taktimpuls-Generator 111 erzeugt werden, wobei die CPU 115 daraus einen digitalen Wert berechnet, der zu einer Massenströmung proportional ist, und einen Ausgang an einem Anschluss 116 hat.
Bei dem herkömmlichen Massenströmungsmesswandler von 3 wird eine Zeit, die zu einer Phasendifferenz der Messröhre proportional ist, als digitaler Wert der Taktimpuls-Zählungen gemessen. Um eine hohe Genauigkeit der Masseströmungs-Messung zu gewährleisten, ist es notwendig, eine Zeitdifferenz mit einer ausreichenden Auflösung zu messen, d. h. genügend Taktimpuls-Zählungen proportional zu einer Zeitdifferenz für den gesamten Bereich der Strömungsmessungen zu erhalten. Bei einem Coriolis-Strömungsmesser mit einer axial symmetrisch gekrümmten Strömungsröhre, in der eine Coriolis-Kraft um eine symmetrische Achse erzeugt wird, wenn die gekrümmte Messröhre mit einer wechselnden Schwingung in einer Richtung rechtwinklig zur Symmetrieachse angesteuert wird, ist es möglich, eine Zeitdifferenz mit einer ausreichend hohen Empfindlichkeit zu messen, indem ein Moment über einer Symmetrieachse angehoben und daher eine Zeitdifferenz durch Zählen von Taktimpulsen bestimmt wird. Bei einem Coriolis-Strömungsmesser mit gerader Röhre, der eine Messröhre mit hoher Biegesteifheit und daher eine große natürliche Frequenz hat, ist ein Zeitdifferenz-Signal, das durch die Wirkung einer Coriolis-Kraft erzeugt wird, sehr klein, wobei es daher mittels eines Taktimpuls-Oszillators gemessen werden soll, der eine hohe Schwingungsfrequenz von z. B. 100 MHz erzeugen kann. Taktimpuls-Oszillatoren, die heutzutage erhältlich sind, haben keine ausreichende Zuverlässigkeit und Stabilität. In der Praxis ist es eher schwierig, einen Takt-Oszillator mit hoher Genauigkeit zu günstigen Kosten zu erhalten.
4 ist ein Blockschaltplan eines Massenströmungsmesswandlers (Ausführungsbeispiel 1) gemäß der vorliegenden Erfindung. In der Schaltung des Massenströmungsmesswandlers von 4 wird ein negativer, voreilender Impuls (T + ΔT), der eine Impulsbreite einer Zeit (T + ΔT) und einen konstanten Spannungswert (–E) hat (nachfolgend als (T + ΔT)-Impuls bezeichnet), in einen Eingangsanschluss 1, der mit einem durch einen Schalter SW₁ AN und AUS zuschaltenden Kontakt 7 verbunden ist, eine Lade/Entlade-Schaltung, die aus einem Eingangswiderstand R₁ und einem Rückkopplungskondensator C₁ besteht, und dann in einen Integrator eingegeben, der aus einem Operationsverstärker 12 besteht. Ein negativer, nacheilender Impuls (T – ΔT), der eine Impulsbreite einer Zeit (T – ΔT) und einen konstanten Spannungswert (–E) (nachfolgend als ein (T – ΔT)-Impuls bezeichnet) synchron mit dem (T + ΔT)-Impuls hat, wird in einen Eingangsanschluss 2, der mit einem durch den Schalter SW₁ AN und AUS zuschaltenden Kontakt 8 verbunden ist, eine Lade/Entlade-Schaltung, die aus einem Eingangswiderstand R₂ und einem Rückkopplungskondensator C₂ besteht, und dann in einen Integrator eingegeben, der aus einem Operationsverstärker 13 besteht.
Die Rückkopplungskondensatoren C₁ und C₂ der Operationsverstärker 12 und 13 sind jeweils mit parallel damit verbundenen Kontakten 14 und 15 versehen und können durch die Schalter SW₄ bzw. SW₅ angesteuert werden. Die Schalter SW₄ und SW₅ werden direkt vor dem Ladevorgang angeschaltet, um die Kondensatoren C₁ und C₂ zu entladen. Die Operationsverstärker-Schaltungen 12 und 13 sind mit Nulldurchgangs-Erfassungsabschnitten 16 bzw. 17 versehen, durch die Nulldurchgangs-Signale erfasst und in die CPU 18 übertragen werden. Die Widerstandswerte und die Kapazitätswerte werden so ausgewählt, dass sie einander entsprechen, d. h. R₁ = R₂ und C₁ = C₂. Andererseits ist ein Kontakt 9, der durch einen Schalter SW₂ angesteuert werden kann, zwischen dem Kontakt 7 und dem Widerstand R₁ in Reihe geschaltet, wobei ein Kontakt 10, der durch einen Schalter SW₃ angesteuert werden kann, zwischen dem Kontakt 8 und dem Widerstand R₂ in Reihe geschaltet ist. Eine Bezugsspannungsquelle 11, die eine positive Bezugspannung Es erzeugt, ist zwischen den Kontakten 9 und 10 geschaltet.
Die Arbeitsweise des oben erwähnten Massenströmungsmesswandlers wird unten mit Bezug auf 5 beschrieben.
5 ist ein Laufzeitdiagramm, das den Massenströmungsmesswandler gemäß 4 erläutert. Für dieses Beispiel beginnt eine Messung an einem Moment t₁ im Laufzeitdiagramm. Die Schalter SW₄ und SW₅ werden als Erstes bedient, um die Kontakte 14 und 15 (5–(i) und (h)) anzuschalten, wobei dadurch die Rückkopplungskondensatoren C₁ und C₂ entladen werden. Danach schließt ein Signal mit hohem Pegel des Schalters SW₁ (5–(c)) gleichzeitig die Kontakte 7 und 8 für einen Zeitraum von t₁ bis t₂, in dem N Teile von Impulsen (T + ΔT) (5–(a)) in einen Wider stand R₁ eingegeben werden, wobei zur gleichen Zeit N Teile von Impulsen (T – ΔT) (5–(b)) in den Widerstand R₂ eingegeben werden. Für diesen Zeitraum haben die Schalter SW₂ und SW₃ ein Signal mit niedrigem Pegel (5–(d) und (e)), um die Kontakte 9 und 10 auf AUS zu halten.
Folglich empfängt der R₁-C₁-Integrator eine Eingabe von N Impulsen (T + ΔT) und hat eine Ausgangsspannung, die entlang einer Linie AB (5–(f)) in Proportion zur Anzahl von eingegebenen Eingangsimpulsen ansteigt. Zur gleichen Zeit empfängt der R₂-C₂-Integrator eine Eingabe von N Impulsen (T – ΔT) und hat eine Ausgangsspannung, die entlang der Linie AD (5–(f)) in Proportion zur Anzahl von eingegebenen Eingangsimpulsen ansteigt. Der Impuls (T + ΔT) ist in der Breite offensichtlich größer als der Impuls (T – ΔT), wobei daher eine Spannung am Punkt B größer ist als eine Spannung am Punkt D. Als Nächstes bewirkt im Zeitraum von t₂ nach t₃ ein Signal mit niedrigem Pegel des Schalters SW₁ (5–(c)) das Öffnen der Kontakte, wobei die AUS-Signale bewirken, dass die Schalter SW₂ und SW₃ Ausgangssignale mit hohem Pegel erzeugen (5–(d), (e)), durch die die Kontakte 9 und 10 geschlossen werden, um eine positive Bezugspannung E₃ der Bezugsspannungsquelle 11 an den R₁-C₁-Integrator und den R₂-C₂-Integrator anzulegen. Die für den Zeitraum von t₁ nach t₂ aufgespeicherte Ladung wird entladen. Da die paarigen Widerstände R₁ und R₂ gleich sind (R₁ = R₂) und die paarigen Kondensatoren gleich sind (C₁ = C₂), werden der R₁-C₁-Integrator und der R₂-C₂-Integrator entsprechend der Linie BC bzw. der Linie DE (5–(f)) entladen, wobei jeweilige Entladungslinien auf jeweilige Nulldurchgangs-Punkte (Zeitpositionen E und C) an einer Null-Spannungslinie treffen. Die Zeitkonstanten R₁C₁ und R₂C₂ sind zueinander gleich (R₁C₁ = R₂C₂), wobei die Entladung durch die negative Bezugspannung Es der Bezugsspannungsquelle 13 durchgeführt wird, die Linien BC und DE zueinander parallel und die Linien BD und EC zueinander proportional sind. Die Linie EC stellt die Zeitachse dar. Der Nulldurchgangs-Punkt C wird durch den Nulldurchgangs-Detektor 16 als ein Nulldurchgangs-Zeitsignal g₁ erfasst, während der Nulldurchgangs-Punkt E durch den Nulldurchgangs-Detektor 17 als ein Nulldurchgangs-Zeitsignal g₂ erfasst wird. Der Detektor 16 gibt einen Impuls mit einer Impulsbreite von g₁ aus, wobei der Detektor 17 einen Impuls mit einer Impulsbreite von g₂ ausgibt (5–(g)). Ein Zeitraum zwi schen den Zeitsignalen g₁ und g₂ ist ein Zeitdifferenz-Signal von 2N mal der Zeitdifferenz ΔT, die wie folgt ausgedrückt wird: N(T + ΔT) – N(T – ΔT) = 2NΔT (2)
Die Nulldurchgangs-Zeitsignale g₁ und g₂ werden in die CPU 18 eingegeben, durch die sie in digitale Taktsignale umgewandelt werden, die weiterhin verarbeitet, um ein Signal vom 2N mal der Zeitdifferenz ΔT proportional zur gemessenen Massenströmung zu bilden, und dann ausgegeben werden.
Die Arbeitsweisen der Schalter SW₂, SW₃, SW₄ und SW₅ sind wie folgt:
Das Signal mit hohem Pegel (5–(d)) des Schalters SW₂, durch dessen Wirkung der Kontakt 10 zum Zeitpunkt t₂ geschlossen wird, wird durch ein Nulldurchgangs-Signal g₂ der Entladungslinie DE (5–(g)) auf ein Signal mit niedrigem Pegel zu einem Zeitpunkt g₂ umgestellt. Zur gleichen Zeit bewirkt das Nulldurchgangs-Signal g₂, dass der Schalter SW₅ ein Signal mit hohem Pegel (5–(h)) anhebt und den Kontakt 15 schließt, um die Ladung des Kondensators C₂ des (T – ΔT)-impulsseitigen Integrators zu entladen. Das Signal mit hohem Pegel des Schalters SW₅ wird dem Signal mit niedrigem Pegel durch ein Signal mit hohem Pegel des Schalters SW₁ nachgeschleppt, wobei ein Zeitpunkt t₃ definiert wird, an dem der darauf folgende Messzyklus beginnt (5–(h)). Ähnlich dazu wird das Signal mit hohem Pegel (5–(e)) des Schalters SW₃, durch den der Kontakt 9 zu einem Zeitpunkt t₂ geschlossen wird, durch ein Nulldurchgangs-Signal g₁ der Entladungslinie BC (5–(g)) auf ein Signal mit niedrigem Pegel umgestellt. Zur gleichen Zeit bewirkt das Durchgangs-Signal g₁, dass der Schalter SW₄ ein Signal mit hohem Pegel (5–(i)) anhebt und den Kontakt 14 schließt, um die Ladung des Kondensators C₁ des (T + ΔT)-impulsseitigen Integrators zu entladen. Das Signal mit hohem Pegel des Schalters SW₄ wird dem Signal mit niedrigem Pegel (5–(i)) durch ein Signal mit hohem Pegel des Schalters SW₁ nachgeschleppt, wobei ein Zeitpunkt t₃ definiert wird, an dem der anschließend darauf folgende Messzyklus beginnt (5–(c)).
Gemäß 5 ist der Zeitraum von t₁ nach t₂ der Ladezeitraum T_C zum simultanen Laden mit N Impulsen (T + ΔT) und N Impulsen (T – ΔT). Der Zeitraum zwischen t₂ und t₃ ist ein Vorbereitungszeitraum T_D, in dem die Ladungen simultan entladen, die Nulldurchgangs-Zeit g₁ der (T + ΔT)-Impulse und die Nulldurchgangs-Zeit g₂ der (T – ΔT)-Impulse bestimmt, die Zeitdifferenz von 2NΔT gemessen und die Integrationskondensatoren C₁ und C₂ für einen Zeitraum zwischen g₂ und t₃ zur Vorbereitung für einen darauf folgenden Zyklus entladen werden. Dementsprechend ist ein Messzyklus ein Zeitraum zwischen t₁ und t₃, der beim Laden mit N Impulsen (T + ΔT) und N Impulsen (T – ΔT) beginnt und beim Entladen der Integrationskondensatoren C₁ und C₂ zur Vorbereitung für den darauf folgenden Messzyklus endet. Der Messzyklus wird dann wiederholt.
Bei einem Massenströmungsmesswandler, der ein Ausführungsbeispiel 1 gemäß 4 enthält, sind Zeitkonstanten R₁C₁ = R₂C₂ ausgewählt, wobei aber der Widerstand R und die Kapazität C durch Temperatur beeinflusst werden und für einen langen Operationszeitraum variieren können. Folglich kann sich die Zeitkonstante ändern, wobei ein Fehler in die Zeitdifferenz-Messung eingebracht werden kann. Ein weiteres Ausführungsbeispiel 2 der vorliegenden Erfindung betrifft eine Erfassungsschaltung zum Erfassen einer Abweichung von einer Zeitdifferenz, die auf Grund einer Änderung der Zeitkonstanten R₁C₁ und R₂C₂ auftritt. Dieses Ausführungsbeispiel soll eine Korrektur einer gemessenen Massenströmung für eine erfasste Abweichung der Zeitdifferenz realisieren.
6 ist ein Schaltplan eines weiteren Massenströmungsmesswandlers, der die vorliegende Erfindung verkörpert. In der Schaltung von 6 ist ein Kontakt 23 zwischen einem Kontakt 7 und einem Widerstand R₁ einer Leitung geschaltet, an die (T + ΔT)-Impulse angelegt werden. Ein Kontakt 24 ist zwischen einem Kontakt 8 und einem Widerstand R₂ einer Leitung geschaltet, an die (T – ΔT)-Impulse angelegt werden. Die Kontakte 23 und 24 werden von einem Signal mit hohem Pegel eines Schalters SW₆ angesteuert, der mit einem Eingangsanschluss 20 verbunden ist. Darüber hinaus ist ein Wechselrichter 25 mit dem Eingangsanschluss 20 verbunden, wobei Kontakte 21 und 22 durch ein Signal mit niedrigem Pegel des Schalters SW₆ geschlossen werden. Ein Wechselrichter 26 ist mit dem Wechselrichter 25 verbun den, wobei Kontakt 24 im Wesentlichen von einem Signal mit hohem Pegel des Schalters SW₆ angesteuert wird.
Der Kontakt 21 ist auf einer Seite zwischen den Kontakten 23 und 7 geschaltet, an die (T + ΔT)-Impulse eingespeist werden, und ist auf der anderen Seite zwischen dem Kontakt 24 und dem Widerstand R₂ in der Leitung geschaltet, an die (T – ΔT)-Impulse angelegt werden. Ähnlich dazu ist Kontakt 22 auf einer Seite zwischen den Kontakten 24 und 8 geschaltet, an die (T – ΔT)-Impulse eingespeist werden, und ist auf der anderen Seite zwischen dem Kontakt 23 und dem Widerstand R₁ in der Leitung geschaltet, an die (T + ΔT)-Impulse angelegt werden.
In der Schaltung gemäß 6 werden die Kontakte 23 und 24 durch ein Signal mit hohem Pegel des Schalters SW₆ für einen Messzeitraum der Zeitdifferenz (Massenströmung) geschlossen. Ähnlich wie bei der Massenströmungsmesswandler-Schaltung von 4 wird eine Zeitdifferenz zwischen g₂ und g₁ (5–(g)) erfasst, die zu einer Massenströmung proportional ist.
Beim Prüfen jedoch, ob sich die Zeitkonstanten R₁C₁ und R₂C₂ mit der altersbedingten Verschlechterung verändert haben, sind die Kontakte 23 und 24 durch das Signal mit niedrigem Pegel des Schalters 6 geöffnet, wobei zur gleichen Zeit die Kontakte 21 und 22 geschlossen sind, wodurch an den Eingangsanschluss 1 angelegte N Impulse (T + ΔT) in den Integrator der Zeitkonstante R₂C₂ und an den Eingangsanschluss 2 angelegte N Impulse (T – ΔT) in den Integrator der Zeitkonstante R₁C₁ übertragen werden. Ein Zeitdifferenz-Signal der Massenströmungsmessung und ein Zeitdifferenz-Signal der Prüfung werden miteinander verglichen.
7A und 7B sind Ausgangsspannungs-Kennlinien, die die Arbeitsweise der Massenströmungsmesswandler-Schaltung gemäß 6 erläutern. 7A kennzeichnet die Zeitdifferenz-Ausgangsspannungs-Kennlinie der Wandlerschaltung bei der gebräuchlichen Massenströmungsmessung, wobei 7B die Zeitdifferenz-Ausgangsspannungs-Kennlinie der Wandlerschaltung bei der Prüfung kennzeichnet.
In 7A, wo ein Zeitdifferenz-Signal gezeigt wird, das durch eine gewöhnliche Massenströmungsmessung ermittelt wurde, werden N Impulse (T + ΔT), die an den Eingangsanschluss 1 angelegt werden, vom Beginn des Zeitraums t₁ in den Integrator mit einer Zeitkonstante R₁C₁ eingegeben, der bis zum Zeitpunkt t₂ in Proportion mit der Anzahl N der eingegebenen Impulse entsprechend der Linie A₁B₁ geladen wird. Zur gleichen Zeit werden N Impulse (T – ΔT), die an den Eingangsanschluss 2 angelegt werden, im gleichen Zeitraum in den Integrator mit einer Zeitkonstante R₂C₂ eingegeben, der bis zum Zeitpunkt t₂ entsprechend der Linie A₁D₁ geladen wird. Die Schalter SW₁, SW₂ und SW₃ arbeiten, um zu bewirken, dass die Integratoren durch eine Bezugsspannungsquelle 11 gemäß den jeweiligen Linien B₁C₁, D₁E₁ entladen werden, wobei eine Zeitdifferenz der Messung entsprechend dem folgenden Ausdruck bestimmt wird: E₁ × C₁ = 2N × ΔT = ΔT₁
Mit Bezug auf 7B wird ein Zeitdifferenz-Signal ΔT₂ beim Prüfen in der folgenden Weise ermittelt:
N Impulse (T + ΔT) werden durch einen Eingangsanschluss 1 in den Integrator mit einer Zeitkonstanten R₂C₂ eingegeben, der eine Ladespannung entsprechend einer Linie A₂-D₂ ausgibt, wobei zur gleichen Zeit N Impulse (T – ΔT) durch einen Eingangsanschluss 2 in den Integrator mit einer Zeitkonstanten R₁C₁ eingegeben werden, der eine Ladespannung entsprechend einer Linie A₂-B₂ ausgibt.
Im darauf folgenden Zeitraum zwischen t₂ und g₃ werden die Integratoren durch die Bezugsspannungsquelle 11 entsprechend den jeweiligen Linien D₂E₂ und B₂C₂ entladen, wobei eine Messung der Zeitdifferenz E₃ × C₂ = 2N × ΔT = ΔT₂ bestimmt wird.
Falls die Zeitkonstante R₁C₁ der Zeitkonstanten R₂C₂ entspricht, wird eingeschätzt, dass es keine altersbedingte Verschlechterung sowohl der Zeitkonstante R₁C₁ als auch der Zeitkonstante R₂C₂ gibt, wenn die gemessene Zeitdifferenz ΔT₁ = ΔT₂ ist. Wenn die Zeitkonstanten R₁C₁-R₂C₂ gleich ΔT_Σ ist, wird ein gemessener Zeitfehler ΔT_Σ als ein verdoppelter Wert erfasst, der wie folgt ausgedrückt wird: |ΔT1 – ΔT2| = 2|ΔTΣ| (3)
Die gemessene Zeitdifferenz enthält eine Abweichung, die einen Fehler beim gemessenen Strömungswert verursacht. Die CPU 18 bestimmt diesen gemessenen Zeitfehler ΔT_Σ und korrigiert den gemessenen Massenströmungswert für den berechneten Fehlerwert.
Wie oben erwähnt wurde, kann der Massenströmungsmesswandler gemäß 6, der ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist, zusätzlich zu einer durch das Ausführungsbeispiel 1 gemäß 4 vorgeschlagenen Wirkung, in einem vorgegebenen Intervall auf Grund einer Änderung von wesentlichen Zeitkonstanten, die durch altersbedingte Verschlechterung von Teilen und/oder Temperaturbeeinflussung verursacht werden, einen möglichen Fehler von Messungen messen und kann den gemessenen Strömungswert für einen erfassten Fehler korrigieren, wobei zuverlässige und genaue Massenströmungsmessungen bei einer erhöhten Empfindlichkeit gewährleistet werden. Obwohl 0,2N|ΔT_Σ| ein sehr kleiner Wert ist und abhängig von den Umgebungsbedingungen des Massenströmungsmesswandlers erheblich variieren kann, muss ein sehr kompliziertes Verfahren verwendet werden, um einen Korrekturzyklus eindeutig zu bestimmen und ihn in einem vorgegebenen Intervall auszuführen. Die vorliegende Erfindung ist darauf ausgerichtet, ein vereinfachtes Verfahren zum eindeutigen Bestimmen des Fehler-Korrekturzyklus bereitzustellen.
Um das oben erwähnte Problem zu lösen, soll das folgende Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ein Verfahren bereitstellen, das in einem zeitlichen Ablauf eine Drift und eine altersbedingte Änderung einer integrierten Schaltung ohne Verwendung spezieller Korrekturmittel in einer Weise beseitigt, dass durch die Verwendung einer Übertragungsgüte der Messung einer Zeitdifferenz ΔT bei einer hohen Empfindlichkeit durch Laden und Entladen von N Impulsen (T + ΔT) und N Impulsen(T – ΔT) ein Messfehler ΔT_Σ einer Zeitdifferenz ΔT, die als 2N mal dem vergrößerten Wert erscheint, zwischen einem Messzyklus und einem nächsten Messzyklus korrigiert wird, wobei solche Korrektur in einem zeitlichen Ablauf wiederholt wird. Bei dem Massenströmungsmesser gemäß 6 werden eine erste integrierte Schaltung 27 mit einer Eingabe von N Impulsen (T + ΔT) und eine zweite integrierte Schaltung 28 mit einer Eingabe von N Impulsen (T – ΔT) zur gleichen Zeit mit jeweiligen Ladespannungen geladen und dann zur gleichen Zeit durch eine Bezugspannung entla den, wodurch Nulldurchgangs-Signale ermittelt werden. Die Nulldurchgangs-Signale enthalten einen Zeitmessfehler für jeden Messzyklus. Im nächsten Messzyklus werden N Impulse (T + ΔT) in die zweite integrierte Schaltung 28 eingegeben, wobei N Impulse (T – ΔT) in die erste integrierte Schaltung 27 eingegeben werden. Die durch die zwei aufeinander folgenden Messzyklen ermittelten Zeitdifferenzen werden zueinander gefügt, um ein Zeitdifferenz-Signal 2N(ΔT) zu ermitteln, in dem kein Fehler enthalten ist. Dieses Verfahren wird unten beschrieben.
N (T + ΔT) und N (T – ΔT) in der Gleichung (1) sind Zeitsignale (einschließlich einer altersbedingten Änderung) der ersten integrierten Schaltung 27 bzw. der zweiten integrierten Schaltung 28. N(T + ΔT) = ta2 + to2 (4) N(T – ΔT) = ta1 + to1 (5)wobei ta₁ und ta₂ eine genaue Zeit entsprechend einer Massenströmung sind, wobei to₁ und to₂ eine Zeit entsprechend einer Drift sind.
Daher wird die Gleichung (2) umgewandelt in: N{(T + ΔT) – (T – ΔT)} = (ta2 + to2) – (ta1 + to1) = (ta2 – ta1) + (to2 – to1) (6)
Angenommen, dass (to₂ – to₁) = 0 ist, kann die Gleichung (6) wie folgt vereinfacht werden: ΔT = (ta2 – ta1)/2N (6')
Um zu (to₂ – to₁) = 0 zu gelangen, legt ein erster Messzyklus in der Gleichung (5) N Impulse (T + ΔT) an die erste integrierte Schaltung 27 an, wobei N Impulse (T – ΔT) an die zweite integrierte Schaltung 28 angelegt werden und 2N(ΔT) bestimmt wird. Der nächste Messzyklus legt N Impulse (T + ΔT) an die zweite integrierte Schaltung 28 und N Impulse (T – ΔT) an die erste integrierte Schaltung 27 an und bestimmt 2N(ΔT).
Zwei Zeitdifferenz-Werte, die durch den ersten Messzyklus und den zweiten Messzyklus ermittelt werden, werden in der Gleichung (5) kombiniert: N {(T + ΔT) – (T – ΔT)} = (ta2 + to1) – (ta1 + to2) = (ta2 – ta1) + (to1 + to2) (7)
Dementsprechend werden die Gleichungen (6) und (7) wie folgt zusammengefügt: 4NΔT = (ta2 – ta1) + (to2 – to1) + (ta2 – ta1) + (to1 – to2) = 2(ta2 – ta1) ΔT = (ta2 – ta1)/2N (8)
Die Gleichung (8) ist die gleiche wie die Gleichung (6'). Dementsprechend kann dieses Verfahren eine Zeitdifferenz ΔT genau proportional zu einer Massenströmung ohne die Beeinflussung einer Drift bestimmen. N Impulse (T + ΔT) werden durch die erste integrierte Schaltung 27 und N Impulse (T – ΔT) durch die zweite integrierte Schaltung 28 im ersten Messzyklus gemessen, wobei N Impulse (T + ΔT) durch die zweite integrierte Schaltung 28 und N Impulse (T – ΔT) durch die erste integrierte Schaltung 27 im zweiten Messzyklus gemessen werden. Dann werden aufeinander folgende Messzyklen durchgeführt, wobei die integrierten Schaltungen wie oben beschrieben wechseln. Die Drift-Werte der ersten und zweiten integrierten Schaltungen 27 und 28 können damit durch einander kompensiert werden.
Die Impulse (T + ΔT) und (T – ΔT), die in den Massenströmungsmesswandler gemäß 4 und 6 eingegeben werden, sind Spannungsimpulse mit einem konstanten Scheitelwert und den gleichen positiven und negativen Spannungswerten. N Impulse (T + ΔT) und N Impulse (T – ΔT) werden gleichzeitig in die jeweiligen integrierten Schaltungen eingegeben und dann gleichzeitig durch eine Bezugsspannungsquelle entladen, um einen 2N-fachen Nulldurchgangs-Zeitdifferenzwert (2NΔT) zu messen, wobei ein in den jeweiligen integrierten Schaltungen verursachter Zeitfehler (ΔT_Σ) beseitigt wird. Der ermittelte Zeitdifferenz-Wert 2NΔT enthält jedoch einen weiteren Zeit messfehler. Zum Beispiel muss gemäß 8 eine Zeitdifferenz ΔT bei einer Null-Strömung gleich 0 sein, wenn ein Strömungsmesszyklus beginnt. Ein Wert ΔT muss aber nicht gleich 0 sein, da die Erfassungsspulen 103 und 104 unterschiedliche Erfassungs-Verstärkungsfaktoren haben können, so dass eine Verschiebungszeit T_OFF zurückgelassen wird. Daher ist es notwendig, die Nullpunkteinstellung des Strömungsmesswandlers durchzuführen, bevor die Strömungsmessung beginnt. Nach der Nullpunkteinstellung jedoch kann eine Nulldrift auftreten, da sich jede Zustandsvariable mit der abgelaufenen Zeit ändert, was zu einem Messfehler führt.
9 ist ein Blockschaltplan eines weiteren Massenströmungsmesswandlers, der die vorliegende Erfindung verkörpert. Zum Beispiel werden Impulse (T + ΔT) mit einem Scheitelwert (–E₁) an einen Anschluss 42 angelegt, wobei Impulse (T – ΔT) mit einem Scheitelwert (+E₂) an einen Anschluss 43 angelegt werden. Der Anschluss 42 hat einen in Reihe geschalteten Kontakt 44, wobei der Anschluss 43 einen in Reihe geschalteten Kontakt 45 hat. Die Impulse werden durch die Anschlüsse 42 und 43 in einen Integrator eingegeben, der aus einer integrierten Konstante RC (einem Eingangswiderstand R und einem Kondensator C) und einer Operationsverstärker-Schaltung 47 besteht. Eine vorgegebene, positive Bezugspannung (nicht dargestellt) wird an den positiven Eingangsanschluss der Leistungsverstärker-Schaltung 47 angelegt. Ein durch einen Schalter SW₂ zu schließender und zu öffnender Kontakt 48 ist parallel zum Rückkopplungskondensator C geschaltet.
Die Operationsverstärker-Schaltung 47 ist mit einer Spannungshalteschaltung 49 verbunden, mit der eine A/D-Konverterschaltung 50 und eine CPU 51 verbunden sind.
10 veranschaulicht ein Impulsketten-Laufzeitdiagramm, das die Arbeitsweise des Massenströmungsmesswandlers gemäß 9 erläutert. 10–(a) zeigt eine Kette von Impulsen (T + ΔT) mit einem Scheitelwert (–E₁), 10–(b) zeigt eine Kette von Impulsen (T – ΔT) mit einem Scheitelwert (+E₂), 10–(c) zeigt Spannungssignale des Gatterschaltungs-Ansteuerschalters SW₁, 10–(d) zeigt ein Impulssignal des Schalters SW₂, wobei 10–(e) ein Diagramm ist, das einen Messzyklus zeigt.
Wenn die Gatter-Steuerspannung, die an den Schalter SW₁ angelegt wird, ein Signal mit hohem Pegel ist, schließt sie den Kontakt 44 (AN) und öffnet den Kontakt 45 (AUS). Wenn im Gegensatz dazu die Gatter-Steuerspannung, die an den Schalter SW₁ angelegt wird, ein Signal mit niedrigem Pegel ist, öffnet sie den Kontakt 44 (AUS) und schließt den Kontakt 45 (AN) durch einen Wechselrichter 46. Die Impulsbreite der Gatter-Steuerspannung des Schalters SW₁ definiert die AN-Dauer der Gatterschaltung, in der Impulse (T + ΔT) oder (T – ΔT) abgetastet werden. Die Impulsbreite der Gatter-Steuerspannung wird auf die Zeit eingestellt, die notwendig ist, um Impulse (T + ΔT) oder (T – ΔT) jeweils durch N Teile (N > 1) einzugeben.
Für den Zeitraum mit hohem Pegel zwischen t₁ und t₂ des Gatter-Steuerspannungs-Signals ist der Kontakt 45 AUS und der Kontakt 44 AN, wobei die Spannungsimpulse (T + ΔT)(–E) durch den Anschluss 42 in einen Integrator eingegeben werden können, der aus dem Widerstand R, dem Rückkopplungskondensator C und der Operationsverstärker-Schaltung 47 besteht. Der Kondensator C wird durch den Kontakt 48, der durch den Schalter SW₂ (10–(d)) angesteuert wird, vollständig entladen, bis zu dem Zeitpunkt t₁, an dem die Impulse (T + ΔT) eingegeben werden. Die Schaltvorgänge des Schalters SW₂ werden durch die CPU 51 programmiert. N Impulse (T + ΔT) haben den gleichen Bereich ((T + ΔT) × (–E)) bei einer konstanten Strömungsgeschwindigkeit. Wenn dementsprechend die Impulse (T + ΔT)(–E₁) eingegeben werden, werden umgewandelte Impulse (T + ΔT) durch den Integrator ausgegeben und integriert. Die Integratorschaltung wird nämlich eine Ladeschaltung, wobei ihre Ausgangsspannung proportional ansteigt, wenn die Anzahl der Eingangsimpulse (T + ΔT) ansteigt.
11 ist eine grafische Darstellung, die eine Spannung/Zeit-Kennlinie der für die Zeiträume zwischen t₁ und t₂ bzw. t₂ und t₃ zu ladenden und entladenden Spannung des Laufzeitdiagramms gemäß 10 zeigt. Während des Ladezeitraums zwischen t₁ und t₂ wird die Integratorschaltung mit einer Spannung geladen, die, wenn die Anzahl der Eingangsimpulse (T + ΔT) ansteigt, proportional entsprechend einer geraden Linie AB von Punkt A nach Punkt B ansteigt.
Während des Zeitraums zwischen t₂ und t₃ wird die Gatter-Steuerspannung des Schalters SW₁ gehalten, wenn ein Signal mit niedrigem Pegel den Kontakt 44 öffnet, wobei aber der Kontakt 45 durch ein Signal mit hohem Pegel vom Wechselrichter 46 geschlossen (AN) gehalten wird, wobei dadurch nur Impulse (T – ΔT) der Eingangsspannung (+E₂) in den Integrator durch den Anschluss 43 eingegeben werden. Zu diesem Zeitpunkt wird der Integrator zu einer Entladeschaltung, die durch eine umgewandelte Ausgabe von Impulsen (T – ΔT) entladen wird. Die Spannung, durch die der Integrator bis zum Punkt B durch Impulse (T + ΔT) geladen wird, wird mit der Zeit durch die Spannung entsprechend der Anzahl (N) von Impulsen (T – ΔT) verringert. Da der Impuls (T + ΔT) breiter ist als der Impuls (T – ΔT), gibt der Integrator (Lade/Entladeschaltung) eine Spannung V entsprechend dem Wert aus, der durch die Gleichung (2) bestimmt wird: N(T + ΔT) – N(T – ΔT) = 2NΔT.
Gemäß 10–(e) ist der Zeitraum zwischen t₁ und t₂ ein Messzeitraum, um eine analoge Ausgangsspannung V proportional zu 2NΔT auszugeben. Die Ausgangsspannung V wird durch die Spannungshalteschaltung 49 gehalten und in einen digitalen Wert durch eine A/D-Konverterschaltung 50 umgewandelt. Die CPU 51 liest das umgewandelte, digitale Signal und bestimmt die Massenströmung. Es ist notwendig, eine Zeit, um die Massenströmung zu berechnen, und eine Zeit bereitzustellen, um den anschließenden Messzyklus durch Entladen einer Ladung des Integrationskondensators C vorzubereiten, die der Spannung V entspricht.
Die Zeitdauer t₃ – t₄, die die Spannung V (Zeitpunkt t₃) ausgibt und eine anschließende Kette von Impulsen (t₃ – t₄) eingibt, ist ein Zeitraum, der den oben erwähnten Arbeitszeitraum T_C(t₃ – t₃₁) der CPU 51 und den Vorbereitungszeitraum T_D(t₃₁ – t₄) enthält, um den Rückkopplungskondensator C zur Vorbereitung für den nächsten Messzyklus zu entladen. Diesem Zeitraum wird die gleiche Zeitdauer vorgegeben, wie die, die dem Zeitraum zwischen t₁ und t₂ und dem Zeitraum zwischen t₂ und t₃ zugewiesen wurde. Folglich ist ein Messzyklus ein Zeitraum, der dem Zeitraum zwischen t₁ und t₄ zum Eingegeben der Anzahl (3N) von Impulsen entspricht.
Die Entladungszeit des Rückkopplungskondensators ist durch ein Signal mit hohem Pegel eines Spannungsimpulses vom Schalter SW₂ vorgegeben. Das Signal mit ho hem Pegel wird durch ein Operationsendsignal der CPU 51 angehoben und wird von einem vom Schalter SW₁ erzeugten Signal zu einem Zeitpunkt t₄ nachgeschleppt, wenn ein Messzyklus beendet ist. Ein nächster Messzyklus ist ein Zeitraum, der einer Zeit zum Eingeben von 3N Eingangsimpulsen von der Nachschleppzeit t₄ des Signals mit hohem Pegel entspricht. Ein anschließender Messzyklus, der vom Zeitpunkt t₄ an beginnt und einem Zeitraum zum Eingeben von 3N Impulsen entspricht, und der vorausgehende Messzyklus des oben erwähnten Zeitraums zwischen t₁ und t₄, unterscheiden sich voneinander durch die Polarität der Gatter-Steuerspannung des Schalters SW₁, d. h. ein Signal mit hohem Pegel ist für den Messzyklus-Zeitraum zwischen t₁ und t₄ vorgegeben, während ein Signal mit niedrigem Pegel für den anschließenden Messzyklus-Zeitraum zwischen t₄ und t₇ (nicht dargestellt) vorgegeben ist.
Aus diesem Grund soll im anschließenden Messzyklus die erste Dauer t₄ – t₅ die integrierte Schaltung mit einer negativen Spannung durch eine umgewandelte Ausgabe von N Impulsteilen (T – ΔT) mit einem konstanten Scheitelwert (+E₂) aufladen, wobei die darauf folgende Dauer t₅ – t₆ die integrierte Schaltung mit positiver Spannung durch eine umgewandelte Ausgabe von N Impulsteilen (T + ΔT) mit einem konstanten Scheitelwert (–E₁) entladen soll. Folglich ist die Ausgangsspannung V die gleiche wie die des vorausgehenden Messzyklus von t₁ bis t₄.
Eine Spannung V = 2NΔT wird durch den Integrator jeweils zum Zeitpunkt t₃ des vorausgehenden Messzyklus und zum Zeitpunkt t₆ des darauf folgenden Messzyklus ausgegeben und in der Spannungs-Halteschaltung gehalten. Die gehaltene analoge Spannung wird in die A/D-Konverterschaltung 10 eingegeben, wodurch sie in ein digitales Signal proportional zur analogen Spannung umgewandelt und ausgegeben wird. Das digitale Signal wird dann in die CPU 51 übertragen, die eine mathematische Operation am empfangenen, digitalen Signal durchführt, um eine Massenströmung proportional zur Spannung V zu ermitteln. Das Ergebnis der Berechnung wird dann von der CPU 51 durch den Anschluss 52 ausgegeben. Wie oben beschrieben wurde, werden N Impulse (T + ΔT) und N Impulse (T – ΔT) durch Lade- und Entladevorgänge verarbeitet, die durch Umstellen der Kontakte 4 und 5 mit der Gatter- Steuerspannung des Schalters SW₁ realisiert werden. Es wird damit ein Massenströmungssignal mit einer zweifach erhöhten (2N) Empfindlichkeit ausgegeben.
Die Ausgangsspannung V ist eine analoge Spannung, die in der Regel durch einen Operationsverstärker (operational amplifier – OP-Amp.) ausgegeben wird. Wenn jedoch die Ausgangsspannung V einen kleinen Wert nahe Null hat, kann der Operationsverstärker in einen unstabilen Arbeitsbereich kommen, in dem die Messung durch eine Nullpunkt-Drift beeinflusst sein kann. Wenn ein Scheitelwert (–E₁) eines Impulses (T + ΔT) zum Beispiel einem Scheitelwert (+E₂) eines Impulses (T – ΔT) entspricht, d. h. |E₁| = |E₂|, ist die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers Null, wobei kein messbares Fluid strömt (d. h. bei ΔT = 0). Der Verstärker kann mit einer Beeinflussung einer Nullpunkt-Drift instabil arbeiten. Ein stabiler Bereich der ohne Null-Pegel-Spannung zu messenden Ausgangsspannung V wird durch Auswählen einer Beziehung (|E₁| > |E₂|) ermittelt.
Um einen negativen Spannungsbereich der Ausgangsspannung V zu ermitteln, in dem keine Null-Spannung enthalten ist, ist es notwendig, einen Wert n (n > 1) in einer Weise auszuwählen, dass die Multiplikation des Scheitelwertes eines Impulses (T – ΔT) durch den Wert „n" die Ausgangsspannung negativ machen kann, wenn es keine Strömung gibt. In 11 ist ein Impuls (T – ΔT) einer so ausgewählten Spannung (+nE₂) durch eine punktierte Linie veranschaulicht, die eine gemessene Spannung im negativen Spannungsbereich (–V₁) negativ machen kann, wie durch eine punktierte Linie angezeigt wird (11).
Wie oben erwähnt wurde, kann der Massenströmungsmesswandler gemäß 9 ein Zeitdifferenz-Signal 2NΔT bestimmen, das einen durch einen Faktor 2N multiplizierten Subtraktionsrest von N Impulsteilen (T – ΔT) von N Impulsteilen (T + ΔT) darstellt. Dieses Merkmal macht es möglich, dass der Massenströmungsmesser eine Massenströmung mit einer hohen Empfindlichkeit und einer hohen Genauigkeit nur durch Auswählen eines geeigneten N-Wertes ohne Verwendung eines speziellen Takt-Oszillators messen kann.

Claims

Massenströmungsmesswandler zum Einsatz in einem Massenströmungsmesser, wobei der Massenströmungsmesser so eingerichtet ist, dass er eine Coriolis-Kraft, die auf eine Strömungsröhre wirkt, die mit einer konstanten Frequenz abwechselnd um ihren Lagerungspunkt herum angetrieben wird, als eine Zeitdifferenz (ΔT) zwischen einem von paarigen Verschiebungssignalen, die an einander symmetrisch gegenüberliegenden Positionen erfasst werden, und einer vorgegebenen Zeit (T) erfasst, wobei der Massenströmungsmesswandler umfasst: einen ersten Eingangsanschluss (1) zum Eingeben eines ersten Verschiebungssignals als voreilende Impulse mit einem konstanten Scheitelwert und einer ersten Impulsbreite (T + ΔT); einen zweiten Eingangsanschluss (2) zum Eingeben eines zweiten Verschiebungssignals als nacheilende Impulse mit einem konstanten Scheitelwert und einer zweiten Impulsbreite (T – ΔT); gekennzeichnet durch: eine Gatterschaltung (3, 7, 8), die einen geschlossenen und einen offenen Zustand hat, wobei die Gatterschaltung in dem offenen Zustand den ersten Eingangsanschluss (1) mit einer ersten Lade-und-Entlade-Schaltung (12, 14, C₁, R₁) oder einer zweiten Lade-und-Entlade-Schaltung (13, 15, C₂, R₂) verbindet und den zweiten Eingangsanschluss (2) mit der anderen, das heißt der ersten oder der zweiten Lade-und-Entlade-Schaltung, verbindet; wobei die Gatterschaltung (3, 7, 8) so eingerichtet ist, dass sie in einem vorgegebenen Intervall geöffnet und geschlossen wird, um simultan N > 1 Teile der voreilenden Impulse in die erste (12, 14, C₁, R₁) oder die zweite (13, 15, R₂, C₂) Lade- und-Entlade-Schaltung und N Teile der nacheilenden Impulse in die andere, d. h. die erste oder die zweite Lade-und-Entlade-Schaltung, einzugeben, wobei die erste und die zweite Lade-und-Entlade-Schaltung durch die voreilenden Impulse und die nacheilenden Impulse geladen werden; eine Einrichtung (4, 5, 9, 10), die die erste (12, 14, C₁, R₁) und die zweite (13, 15, C₂, R₂) Lade-und-Entlade-Schaltung mit einer Bezugsspannungsquelle (11) verbindet, wenn die Gatterschaltung von dem offenen Zustand in den geschlossenen Zustand übergeht, wobei die erste und die zweite Lade-und-Entlade-Schaltung durch die Bezugsspannungsquelle entladen werden; einen ersten Nulldurchgangs-Erfassungsabschnitt (16), der einen Nulldurchgang einer Entladungsspannung der ersten Lade-und-Entlade-Schaltung (12, 14, C₁, R₁) als ein erstes Nulldurchgangs-Zeitsignal erfasst; einen zweiten Nulldurchgangs-Erfassungsabschnitt (17), der einen Nulldurchgang einer Entladungsspannung der zweiten Lade-und-Entlade-Schaltung (13, 15, C₂, R₂) als ein zweites Nulldurchgangs-Zeitsignal erfasst; eine zentrale Verarbeitungseinheit (18), die eine erfasste Nulldurchgangs-Zeitdifferenz zwischen den Nulldurchgangs-Zeitsignalen in ein Signal umwandelt, das ein Vielfaches (2NΔT) einer Differenz zwischen der ersten Impulsbreite und der zweiten Impulsbreite darstellt, und eine Massenströmung proportional zu der Differenz ausgibt.
Massenströmungsmesswandler nach Anspruch 1, der des Weiteren eine Eingangsimpuls-Umstellschaltung (20, 21, 22, 23, 24, 25, 26), die einen Eingang der ersten Lade-und-Entlade-Schaltung von einem voreilenden Impuls zu einem nacheilenden Impuls umstellt und einen Eingang der zweiten Lade-und-Entlade-Schaltung von einem nacheilenden Impuls zu einem voreilenden Impuls umstellt; und eine Alterungsänderungs-Korrektureinrichtung umfasst, die eine gemessene Massenströmung entsprechend einer Abweichung einer Nulldurchgangs-Zeitdifferenz zwischen einer ersten Nulldurchgangszeit, die ermittelt wird, indem ein voreilender Impuls in die erste Lade-und-Entlade-Schaltung eingegeben wird, und einer zwei ten Nulldurchgangszeit, die ermittelt wird, indem ein nacheilender Impuls in die zweite Lade-und-Entlade-Schaltung eingegeben wird, von einer Nulldurchgangs-Zeitdifferenz zwischen einer ersten Nulldurchgangszeit, die ermittelt wird, indem ein nacheilender Impuls in die erste Lade-und-Entlade-Schaltung eingegeben wird, und einer zweiten Nulldurchgangszeit, die ermittelt wird, indem ein voreilender Impuls in die zweite Lade-und-Entlade-Schaltung eingegeben wird, korrigiert.
Massenströmungsmesswandler nach Anspruch 1, der des Weiteren eine Umstellschaltung umfasst, die den ersten und den zweiten Nulldurchgang erfasst, eine Zeit bis zum Beginn eines folgenden Ladens/Entladens als einen Messzyklus bestimmt, abwechselnd die voreilenden Impulse (T + ΔT) und die nacheilenden Impulse (T – ΔT) zum Eingeben in die erste Lade-und-Entlade-Schaltung (12, 14, C₁, R₁) und die zweite Lade-und-Entlade-Schaltung (13, 15, C₂, R₂) für jeden Messzyklus umstellt, entsprechende Nulldurchgangs-Zeitdifferenzen, die von der ersten Nulldurchgangs-Erfassungsschaltung (12, 14, C₁, R₁) und der zweiten Nulldurchgangs-Erfassungsschaltung (13, 15, C₂, R₂) erfasst werden und durch die Umstellschaltung umgestellt werden, für jeweils zwei aufeinander folgende Messzyklen hinzufügt.
Massenströmungsmesswandler zum Einsatz in einem Massenströmungsmesser, wobei der Massenströmungsmesser so eingerichtet ist, dass er eine Coriolis-Kraft, die auf eine Strömungsröhre wirkt, die mit einer konstanten Frequenz abwechselnd um ihren Lagerungspunkt angetrieben wird, als eine Zeitdifferenz (ΔT) zwischen einem von paarigen Verschiebungssignalen, die an einander symmetrisch gegenüberliegenden Positionen erfasst werden, und einer vorgegebenen Zeit (T) erfasst, wobei der Massenströmungsmesswandler umfasst: einen ersten Eingangsanschluss (42) zum Eingeben eines ersten Verschiebungssignals als erste Impulse mit einem konstanten Scheitelwert und einer ersten Impulsbreite (T + ΔT); einen zweiten Eingangsanschluss (43) zum Eingeben eines zweiten Verschiebungssignals als zweite Impulse mit einem konstanten zweiten Scheitelwert und einer zweiten Impulsbreite (T – ΔT); gekennzeichnet durch: eine umstellbare Gatterschaltung (41, 44, 46), die abwechselnd eine Lade-und-Entlade-Schaltung (47, 48) mit dem ersten Eingangsanschluss (42) und dem zweiten Eingangsanschluss (43) verbindet, wobei die Lade-und-Entlade-Schaltung (47, 48) abwechselnd N > 1 Teile der ersten Impulse und N Teile der zweiten Impulse ermittelt; wobei die Lade-und-Entlade-Schaltung (47, 48) eine Einrichtung umfasst, die aufeinanderfolgend die ersten Impulse auf eine Ladungsspannung lädt und die zweiten Impulse von der Ladungsspannung entlädt; die Lade-und-Entlade-Schaltung des Weiteren eine Einrichtung umfasst, die eine verringerte Ausgangsspannung ausgibt, die der Ladungsspannung entspricht, von der die zweiten Impulse entladen worden sind; eine Spannungshalteschaltung (49), die die verringerte Ausgangsspannung hält; eine zentrale Verarbeitungseinheit (51), die eine Massenströmung proportional zu der gehaltenen Spannung bestimmt.
Massenströmungsmesser, der umfasst: eine Strömungsröhre, die an beiden Enden an Lagerungselementen gelagert ist; eine Antriebseinrichtung (102), die in einer Mitte der Strömungsröhre angeordnet ist, um die Strömungsröhre mit einer konstanten Frequenz in Schwingung zu versetzen; ein Paar Erfassungsspulen (103, 104), die symmetrisch an einander gegenüberliegenden Seiten der Antriebseinrichtung (102) an der Strömungsröhre angeordnet sind; und eine Antriebsschaltung (101), die die konstante Frequenz erzeugt; gekennzeichnet durch: einen Massenströmungsmesswandler nach Anspruch 1 oder Anspruch 4.