JPS5815122A - 電磁流量計 - Google Patents
電磁流量計Info
- Publication number
- JPS5815122A JPS5815122A JP11406981A JP11406981A JPS5815122A JP S5815122 A JPS5815122 A JP S5815122A JP 11406981 A JP11406981 A JP 11406981A JP 11406981 A JP11406981 A JP 11406981A JP S5815122 A JPS5815122 A JP S5815122A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- period
- circuit
- signal
- excitation
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01F—MEASURING VOLUME, VOLUME FLOW, MASS FLOW OR LIQUID LEVEL; METERING BY VOLUME
- G01F1/00—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow
- G01F1/56—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow by using electric or magnetic effects
- G01F1/58—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow by using electric or magnetic effects by electromagnetic flowmeters
- G01F1/60—Circuits therefor
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Fluid Mechanics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Measuring Volume Flow (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、低周波励磁方式の電磁流量計の改良に関する
。
。
一般に電磁流量針は、流体の流れ方向に対して垂直に磁
界を与え、同時に流体流路中の電気的信号の変化を検出
し、これに基づいて流体の流量を計測するように構成さ
れている。最近の電磁流量計は、交流励磁方式や直流励
磁方式に比して零点の安定性にすぐれている台形波励磁
や方形波励磁などと呼ばれている低周波励磁方式のもの
が多く用いられている。低周波励磁方式の電磁流量計で
は、励磁コイルに供給する電流を2つの定常値間で周期
的に切換えて、励磁電流が一定になったとき電極間に発
生する誘起電圧をそれぞれサンプリングした後隣り合っ
たサンプリング信号の差をとることにより、電気化学的
な直流電位や回路に基づくオフセット電圧による影響を
除去し、流体の流量に対応した信号を得ている。このよ
うな低同波励磁方式あ電磁流量計においても、励磁電流
が一定値に達してから十分な時間が経過した後サンプリ
ングしないと零点がドリフトする。これは電極間に発生
する誘起電圧に、流体の流量に比例した信号成分と電気
化学的な直流電位や回路によるオフセット成分の外に、
励磁電流の切換時に電極と電極リード間のループで生ず
る電磁結合ノイズと流体中を流れる渦電流が液抵抗と電
極の界面電気二重層容量とで形成される一次遅れ回路に
よって生ずる一次連れノイズを含む励磁電流の切換えに
伴5ノイズ成分が重畳されており、このノイズ成分は励
磁2流を切換えるたびに極性が反転するので、隣り合う
サンプリング信号の差をとっても消去できず、しかも電
磁結合ノイズは短時間で零になるが、−次遅れノイズは
十分に時間が経過しないと零にならないためである。よ
って、零点の安定性の爾から考えると励磁周波数は低い
ほど有利であり、実用化されている電磁流量計には商用
電源周波数の1/!$2 K選ばれているものもあるが
、励磁周波数をあまり低くすると応答性が遅くなったり
、制御ループを組んだときハンチングを生じたりする。
界を与え、同時に流体流路中の電気的信号の変化を検出
し、これに基づいて流体の流量を計測するように構成さ
れている。最近の電磁流量計は、交流励磁方式や直流励
磁方式に比して零点の安定性にすぐれている台形波励磁
や方形波励磁などと呼ばれている低周波励磁方式のもの
が多く用いられている。低周波励磁方式の電磁流量計で
は、励磁コイルに供給する電流を2つの定常値間で周期
的に切換えて、励磁電流が一定になったとき電極間に発
生する誘起電圧をそれぞれサンプリングした後隣り合っ
たサンプリング信号の差をとることにより、電気化学的
な直流電位や回路に基づくオフセット電圧による影響を
除去し、流体の流量に対応した信号を得ている。このよ
うな低同波励磁方式あ電磁流量計においても、励磁電流
が一定値に達してから十分な時間が経過した後サンプリ
ングしないと零点がドリフトする。これは電極間に発生
する誘起電圧に、流体の流量に比例した信号成分と電気
化学的な直流電位や回路によるオフセット成分の外に、
励磁電流の切換時に電極と電極リード間のループで生ず
る電磁結合ノイズと流体中を流れる渦電流が液抵抗と電
極の界面電気二重層容量とで形成される一次遅れ回路に
よって生ずる一次連れノイズを含む励磁電流の切換えに
伴5ノイズ成分が重畳されており、このノイズ成分は励
磁2流を切換えるたびに極性が反転するので、隣り合う
サンプリング信号の差をとっても消去できず、しかも電
磁結合ノイズは短時間で零になるが、−次遅れノイズは
十分に時間が経過しないと零にならないためである。よ
って、零点の安定性の爾から考えると励磁周波数は低い
ほど有利であり、実用化されている電磁流量計には商用
電源周波数の1/!$2 K選ばれているものもあるが
、励磁周波数をあまり低くすると応答性が遅くなったり
、制御ループを組んだときハンチングを生じたりする。
さらに励磁周波数を低くすると、電気化学的な直流電位
の変化が問題となり、この変化を補償するための手厳が
新たに必要となる。
の変化が問題となり、この変化を補償するための手厳が
新たに必要となる。
本発明は、励磁コイルに正の励磁電流を流す期間T1と
負の励磁電流を流す期間T3との間にそれぞれ励磁電流
を流さない休止期間T2、T4を設け、信号処理回路に
正または負の励磁電流が流れている期間T1またはT5
に電極間に生ずる誘起電圧を増幅した後信号電圧v1ま
たはVBとして取込むとともに、休止期間T2またはT
4に電極間に生ずる誘起電圧を増幅した後補償電圧v2
またはv4として取込み、信号電圧v1と補償電圧v4
の差と、補償電圧v2と信号電圧v3との差を交互に出
力するようにして、零点の安定性および応答性にすぐれ
た低周波励磁方式の電磁流量計を実現したものである。
負の励磁電流を流す期間T3との間にそれぞれ励磁電流
を流さない休止期間T2、T4を設け、信号処理回路に
正または負の励磁電流が流れている期間T1またはT5
に電極間に生ずる誘起電圧を増幅した後信号電圧v1ま
たはVBとして取込むとともに、休止期間T2またはT
4に電極間に生ずる誘起電圧を増幅した後補償電圧v2
またはv4として取込み、信号電圧v1と補償電圧v4
の差と、補償電圧v2と信号電圧v3との差を交互に出
力するようにして、零点の安定性および応答性にすぐれ
た低周波励磁方式の電磁流量計を実現したものである。
第1図は本発明電磁流量計の一実施例を示す接続図であ
る。図において、1は励磁回路で、直流定電流源11と
この定電流源からの電流を切換えるスイッチ12m 、
12bを有している。2は電磁流量計発信器で、励
磁コイル21、流体が流れるパイプ22および電%25
m 、 25.bを備えている。3は交流増幅器で、
電磁流量計発信器2の電極25畠、25b間に誘起する
電圧e8を増幅するものである。4は信号処理回路で、
増幅器3の出力ebをサンプルホールドするサンプルホ
ールド回路41鳳、41bと、サンプルホールド回路4
1m、41bの出力Va%vbの減算を行5演算回路4
2と、演算回路42の出力Vcをサンプルホールドする
サンプルホールド回路43およびパルス発生器44とか
らなっているサンプルホールド回路41m 、41bは
サンプリングスイッチ88m。
る。図において、1は励磁回路で、直流定電流源11と
この定電流源からの電流を切換えるスイッチ12m 、
12bを有している。2は電磁流量計発信器で、励
磁コイル21、流体が流れるパイプ22および電%25
m 、 25.bを備えている。3は交流増幅器で、
電磁流量計発信器2の電極25畠、25b間に誘起する
電圧e8を増幅するものである。4は信号処理回路で、
増幅器3の出力ebをサンプルホールドするサンプルホ
ールド回路41鳳、41bと、サンプルホールド回路4
1m、41bの出力Va%vbの減算を行5演算回路4
2と、演算回路42の出力Vcをサンプルホールドする
サンプルホールド回路43およびパルス発生器44とか
らなっているサンプルホールド回路41m 、41bは
サンプリングスイッチ88m。
SSbとホールド用コンデンサO鳳、Cbとからなるも
のが示されており、サンプルホールド回路43はサンプ
リングスイッチ88cとホールド用プンデンサOcおよ
び演算増幅器OPとからなるものが示されている。パル
ス発生器44は、50Hz または60H!の部用交流
電源(図示せず)と同期し、スイッチ12畠、12bを
制御するパルスPli、Plbと、サンプリングスイッ
チ88m、SSbを制御するサンプリングパルスP2麿
、P2b −P2e s P2dと、サンプリングスイ
ッチ88cを制御するサンプリングパルスPSを発生す
る。なおP2aとP2bはオアゲートOR1を介して8
8m K、 P2cとP2dはオアゲートOR2を介し
て887、 Kそれぞれ加えられる。
のが示されており、サンプルホールド回路43はサンプ
リングスイッチ88cとホールド用プンデンサOcおよ
び演算増幅器OPとからなるものが示されている。パル
ス発生器44は、50Hz または60H!の部用交流
電源(図示せず)と同期し、スイッチ12畠、12bを
制御するパルスPli、Plbと、サンプリングスイッ
チ88m、SSbを制御するサンプリングパルスP2麿
、P2b −P2e s P2dと、サンプリングスイ
ッチ88cを制御するサンプリングパルスPSを発生す
る。なおP2aとP2bはオアゲートOR1を介して8
8m K、 P2cとP2dはオアゲートOR2を介し
て887、 Kそれぞれ加えられる。
とのよ5に構成した本発明の動作を第2図のタイムチャ
ートを参照して以下に説明する。まずスイッチ12m、
12bは第2図(イ)、(ロ)に示す如き駆動パルスP
1m、Plbで制御され、P1□がオンとなっているT
1期間には定電流源11から電流X3を正方−向に、
pll)がオンとなっているT3期間には逆方向に切換
えて励磁コイル21に流し、Plm、Plbがともにオ
フとなっているT2期間およびT4期間には励磁フィル
21 K電流を流さない。よって励磁コイル21には第
2図(→に示すように休止期間T2、T4を有する励磁
電流Itが供給される。なお励磁周期τは商用交流電源
周期Tの整数倍に選ばれている。励磁電流Iwはスイッ
チ12詭、12bで切換えられたとき、励磁フィルのイ
ンダクタンスと抵抗による時定数で第2図(ハ)のよう
に立上り、立下り部分で遅れを伴ったのち定常値となる
。発信器2の電極251.25b間には第2図に)K示
すように励磁電流IwK応じた誘起電圧e1が発生する
。誘起電圧epicは、パイプ22を流れる流体の流量
PK比例した信号成分Vsの外に、第3図の拡大波形図
忙斜線で示す如きノイズ成分Vn1〜Vn4と、電気化
学的な直流電位や回路によるオフセット電圧成分VnO
とが重畳されている。ノイズ成分Vn1〜Vz+4は、
励磁電流の切換時に電極と電極リード間のループで生ず
る電磁結合ノイズと、流体中を流れる渦電流が液抵抗と
電極の昇天電気二重層容量とで形成される一次遅れ回路
によって生ずる一次遅れノイズを含んでいる。その結果
圧の励磁電流が流れている期間T1の誘起電圧e11は
流体の流量に比例した正の信号成分V−とオフセット成
分VfiQとノイズ成分Vn1との和(Va +VnO
+V+1 )となり、休止期間T2の誘起電圧em2は
オフセット電圧Vnoと負のノイズ成分−vn2との和
(VnoVn2)となり、負の励磁電流が流れている期
間T3の誘起電圧e83は流体の流量に比例した負の信
号成分−vsとオフセット成分VnQおよび負のノイズ
成分−Va5の和(VH)−Va3−Vl)となり、休
止期間T4の誘起電圧em4はオフセット電圧vnoと
正のノイズ電圧Vn4との和(VnO+ Va4 )と
なる。そして正または負の励磁電流が流れている期間’
r1 、T5の誘起電圧e1.1、elsが交流増幅器
3で増幅された後信号電圧v1、■3として信号処理回
路4に与えられ、励磁電流が流れない休止期間T2、T
4の誘起電圧θ哀2、θ農4が交流増幅器3で増幅され
た後補償電圧v2、v4として信号処理回路4に与えら
れる。信号処理回路4においては、第2図(ホ)、(へ
)、(ト)、(イ)K示す如きタイミングで発生するサ
ンプリングパルスP2m、P2b 、 P2c 、 P
2d Kよって、サンプルホールド回路41mには第2
図(IJ) K示すように信号電圧v1と補償電圧v2
とが交互にホールドされ、サンプルホールド回路41b
には第2図0)に示すよ5に信号電圧v3と補償電圧v
4とが交互にホールドされる。サンプルホールド回路4
1思、41bの出力電圧Va、vbは演算回路42に加
えられて(Va−vb)なる減算が行われ、演算回路4
2の出力端には第2図QOに示す如き波形の電圧vcが
得られる。その結果第2図pt+のaの期間では信号電
圧v1と補償電圧v4との差Vc1が出力され、bの期
間では補償電圧■2と信号電圧v3との差VC2が出力
される。よって、Vcl、Va2はそれぞれ次式に示す
ように、 Vc1=VI V4”k(Vs+Vn1−Va4)・
−・(1Vc2 = V2 vs = k (Vs
−Va2 +Vn5) ・・・−・・(z)ただし、
kは交流増幅Wh5のゲイン となり、オフセット成分VnOの影響は除去される。
ートを参照して以下に説明する。まずスイッチ12m、
12bは第2図(イ)、(ロ)に示す如き駆動パルスP
1m、Plbで制御され、P1□がオンとなっているT
1期間には定電流源11から電流X3を正方−向に、
pll)がオンとなっているT3期間には逆方向に切換
えて励磁コイル21に流し、Plm、Plbがともにオ
フとなっているT2期間およびT4期間には励磁フィル
21 K電流を流さない。よって励磁コイル21には第
2図(→に示すように休止期間T2、T4を有する励磁
電流Itが供給される。なお励磁周期τは商用交流電源
周期Tの整数倍に選ばれている。励磁電流Iwはスイッ
チ12詭、12bで切換えられたとき、励磁フィルのイ
ンダクタンスと抵抗による時定数で第2図(ハ)のよう
に立上り、立下り部分で遅れを伴ったのち定常値となる
。発信器2の電極251.25b間には第2図に)K示
すように励磁電流IwK応じた誘起電圧e1が発生する
。誘起電圧epicは、パイプ22を流れる流体の流量
PK比例した信号成分Vsの外に、第3図の拡大波形図
忙斜線で示す如きノイズ成分Vn1〜Vn4と、電気化
学的な直流電位や回路によるオフセット電圧成分VnO
とが重畳されている。ノイズ成分Vn1〜Vz+4は、
励磁電流の切換時に電極と電極リード間のループで生ず
る電磁結合ノイズと、流体中を流れる渦電流が液抵抗と
電極の昇天電気二重層容量とで形成される一次遅れ回路
によって生ずる一次遅れノイズを含んでいる。その結果
圧の励磁電流が流れている期間T1の誘起電圧e11は
流体の流量に比例した正の信号成分V−とオフセット成
分VfiQとノイズ成分Vn1との和(Va +VnO
+V+1 )となり、休止期間T2の誘起電圧em2は
オフセット電圧Vnoと負のノイズ成分−vn2との和
(VnoVn2)となり、負の励磁電流が流れている期
間T3の誘起電圧e83は流体の流量に比例した負の信
号成分−vsとオフセット成分VnQおよび負のノイズ
成分−Va5の和(VH)−Va3−Vl)となり、休
止期間T4の誘起電圧em4はオフセット電圧vnoと
正のノイズ電圧Vn4との和(VnO+ Va4 )と
なる。そして正または負の励磁電流が流れている期間’
r1 、T5の誘起電圧e1.1、elsが交流増幅器
3で増幅された後信号電圧v1、■3として信号処理回
路4に与えられ、励磁電流が流れない休止期間T2、T
4の誘起電圧θ哀2、θ農4が交流増幅器3で増幅され
た後補償電圧v2、v4として信号処理回路4に与えら
れる。信号処理回路4においては、第2図(ホ)、(へ
)、(ト)、(イ)K示す如きタイミングで発生するサ
ンプリングパルスP2m、P2b 、 P2c 、 P
2d Kよって、サンプルホールド回路41mには第2
図(IJ) K示すように信号電圧v1と補償電圧v2
とが交互にホールドされ、サンプルホールド回路41b
には第2図0)に示すよ5に信号電圧v3と補償電圧v
4とが交互にホールドされる。サンプルホールド回路4
1思、41bの出力電圧Va、vbは演算回路42に加
えられて(Va−vb)なる減算が行われ、演算回路4
2の出力端には第2図QOに示す如き波形の電圧vcが
得られる。その結果第2図pt+のaの期間では信号電
圧v1と補償電圧v4との差Vc1が出力され、bの期
間では補償電圧■2と信号電圧v3との差VC2が出力
される。よって、Vcl、Va2はそれぞれ次式に示す
ように、 Vc1=VI V4”k(Vs+Vn1−Va4)・
−・(1Vc2 = V2 vs = k (Vs
−Va2 +Vn5) ・・・−・・(z)ただし、
kは交流増幅Wh5のゲイン となり、オフセット成分VnOの影響は除去される。
そして、励磁電流の立上り、立下り時間を一定に保ち、
励磁電流が流れている期間TI、T!lと休止期間T2
、T4をTI =π=’r5−74に、またサンプリン
グパルスP2麿、p2b 、 P2c 、P2dを発生
するタイミング時間Ts1、Vs2、Vs3、Vs4を
T*1= T*2=’f@5−TI4 K選んでやれば
、はぼVnl−Va2 ””Va3−Va4となるので
、Vcl + k’s 、 Va2 + k’sとなり
、ノイズ電圧Vn1〜Vn4の影響も除去され、流体の
流量に比例した信号成分Vsのみとなる。この演算回路
42の出力Vc1 、VO2が第2図(4)K示す如き
タイミングで発生するサンプリングツくルスP3によっ
てサンプルホールド回路43に交互にホールドされ、そ
の出力端に流体の流量に比例した信号成分Vs K関連
した出力電圧Voが取り出される。
励磁電流が流れている期間TI、T!lと休止期間T2
、T4をTI =π=’r5−74に、またサンプリン
グパルスP2麿、p2b 、 P2c 、P2dを発生
するタイミング時間Ts1、Vs2、Vs3、Vs4を
T*1= T*2=’f@5−TI4 K選んでやれば
、はぼVnl−Va2 ””Va3−Va4となるので
、Vcl + k’s 、 Va2 + k’sとなり
、ノイズ電圧Vn1〜Vn4の影響も除去され、流体の
流量に比例した信号成分Vsのみとなる。この演算回路
42の出力Vc1 、VO2が第2図(4)K示す如き
タイミングで発生するサンプリングツくルスP3によっ
てサンプルホールド回路43に交互にホールドされ、そ
の出力端に流体の流量に比例した信号成分Vs K関連
した出力電圧Voが取り出される。
このように本発明においては、零点のドリフトの原因と
なるノイズ成分を有効に除去して〜るので、励磁周波数
を低くすることなくすなわち応答性を犠牲にすることな
く零点の安定性が得られる。
なるノイズ成分を有効に除去して〜るので、励磁周波数
を低くすることなくすなわち応答性を犠牲にすることな
く零点の安定性が得られる。
しかもVclとVa2を交互に出力しているので、信号
電圧v1とvsの差をとる従来の方式のものに比して同
じ励磁周波数の場合でも応答性は2倍になる。
電圧v1とvsの差をとる従来の方式のものに比して同
じ励磁周波数の場合でも応答性は2倍になる。
また本発明では、励磁電流を流さない休止期間を設けて
いるので、消費電力を少なくできる利点がある。さらに
本発明では、励磁電流を流す期間T1、T5および励磁
電流を流さない期間T2、T4をそれぞれ商用交流電源
周期Tの整数倍1Tに選ぶことにより、第4図に示すよ
5に商用電源周波数ノイズの影響なり1〜v4が同様に
受け、サンプリングパルスP2a〜P2dを発生するタ
イミングTs1〜Ts4が等しく選んで、(Vl−V4
)および(v2−’v3)なる演算を行っているので、
その影響は除去される。
いるので、消費電力を少なくできる利点がある。さらに
本発明では、励磁電流を流す期間T1、T5および励磁
電流を流さない期間T2、T4をそれぞれ商用交流電源
周期Tの整数倍1Tに選ぶことにより、第4図に示すよ
5に商用電源周波数ノイズの影響なり1〜v4が同様に
受け、サンプリングパルスP2a〜P2dを発生するタ
イミングTs1〜Ts4が等しく選んで、(Vl−V4
)および(v2−’v3)なる演算を行っているので、
その影響は除去される。
第5図は本発明電磁流量計の他の実施例を示す接続図で
、第1図の実施例と異るところは、信号処理回路4のサ
ンプルホールド回路411.41bの代りに積分回路4
5m、451)を用いた点である。積分回路45m(4
5、b)は、抵抗−1(Rh)、演算増幅器021厘(
OPlb)、OF2厳(OPlb) の帰還回路に接
続された積分用コンデンサ01m(0+b)、入力積分
時間を制御するタイミングスイッチTea (’rsb
)および積分値をリセットするリセットスイッチR8a
(R8b)を有している。そしてサンプリングパルス
P2a。
、第1図の実施例と異るところは、信号処理回路4のサ
ンプルホールド回路411.41bの代りに積分回路4
5m、451)を用いた点である。積分回路45m(4
5、b)は、抵抗−1(Rh)、演算増幅器021厘(
OPlb)、OF2厳(OPlb) の帰還回路に接
続された積分用コンデンサ01m(0+b)、入力積分
時間を制御するタイミングスイッチTea (’rsb
)および積分値をリセットするリセットスイッチR8a
(R8b)を有している。そしてサンプリングパルス
P2a。
P2bが加わる毎にオンとなるタイミングスイッチT8
a Kよって、積分回路4SSには信号電圧v1と補償
電圧v2とが交互に一定時間tsづつ積分され、サンプ
リングパルスP2c 、 p2dが加わる毎にオンとな
るタイミングスイッチTabによって、積分回路45b
には補償電圧v2と信号電圧v5とが交互に一定時間t
sづつ積分される。なお積分回路451.45bはリセ
ットパルスP4m、P4b Kよって、vl、v2、v
3、v4を積分する前にはリセットされる。積分回路4
5a145bの出力Va 、 Wbは演算回路42に加
えられて(Vb −Va ) Kな減算が行われ、演算
回路42の出力端にはvcが得られる。その結果信号電
圧v1の積分電圧V1mと補償電圧v4の積分電圧V4
mとの差Vc1mと、電圧v2の積分電圧v2mと信号
電圧v3の積分電圧Vimとの差Vc2mとが交互に出
力される。よって、Vcla、Vc2mはそれぞれ次式
に示すようK、 Vcla =V1a −V4m = (Vi +
Vn1−Vn4 ) ・・・(3)Vc2a = V2
m V5m = 1「(Vs −Va2 + Va3
) −−(4まただし、O= 01m = 01b 几 = Ra = Rb ts:積分時間 となり、しかもVr+l = Va2 = Va5 =
Va4にできるノテ、Ve4m==ヤX Va 、V
c2a :8:”ca Vs トナッ””−t 7セツ
ト電圧VnOおよびノイズ電圧Vn1〜Vn4の影響は
除去される。この電圧Vc1m、vc2aがサンプリン
グパルスP5によってサンプルホールド回路43に交互
にホールドされ、その出力端に流体の流量に比例した信
号成分Vsのみ釦関連した出力電圧Vnを得ることがで
きる。この実施例においては積分時間tsを商用交流電
源周期Tの整数倍に選ぶことKよって′商用電源周波数
ノイズの影響を除去できる。また励磁電流Iwの立上り
、立下り時間を一定に保ち、T1= T2 = ’r5
− ’l’4およびTsl = Ta2 =Ts5 =
Ta2 K選び、Vnl = Vr+2 = Va5
= Va4としてノイズ電圧Vn1〜Vn4の影響を
除去する場合な例示したが、励磁電流1wの立上り、立
下り時間の差などによってVnl = Va2− Wa
g = Va4の関係を満足しない場合には、Tsl
、 Ta2、Ta2、Ta2を調整することによってV
+1 = Va2− Va5 = Va4 )関係を満
足させることができる。例えばTa2を短かくすればV
a2が増加し、長くすれば’Vn2が減少する。この場
合は特K T1= T2 = T5 = T4でなくて
もよい。さらに第6図に示すように、積分回路45の前
段に、切換スイッチ46および反転増幅器47を設けて
、スイッチ46がa側のとき信号電圧v1と補償電圧v
2とを反転増幅器47で反転した後積分回路45に加え
、スイッチ46がb側のとき信号電圧V5と補償電圧v
4とを積分回路45に加え、第7図に示すようK(V4
−vl)と(V5−V2)を交互忙積分するよう圧して
もよい。この場合演算回路42は省略できる。
a Kよって、積分回路4SSには信号電圧v1と補償
電圧v2とが交互に一定時間tsづつ積分され、サンプ
リングパルスP2c 、 p2dが加わる毎にオンとな
るタイミングスイッチTabによって、積分回路45b
には補償電圧v2と信号電圧v5とが交互に一定時間t
sづつ積分される。なお積分回路451.45bはリセ
ットパルスP4m、P4b Kよって、vl、v2、v
3、v4を積分する前にはリセットされる。積分回路4
5a145bの出力Va 、 Wbは演算回路42に加
えられて(Vb −Va ) Kな減算が行われ、演算
回路42の出力端にはvcが得られる。その結果信号電
圧v1の積分電圧V1mと補償電圧v4の積分電圧V4
mとの差Vc1mと、電圧v2の積分電圧v2mと信号
電圧v3の積分電圧Vimとの差Vc2mとが交互に出
力される。よって、Vcla、Vc2mはそれぞれ次式
に示すようK、 Vcla =V1a −V4m = (Vi +
Vn1−Vn4 ) ・・・(3)Vc2a = V2
m V5m = 1「(Vs −Va2 + Va3
) −−(4まただし、O= 01m = 01b 几 = Ra = Rb ts:積分時間 となり、しかもVr+l = Va2 = Va5 =
Va4にできるノテ、Ve4m==ヤX Va 、V
c2a :8:”ca Vs トナッ””−t 7セツ
ト電圧VnOおよびノイズ電圧Vn1〜Vn4の影響は
除去される。この電圧Vc1m、vc2aがサンプリン
グパルスP5によってサンプルホールド回路43に交互
にホールドされ、その出力端に流体の流量に比例した信
号成分Vsのみ釦関連した出力電圧Vnを得ることがで
きる。この実施例においては積分時間tsを商用交流電
源周期Tの整数倍に選ぶことKよって′商用電源周波数
ノイズの影響を除去できる。また励磁電流Iwの立上り
、立下り時間を一定に保ち、T1= T2 = ’r5
− ’l’4およびTsl = Ta2 =Ts5 =
Ta2 K選び、Vnl = Vr+2 = Va5
= Va4としてノイズ電圧Vn1〜Vn4の影響を
除去する場合な例示したが、励磁電流1wの立上り、立
下り時間の差などによってVnl = Va2− Wa
g = Va4の関係を満足しない場合には、Tsl
、 Ta2、Ta2、Ta2を調整することによってV
+1 = Va2− Va5 = Va4 )関係を満
足させることができる。例えばTa2を短かくすればV
a2が増加し、長くすれば’Vn2が減少する。この場
合は特K T1= T2 = T5 = T4でなくて
もよい。さらに第6図に示すように、積分回路45の前
段に、切換スイッチ46および反転増幅器47を設けて
、スイッチ46がa側のとき信号電圧v1と補償電圧v
2とを反転増幅器47で反転した後積分回路45に加え
、スイッチ46がb側のとき信号電圧V5と補償電圧v
4とを積分回路45に加え、第7図に示すようK(V4
−vl)と(V5−V2)を交互忙積分するよう圧して
もよい。この場合演算回路42は省略できる。
なお上述の実施例では、信号処理回路4の出力段にサン
プルホールド回路43を用いる場合を例示したが、第8
図に示すようにマイクロプロセッサ48を用いてもよい
。第8図においては、積分回路45の出力VaがA/D
変換器49履でディジタル信号に変換されてマイクロプ
ロセッサ48に与えられ、マイクロプロセッサ4Bで所
望の処理を行った後アナジグの出力電圧voが必要な場
合はD/A変換器49bを介して出力される。この場合
、マイクロプロセッサ48には、第6図と同様KV1〜
v4を積分回路45で加算積分した結果(Vla−V4
m)と(V2a −V5a )を交互にA/D変換器4
9mでディジタル信号に変換して与えてもよいが、第9
図のタイムチャートに示すように、■1、v2、v3、
v4を個々に積分回路44で積分した値をそれぞれA/
D変換器49aでディジタル信号に変換して与え、マイ
クロプロセッサ48で実質的に(Vla −14m )
と(V2a −V5a )を交互にディジタル演算を行
い tsk v、 を求めても01′EL1 よい。このとき積分回路45に基準電圧V「をパルスP
虻・で駆動されるスイッチT8’を介して第9図に示す
ように一定時間B’・だけ積分した値もA/D変換器4
?、を介してマイクロプロセッサ4日に与え、tsk
V、/ ts’ yrなるディジタル演算を行うよ0
1 R101R1 うにすれば、積分回路45の特性の影響を除去で弾る。
プルホールド回路43を用いる場合を例示したが、第8
図に示すようにマイクロプロセッサ48を用いてもよい
。第8図においては、積分回路45の出力VaがA/D
変換器49履でディジタル信号に変換されてマイクロプ
ロセッサ48に与えられ、マイクロプロセッサ4Bで所
望の処理を行った後アナジグの出力電圧voが必要な場
合はD/A変換器49bを介して出力される。この場合
、マイクロプロセッサ48には、第6図と同様KV1〜
v4を積分回路45で加算積分した結果(Vla−V4
m)と(V2a −V5a )を交互にA/D変換器4
9mでディジタル信号に変換して与えてもよいが、第9
図のタイムチャートに示すように、■1、v2、v3、
v4を個々に積分回路44で積分した値をそれぞれA/
D変換器49aでディジタル信号に変換して与え、マイ
クロプロセッサ48で実質的に(Vla −14m )
と(V2a −V5a )を交互にディジタル演算を行
い tsk v、 を求めても01′EL1 よい。このとき積分回路45に基準電圧V「をパルスP
虻・で駆動されるスイッチT8’を介して第9図に示す
ように一定時間B’・だけ積分した値もA/D変換器4
?、を介してマイクロプロセッサ4日に与え、tsk
V、/ ts’ yrなるディジタル演算を行うよ0
1 R101R1 うにすれば、積分回路45の特性の影響を除去で弾る。
なお第8図においては、積分回路45と人/D変換器4
9mとを用いてマイクロプロセッサ4Bに信号を与える
場合を例示しであるが、積分回路450代りに電圧、周
波数変換器を用い、人/D変換器49゜0代りにカウン
タを用いてマイクロプロセッサ48に与えてもよく、積
分回路450代りに電圧パルス幅変換回路を用い、A/
D変換器49mの代りに基準クロックおよびカウンタを
用いてもよく、さら忙積分回路45と入/D変換器49
の代りに二重積分形人/D変換器を利用してマイクロプ
ロセッサ48に信号を与えてもよい。
9mとを用いてマイクロプロセッサ4Bに信号を与える
場合を例示しであるが、積分回路450代りに電圧、周
波数変換器を用い、人/D変換器49゜0代りにカウン
タを用いてマイクロプロセッサ48に与えてもよく、積
分回路450代りに電圧パルス幅変換回路を用い、A/
D変換器49mの代りに基準クロックおよびカウンタを
用いてもよく、さら忙積分回路45と入/D変換器49
の代りに二重積分形人/D変換器を利用してマイクロプ
ロセッサ48に信号を与えてもよい。
また第8図においては、励磁回路1として励磁電流Iw
K関連した電圧mlと設定電圧Brとの差を誤差増幅善
人で増幅した電圧1iicと、三角波電圧発生回路OS
の出力Bsとを比較器CPで比較し、その比較結果Ep
を一方の入力釦駆動パルスP1mまたはPlbが加えら
れているアントゲ−) G1 、 G2の他方の入力に
共通に与え、G1、G2 の出力に応じて励磁電流の方
向を切換えるスイッチ12JI’ 、 12b’をオン
オフ制御し、励磁電流の定常値を一定値に保つようにし
て、励磁回路の電力損失を小さクシて効率をよくしたも
のである。なおダイオードD1〜D4はスイッチ12麿
−112b’がオフのとき励磁コイル21に蓄積された
磁気的エネルギを放出し励磁電流Twを流し続けるため
のものである。
K関連した電圧mlと設定電圧Brとの差を誤差増幅善
人で増幅した電圧1iicと、三角波電圧発生回路OS
の出力Bsとを比較器CPで比較し、その比較結果Ep
を一方の入力釦駆動パルスP1mまたはPlbが加えら
れているアントゲ−) G1 、 G2の他方の入力に
共通に与え、G1、G2 の出力に応じて励磁電流の方
向を切換えるスイッチ12JI’ 、 12b’をオン
オフ制御し、励磁電流の定常値を一定値に保つようにし
て、励磁回路の電力損失を小さクシて効率をよくしたも
のである。なおダイオードD1〜D4はスイッチ12麿
−112b’がオフのとき励磁コイル21に蓄積された
磁気的エネルギを放出し励磁電流Twを流し続けるため
のものである。
なお上述では、励磁回路1として矩形波で励磁する場合
を例示したが、台形波や商用交流電源を周波数変換した
後整流して得た波形のもの等必要に応じて種々の波形の
ものを用いることができる。
を例示したが、台形波や商用交流電源を周波数変換した
後整流して得た波形のもの等必要に応じて種々の波形の
ものを用いることができる。
以上説明したように本発明においては、励磁コイル忙正
の励磁電流を流す期間と負の励磁電流を流す期間との間
に励磁電流を流さない休止期間を設;す、正または負の
励磁電流が流れている期間忙電極間に生ずる誘起電圧を
増幅した後信号電圧v1、v3として信号処理回路に与
え、休止期間に生ずる誘起電圧を増幅した後補償電圧v
2、v4として信号処理回路に与えて、(vl −v4
)と(V2−Vs ) tx ル演算結果を交互に出
力するよさにして、零点の安鷺性にすぐれた低周波励磁
方式の電磁流量計を実現したものである。よって本発明
の電磁流量計を用いて制御ループを構成すれば、制御ル
ープはノ〜ンチングを生ずることは安定化する。
の励磁電流を流す期間と負の励磁電流を流す期間との間
に励磁電流を流さない休止期間を設;す、正または負の
励磁電流が流れている期間忙電極間に生ずる誘起電圧を
増幅した後信号電圧v1、v3として信号処理回路に与
え、休止期間に生ずる誘起電圧を増幅した後補償電圧v
2、v4として信号処理回路に与えて、(vl −v4
)と(V2−Vs ) tx ル演算結果を交互に出
力するよさにして、零点の安鷺性にすぐれた低周波励磁
方式の電磁流量計を実現したものである。よって本発明
の電磁流量計を用いて制御ループを構成すれば、制御ル
ープはノ〜ンチングを生ずることは安定化する。
第1図は本発明電磁流量計の一実施例を示す接続図、第
2図〜第4図はその動作説明図、第5図3・・・交流増
幅器、4・・・信号処理回路。 第 J 川 Fztt
2図〜第4図はその動作説明図、第5図3・・・交流増
幅器、4・・・信号処理回路。 第 J 川 Fztt
Claims (1)
- 励磁コイルに正の励磁電流と負の励磁電流とを周期的に
切換えて流し、かつ正の励磁電流を流す期間T1と負の
励磁電流を流す期間T6の間に励磁電流を流さない休止
期間T2、T4が設けられている電磁流置針発信器と、
この発信器からの正の励磁電流が流れている期間T1に
おける誘起電圧を信号電圧v1とし、休止期間72にお
ける誘起電圧を補償電圧v2とし、負の励磁電流が流れ
ている期間TsKおける誘起電圧を信号電圧v3とし、
休止期間T4における誘起電圧を補償電圧v4としてそ
れぞれ取込み、信号電圧v1と補償電圧v4との差と、
補償電圧v2と信号電圧v3との差を交互に出力する信
号処理回路とを備えたことを特徴とする電磁流量計。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11406981A JPS5815122A (ja) | 1981-07-21 | 1981-07-21 | 電磁流量計 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11406981A JPS5815122A (ja) | 1981-07-21 | 1981-07-21 | 電磁流量計 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5815122A true JPS5815122A (ja) | 1983-01-28 |
Family
ID=14628251
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP11406981A Pending JPS5815122A (ja) | 1981-07-21 | 1981-07-21 | 電磁流量計 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5815122A (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0791806A2 (en) * | 1996-02-26 | 1997-08-27 | Aichi Tokei Denki Co., Ltd. | Electromagnetic flow meter removing influence of fluctuation in direct-current offset voltage |
DE102016124976A1 (de) * | 2016-12-20 | 2018-06-21 | Endress+Hauser Flowtec Ag | Verfahren zum Betreiben eines magnetisch-induktiven Durchflussmessgeräts und ein solches Durchflussmessgerät |
DE102017107417A1 (de) * | 2017-04-06 | 2018-10-11 | Endress+Hauser Flowtec Ag | Verfahren zum Regeln eines in einer Spulenanordnung fließenden Spulenstroms und eine Schaltungsanordnung |
CN111397676A (zh) * | 2020-04-23 | 2020-07-10 | 上海市计量测试技术研究院 | 一种智能电磁流量计信号处理方法 |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5375966A (en) * | 1976-12-15 | 1978-07-05 | Hokushin Electric Works | Electromagnetic flow meter |
-
1981
- 1981-07-21 JP JP11406981A patent/JPS5815122A/ja active Pending
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5375966A (en) * | 1976-12-15 | 1978-07-05 | Hokushin Electric Works | Electromagnetic flow meter |
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0791806A2 (en) * | 1996-02-26 | 1997-08-27 | Aichi Tokei Denki Co., Ltd. | Electromagnetic flow meter removing influence of fluctuation in direct-current offset voltage |
EP0791806A3 (en) * | 1996-02-26 | 1998-02-04 | Aichi Tokei Denki Co., Ltd. | Electromagnetic flow meter removing influence of fluctuation in direct-current offset voltage |
DE102016124976A1 (de) * | 2016-12-20 | 2018-06-21 | Endress+Hauser Flowtec Ag | Verfahren zum Betreiben eines magnetisch-induktiven Durchflussmessgeräts und ein solches Durchflussmessgerät |
US11085802B2 (en) | 2016-12-20 | 2021-08-10 | Endress+Hauser Flowtec Ag | Method of operating a magnetic-inductive flow meter for determining and correcting a fault of electrode voltage during feed phase |
DE102017107417A1 (de) * | 2017-04-06 | 2018-10-11 | Endress+Hauser Flowtec Ag | Verfahren zum Regeln eines in einer Spulenanordnung fließenden Spulenstroms und eine Schaltungsanordnung |
CN111397676A (zh) * | 2020-04-23 | 2020-07-10 | 上海市计量测试技术研究院 | 一种智能电磁流量计信号处理方法 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US5621177A (en) | Electromagnetic flowmeter | |
JPH0420238B2 (ja) | ||
US4644799A (en) | Electromagnetic flow meter | |
US4206641A (en) | Electromagnetic flow meter | |
JP2661933B2 (ja) | インバータの出力トランスの1次巻線を流れる電流の直流分の測定回路 | |
JPS5815122A (ja) | 電磁流量計 | |
JP2802545B2 (ja) | 電磁式流量トランスミッタ用変換回路 | |
JP3159358B2 (ja) | 電磁流量計 | |
EP0228809A1 (en) | Electromagnetic flowmeters | |
US6729191B1 (en) | Electrical inductive flowmeter circuits including coil excitors and current regulators | |
JPS58120118A (ja) | 電磁流量計 | |
JP3161307B2 (ja) | 電磁流量計 | |
JPH0478126B2 (ja) | ||
JPS5815121A (ja) | 電磁流量計 | |
JPH0450499Y2 (ja) | ||
JPH0318131B2 (ja) | ||
JP3052571B2 (ja) | 電磁流量計におけるタイミングパルス発生回路 | |
JPS585615A (ja) | 電磁流量計の変換器 | |
SU1366952A1 (ru) | Измерительный преобразователь тока | |
JPS61184009A (ja) | 電圧・周波数変換装置 | |
JPH11142199A (ja) | 電磁流量計 | |
RU2039357C1 (ru) | Счетчик электроэнергии | |
JPS5847215A (ja) | 電磁流量計 | |
JPS5830623A (ja) | 電磁流量計 | |
SU901827A1 (ru) | Электромагнитный расходомер с частотным выходом |