DE69630546T2

DE69630546T2 - Spannungsgesteuerter Oszillator mit steuerbarem Frequenzband

Info

Publication number: DE69630546T2
Application number: DE69630546T
Authority: DE
Inventors: Kaoru Shijyonawate-shi Ishida; Yoichi Yokohama-shi Morinaga; Fujio Sasaki; Toshio Kobe-shi Ishizaki; Makoto Uji-shi Sakakura; Toru Katano-shi Yamada; Hiroaki Hirakata-shi Kosugi
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp
Priority date: 1995-05-16
Filing date: 1996-05-15
Publication date: 2004-08-05
Anticipated expiration: 2016-05-16
Also published as: DE69630546D1; EP0744831B1; US5926466A; KR100395249B1; EP1146638A1; EP0744831A2; DE69615914D1; DE69615914T2; KR960043624A; EP1355420A2; EP1146638B1; EP0744831A3; KR100378158B1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
1. Feld der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen spannungsgesteuerten Oszillator mit steuerbarem Frequenzband, der in der Lage ist, durch Umschalten mindestens zwei Frequenzbänder zu nutzen.
2. Zugehöriges Fachgebiet der Erfindung
In den letzten Jahren entstand der Wunsch nach mobilen Telekommunikationsdiensten, wie dem Autotelefon dem Schifftelefon, dem Flugzeugtelefon oder dem Zugtelefon. Daher wurden verschiedene Kommunikationssysteme vorgeschlagen. Ein TDMA-System, welches eines der bislang vorgeschlagenen Systeme ist, ist ein System, bei dem eine Vielzahl von im Hinblick auf eine Basisstation mobilen Stationen wechselseitige dieselbe Frequenz nach einem Zeitmultiplexverfahren verwenden. Da das TDMA-System detailliert z. B. in "Digital Mobile Communication", Herausgeber Kagaku Shinbunsha, überarbeitet von Moriji Kuwahara, Seiten 62 bis 69, beschrieben ist, wird eine Beschreibung des TDMA-Systems hier weggelassen.
Eine herkömmliche TDMA-Funkübertragungsvorrichtung und die Anwendung des TDD-Systems, um Übertragung und Empfang voneinander zu trennen, soll nun mit Bezug auf die Zeichnung beschrieben werden. 7 ist ein Blockdiagramm, das eine herkömmliche TDMA-Funkübertragungsvorrichtung, die an das TDD-System angepasst ist, zeigt. Wie in 7 gezeigt, wird, wenn ein Signal empfangen wird, eine Frequenz von 1895,95 MHz bis 1917,95 MHz, welche die Empfangsfrequenz fR für den entsprechenden Teilnehmer ist, von einem Hochfrequenzbandpassfilter 3 aus gewählt und anschließend an einen Hochfrequenzverstärker 4 über einen Antennenschalter 2 angelegt, der mit dem Anschluss 2r verbunden ist, so dass das empfangene Signal verstärkt wird. Dann wird die Trennschärfe des verstärkten Signals weiter durch ein Hochfrequenzbandpassfilter 5 erhöht und anschließend durch einen Umsetzer 6 mit der ersten lokalen Oszillatorfrequenz fL1 von 1646,85 MHz bis 1669,65 MHz gemischt, die über den Kontakt 7r eines Übertragungs/Empfangsschalters 7 von einem ersten lokalen Oszillator 8 geliefert wird, und so in eine erste Zwischenfrequenz fR1 von 248,3 MHz umgewandelt. Dann wird die Trennschärfe des umgewandelten Signals erhöht durch ein erstes Zwischenfrequenzbandpassfilter 9, gefolgt von einer Verstärkung durch einen ersten Zwischenfrequenzverstärker 10. Dann wird das verstärkte Signal durch einen Umsetzer 11 mit einer zweiten lokalen Oszillatortrequenz fL2 von 259,1 MHz von einem zweiten lokalen Oszillator 12 gemischt und so in eine zweite Zwischenfrequenz fR2 von 10,8 MHz umgewandelt. Dann wird die Trennschärfe des umgewandelten Signals erhöht durch ein zweites Zwischenfrequenzbandpassfilter 15 und anschließend durch einen Demodulator 16 demoduliert.
Wenn ein Signal übertragen wird, wird eine Trägerwelle von einem Oszillator 17 mit einer Frequenz von 248,3 MHz durch einen Modulator 19 digital mit I- und Q-Signalen moduliert. Das modulierte Signal wird durch einen Zwischenübertragungsfrequenzverstärker 20 verstärkt. Dann wird die Trennschärfe des verstärkten Signals durch ein Zwischenübertragungsfrequenzbandpassfilter 21 erhöht. Und dann wird das Signal durch einen Umsetzer 22 mit einer ersten lokalen Frequenz fL1 von 1646,85 bis 1669,65 MHz, die von einem ersten lokalen Oszillator 8 durch den Kontakt 7t des Übertragungs/Empfangsschalters 7 zur Verfügung gestellt wird, gemischt und so in ein Hochfrequenzsignal fT umgewandelt, das dieselbe Frequenz hat, wie diejenige, die verwendet wird, wenn ein Signal empfangen wird. Die Trennschärfe des Hochfrequenzsignals fT wird erhöht durch ein Hochfrequenzbandpassfilter 23 und dann verstärkt durch einen Hochfrequenzverstärker 24 und einen Hochfrequenzleistungsverstärker 25, worauf das Signal durch den Kontakt 2t des Antennenschalters 2 passieren kann. Dann wird die Trennschärfe des verstärkten Signals erhöht durch ein Hochfrequenzbandpassfilter 3 und das Signal wird anschließend von einer Antenne 1 übertragen.
Der Empfang und die Übertragung werden so geschaltet, dass der Antennenschalter 2 und der Übertragungs/Empfangsschalter 7 mit einer Periode geschaltet werden, die beträchtlich kürzer ist als eine Sprachsignalperiode, so dass die Übertragung und der Empfang zeitlich getrennt sind. Demzufolge können Übertragung und Empfang gleichzeitig erfolgen.
Eine konventionelle TDMA-Funkübertragungsvorrichtung und die Verwendung des FDD-Systems zur Trennung der Übertragung und des Empfangs voneinander wird nun mit Bezug auf die Zeichnungen beschrieben. 8 ist ein Blockdiagramm, das eine herkömmliche TDMA-Funkübertragungsvorrichtung zeigt, die an das FDD-System angepasst ist. Mit Bezug auf 8 wird, wenn ein Signal empfangen wird, ein Hochfrequenzsignal durch eine Antenne 1 empfangen und kann durch einen Antennenschalter 2, der mit einem Anschluss 2r verbunden ist, passieren, so dass eine Empfangsfrequenz fR von 801 MHz bis 826 MHz für den jeweiligen Teilnehmer von einem Hochfrequenzbandpassfilter 3 gewählt wird, anschließend wird das Signal von einem Hochfrequenzverstärker 4 empfangen und verstärkt. Dann wird die Trennschärfe des verstärkten Signals weiter erhöht durch ein Hochfrequenzbandpassfilter 5. Anschließend wird das Signal durch einen Umsetzer 6 mit einer ersten lokalen Oszillatorfrequenz fL1 von 680 MHz bis 696 MHz von einem ersten lokalen Oszillator 8 durch den Kontakt 7r eines Übertragungs/Empfangsschalters 7 gemischt und so in eine erste Zwischenfrequenz fR1 von 130 MHz umgewandelt. Die Trennschärfe des umgewandelten Signals wird durch ein erstes Zwischenfrequenzbandpassfilter 9 erhöht und dann durch einen ersten Zwischenverstärker 10 verstärkt. Dann wird das verstärkte Signal durch einen Umsetzer 11 mit einer zweiten lokalen Oszillatorfrequenz fL2 von 129,55 MHz von einem zweiten lokalen Oszillator 12 gemischt, und so in eine zweite Zwischenfrequenz fR2 von 450 kHz umgewandelt, und die Trennschärfe des umgewandelten Signals wird durch ein zweites Zwischenfrequenzbandpassfilter 12 erhöht. Anschließend wird das Signal von einem Demodulator 16 demoduliert. Wenn ein Signal übertragen wird, wird der Ausgang eines Trägerwellenoszillators 17 zum Generieren einer Trägerwellenfrequenz fL von 260 MHz, die unterschiedlich zu der ersten Zwischenfrequenz fR1 ist, von einem Modulator 19 digital mit I- und Q-Signalen moduliert, so dass eine Modulationswelle mit einer Zwischenübertragungsfrequenz fT1 erzeugt wird. Die Zwischenübertragungsfrequenz fT1 wird von einem Zwischenübertragungsfrequenzverstärker 20 verstärkt. Die Trennschärfe des verstärkten Signals wird durch eine Zwischenübertragungsfrequenzbandpassfilter 21 erhöht. Und dann wird das Signal durch einen Umsetzer 22 mit der ersten lokalen Frequenz fL1, die von dem ersten lokalen Oszillator 8 über den Kontakt 7t des Übertragungs/Empfangsschalters 7 geliefert wird, gemischt, so dass es in ein Hochfrequenzsignal umgewandelt wird, das eine Übertragungsfrequenz fT von 940 MHz bis 956 MHz aufweist, welche die Frequenz des jeweiligen Teilnehmers darstellt. Anschließend wird die Trennschärfe des Hochfrequenzsignals durch ein Hochfrequenzbandpassfilter 23 erhöht, gefolgt von einer Verstärkung durch einen Hochfrequenzverstärker 24 und einen Hochfrequenzleistungsverstärker 25. Dann wird die Trennschärfe des verstärkten Signals durch ein Hochfrequenzbandpassfilter 26 erhöht und kann anschließend durch einen Kontakt 2t des Antennenschalters 2 passieren, um von der Antenne 1 übertragen zu werden.
Ähnlich wie bei der Schaltung, die in 7 gezeigt ist, wird der Empfang und die Übertragung so geschaltet, dass der Antennenschalter 2 und der Übertragungs/Empfangsschalter 7 mit einer Periode geschaltet werden, die kürzer ist als ein Sprachsignal, um die Übertragungs- und Empfangsfrequenzen zu schalten. Auf diese Weise können Übertragung und Empfang gleichzeitig erfolgen.
Eine Zweibetriebsmoden-Funkübertragungsvorrichtung, die das TDD-System, das in 7 gezeigt ist, und das FDD-System, das in 8 gezeigt ist, integriert enthält, wird im Folgenden beschrieben. 9 ist ein Blockschaltbild, das eine herkömmliche Zweibetriebsmoden-Funkübertragungsvorrichtung zeigt. Mit Bezug auf 9 sind das Blockdiagramm des TDD-Systems, das in 7 gezeigt ist, und das des FDD-Systems aus 8 miteinander kombiniert. Darüber hinaus ist ein Betriebsmodenschalter 28 zwischen der Antenne 1 und entsprechenden Antennenanschlüssen vorgesehen. Die Komponenten, die dieselben sind, wie die in 7 und 8 gezeigten, wurden mit den gleichen Bezugszeichen versehen und aus der detaillierten Beschreibung weggelassen. Die Frequenzen, die in jedem Abschnitt der 9 auftreten, sind ähnlich zu denen in den Strukturen, die in den 7 und 8 gezeigt sind.
Wie jedoch aus der Beschreibung der herkömmlichen Schaltungen ersichtlich, muss das TDD-System, das in 7 gezeigt ist, und das FDD-System, das in 8 gezeigt ist, mit dem ersten lokalen Oszillator 8, dem zweiten lokalen Oszillator 12 und dem Trägeroszillator 17 ausgestattet werden. Die Zweibetriebsmoden-Funkübertragungsvorrichtung, die in 9 gezeigt ist, bedingt eine komplizierte Frequenzabhängigkeit und ist so aufgebaut, dass lediglich die Schaltungen, die für die Strukturen aus 7 und 8 verwendet werden, miteinander kombiniert sind. Daher ist die Anzahl der durchstimmbaren Oszillatoren die Summe aller Oszillatoren, die in den 7 und 8 gezeigt sind. Folglich entsteht das Problem, dass die Anzahl der Oszillatoren zu groß ist und die Schaltungsstruktur nicht vereinfacht werden kann.
In den vergangenen Jahren wurde intensive Forschung und Entwicklung auf dem Gebiet der Mobiltelefone vorangetrieben und es entstanden Systeme, die in einer Vielzahl von Frequenzbändern arbeiten. Folglich muss auch der Funkübertragungsabschnitt einer Funkübertragungsvorrichtung Signale in einer Vielzahl von Frequenzbändern durch ein und denselben Schaltkreis verarbeiten können. Unter den vorangegangenen Schaltungen bereiten das Bandpassfilter und die Sendeempfangsweiche (Kombinator), die wichtige Schaltungselemente in einem Funkübertragungsschaltkreis darstellen, eine Vielzahl von Problemen bei der Verarbeitung von mehreren Frequenzbändern.
Im Folgenden wird mit Bezug auf die Zeichnungen ein herkömmliches Zweifrequenzbandpassfilter mit zwei Frequenzdurchlassbändern beschrieben. 25 ist ein Schaltbild, das einen wesentlichen Teil eines herkömmlichen Zweifrequenzbandpassfilters zeigt. Mit Bezug auf 25 bezeichnet das Bezugszeichen 161 ein erstes Bandpassfilter mit einer Mittenfrequenz von 950 MHz und 162 bezeichnet ein zweites Bandpassfilter mit einer Mittenfrequenz von 1,9 GHz. Ein gemeinsamer Eingabeanschluss 164, ein gemeinsamer Ausgabeanschluss 165 und Eingabe- und Ausgabeanschlüsse der vorangegangenen Filter sind miteinander durch Filterschalter 163 verbunden. Indem die vorgenannten Schalter 163 synchronisiert werden und zu dem ersten Filter oder zweiten Filter geschaltet werden, kann das Gesamtband, durch welches ein Durchlass möglich ist, geschaltet werden.
Nunmehr wird ein herkömmliches Zweifrequenzverzweigungsfilter beschrieben. 26 ist ein Schaltbild, das einen wesentlichen Teil eines herkömmlichen Zweifrequenzverzweigungsfilters zeigt. Mit Bezug auf 26 bezeichnet das Bezugszeichen 171 ein erstes Bandpassfilter mit einer Mittenfrequenz von 950 MHz und 172 bezeichnet ein zweites Bandpassfilter mit einer Mittenfrequenz von 1,9 GHz. Indem ein Ausgabeschalter 173 dazu veranlasst wird, einen gemeinsamen Eingabeanschluss 124 und Eingabeanschlüsse der im Vorangegangenen beschriebenen Filter zu schalten, kann eine Frequenzkomponente von 950 MHz an einem ersten Ausgabeanschluss 175 bereitgestellt werden und eine Frequenzkomponente von 1,9 GHz kann an einem zweiten Ausgabeanschluss 176 bereitgestellt werden. Durch ein Schalten von Eingabe und Ausgabe kann ein Zweifrequenzkombinator aufgebaut werden.
Die im vorangegangenen gezeigten herkömmlichen Strukturen jedoch bedingen sowohl bei dem Zweifrequenzbandpassfilter wie auch bei dem Zweifrequenzverzweigungsfilter (Kombinator), dass Steuersignale für die Schalter benötigt werden. Darüber hinaus besteht die Gefahr, dass der Verlust des Schalters die gesamte Einfügungsdämpfungscharakteristik verschlechtert.
In den vergangenen Jahren wurde ein spannungsgesteuerter Oszillator (im Folgenden abgekürzt als "VCO" (voltage controlled oscillator)), der dazu in der Lage ist, die Frequenz beliebig zu variieren, indem die Spannung, die an eine Varaktordiode angelegt wird, geändert wird, in einer Vielzahl von Schaltungen, wie beispielsweise einem PLL, verwendet. Speziell Funkübertragungsvorrichtungen eines Typs, der eine Vielzahl von Frequenzbändern benützt, haben häufig einen VCO mit einem steuerbaren Frequenzband verwendet, der in mindestens zwei Frequenzbändern verwendet werden kann.
Mit Bezug auf die Zeichnungen wird nunmehr ein herkömmlicher VCO mit einem steuerbaren Frequenzband beschrieben, der in der Lage ist, in zwei Frequenzbändern zu arbeiten. 34 ist ein Blockdiagramm, das einen herkömmlichen VCO mit einem steuerbaren Frequenzband zeigt. Mit Bezug auf 34 umfasst der VCO mit steuerbarem Frequenzband einen VCO 391 (VCO1), der im Bereich eines ersten Frequenzbandes oszilliert und einen VCO 392 (VCO2), der im Bereich eines zweiten Frequenzbandes oszilliert. Der VCO1 und der VCO2 werden jeweils dazu veranlasst, in dem entsprechenden Band zu oszillieren und dann wird einer der beiden Schwingungsausgänge der Frequenzbänder durch einen Schalter 393 ausgewählt und an den Ausgabeanschluss geführt.
Der im Vorangegangenen beschriebene herkömmliche VCO mit steuerbarem Frequenzband benötigt jedoch einen VCO in jedem gewünschten Frequenzband. Da die Zweibetriebsmoden-Funkübertragungsvorrichtung für Zeitmultiplex-Vielfachzugriff mit Frequenzduplex/Zeitduplex in jedem Betriebsmodus an unterschiedliche Übertragungs- und Empfangsfrequenzen angepasst ist, müssen die Frequenzbänder von den ersten und zweiten lokalen Oszillatorfrequenzen geändert werden. Daher muss die Zweibetriebsmoden-Funkübertragungsvorrichtung für Zeitmultiplex-Vielfachzugriff mit FDD/TDD mit den VCOs für die gewünschten Frequenzbänder ausgestattet sein. Demzufolge nehmen die Größe der Schaltung und der benötigte Raum über die Maßen zu, während die Kosten in unbefriedigender Weise steigen.
Die europäische Offenlegungsschrift EP 0 080 209 A1 offenbart einen spannungsgesteuerten Oszillator, der einen Transistor hat, dessen Basis über einen Bypasskondensator geerdet ist und der eine Oszillatorschaltung zusammen mit einem koaxialen Oszillator und zwei Kondensatoren bildet. Ein Varactor ist vorgesehen, um die Oszillatorfrequenz der Oszillatorschaltung variabel zu machen, und der variable Frequenzbereich wird durch dessen Kombination mit einem anderen Kondensator bestimmt.
Aus der US 4,660,002 ist ein Hochfrequenzoszillator bekannt, der einen Oszillatortransistor hat, welcher mit einer Resonanzstreifenleitereinheit verbunden ist, die ein Hauptstreifenleiterglied und ein Hilfsstreifenleiterglied aufweist. Das Hilfsstreifenleiterglied ist zu dem Hauptstreifenleiterglied über eine Schaltdiode zum Schalten der Charakteristik unabhängig von der Streifenleitereinheit entweder parallel zu dem Hauptstreifenleiterglied geschaltet oder von diesem isoliert, um einen Empfangs- oder Übertragungsträgerwellenausgang zu erzeugen. Die Kapazität einer Varactor diode, die mit der Streifenleitereinheit verbunden ist, wird durch eine angelegte Steuerspannung zum Kanalschalten verändert. Ein Modulationssignaleingangsanschluss ist direkt mit einem Teil des Hilfsstreifenleitergliedes verbunden, um ein FM-Übertragungssignal unabhängig von dem Wert der Steuerspannung, die an die Varactor-Diode angelegt wird, zu modulieren.
In vergangenen Jahren wurden Signalströme in einem Hochfrequenzschaltkreis geschaltet, indem Schaltvorrichtungen wie ein Feldeffekttransistor verwendet wurden. Ein herkömmlicher Matrixschalter zum Schalten zweier Anschlüsse zu zwei gemeinsamen Anschlüssen, der einen Signalstrom zwischen zwei Anschlüssen und zwei gemeinsamen Anschlüssen herstellt, wird im Folgenden mit Bezug auf ein Schaltbild, das in 40 gezeigt ist, beschrieben.
Ein erster Anschluss RF1 ist mit den Drainanschlüssen zweier Feldeffekttransistoren (im Folgenden abgekürzt als "FET") Q11 und Q13 verbunden. Ein zweiter Anschluss RF2 ist mit den Drainanschlüssen zweier FETs Q12 und Q14 verbunden. Die Sourceanschlüsse der zwei FETs Q13 und Q14 sind miteinander verbunden, um dann mit der Sourceanschlüssen der FETs Q23 und Q24 verbunden zu sein.
Der Drainanschluss des FET Q23 und derjenige des FET Q21 sind mit einem ersten gemeinsamen Anschluss RFCOM1 verbunden. Der Drainanschluss von FET Q24 und der von FET Q22 sind mit einem zweiten gemeinsamen Anschluss RFCOM2 verbunden. Der Sourceanschluss eines jeden der Transistoren Q11, Q12, Q21 und Q22 ist geerdet. Ein erster Steueranschluss Vcont1 ist über Widerstände R32 und R33 mit dem Gateanschluss des FET Q12 und des FET Q13 verbunden. Der erste Steueranschluss Vcont1 ist über einen Inverter Inv1 und Widerstände R31 und R34 mit dem Gateanschluss des FET Q11 und des FET Q14 verbunden.
Ein zweiter Steueranschluss Vcont2 ist über Widerstände R36 und R37 mit dem Gate des FET Q22 und des FET Q23 verbunden. Der zweite Steueranschluss Vcont2 ist über einen Inverter Inv2 und Widerstände R25 und R38 mit dem Gate des FET Q21 und dem des FET Q24 verbunden.
Die Funktionsweise des Matrixschalters zum Schalten zweier Anschlüsse zu zwei gemeinsamen Anschlüssen mit der im Vorangegangenen beschriebenen Struktur wird nun beschrieben mit Bezug auf die 21, die eine Schaltung entsprechend der aus 40 zeigt und mit Bezug auf Tabelle 1, die die Beziehung zwischen der angelegte Steuerspannung und der Funktionsweise der Schaltung zeigt.
Tabelle 1
Wie in Tabelle 1 gezeigt, wird ein hohes (H) oder niedriges (L) Potential als Steuerspannung von den ersten und zweiten Steueranschlüssen Vcont1 und Vcont2 bereitgestellt. In dem Fall, in dem sowohl Vcont1 wie auch Vcont2 einen hohen Wert annehmen, wird ein Eingangssignal, das von dem ersten Anschlüssen RF1 bereitgestellt wird, wie in 41 gezeigt, an den ersten gemeinsamen Anschluss RFCOM1 geführt, da die Transistoren Q13 und Q23 eingeschaltet wurden, da ein FET allgemein eingeschaltet wird, wenn das Gatepotential hoch ist, und die Transistoren Q11, Q14, Q21 und Q24 wurden durch die Inverter Inv1 und Inv2 abgeschaltet. Ein Signal von dem zweiten Anschluss RF2 ist geerdet, weil der Transistor Q12 eingeschaltet wurde und der Transistor Q14 abgeschaltet wurde, und demzufolge kann das Signal nicht an den anderen gemeinsamen Anschluss übertragen werden. Wenn die Potentiale sowohl von Vcont1 wie auch von Vcont2 einen niedrigen Wert annehmen, erhält man die umgekehrte Beziehung zu der, die in 41 gezeigt ist, bei der das Signal vom zweiten Anschluss RF2 zu dem zweiten Steueranschluss RFCOM2 geführt ist, da die Transistoren Q14 und Q24 angeschaltet wurden und die Transistoren Q12, Q13, Q22 und Q23 abgeschaltet wurden. Ein Eingabesignal von dem ersten Anschluss RF1 ist geerdet, da der Transistor Q11 angeschaltet wurde und der Transistor Q13 abgeschaltet wurde. Demzufolge kann das Signal nicht an den anderen Steueranschluss übertragen werden.
In ähnlicher Weise kann das Signal, in dem Fall, in dem die Potentiale von Vcont1 und Vcont2 L und H und in dem Fall, wo sie H und L sind, geführt werden, wie in Tabelle 1 gezeigt. Folglich ist die Funktionsweise als Matrixschalter zum Schalten zweier Anschlüsse zu zwei gemeinsamen Anschlüssen ähnlich ausgeführt wie der äquivalente Schaltkreis, der in 42 gezeigt ist, und in dem die Verbindung unabhängig hergestellt wird in nur einem Paar, das aus einem der beiden Anschlüsse und aus einem der beiden Steueranschlüssen besteht. Der vorangegangen beschriebene Signalfluss kann auch invertiert werden.
Der im Vorangegangenen beschriebene herkömmliche Matrixschalter zum Schalten zweier Anschlüsse zu zwei gemeinsamen Anschlüssen, der die vorangegangen beschriebene Struktur hat, benötigt jedoch 8 Transistoren, die wie in 40 gezeigt angeordnet werden, und bedingt daher eine Erhöhung der Anzahl von Widerständen. Demzufolge wird die Struktur des Schaltkreises zu kompliziert. Wenn man beabsichtigt, die gemeinsamen Anschlüsse zu vermehren, vermehrt sich zwangsläufig die Anzahl der Transistoren und daher wird die Steuerung zu aufwendig. Da zwei FETs in Serie in einem Pfad vom Eingangsanschluss zum gemeinsamen Anschluss des Ausgabeanschlusses vorgesehen sind, tritt außerdem ein außerordentlicher Verlust in der Übertragung des Signals auf.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen VCO mit steuerbarem Frequenzband anzugeben, der so aufgebaut ist, dass eine Oszillatorvorrichtung des VCO geschaltet wird, um in einer Vielzahl von Frequenzbändern genutzt zu werden und gleichzeitig einen einfachen Aufbau hat.
Diese Aufgabe wird durch einen VCO nach dem Gegenstand des Anspruchs 1 erfüllt. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Diese und andere Aufgaben, Vorteile, Charakteristika und Verwendungsmöglichkeiten werden deutlicher aus der folgenden Beschreibung unter Betrachtung der begleitenden Zeichnungen. Es zeigen:
1 ein Blockdiagramm, das eine Funkübertragungsvorrichtung für Zeitmultiplex-Vielfachzugriff mit FDD zeigt;
2 ein Blockdiagramm, das eine Zweibetriebsmoden-Funkübertragungsvorrichtung für Zeitmultiplex-Vielfachzugriff mit FDD/TDD zeigt;
3 ein Blockdiagramm, das eine weitere Zweibetriebsmoden-Funkübertragungsvorrichtung für Zeitmultiplex-Vielfachzugriff mit FDD/TDD zeigt;
4 ein Blockdiagramm, das eine weitere Zweibetriebsmoden-Funkübertragungsvorrichtung für Zeitmultiplex-Vielfachzugriff mit FDD/TDD zeigt;
5 ein Blockdiagramm, das eine weitere Zweibetriebsmoden-Funkübertragungsvorrichtung für Zeitmultiplex-Vielfachzugriff mit FDD/TDD zeigt;
6 ein Blockdiagramm, das eine weitere Zweibetriebsmoden-Funkübertragungsvorrichtung für Zeitmultiplex-Vielfachzugriff mit FDD/TDD zeigt;
7 ein Blockdiagramm, das eine herkömmliche Funkübertragungsvorrichtung für Zeitmultiplex-Vielfachzugriff mit TDD zeigt;
8 ein Blockdiagramm, das eine herkömmliche Funkübertragungsvorrichtung für Zeitmultiplex-Vielfachzugriff mit FDD zeigt;
9 ein Blockdiagramm, das eine herkömmliche Zweibetriebsmoden-Funkübertragungsvorrichtung für Zeitmultiplex-Vielfachzugriff mit FDD/TDD zeigt:
10 ein Blockdiagramm, das einen wesentlichen Teil eines ersten Zweifrequenzbandpassfilters zeigt;
11 die Impedanz erster und zweiter Bandpassfilter, um die Funktionsweise der Struktur, die in 10 gezeigt ist, zu erklären;
12 einen Graphen, der die Charakteristiken der ersten und zweiten Bandpassfilter zeigt, um die Funktionsweise der Struktur aus 10 zu erklären;
13 einen Graphen, der die Charakteristik zur Erklärung eines weiteren Betriebszustandes der Struktur aus 10 zeigt;
14 einen Graphen, der die Charakteristiken der ersten und zweiten Bandpassfilter zeigt, nachdem die Impedanz sich geändert hat, um die Funktionsweise der Struktur aus 10 zu erklären;
15 einen Graphen, der die Charakteristik eines Zweifrequenzbandpassfilters wie in 10 gezeigt, darstellt;
16 ein Blockdiagramm, das einen wesentlichen Teil eines ersten Zweifrequenzverzeigungsfilters zeigt;
17 ein Blockdiagramm, das einen wesentlichen Teil eines zweiten Bandpassfilters zeigt;
18 ein Blockdiagramm, das einen wesentlichen Teil eines zweiten Zweifrequenzbandpassfilters zeigt;
19 einen Schaltplan, der einen wesentlichen Teil eines dritten Zweifrequenzbandpassfilters zeigt;
20 einen Schaltplan, der einen wesentlichen Teil eines dritten Zweifrequenzverzweigungsfilters zeigt;
21 eine schematische Ansicht, die ein viertes Zweifrequenzbandpassfilter zeigt;
22 eine schematische Ansicht, die ein fünftes Zweifrequenzbandpassfilter zeigt;
23 eine schematische Ansicht, die ein viertes Zweifrequenzverzweigungsfilter zeigt;
24 eine schematische Ansicht, die ein fünftes Zweifrequenzverzweigungsfilter zeigt;
25 ein Blockdiagramm, das einen wesentlichen Teil eines herkömmlichen Zweifrequenzbandpassfilters zeigt;
26 ein Blockdiagramm, das einen wesentlichen Teil eines herkömmlichen Zweifrequenzverzweigungsfilters zeigt;
27 ein Schaltbild, das einen wesentlichen Teil einer ersten Ausführungsform eines Mehrfrequenzband-VCO gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
28 ein Schaltbild, das einen wesentlichen Teil einer zweiten Ausführungsform des Mehrfrequenzband-VCO gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
29 ein Schaltbild, das einen wesentlichen Teil einer Oszillatorschaltung, die in 28 gezeigt ist, in einem bestimmten Betriebszustand zeigt;
30 ein Schaltbild, das die Oszillatorschaltung in einem weiteren Betriebszustand zeigt;
31 eine erklärende Ansicht, die eine Kombination von Leitungen mit verteilten Konstanten gemäß einer dritten Ausführungsform des Mehrfrequenzband-VCO zeigt;
32 eine erklärende Ansicht, die eine Kombination von Leitungen mit verteilten Konstanten gemäß einer vierten Ausführungsform des Mehrfrequenzband-VCO zeigt;
33 eine erklärende Ansicht, die eine Kombination von Leitungen mit verteilten Konstanten gemäß einer fünften Ausführungsform des Mehrfrequenzband-VCO zeigt;
34 ein Blockdiagramm, das einen herkömmlichen Mehrfrequenzband-VCO zeigt;
35 ein Schaltbild, das einen ersten Matrixschalter zeigt, der zwei Anschlüsse zu mehreren gemeinsamen Anschlüssen schaltet;
36 ist ein Ersatzschaltbild der 35;
37 ist ein Schaltbild, das einen zweiten Matrixschalter zeigt, der zwei Anschlüsse zu mehreren gemeinsamen Anschlüssen schaltet;
38 ist ein Schaltbild, das einen dritten Matrixschalter zeigt, der zwei Anschlüsse zu mehreren gemeinsamen Anschlüssen schaltet;
39 ist ein Schaltbild, das einen vierten Matrixschalter zeigt, der zwei Anschlüsse zu mehreren gemeinsamen Anschlüssen schaltet;
40 ist ein Schaltbild, das einen herkömmlichen Matrixschalter zum Schalten zweier Anschlüsse an zwei gemeinsame Anschlüsse zeigt;
41 ein Ersatzschaltbild von 40; und
42 ein Ersatzschaltbild des Matrixschalters, der in 40 gezeigt ist.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
1 ist ein Blockdiagramm, das eine Funkübertragungsvorrichtung für Zeitmultiplex-Vielfachzugriff mit FDD zeigt. In einer Empfangsschaltung, die in 1 gezeigt ist, ist ein Antennenschalter 2, der die Übertragungs/Empfangsschaltvorrichtung darstellt, mit einer Antenne 1, die eine Scanningantenne ist, verbunden. Eine Hochfrequenzverstärkervorrichtung, die Filter 3 und 5 und einen Hochfrequenzverstärker 4 umfasst, ist mit einem Kontakt 2r verbunden, der einen Empfangseingabeanschluss des Antennenschalters 2 darstellt. Ein Umsetzer 6, der eine erste Empfangssignalumwandlungsvorrichtung ist, ist mit einem Ausgang der Hochfrequenzverstärkungsvorrichtung verbunden, wobei dem Umsetzer 6 ermöglicht wird, durch einen Kontakt 7r eines Übertragungs/Empfangsschalters 7, der eine erste Schaltvorrichtung darstellt, die ein Teil einer Übertragungs/Empfangsschaltvorrichtung ist, durchzulassen und dann mit einem Ausgang eines ersten lokalen Oszillators 8, der eine erste Oszillatorvorrichtung ist, verbunden ist. Eine erste Zwischenfrequenzverstärkungsvorrichtung, die ein erstes Zwischenfrequenzbandpassfilter 9 und einen ersten Zwischenfrequenzverstärker 10 umfasst, ist mit dem Ausgang des Umsetzers 6 verbunden. Ein Umsetzer 11, der eine zweite Empfangssignalumwandlungsvorrichtung darstellt, ist mit dem rückwärtigen Ende einer ersten Zwischenfrequenzverstärkungsvorrichtung verbunden. Ein zweiter lokaler Oszillator 12, welcher eine zweite Oszillatorvorrichtung darstellt, ist mit dem Umsetzer 11 über einen n-fach Multiplizierer 14, der eine n-fach Multipliziervorrichtung darstellt, verbunden. Darüber hinaus ist der Umsetzer 11 über ein zweites Zwischenfrequenzbandpassfilter 15 mit einem Demodulator 16 verbunden, welcher eine Demodulationsvorrichtung darstellt.
Die Übertragungsschaltung ist so aufgebaut, dass ein Ausgang aus dem zweiten lokalen Oszillator 12 mit einem Eingang eines m-fach Multiplizierers 18, der eine m-fach Multipliziervorrichtung darstellt, verbunden ist. Der Ausgang des m-fach Multiplizierers 18 ist mit einem Modulator 19 verbunden, der eine Modulationsvorrichtung darstellt. Der Ausgang des Modulators 19 ist mit einer Zwischenübertragungsfrequenzverstärkungsvorrichtung verbunden, die einen Zwischenübertragungsfrequenzverstärker 20 und einen Zwischenübertragungsfrequenzbandpassfilter 21 umfasst, und ist anschließend mit einem Umsetzer 22 verbunden, der eine Übertragungssignalumwandlungsvorrichtung darstellt. Der erste lokale Oszillator 8 ist über einen Kontakt 7t des Übertragungs/Empfangsschalters 7 mit dem Umsetzer 22 verbunden. Der Ausgang des Umsetzers 22 ist mit einem Kontakt 2t des Antennenschalters 2 verbunden, der einen Ausgabeanschluss darstellt, und zwar durch eine Übertragungsleistungsverstärkungsvorrichtung, die Hochfrequenzbandpassfilter 23 und 26, einen Hochfrequenzverstärker 24 und einen Hochfrequenzleistungsverstärker 25 umfasst.
Die Funktionsweise der Funkübertragungsvorrichtung mit Zeitmultiplex-Vielfachzugriff mit FDD gemäß 1 wird im Folgenden mit Bezug auf die Zeichnungen beschrieben.
Wenn ein Signal empfangen wird, wird einem Hochfrequenzsignal, das durch die Antenne 1 empfangen wird, erlaubt, durch den Antennenschalter 2, der mit dem Kontakt 2r verbunden ist, hindurchzutreten. Anschließend wählt das Hochfrequenzbandpassfilter 3 eine Empfangsfrequenz fR von 810 MHz bis 826 MHz für den jeweiligen Teilnehmer und legt das Signal an den Hochfrequenzverstärker 4 an, damit es verstärkt wird. Anschließend wird die Trennschärfe des verstärkten Signals durch das Hochfrequenzbandpassfilter 5 weiter erhöht, und nachfolgend an den Umsetzer 6 angelegt, indem die Frequenz des Signals mit einer ersten lokalen Oszillatorfre quenz fL1 von 680,9 MHz bis 696,9 MHz gemischt wird, die von dem ersten lokalen Oszillator 8 durch den Kontakt 7r des Übertragungs/Empfangsschalters 7 bereitgestellt wird, und so in eine erste Zwischenfrequenz fR1 von 129,1 MHz umgewandelt. Anschließend wird die Trennschärfe des Signals durch das erste Zwischenfrequenzbandpassfilter 9 erhöht, und nachfolgend durch den ersten Zwischenfrequenzverstärker 10 verstärkt. Dann wird die Frequenz durch den Umsetzer 11 mit einer zweiten lokalen Oszillatortrequenz gemischt, die von dem zweiten lokalen Oszillator 12, der eine zweite lokale Oszillatorfrequenz fL2 von 129,55 MHz generiert, über den Kontakt 13r des Übertragungs/Empfangsschalters 13 zur Verfügung gestellt wird, und anschließend mit n (n = 1 im vorangegangenen Fall) in dem n-fach Multiplizierer 14 multipliziert und so in eine zweite Zwischenfrequenz fR2 von 450 kHz umgewandelt.
Anschließend wird die Trennschärfe der Frequenz durch das zweite Zwischenfrequenzbandpassfilter 15 erhöht und nachfolgend von dem Demodulator 16 demoduliert, so dass ein Empfangsausgang erreicht wird.
Wenn ein Signal übertragen wird, wird es einer zweiten lokalen Oszillatortrequenz fL2 des zweiten lokalen Oszillators 12 von 129,55 MHz erlaubt, durch den Kontakt 13t des Übertragungs/Empfangsschalters 13 hindurchzutreten, und sie wird anschließend mit m (m = 2 im vorangegangenen Fall) durch einen m-fach Multiplizierer 18 multipliziert, um so zu einem Ausgang von 259,1 MHz umgeformt zu werden. Der Ausgang wird dann digital mit I- und Q-Signalen durch den Modulator 19 moduliert. Eine Zwischenübertragungsfrequenz fT1 der digital modulierten Frequenz wird verstärkt durch den Zwischenübertragungsfrequenzverstärker 20. Dann wird die Trennschärfe der verstärkten Frequenz durch das Zwischenübertragungsfrequenzbandpassfilter 21 erhöht. Und dann wird das Signal mit einer ersten lokalen Oszillatortrequenz fL1 von 680,9 MHz bis 696,9 MHz, die von dem ersten lokalen Oszillator 8 über den Kontakt 7t des Übertragungs/Empfangsschalters bereitgestellt wird, gemischt und so in ein Hochfrequenzsignal umgewandelt, das eine Übertragungsfrequenz fT von 940 MHz bis 956 MHz aufweist, welche die Übertragungsfrequenz des jeweiligen Teilnehmers ist. Anschließend wird die Trennschärfe der Frequenz durch das Hochfrequenzbandpassfilter 23 erhöht und dann durch den Hochfrequenzver stärker 24 und den Hochfrequenzleistungsverstärker 25 verstärkt. Dann wird die Trennschärfe der verstärkten Frequenz durch das Hochfrequenzbandpassfilter 26 erhöht und so von der Antenne 1 durch den Kontakt 2t des Antennenschalters 2 übertragen.
Ähnlich wie bei der Struktur, die in 8 gezeigt ist, wird der Empfang und die Übertragung geschaltet, so dass der Antennenschalter 2 und der Übertragungs/Empfangsschalter 7 mit einer Periodendauer geschaltet werden, die kürzer ist als die Periodendauer eines Sprachsignals, so dass Übertragung und Empfang gleichzeitig durchgeführt werden können. Im Fall des FDD-Systems wird, unter der Annahme, dass ein Rahmen 20 ms umfasst, eine Anordnung verwendet, bei der 20/3 ms der Übertragung zugewiesen werden, 1 ms als Zwischenraum zugewiesen wird, 20/3 ms dem Empfang zugewiesen wird und die verbleibende Zeit ungenutzt bleibt.
Zwischen dem Hochfrequenzleistungsverstärker 25 und dem Hochfrequenzbandpassfilter 26 kann, falls nötig, ein Isolator angeordnet sein, der einen Rückfluss des Hochfrequenzsignals von der Antenne verhindert.
Unter der Annahme, dass die Differenz zwischen der Übertragungsfrequenz und der Empfangsfrequenz Δf ist, dass die zweite lokale Oszillatortrequenz fL2 und die zweite Zwischenempfangsfrequenz fR2 ist, werden der Multiplikationsfaktor m des m-fach Multiplizierers oder der Divisor m des m-Teilers und der Multiplikationsfaktor n des Multiplizierers oder der Divisor n (m und n sind jeweils ganze Zahlen nicht kleiner als 2) des n-Teilers so gewählt, dass sie den folgenden Gleichungen genügen: fR2 = |(m – n)fL2 – Δf (1)oder fR2 = |{(1/m) – (1/n)}fL2 – Δf| (2)
Darüber hinaus werden die ersten und zweiten Zwischenfrequenzen beliebig gewählt, so dass die Übertragungsfrequenz fT und die Empfangsfrequenz fR beliebig gesetzt werden.
Wie oben beschrieben, ist diese Anordnung so aufgebaut, dass die Oszillatorfrequenz des zweiten lokalen Oszillators 12 mit n durch den n-fach Multiplizierer 14 multipliziert wird und mit m durch den m-fach Multiplizierer 18 multipliziert wird, wenn ein Signal übertragen wird. Dann wird die Gleichung (1) verwendet, um die Werte von m und n zu setzen, so dass ein Trägeroszillator 17, der in 8 gezeigt ist, vermindert wird, um an die Übertragungsfrequenz fT und die Empfangsfrequenz fR anpassbar zu sein.
Wie oben beschrieben, wird, wenn ein Signal empfangen wird, ein Hochfrequenzsignal mit der Empfangsfrequenz, das durch den Empfangseingabeanschluss empfangen wurde, selektiv verstärkt und dann wird das verstärkte Signal an die erste Empfangssignalumwandlungsvorrichtung angelegt, von der die Differenz zu der Frequenz des Ausgangs des ersten lokalen Oszillators als erste Zwischenfrequenz übertragen wird. Die übertragene Ausgabe wird an die zweite Signalumwandlungsvorrichtung angelegt, in der es mit einer Frequenz gemischt wird, die man durch Multiplikation der Oszillationsfrequenz aus dem zweiten lokalen Oszillator mit n durch den n-fach Multiplizierer (oder mit einer Frequenz, die man durch Division durch n durch den n-Teiler) erhält. Daher wird eine Frequenz, welche die Summe aus der erste Zwischenfrequenz und dem Ausgang aus dem n-fach Multiplizierer (oder dem n-Teiler) oder die Differenz zwischen denselben ist, als zweite Zwischenfrequenz übertragen.
Wenn ein Signal übertragen wird, wird der Ausgang, den man durch Multiplizieren des Ausgangs aus dem zweiten lokalen Oszillators mit m durch den m-fach Multiplizierer (oder der Ausgang, den man durch Dividieren derselben durch m durch den m-Teiler erhält) durch den Modulator moduliert. Eine Übertragungsfrequenz wird erzeugt, die die Summe des Ausgangs, den man durch selektive Verstärkung des vorangegangenen Ausgangs erhält, und des Ausgangs aus dem ersten lokalen Oszillator darstellt und die sich von der Empfangsfrequenz unterscheidet.
Da der m-fach Multiplizierer (oder der m-Teiler) und der n-fach Multiplizieren (oder der n-Teiler) vorgesehen sind, genügt ein zweiter lokaler Oszillator, um Übertragung und Empfang zu ermöglichen. Demzufolge kann die Anzahl der Oszillatoren verringert werden und daher kann der Aufbau der Schaltung vereinfacht werden.
Obwohl die Beschreibung eine Struktur zum Gegenstand hatte, die den n-fach Multiplizierer 14 aufweist, der die Frequenz mit n multiplizieren kann, und den m-fach Multiplizierer 18, der die Frequenz mit m multiplizieren kann, kann die Gleichung (2) verwendet werden um eine Schaltung einzustellen, die einen n-Teiler aufweist, der die Frequenz durch n teilen kann und einen m-Teiler, der die Frequenz durch m teilen kann. Der Multiplizierer und der Teiler können miteinander kombiniert werden. Die im vorangegangenen beschriebenen Strukturen können in ähnlicher Weise an die folgenden Strukturen angepasst werden.
In 2 ist ein Blockdiagramm einer ersten Zweibetriebsmoden-Funkübertragungsvorrichtung für Zeitmultiplex-Vielfachzugriff mit FDD/TDD gezeigt. Ein Hauptunterschied dieser Struktur von dem herkömmlichen Aufbau, der in 9 gezeigt ist, besteht darin, dass der Übertragungsteil für das FDD-System und derjenige für das TDD-System in eine einzige Einheit integriert sind, dass der Empfangsteil für das FDD-System und der für das TDD-System in eine einzige Einheit integriert sind, dass erste lokale Oszillatorschaltungen vorgesehen sind, um eine Anpassung an das FDD-System und das TDD-System zu ermöglichen, und dass eine zweite lokale Oszillatorschaltung vorgesehen ist ähnlich wie bei dem Aufbau der Ausführungsform der Funkübertragungsvorrichtung für Zeitmultiplex-Vielfachzugriff mit FDD. Da die Elemente, Kombinationen und Verbindungen ähnlich zu denen nach dem Aufbau aus 1 sind, werden sie in der detaillierten Beschreibung ausgelassen.
Ein erster lokaler Oszillator 8b für das FDD-System bildet eine erste Oszillatorvorrichtung, ein erster lokaler Oszillator 8a für das TDD-System bildet eine dritte Oszillatorvorrichtung, ein Betriebsmodenschalter 30 bildet eine Auswahlvorrichtung und ein Betriebsmodenschalter 29 bildet eine Systemschaltvorrichtung.
Die Funktionsweise dieser Struktur wird im Folgenden beschrieben. In dem TDD-Betriebsmodus sind die Betriebsmodenschalter 29, 30, 31 und 32 zu den Kontakten 29a, 30a, 31a und 32a geschaltet, während ein Betriebsmoden-/Übertragungs/Empfangsschalter 33 zu einem Kontakt 33a geschaltet ist.
Wenn ein Signal empfangen wird, wird einem Hochfrequenzsignal, das durch die Antenne 1 empfangen wird, erlaubt, durch den Antennenschalter 2, der mit dem Kontakt 2r und einem Kontakt 29a des Betriebsmodenschalters 29 verbunden ist, hindurchzutreten. Dann wählt das Hochfrequenzbandpassfilter 3a eine Empfangsfrequenz fRa von 1895,15 bis 1917,95 MHz für den jeweiligen Teilnehmer und legt das Signal an den Hochfrequenzverstärker 4a an, um es zu verstärken. Dann wird die Trennschärfe des verstärkten Signals weiter durch das Hochfrequenzbandpassfilter 5a verstärkt und nachfolgend an den Umsetzer 6 angelegt, in dem die Frequenz des Signals mit einer ersten lokalen Oszillatorfrequenz fL1a von 1646,85 MHz bis 1669,65 MHz, die von dem ersten lokalen Oszillator 8a zur Verfügung gestellt wird, gemischt wird, um auf diese Weise in eine erste Zwischenfrequenz fR1a von 248,3 MHz umgewandelt zu werden. Dann wird die Trennschärfe des Signals durch das erste Zwischenfrequenzbandpassfilter 9a erhöht und anschließend durch den ersten Zwischenfrequenzverstärker 10a verstärkt. Dann wird die Frequenz durch den Konverter 11a mit einer zweiten lokalen Oszillatorfrequenz von 259,1 MHz, die von dem zweiten lokalen Oszillator 12 durch einen Kontakt 33a des Betriebsmoden/Übertragungs/Empfangsschalters 33 zur Verfügung gestellt wird, gemischt und mit m (in diesem Fall m = 2) durch den m-fach Multiplizierer 18 multipliziert, und so in eine zweite Zwischenfrequenz fR2 von 10,8 MHz umgewandelt. Dann wird die Trennschärfe der Frequenz durch das zweite Zwischenfrequenzbandpassfilter 15a erhöht und anschließend durch einen Demodulator 16a demoduliert, um einen Empfangsausgang zu erhalten.
Wenn ein Signal übertragen wird, wird einer zweiten lokalen Oszillatorfrequenz fL2 von 129,55 MHz von dem zweiten lokalen Oszillator 12 erlaubt, durch einen Kontakt 33a des Betriebsmoden/Übertragungs/Empfangsschalters 33 hindurchzutreten, und anschließend wird sie mit m (in diesem Falle m = 2) durch den m-fach Multiplizierer 18 multipliziert und so in 259,1 MHz umgewandelt. Ein Ausgang mit dieser Frequenz wird dann digital mit I- und Q-Signalen in den Modulator 19 moduliert. Die auf diese Weise erhaltene Zwischenübertragungsfrequenz fT1 wird von dem Zwischenübertragungsfrequenzverstärker 20 verstärkt. Die Trennschärfe der Frequenz wird durch das Zwischenübertragungsfrequenzbandpassfilter 21 erhöht und dann an den Umsetzer 22 angelegt, der die erste lokale Oszillatorfrequenz fL1 a empfangen hat (die vorangegangene Schaltoperation wird von einer Übertragungs/Empfangssteuerung (hier nicht gezeigt) durchgeführt). Diese ist mit 1636,05 MHz bis 1658,85 MHz in einem Frequenzbereich, der sich von dem unterscheidet, der auftritt, wenn ein Signal empfangen wird. Daher wird die Frequenz in das Hochfrequenzsignal umgewandelt, das die Übertragungsfrequenz fT von 1895,15 MHz bis 1917,95 MHz aufweist, und das die Übertragungsfrequenz für den jeweiligen Teilnehmer darstellt. Anschließend kann das Signal durch den Kontakt 32a des Betriebsmodenschalters 32 hindurchtreten und dann wird die Trennschärfe des Hochfrequenzsignals durch eine Hochfrequenzbandpassfilter 23a erhöht und nachfolgend durch den Hochfrequenzverstärker 24a und den Hochfrequenzleistungsverstärker 25 verstärkt. Dann wird die Trennschärfe durch das Hochfrequenzbandpassfilter 26a erhöht und anschließend kann das Signal durch den Kontakt 31a des Betriebsmodenschalters 31 und den Kontakt 2t des Antennenschalters 2 hindurchtreten. Dann wird das Signal von der Antenne 1 übertragen.
Empfang und Übertragung werden geschaltet, indem der Antennenschalter 2 mit hoher Geschwindigkeit geschaltet wird. In einem Beispielfall, in dem vier Funkübertragungsvorrichtungen dieselbe Frequenz benutzen, wird ein Rahmen, der aus 5 ms besteht, in 8 Zeitschlitze unterteilt, von denen jeder 625 μs umfasst. Eine Funkübertragungsvorrichtung überträgt ein Signal in dem ersten Zeitschlitz, wartet während der folgenden drei Zeitschlitze, empfängt ein Signal im fünften Schlitz und wartet dann wieder während der folgenden drei Zeitschlitze. Während der vorangegangenen Zeitschlitze können andere Funkübertragungsvorrichtungen seriell Übertragung und Empfang wiederholen, so dass Übertragung und Empfang gleichzeitig möglich sind. Wenn ein Signal empfangen wird, wird durch die Übertragungs/Empfangssteuerung (hier nicht gezeigt) der Betrieb jeder Vorrichtung (die Verstärker, Umsetzer und Modulatoren) des Übertragungsschaltkreises abgeschal tet. Wenn ein Signal übertragen wird, wird in ähnlicher Weise jede Vorrichtung in dem Empfangsschaltkreis abgeschaltet.
Der FDD-Modus wird nun beschrieben. Die Betriebsmodenschalter 29, 30, 31 und 32 werden zu den Kontakten 29b, 30b, 31b und 32b geschaltet. Darüber hinaus wird der Betriebsmoden/Übertragungs/Empfangsschalter 33 zu dem Kontakt 33b geschaltet.
Wenn ein Signal empfangen wird, wird ein Hochfrequenzsignal, das durch die Antenne 1 angelegt wird, so weiterverarbeitet, dass das Hochfrequenzbandpassfilter 3b die Empfangsfrequenz fR des jeweiligen Teilnehmers von 810 MHz bis 826 MHz auswählt, weil der Antennenschalter 2 mit dem Kontakt 2r verbunden wurde, und der Betriebsmodenschalter 29 mit dem Kontakt 29b verbunden wurde. Die gewählte Frequenz fR wird an den Hochfrequenzverstärker 4b, in dem die Frequenz fR verstärkt wird, angelegt. Dann wird die Trennschärfe weiter erhöht durch das Hochfrequenzbandpassfilter 5b, und nachfolgend an den Umsetzer 6b angelegt, in dem die Frequenz mit einer ersten lokalen Oszillatortrequenz fLhb von 680,9 MHz bis 696,9 MHz gemischt wird, die von dem ersten lokalen Oszillator 8b zur Verfügung gestellt wird, um in eine erste Zwischenfrequenz fR1 b von 129,1 MHz umgewandelt zu werden. Die Trennschärfe wird durch das erste Zwischenbandpassfilter 9b erhöht, und nachfolgend wird das Signal durch den ersten Zwischenverstärker 10b verstärkt. Dann wird die verstärkte Frequenz durch den Umsetzer 11b mit einer zweiten lokalen Oszillatorfrequenz 129,55 MHz gemischt, die man erhält, indem die zweite lokale Oszillatorfrequenz fL2 von 129,55 MHz, die von dem zweiten lokalen Oszillator 12 durch den Kontakt 33b des Betriebsmoden/Übertragungs/Empfangsschalters 33 erzeugt wird, mit n (in diesem Fall n = 1) durch den n-fach Multiplizierer 14 multipliziert wird, und so in eine zweite Zwischenfrequenz fR2b von 450 kHz umgewandelt. Anschließend wird die Trennschärfe der zweiten Zwischenfrequenz fR2b durch das zweite Zwischenfrequenzbandpassfilter 15b erhöht und nachfolgend durch den Demodulator 16b demoduliert. Auf diese Weise kann eine Empfangsausgabe erhalten werden.
Wenn ein Signal übertragen wird, wird der Betriebsmoden/Übertragungs/Empfangsschalter 33 zu dem Kontakt 33a geschaltet. Eine zweite lokale Oszillatortrequenz fL2 von 129,55 MHz, die von dem zweiten lokalen Oszillator 12 erzeugt wird, kann durch den Kontakt 33a des Betriebsmoden/Übertragungs/Empfangsschalters 33 hindurchtreten und wird anschließend durch den m-fach Multiplizierer 18 mit m (in diesem Fall m = 2) multipliziert, so dass ein Ausgang von 259,1 MHz erhalten wird. Der Ausgang wird digital mit I- und Q-Signalen durch den Modulator 19 moduliert, so dass eine Zwischenübertragungsfrequenz fT1 erhalten wird. Die Zwischenübertragungsfrequenz fT1 wird durch den Zwischenübertragungsfrequenzverstärker 20 verstärkt. Die Trennschärfe der verstärkten Frequenz wird erhöht durch das Zwischenübertragungsfrequenzbandpassfilter 21. Dann wird die Frequenz durch den Umsetzer 22 mit der ersten lokalen Oszillatortrequenz fL1 b von 680,9 MHz bis 696,9 MHz, die dem ersten lokalen Oszillator 8b über den Kontakt 30b des Betriebsmodenschalters 30 zur Verfügung gestellt wird, gemischt, und so in ein Hochfrequenzsignal umgewandelt, das eine Übertragungsfrequenz fTb von 940 MHz bis 946 MHz aufweist. Dann wird dem Hochfrequenzsignal erlaubt, durch den Kontakt 32b des Betriebsmodenschalters 32 hindurchzutreten und anschließend an das Hochfrequenzbandpassfilter 32b angelegt, in dem die Trennschärfe der Frequenz erhöht wird. Dann wird die Frequenz verstärkt durch den Hochfrequenzverstärker 24b und den Hochfrequenzleistungsverstärker 25b. Dann wird die Trennschärfe der Frequenz durch das Hochfrequenzbandpassfilter 26b erhöht und anschließend kann das Signal durch den Kontakt 31b des Betriebsmodenschalters 31 und den Kontakt 2t des Antennenschalters 2 hindurchtreten. Auf diese Weise wird das Signal von der Antenne 1 übertragen.
Empfang und Übertragung, wie sie im Vorangegangenen beschrieben wurden, werden mit einer Periodendauer, die kürzer ist als das Sprachsignal durch das Schalten des Antennenschalters 2 und des Betriebsmoden/Übertragungs-Empfangsschalters 33 ähnlich wie in der Ausführungsform aus 1 geschaltet. Daher können Übertragung und Empfang gleichzeitig durchgeführt werden.
Die gezeigte Struktur kann eine ähnliche Betriebsweise durchführen wie diejenige aus 1, indem Gleichung (1) oder Gleichung (2) so verwendet werden, dass der Multiplikationsfaktor des m-fach Multiplizierers 18 und des n-fach Multiplizierers 14 die Frequenz für die Verwendung in der Übertragung oder dem Empfang nach dem FDD-Verfahren bestimmt werden oder der Divisor der Teiler. Wie oben beschrieben, ist die TDMA-Funkübertragungsvorrichtung so aufgebaut, dass der Übertragungsteil für das FDD-System und der für das TDD-System als eine Einheit ausgebildet sind, dass der Empfangsteil für das FDD- und der für das TDD-System als eine Einheit ausgebildet sind und dass zwei erste lokale Oszillatorschaltungen vorgesehen sind, so dass eine der ersten lokalen Oszillatorschaltungen für die Übertragung und dem Empfang nach dem TDD-Verfahren verwendet wird und die andere Schaltung für die Übertragung und dem Empfang nach dem FDD-Verfahren verwendet wird. Was die zweite lokale Oszillatorschaltung betrifft, so wird hier ein Aufbau ähnlich zu dem aus 1 verwendet. Darüber hinaus wird der m-fach Multiplizierer verwendet, um die Übertragung und den Empfang nach dem TDD-Verfahren durchzuführen. Der m-fach Multiplizierer wird verwendet, um die Übertragung nach dem FDD-Verfahren durchzuführen, während der m-fach Multiplizierer verwendet wird, um den Empfang durchzuführen. Daher können im Vergleich zu einer herkömmlichen Zweibetriebsmoden-Funkübertragungsvorrichtung 3 Trägeroszillatoren eingespart werden. Wie oben beschrieben, kann dadurch die Gesamtzahl der Oszillatoren reduziert werden.
In 3 ist ein Blockdiagramm einer zweiten Zweibetriebsmoden-Funkübertragungsvorrichtung für Zeitmultiplex-Vielfachzugriff mit FDD/TDD gezeigt. Diese Struktur unterscheidet sich dahingehend von der ersten Struktur, die in 2 gezeigt ist, dass Betriebsmodenschalter 34 und 35 eingefügt sind, um die Hochfrequenzverstärker 24a und 24b sowie die Hochfrequenzleistungsverstärker 25a und 25b für die Übertragung gemäß der ersten Ausführungsform zu einem einzigen Hochfrequenzverstärker 24c und einem einzigen Hochfrequenzleistungsverstärker 25c zu vereinigen, so dass der Übertragungshochfrequenzschaltkreis vereinfacht wird. Darüber hinaus wird ein Zweibandfrequenzsynthesizer 8c, der dazu in der Lage ist, Frequenzen im Bereich der Zweifrequenzbänder auszugeben, anstelle der beiden ersten lokalen Oszillatorschaltungen 8a und 8b gemäß der ersten Ausfüh rungsform verwendet, so dass ein erster lokaler Oszillator eingespart wird. Es ist zu bemerken, dass der Zweibandsynthesizer 8c geschaltet wird, um durch eine hier nicht gezeigte Steuerung an den Betriebsmodus und die Übertragung und den Empfang angepasst werden zu können. Die anderen Teile, die dieselben Funktionen wie jene gemäß der ersten Ausführung haben, sind mit denselben Bezugszeichen versehen und werden von der detaillierten Beschreibung ausgenommen.
In dieser Struktur werden, wenn im Falle des TDD-Verfahrens ein Signal übertragen wird, Betriebsmodenschalter 31, 32, 33, 34 und 35 zu Kontakten 31a, 32a, 34a und 35a geschaltet, so dass ein Schaltkreis gebildet wird, der aus dem Umsetzer 22, dem Hochfrequenzbandpassfilter 23a, dem Hochfrequenzverstärker 24c, dem Hochfrequenzleistungsverstärker 25c und dem Hochfrequenzbandpassfilter 26a besteht. Im Falle des FDD-Verfahrens werden die Betriebsmodenschalter 31, 32, 34 und 35 zu Kontakten 31b, 32b, 34 und 35b geschaltet, so dass ein Schaltkreis gebildet wird, der aus dem Umsetzer 22, dem Hochfrequenzbandpassfilter 23b, dem Hochfrequenzverstärker 24c, dem Hochfrequenzleistungsverstärker 25c und dem Hochfrequenzbandpassfilter 26b besteht.
Die beiden obigen Verbesserungen können gemeinsam oder einzeln angewendet werden. Obwohl die Beschreibung dieser Struktur bezüglich des Übertragungsteils erfolgt ist, kann natürlich die Struktur auch auf den Empfangsteil angewendet werden, wenn entsprechende Betriebsmodenschalter an der Rückseite der Hochfrequenzbandpassfilter 3a und 3b sowie über die Hochfrequenzbandpassfilter 5a und 5b hinweg vorgesehen werden.
In 4 ist ein Blockdiagramm einer dritten Zweibetriebsmoden-Funkübertragungsvorrichtung für Zeitmultiplex-Vielfachzugriff mit FDD/TDD gezeigt. Diese Struktur unterscheidet sich von der zweiten Struktur, die in 3 gezeigt ist, darin, dass die Betriebsmodenschalter 31 und 34 ausgelassen sind und dass ein Zweibandtiefpassschalterfilter 36 anstelle der Hochfrequenzbandpassfilter 26a und 26b zwischen dem Hochfrequenzleistungsverstärker 25c und dem Antennenschalter 2 angeordnet ist. Dadurch kann ein Filter eingespart werden und der Betriebsmodenschalter kann vereinfacht werden. Da die anderen Teile ähnlich denen gemäß der zweiten Struktur aus 3 sind, wurden die Teile mit denselben Funktionen mit denselben Bezugszeichen versehen und bei der detaillierten Beschreibung ausgelassen. Die Lage des Zweibandtiefpassschalterfilters ist nicht auf die vorgehend beschriebene Lage beschränkt. Die Anzahl der Teile kann weiter reduziert werden, wenn die Zweibandtiefpassfilter in anderen Teilen eingesetzt werden.
In 5 ist ein Blockdiagramm einer vierten Zweibetriebsmoden-Funkübertragungsvorrichtung für Zeitmultiplex-Vielfachzugriff mit FDD/TDD gezeigt. Diese Struktur unterscheidet sich von derjenigen, die in 2 gezeigt ist, darin, dass ein Betriebsmodenschalter 37 an der Rückseite der ersten Zwischenfrequenzfilter 9a und 9b angeordnet ist. Anstelle der nachfolgenden zweiten Zwischenfrequenzbandpassfilter 15a und 15b und der Demodulatoren 16a und 16b ist eine Synchrondemodulatorschaltung vorgesehen, die aus einem Zwischenfrequenzverstärker 38, Multiplizierern 39 und 40, ein 90°-Phasenschieber 41 und Basisbandtiefpassfiltern 43 und 44 besteht. Darüber hinaus ist für den 90°-Phasenschieber 41 ein Betriebsmodenschalter 42 vorgesehen, um wahlweise die Ausgänge des m-fach Multiplizierers 18 oder des n-fach Multiplizierers 14 zu empfangen.
Infolge der im Vorangegangenen beschriebenen Struktur kann die zweite Zwischenfrequenzschaltung und der Demodulator durch die Synchrondemodulatorschaltung ersetzt werden. Im vorangegangenen Fall wird die Oszillatorfrequenz des zweiten lokalen Oszillators 12 auf 130 MHz gesetzt, die Zwischenfrequenz des TDD-Empfangsschaltkreises wird auf 260 MHz gesetzt und die Zwischenfrequenz der FDD-Empfangsschaltung ist auf 130 MHz gesetzt. Darüber hinaus müssen die Oszillatorfrequenzen der ersten Zwischenfrequenzoszillatoren 8a und 8b gesteuert werden um mit dem Betriebsmodus, der Übertragung and dem Empfang übereinzustimmen, damit sie an die Übertragungs- und Empfangsfrequenzen in der Ausführungsform aus 2 angepasst werden können. Der Aufbau der Synchrondemodulatorschaltung kann ebenso wie die beschriebene Struktur variiert werden. Da eine Synchrondemodulatorschaltung bekannt ist, wird ihre detaillierte Beschreibung hier ausgelassen.
Hier wird die Synchrondemodulatorschaltung anstelle der zweiten Zwischenfrequenzschaltung und des Demodulators gemäß der ersten Ausführungsform eingesetzt, so dass der Aufbau der Schaltung vereinfacht wird.
In 6 ist ein Blockgramm einer fünften Zweibetriebsmoden-Funkübertragungsvorrichtung für Zeitmultiplex-Vielfachzugriff mit FDD/TDD gezeigt. Diese Struktur unterscheidet sich von derjenigen, die in 2 gezeigt ist, darin, dass Antennen 1A und 1B und ein Diversity-Schalter 45 anstelle der Antenne 1 vorgesehen sind. Obwohl nicht dargestellt, werden die Empfangsempfindlichkeiten der Antennen 1A und 1B miteinander verglichen, wenn ein Signal empfangen wird, und um den Mehrfachempfang zu schalten, wird der Diversity-Schalter 45 zu einem Kontakt 45a geschaltet, so dass man eine ausgezeichnete Übertragungs- und Empfangstrennschärfe enthält. Da die Diversity-Technik bekannt ist, wird ihre detaillierte Beschreibung hier ausgelassen.
Wie oben beschrieben, empfängt die Zweibetriebsmoden-Funkübertragungsvorrichtung für Zeitmultiplex-Vielfachzugriff mit FDD/TDD einen Ausgang aus dem n-fach Multiplizierer an einem zweiten lokalen Oszillator für das TDD-System, wenn ein Signal nach dem TDD-Verfahren empfangen wird. Wenn ein Signal nach dem FDD-Verfahren empfangen wird, wird ein Ausgang aus dem m-fach Multiplizierer (oder dem m-Teiler) durch den zweiten lokalen Oszillator für das FDD-Verfahren zur Verfügung gestellt. Wenn ein Signal nach dem TDD-Verfahren oder dem FDD-Verfahren übertragen wird, wird ein Ausgang aus dem m-fach Multiplizierer (oder dem m-Teiler) durch den Modulator empfangen. Auf diese Weise kann die Anzahl der Oszillatoren weiter verringert werden. So kann der Aufbau der Schaltung vereinfacht werden.
Wie oben bezüglich der ersten bis fünften Struktur beschrieben, kann gemäß der vorliegenden Erfindung die Anzahl der Oszillatoren, Filter und dergleichen verringert werden und der Aufbau der Schaltung kann vereinfacht werden.
Die Übertragungs- und Empfangsfrequenzen, die Frequenzen, die in jedem Schaltungsteil auftreten, die Werte wie der Multiplikationsfaktor, die Anzahl der Verstärker und Filter und das Modulationsverfahren des Trägers sind nur als Beispiele beschrieben. Sie können, wenn nötig, natürlich verändert werden. Beispielsweise verlangt das FDD-System einen großen Ausgang und ein Leistungsverstärker mit großem Ausgang kann am Ende des Hochfrequenzleistungsverstärkers vorgesehen werden, der an das FDD-System angepasst ist. Bei den Hochfrequenzbandpassfiltern können diejenigen, die sich an der Ausgangsseite des Leistungsverstärkers befinden, durch Tiefpassfilter ersetzt werden.
Die Techniken gemäß eines jeden Beispiels können allein oder in Kombination miteinander eingesetzt werden. Was den detaillierten Schaltungsaufbau betrifft, so kann dieser abgewandelt werden.
Wie oben beschrieben, umfasst die Funkübertragungsvorrichtung für Zeitmultiplex-Vielfachzugriff mit FDD die zweite Oszillationsvorrichtung, um die zweite Frequenz zu erzeugen, die erste Multiplizier/Dividiervorrichtung, um die zweite Frequenz mit n zu multiplizieren oder dieselbe durch n dividieren, und die zweite Multiplizier/Dividiervorrichtung, um die zweite Frequenz mit m zu multiplizieren oder dieselbe durch m zu teilen. Daher kann die Anzahl der Oszillatoren in vorteilhafter Weise reduziert werden und der Aufbau der Schaltung kann vereinfacht werden.
Die Zweibetriebsmoden-Funkübertragungsvorrichtung für Zeitmultiplex-Vielfachzugrift mit FDD/TDD hat den Vorteil, dass die Anzahl der Oszillatoren weiter reduziert werden kann.
Im Folgenden wird ein erstes Zweifrequenzbandpassfilter beschrieben. 10 ist ein Blockdiagramm eines wesentlichen Teils des ersten Zweifrequenzbandpassfilters. Die 11 und 15 sind Diagramme, welche die Erklärung dieser Struktur unterstützen. In 10 bezeichnet das Bezugszeichen 211 ein erstes Bandpassfilter, das Frequenzen von 950 MHz durchlässt, 212 bezeichnet ein zweites Bandpassfilter, das Frequenzen von 1,9 GHz durchlässt, 213 bezeichnet einen ersten Phasenschieber, der einen Phasenwinkel ϕ1 durchlässt, 214 bezeichnet einen zweiten Phasenschieber, der einen Phasenwinkel ϕ2 durchlässt, 215 bezeichnet einen gemein samen Eingabeanschluss und 216 bezeichnet einen gemeinsamen Ausgabeanschluss.
Die 11(a) und 11(b) zeigen ein Smith-Diagramm, in dem Eingangs- und Ausgangsimpedanz des ersten und zweiten Filters aufgetragen sind. Da ein Bandpassfilter ganz allgemein mit der charakteristischen Impedanz im Durchlassband übereinstimmt, liegt die Impedanz des Bandpassfilters nahe der Mitte des Diagramms. Das Bandpassfilter hat eine Impedanz in der Nähe der Außenseite des Diagramms, wenn die Frequenz außerhalb des Durchlassbandes liegt.
12 zeigt die Durchlasscharakteristik des ersten und zweiten Filters. Wenn die Filter parallel geschaltet werden und die Eingangs- und Ausgangsanschlüsse gemeinsam verbunden werden, fließt das Signal im Durchlassband des ersten Filters 211 zu dem zweiten Filter 212, weil die Impedanz des Bandes von dem zweiten Filter 212 niedrig ist und so eine Dämpfung verursacht. In dem vorangegangenen Fall erhält man eine Übertragungscharakteristik wie in 13 gezeigt und daher verschlechtert sich die Einfügungsdämpfung und die Filtercharakteristik ist zerstört. Demzufolge wurde ein Schalter 163 gemäß einer herkömmlichen Struktur wie in 25 gezeigt verwendet, um die Filter voneinander zu isolieren. In dieser Struktur wird kein Schalter gemäß des herkömmlichen Beispiels verwendet, der ein Steuersignal benötigt, sondern Phasenschieber, die Phasenwinkel von ϕ1 und ϕ2 durchlassen, sind mit den Eingabe- und Ausgabeanschlüssen der Filterverbunden.
Wie in 14(a) gezeigt, ist in dem ersten Filter 211 der Wert des Phasenwinkels ϕ1 des ersten Phasenschiebers 213 an einen geeigneten Wert angepasst, um die Impedanz im Durchlassband (1,9 GHz) des zweiten Filters 212 einen hohen Impedanzwert annehmen zu lassen. Wie in 14(b) gezeigt, ist in ähnlicher Weise in dem zweiten Filter 212 der Wert des Phasenwinkels ϕ2 des zweiten Phasenschiebers 214 an einen geeigneten Wert angepasst, um die Impedanz im Durchlassband (950 MHz) des ersten Filters 211 einen hohen Impedanzwert annehmen zu lassen. Die im Vorangegangenen beschriebenen Elemente sind parallel geschaltet und durch den gemeinsamen Eingabeanschluss 215 und den gemeinsamen Ausgabe anschluss 216 verbunden. In dem vorangegangenen Fall nimmt die Impedanz des zweiten Filters 212 im Durchlassband (950 MHz) des ersten Filters 211 einen hohen Impedanzwert in der Nähe des Leerlaufwertes an. Daher kann ein Verlust der Bandkomponente von 950 MHz zum zweiten Filter 212 effektiv verhindert werden. Auf diese Weise kann die Einfügungsdämpfungscharakteristik des ersten Filters 211 beibehalten werden. In ähnlicher Weise wird die Impedanz des ersten Filters 211 im Durchlassband (1,9 GHz) des zweiten Filters 212 bis zu einem Wert in der Nähe des Leerlaufwertes erhöht. Auf diese Weise kann der Verlust der Bandkomponente von 1,9 GHz zu dem ersten Filter 211 effektiv verhindert werden. Daher kann die Einfügungsdämpfungscharakteristik des zweiten Filters 212 beibehalten werden. Deshalb entsteht eine Gesamtübertragungscharakteristik wie in 15 gezeigt.
16 ist ein Blockdiagramm, das einen wesentlichen Teil des ersten Zweifrequenzverzweigungsfilters zeigt. Mit Bezug auf 16 bedeutet das Bezugszeichen 71 ein erstes Bandpassfilter, das den Durchlass einer Frequenz von 950 MHz erlaubt. 72 bedeutet ein zweites Bandpassfilter, das den Durchlass einer Frequenz von 1,9 GHz erlaubt. 73 bedeutet einen ersten Phasenschieber, der einen Phasenwinkel von ϕ1 durchlässt. 74 bedeutet einen zweiten Phasenschieber, der einen Phasenwinkel von ϕ2 durchlässt. 75 bedeutet einen gemeinsamen Eingabeanschluss, 76 bedeutet einen ersten Ausgabeanschluss und 77 bedeutet einen zweiten Ausgabeanschluss. Basierend auf demselben Grundprinzip wie das, das in der 10 verwendet wurde, wird in dem ersten Filter 71 der Winkelwert des Phasenwinkels ϕ1 des ersten Phasenschiebers 73 auf einen angemessenen Wert eingestellt, um die Impedanz in dem Durchlassband (1,9 GHz) des zweiten Filters 72 einen hohen Impedanzwert annehmen zu lassen. In dem zweiten Filter 72 wird der Winkel des Phasenwinkels ϕ2 des zweiten Phasenschiebers 74 so zu einem angemessenen Wert eingestellt, dass die Impedanz im Durchlassband (950 MHz) des ersten Filters 71 einen hohen Impedanzwert annimmt. Deshalb kann ein Verlust der Bandkomponente von 1,9 GHz aus dem gemeinsamen Eingabeanschluss 75 zu dem zweiten Filter 72 effektiv verhindert werden. Auch ein Verlust der 950 MHz Komponente zu dem ersten Filter 71 kann effektiv verhindert werden. Folglich kann ein Zweifrequenzverzweigungsfilter aufgebaut werden, in dem nur die 950 MHz Komponente an dem ersten Ausgabeanschluss 76 abgegriffen werden kann, wobei nur der Übertragungsverlust infolge des ersten Filters 71 stattfindet und es kann nur die 1,9 GHz Komponente an dem zweiten Ausgabeanschluss 77 abgegriffen werden, wobei nur der Übertragungsverlust infolge des zweiten Filters 77 stattfindet.
17 zeigt ein Blockdiagramm eines zweiten Zweifrequenzbandpassfilters. Die Bezugszeichen 81 und 82 bezeichnen erste und zweite Bandpassfilter ähnlich zu denen gemäß der Ausführungsform, die in 10 gezeigt ist. Das Bezugszeichen 83 bezeichnet eine Übertragungsleitung mit einer elektrischen Länge von L1. 84 bezeichnet eine zweite Übertragungsleitung mit einer elektrischen Länge von L2 und 85 und 86 bezeichnen einen gemeinsamen Eingabeanschluss und einen gemeinsamen Ausgabeanschluss. Ähnlich zu der Schaltung, die in 10 gezeigt ist, nimmt in dem ersten Filter 81 die Impedanz im 1,9 GHz Band einen hohen Impedanzwert an, indem die elektrische Länge L1 der ersten Übertragungsleitung auf einen angemessenen Wert eingestellt wird. In dem zweiten Filter 82 bekommt die Impedanz im 950 MHz Band einen hohen Impedanzwert, indem die elektrische Länge L2 der zweiten Übertragungsleitung 84 auf einen angemessenen Wert eingestellt wird. Daher kann ein ähnlicher Effekt wie derjenige, den man aus der Schaltung in 10 erhält, erreicht werden.
18 ist ein Blockdiagramm, das einen wesentlichen Teil eines zweiten Zweifrequenzverzweigungsfilters zeigt. Dieses Filter ist so aufgebaut, dass der Phasenschieber gemäß der Schaltung aus 16 durch eine Übertragungsleitung ersetzt ist. Basierend auf demselben Grundprinzip, das in der Schaltung in 17 verwendet wurde, kann ein ähnlicher Effekt erreicht werden wie der, den man durch die Schaltung in 16 erhält.
19 ist ein Blockdiagramm eines wesentlichen Teils eines dritten Zweifrequenzbandpassfilters. Die Bezugszeichen 101 und 102 bezeichnen erste und zweite Bandpassfilter ähnlich wie die gemäß der Schaltung, die in 10 gezeigt ist. Das Bezugszeichen 103 bezeichnet ein Tiefpassfilter, das Frequenzen von 950 MHz durchlässt, 104 bezeichnet ein Hochpassfilter, das Frequenzen von 1,9 GHz durchlässt und 105 und 106 bezeichnen einen gemeinsamen Eingabeanschluss und ei nen gemeinsamen Ausgabeanschluss. Ähnlich wie in der Struktur, die in 10 gezeigt ist, nimmt die Impedanz indem Band von 1,9 GHz einen hohen Impedanzwert an, indem die Werte der Schaltungselemente, wie Kondensatoren und Spulen des Tiefpassfilters 103 entsprechend eingestellt werden, um den Durchlasswinkel in dem Band von 1,9 GHz auf einen geeigneten Wert einzustellen. Darüber hinaus wird in dem zweiten Filter 102 die Impedanz im Band von 950 MHz auf einen hohen Impedanzwert eingestellt, indem die Werte der Schaltungselemente wie Kondensatoren und Spulen des Hochpassfilters 104 entsprechend eingestellt werden, um den Durchlasswinkel in dem Band von 950 MHz auf einen geeigneten Wert einzustellen. Daher kann ein ähnlicher Effekt, wie der, den man mit der Struktur aus 10 erhält, erreicht werden.
20 ist ein Blockdiagramm, das einen wesentlichen Teil eines dritten Zweifrequenzverzweigungsfilters zeigt. Dieses Filter ist so aufgebaut, dass die Phasenschieber gemäß der Struktur, die in 16 gezeigt ist, durch ein Tiefpassfilter und ein Hochpassfilter ersetzt sind. Basierend auf den selben Grundprinzipien wie denjenigen, die in der Struktur aus 19 angewendet wurden, kann ein ähnlicher Effekt wie der, den man der Struktur aus 16 erhält, erreicht werden.
Obwohl die Schaltungen, die in den 19 und 20 gezeigt sind, konzentrierte Schaltkreiselemente umfassen, die als Tiefpassfilter und als Hochpassfilter dienen, kann auch eine Leitung mit verteilten Konstanten verwendet werden, um einen ähnlichen Effekt zu erreichen.
21 zeigt den Aufbau eines vierten Zweifrequenzbandpassfilters. Dieses Filter ist so aufgebaut, dass die Zweifrequenzbandpassfilter, die in 19 gezeigt sind, als integrierte dielektrische Mehrschichtstruktur ausgebildet sind. 21 zeigt ein Beispiel, in dem zwei Bandpassfilter in vertikaler Richtung in einer Einheit übereinander geschichtet sind. In 21 bezeichnen die Bezugszeichen 212a bis 212h erste bis achte Schichten aus dielektrischem Material, 212i, 212l und 212o bezeichnen erste, zweite und dritte geerdete Schirmungsschichten und 212j, 212k, 212m und 212n bezeichnen erste bis vierte Musterschichten. Das Bezugszeichen 121 bezeichnet ein erstes Bandpassfilter mit zwei 1/4 Wellenlängenresonatoren, die kurzgeschlossene Enden haben; einem Kondensator, der durch gegenüberliegende Elektroden gebildet ist, um die zwei 1/4 Wellenlängenresonatoren zu verbinden und dergleichen. Bezugszeichen 122 bezeichnet ein zweites Bandpassfilter mit zwei 1/4 Wellenlängenresonatoren, die eine andere Resonanzfrequenz haben als der Resonator, der im dem ersten Bandpassfilter 121 enthalten ist und mit einem Kondensator, der durch gegenüberliegende Elektroden gebildet ist, um die 1/4 Wellenlängenresonatoren zu verbinden und dergleichen. Bezugszeichen 123 bezeichnet ein Tiefpassfilter mit einem geerdeten Kondensator, der durch gegenüberliegende Elektroden gebildet ist, und einer in Reihe geschalteten Spule, die durch Drahtwindungen gebildet ist. Bezugszeichen 124 bezeichnet ein Hochpassfilter mit einem in Reihe geschalteten Kondensator, der durch gegenüberliegende Elektroden gebildet ist, und einer geerdeten Spule, die durch Drahtwindungen gebildet ist. Bezugszeichen 125 bezeichnet einen Eingabeanschluss, 126 bezeichnete einen Ausgabeanschluss und 127 bezeichnet eine geerdete Elektrode. Mit diesem Aufbau kann ähnlich wie bei der Struktur, die in 19 gezeigt ist, ein Zweifrequenzbandpassfilter realisiert werden. Da eine integrierte Aufbauweise verwendet ist, kann die Größe der Schaltung reduziert werden.
22 ist eine schematische Darstellung eines fünften Zweifrequenzbandpassfilters. Dieses Filter hat einen anderen Aufbau, bei dem die dielektrischen Schichten des Zweifrequenzbandpassfilters in integrierter Weise übereinandergelegt sind. Bei dieser Struktur sind zwei Bandpassfilter in horizontaler Weise angeordnet, wenn sie integriert hergestellt werden. In 22 bedeuten die Bezugszeichen 213a bis 213e erste bis fünfte Schichten von dielektrischem Material, 213f und 213i bedeuten erste und zweite geerdete Schirmungsschichten und 213g und 213h bezeichnen erste und zweite Musterschichten. Das Bezugszeichen 131 bezeichnet ein erstes Bandpassfilter, 132 bezeichnet ein zweites Bandpassfilter, 133 bezeichnet ein Tiefpassfilter, 134 bezeichnet ein Hochpassfilter, 135 bezeichnet einen Eingabeanschluss, 136 bezeichnet einen Ausgabeanschluss, 137 bezeichnet eine geerdete Elektrode und 138 bezeichnet eine innere Schirmungselektrode. Auch mit dieser Struktur kann ein Zweifrequenzbandpassfilter aufgrund eines Effektes ähnlich zu dem, den man mit der Struktur aus 19 erhält, hergestellt werden. Darüber hinaus kann die Größe der Schaltung ähnlich wie bei der Struktur, die in 21 gezeigt ist, reduziert wer den. Obwohl im Vergleich zu der in 21 gezeigten Struktur die Größe der Oberfläche vergrößert ist, kann die Höhe verkürzt werden. Eine tragbare Vorrichtung, wie man sie in der Mobilkommunikation verwendet, benötigt üblicherweise eher eine niedrige Abmessung als eine reduzierte Oberfläche. Deshalb ist die Struktur, die im Vorangegangenen geschildert wurde, von Vorteil.
23 ist eine schematische Ansicht eines vierten Zweifrequenzverzweigungsfilters. Dieses Filter ist so aufgebaut, dass das Zweifrequenzverzweigungsfilter, das in 20 gezeigt ist, durch integriert hergestellte Schichten aus dielektrischem Material aufgebaut wird. In 23 bezeichnen die Bezugszeichen 214a bis 214h erste bis achte Schichten von dielektrischem Material, 214i, 214l und 214o bedeuten erste, zweite und dritte geerdete Schirmungsschichten, 214j, 214k, 214m und 214n bedeuten erste bis vierte Musterschichten. Bezugszeichen 141 bedeutet ein erstes Bandpassfilter, 142 bedeutet ein zweites Bandpassfilter, 143 bedeutet ein Tiefpassfilter, 144 bedeutet ein Hochpassfilter, 145 bedeutet einen Eingabeanschluss, 146 bedeutet einen ersten Ausgabeanschluss, 147 bedeutet einen zweiten Ausgabeanschluss und 148 bedeutet eine geerdete Elektrode. Als Ergebnis kann ähnlich wie bei der Struktur in 20 ein Zweifrequenzverzweigungsfilter hergestellt werden. Da die Struktur integriert hergestellt wird, kann die Größe der Schaltung reduziert werden. 24 ist eine schematische Ansicht eines fünften Zweifrequenzverzweigungsfilters. Diese Struktur unterscheidet sich von der Struktur, die in 23 gezeigt ist, darin, dass das Zweifrequenzverzweigungsfilter aus 20 durch integriert hergestellte Schichten aus dielektrischem Material gebildet ist. In dieser Struktur sind zwei Bandpassfilter bei der integrierten Herstellung horizontal angeordnet. Diese Struktur ist im Wesentlichen die gleiche wie die aus 22. Bezugszeichen 156 bezeichnet einen ersten Ausgabeanschluss und 157 bezeichnet einen zweiten Ausgabeanschluss. Außerdem kann mit dieser Struktur ein ähnlicher Effekt wie der, den man mit der Struktur aus 20 erhält, erreicht werden, so dass ein Zweifrequenzverzweigungsfilter realisiert wird. Da die integrierte Struktur verwendet wird, kann die Größe des Schaltkreises verringert werden. Obwohl im Vergleich zu der Ausführungsform von 23 die Oberflächenabmessung vergrößert ist, kann die Höhe in vorteilhafter Weise für einen Einsatz in einem tragbaren Telefon oder dergleichen verkürzt werden.
Obwohl die Strukturen, die in den 21 bis 24 gezeigt sind, das Bandpassfilter aufweisen, das durch zwei 1/4 Wellenlängenresonatoren mit zwei kurzgeschlossenen Enden gebildet wird, können drei oder mehr Resonatoren vorgesehen werden. Eine andere Struktur, in der kein Resonator vorgesehen ist, kann verwendet werden, um einen ähnlichen Effekt zu erreichen.
Obwohl jede der Strukturen, die in 16, 18, 20, 23 und 24 gezeigt sind, das Verzweigungsfilter aufweist, kann natürlich ein Frequenzkombinierer erhalten werden, indem man den Eingang und den Ausgang vertauscht.
Obwohl jede der Strukturen, die in den 10 bis 24 gezeigt sind, so aufgebaut sind, dass das erste und zweite Bandpassfilter den Durchlass des 950 MHz Bandes und des 1,9 GHz Bandes erlauben, um die Beschreibung zu vereinfachen, kann natürlich jede Kombination von zwei Frequenzen verwendet werden, wenn das erste Filter den Durchlass einer Frequenz erlaubt, die höher ist als die Durchlassfrequenz des zweiten Filters und wenn die Bedingungen für die Frequenz erfüllt sind.
Obwohl jede der Strukturen, die in den 10 bis 24 gezeigt sind, das Zweifrequenzbandpassfilter, das Verzweigungsfilter und den Frequenzkombinierer umfasst, kann eine ähnliche Technik ein Vielfrequenzbandpassfilter, ein Vielfrequenzverzweigungsfilter und einen Vielfrequenzkombinierer, die an eine Vielzahl von Frequenzen einschließlich an drei Frequenzen, anpassbar sind, ermöglichen.
Wie oben beschrieben, kann ein Zweifrequenzbandpassfilter realisiert werden, das kein Steuersignal benötigt und fähig ist, die Gesamteinfügungsdämpfung zu reduzieren.
Darüber hinaus kann ein Zweifrequenzverzweigungsfilter (Kombinator), das kein Steuersignal benötigt und fähig ist, die Gesamteinfügungsdämpfung zu reduzieren, realisiert werden.
27 ist ein Schaltungsdiagramm, das einen wesentlichen Teil einer ersten Ausführungsform eines VCO mit steuerbarem Frequenzband zeigt. Eine Spannung VT für die Variation der Frequenz wird an einen Spannungsanschluss 301 angelegt. Dann wird VT durch die Kondensatoren 302 und 303 weitergeleitet und über eine Spule 304 an die Kathode einer Varaktordiode 305 angelegt. Die Kathode der Varaktordiode 305 ist über einen Kondensator 306 mit einer Leitung mit verteilten Konstanten 307 und einem Kondensator 309 zur Resonanz verbunden. Während die Anode derselben geerdet ist. Das andere Ende der Leitung mit verteilten Konstanten 307 ist über einen Bandschalter 15 auf Masse gelegt. Der Kondensator 309 für die Einstellung der Resonanzfrequenz, die Varaktordiode 305 und die Leitung mit verteilten Konstanten 307 bilden einen Resonanzschaltkreis. Die anderen Anschlüsse der Kondensatoren 302, 303 und 309 sind auf Masse gelegt.
Der Verbindungspunkt zwischen der Leitung mit verteilten Konstanten 307 und dem Kondensator 309 ist mit dem Kollektor eines Resonanztransistors 320 über einen Kondensator 314 verbunden. Eine Versorgungsspannung ist von einem Leistungsversorgungsanschluss 316 durch eine Drosselspule 321 an den vorangegangenen Kollektor angeschlossen. Die Versorgungsspannung wird durch die Widerstände 318 und 319 geteilt und an die Basis des Transistors 310 von einem Leistungsversorgungsanschluss 317 angelegt. Der besagte Verbindungspunkt ist über einen Kondensator 323 geerdet, um die Gleichstromkomponente abzuschneiden. Ein Kondensator 322 ist zwischen den Kollektor und die Basis des Oszillatortransistors 320 geschaltet. Ein Kondenstor 324 ist zwischen den Kollektor und den Emitter des Oszillatortransistors 320 geschaltet. Ein Kondensator 325 und eine Drosselspule 326 sind parallel zu dem Emitter des Transistors 320 geschaltet und die anderen Enden liegen auf Masse. Der Emitter des Transistors 320 ist weiterhin mit der Basis eines Puffertransistors 328 über einen Kondensator 327 verbunden. Der Emitter des Transistors 328 liegt auf Masse und der Kollektor ist mit einer Spannungsquelle über eine Spule 330 verbunden und weiterhin mit einem Ausgabeanschluss 331 verbunden.
Im Folgenden wird die Funktionsweise der oben beschriebenen Schaltung erklärt. Zu Beginn wird ein Bandschalter 315 kurzgeschlossen um das Oszillationsfrequenz band zu bestimmen. Dadurch wird der Resonanzschaltkreis einschließlich der Leitung mit verteilten Konstanten 307 in einen Zustand gebracht, in dem ein Ende der Leitung mit verteilten Konstanten 307 geerdet ist. Daher schwingt der Resonanzschaltkreis mit einem Frequenzband, das im Wesentlichen die Wellenlänge λ1, die der Gleichung λ1 = 4L, d. h., L = λ1/4 (im Folgenden als "1/4 Wellenlängenmodus" bezeichnet) genügt. Daher schwingt ein Oszillatorkreis einschließlich des Transistors 320. In ähnlicher Weise wird die Spannung VT für eine Veränderung der Frequenz an den Spannungsanschluss 301 angelegt und an die Varaktordiode 305 angelegt, so dass die äquivalente Kapazität der Varaktordiode 305 sich ändert. Auf diese Weise kann die Oszillatorfrequenz exakt eingestellt werden. Der Oszillatorausgang, der infolge der Oszillation des Oszillatorkreises einschließlich des Transistors 320 übertragen wird, wird von einem Pufferschaltkreis infolge des Transistors 328 durch den Ausgabeanschluss 331 übertragen.
Dann wird der Bandschalter 315 geöffnet, um das Oszillatorfrequenzband zu ändern. Dadurch schwingt der Resonanzschaltkreis einschließlich der Leitung mit verteilten Konstanten 307 mit einem Frequenzband, das im Wesentlichen die Wellenlänge λ2 einschließt, die der Gleichung λ2 = 2L, d. h., L = λ₂/2 genügt, wenn man annimmt, dass die Länge der Leitung mit verteilten Konstanten 307 L ist (im Folgenden als ein "1/2 Wellenlängenmodus°' bezeichnet). Daher schwingt der Oszillatorschaltkreis einschließlich des Transistors 320. Weil die Spannung VT für die Variation der Frequenz, die an den Spannungsanschluss 301 angelegt wird, für eine Variation der Frequenz an die Kathode der Varaktordiode 305 angelegt wird, ändert sich die äquivalente Kapazität der Varaktordiode 305. Daher wird die Oszillatorfrequenz exakt eingestellt.
Zu dieser Zeit sind die Resonanzfrequenzen f1 und f2 wie folgt: f1 = k/λ1, f2 = k/λ2 wobei k eine Konstante ist, die durch die Struktur der Leitung mit verteilten Konstanten bestimmt wird.
Daher f2 = k/4L, f2 = k/2L
Demzufolge findet, wenn der Bandschalter 315 geöffnet ist, d. h., wenn die leitenden Enden der Leitung mit verteilten Konstanten 307 geöffnet sind, um eine Resonanz im 1/2 Wellenlängenmodus zu erlauben, Resonanz in einem Frequenzbereich statt, der zweimal so hoch ist wie in dem Fall, wenn die Anschlüsse kurzgeschlossen sind.
28 ist ein Schaltbild, das einen wesentlichen Teil einer zweiten Ausführungsform eines VCO mit steuerbarem Frequenzband gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt. 29 ist ein Schaltbild, das einen wesentlichen Teil eines Resonanzschaltkreises zeigt, wenn ein Ende der Leitung mit verteilten Konstanten geöffnet ist. 30 ist ein Schaltbild, das einen wesentlichen Teil eines Resonanzkreises zeigt, wenn ein Ende der Leitung mit verteilten Konstanten geerdet ist. Die Teile, die dieselben Funktionen haben wie jene entsprechend der Ausführungsform aus 27, haben dieselben Bezugszeichen und werden aus der Beschreibung ausgelassen. Obwohl die Spannung VT für die Variation der Frequenz als erste Spannung an den Spannungsanschluss 301 angelegt wird, um die Frequenz ähnlich wie bei der Ausführungsform aus 27 zu variieren, ist hier im Unterschied zu Ausführungsform aus 27 die Anode einer Schaltdiode 308, die eine Schaltvorrichtung ist, anstelle des Bandschalters 315 vorgesehen und mit dem anderen Ende der Leitung mit verteilten Konstanten 307 verbunden, wobei die Kathode der Schaltdiode 308 geerdet ist. Eine Spule 311 ist mit einem Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator 309 für die Anpassung der Resonanzfrequenz und der Leitung mit verteilten Konstanten 307 verbunden. Der andere Anschluss der Spule 311 ist mit einem Frequenzbandschaltstromversorgungsanschluss 310 verbunden, an den eine Frequenzbandschaltspannung VS, die eine zweite Spannung ist, angelegt wird. Die Erdung erfolgt von dem obengenannten Punkt über die Kondensatoren 312 und 313. Die Kondensatoren 312 und 313 umfassen, ähnlich wie die Kondensatoren 302 und 303, Kondensatoren, die unterschiedliche Charakteristiken aufweisen, so dass eine vollständige Überbrückung erreicht wird, um einen äußeren Verlust der Hochfrequenzkomponente zu vermeiden und das Einstreuen von Rauschen von außerhalb zu verhindern.
Nun wird die Funktionsweise der vorangegangen Struktur beschrieben. Wenn als Spannung VS zum Schalten des Frequenzbandes ein Massepotential oder ein negatives Potential an den Stromversorgungsanschluss 310 angelegt wird, um das Frequenzband zu schalten und dadurch das Oszillationsfrequenzband festzulegen, ist die Schaltdiode 308 nicht elektrisch leitfähig. Daher ist das andere Ende der Leitung mit verteilten Konstanten 307 gleichsam geöffnet. Demzufolge schwingt der Resonanzkreis einschließlich der Leitung mit verteilten Konstanten 307 in einem Hochfrequenzband, ähnlich wie in der Ausführungsform, die in 27 gezeigt ist, im Wesentlichen in dem 1/2 Wellenlängenbetriebsmodus, weil das Ende der Leitung mit verteilten Konstanten 307 geöffnet wurde. Daher schwingt der Oszillatorschaltkreis einschließlich des Transistors 302. Wenn die Spannung VT für die Variation der Frequenz, die an den Spannungsanschluss 310 angelegt wird, an die Varaktordiode 308, welche die Varaktorvorrichtung ist, angelegt wird, um die Frequenz zu verändern, wird die Oszillationsfrequenz exakt eingestellt. Der Oszillatorausgang, der von dem Oszillatorschaltkreis einschließlich des Transistors 320 erzeugt wird, wird von dem Pufferschaltkreis infolge des Transistors 328 durch den Ausgabeanschluss 331 übertragen.
Anschließend wird die Frequenzbandschaltspannung VS an den Frequenzbandschaltstromversorgungsanschluss 310 angelegt, um die Schaltdiode 308 anzuschalten. Die Schaltdiode 308, die angeschaltet wurde mit der Spannung VS, um zuzulassen, dass das Schaltfrequenzband durch die Leitung mit verteilten Konstanten 307 hindurchgelassen wird, verursacht, dass das andere Ende der Leitung mit verteilten Konstanten 307 geerdet ist. Da das andere Ende der Leitung mit verteilten Konstanten 307 geerdet ist, schwingt der Resonanzschaltkreis einschließlich der Leitung mit verteilten Konstanten 307 in einem niedrigen Frequenzband, welches im Wesentlichen halb so groß ist wie der 1/4 Wellenlängenmodus. Der Oszillatorschaltkreis einschließlich des Transistors 320 schwingt. Wenn die Spannung VT zur Variation der Frequenz, die an den Frequenz variierenden Spannungsanschluss 301 angelegt wird, an die Varaktordiode 305 ähnlich wie in der vorangegangenen Struktur angelegt wird, ändert sich die äquivalente Kapazität der Varaktordiode 305. Daher wird die Oszillationsfrequenz exakt eingestellt. In dieser Ausführungsform kann der Kondensator 309 ausgelassen werden, wenn die Resonanzfrequenz durch die Varaktordiode 305 und die Leitung mit verteilten Konstanten 307 bestimmt werden kann.
Es ist anzumerken, dass die Schaltdiode 308 durch eine andere Schaltvorrichtung ersetzt werden kann, die ähnlich arbeiten kann, z. B. einem FET. Im vorangegangenen Fall wird nicht zugelassen, dass die Spannung für die Steuerung des Schaltens des Frequenzbandes durch die Leitung mit verteilten Konstanten hindurchtritt, sondern sie wird an den Gateanschluss angelegt.
31 zeigt eine dritte Ausführungsform eines VCO mit steuerbarem Frequenzband gemäß der vorliegenden Erfindung in einer erklärenden Ansicht, welche die Kombination von Leitungen mit verteilten Konstanten zeigt. In 31(a) ist die Leitung mit verteilten Konstanten in Anteile 307a und 307b mit unterschiedlichen Längen unterteilt. Ein Schalter 315a ist zwischen den Anteilen 307a und 307b angeordnet. Ein anderes Ende ist in Wechselstromhinsicht geerdet. Wenn der Schalter 315a eingeschaltet wird, wird eine Leitung mit verteilten Konstanten gebildet, die einen geerdeten Anschluss hat und die im 1/4 Wellenlängenmodus schwingt, in der Weise, dass die Länge L₁ + L₂ ist, wie in 31(b) gezeigt. Wenn der Schalter 315a ausgeschaltet ist, wird eine Leitung mit verteilten Konstanten gebildet, die im 1/2 Wellenlängenmodus schwingt, in der Weise, dass die Länge L₁ beträgt, wie in 31(c) gezeigt. Wenn die Schaltung, die in 31(a) gezeigt ist, anstelle der Leitung mit verteilten Konstanten 307 in die Schaltung aus 27 geschaltet wird, um geeignete Längen L₁ und L₂ zu wählen, ist das Frequenzband nicht auf 1 : 2 beschränkt. Die Freiheit des Resonanzfrequenzbandes kann erhöht werden.
In der Struktur, die in 31(a) gezeigt ist, ist ein Schalter zwischen zwei Leitungen mit verteilten Konstanten vorgesehen. Wenn die Anzahl der Unterteilungen der Leitung mit verteilten Konstanten und die Anzahl der Schalter zunimmt, können drei oder mehr Frequenzbänder gewählt werden. Im vorangegangenen Fall muss das andere Ende der Leitung mit verteilten Konstanten nicht unbedingt geerdet sein.
Wenn die Schaltung, die in 31(a) gezeigt ist, als die Leitung mit verteilten Konstanten für die Schaltung aus 28 verwendet wird und eine Diode 308 anstelle des Schalters 315a vorgesehen wird, kann die im vorangegangene Funktionsweise mit der Schaltung aus 28 erreicht werden. Im vorangegangenen Fall wird, da die Diode nur zwei Frequenzbänder wählen kann, eine Schaltvorrichtung wie FET verwendet, der fähig ist drei oder mehr Frequenzbänder zu wählen.
32 zeigt eine vierte Ausführungsform eines VCO mit steuerbarem Frequenzband gemäß der vorliegenden Erfindung in einer erklärenden Ansicht, die eine Kombination von Leitungen mit verteilten Konstanten zeigt. Mit Bezug auf 32(a) ist die Struktur so aufgebaut, dass die Länge L₁ + L₂ ist und Masse bei einer Position mit der Länge L₁ von einem Ende aus gesehen durch einen Schalter 315b hergestellt werden kann. Wenn der Schalter 315b eingeschaltet wird, wird eine Leitung mit verteilten Konstanten mit der Länge L₁, die in dem 1/4 Wellenbetriebsmodus schwingt, gebildet, wie dies in 32(b) gezeigt ist. Wenn der Schalter 315a ausgeschaltet ist, wird eine Leitung mit verteilten Konstanten gebildet, die eine Länge von L₁ + L₂ aufweist, und die im 1/2 Wellenlängenmodus, wie in 32(c) gezeigt, schwingt. Wenn die Schaltung, die in 32(a) gezeigt ist, anstelle der Leitung mit verteilten Konstanten 307 in dem Schaltkreis aus 27 eingebaut wird, um die Längen L₁ und L₂ entsprechend zu wählen, ist das Frequenzband nicht auf 1 : 2 beschränkt, sondern die Freiheit des Resonanzfrequenzbandes, zu dem das Schalten erfolgen kann, wird verbessert.
Wenn die Schaltung, die in 32(a) gezeigt ist, als Leitung mit verteilten Konstanten für die Schaltung aus 28 verwendet wird und eine Diode 308 anstelle des Schalters 315a vorgesehen wird, kann die im vorangegangenen geschilderte Funktionsweise in der Schaltung aus 28 erreicht werden.
Obwohl die Struktur aus 32(a) einen Schalter umfasst, der in einer Zwischenposition innerhalb einer Leitung mit verteilten Konstanten angeschlossen ist, ermöglicht die Erhöhung der Anzahl von Schaltern die wechselnd ein- oder ausgeschaltet werden können, dass drei oder mehr Frequenzen ausgewählt werden können. Im vo rangegangenen Fall ist eine Kombination, indem das andere Ende der Leitung mit verteilten Konstanten geerdet ist, nicht unbedingt erforderlich. Da die Diode nur zwei Frequenzbänder wählen kann, wird eine Schaltvorrichtung wie beispielsweise ein FET verwendet, um drei oder mehr Frequenzbänder auswählen zu können.
Obwohl aus der Struktur aus 32(a) ein Schalter an einer Zwischenposition einer Leitung mit verteilten Konstanten angeschlossen ist, kann ein Schalter an einer Zwischenposition zwischen zwei Leitungen mit verteilten Konstanten angeschlossen werden um einen ähnlichen Effekt zu erreichen.
33 zeigt eine fünfte Ausführungsform einer VCO mit steuerbarem Frequenzband gemäß der vorliegenden Erfindung in einer erklärenden Ansicht, die eine Kombination von Leitungen mit verteilten Konstanten zeigt. In 33 ist die Schaltung so aufgebaut, dass eine Erdung von einer Zwischenposition mit einer Leitung mit verteilten Konstanten 307a oder 307b wie in 31(a) gezeigt durch den Schalter 315c erreicht werden kann. Wenn beide Schalter 315a und 315c ausgeschaltet sind, oder entweder der Schalter 315a oder der Schalter 315c eingeschaltet sind, kann ein Schalten von drei Frequenzbändern durchgeführt werden. Indem die Anzahl der Schalter weiter erhöht wird, kann auch die Anzahl der Frequenzbänder, zu denen geschaltet werden kann, weiter erhöht werden. Dieser Vorteil kann erreicht werden, indem die Anzahl der Schalter in der Schaltung aus 32(a) erhöht wird.
Es ist zu bemerken, dass eine Schaltvorrichtung wie ein FET anstelle der Schalter 315a oder 315c in dieser Ausführungsform verwendet werden kann. Durch Steuerung des Gatepotentials dieser Transistoren kann die Verbindung, Trennung, Erdung und Öffnung der Leitungen mit verteilten Konstanten willkürlich geschaltet werden.
Gemäß jeder der Strukturen aus den 27 und 28 wird der Schalter oder die Schaltdiode, die an dem anderen Ende der Leitung mit verteilten Konstanten vorgesehen sind, ein- oder ausgeschaltet, um den Resonanzmodus der Leitung mit verteilten Konstanten von einer 1/2 Wellenlänge auf eine 1/4 Wellenlänge zu schalten. Daher kann ein VCO mit steuerbarem Frequenzband realisiert werden, der nur eine einfache Struktur benötigt.
Gemäß jeder der Strukturen, die in den 31 und 32 gezeigt sind, kann, wenn der Schalter oder die Schaltdiode, die zwischen der Leitung mit verteilten Konstanten, welche in mindestens zwei Teile unterteilt ist, vorgesehen ist, ein- oder ausgeschaltet wird, oder, wenn der Schalter oder die Schaltdiode, die so angeordnet sind, dass sie von einer mittleren Position einer Leitung mit verteilten Konstanten geerdet wird, ein- oder ausgeschaltet wird, die Länge der Leitung mit verteilten Konstanten geändert werden und der Resonanzmodus kann von einer 1/2 Wellenlänge zu einer 1/4 Wellenlänge geschaltet werden und es ist dabei nur eine einfache Struktur nötig. Daher kann ein VCO mit steuerbarem Frequenzband realisiert werden, der eine verbesserte Freiheit beim Einstellen des Frequenzbandes aufweist.
Gemäß der Ausführungsform, die in 33 gezeigt ist, kann ein VCO realisiert werden, der drei oder mehr Frequenzbänder schalten kann, indem die VCOs aus den 31 und 32 miteinander kombiniert werden oder indem zwei oder mehr Schalter ein- oder ausgeschaltet werden.
Die Strukturen der Teile, einschließlich der Resonanzkreise, die Oszillatorschaltungen und die umgebenden Schaltungen, die in den 27 und 28 gezeigt sind, sind nicht auf die erläuterten Strukturen beschränkt. Modifikationen und Kombinationen innerhalb des Umfangs der Erfindung können erlaubt sein. Obwohl die Beschreibung eine Struktur zum Gegenstand hatte, in der der Kondensator, die Varaktordiode und die Schaltdiode direkt geerdet sind, können sie natürlich auch in Wechselstromhinsicht geerdet sein.
Die Varaktordiode und die Schaltdiode können durch andere Vorrichtungen mit gleichartiger Funktionsweise ersetzt werden. Beispielsweise kann die Schaltdiode 308 durch einen FET ersetzt werden. Im vorangegangenen Fall wird die Frequenzbandschaltsteuerspannung angelegt ohne durch die Leitung mit verteilten Konstanten hindurchtreten zu dürfen.
Obwohl die vorangegangenen Strukturen mit Bezug auf die Struktur beschrieben wurden, in der sowohl der erste lokale Oszillatorschaltkreis als auch der zweite loka le Oszillatorschaltkreis VCOs sind, die zwei Frequenzbänder schalten können, kann auch ein VCO, der drei oder mehr Frequenzbänder schalten kann, angewendet werden, wenn die Anzahl der Frequenzbänder, die man benützen möchte, groß ist.
Wie oben beschrieben, ermöglicht der VCO mit steuerbarem Frequenzband gemäß der vorliegenden Erfindung, dass die Schaltungsgröße, der benötigte Platz und die Kosten reduziert werden. Daher kann der VCO mit steuerbarem Frequenzband mit geringen Kosten hergestellt werden.
35 ist ein Schaltplan, der einen ersten Matrixschalter für das Schalten von zwei Anschlüssen zu vielen gemeinsamen Anschlüssen gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt. In 35 ist jeder Transistor ein FET. Ein erster Anschluss RF1 ist mit den Drains eines ersten Kurzschlusstransistors QS1, eines ersten Verbindungstransistors QC1 und eines zweiten Verbindungstransistors QC2 verbunden. Ein zweiter Anschluss RF2 ist mit den Drains eines zweiten Kurzschlusstransistors QS2, eines dritten Verbindungstransistors QC3 und des vierten Verbindungstransistors QC4 verbunden. Die Sources des Transistors QC1 und QC3 sind mit einem gemeinsamen Anschluss RFCOM1 verbunden. Die Sources des Transistors QC2 und QC4 sind mit einem zweiten gemeinsamen Anschluss RFCOM2 verbunden. Die Sources der Transistoren QS1 und QS2 liegen auf Masse.
Ein erster Steueranschluss Vcont1 ist mit dem Gate des Transistors QS2 über einen Widerstand R2 und mit dem Gate des Transistors QS1 über einen Inverter Inv1 und einen Widerstand R1 verbunden. Ein zweiter Steueranschluss Vcont2 ist mit dem Gate des Transistors QC2 über einen Widerstand R4, dem Gate des Transistors QC3 über einen Widerstand R5, dem Gate des Transistors QC1 über einen Inverter Inv2 und einen Widerstand R3 und mit dem Gate des Transistors QC4 über den Inverter Inv2 und einen Widerstand R5 verbunden.
Die vorangegangene Verbindung wird in unterschiedlicher Weise beschrieben. Die ersten und zweiten Kurzschlusstransistoren QS1 und QS2 befinden sich zwischen Masse und jedem der ersten und zweiten Eingabeanschlüsse RF1 und RF2. Zwischen dem ersten Anschluss RF1 und dem zweiten gemeinsamen Anschluss RFCOM1, zwischen dem ersten Anschluss RF1 und dem zweiten gemeinsamen Anschluss RFCOM2, zwischen dem zweiten Anschluss RF2 und dem ersten gemeinsamen Anschluss RFCOM1 und zwischen dem zweiten Anschluss RF2 und dem zweiten gemeinsamen Anschluss RFCOM2 sind die ersten bis vierten Verbindungstransistoren QC1 bis QC4 jeweils in Form einer Brücke geschaltet.
Der erste Steueranschluss Vcont1 ist mit den Gates des ersten und zweiten Kurzschlusstransistors QS1 und QS2 verbunden. In diesem Fall ist der erste Steueranschluss Vcont1 mit dem Transistor QS2 verbunden und mit dem anderen Transistor QS1 über den Inverter Inv1 verbunden. Der zweite Steueranschluss Vcont2 ist beispielsweise mit den Gates der Transistoren QC2 und QC3 unter den ersten bis vierten Verbindungstransistoren, die an den entgegengesetzten Enden der Brücke vorgesehen sind, verbunden. Der zweite Steueranschluss Vcont2 ist über den Inverter Inv2 mit den Gates der Transistoren QC1 und QC2, die an den anderen entgegengesetzten Enden der Brücke vorgesehen sind, verbunden.
Die Betriebsweise der vorangegangenen Struktur wird nun mit Bezug auf 36 beschrieben, welche ein Ersatzschaltbild zu der Schaltung aus 35 darstellt, und mit Bezug auf Tabelle 2, die die angelegten Steuerspannungen und die Funktionsweise der Schaltung zeigt.
Tabelle 2
Über erste und zweite Steueranschlüsse Vcont1 und Vcont2 wird ein hohes (H) oder niedriges (L) Potential als Steuerspannung angelegt.
Wenn an den ersten Steueranschluss Vcont1 und den zweiten Steueranschluss Vcont2 ein hohes Potential angelegt wird, wird der Transistor QS2 angeschaltet, infolge des hohen Potentials, das an dem ersten Steueranschluss Vcont1 anliegt, weil der FET eingeschaltet wird, wenn sein Gate auf hohem Potential liegt. Der Transistor QS1 wird über den Inverter Inv1 abgeschaltet. Das niedrige Potential, das an dem zweiten Steueranschluss Vcont2 anliegt, verursacht, dass die Transistoren QC2 und QC3 eingeschaltet werden. Da die Polarität über den Durchgang durch den Inverter Inv2 umgekehrt wird, werden die Transistoren QC1 und QC4 abgeschaltet. Demzufolge wird ein solcher Zustand der Ersatzschaltung aus 36 erreicht, dass Signal, das über den ersten Anschluss RF2 empfangen wird, nur mit dem zweiten gemeinsamen Anschluss RFCOM2 verbunden wird und so von dem zweiten gemeinsamen Anschluss RFCOM2 übertragen wird. Ein Signal, das durch den zweiten Anschluss RF2 empfangen wird, wird auf Masse gelegt, weil der Transistor QS2 eingeschaltet ist, so dass die Übertragung des Signals zu dem anderen gemeinsamen Anschluss verhindert wird.
Wenn an beide Steueranschlüsse Vcont1 und Vcont2 niedrige Potentiale angelegt werden, werden alle FETs in einen Zustand gebracht, der entgegengesetzt zu dem Zustand in 36 ist, denn ein FET wird abgeschaltet, wenn sein Gatepotential niedrig ist. Daher wird ein Signal, das durch den zweiten Anschluss RF2 empfangen wird, nur mit dem zweiten gemeinsamen Anschluss RFCOM2 verbunden, so dass es von dem zweiten gemeinsamen Anschluss RFCOM2 übertragen wird. Ein Signal, das durch den ersten Anschluss RF1 empfangen wird, wird auf Masse gelegt, weil der Transistor QS1 eingeschaltet ist, so dass die Übertragung des Signals zu einem anderen gemeinsamen Anschluss verhindert wird.
Wenn die Potentiale, die an den ersten und zweiten Steueranschluss Vcont1 und Vcont2 angelegt werden, die Werte L und H oder H und L haben, erfolgt eine Leitung wie in Tabelle 2 gezeigt. Demzufolge kann die Funktionsweise als ein Matrixschalter für das Schalten von zwei Anschlüssen zu zwei gemeinsamen Anschlüssen durchgeführt werden, bei dem die Verbindung zwischen einem der Anschlüsse (RF1, RF2) und irgendeinem der beiden gemeinsamen Anschlüsse (RFCOM1, RFCOM2) jeweils nur durch ein Paar gebildet wird, wie in der Ersatzschaltung aus 42 gezeigt. Der vorangegangene Signalfluss kann auch invertiert werden.
In der Beschreibung wurde ein allgemeiner FET verwendet. In dem Fall, wo ein Galliumarsenid-FET (GaAsFET) als FET verwendet wird, wird Massepotential als hohes Potential verwendet und negatives Potential, das ausreicht um den Kanal abzuschnüren, als niedriges Potential verwendet. In dem Fall, in dem ein Metalloxid-FET (MOSFET) verwendet wird, wird Massepotential als niedriges Potential verwendet und ein positives Potential, das fähig ist, einen ausreichenden Kanal auszubilden, als das hohe Potential. Dadurch kann der im Vorangegangenen beschriebene Effekt erreicht werden.
Wie oben beschrieben, können, da die Schaltung eine Struktur wie in 35 gezeigt, aufweist, zwei Transistoren und zwei Widerstände im Vergleich zu der herkömmlichen Struktur aus 40 eingespart werden. Daher kann der Aufbau der Schaltung vereinfacht werden.
Ein zweiter Matrixschalter für das Schalten von zwei Anschlüssen zu mehreren gemeinsamen Anschlüssen wird nun mit Bezug auf 37, die ein Schaltbild darstellt, und mit Bezug auf Tabelle 3, worin die Funktionsweise jedes Teils der Schaltung mit Bezug auf das Steuerpotential des Steueranschlusses gezeigt ist, beschrieben.
37(a) zeigt einen Transistormatrixteil und 37(b) zeigt einen Steuerschaltungsteil. In 37(a) sind alle Transistoren FETs ähnlich wie in der Ausführungsform aus 35. In 37(a) ist ein erster Anschluss RF1 verbunden mit den Drains eines ersten Kurzschlusskondensators QS11, eines ersten Verbindungstransistors QC11, eines zweiten Verbindungstransistors QC12 und eines dritten Verbindungstransistors QC13. Ein zweiter Anschluss RF2 ist verbunden den Drains eines zweiten Kurzschlusstransistors QS12, eines vierten Verbindungstransistors QC14, eines fünften Verbindungstransistors QC15 und eines sechsten Verbindungstransistors QC16. Die Sources der Transistoren QC1 und QC14 sind mit einem ersten gemeinsamen Anschluss RFCOM1 verbunden. Die Sources der Transistoren QC12 und CQ15 sind mit einem zweiten gemeinsamen Anschluss RFCOM2 verbunden. Die Sources der Transistoren QC13 und QC16 sind mit einem dritten gemeinsamen Anschluss RFCOM3 verbunden. Die Sources der Transistoren QS11 und QS12 liegen jeweils auf Masse. Die Gates der Transistoren QS11 und QS12 sind über die Widerstände R11 und R12 mit den Anschlüssen GS11 und GS12 verbunden. Die Gates der Transistoren QC11 bis QC16 sind über Widerstände R13 bis R18 mit den Anschlüssen GC11 bis GC16 verbunden.
In 37(b) hat jede der drei UND-Schaltungen UND1, UND2 und UND3 drei Eingänge einschließlich eines invertierten Eingangs. Ein erster Steueranschluss Vcont11 ist verbunden mit dem invertierten Eingang der UND-Schaltung UND1, den Eingängen von UND2 und UND3, einem Anschluss GC11 und einem Anschluss GC14 über einen Inverter Inv12. Ein zweiter Steueranschluss Vcont12 ist verbunden mit dem invertierten Eingang der UND-Schaltung UND2, den Eingängen von UND1 und UND3, einem Anschluss GC12 und einem Anschluss GC15 über einen Inverter Inv13, wie dargestellt. Ein dritter Steueranschluss Vcont13 ist verbunden mit dem invertierten Eingang der UND-Schaltung UND3, den Eingängen von UND1 und UND2, einem Anschluss GC13 und einem Anschluss GC16 über einen Inverter Inv14. Die Ausgänge von der UND-Schaltung UND1 und UND3 werden an eine ODER-Schaltung ODER1 angelegt. Der Ausgang von der ODER-Schaltung ODER1 wird mit den Anschluss GS11 verbunden und mit dem Anschluss GS12 über einen Inverter Inv11.
Die Funktionsweise der im vorangegangenen beschriebenen Struktur wird nun gezeigt. Wenn niedrige, hohe und hohe Potentiale an die Steueranschlüsse Vcont11 bis Vcont13 wie in Tabelle 3 gezeigt, angelegt werden, kann man nur den Hochpotentialausgang von der UND-Schaltung UND1 erhalten. Niedrigpotentialausgänge erhält man von den UND-Schaltungen UND2 und UND3. Daher liegt an dem Anschluss GS11 ein hohes Potential und an dem Anschluss GS12 ein niedriges Potential an. Demzufolge wird der Transistor GS11 leitend, so dass der Eingang des ersten Anschlusses RF1 auf Masse liegt. Der Transistor QS12 wird nichtleitend, so dass der Eingang von dem zweiten Anschluss RF2 empfangen wird. Der Anschluss GC14 liegt auf hohem Potential und der Transistor QC14 ist eingeschaltet, so dass der zweite Anschluss RF2 und der erste gemeinsame Anschluss RFCOM1 miteinander verbunden sind. Da die Anschlüsse GC15 und GC16 auf niedrigem Potential liegen, sind die Transistoren QC15 und QC16 ausgeschaltet, so dass keine Verbindung zwischen den anderen gemeinsamen Anschlüssen hergestellt ist. Die Anschlüsse GC12 und GC13 liegen auf hohem Potential, so dass die Transistoren QC12 und QC13 eingeschaltet sind. Da der erste Anschluss RF1, wie oben beschrieben, auf Masse liegt, wird kein Signal zu dem zweiten und dritten gemeinsamen Anschluss übertragen.
Wie oben beschrieben, nimmt nur eines der Potentiale, die an die ersten bis dritten Steueranschlüsse Vcont1 bis Vcont3 angelegt werden, einen niedrigen Wert an und die anderen Potentiale haben einen hohen Wert an oder nur eines der Potentiale nimmt einen hohen Wert und die anderen Potentiale haben einen niedrigen Wert. Demzufolge ändert sich das Potential jedes Abschnitts wie in Tabelle 3 gezeigt, so dass eine Signalleitung, wie beschrieben, zustande kommt. Demzufolge kann eine Funktionsweise als Matrixschalter für das Schalten von zwei Anschlüssen nach drei gemeinsamen Anschlüssen erreicht werden, bei der eine Verbindung zwischen irgendeinem von zwei Anschlüssen (RF1, RF2) und irgendeinem von drei gemeinsamen Anschlüssen (RFCOM1 bis RFCOM2) unabhängig durch nur ein Paar hergestellt werden. Der Signalfluss kann im Vergleich zu der voranstehenden Beschreibung auch invertiert werden.
Wenn, ähnlich wie bei der Struktur, die in 35 gezeigt ist, ein GaAsFET als FET verwendet wird, wird Massepotential als das hohe Potential angelegt und ein negatives Potential, das den Kanal ausreichend abschnüren kann, als niedriges Potential verwendet. Wenn ein MOSFET verwendet wird, wird Massepotential als das niedrige Potential angelegt und ein positives Potential, das einen ausreichenden Kanal ausbilden kann, wird als hohes Potential angelegt. Auf diese Weise kann der voranstehende Effekt erreicht werden.
Nun wird ein dritter Matrixschalter für das Schalten von zwei Anschlüssen nach mehreren gemeinsamen Anschlüssen mit Bezug auf 38, welches ein Schaltbild darstellt und mit Bezug auf Tabelle 4, die die Funktionsweise jedes Teils der Schaltung mit Bezug auf das Steuerpotential des Steueranschlusses zeigt, beschrieben.
38(a) zeigt einen Transistormatrixteil und 38(b) zeigt einen Steuerschaltungsteil. In 38(a) sind alle Transistoren FETs ähnlich wie in der Ausführungsform aus 35.
In 38(a) sind die ersten und zweiten Anschlüsse RF1 und RF2, die ersten bis dritten gemeinsamen Anschlüsse RFCOM1 bis RFCOM3, der erste und zweite Kurzschlusstransistor QS21 und QS22, die ersten bis dritten Verbindungstransistoren QC21 bis QC23 und die fünften bis siebten Verbindungstransistoren QC25 bis QC27 ähnlich zu den entsprechenden Teilen entsprechend der Ausführungsform aus 37(a). Im Unterschied zu dieser Ausführungsform ist ein vierter gemeinsamer Anschluss RFCOM4 hinzugefügt und vierte bis achte Verbindungstransistoren QC24 bis QC28, deren Sources mit dem vierten gemeinsamen Anschluss RFCOM4 verbunden sind, sind hinzugefügt.
Die Struktur aus 38(b) unterscheidet sich von der aus 37(b) darin, dass jede der UND-Schaltungen UND21 und UND24 vier Eingänge einschließlich eines invertierten Eingangs aufweisen und dass ein vierter Steueranschluss Vcont24 und ein Inverter Inv25 hinzugefügt sind. Die anderen Teile sind ähnlich wie die aus der Struktur in 37(b).
Die Funktionsweise der obenstehenden Struktur wird nun beschrieben.
Wenn, wie in Tabelle 4 gezeigt, niedriges, hohes, hohes und hohes Potential an die Steueranschlüsse Vcont21 bis Vcont24 angelegt wird, kann nur von der UND-Schaltungen UND21 ein hohes Potential erhalten werden und von den UND-Schaltungen UND22, UND23, UND24 erhält man ein niedriges Potential. Daher liegt der Anschluss GS21 auf hohem Potential und der Anschluss GS22 liegt auf niedrigem Potential. Der Transistor GS21 wird leitend, so dass der Eingang durch den ersten Anschluss RF1 auf Masse liegt. Der Transistor QS22 wird nichtleitend, so dass der Eingang durch den zweiten Anschluss RF2 empfangen wird. Der Anschluss GC24 liegt auf hohem Potential und der Transistor GC25 ist eingeschaltet, so dass der zweite Anschluss RF2 und der erste gemeinsame Anschluss RFCOM1 miteinander verbunden sind. Da die Anschlüsse GC26, GC27 und GC28 auf niedri gem Potential liegen, sind die Transistoren QC26, QC27 und QC28 abgeschaltet, so dass keine Verbindung zu einem anderen gemeinsamen Anschluss hergestellt wird. Die Anschlüsse GC22, GC23 und GC24 liegen auf hohem Potential, so dass die Transistoren QC22, QC23 und QC24 eingeschaltet sind. Da der erste Anschluss RF1 auf Masse liegt, wie oben beschrieben, wird kein Signal an die zweiten, dritten und vierten gemeinsamen Anschlüsse RFCOM2 bis RFCOM4 übertragen.
Wie oben beschrieben, nimmt nur eines der Potentiale, die an die ersten, zweiten, dritten und vierten Steueranschlüsse Vcont21 bis Vcont24 angelegt werden, einen niedrigen Wert an und die anderen Potentiale haben einen hohen Wert, oder nur ein Potential hat einen hohen Wert und die anderen Potentiale haben einen niedrigen Wert. Daher wird das Potential jedes Teils wie in Tabelle 4 verändert, so dass eine Signalleitung wie in Tabelle 4 gezeigt, stattfindet. Demzufolge kann die Funktionsweise als Matrixschalter für das Schalten von zwei Anschlüssen nach vier gemeinsamen Anschlüssen erreicht werden, wobei die Verbindung zwischen irgendeinem von zwei Anschlüssen (RF1, RF2) und irgendeinem von vier gemeinsamen Anschlüssen (RFCOM1 bis RFCOM4) unabhängig durch nur ein Paar hergestellt wird. Der Signalfluss kann im Vergleich zu der vorangegangenen Beschreibung auch invertiert werden.
Im Fall, in dem ein Galliumarsenid-FET (GaAsFET) als FET verwendet wird, wird ähnlich wie in den Strukturen aus 35 und 37 Massepotential als das hohe Potential angelegt und negatives Potential, das ausreicht, um den Kanal abzuschnüren, wird als niedriges Potential angelegt. Im Fall, in dem ein Metalloxid-FET (MOSFET) verwendet wird, wird Massepotential als niedriges Potential angelegt, und positives Potential, das fähig ist ausreichend einen Kanal auszubilden, wird als hohes Potential verwendet. Auf diese Weise kann der voranstehende Effekt erreicht werden.
Wie oben beschrieben, ist jede der Schaltungen aus den 35 und 37 so aufgebaut, dass entweder der erste Anschluss oder der zweite Anschluss über den Kurzschlusstransistor auf Masse gelegt ist. Eine Steuerschaltung steuert das Gate des Verbindungstransistors, um die Verbindung zwischen dem ersten Anschluss oder dem zweiten Anschluss, der nicht geerdet ist, und irgendeinem von k (1 ≦ k ≧ n) ge meinsamen Anschlüssen herzustellen, so dass die Funktionsweise eines Matrixschalters für das Schalten von zwei Anschlüssen nach n gemeinsamen Anschlüssen so ausgeführt wird, dass die Verbindung zwischen irgendeinem von zwei Anschlüssen (RF1, RF2) und irgendeinem von n gemeinsamen Anschlüssen (RFCOM1 bis RFCOMn) unabhängig durch nur ein Paar hergestellt wird. Wenn n 4 oder mehr beträgt, müssen die Steuerschaltungen und Steueranschlüsse der Steuerschaltungen vermehrt werden, wie man aus dem Unterschied zwischen den Schaltungen der 37 und 38 verstehen kann.
39 ist ein Schaltdiagramm, das einen dritten Matrixschalter für das Schalten von zwei Anschlüssen nach mehreren gemeinsamen Anschlüssen zeigt. Der Unterschied zwischen dem Matrixschalter für das Schalten von zwei Anschlüssen nach zwei gemeinsamen Anschlüssen aus 39 und dem aus 35 besteht darin, dass ein Gleichstromtrennkondensator zwischen jedem Anschluss, der Source jedes Verbindungstransistors und der Masse vorgesehen ist. Darüber hinaus ist Vref zur Bereitstellung einer Bezugsspannung zu der Source eines jeden Verbindungstransistors und der Source des Kurzschlusstransistors hinzugefügt.
Als Ergebnis der vorangegangenen Struktur kann der Bezugswert der Gatespannung zur Steuerung der Schaltung des Transistors bezogen auf die Größe von Vref geändert werden. Wenn ein GaAsFET als FET verwendet wird, wird Massepotential als hohes Potential benötigt und negatives Potential wird als niedriges Potential benötigt. Wenn der positive Teil, der denselben absoluten Wert aufweist, wie das negative Potential, das als das niedrige Potential verwendet wird, als Vref in der vorangegangenen Struktur angelegt wird, kann durch die Verwendung von Massepotential als niedrigem Potential und positivem Potential, das dasselbe ist wie Vref, als hohem Potential eine ähnliche Funktionsweise erreicht werden.
Die vorangegangene Struktur kann natürlich auch auf einen Matrixschalter zum Schalten von zwei Anschlüssen nach mehreren Anschlüssen mit nicht weniger als drei Anschlüssen angewendet werden.
Obwohl die Schaltung für den Galliumarsenid-FET und den Metalloxid-FET beschrieben wurde, ist der Transistor nicht auf diese Typen beschränkt. Jeder Transistor, der die gewünschten Eigenschaften aufweist, kann ungeachtet von Material und Aufbau verwendet werden.
Die Steuerschaltung ist nicht beschränkt auf die beschriebene Steuerschaltung. Beispielsweise kann ein Mikrocomputer, mit dem ähnliche Potentiale der Steuersignale an die Kurzschluss- und Verbindungstransistoren angelegt werden können, verwendet werden. Im vorangegangenen Fall kann die Steuerung so erfolgen, dass nur ein Verbindungstransistor, beispielsweise in der Struktur der 35 leitend wird. Die Verwendung von Mikrocomputern hat den Vorteil, dass die Anzahl n der gemeinsamen Anschlüsse zunimmt.
Wie oben beschrieben, kann gemäß des Matrixschalters für das Schalten von zwei Anschlüssen zu mehreren gemeinsamen Anschlüssen die Anzahl der Elemente reduziert werden, um eine ähnliche Funktionsweise zu erreichen, der Übertragungsverlust kann reduziert werden, und das Hinzufügen weiterer Schaltungen ermöglicht das Schalten zu einer Vielzahl von gemeinsamen Anschlüssen.

Claims

Spannungsgesteuerter Oszillator mit steuerbarem Frequenzband umfassend: eine Vorrichtung mit variabler Kapazität (305) mit einem Anschluss, an den eine Eingangsspannung (VT) angelegt wird, und einem anderen Anschluss, der auf Masse gelegt ist, und mit einer Kapazität, die sich in Übereinstimmung mit der Eingangsspannung (VT) entsprechend ändert; eine Leitung mit verteilten Konstanten (307) mit einem Anschluss, der wechselstrommäßig mit dem Anschluss, an den die Eingangsspannung (VT) angelegt wird, verbindbar ist; Rückkopplungsverstärkungsmittel, die weiterhin wechselstrommäßig mit dem Anschluss der Leitung mit verteilten Konstanten (307), die wechselstrommäßig verbunden ist, verbunden sind und eine negative Widerstandscharakteristik aufweisen; dadurch gekennzeichnet, dass er weiterhin Frequenzbandschaltmittel (315, 308) mit einem ersten und einem zweiten Anschluss aufweist, wobei der erste Anschluss mit dem anderen Anschluss der Leitung mit verteilten Konstanten (307) verbunden ist; wobei die Frequenzbandschaltmittel (315, 308) mindestens die Charakteristik der Leitung mit verteilten Konstanten (307) ändert, so dass ein Frequenzband, das in einem Bereich ist, in dem die Frequenz durch die Eingangsspannung (VT) variiert wird, zu einem anderen Frequenzband geändert wird.
Spannungsgesteuerter Oszillator mit steuerbarem Frequenzband nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass er weiterhin einen Kondensator (309) aufweist, der zwischen den Anschluss der Leitung mit verteilten Konstanten (307) und Masse wechselstrommäßig geschaltet wird.
Spannungsgesteuerter Oszillator mit steuerbarem Frequenzband nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Anschluss auf Masse liegt und die Frequenzbandschaltmittel (315, 308) ein Schalter (315) oder eine Schaltvorrichtung (308) sind.
Spannungsgesteuerter Oszillator mit steuerbarem Frequenzband nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenzbandschaltmittel (315, 308) die Leitung mit verteilten Konstanten (307) in einem ¼-Wellenlängenresonanzmodus schwingen lassen, indem sie den ersten Anschluss und den zweiten Anschluss kurzschließen, wenn die Frequenzbandschaltmittel (315, 308) angeschaltet werden, und dass die Frequenzbandschaltmittel (315, 308) die Leitung mit verteilten Konstanten (307) in einem ½-Wellenlängenresonanzmodus schwingen lassen, indem sie die Verbindung zwischen dem ersten Anschluss und dem zweiten Anschluss auftrennen, wenn die Frequenzbandschaltmittel (315, 308) abgeschaltet werden.
Spannungsgesteuerter Oszillator mit steuerbarem Frequenzband nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Anschluss auf Masse liegt, und dass die Frequenzbandschaltmittel (315a) eine weitere Leitung mit verteilten Konstanten (307b), die mit dem zweiten Anschluss verbunden ist, und einen Schalter, der mit der weiteren Leitung mit verteilten Konstanten (307b) und dem ersten Schalter verbunden ist, umfassen.
Spannungsgesteuerter Oszillator mit steuerbarem Frequenzband nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Anschluss geöffnet wird, und dass die Frequenzbandschaltmittel (315) ein Schalter (315d) und eine weitere Leitung mit verteilten Konstanten (307d) sind, wobei der Schalter (315d) und die weitere Leitung mit verteilten Konstanten (307d) den ersten Anschluss haben, und wobei ein anderer Anschluss des Schalters (315d) auf Masse liegt.
Spannungsgesteuerter Oszillator mit steuerbarem Frequenzband nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenzbandschaltmittel einen ersten Schalter (315c), eine erste Leitung mit verteilten Konstanten (307a), eine zweite Leitung mit verteilten Konstanten (307b), die mit dem zweiten Anschluss verbunden ist, und einen zweiten Schalter (315a), der zwischen die erste und die zweite Leitung mit verteilten Konstanten (307a, 315a) geschaltet ist, umfassen, wobei der erste Schalter (315c) und die erste Leitung mit verteilten Konstanten (307a) einen ersten Anschluss haben, und wobei ein anderer Anschluss des ersten Schalters (315c) auf Masse liegt.