DE69618751T2

DE69618751T2 - Stromversorgungsanlage für Fahrzeug

Info

Publication number: DE69618751T2
Application number: DE69618751T
Authority: DE
Inventors: Toshinori Maruyama; Hirohide Sato; Toshio Tsutsui
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 1995-12-05
Filing date: 1996-11-28
Publication date: 2002-09-12
Anticipated expiration: 2016-11-29
Also published as: EP0777309B1; DE69618751D1; EP0777309A3; CN1156347A; KR19980023902A; KR100278584B1; JPH09219938A; JP3491797B2; US5748463A; CN1050475C; EP0777309A2

Description

1. Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Stromerzeugungsgerät für ein Fahrzeug, welches einen Wechselstromgenerator mit einem aus einer Mehrzahl von Transistoren zusammengesetzten Gleichrichterbrückenschaltkreis enthält.

2. Beschreibung des Stands der Technik

JPB2 45-166651 schlägt einen Dreiphasenvollwellengleichrichter vor, welcher Konstantspannungsdioden anstelle von gewöhnlichen Flächendioden verwendet.
JPA 63-2022255 offenbart eine Brückenschaltung, welche aus MOS-Transistoren und mit den MOS-Transistoren parallelgeschalteten Hochspannungsdioden (welche eine Stehspannung aufweisen, welche 1,5 bis 3 mal so hoch ist wie die Batteriespannung) zusammengesetzt und zwischen einem Dreiphasenwechselstromgenerator-Motor und einer Batterie angeordnet ist, um hierzwischen eine Gleichstrom/Wechselstrom-Umwandlung bzw. Wechselrichtung bereitzustellen.
Die Konstantdioden blockierenoder unterdrücken eine übermäßig hohe, an jedem Anschluß des Generators erzeugte Spannung (nachfolgend als die Riesenimpulsspannung bezeichnet), wenn ein elektrischer Verbraucher des Gleichrichters getrennt wird.
JPA 4-138030 schlägt einen Dreiphasenvollwellengleichrichter vor, welcher aus MOS-Leistungstransistoren zusammengesetzt ist.
JPA 8-116699, eingereicht durch den Anmelder, schlägt eine Umformerschaltung vor, welche den Betrieb mit negativem bzw. voreilendem Leistungsfaktor steuert bzw. regelt.
Andererseits ist es wohlbekannt, daß ein aus Bipolartransistoren oder IGBT's zusammengesetzter Umformer die Gleichstromleistung einer Batterie in eine Dreiphasenwechselstromleistung umwandelt, um der Ankerspule eines Dreiphasenwechselstromgenerators zugeführt zu werden. Üblicherweise sind Flächendioden mit den Bipolartransistoren oder IGBT's (Bipolartransistoren mit isoliertem Gate) in der Richtung zum Gleichrichten der Ausgangsspannung, parallel geschaltet.
Allerdings werden, um die Riesenimpulsspannung durch die oben vorgestellten Konstantspannungsdioden zu unterdrücken, eine Mehrzahl von teuren Dioden von großer Stromkapazität benötigt, was in einem Anwachsen von Elementen, Montageschritten und Abmessung des Geräts resultiert.
Weitere Informationen bezüglich des Stands der Technik können in US 4,659,978 gefunden werden, welche eine Reglerschaltung zum Regulieren des Aufladens einer Batterie aus einer Wechselstromquelle offenbart, wobei die Reglerschaltung einen Gleichrichter mit ersten und zweiten Anschlußpaaren enthält. An das erste Anschlußpaar angelegter Wechselstrom wird in einen unidirektionalen Ladungsstrom zum Anlegen an die Batterie durch das zweite Anschlußpaar umgewandelt. Eine auf die Spannung an dem ersten Anschlußpaar ansprechende Schaltungsanordung unterbindet die Erzeugung des Ladungsstroms, wenn die Spannung an dem ersten Anschlußpaar einen vorbestimmten Schwellwert erreicht. Eine zusätzliche Schaltungsanordnung, welche ebenfalls auf die Spannung an dem ersten Anschlußpaar anspricht, stellt einen Weg niedriger Impedanz über das zweite Anschlußpaar hinweg bereit. Auf das Auftreten einer Überspannungsbedingung hin wird die Erzeugung eines Ladungsstroms durch den Gleichrichter unterbunden, und jede mit der Ladungsstromausgangsschaltung gekoppelte Kapazität wird durch den über das zweite Anschlußpaar hinweg bereitgestellten Weg niedriger Impedanz entladen.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung ist unter den vorgenannten Umständen gemacht und hat eine Aufgabe, ein Stromerzeugungsgerät für ein Fahrzeug mit einer Brückenschaltung, welche die bei jedem Anschluß des Generators erzeugte Riesenimpulsspannung unterdrückt, zu schaffen, ohne Konstantdioden einer großen Kapazität zu verwenden.
Eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Stromerzeugungsgerät für ein Fahrzeug zu schaffen, welches die an jedem Anschluß des Generators erzeugte Riesenimpulsspannung unterdrückt, ohne Konstantspannungsdioden einer großen Kapazität zu verwenden, und eine elektrische Leistung an elektrische Verbraucher konstant zu liefern.
Diese Aufgaben werden durch ein Stromerzeugungsgerät mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst.
Die Brückenschaltung ist aus MOS-Transistoren zusammengesetzt, um den Betrieb unter negativem Leistungsfaktor und die schnelle Schaltoperation zu steuern bzw. zu regeln, und ist für eine schnelle Brückenschaltung geeignet, weil die schnelle Schaltoperation der Brückenschaltung einen Leistungsverlust während der Schaltoperation reduziert. Allerdings ist es, um einen Oxidfilm des Gates des MOS-Transistors zu schützen, wichtig, zu verhindern, daß die Riesenimpulsspannung an dessen Source oder Drain angelegt wird.
Daher ist es eine dritte Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Stromerzeugungsgerät für ein Fahrzeug zu schaffen, welches eine Brückenschaltung vom MOS-Transistortyp aufweist, in welcher der Oxidfilm des Gates vor der Riesenimpulsspannung geschützt ist, ohne die Struktur und Größe der Schaltung zu vergrößern.
Gemäß einem Hauptmerkmal der vorliegenden Erfindung wird ein durch die Riesenimpulsspannung hervorgerufener elektrischer Strom durch Einschalten eines Paars eines hochseitigen Elements und eines niederseitigen Elements der Brückenschaltung in der Brückenschaltung und den Ankerspulen zirkuliert und gedämpft. D. h., die die Riesenimpulsspannung verursachende Stoßleistung wird durch die Widerstände der Transistoren, Leitungsdrähte und der Ankerspulen gedämpft.
Eines eines Paars des hochseitigen Elements und niederseitigen Elements, welches eine Umformerschaltung für eine Phase der Brückenschaltung ausbildet, kann eine Flächendiode sein.
Genauer gesagt, ist die Brückenschaltung aus einer gleichen Anzahl paralleler Umformer wie die Phase zusammengesetzt, von denen jeder aus einer Reihenschaltung eines hochseitigen Gleichrichterelements und eines niederseitigen Gleichrichterelements zusammengesetzt ist. Der Ausgangsstrom wird von den hochseitigen Elementen zweier Umformer oder dem hochseitigen Element eines Umformers für eine Phase gemäß einem Betrag des Stroms und dem Phasenwinkel hiervon geliefert.
Falls ein mit der Batterie verbundener Leitungsdraht getrennt wird, während der Ausgangsstrom durch diesen an die Batterie geliefert wird, wird die Riesenimpulsspannung in einer der den Ladestrom liefernden Ankerspulen erzeugt. Allerdings ist eine der Ankerspulen, an welche der Ladestrom durch ein entsprechendes der niederseitigen Elemente fließt, an Masse gelegt. Falls sich der Phasenwinkel der erzeugten Spannung mit Drehung des Rotors des Generators ändert, bleibt die Riesenimpulspannung, wie sie zu der Zeit der Trennung erzeugt wurde. Eine der Ankerspulen, welche zu der Zeit der Trennung eine negative Spannung erzeugt, wird durch die Diode des niederseitigen Elements auf dem Massepegel gehalten, um einen Stromaufnahmemodus aufrecht zu erhalten. Daher wird, obwohl die Riesenimpulsspannung an einem Ausgangsanschluß einer der Ankerspulen erzeugt wird, welche sich in einer anderen Phase befindet als die auf dem Massepegel gehaltene Ankerspule, sie auf einen bestimmten Pegel begrenzt.
Die Riesenimpulsspannung steht mit dem Durchlaßwiderstand (widerstand des Transistors in dem Einschaltzustand) des Transistors der Kurzschließeinrichtung in Verbindung. Falls der Durchlaßwiderstand klein ist, wird die Riesenimpulsspannung in einer kurzen Zeit gedämpft, und die Überspannungserfassungsschaltung schaltet dadurch den Transistor aus, um die Riesenimpulsspannung erneut zu erzeugen. Solch ein intermittierender Betrieb des Transistors wird mit einer hohen Geschwindigkeit wiederholt, bis der Riesenimpuls unterdrückt ist. Auch falls die Riesenimpulsspannung nicht durch Ausschalten des Transistors durch das hochseitige Element erzeugt wird, kann der Riesenimpuls durch eine andere der Ankerspulen erzeugt werden. Dieses Problem wird durch Ausstatten anderer Ankerspulen mit der Kurzschließeinrichtung verhindert.
Die Brückenschaltung mit parasitischen Dioden versorgt den elektrischen Verbraucher nahezu kontinuierlich mit Strom. Dieser Betrieb ist insbesondere für einen elektrischen Verbraucher nützlich, welcher anfällig in Bezug auf Leistungsunterbrechungen ist, wie eine ECU.
Gemäß einem anderen Merkmal der vorliegenden Erfindung ist der als das mit einer der Ankerspulen, welche eine niedrigste Spannung erzeugt, verbundene niederseitige Element verwendete Transistor eingeschaltet. Damit begrenzt der Transistor einen Anschluß der einen der Ankerspulen, welche die Riesenimpulsspannung erzeugt, um die Riesenimpulsspannung zu unterdrücken.
Gemäß einem anderen Merkmal der vorliegenden Erfindung wird der MOS-Transistor der niederseitigen Elemente der Brückenschaltung eingeschaltet, wenn eine der hiermit verbundenen Ankerspulen die Riesenimpulsspannung erzeugt, wodurch die Riesenimpulsspannung verhindert wird.
Insbesondere ist ein Konstantspannungsabfallelement zwischen dem Drain und dem Gate des MOS-Transistors angeschlossen. Das Konstantspannungsabfallelement schaltet sich nicht ein, falls die korrespondierende Ankerspule die Riesenimpulsspannung nicht erzeugt (oder eine Spannung niedriger als der zweite Spannungspegel erzeugt). Wenn es sich einschaltet, schaltet sich der hiermit verbundene MOS-Transistor ein, um die Riesenimpulsspannung an eine Masse zu entladen, wodurch verhindert wird, daß die Riesenimpulsspannung die elektrischen Verbraucher erreicht. Damit wird die Riesenimpulsspannung allein durch Hinzufügen einer einfachen Schaltung im wesentlichen unterdrückt, sowie die Stehspannung zwischen dem Drain und dem Gate und die Durchschlagspannung zwischen dem Drain und der Source des MOS-Transistors.
Gemäß einem anderen Merkmal der vorliegenden Erfindung ist der zweite Spannungspegel, welcher der Schwellenpegel zum Erfassen der Riesenimpulsspannung ist, zwischen 2 und 3 mal so hoch wie die Batteriespannung, wodurch verhindert wird, daß eine Überspannung die mit dem B-Anschluß verbundenen elektrischen Verbraucher erreicht.
Gemäß einem anderen Merkmal der vorliegenden Erfindung ist der zweite Spannungspegel höher als eine Spannung, welche der Vorwärtsspannungsabfall der Diode zuzüglich dem ersten Spannungspegel ist. Damit werden die in dem Normalzustand arbeitenden Ankerspulen nicht kurzgeschlossen, wodurch verhindert wird, daß eine Überspannung die Batterie und die elektrischen Verbraucher erreicht.
Gemäß einem anderen Merkmal der vorliegenden Erfindung ist der Transistor ein SiC-MOS-Transistor, welcher einen viel kleineren Durchlaßwiderstand als der Si-MOS- Transistor aufweist. Daher kann er den Wechselstrom mit geringem Verlust gleichrichten. Der SiC-MOS-Transistor weist hohe Temperaturfestigkeitseigenschaften und eine hohe Temperaturleitfähigkeit auf, und daher bricht der Transistor nicht aufgrund von Wärme zusammen, welche hervorgerufen wird, während er die Riesenimpulsspannung unterdrückt.
Gemäß einem anderen Merkmal der vorliegenden Erfindung ist das hochseitige Element oder das niederseitige Element eine Parallelschaltung, welche aus einem Bipolartransistor oder IGBT und einer in der Richtung zum Gleichrichten der Ausgangsspannung des Generators angeschlossenen Flächendiode zusammengesetzt ist. In diesem Fall wird die Riesenimpulsspannung in der gleichen Weise unterdrückt wie oben durch Kurzschließen der Ankerspule durch den Bipolartransistor oder IGBT und die Flächendiode auf der selben Seite, aber mit einer anderen der Ankerspulen verbunden, wodurch die Riesenimpulsspannung mit Leichtigkeit unterdrückt wird.
Gemäß einem anderen Merkmal der vorliegenden Erfindung wird der Transistor zum Unterdrücken der Riesenimpulsspannung nicht vollständig eingeschaltet, wenn die Riesenimpulsspannung erzeugt wird, sondern wird durch ein pulsbreitenmoduliertes Signal gesteuert/geregelt, um ein mittleres Leitungsverhältnis aufzuweisen, wodurch Überhitzung und Zusammenbruch des Transistors verhindert werden.
Gemäß einem anderen Merkmal der vorliegenden Erfindung hält die Kurzschließeinrichtung den Transistor für eine bestimmte Zeitdauer, nachdem die Riesenimpulsspannung erfaßt wird, leitfähig. Daher wird das Kurzschließen aufrecht erhalten, bis die Riesenimpulsspannung gedämpft ist und die elektromotorische Kraft in der Ankerspule auf ein bestimmtes Niveau absinkt, wodurch die Riesenimpulsspannung verhindert wird.
Gemäß einem anderen Merkmal der vorliegenden Erfindung wird der mit einer der Ankerspulen, welche die Riesenimpulsspannung erzeugt, verbundene MOS-Transistor gesteuert/geregelt, während die Riesenimpulsspannung gerade erzeugt wird, um die Riesenimpulsspannung zu unterdrücken, soweit die korrespondierende Ankerspule den elektrischen Verbraucher mit Strom versorgt.
Wenn daher die Batterie getrennt wird, wird die Riesenimpulsspannung den elektrischen Verbrauchern nicht zugeführt, während die elektrische Versorgung der elektrischen Verbraucher fortgesetzt wird.
Gemäß einem anderen Merkmal der vorliegenden Erfindung werden die MOS-Transistoren sowohl in den hochseitigen als auch den niederseitigen Elementen verwendet. Daher wird der MOS-Transistor eingeschaltet, wenn die Riesenimpulsspannung erzeugt wird, um die Riesenimpulsspannung zu dämpfen, so daß die Spannung zwischen der Source oder dem Drain und dem Gate des MOS-Transistors nicht zu hoch wird, um die Isolierschicht des Gates zu durchschlagen. Als ein Ergebnis kann die Voreilphasensteuerung oder Hochgeschwindigkeitsschaltsteuerung durch die Brückenschaltung vom MOS-Transistortyp ausgeführt werden, wodurch die Zuverlässigkeit hiervon verbessert wird, ohne Elemente einer großen Stromkapazität zu verwenden.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Andere Aufgaben, Merkmale und Eigenschaften der vorliegenden Erfindung sowie die Funktionsweisen der diesbezüglichen Teile der vorliegenden Erfindung werden aus einem Studium der nachfolgenden genauen Beschreibung, der anliegenden Ansprüche und der Zeichnungen klar werden. In den Zeichnungen:
ist Fig. 1 ein Schaltbild eines Stromerzeugungsgeräts gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
ist Fig. 2 ein Graph, welcher einen Riesenimpuls zeigt;
ist Fig. 3 ein Schaltbild eines Stromerzeugungsgeräts gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
ist Fig. 4 ein Schaltbild eines Stromerzeugungsgeräts gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
ist Fig. 5 ein Schaltbild eines Hauptteils eines Stromerzeugungsgeräts gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
ist Fig. 6 ein Schaltbild, welches gegenüber der Schaltung gemäß der vierten Ausführungsform modifiziert ist, um mit dem Stromerzeugungsgerät gemäß der zweiten Ausführungsform übereinzustimmen;
sind Fig. 7A, 7B, 7C, 7D und 7E Schaltbilder, welche aus unterschiedlichen Elementen zusammengesetzt sind, welche ein hochseitiges Element oder ein niederseitiges Element des Stromerzeugungsgeräts gemäß der ersten Ausführungsform ausbilden, wobei 7A einen Si-MOS-Transistor darstellt, 7B eine Flächendiode darstellt, 7C einen IGBT darstellt, 7D einen BFT darstellt und 7E einen SiC-MOS- Transistor darstellt;
ist Fig. 8 ein Schaltbild eines Stromerzeugungsgeräts gemäß einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
sind Fig. 9A und 9B Schaltbilder von Teilen, welche gegenüber dem entsprechenden Teil der Schaltung gemäß der fünften Ausführungsform modifiziert sind;
ist Fig. 10 ein Schaltbild eines Stromerzeugungsgeräts gemäß einer sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
ist Fig. 11 ein Schaltbild eines Hauptteils eines in Fig. 10 gezeigten Steuergeräts;
ist Fig. 12 ein Schaltbild eines Stromerzeugungsgeräts gemäß einer siebenten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
ist Fig. 13 ein Schaltbild eines Hauptteils des in Fig. 11 gezeigten Steuergeräts; und
ist Fig. 14 ein Zeitablaufdiagramm, welches Spannungsänderungen an Hauptteilen der in Fig. 12 gezeigten Schaltung zeigt.

GENAUE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

(Erste Ausführungsform)

Ein Stromerzeugungsgerät für ein Fahrzeug, in welchem die Ausgangsspannung eines Wechselstromgenerators für ein Fahrzeug (Drehstromgenerator bzw. Lichtmaschine) gleichgerichtet wird, um eine Batterie zu laden, wird nachstehend mit Bezug auf Fig. 1 beschrieben.
Eine Bezugsziffer 1 ist ein Dreiphasenwechselstromgenerator für ein Fahrzeug, und die Ausgangsanschlüsse der Ankerspulen 11-13 sind mit jeweiligen Wechselstromanschlüssen 41-43 eines Dreiphasenvollwellengleichrichters 3, dessen Gleichstromanschlüsse mit beiden Anschlüssen einer Batterie 7 verbunden sind, zwischen welchen ein elektrischer Verbraucher 9 durch einen Schalter 10 angeschlossen ist, verbunden.
Eine Bezugsziffer 2 ist eine Feldspule, deren eines Ende mit dem Pluspol der Batterie 7 und deren anderes Ende mit dem Kollektor eines Transistors 51, dessen an Masse liegender bzw. geerdeter bzw. festgelegter Emitter in einer Stromerzeugungssteuerungs- bzw. -regelungsschaltung 5 gehalten wird, verbunden ist. Eine Bezugsziffer 52 bezeichnet eine Schwungraddiode. Die Stromerzeugungssteuerungsschaltung 5 weist die gleiche Struktur auf wie ein herkömmlicher Spannungsregler, welcher dadurch das Schalten des Transistors 51 steuert, um den Feldstrom so zu steuern, daß die Ausgangsspannung der Feldspulen 11-13 reguliert wird, um die B-Spannung (erster Spannungspegel) auf einem vorbestimmten Pegel zu halten. Die vorstehende Betriebsweise ist allgemein verbreitet, und daher wird auf eine weitere Beschreibung verzichtet.
Der Dreiphasenvollwellengleichrichter 3 besteht aus Schichtdioden als den hochseitigen Elementen 31-33 und N- Kanal-MOS-Transistoren als den niederseitigen Elementen 34-36. Jedes der hochseitigen Elemente 31-33 ist mit dem korrespondierenden der niederseitigen Elemente 34-36 in Reihe geschaltet, um drei Phasenschaltungen 37-39 auszubilden, welche zueinander parallel geschaltet sind, so daß ein Ende hiervon mit dem Pluspol der Batterie 7 verbunden ist und das andere Ende mit dem Minuspol der Batterie 7 verbunden ist. Jeder der Knotenpunkte oder Wechselstromanschlüsse 41-43 der Elemente 31-36 der Phasenschaltungen 37-39 ist mit einem korrespondierenden Anschluß der Spulen 11-13 verbunden.
Die Hauptelektrode der Batterieminuspolseite jedes der niederseitigen Elemente 34-36, welche aus den N-Kanal-MOS-Transistoren zusammengesetzt sind, ist mit dem P- Typ-Plattengebiet (P-Typ-Platte oder P-Typ-Senkengebiet) direkt unter dem Gate verbunden, um das Gebiet mit einem elektrischen Potential auszustatten. Daher ist in dieser Ausführungsform eine parasitische Diode D an dem Übergang zwischen der Ankerspulenseitenhauptelektrode jedes der niederseitigen Elemente 34-36 und dem P-Typ-Plattengebiet ausgebildet. Die parasitischen Dioden D fungieren als die niederseitigen Elemente des Dreiphasenvollwellengleichrichters. Es ist möglich, gleichrichtende Flächendioden parallel mit den niederseitigen Elementen 34-36 zu schalten.
Die Transistoren 34-36 sind Leistungs-MOS-Transistoren vom D-MOS-Typ oder Vertikaltyp.
Daher richtet der Dreiphasenvollwellengleichrichter, welcher aus den Flächendioden für die hochseitigen Elemente 31-33 und den parasitischen Dioden D zusammengesetzt ist, die Ausgangsspannung des Dreiphasenwechselstromgenerators 1 gleich und lädt die Batterie 7.
Eine Überspannungssteuerungs- bzw. -regelungsschaltung (welche aus einer Überspannungserfassungsschaltung und einer Kurzschließeinrichtung oder Steuerungs- bzw. Regelungseinrichtung zusammengesetzt ist) 6 wird nachstehend beschrieben.
Die Überspannungssteuerungsschaltung 6 ist aus drei Spannungsteilerschaltungen 6a, welche drei Reihenschaltungen von Widerständen R1 und R2, Widerständen R3 und R4 und Widerständen R5 und R6 sind, als auch drei Vergleichern 61-63 zusammengesetzt, welche erfassen, ob die Ausgangsspannung irgendeiner der Ankerspulen 11-13 einen vorgeschriebenen Spannungspegel (zweiter Spannungspegel) überschreitet und einen der MOS-Transistoren 34-36 einer Phase einschalten, falls erfaßt wird, daß die Ausgangsspannung dieser Phase höher als der vorgeschriebene Spannungspegel ist.
Die Spannungsteilerschaltung 6a teilt die Phasenspannung V1 der Ankerspule 11, die Spannungsteilerschaltung 6a teilt die Phasenspannung V2 der Ankerspule 12, und die Spannungsteilerschaltung 6a teilt die Phasenspannung der Ankerspule V3. Eine Bezugsziffer 60 ist eine Konstantspannungsschaltung zum Bereitstellen einer Referenzspannung Vref, welche dem zweiten Spannungspegel entspricht, durch eine von der Batterie 7 durch einen Widerstand R5 von einem Zündschalter IGSW gelieferte Spannung.
Die Vergleicher 61-63 vergleichen jeweils geteilte Spannungen der Phasenspannungen V1-V3 mit der Referenzspannung und liefern ein Hochpegelsignal an die Gates der MOS-Transistoren 34-36, welche die niederseitigen Elemente des Dreiphasenvollwellengleichrichters 3 sind, durch Gate-Widerstände rg zum Abschneiden hochfrequenter Wellen, wodurch die Transistoren eingeschaltet werden.
Der Betrieb der Überspannungssteuerungsschaltung 6 wird nachstehend beschrieben.
Wenn keine Riesenimpulsspannung erzeugt wird, ist die Ausgangsspannung der Spannungsteilerschaltung 6a kleiner als die Referenzspannung Vref, so daß die Ausgangsspannung des Vergleichers 61-63 einen niedrigen Pegel annimmt, wodurch bewirkt wird, daß der Transistor 34-36 nichtleitend ist.
Falls einer der Anschlüsse der Batterie 7 in dem Ladebetrieb getrennt wird oder falls der Ausgangsstrom des Dreiphasenvollwellengleichrichters 3 plötzlich abfällt, wird eine Riesenimpulsspannung in einer der mit Stromerzeugung befaßten Ankerspulen erzeugt und wird durch den Gleichrichter 3 an den B-Anschluß gesendet.
Falls die Riesenimpulsspannung hoch genug wird, um einen der Vergleicher 61-63, welcher dem einen die Riesenimpulsspannung erzeugenden entspricht, dazu zu veranlassen, das Hochpegelsignal zu erzeugen, wird der korrespondierende der MOS-Transistoren 34-36 eingeschaltet.
Folglich fließt ein Strom von der die Riesenimpulsspannung erzeugenden Spule zu einer Masseleitung, so daß der entsprechende MOS-Transistor die die Riesenspannung erzeugende Spule begrenzt. Als ein Ergebnis wird der übermäßige Riesenimpuls, welcher von dem hochseitigen Element für die den Riesenimpuls erzeugende Spule an den elektrischen Verbraucher 9 gesendet wird, unterdrückt, so daß ein schlechter Einfluß auf den elektrischen Verbraucher 9 und die Batterie 7 unterdrückt werden kann. Weil die Spannung der die Riesenimpulsspannung erzeugenden Ankerspule unterdrückt wird, kann die Stehspannung des MOS- Transistors, welcher eines der mit der die Riesenimpulsspannng erzeugenden Ankerspule verbundenen niederseitigen Elemente ist, erniedrigt werden.
Wenn eine geteilte Spannung der Riesenimpulsspannung niedriger als die Referenzspannung Vref wird, erzeugt der Vergleicher, welcher der die Riesenimpulsspannung erzeugenden Ankerspule entspricht, das Niedrigpegelsignal, so daß der MOS-Transistor, welcher der die Riesenimpulsspannung erzeugenden Ankerspule entspricht, ausgeschaltet wird. Als ein Ergebnis kehrt der Vollwellengleichrichter 3 in den normalen Gleichrichterbetrieb zurück.
Falls der Vergleicher 61 den Riesenimpuls erfaßt und das Hochpegelsignal erzeugt, um den MOS-Transistor 34 einzuschalten, sinkt die Ausgangsspannung der den Riesenimpuls erzeugenden Ankerspule 11 plötzlich ab, und anschließend erzeugt der Vergleicher 61 das Niedrigpegelsignal, um den Transistor 34 auszuschalten. Dann steigt die Ausgangsspannung der Ankerspule 11 wieder an, wodurch bewirkt wird, daß der Vergleicher 61 das Hochpegelsignal erzeugt, was den Transistor 34 einschaltet. Somit folgt ein Ein/Aus-Betrieb des Vergleichers 61 und des MOS-Transistors 34 und ein resultierender intermittierender Strom der Diode 31 des hochseitigen Elements. Der MOS-Transistor 34 wird mit einer hohen Frequenz ein- und ausgeschaltet, und die Riesenimpulsspannung wird kontrolliert, so daß die Ausgangsspannung VB eine zweite Spannung (2 oder 3 mal so hoch wie die Batteriespannung) wird. Als ein Ergebnis werden alle Halbleiterelemente vor dem Durchschlag bewahrt, und es wird verhindert, daß eine Überspannung an die elektrischen Verbraucher geleitet wird.
Wenn einer der MOS-Transistoren der die Riesenimpulsspannung erzeugenden Ankerspule (z. B. MOS-Transistor 34) eingeschaltet wird, wird wenigstens eine negative Phasenspannung V2 oder V3 durch die verbleibenden Ankerspulen 12 oder 13 erzeugt, so daß die parasitische Diode D von wenigstens einem der MOS-Transistoren 35 und 36, welche mit den verbleibenden Ankerspulen 12 und 13 verbunden sind, eingeschaltet wird, um einen zirkulierenden Strom zu zuzulassen, wodurch die durch den magnetischen Kreis einschließlich der Ankerspulen 11-13 des Generators 1 aufgespeicherte magnetische Energie abgeleitet und die Riesenimpulsspannung reduziert wird.
Fig. 2 zeigt den Riesenimpuls in der Ausgangsspannung des Gleichrichters 3. In Fig. 2 deutet eine strichpunktierte Linie eine Riesenimpulsspannung an, wenn keine Steuerung vorgesehen ist; eine durchgezogene Linie deutet eine erzeugte Spannung an, wenn eine Riesenimpulsspannung auf die zweifache Höhe der Batteriespannung gedrückt wird; und eine unterbrochene Linie deutet eine erzeugte Spannung an, wenn die Riesenimpulsspannung geringfügig höher (etwa 14 V) als der Vorwärtsspannungsabfall der Dioden für die hochseitigen Elemente (oder etwa 0,7 V) zuzüglich der Batteriespannung gedrückt wird.

(Zweite Ausführungsform)

Eine zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird mit Bezug auf Fig. 3 beschrieben.
Diese Ausführungsform ist die gleiche wie die erste Ausführungsform mit Ausnahme dessen, daß die Überspannungssteuerungsschaltung 6 der ersten Ausführungsform durch eine Überspannungssteuerungsschaltung 600 ersetzt ist, welche drei Reihenschaltungen einer Konstantspannungsdiode 311 und eines Widerstands rg aufweist. Jede der Reihenschaltungen ist zwischen der Hauptelektrode (oder dem Drain) und dem Gate der MOS-Transistoren 34-36 (niederseitige Elemente) angeschlossen.
Wenn die Riesenimpulsspannung erzeugt wird, schlägt die Konstantspannungsdiode 311 der Ankerspule, welche die Riesenimpulsspannung erzeugt, durch, und das Gate des MOS-Transistors, welcher die Riesenimpulsspannung erzeugt, wird nach einer Zeitspanne, welche sich aus der Zeitkonstante eines aus dem Widerstand rg und der Gatekapazität bestehenden, integrierenden Schaltkreises entscheidet, auf einen höheren Pegel als den Schwellenpegel aufgeladen. Folglich wird der MOS-Transistor eingeschaltet und unterdrückt die Riesenimpulsspannung in der gleichen Weise wie die erste Ausführungsform. Weil nur ein kleiner Betrag des Stroms durch die Konstantspannungsdioden 311 fließt, können sie kompakt hergestellt sein. Wenn keine Riesenimpulsspannung erzeugt wird, schlagen die Konstantspannungsdioden 311 nicht durch, so daß die Transistoren 34-36 ausgeschaltet bleiben, und die parasitischen Dioden D richten die Ausgangsspannung gleich.
Die elektrische Ladung auf dem Gate wird entladen, wenn die Ausgangsspannung der die Riesenimpulsspannung erzeugenden Ankerspule um wenigstens den Vorwärtsspannungsabfall der Konstantspannungsdioden geringer als das Gatepotential ist. Wenn das Gatepotential niedriger als der Schwellenpegel wird, wird der MOS-Transistor ausgeschaltet.
Die Betriebsweise der MOS-Transistoren 34-36 und das Kontrollieren der Riesenimpulsspannung sind die gleichen wie in der ersten Ausführungsform, und daher wird auf eine Beschreibung verzichtet. Die Durchbruchspannung der Konstantspannungsdioden 311 kann in geeigneter Weise geändert werden. Daher wird der Schaltungsaufbau einfach.

(Dritte Ausführungsform)

Eine dritte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird mit Bezug auf Fig. 4 beschrieben.
Diese Ausführungsform unterscheidet sich von der ersten Ausführungsform darin, daß die Überspannungssteuerungsschaltung 6 durch eine Überspannungssteuerungsschaltung 601 ersetzt wird, Dioden für die niederseitigen Elemente 34-35 verwendet werden, und N-Kanal-MOS-Transistoren für die hochseitigen Elemente 31-33 verwendet werden.
Die Überspannungssteuerungsschaltung 601 besteht aus Vergleichern 612-614 zum Vergleichen dreier Ausgangsspannungen der Spannungsteilerschaltung 6a (die gleiche wie die der ersten Ausführungsform) mit dem Massepotential, wobei eine Spannungsteilerschaltung Widerstände R7 und R8 zum Teilen der Ausgangsspannung V0 des Dreiphasenvollwellengleichrichters 3, einen Vergleicher 611 zum Vergleichen der geteilten Spannung der Ausgangsspannung V0 mit der Referenzspannung Vref sowie UND-Gatter 621-623 aufweist. Die Ausgangsspannungen der UND-Gatter 621-623 werden jeweils den Gates der MOS-Transistoren für die hochseitigen Elemente durch die Widerstände rg zugeführt. Die parasitischen Dioden D der MOS-Transistoren für die hochseitigen Elemente werden so angeschlossen, daß die Anoden an die Seiten der Ankerspulen 11-13 kommen.
Die Funktionsweise der vorstehenden Schaltung wird als nächstes beschrieben.
Der Vergleicher 611 vergleicht die geteilte Spannung der Ausgangsspannung V0, welche durch die aus den Widerständen R7 und R8 zusammengesetzte Spannungsteilerschaltung geteilt wird, mit der Referenzspannung. Er sendet das Hochpegelsignal an die UND-Gatter 621-623, wenn die Ausgangsspannung V0 höher als die Referenzspannung ist.
Die Vergleicher 612-614 bestimmen, ob jede Polspannung der Ankerspulen 11-13 niedriger als die Massespannung ist, und sendet ein Hochpegelsignal an die UND-Gatter 621-623, falls die Polspannung niedriger als die Massespannung ist.
Folglich senden die UND-Gatter 621-623 das UND-Signal des logischen Ausgangs des Vergleichers 611 und jedes logischen Ausgangs der Vergleicher 621-623 durch die Widerstände rg an die Gates der MOS-Transistoren für die hochseitigen Elemente. In anderen Worten, wenn die Riesenimpulsspannung erzeugt wird (wenn der Vergleicher 611 ein Hochpegelsignal erzeugt), wird der mit einer (z. B. 11) der eine negative Ausgangsspannung erzeugenden Ankerspulen verbundene MOS-Transistor (z. B. 31) eingeschaltet. Somit fließt ein elektrischer Strom von dem einen (z. B. B) der Ausgangsanschlüsse des Gleichrichters 3 einschließlich der Riesenimpulsspannung durch den korrespondierenden MOS-Transistor (z. B. 11) zu der die negative Spannung erzeugenden Ankerspule (z. B. 12), wodurch die in der Ausgangsspannung V0 enthaltene Riesenimpulsspannung unterdrückt wird.
Daher wird die Riesenimpulsspannung durch den Gleichrichter 3 und die Ankerspulen 11-13 in der gleichen Weise gedämpft wie in der ersten und zweiten Ausführungsform.
Der intermittierende Betrieb der MOS-Transistoren für die hochseitigen Elemente und die Unterdrückung der Riesenimpulsspannung sind die gleichen wie in der ersten und zweiten Ausführungsform, und die Spannungsunterdrückungsoperation der niederseitigen Elemente 34-36 und der MOS-Transistoren für die hochseitigen Elemente durch die Riesenimpulsspannung ist die gleiche wie in der ersten und zweiten Ausführungsform.

(Vierte Ausführungsform)

Eine vierte Ausführungsform wird mit Bezug auf Fig. 5 beschrieben.
Diese Ausführungsform weist zusätzliche Transistorsteuerungsschaltungen 8 für die jeweiligen MOS-Transistoren 34-36 der ersten Ausführungsform auf.
Jede der Transistorsteuerungsschaltungen 8 ist aus einem Vergleicher 85, Diode 86 und 87 und einem Widerstand R8 zusammengesetzt und ist mit einem der MOS-Transistoren 34-36 verbunden.
Die Ausgangsspannung des Vergleichers 61, welcher in Fig. 1 gezeigt ist, wird der Diode 87 zugeführt. Der Vergleicher 85 bestimmt, ob die Polspannung der Ankerspule 11 niedriger als die Massespannung ist. Falls die Polspannung niedriger ist, wird das Hochpegelsignal dem Gate des Transistors 34 zugeführt, um ihn einzuschalten. Andererseits wird, falls die Polspannung höher als die Massespannung ist, das Niedrigpegelsignal erzeugt, so daß der MOS-Transistor 34 in dem Steuerungs- bzw. Regelungsmodus der zweiten Ausführungsform arbeitet.
Somit richtet der MOS-Transistor 34 den Strom durch den Kanal hiervon zusätzlich zu dem durch die parasitische Diode D fließenden Strom gleich, so daß ein Leistungsverlust aufgrund der Gleichrichtung des Stroms reduziert werden kann.
Anstatt die erzeugte Spannung der Ankerspule 11 an den Vergleicher 85 anzulegen, kann hieran eine geteilte Spannung hiervon angelegt werden.

(Variation)

In der zweiten Ausführungsform, wie in Fig. 3 gezeigt, fungiert der MOS-Transistor 34-36 als die Gleichrichterelemente, falls die in Fig. 5 gezeigte Schaltung zu jedem der MOS-Transistoren 34-36 hinzugefügt wird. In diesem Fall kann die Diode 87 weggelassen werden.
In der dritten Ausführungsform, wie in Fig. 4 gezeigt, fungiert der MOS-Transistor für die hochseitigen Elemente als die Gleichrichterelemente, falls eine in Fig. 6 gezeigte Schaltung, welche in der gleichen Weise wie die in Fig. 5 gezeigte Schaltung arbeitet, jeder der Ankerspulen hinzugefügt wird. In diesem Fall werden die Ausgangsspannungen der UND-Schaltungen 621-623 jeweils der Diode 87 zugeführt.
In dieser Ausführungsform erzeugt der Vergleicher 85 das Hochpegelsignal, um den MOS-Transistor 33 in Fig. 4 einzuschalten, wenn die erzeugte Spannung Vc höher als die Batteriespannung oder die Ausgangsspannung V0 des Dreiphasenvollwellengleichrichters 3 wird.
In der ersten und zweiten Ausführungsform besteht jedes der hochseitigen Elemente 31-33 aus einer Flächendiode, und jedes der niederseitigen Elemente besteht aus einem MOS-Transistor und der parasitischen Diode hiervon. Jedoch kann als das hochseitige oder niederseitige Element wahlweise eines der nachstehenden Elemente verwendet werden: (a) MOS-Transistor mit der parasitischen Diode, (b) Flächendiode, (c) IGBT mit paralleler Flächendiode, (d) Bipolartransistor mit einer parallelen Flächendiode und (e) SiC-MOS-Transistor mit der parasitischen Diode.
Es wird festgehalten, daß entweder die hochseitigen Elemente 31-33 oder die niederseitigen Elemente die Transistoren verwenden müssen. Die Hochpegelsignale des Vergleichers 85 und der UND-Gatter 621-623 sind hoch genug eingestellt, um die MOS-Transistoren für die hochseitigen Elemente einzuschalten.
Das PWM-(Pulsbreitenmodulations)-Steuerungs- bzw. -regelungssystem kann eingeführt werden, um eine Erwärmung der Transistoren, welche für die hochseitigen Elemente 31-33 oder die niederseitigen Elemente verwendet werden, zu unterdrücken. Das PWM-Steuerungssystem kann aus einem Oszillator zum Erzeugen einer Konstantfrequenzsignalspannung eines geeigneten Tastverhältnisses und einer UND-Schaltung, welche die Konstantfrequenzsignalspannung und die Kollektorspannung des in Fig. 1 gezeigten Transistors oder die Spannung, um alle die MOS-Transistoren 34-36 einzuschalten, als Eingangswerte nimmt, zusammengesetzt sein. Das PWM-Steuerungssystem wird der Schaltung 5 hinzugefügt, um die MOS-Transistoren 34-36 gemäß dem UND-Signal der UND-Schaltung zu steuern bzw. zu regeln. Der Schaltungsaufbau ist einfach und offensichtlich, und eine weitere Beschreibung hiervon wird weggelassen.
Die wärmebeständigen SiC-MOS-Transistoren werden vorzugsweise verwendet, um mit dem Temperaturanstieg, während die Riesenimpulsspannung kontrolliert wird, fertig zu werden.

(Fünfte Ausführungsform)

Eine fünfte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird mit Bezug auf Fig. 8 beschrieben.
Der Unterschied in dieser Ausführungsform bezüglich der zweiten Ausführungsform (gezeigt in Fig. 3) besteht darin, daß Widerstände r21 zwischen jedem Gate der MOS- Transistoren 34-36 und einer Masse angeschlossen sind.
Die Merkmale dieser Ausführungsform werden nachstehend beschrieben.
Falls in der zweiten Ausführungsform die der Ankerspule 13, welche die Riesenimpulsspannung erzeugt, entsprechende Konstantdiode 311 durchschlägt und das Gate des MOS-Transistors 36 für die die Riesenimpulsspannung erzeugende Ankerspule 11 geladen wird, wird der MOS-Transistor 36 nicht ausgeschaltet, so lange die Riesenimpulsspannung nicht niedriger als der Schwellenpegel ist, welcher niedrider als die Batteriespannung ist. Daher wird die normale Ausgangsspannung nicht sofort erzeugt. In dieser Ausführungsform können die Widerstände 21 für den Gate-Entladeweg das vorgenannte Problem vermeiden. Die an das Gate des MOS-Transistors 36 angelegte Gatespannung beträgt (V3 - Vz) · r21/(rg + r21), falls die erzeugte Spannung V3 beträgt. Falls die Gatespannung höher als der Schwellenpegel ist, wird der MOS-Transistor 36 eingeschaltet. Vz ist eine Durchbruchspannung der Konstantdiode 311.

(Variation)

Eine Variation der fünften Ausführungsform wird mit Bezug auf Fig. 9A und 9B beschrieben.
Fig. 9A zeigt den gleichen Teil wie in Fig. 8 gezeigt mit Ausnahme der Konstantspannungsdiode 311. In diesem Fall ist die Spannungsteilerschaltung aus den widerständen rg und r21 zusammengesetzt. Wenn die durch die beiden Widerstände rg und r21 geteilte Spannung den Schwellenpegel des MOS-Transistors 36 annimmt, wird der Transistor 36 eingeschaltet. Falls z. B. die Ausgangsspannung V3 bei 18 Volt mit dem Schwellenpegel des MOS-Transistors von 3 Volt eingeschaltet wird, beträgt das Teilungsverhältnis der Widerstände rg und r21 6 : 1.
Fig. 9B zeigt den gleichen Teil wie in Fig. 8 gezeigt mit der Ausnahme, daß die Konstantspannungsdiode 311 durch einen pnp-Transistor 400 ersetzt ist. Ein Bezugszeichen rb ist ein Widerstand. Falls der Riesenimpuls erzeugt wird, wird der Transistor 400 eingeschaltet, um den MOS-Transistor 36 einzuschalten. Die Emitterspannung des Transistors 400 ist zweimal so hoch wie die Batteriespannung eingestellt. Eine Invertierer-Verstärkerschaltung kann den pnp-Transistor 400 ersetzen.

(Sechste Ausführungsform)

Eine sechste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird mit Bezug auf Fig. 10 beschrieben.
Die Schaltung gemäß dieser Ausführungsform weist eine Brückenschaltung auf, welche aus N-Kanal-MOS-Transistoren anstelle der hochseitigen Elemente 31-33 des Gleichrichters 3 der ersten Ausführungsform (gezeigt in Fig. 1) und einer Steuereinrichtung 53, welche in der Stromerzeugungssteuerungsschaltung 5 zum Steuern bzw. Regeln der MOS-Transistoren 31-36 enthalten ist, zusammengesetzt ist. Die Steuereinrichtung 53 wird mit der B-Spannung versorgt und wird in Betrieb gesetzt, wenn die IG-Spannung hoch wird. Die Steuereinrichtung 53 steuert den Transistor 51, so daß die B-Spannung eine bestimmte Spannung (erster Spannungspegel) wird, und steuert die MOS- Transistoren 31-36 nacheinander gemäß den Ausgangssignalen der Vergleicher 61-63, um die erzeugten Phasenspannungen V1, V2 und V3 gleichzurichten. Eine parasitische Diode (nicht gezeigt) ist zwischen der Source und dem Drain jedes einzelnen der MOS-Transistoren 31-36 angeschlossen, wobei die Kathode hiervon mit dem Drain und die Anode hiervon mit der Source (P-Senke) verbunden sind. Eine Schaltung zum Steuern eines Paars von Transistoren für eine Phase (z. B. MOS-Transistor 31 und 34) der MOS-Transistoren 31-36 ist in Fig. 11 gezeigt. Die Betriebsweise der Schaltung für die Phasenspannung V1 wird als nächstes beschrieben.
Wenn der Riesenimpuls in dem normalen Gleichrichterbetrieb nicht erzeugt wird, erzeugt der Vergleicher 61 das Niedrigpegelsignal. Daher wird das Hochpegelsignal (welches das Überspannungserfassungssignal ist) einem NOR- bzw. WEDER-NOCH-Gatter 500 oder einem ODER-Gatter 501 nicht zugeführt. Andererseits wird ein Steuersignal eines niedrigseitigen Elements (welches das durch den in Fig. 5 gezeigten Vergleicher 85 erzeugte Hochpegelsignal ist) durch das ODER-Gatter 501 dem Gate des MOS-Transistors 34 zugeführt, wodurch derselbe eingeschaltet wird. Das Steuersignal eines hochseitigen Elements in dem Hochspannungspegel, welches durch den in Fig. 6 gezeigten Vergleicher 85 gegeben ist, wird durch einen Invertierer 502 invertiert und dem WEDER-NOCH-Gatter 500 zugeführt, welches das Hochpegelsignal an das Gate des MOS-Transistors 31 (hochseitiges Element) sendet, um denselben einzuschalten.
Wenn die Riesenimpulsspannung in der Ankerspule 11 erzeugt wird, erzeugt der Vergleicher 61 das Hochpegelsignal als das Überspannungserfassungssignal. Wenn das Hochspannungsignal an das WEDER-NOCH-Gatter 500 und das ODER-Gatter 501 gesendet wird, erzeugt das WEDER-NOCH- Gatter 500 das Niedrigpegelsignal, und das ODER-Gatter 501 erzeugt das Hochpegelsignal, um jeweils die MOS-Transistoren 31 auszuschalten und den MOS-Transistor 34 einzuschalten, wodurch die Riesenimpulsspannung gedämpft wird.
In anderen Worten, wenn die Riesenimpulsspannung erzeugt wird, wird der niederseitige MOS-Transistor der Brückenschaltung (Brückenschaltung vom Voll-MOS-Transi-, stor-Typ) eingeschaltet, um die Riesenimpulsspannung zu unterdrücken und den hochseitigen MOS-Transistor 31 auszuschalten, so daß verhindert wird, daß die Riesenimpulsspannung die Batterie 7 und den Verbraucher 9 durch den Kanal des MOS-Transistors 31 erreicht.
Nachdem ein Paar der MOS-Transistoren 32 und 35 und ein Paar der MOS-Transistoren 33 und 36 in der gleichen Weise wie die MOS-Transistoren 31 und 34 arbeiten, wird die Beschreibung deren Betriebsweise weggelassen. Schaltungen, welche die MOS-Transistoren für die hochseitigen Elemente 31-33 ansteuern, wie etwa die in Fig. 4 gezeigten UND-Gatter 621-623, der in Fig. 6 gezeigte Vergleicher 85, das WEDER-NOCH-Gatter 500 oder das ODER-Gatter 501 sind angeordnet, um eine höhere Spannung als die Batteriespannung zu erzeugen, um die MOS-Transistoren für die hochseitigen Elemente 31-33 in dem ungesättigten zustand zu betreiben. Falls PMOS-Transistoren für die hochseitigen Elemente 31-33 verwendet werden, ist die vorgenannte Bedingung nicht erforderlich. In der Dreiphasengleichrichterschaltung der Brückenschaltung vom Voll-MOS- Transistor-Typ gemäß dieser Ausführungsform wird die Riesenimpulsspannung durch Einschalten der MOS-Transistoren für die hochseitigen Elemente 31-33 unterdrückt, wie im Zusammenhang mit der dritten Ausführungform beschrieben. In diesem Fall wird der MOS-Transistor für eines der niederseitigen Elemente 34-36 entsprechend dem hochseitigen Element der selben Phase, welches eingeschaltet wird, um die Riesenimpulsspannung zu absorbieren, ausgeschaltet.
Gemäß dieser Ausführungsform weist der Dreiphasenvollwellengleichrichter 3 des Voll-MOS-Transistor-Typs eine Struktur zum Unterdrücken der in den Ankerspulen 11- 13 erzeugten Riesenimpulsspannung auf. Daher ist keine spezielle Schaltung zum Verhindern der Riesenimpulsspannung erforderlich, was in einer einfachen und kompakten Schaltung resultiert.

(Siebente Ausführungsform)

Eine siebente Ausführungsform gemäß der vorstehenden Erfindung wird mit Bezug auf Fig. 12 und Fig. 13 beschrieben.
Die Schaltung gemäß dieser Ausführungsform ist die selbe wie die Schaltung gemäß der in Fig. 10 gezeigten sechsten Ausführungsform mit Ausnahme dessen, daß Vergleicher 64-66 hinzugefügt sind, die Konstantspannungsquelle 60 eine Referenzspannung Vref' (eine geteilte Spannung eines dritten Spannungspegels) erzeugt, welche niedriger als die Referenzspannung Vref (eine geteilte Spannung des zweiten Spannungspegels) ist, und ein ODER- Gatter 600, eine Halteschaltung 601 und ein UND-Gatter 602 hinzugefügt sind. Für die gesamten Phasen ist nur ein Paar des ODER-Gatters 600 und der Halteschaltung 601 vorgesehen. Allerdings ist das UND-Gatter 602 für jede Phase vorgesehen.
Der Vergleicher 64 vergleicht eine geteilte Spannung der erzeugten Spannung (Phasenspannung) V1 der Ankerspule 11 mit der Referenzspannung Vref', der Vergleicher 65 vergleicht eine geteilte Spannung der erzeugten Spannung (Phasenspannung) V2, und der Vergleicher 66 vergleicht eine geteilte Spannung der erzeugten Spannung (Phasenspannung) V3 mit der Referenzspannung 13. Jede Ausgangsspannung der Vergleicher 61-66 wird an die Steuereinrichtung 53 gesendet. Die Steuereinrichtung 53 für eine Phase ist in Fig. 13 gezeigt. Das ODER-Gatter 600 und die Halteschaltung 601 sind allen Phasen, wie zuvor festgestellt, gemeinsam.
Die Betriebsweise der Schaltung für die der erzeugten Spannung V1 entsprechenden Phase gemäß dieser Ausführungsform wird als nächstes beschrieben.
Wenn die Riesenimpulsspannung durch irgendeine der Statorspulen 11-13 erzeugt wird, erzeugt ein korrespondierender der Vergleicher 61-63 das Hochpegelsignal als das Überspannungserfassungssignal, und das ODER-Gatter 600 sendet das Hochpegelsignal (welches die Erzeugung des Riesenimpulsspannungssignals anzeigt) an die Halteschaltung 601, welche das Hochpegelsignal als das Überspannungserfassungssignal kontinuierlich sendet, bis die Steuereinrichtung 53 abgeschaltet wird. Die Steuereinrichtung dieser Ausführungsform wird mit der Spannung VB der Batterie so lange versorgt, wie sich die IG-Spannung in dem hohen Pegel befindet. Daher hält die Halteoperation der Halteschaltung 601 an, bis der Zündschalter IGSW ausgeschaltet wird.
Die Ausgangsspannung des Vergleichers 64 wird dem UND-Gatter 602 als das Spannungserfassungssignal zugeführt. Der Vergleicher 64 erzeugt das Hochpegelsignal, wenn die geteilte Spannung der Riesenimpulsspannung, welche in der erzeugten Spannung V1 enthalten ist, höher als die Referenzspannung Vref' wird. Die Referenzspannung Vref' ist höher als eine geteilte Spannung einer Mindestspannung, um den elektrischen Verbraucher zu betreiben, und niedriger als die Referenzspannung Vref.
Daher wird, falls die geteilte Spannung der erzeugten Spannung V1 höher als die Referenzspannung Vref wird, nachdem die Riesenimpulsspannung erfaßt wird, das Hochpegelsignal erzeugt, so daß die Halteschaltung das Hochpegelsignal hält. Somit wird, falls die geteilte Spannung der erzeugten Spannung V1 nicht höher als die Referenzspannung Vref' wird, das Niedrigpegelsignal erzeugt, um den MOS-Transistor 31 einzuschalten und den MOS-Transistor 34 auszuschalten, um den elektrischen Verbraucher 9 mit der erzeugten Spannung V1 zu versorgen. Wenn der MOS- Transistor 31 eingeschaltet und der MOS-Transistor 34 ausgeschaltet ist, wird die Riesenimpulsspannung erzeugt, da die Riesenimpulsleistung nicht hinreichend abgeführt wird. Allerdings führt die Hochgeschwindigkeitsschaltoperation dazu, daß der Vergleicher 64 das Hochpegelsignal produziert, um den MOS-Transistor 31 auszuschalten und den MOS-Tranistor 34 einzuschalten, wodurch die Riesenimpulsspannung reduziert wird und verhindert wird, daß sie die elektrischen Verbraucher erreicht. Fig. 14 zeigt Spannungswellen, welche verschiedenen in Fig. 12 gezeigten Teilen zugeführt werden.
Zum Abschluß wird der elektrische Verbraucher 9 gemäß dieser Ausführungsform bei einer Spannung, welche durch die Referenzspannung Vref' gesteuert wird, auch nachdem die Riesenimpulsspannung erzeugt wird, mit Strom versorgt.
Diese Ausführungsform kann auf irgendeine andere Schaltung als die in Fig. 10 gezeigte Brückenschaltung 3 vom Voll-MOS-Transistor-Typ angewendet werden. Die Halteschaltung 601 dieser Ausführungsform kann durch eine Temporär-Halteschaltung wie etwa einen monostabilen Multivibrator ersetzt werden. In diesem Fall wird das Hochpegelsignal für eine Zeitdauer (hunderte Millisekunden), welche lang genug ist, daß die Riesenimpulsspannung gedämpft wird, gehalten. Somit ist es möglich, zu dem normalen Steuerungs- bzw. Regelungsbetrieb zurückzukehren, nachdem die Halteoperation gelöscht ist. Der Vergleicher 61-63 kann durch einen A/D-wandler in Verbindung mit einer Software für den Mikrocomputer, welcher das Überspannungssignal erzeugt, ersetzt werden, falls die Zuverlässigkeit hiervon ebenso hinreichend hoch ist wie die Vergleicher 61-63.
In der vorstehenden Beschreibung der vorliegenden Erfindung ist die Erfindung mit Bezug auf bestimmte Ausführungsformen hiervon offenbart worden. Es wird jedoch offensichtlich sein, daß vielfältige Modifikationen und Änderungen an den bestimmten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung vorgenommen werden können, ohne den Schutzbereich der Erfindung, wie in den anliegenden Ansprüchen ausgeführt, zu verlassen. Demgemäß ist die Beschreibung der vorliegenden Erfindung in diesem Dokument eher in einem veranschaulichenden denn einem einschränkenden Sinn zu verstehen.

Claims

1. Stromerzeugungsgerät für ein Fahrzeug, welches einen durch eine Maschine angetriebenen Wechselstromgenerator (1) mit Ankerspulen (11, 12, 13), eine Brückenschaltung (3) mit hochseitigen Gleichrichterelementen (31, 32, 33) und niederseitigen Gleichrichterelementen (34, 35, 36), welche zwischen jedem Anschluss der Ankerspulen (11, 12, 13) und einer Batterie (7) angeschlossen sind, eine Steuereinheit (6, 600, 601) zum Steuern eines Teils der hochseitigen und niederseitigen Gleichrichterelemente (31-36), einen Spannungsregler (5) zum Regulieren der Ausgangsspannung der Brückenschaltung (3) auf einen ersten Spannungspegel, enthält, wobei

die Steuereinheit (6, 600, 601) aufweist:

eine Überspannungserfassungseinrichtung (61-66, 311), welche mit den Ankerspulen (11, 12, 13) verbunden ist, zum Erzeugen eines Überspannungssignals, wenn eine Riesenimpulsspannung, welche einen zweiten Spannungspegel, welcher ein bestimmter Pegel höher als der erste Spannungspegel ist, überschreitet, in den Ankerspulen (11, 12, 13) erzeugt wird; und

eine Kurzschließeinrichtung (53, 31-33, 34-36), welche mit der Überspannungserfassungseinrichtung (61-66, 311) und den Ankerspulen (11, 12, 13) verbunden ist, zum selektiven Kurzschließen eines Teils der Ankerspulen (11, 12, 13), dadurch gekennzeichnet, dass

der Wechselstromgenerator (1) eine Feldspule (2) aufweist; und

das Stromerzeugungsgerät die Riesenimpulsspannung durch Ein- und Ausschalten eines Teils der Gleichrichterelemente gemäß dem Überspannungssignal unterdrückt.

2. Stromerzeugungsgerät nach Anspruch 1, wobei

die Kurzschließeinrichtung (53, 31-33, 34-36) eines der niederseitigen Gleichrichterelemente (34, 35, 36) der Brückenschaltung (3) einschaltet.

3. Stromerzeugungsgerät nach Anspruch 1, wobei

jedes der niederseitigen Gleichrichterelemente (34, 35, 36) der Brückenschaltung (3) einen MOS-Transistor aufweist;

die Steuereinheit (6, 600, 601) ein Konstantspannungsabfallelement (311) aufweist, welches zwischen einem Hauptanschluss des mit dem Generator verbundenen MOS-Transistors und dessen Gate angeschlossen ist; und

die Überspannungserfassungseinrichtung (61-66, 311) das Konstantspannungsabfallelement (311) zum Zuführen eines Gatestroms, wenn die Ausgangsspannung einen zweiten Spannungspegel überschreitet, aufweist.

4. Stromerzeugungsgerät nach Anspruch 1, wobei

die Kurzschließeinrichtung (53, 31-33, 34-36) eines der hochseitigen Gleichrichterelemente (31, 32, 33), welches mit einem Anschluss der Ankerspulen (11, 12, 13) verbunden ist, bei dem negativen Potential gemäß einem Ausgangssignal der Überspannungserfassungseinrichtung (31-66, 311) einschaltet.

5. Stromerzeugungsgerät nach Anspruch 1, wobei der zweite Spannungspegel nicht nieriger als zweimal und nicht höher als dreimal so hoch wie die normale Spannung der Batterie (7) ist.

6. Stromerzeugungsgerät nach Anspruch 1, wobei

der zweite Spannungspegel höher ist als eine Spannung, welche ein Vorwärtsspannungsabfall einer Sperrschichtdiode (31-33) zuzüglich eines ersten Spannungspegels ist.

7. Stromerzeugungsgerät nach Anspruch 1, wobei

mindestens eines der hochseitigen Gleichrichterelemente (31, 32, 33) und der niederseitigen Gleichrichterelemente (34, 35, 36) SiC-MOS-Transistoren aufweist.

8. Stromerzeugungsgerät nach Anspruch 1, wobei

eines der hochseitigen Gleichrichterelemente (31, 32, 33) und der niederseitigen Gleichrichterelemente (34, 35, 36) eine Parallelschaltung ist, welche aus einem Bipolartransistor und einer Flächendiode aufgebaut ist, welche in einer Richtung angeschlossen ist, um in den Ankerspulen (11, 12, 13) erzeugte Spannungen gleichzurichten.

9. Stromerzeugungsgerät nach Anspruch 1, wobei

mindestens ein Teil der hochseitigen und niederseitigen Gleichrichterelemente (31-36) N-Kanal-MOS- Transistoren aufweist, von denen jeder eine parasitäre Diode (D) aufweist, welche zwischen einem P-Typ- Plattengebiet direkt unter dem Gate und einem N&spplus;- Typ-Gebiet in einer Richtung angeordnet ist, um die in den Ankerspulen (11, 12, 13) erzeugte Spannung gleichzurichten.

10. Stromerzeugungsgerät nach Anspruch 7, wobei

die Steuereinheit (6, 600, 601) die hochseitigen MOS-Transistoren intermittierend steuert, um eine Wechselstrom/Gleichstromumformung auszuführen.

11. Stromerzeugungsgerät nach Anspruch 1, wobei

die Steuereinheit (6, 600, 601) einen Teil der hochseitigen und niederseitigen Gleichrichterelemente (31-36) bei einem bestimmten Durchschnittsleitungsverhältnis anschaltet.

12. Stromerzeugungsgerät nach Anspruch 1, wobei

die Kurzschließeinrichtung (53, 31-33, 34-36) einen Teil der hochseitigen und niederseitigen Gleichrichterelemente (31-36) gemäß dem Überspannungssignal steuert, um die Ausgangsspannung der Brückenschaltung (3) auf ein Pegelminimum zu regeln, um eine elektrische Last (9) zu speisen.

13. Stromerzeugungsgerät nach Anspruch 1, wobei

die hochseitigen Gleichrichterelemente (31, 32, 33) und niederseitigen Gleichrichterelemente (34, 35, 36) MOS-Transistoren sind.