DE69609158T2 - Verfahren und gerät zur verwendung der gesamten spektralen sendeleistung in einem spreizspektrumübertragungssystem zur energie- und phasenzeitnachführung einzelner empfänger - Google Patents
Verfahren und gerät zur verwendung der gesamten spektralen sendeleistung in einem spreizspektrumübertragungssystem zur energie- und phasenzeitnachführung einzelner empfängerInfo
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- 238000001228 spectrum Methods 0.000 title claims abstract description 88
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 66
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 title claims description 17
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 title description 3
- 238000004891 communication Methods 0.000 claims abstract description 239
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 39
- 230000006870 function Effects 0.000 claims description 60
- 238000012937 correction Methods 0.000 claims description 37
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 23
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 claims description 18
- 230000007480 spreading Effects 0.000 claims description 9
- 238000003892 spreading Methods 0.000 claims description 9
- 230000009466 transformation Effects 0.000 claims description 7
- 239000000969 carrier Substances 0.000 claims description 5
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 5
- 238000000844 transformation Methods 0.000 claims description 5
- 230000001131 transforming effect Effects 0.000 claims description 4
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 3
- 238000009825 accumulation Methods 0.000 claims 2
- 230000002776 aggregation Effects 0.000 claims 1
- 238000004220 aggregation Methods 0.000 claims 1
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 27
- 230000000875 corresponding effect Effects 0.000 description 19
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 13
- 238000013461 design Methods 0.000 description 13
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 13
- 230000008569 process Effects 0.000 description 12
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 9
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 9
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 8
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 7
- 230000001413 cellular effect Effects 0.000 description 7
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 7
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 5
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 5
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 4
- 230000007774 longterm Effects 0.000 description 4
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 3
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 3
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 3
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 description 3
- 230000002596 correlated effect Effects 0.000 description 2
- 238000013478 data encryption standard Methods 0.000 description 2
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 238000009826 distribution Methods 0.000 description 2
- 238000009432 framing Methods 0.000 description 2
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 2
- 230000015654 memory Effects 0.000 description 2
- 238000003860 storage Methods 0.000 description 2
- 238000010897 surface acoustic wave method Methods 0.000 description 2
- PSYGHMBJXWRQFD-UHFFFAOYSA-N 2-(2-sulfanylacetyl)oxyethyl 2-sulfanylacetate Chemical compound SCC(=O)OCCOC(=O)CS PSYGHMBJXWRQFD-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 description 1
- 102100028717 Cytosolic 5'-nucleotidase 3A Human genes 0.000 description 1
- 101710095312 Cytosolic 5'-nucleotidase 3A Proteins 0.000 description 1
- 239000000654 additive Substances 0.000 description 1
- 230000000996 additive effect Effects 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 230000002301 combined effect Effects 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 238000013500 data storage Methods 0.000 description 1
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 1
- 230000002939 deleterious effect Effects 0.000 description 1
- 238000009795 derivation Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 description 1
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 1
- 238000009434 installation Methods 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 239000013307 optical fiber Substances 0.000 description 1
- 230000001151 other effect Effects 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 238000002360 preparation method Methods 0.000 description 1
- 230000010076 replication Effects 0.000 description 1
- 238000013519 translation Methods 0.000 description 1
- 230000000007 visual effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7073—Synchronisation aspects
- H04B1/7085—Synchronisation aspects using a code tracking loop, e.g. a delay-locked loop
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7073—Synchronisation aspects
- H04B1/7087—Carrier synchronisation aspects
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/14—Relay systems
- H04B7/15—Active relay systems
- H04B7/185—Space-based or airborne stations; Stations for satellite systems
- H04B7/1851—Systems using a satellite or space-based relay
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/14—Relay systems
- H04B7/15—Active relay systems
- H04B7/204—Multiple access
- H04B7/216—Code division or spread-spectrum multiple access [CDMA, SSMA]
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7073—Synchronisation aspects
- H04B1/7075—Synchronisation aspects with code phase acquisition
- H04B1/70751—Synchronisation aspects with code phase acquisition using partial detection
- H04B1/70753—Partial phase search
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7097—Interference-related aspects
- H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
- H04B1/7115—Constructive combining of multi-path signals, i.e. RAKE receivers
- H04B1/7117—Selection, re-selection, allocation or re-allocation of paths to fingers, e.g. timing offset control of allocated fingers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Signal Processing (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Astronomy & Astrophysics (AREA)
- Aviation & Aerospace Engineering (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radio Relay Systems (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
- Investigating Or Analysing Materials By Optical Means (AREA)
Description
- Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Vielfachzugriffskommunikationssystem, wie zum Beispiel ein drahtloses Daten- oder Telefonsystem, und auf Bandspreizkommunikationssysteme der Satelliten-Repeater-Bauart. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf ein Verfahren zur Extrahierung und Erfassung der Frequenz und Phasen eines Benutzerkanals in einem Bandspreizkommunikationssystem durch Einsatz der zur Verfügung stehenden Energie eines Trägersignals für mehrere Kanäle. Die Erfindung bezieht sich weiterhin auf ein Verfahren, das mehrere Kommunikationssignale des Code- Multiplexbändspreiz-Typs (code division spread spectrum) einsetzt, die für verschiedene Teilnehmer in einem Kommunikationssystem bestimmt sind, um es einzelnen Systemteilnehmern zu ermöglichen die Frequenz und die Phasenreferenz für ihre jeweiligen Signale zu extrahieren und zu erfassen.
- Eine Vielzahl von Vielfachzugriffskommunikationssystemen wurden für das Transferieren von Informationen zwischen einer Vielzahl von Systembenutzern entwickelt. Techniken, die von solchen Vielfachzugriffkommunikationssystemenen eingesetzt werden, umfassen Zeitmultiplexvielfachzugriffs-(TDMA), Frequenzmultiplexvielfachzugriffs-(FDMA) und AM-Modulationsschemata, wie zum Beispiel "Amplitude Companded Single Sideband" (ACSSB), wobei die Grundlagen dieser Schemata im Fachgebiet bekannt sind. Bandspreizmodulationstechniken, wie zum Beispiel Code-Multiplexvielfachzugriffs(TDMA)- Bandspreiztechniken haben jedoch signifikante Vorteile gegenüber anderen Modulationsschemata, insbesondere wenn eine Versorgung einer großen Anzahl von Kommunikationssystembenutzern vorgesehen wird. Der Einsatz von TDMA-Techniken in einem Vielfachzugriffkommunikationssystem ist aus dem Inhalt der US-Patent Nr. 4,901,307 offenbart, welches am 13. Februar 1990 unter dem Titel "SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATI ON SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATER" veröffentlicht wurde und auf den Rechtsnachfolger der vorliegenden Erfindung übertragen ist.
- Das 4,901,307 Patent offenbart eine Technik eines Vielfachzugriffskommunikationssystems, in welcher eine große Anzahl von im allgemeinen mobilen oder entfernten Systembenutzern, die jeweils einen Transceiver einsetzen um mit anderen Systembenutzern oder gewünschten Signalempfängern, wie zum Beispiel durch ein öffentlich geschaltetes Telefonnetzwerk, zu kommunizieren. Die Transceiver kommunizieren durch Satelliten-Repeater und Gateways oder terrestrische Bodenstationen (gelegentlich auch als Zellstation oder Zelle bezeichnet) mittels Kommunikationssignalen des Code-Multiplexvielfachzugriffs- Bandspreiztyps. Solche Systeme erlauben den Transfer von verschiedenen Typen von Daten und Sprachkommunikationssignalen zwischen Systembenutzern und anderen Benutzern, die mit dem Kommunikationssystem verbunden sind.
- Kommunikationssysteme, die Signale des Bandspreiztyps und Modulationstechniken, wie sie in dem US-Patent Nr. 4,901,307 offenbart sind, einsetzen, sehen eine erhöhte Systembenutzerkapazität gegenüber anderen Techniken vor, und zwar aufgrund der Art und Weise, in welcher das gesamte Frequenzspektrum gleichzeitig von Systembenutzern innerhalb einer Region benutzt wird und vielfach in anderen verschiedenen Regionen, die von dem System bedient werden, eingesetzt wird. Der Einsatz von CDMA resultiert in einer höheren Effizienz bei dem Einsatz eines gegebenen Frequenzspektrums im Vergleich zu einer erreichten Frequenz mittels anderen Vielfachzugriffstechniken. Der Einsatz von Breitband-CDMA-Techniken erlaubt es außerdem, Probleme wie Mehrfachweg-Fading, was in herkömmlichen Kommunikationssystemen auftritt, einfacher zu überwinden, insbesondere für terrestrische Repeater.
- Modulationstechniken basierend auf pseudostatistische Rausch(pseudonoise = PN) -Codes, die eingesetzt werden um die verschiedenen Kommunikati onssystemsignale, die in einer Breitband-CDMA-Signalverarbeitung eingesetzt werden, erlauben eine relativ hohe Signalherführung. Dies ermöglicht, dass spektralähnliche Kommunikationssignale schneller unterscheiden werden, was es wiederum erlaubt Signale, die Maschinen Ausbreitungswegen folgen, einfach voneinander zu unterschieden, vorausgesetzt, dass der Weglängenunterschied relative Ausbreitungsverzögerung bewirkt, die länger sind als die PN-Chipperiode, d. h. der Kehrwert der Bandbreite. Wenn eine PN-Chiprate, angenommen ungefähr 1 MHz, in einem CDMA-Kommunikationssystem eingesetzt wird, kann die volle Bandspreizspektrumverarbeitungsverstärkung, die gleich dem Verhältnis der Spreizbandbreite zu der Systemdatenrate ist, eingesetzt werden um zwischen Signalen oder Signalwegen zu unterscheiden bzw. zu diskriminieren, die sich um mehr als eine Mikrosekunde in der Wegverzögerung oder der Ankunftszeit unterscheiden, was einen Weglängenunterschied von ungefähr 1000 Fuß entspricht. Typischerweise sehen städtische Umgebungen Wegverzögerungsunterschiede von mehr als einer Mikrosekunde vor, wobei in einigen Gebieten 10 bis 20 Mikrosekunden Verzögerung erreicht werden.
- Die Möglichkeit zwischen Vielfachwegsignalen zu unterscheiden reduziert im großen Maße das Ausmaß von Mehrfachweg-Fading, eliminiert dieses jedoch nicht völlig, da gelegentlich Wege mit sehr kleinen Verzögerungsunterschieden auftreten. Die Existenz von geringen Wegverzögerungen, ist insbesondere in Zusammenhang mit Satelliten-Repeatern oder direkten Kommunikationsverbindungen zu treffen, wohingegen Vielfachwegreflektionen von Gebäuden und anderen terrestrischen Oberflächen im großen Maße reduziert wird. Daher, ist es wünschenswert eine Art von Signalvielfalt (Diversity), als ein Ansatz für das Reduzieren der schadhaften Effekte des Fadings und anderen Problemen, die einer relativen Benutzer bzw. Repeaterbewegung zugeordnet werden, vorzusehen.
- Im allgemeinen werden drei Arten von Vielseitigkeit (Diversity) in einem Bandspreizkommunikationssystem erzeugt oder eingesetzt, und diese sind Zeit, Frequenz und Raumvielseitigkeit. Die Zeitvielseitigkeit ist durch Datenwieder holung, zeitliches Interleaving von Daten oder Signalkomponenten und Fehlerkodierung erreichbar. Eine Form von Frequenzvielseitigkeit ist von Natur aus in dem CDMA gegeben, in welchem die Signalenergie über eine große Bandbreite gespreizt wird. Daher, betrifft frequenzselektives Fading nur einen kleinen Teil der CDMA-Signalbandbreite.
- Raum- oder Wegvielseitigkeit wird durch das Vorsehen von mehreren Signalwegen durch gleichzeitige Verbindung mit mobilen oder entfernten Benutzern über zwei oder mehrere Basisstationen oder Antennen für terrestrisch stationierte Repeatersysteme erreicht; oder durch zwei oder mehrere Satellitenstrahlen oder individuellen Satelliten für Weltraumstationierte Repeatersysteme. D. h., in Satellitenkommunikationsumgebungen oder für räumliche bzw. Indoor drahtlose Kommunikationssysteme kann eine Wegvielseitigkeit durch absichtliches Senden oder Empfangen mittels mehrerer Antennen oder Transceiver erreicht werden. Weiterhin kann Wegvielseitigkeit durch Ausnutzen einer natürlichen Vielwegumgebung erreicht werden, und zwar dadurch dass es ermöglicht wird, dass ein Signal was über verschiedene Wege, wobei jeder eine verschiedene Ausbreitungsverzögerung hat, für jeden Weg separat empfangen und verarbeitet wird.
- Wenn zwei oder mehr Signalempfangswegen mit ausreichendem Verzögerungsunterschied, d. h. zum Beispiel größer als eine Mikrosekunde, zur Verfügung stehen, können zwei oder mehr Empfänger eingesetzt werden um separat diese Signale zu empfangen. Da diese Signale typischerweise unabhängiges Fading und andere Ausbreitungscharakteristiken beinhalten, können die Signale durch die Empfänger separat verarbeitet werden und die Ausgaben können mit einem Vielseitigkeitskombinierer kombiniert werden um die schlußendlichen Ausgabeinformation oder Daten zu liefern, und weiterhin können Probleme, die anderweitig in einem Einzelweg existieren, überwunden werden. Daher tritt ein Leistungsverlust nur dann auf, wenn die Signale, die bei beiden Empfängern ankommen, Fading oder Interferenz auf die selbe Art und Weise und zur gleichen Zeit erfahren. Um in der Lage zu sein die Existenz von Multiwegsignalen auszunutzen, ist es nötig eine Wellenform einzu setzen, die es erlaubt Wegvielseitigkeitskombinierungsoperationen auszuführen.
- Beispiele für den Einsatz von Wegvielseitigkeit in einem Vielfachzugriffskommunikationssystem werden in dem US-Patent Nr. 5,101,507 mit Titel "SOFT HANDOFF IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM", veröffentlicht am 31. März 1992 und der US-Patentschrift Nr. 5,109,390 mit dem Titel "DIVERSITY RECEIVER IN A GDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM", veröffentlicht am 28. April 1992 dargestellt, wobei beide Schriften auf den Rechtsnachfolger der vorliegenden Erfindung übertragen sind.
- Die CDMA-Techniken, die in der US-Patentschrift Nr. 4,901,307 veröffentlicht sind, ziehen den Einsatz von einer kohärenten Modulation und Demodulation für beide Kommunikationsrichtungen oder -verbindungen in Benutzer- Satellitenkommunikationen in Betracht. In Kommunikationssystemen, die diesem Ansatz folgen, wird ein Pilotträgersignal als eine Kohärente Phasenreferenz für Gateway- oder Satelliten-zu-Benutzern und Basisstation-zu- Benutzerverbindungen eingesetzt. Die Phaseninformation, die aus dem Erfassen des Pilotsignalträgers erhalten wird, wird dann als Trägerphasenreferenz für die kohärente Demodulation von anderen Systemen oder Benutzerinformationssignalen eingesetzt. Diese Technik erlaubt es vielen Benutzersignalträgern ein gemeinsames Pilotsignal als eine Phasenreferenz zu teilen, was einen weniger teuren und effizienteren Erfassungsmechanismus vorsieht. In Satellitenrepeatersystemen, benötigt die rückwärtige Verbindung im allgemeinen kein Pilotsignal für die Phasenreferenz für Gateway-Empfänger. In einer terrestrischen drahtlosen oder zellulären Umgebung schließt das Ausmaß des Vielwegfadens und daraus resultierenden Phasenstörungen des Kommunikationskanals den Einsatz von kohärenten Demodulationstechniken für die Benutzer-zu-Basisstation-Verbindung aus, und zwar dort wo ein Pilotsignal typischerweise nicht eingesetzt wird. Die vorliegende Erfindung erlaubt den Einsatz von beiden, nicht kohärenten Modulations- und Demodulationstechniken wenn erwünscht.
- Während terrestrisch stationierte Repeater und Basisstationen bevorzugterweise eingesetzt wurden, werden zukünftige System im verstärkten Maße die Betonung auf den Einsatz von Satelliten gestützten Repeatern für eine ausgedehntere geographische Abdeckung einsetzen um eine größere Anzahl von "entfernten" Benutzern zu erreichen um eine wahrlich "globale" Kommunikationsversorgung zu erreichen. Satellitenrepeater operieren jedoch in einer stark leistungseingeschränkten Umgebung. Diese bedeutet, dass es im großen und ganzen einen beschränkten Energiebetrag gibt, auf den die Satellitensteuer- und Kommunikationssysteme praktisch Zugriff haben. Die Einschränkungen basieren auf Faktoren wie Satellitengröße, Batterien oder andere Charakteristiken von Speichermechanismen, und andere, wie Solarzellentechnologie. Es ist außerordentlich wünschenswert den Energiebedarf, der benötigt wird oder der eingesetzt wird durch das Kommunikationssystem für alles andere als den tatsächlichen Datentransfer von einem Systembenutzer oder -Teilnehmer einzuschränken. Während verschiedene Schemata vorgeschlagen wurden um den Energiebedarf, der für die Kommunikation von "Verkehrssignalen" eingesetzt wird, einzuschränken, ist eine Hauptquelle für den Leistungsverbrauch das Pilotkanalsignal.
- Dies resultiert aus der Tatsache dass ein Pilotsignal mit einem höheren Leistungspegel als typische Sprach- oder andere Datensignale gesendet wird, um es mit einem größeren Signal-zu-Rausch-Verhältnis und Interferenzspielraum zu versehen. Das höhere Leistungsniveau ermöglicht es außerdem, dass eine anfängliche Aufnahmesuche nach dem Pilotsignal mit einer höheren Geschwindigkeit erreicht wird und gleichzeitig ein sehr genaues Erfassen der Pilotträgerphase vorgesehen wird mittels einer Phasendetektierschaltung, die kostengünstig ist und eine relativ große Bandbreite hat. In einem System, das zum Beispiel insgesamt 15 gleichzeitige Sprachsignale senden, kann dem Pilotsignal eine Sendeleistung zugewiesen werden, die dem vierfachen oder mehr der Gesprächssignale entspricht. In der Satellitenrepeaterumgebung, kann sogar ein höher proportionaler Leistungsbetrag dem Pilotsignal zugewiesen werden, um Dopplereffekte und andere Effekte verglichen mit terrestrisch stationierten Repeatersystemen entgegenzuwirken. Eine höhere Lei stung in einem Pilotsignal stellt jedoch einen Verlust von zur Verfügung stehender Leistung für andere Signale dar und kann außerdem als eine Quelle für Interferenz für andere Signal angesehen werden. Zusätzlich kann die Versorgung eines großen Gebietes mit einer relativen geringen Anzahl von aktiven Benutzern dazu führen, dass ein Pilotsignal einen inakzeptablen hohen Prozentsatz der Gesamtleistungszuteilung in einigen Anwendungen darstellt.
- Daher ist es wünschenswert, die Leistungsmenge, die für Pilotsignale oder Signale eingesetzt werden, die für eine adäquate Frequenz und Phasenerfassung eingesetzt werden, zu reduzieren. Es ist außerdem wünschenswerte eine verbesserte Frequenzerfassung für Benutzer oder Systemteilnehmer vorzusehen, und zwar bei einer verringerten Pilotsignalenergie. Dies sollte zutreffen, sogar wenn die Pilotenergie auf so ein niedriges Energieniveau verringert wurde, entweder aus Designgründen oder aufgrund von Ausbreitungseffekten, so dass sie in praktischen Anwendungen nicht detektierbar ist. Es ist weiterhin wünschenswert die Energie, die in die verschiedenen Kommunikationskanälen oder -Signale innerhalb eines Kommunikationssystems transferiert wird, effektive einzusetzen.
- Die US-A-4,672,629 beschreibt einen Empfänger für Bandspreizsignale, wobei ein pseudostatistischer Code in dem Empfänger gespeichert wird, und zwar für die Synchronisation mit einem pseudostatistischen Code eines empfangenen und modulierten Signals um die Modulation unter Einsatz von Steuerschleifen wiederzugewinnen. Der Empfänger empfängt und gewinnt ein Signal aus einem einzelnen Kanal, der ein In-Phasen-Signal (I) und ein Quadratur-Signal (Q) umfaßt.
- Angesichts der oben beschriebenen und anderer Probleme, die in dem Stand der Technik bestehen im Bezug auf Pilotkanalsignalen in Vielfachzugriffskommunikationssystemen ist es ein Ziel der vorliegenden Erfindung eine verbesserte Zeit- und Phasenerfassung bei gleichzeitigem Ermöglichen eines geeigneten Betriebs in der Gegenwart eines Niedrigenergiepilotsignals vorzusehen.
- Ein zweites Ziel der Erfindung ist es eine Technik vorzusehen, die eine Frequenz und Phasensynchronisation erlaubt mittels Pilotsignale mit normaler oder schwacher Amplitude und die weiterhin implementiert werden kann in einem Betrieb ohne Pilotsignal, wie es in spezifischen Kommunikationssystemkonfigurationen erwünscht ist. Dies ermöglicht eine effizientere Aufteilung von Energieressourcen.
- Ein Aspekt der Erfindung sieht ein Verfahren für das Erfassen der Frequenz und Phase eines Carrier-Signals in einem Bandspreizkommunikationssystem vor, in welchem Information über Signale kommuniziert wird, die über die Bandbreite gespreizt sind und mittels orthogonaler Codes, in Kanäle codiert sind, und durch das folgende gekennzeichnet sind: Empfang einer Vielzahl von verschiedenen Bandspreizkommunikationssignalen mit einer gemeinsamen Trägerfrequenz und Umwandlung dieser Signale in digitale Form; Entspreizen der verschiedenen digitalen Bandspreizkommunikationssignale durch Anwenden von zumindest einem vorausgewählten Entspreizcodes mit einem einstellbaren Phasenwinkel; Dekodierung einer Vielzahl der entspreizten Kommunikationssignale, und zwar parallel, um die orthogonale Codierung zu entfernen über mehrere orthogonale Codes, die innerhalb des Kommunikationssystems aktiv sind, um mehrere Datensymbolsignale (mehrfach Datensymbolsignalen) zu erzeugen; Summieren einer Vielzahl der mehreren Datensymbolsignale um ein einzelnes Phasendetektiersignal zu bilden; Eingeben des Phasendetektiersignals in zumindest eine Zeitschleife um dessen Frequenz zu erfassen und Ausgabe eines Taktsignals bzw. Zeitsteuersignal das anzeigend ist für die Trägersignalfrequenz; und Einstellen des Phasenwinkels beim Entspreizen ansprechend auf das Taktsignal der Zeitschleife.
- Ein weiterer Aspekt der Erfindung sieht eine Vorrichtung vor zum Erfassen der Frequenzphase eines Trägersignals in einem Bandspreizkommunikationssystem, in welchem Information über Signale, die bandbreitengespreizt sind und in Kanäle codiert sind mittels orthogonalen Codes kommuniziert wird, im folgenden gekennzeichnet durch: Mittel (120, 122, 124) zum Empfangen und Konvertieren einer Vielzahl von Bandspreizkommunikationssignalen, die eine gemeinsame Trägerfrequenz haben, in eine digitale Form; Mittel (190A bis 190 N) zum Entspreizen, die mit einem Ausgang der Mittel zum Empfang und Konvertieren verbunden sind, zum Entspreizen der digitalen Bandspreizkommunikationssignale, und zwar durch Anwendung von zumindest einem vorausgewählten Entspreizcodes mit einem einstellbaren Phasenwinkel; Mittel (198A bis 198N, 200A bis 200N) zum dekodieren, die zum parallelen Empfang von mehreren der entspreizten Kommunikationssignale verbunden sind, und zwar zum Entfernen der orthogonalen Codierung über mehrere orthogonale Codes, die innerhalb des Kommunikationssystems aktiv sind, um mehrere Datensymbolsignale zu erzeugen; Mittel zum Summieren (188, 202, 204), die zum Empfang einer Vielzahl von den mehreren Datensymbolsignalen verbunden sind, um ein einzelnes Phasendetektiersignal zu bilden; zumindest eine Zeitschleife (184, 192A bis 198N), die zum Empfangen des Phasendetektiersignals verbunden ist, um dessen Frequenz zu erfassen und zur Ausgabe eines Zeittaktsignals, das anzeigend ist für die Trägersignalfrequenz; und Mittel (194) zum Einstellen des Phasenwinkels der Entspreizmittel ansprechend auf das Taktsignal der Zeitschleife.
- In einem weiteren Aspekt der Erfindung wird eine Vorrichtung zum Erfassen der Phase eines Trägersignals in einem Bandspreizkommunikationssystem, in welchem Informationen über Signale, die bandgespreizt sind und in Kanäle codiert sind mittels orthogonalen Codes, kommuniziert wird und zumindest gleichzeitig an einen Empfänger übertragen wird, die folgendes aufweist: Mittel (120, 122, 124) zum Empfangen einer Vielzahl von Bandspreizkommunikationssignalen, die eine gemeinsame Trägerfrequenz haben, und zum Konvertieren der Signale in eine digitale Form; Mittel (216) zum Entspreizen, die einen einstellbaren Phasenwinkel einsetzten beim Anwenden der Entspreizcodes um Codesymbole zu erzeugen, wobei die Mittel zum Empfang der Signale in der digitalen Form verbunden sind, und weiter zum Teilen der Signale in erste und zweite Komponenten; Mittel (228, 220) zum Ausführen ei ner orthogonalen Funktionstransformation auf die ersten und zweiten Komponenten der Codesymbole um erste bzw. zweite Sätze von Signalbits zu erzeugen, wobei die Mittel verbunden sind mit Ausgängen der Entspreiz- und Teilmittel; Mittel (226) zum Erzeugen eins Phasenkorrektursignals aus den ersten und zweiten Sätzen von Signalbits, wobei die Mittel in Serie mit den Transformationsmitteln verbunden sind, wobei das Erzeugen zum Teil durch Bilden von Produkten zwischen entsprechenden Paaren der Signalbits, und Summieren der Produkte über mehrere orthogonale Codes, die innerhalb des Kommunikationssystems aktiv sind, erfolgt, und Mittel (214, 230) zum Verändern des vorausgewählten Phasenwinkels ansprechend auf einen Wert des Phasenkorrektursignals.
- Die Erfindung sieht weiterhin eine Vorrichtung zum Erfassen der Phase von Trägersignalen in einem Bandspreizkommunikationssystem vor, in welchem Information über Signale, die bandbreitengespreizt sind und in Kanäle codiert sind mittels orthogonalen Codes, kommuniziert wird, und gleichzeitig an zumindest einem Empfänger übertragen wird, und folgendes aufweist: Mittel (120, 122, 124) zum Empfangen einer Vielzahl von Bandspreizkommunikationssignalen, die eine gemeinsame Trägerfrequenz haben, und zum Konvertieren bzw. Wandeln der Signale in eine digitale Form; Mittel (216) zum Entspreizen, die einen einstellbaren Phasenwinkel einsetzten beim Anwenden von Entspreizcodes, um Codesymbole zu erzeugen, wobei die Mittel zum Empfang der Signale in der digitalen Form verbunden sind, und weiter zum Teilen der Signale in erste und zweite Komponenten; Mittel (218, 220) zum Ausführen von orthogonalen Funktionstransformationen auf die ersten und zweiten Komponenten der Codesymbole, um erste bzw. zweite Sätze von Signalbits zu erzeugen, wobei die Mittel verbunden sind mit Ausgängen der Entspreiz- und Teilmittel; Mittel (226) zum Erzeugen eines Phasenkorrektursignals aus den ersten und zweiten Sätzen von Signalbits, wobei die Mittel in Serie mit den Transformationsmitteln verbunden sind, wobei das Erzeugen zum Teil durch Bilden eines Produktes zwischen entsprechenden Paaren der Signalbits, und Summieren der Produkte über entsprechende Paare der Signalbits, und Summieren der Produkte über mehrere orthogonale Codes, die innerhalb des Kommunikationssystems aktiv sind, erfolgt, und Mittel (214, 230) zum Einstellen des vorausgewählten Phasenwinkels ansprechend auf einen Wert des Phasenkorrektursignals.
- Die Erfindung sieht weiter eine Vorrichtung vor zum Erfassen der Phase von Trägersignalen in einem Bandspreizkommunikationssystem, in welchem Information über Signale, die bandbreitengespreizt sind und in Kanäle codiert sind, mittels orthogonalen Codes, kommuniziert wird, und zumindest an einen Empfänger zu einem Zeitpunkt übermittelt wird, das folgendes aufweist: Mittel (120, 122, 124) zum Empfangen einer Vielzahl von Bandspreizkommunikationssignalen, die eine gemeinsame Trägerfrequenz haben, und zum Konvertieren der Signale in eine digitale Form; Mittel (216) zum Entspreizen mittels eines einstellbaren Phasenwinkels bei der Anwendung der Entspreizcodes um Codesymbole zu erzeugen, wobei die Mittel zum Empfang der Signale in der digitalen Form verbunden sind, und weiter zum Teilen der Signale in erste und zweite Komponenten; Mittel (218, 220) zum Ausführen von orthogonalen Funktionstransformationen auf die ersten und zweiten Komponenten eines Codesymbols um erste bzw. zweite Sätze von Signalbits zu erzeugen, wobei die Mittel verbunden sind mit Ausgängen der Entspreiz- und Teilmittel; Mittel (226) zum Erzeugen eines Phasenkorrektursignals aus den ersten und zweiten Sätzen von Signalbits, wobei die Mittel in Serie mit den Transformationsmitteln verbunden sind, wobei das Erzeugen zum Teil durch Bilden eines Produktes zwischen entsprechenden Paaren der Signalbits, und Summieren der Produkte über entsprechende Paare von den Signalbits und Summieren der Produkte über mehrere orthogonale Codes, die innerhalb des Kommunikationssystems aktiv sind, erfolgt, und Mittel (214, 230) zum Einstellen des vorausgewählten Phasenwinkels ansprechend auf einen Wert des Phasenkorrektursignals.
- Die Erfindung sieht weiterhin ein Verfahren für eine Bandspreizkommunikation zwischen einer Vielzahl von Basisstationen des "Gateway"-Typs und einer Vielzahl von Benutzerterminals vor, im folgenden gekennzeichnet durch: Erzeugen einer Vielzahl von Funktionssignalen bei jedem Gateway, wobei jedes gemäß einer jeweiligen Funktion einer Vielzahl von orthogonalen Funktionen erzeugt wird; Erzeugen einer Vielzahl von Bandspreizdatensignalen durch Kombinieren eines jeweiligen Funktionssignals mit zumindest einem der Datensignale; Erzeugung eines Bandspreizkommunikationssignals durch Summieren der Vielzahl von Bandspreizdatensignalen, und Verstärken und Senden der Bandspreizkommunikationssignale: Auswählen und Empfangen von Bandspreizkommunikationssignalen von zumindest einem Gateway mit einer gemeinsamen Trägerfrequenz bei einem oder mehreren Benutzerterminals und Umwandeln der Signale in eine digitale Form; Entspreizen der Signale in digitaler Form mittels eines einstellbaren Phasenwinkels zum Anwenden der Entspreizcodes um mehrere Codesymbolsignale zu erzeugen: Durchführen von orthogonalen Funktionstransformationen auf eine Vielzahl der mehreren Codesymbolsignale, und zwar parallel, um die orthogonale Codierung zu entfernen, und zwar über mehrere orthogonale Codes, die innerhalb der Vielzahl der Benutzerterminals aktiv sind, um mehre Datensymbolsignale zu erzeugen; Erzeugen eines Phasenkorrektursignals aus den Datensymbolsignalen durch Summieren einer Vielzahl der mehren Datensymbolsignale; Eingeben des Phasenkorrektursignals in zumindest eine Zeitschleife, um dessen Frequenz zu erfassen, und Erzeugen eines Taktsignals, das anzeigend ist für die Trägersignalfrequenz; und Einstellen des Phasenwinkels in der Entspreizung ansprechend auf das Taktsignal der Zeitschleife. Ein Vorteil der Erfindung ist es, dass ein größerer Prozentsatz der empfangenen Spektrumsenergie bzw. Bandbreitenenergie eingesetzt wird für eine schnelle Signalakquisition, während gleichzeitig, kohärente und nicht kohärente Modulation unterstützt wird.
- Ein zweiter Vorteil der Erfindung ist es, dass simultane Demodulation von mehreren CDMA-Kanälen vorgesehen wird, was höhere Datentransferraten unterstützt und die Fähigkeit höhere Datenratenkanäle für kleinere Gruppen von Benutzern vorsieht.
- Ein weiterer Vorteil ist es, dass eine zentrale Steuerung für jeden Strahl in einem Satelliten gestützten Repeater-Kommunikationssystem eingesetzt wer den kann, was eine einfache und kosteneffektive Struktur und schnelle Zuteilung und Teilen von Verkehrskanälen ermöglicht.
- Diese und andere Aufgaben, Ziele und Vorteile werden in einer Signalempfangstechnik für den Einsatz eines Teilnehmers in einem Bandspreizkommunikationssystem realisiert, in welchem Benutzer durch Basisstation oder Satellitenrepeatern über verschiedene Kanäle innerhalb einer gegebenen Trägerfrequenz mittels orthogonal codierten Signalen kommunizieren. Ein Teilnehmerempfänger erfaßt die Frequenz und Phase eines Kommunikationssignalträgers, welcher mehrere Kommunikationskanäle für mehrere Empfänger innerhalb des Kommunikationssystems transferiert. Eine neue Erfassungstechnik wird eingesetzt, die einen wesentlichen Prozentsatz der Energie, die in dem Frequenzspektrum eines Trägersignals, empfangen von einer gegebenen Quelle, wie zum Beispiel einem Gateway durch zumindest einen Satellitenempfänger, verwendet inklusive der Energie von Kommunikationssignalen, die für andere Benutzer gedacht sind.
- Eine Serie von empfangenen Kommunikationssignalen wird entspreizt, nach einer Umwandlung in digitale Form, in einer Serie von Signalentspreizern mittels geeigneten Entspreizcodes, wie zum Beispiel pseudostatistische Rauschcodes (PN), die mit einer einstellbaren Phase angewendet werden. Mehrere entspreizte Signale werden dann demoduliert oder dekodiert, und zwar parallel, um orthogonale Abdeckcodes zu entfernen und Datensymbolsignale zu erzeugen, mehrere dekodierte Kanäle oder Datensymbolsignal werden dann in einem Summierungselement kombiniert um ein einzelnes Phasendetektiersignal vorzusehen, welches als Eingabequelle, für zumindest eine Erfassungsschleife, die zum Erfassen der Trägerfrequenz eingesetzt wird, eingesetzt wird. Die Zeitschleife erzeugt ein Zeittaktsignal, welches die Trägersignalfrequenz anzeigt, und im allgemeinen an die Entspreizungsstufe geliefert wird um den Phasenwinkel der beim Entspreizen angewendet wird, einzustellen.
- In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel, werden Kommunikationssignale, die eine gemeinsame Trägerfrequenz haben, empfangen und zu digitalen Bandspreizkommunikationssignalen mit einem gewünschten Basisband -Frequenz umgewandelt, die In-Phasen und Quadraturkomponenten haben. Die "Basisband"-Signale werden in In-Phasen-(I)-und Quadratur-(Q)-Kanäle, wobei jeder im wesentlichen den vollen Informationsgehalt eines gegebenen Kommunikationssignals trägt, separiert, und zwar im allgemeinen nach einer halben Chip-Verzögerung relativ zu dem empfangen Signal.
- Diese I und Q-Signalkomponenten werden entspreizt mittels vorbestimmten In-Phasen- und Quadratur-PN-Codesequenzen für das Kommunikationssystem. Während dieses Entspreizens, werden die PN-Sequenzen, bezeichnet als äußerer Codes, mit einer vorbestimmten Rate und einem Phasenwert, der abgeschätzt wird um in Phase zu sein mit den eintreffenden Kommunikationssignalen, angewendet. Dies erzeugt Datensymbole auf den I- und Q-Kanälen, welche nachfolgend von Datensymbolen zu Datenbits transformiert werden unter Einsatz eines Paares von Fast-Hadamard-Transformierern. Jeder der Codetransformierer empfängt Datensymbole auf einem Kanal, I oder Q, und liefert eine Ausgabe von entsprechenden Datenbits. Die Datenbits für die I- und Q-Kanäle werden durch paarweises Multiplizieren in einem Multiplikationselement gebildet.
- Jedes paarweise Produkt der aktiven Signale wird dann relativ zu der durchschnittlichen empfangenen Leistung gewichtet und in einem Summierelement gesammelt, welches dann über mehrere, typischerweise alle aktiven orthogonalen Codes, im allgemeinen Walsh-Funktionen summieren, die aktiven Signale, die die gemeinsame Trägerfrequenz von Interesse einsetzen, entspricht. Das resultierende summierte Signal wird dann durch einen engen Passbandfilter transferiert um Rauschen und ungewollte spektrale Komponenten aus der Verarbeitung zu reduzieren. Das gefilterte Signal liefert eine Anzeige für die Genauigkeit der Phasenschätzung für das Ausmaß, in welchem die geschätzte Phase eines empfangenen Kommunikationssignals sich von ihrem wirklichen Wert unterscheidet. Diese Information wird eingesetzt um die Phase für die Anwendung der PN-Codesequenzen einzustellen, und sich auf die Phase des Trägersignals auszurichten. Je nach Wunsch, können außerdem vorausgewählte Phasenoffsets angewendet werden um andere bekannte Effekte, wie zum Beispiel Dopplerverschiebung, zu kompensieren.
- In weiteren Ausführungsbeispielen, werden angesammelte Datenbits aus I- und Q-Kanälen quadriert und summiert um ein Maß der Leistung in dem erfaßten Kommunikationssignal zu erzeugen. Eine Filterfunktion kann auf die summierten Ergebnisse angewendet werden und benutzt werden um eine geeignete Einstellung für die automatische Signalunterstützung in Analogstufen der entsprechenden Empfängerschaltung zu bestimmen und um eine Anzeige für die Signalstärke vorzusehen. Die relative Stärke und Phase des Pilotsignals wird außerdem nur unter Gebrauch der I-Kanaldaten bestimmt.
- Die digitalen Basisbandsignale werden auch entspreizt ohne eine induzierte Verzögerung mittels vorbestimmten In-Phasen- und Quadratur-PN-Codesequenzen für das Kommunikationssystem. Während des Entspreizens, werden Datensymbole auf einem zweiten Satz von I und Q-Kanälen produziert, welche mit einem zweiten Paar von schnellen Hardamad-Transformierern verbunden sind. Ein Auswahlmechanismus erlaubt es, dass das Entspreizen für "frühere" und "späte" Zeittaktperioden der PN-Sequenz auftritt, d. h. für nicht verzögerte und Ein-Chip-Perioden verzögerte PN-Sequenzen. Die Datensymbole werden wiederum in I- und Q-Kanaldatenbits transformiert, die einer Quadrierungsoperation ausgesetzt werden. Die resultierenden Produkte werden voneinander auf paarweise Art abgezogen, und dann über mehrere aktive orthogonale Codes zusammensummiert. Eine Filterfunktion wird auf die summierten Ergebnisse angewendet, um ungewollte Frequenzkomponenten aus der Verarbeitung zu entfernen. Die resultierenden Ausgabesignale liefert eine Anzeige für die relative Zeittaktung für den Einsatz in der Abtastung von Eingabesignalen in der Dezimisierung, und dient als eine Zeiterfassungsschleifenausgabe.
- Die Merkmale, Ziele und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden offensichtlicher aus der detaillierten und folgenden Beschreibung in Zusammenhang mit den Zeichnungen, in denen die selben Bezugszeichen die selben Element durchweg bezeichnen und wobei die Figuren folgendes zeigen:
- Fig. 1 beschreibt eine schematische Übersicht eines beispielhaften CDMA drahtlosen Kommunikationssystems;
- Fig. 2 beschreibt ein Blockdiagramm einer beispielhaften Gateway- Demodulations/Modulationsvorrichtung für ein drahtloses CDMA- Kommunikationssystem;
- Fig. 3 beschreibt eine detaillierte Ansicht eines typischen Sendemodulators, der nützlich ist für die Implementierung der Vorrichtung der Fig. 2;
- Fig. 4 beschreibt ein Blockdiagramm einer beispielhaften Demodulations/Modulationsvorrichtung für eine Teilnehmereinheit;
- Fig. 5 beschreibt eine detailliertere Ansicht eines Empfangsteils der Vorrichtung der Fig. 4;
- Fig. 6 beschreibt eine typische Empfängerzeittaktschleifensteuerung für den Gebrauch in der Vorrichtung der Fig. 4;
- Fig. 7 beschreibt eine Zeittaktschleifenkontrolle basierend auf der Gesamtleistung für den Gebrauch in der Vorrichtung der Fig. 4 ausgestaltet und betrieben gemäß den Prinzipien der vorliegenden Erfindung;
- Fig. 8 beschreibt einen Gesamtleistungsempfänger für den Gebrauch in der Vorrichtung der Fig. 4 und für die Implementierung von beider, kohärenter und nicht kohärenter, Signaldemodulation; und
- Fig. 9A und 9B beschreiben einen Einzelfingerteil (single finger portion) eines digitalen Empfängers, der in der Demodulations- /Modulationsvorrichtung der Fig. 4 eingesetzt wird, und zwar ausgestaltet und betrieben gemäß den Prinzipien der vorliegenden Erfindung.
- Die vorliegende Erfindung kann in der Form eines neuen Verfahrens und Vorrichtung für das Erfassen der Frequenz und Phase von Signalen in einem Bandspreizvielfachzugriffskommunikationssystem ausgestaltet sein. Eine neue Demodulationstechnik wird eingesetzt, die einen effizienteren Einsatz von zur Verfügung stehender Trägerfrequenz und Phaseninformation darstellt durch Einsatz eines wesentlichen Teils oder der gesamten Energie die das Frequenzspektrum eines empfangenen Trägersignals besitzt, inklusive der Energie von Kommunikationssignalen, die an andere Benutzer gerichtet sind. Diese Energie wird eingesetzt um ein Fehlerdetektiersignal bzw. ein Fehler detektiersignal zu erzeugen, welches eingesetzt werden kann als eine Eingabe für eine Erfassungsschleife, welche wiederum die Zeittaktung einstellt, die eingesetzt wird von Empfängern für die Entspreizung von empfangenen Signalen. In einem Ausführungsbeispiel, stellt das Fehler detektiersignal direkt die Phase, die beim Anwenden eines Entspreizcodes auf empfange Signale innerhalb eines Empfängerelements (receive finger), ein. Dieser Frequenzerfassungs- und Signaldemodulationsansatz sieht ein robustes Design in der Gegenwart von einem sehr schwachen, oder nicht existenten Pilotsignal vor. Diese Technik umfaßt Überlegungen im Bezug auf Beschränkungen, die in vielen Satelliten gestützten Kommunikationssystemdesigns existieren.
- In einem typischen CDMA-Kommunikationssystem, wie einem drahtlosen Daten- oder Telefonsystem, benutzen Basisstationen innerhalb von vordefinierten geographischen Regionen oder Zellen jeweils mehrere Bandspreizmodems um Kommunikationssignale für Systembenutzer zu verarbeiten. Jedes Bandspreizmodem setzt im allgemeinen einen digitalen Bandspreizübertragungsmodulator, zumindest einen digitalen Bandspreizdatenempfänger und mindestens einen Suchempfänger (search receiver) ein. Während eines typischen Betriebes, ist ein Modem in der Basisstation jeden entfernten oder mobilen Benutzer oder Teilnehmereinheit zugewiesen, je nach Bedarf, um einen Transfer von Kommunikationssignalen mit dem zugewiesenen Teilnehmer vorzusehen. Wenn das Modem mehrere Empfänger einsetzt, dann übernimmt ein Modem Vielseitigkeitsverarbeitung, anderenfalls können mehrere Modems in Kombination eingesetzt werden. Für Kommunikationssysteme die Satellitenrepeater einsetzen, werden diese Modems im allgemeinen in Basisstationen, auf die als Gateways oder Hubs Bezug genommen wird, die mit Benutzern durch Transferieren von Signalen über Satelliten kommunizieren, angeordnet. Es könnte andere zugeordnete Steuerzentren geben, die mit den Satelliten oder den Gateways kommunizieren um systemübergreifende Verkehrssteuerung und Signalsynchronisation zu erhalten.
- Ein beispielhaftes drahtloses Kommunikationssystem, ausgestaltet und betrieben gemäß den Prinzipien der vorliegenden Erfindung, ist in der Fig. 1 dargestellt. Ein Kommunikationssystem 10, dargestellt in der Fig. 1, setzt Bandspreizmodulationstechniken in der Kommunikation zwischen entfernten oder mobilen Teilnehmereinheiten mit drahtlosen Datenterminals oder Telefonen und Systembasisstationen ein. Systeme der zellulären Telefonbauart können in großen Metropolen hunderte von Basisstationen haben, die Tausende von mobilen Systembenutzern mittels terrestrisch stationierten Repeatern bedienen. Eine geringe Anzahl von Satellitenrepeatern werden typischerweise eingesetzt in einem Kommunikationssystem um mehr Benutzer pro Repeater zu versorgen aber verteilt über größere geographische Regionen.
- Wie in der Fig. 1 zu sehen, benutzt Kommunikationssystem 10 eine Systemsteuerung und ein Schalternetzwerk 12, auf das auch als Mobiltelefonschaltzentrale (mobile telephone switching office = MTOS) Bezug genommen wird, welche typischerweise Interface und Verarbeitungsschaltung für das Vorsehen von systemweiter Steuerung für Basisstationen oder Gateways vorsieht, umfaßt. Steuerung 12 steuert außerdem das "Routen" bzw. Lenken von Telefonanrufen zwischen öffentlich geschalteten Telefonnetzwerken (public switch telephone network = PSTN) und Basisstationen oder Gateways und Teilnehmereinheiten. Die Kommunikationsverbindung, die die Steuerung 12 an ver schiedene Systembasisstationen koppelt, kann mittels bekannter Techniken, wie zum Beispiel aber nicht darauf beschränkt, zugewiesene Telefonleitungen, optische Faserverbindungen, Mikrowellen oder zugewiesene Satellitenkommunikationsverbindungen, hergestellt werden.
- In dem Teil des Kommunikationssystems, dargestellt in der Fig. 1, werden zwei beispielhafte Basisstationen 14 und 16 gezeigt für eine terrestrische Repeaterkommunikation zusammen mit zwei Satellitenrepeatern 18 und 20 und zwei zugeordneten Gateways oder Hubs 22 und 24. Diese Elemente des Systems werden eingesetzt um Kommunikationen mit zwei beispielhaften entfernten Teilnehmereinheiten 26 und 28 zu bewirken, die jeweils eine drahtlose Kommunikationsvorrichtung wie zum Beispiel, aber nicht darauf beschränkt, ein zelluläres Telefon haben. Obwohl die Teilnehmereinheiten beschrieben werden, als ob sie mobil sind, ist es zu verstehen, dass die Lehren der Erfindung auch auf fixierte Einheiten, wo drahtlose Fernversorgung erwünscht ist, anwendbar sind. Dieser letzte Versorgungstyp ist insbesondere relevant beim Einsatz von Satellitenrepeatern um Kommunikationsverbindungen in vielen abgeschiedenen Gebieten der Welt herzustellen.
- Die Begriffe "Strahlen" (beams), (Punkte) und Zellen, oder Sektoren, sind hier herinnen austauschbar, da in dem Fachgebiet auf sie Bezug genommen wird und die geographische Regionen, die bedient werden, sind von der Natur her ähnlich und unterscheiden sich nur in den physikalischen Eigenschaften des Typs der Repeaterplattform, die eingesetzt wird und ihre Plazierung. Obwohl es sein kann, dass bestimmte Eigenschaften bzw. Charakteristiken der Übertragungswege und Übertragungseinschränkungen auf Frequenz- und Kanalwiederbenutzung sich zwischen diesen Plattformen unterscheiden können. Eine Zelle wird als die effektive Reichweite eines Basisstationssignals definiert, während ein Strahl ein "Punkt" ist, der von abstrahlenden Satellitenkommunikationssignalen auf die Erdoberfläche abgedeckt wird. Zusätzlich decken Sektoren im allgemeinen verschiedene geographische Regionen innerhalb einer Zelle ab, während Satellitenstrahlen mit verschiedenen Fre quenzen, auf die manchmal als FDM-Signale Bezug genommen wird, eine gemeinsame geographische Region abdecken können.
- Die Begriffe Basisstation und Gateway werden außerdem manchmal austauschbar eingesetzt, wobei Gateways in dem Fachgebiet als spezialisierte Basisstationen aufgenommen werden, die Kommunikation durch Satellitenrepeater lenken und mehr "organisatorische" Aufgaben mit zugeordneter Ausrüstung haben um solche Kommuniktionsverbindungen durch bewegliche Repeater durchzuführen oder beizubehalten, während Basisstationen terrestrische Antennen einsetzen um Kommunikationen innerhalb einer umgebenden geographischen Region zu lenken. Zentrale Steuerzentren werden außerdem typischerweise mehr Funktionen haben, die sie ausführen müssen, wenn sie mit Gateways und bewegenden Satelliten interagieren.
- Im Rahmen dieses Beispiels wird angenommen, dass jede der Basisstationen 14 und 16 eine Versorgung über individuelle geographische Regionen oder "Zellen" vorsehen, welche mit Übertragungsmustern von ihren jeweiligen Antennen versorgt werden, während Strahlen von Satelliten 18 und 20 ausgerichtet werden um andere jeweilige geographische Regionen abzudecken. Es ist jedoch eindeutig zu verstehen, dass die Strahlabdeckung oder Versorgungsbereiche für Satelliten und die Antennenmuster für terrestrische Repeater sich komplett oder teilweise in einer gegebenen Region überlappen können, und zwar in Abhängigkeit von dem Design des Kommunikationssystems und der Art der Versorgung, die angeboten wird. Demgemäß werden an verschiedenen Punkten in dem Kommunikationsablauf Übergaben (Hand-offs) gemacht werden zwischen Basisstationen und Gateways, die die verschiedenen Regionen oder Zellen Versorgen und Vielseitigkeit könnte außerdem zwischen jeden dieser Kommunikationsregionen oder Vorrichtungen erreicht werden.
- In Fig. 1, werden einige der möglichen Signalwege für Kommunikationsverbindungen zwischen Basisstation 14 und Teilnehmereinheiten 26 und 28 durch eine Reihe von Linien 30 bzw. 32 dargestellt. Die Pfeilspitzen an diesen Linien beschreiben beispielhafte Signalrichtungen für die Verbindung, jeweils entweder als Vorwärts- oder rückwärtige Verbindung bezeichnet, obwohl dies lediglich als Darstellung zwecks Klarheit dient und nicht eine Einschränkung in Bezug auf tatsächliche Signalmuster oder notwendige Kommunikationswege darstellt. In ähnlicher Weise, werden mögliche Kommunikationsverbindungen zwischen der Basisstation 16 und Teilnehmereinheiten 26 und 28 durch Linien 34 bzw. 36 dargestellt.
- Zusätzliche mögliche Signalwege sind für die Kommunikation, die über Satelliten 18 und 20 aufgebaut werden, dargestellt. Diese Kommunikationsverbindungen ermöglichen Signalpfadwege zwischen einem oder mehreren Gateways oder zentrale Hubs 22 und 24 und Teilnehmereinheiten 26 und 28. Die Satellitenbenutzerteile dieser Kommunikationsverbindungen werden durch eine Reihe von Linien 40 und 42 und 44 dargestellt sowie wird der Gateway- Satellitenteile durch Linien 46, 48, 50 und 52 dargestellt. In einigen Konfigurationen kann es möglich sein direkte Satelliten-zu-Satelliten-Kommunikation, wie über eine durch die Linie 54 angezeigte Verbindung, aufzubauen.
- Die geographischen Gebiete oder Zellen, die von Basisstationen versorgt werden, sind im wesentlichen durch nicht überlappenden oder nicht schneidenden Formen ausgestaltet, die normalerweise eine Benutzer- oder Teilnehmereinheit näher an eine Basisstation als zu einer anderen platziert, oder innerhalb eines Zellsektors, wobei die Zelle weiter unterteilt ist. Dies ist im wesentlichen das selbe für Satellitenkommunikation, obwohl der entscheidende Faktor hier die Anwesenheit einer Teilnehmereinheit in einem besonderen Strahlmuster sowie dessen Signalstärke ist, aber nicht die relative Nähe zu einem Satelliten entscheidend ist.
- Wie oben erwähnt, sendet im gegenwärtigen CDMA drahtlosen oder zellulären Telefonsystemen, jede Basisstation oder Gateway auch ein "Pilotträgersignal" flächendeckend in der Versorgungsregion. In Satellitensystemen, wird dieses Signal innerhalb jedes Satellitenstrahles, oder Trägerfrequenz, transferiert und rührt von spezifischen Gateways die von den Satelliten bedient wer den, her. Ein einzelnes Pilotsignal wird für jedes Gateway oder Basisstation gesendet und von allen Benutzern des Gateways geteilt, ausgenommen in dem Fall, dass Regionen in Sektoren unterteilt sind, wobei jeder Sektor ihr eigenes unterschiedliches Pilotsignal haben kann. Das Pilotsignal umfaßt im allgemeinen keine Datenmodulation und wird von den Teilnehmereinheiten eingesetzt um eine anfängliche Systemsynchronisation zu erhalten und eine robuste Zeit-, Frequenz- und Phasenerfassung, der von der Basisstation übertragenen Signale, vorzusehen. Jede Gateway oder Basisstation sendet außerdem bandspreizmodulierte Information, wie zum Beispiel eine Gateway- Identifikation, Systemzeittaktung, Benutzer-Paging-Information, oder verschiedene andere Signale.
- Während jede Basisstation oder Gateway ein einzigartiges Pilotsignal (abgesehen von Systemweiterwiederverwendung) hat, werden diese nicht mittels verschiedenen PN-Code-Erzeugern generiert, sondern benutzen denselben Spreizcode mit verschiedenen Codes-Phasen-Offsets. Dies ermöglicht PN- Codes die einfach voneinander unterschieden werden können, und diese wiederum die herrührenden Basisstationen und Gateways, oder Zellen und Strahlen unterscheiden. Alternativ, wird eine Serie von PN-Codes für jedes innerhalb des Kommunikationssystems verwendet, wobei unterschiedliche PN-Codes für jedes Gateway verwendet werden, und möglicherweise Satellitenebene, durch die die Gateways in Verbindung stehen. Es wird für den Fachmann offensichtlich sein, dass so viele oder so wenige, PN-Codes je nach Wunsch zur Identifizierung von bestimmten Signalquellen oder Repeatern in einem Kommunikationssystem zugewiesen werden können. Dies bedeutet, dass Codes eingesetzt werden können, um jeden Repeater oder Signalabgeber innerhalb des Systems nach Wunsch unterscheiden werden können, in Abhängigkeit von der Gesamtzahl von möglichen Kommunikationskanälen und dem Wunsch die Zahl der Benutzer, die innerhalb des Systems adressiert werden können, zu maximieren.
- Der Einsatz einer Pilotsignalcodesequenz innerhalb des gesamten Kommunikationssystems, erlaubt es Teilnehmereinheiten, Systemzeittaktsynchronisati on durch eine einzelne Suche über alle Pilotsignalcodephasen zu finden. Das stärkste Pilotsignal ist einfach detektierbar mittels eines Korrelationsprozesses für jede Codephase. Jede Teilnehmereinheit sucht sequentiell die gesamte Sequenz und stellt sich auf die Offset oder die Verschiebung, die die stärkste Korrelation erzeugt, ein. Das stärkste Pilotsignal, das durch diesen Prozeß identifiziert wird, entspricht im allgemeinen dem Pilotsignal, das von der nächsten Basisstation oder dem versorgenden Satellitenstrahl gesendet wurde. Das stärkste Pilotsignal wird allgemein jedoch eingesetzt unabhängig von ihrer Übertragungsquelle, weil es eindeutig ein Signal ist, das der Benutzer einfach erfassen und genau demodulieren kann.
- Da der Pilotträger auf einem höheren Leistungsniveau als andere typische Trägersignale in dem System, wie zum Beispiel Benutzersignale oder Verkehrskanäle, gesendet wird, hat es ein höheres Signal-zu-Rausch-Verhältnis und einen größeren Interferenzspielraum. Der höhere Energiepegel des Pilotträgers ermöglicht eine Hochgeschwindigkeit - anfängliche - Akquisitionssuche nach diesem Signal, und erlaubt ein sehr genaues Erfassen seiner Phase mittels einer relativ breiten Bandbreitenphasenerfassungsschaltung. Die Trägerphase, erhalten aus dem Erfassen des Pilotträgers, wird als eine Trägerphasenreferenz für das Demodulieren der Benutzerinformationssignale, die von dem Basisstationen 14 und 16 und den Gateways 22 und 24 gesendet wurden, eingesetzt. Diese Technik ermöglicht das viele Verkehrskanäle oder Benutzersignalträger ein gemeinsames Pilotsignal für die Trägerphasenreferenz teilen.
- Nach dem Akquirieren oder Synchronisieren mit dem stärksten Pilotsignal, such die Teilnehmereinheit dann nach einem anderen Signal, das die als Sync- oder Synchronisationssignal bzw. -kanal bezeichnet wird, welches typischerweise einen unterschiedlichen PN-Code, hat, und das dieselbe Sequenzlänge hat wie der Pilot. Das Synchronisationssignal übersendet eine Nachricht, die bestimmte Systeminformationen umfaßt, welche weiterhin das Herkunftsgateway und das gesamte Kommunikationssystem identifiziert zusätzlich zu einer Offenlegung von gewissen Synchronisationsinformationen für die langen PN-Codes, Interleaver-Rahmen, Vocoder und andere Systemzeittaktinformationen, die von einer entfernten Teilnehmereinheit eingesetzt werden ohne Bedarf nach zusätzlichen Kanalsuchen.
- Ein anderes Signal, auf den generell als Paging-Signal oder -kanal bezug genommen wird, kann außerdem eingesetzt werden durch das Kommunikationssystem um Nachrichten zu senden, anzeigend für den Status des Anrufs oder Kommunikationsinformation, die gegenwärtig ist, oder die für einen Teilnehmer an einem Gateway "gehalten" wird. Das Paging-Signal umfaßt typischerweise Kanalzuweisungen für den Gebrauch, wenn ein Benutzer eine Kommunikationsverbindung initiiert und eine Antwort von der designierten Teilnehmereinheit anfordert.
- Um die Synchronisation zu unterstützen, werden alle Regionen innerhalb eines Kommunikationssystems, oder vordefinierten kleine von Teilen des Systems mit genauen systemweiten Synchronisationsinformationen versorgt. In vielen Ausführungsbeispielen, wird ein Empfänger des Global Positioning Systems (GPS) durch Basisstationen oder Gateways eingesetzt um die Zeittaktung mit der "Universal Coordinated Time" (UTC) zu synchronisieren. Eine genaue Synchronisation ermöglicht einfache Übergaben zwischen Gateways und zwar für Benutzer die sich von einem Versorgungsgebiet zum anderen bewegen. Diese Zeittaktsynchronisation wird außerdem in Kommunikationssystemen eingesetzt, die Satelliten in niedrigen Erdumlaufbahnen einsetzen, um eine genaue Satelliten-zu-Satelliten-Übergabe vorzusehen, wenn Gateways den Einsatz der Satelliten, die eingesetzt werden, verändert wenn sie die jeweiligen Umlaufbahn queren.
- Sogar wenn eine Kommunikationsverbindung aufgebaut wird, fährt eine Teilenehmereinheit im allgemeinen fort, den empfangenen Pilotsignalcode zu scannen, und zwar mit Code-Offsets, die Nachbarzellen, -Sektoren oder Strahlen entsprechen, vorausgesetzt dieses Merkmal wird nicht für gewisse Anwendungen aktiviert. Dieses Scannen bzw. Abtasten wird ausgeführt um zu bestimmen ob ein Pilotsignal, das von einer anderen Zelle oder Sektor her rührt, stärker wird als das anfänglich gewählte Gateway oder Basisstationspilotsignal. Während des Betriebes in einem inaktiven Mode, wobei keine Anrufe oder Datensignale verarbeitet werden, und wenn ein Pilotsignal mit solch einer höheren Signalstärke von einer anderen Zelle oder Strahl detektiert wird, akquiriert die Teilnehmereinheit das stärkere Pilotsignal und entsprechende Sync- und Paging-Kanälen für das neue Gateway. Daher verbleibt die Teilnehmereinheit vorbereitet zum Aufbau einer exzellenten Kommunikationsverbindung.
- Wie in der Fig. 1 beschrieben wird, werden Pilotsignale von den Basisstationen 14 und 16 an die Teilnehmereinheit 26 gesendet mittels ausgehenden Vorwärtskommunikationsverbindungen 30 bzw. 36 und von Gateways 22 und 24 über Satelliten 18 mittels Verbindungen 40, 46 und 48. Die Schaltung in der Teilnehmereinheit 26 wird dann benutzt, um eine Bestimmung zu machen, welche Basisstations- oder Gateway-(Satellit)-Dienste sie für die Kommunikation einsetzen soll, d. h. im allgemeinen in welchem Strahl oder Zelle sie ist, und zwar durch Vergleichen von relativen Signalstärken der Pilotsignale, die von den Basisstationen 14 und 16 oder Gateways 22 und 24 gesendet werden. Aus Gründen der Klarheit der Darstellung wird in der Fig. 1 nicht dargestellt dass Satellit 20 auch mit der Teilnehmereinheit 26 kommuniziert, obwohl dies sicherlich der Fall sein kann in Abhängigkeit von den spezifischen Systemkonfigurationen, und Satellitenstrahlmusterverteilung und Transfer von Anrufen durch die MTSO 12.
- In diesem Beispiel, kann die Teilnehmereinheit 28 mit der Basisstation 16 für den Zweck der terrestrischen Versorgung kommunizieren, aber mit Satelliten 18 oder 20 für Gatewayversorgungszwecke. Wenn ein Anruf oder eine Kommunikationsverbindung initiiert wird und eine Teilnehmer- oder -Ferneinheit in einen aktiven Mode wechselt, wird ein pseudostatistischer Rauschcode (PN) erzeugt oder ausgewählt für den Gebrauch während der Dauer dieses Anrufes. Der Code kann entweder dynamisch durch das Gateway zugeordnet werden, oder bestimmt werden mittels vorbereiteten Werten basierend auf einen Identitätsfaktor für die bestimmte Teilnehmereinheit. Wenn die Teilnehmerein heit 28 einen Anruf initiiert wird eine Steuernachricht außerdem an eine geeignete Basisstation oder Satellitengateway, hier 16, 18 oder 20 gesendet. Entweder Basisstation 16 oder Gateway 22 oder 24, hier über Satellit 18, transferiert nach dem Empfang einer Ruf-Anfragenachricht, die angerufene Nummer an die Systemsteuerung oder an MTSO 12, welche dann den Anruf über die PSTN mit dem beabsichtigten Empfängern verbindet. Ebenso kann die MTSO 12 den Anruf an einen anderen Teilnehmer lenken, und zwar durch eine der Gateways oder Basisstationen.
- Kommunikationssysteme des Bandspreiztyps, wie das Beispiel dargestellt in der Fig. 1, setzen Wellenformen ein, die auf einem Direktsequenz pseudostatistischen Rauschbandspreizträger basieren. Dies bedeutet, dass ein Basisbandträger mittels einer pseudostatistischen Rauschsequenz (PN) moduliert wird, um den erwünschten Spreizeffekt zu erreichen. Die PN-Sequenz besteht aus einer Serie von "Chips", welche eine Frequenz haben, die viel höher ist als das Basisbandkommunikationssignal, das gespreizt wird. Eine typische Chiprate beträgt um 1,2288 MHz und wird gemäß der Gesamtbandbreite, gewünschter oder zugelassener Signalinterferenz, und anderen Kriterien, die sich auf die Signalstärke und -Qualität beziehen, welche Kommunikationssystemdesignes aus dem Fachgebiet bekannt sind, ausgewählt. Der Fachmann weiß, wie die Chiprate gemäß dem zugeordneten Spektrum modifiziert werden kann angesichts von Kosteneinschränkungen und Kommunikationsqualitätsabwägungen.
- In der Basisstation- oder Gateway-zu-Teilnehmer-Verbindung, werden die binären Sequenzen, die für das Spreizen des Spektrums eingesetzt werden, aus zwei verschiedenen Typen von Sequenzen aufgebaut, wobei jede verschiedene Eigenschaften und verschiedene Aufgaben hat. Ein "äußerer" Code wird eingesetzt für die Unterscheidung zwischen Signalen, die von verschiedenen Basisstationen gesendet wurden und zwischen Vielfachwegsignalen unterscheidet. Dieser äußere Code wird typischerweise von allen Signalen in einer Zelle oder Strahl, geteilt und ist generell eine relativ kurze PN-Sequenz. In Abhängigkeit von den Systemkonfigurationen, kann jedoch ein Satz von PN-Sequenzen jedem Gateway zugeordnet werden oder es könnten verschiedene PN-Codes von den Satelliten-Repeatern eingesetzt werden. Jedes Systemdesign spezifiziert die Verteilung von orthogonalen "äußeren" Codes innerhalb des Systems gemäß Faktoren, die in dem Fachgebiet bekannt sind.
- Ein "innerer" Code wird dann eingesetzt, um zwischen den verschiedenen Benutzern innerhalb einer Region oder zwischen Benutzersignalen die von einem einzelnen Basisstation-, Gateway- oder Satellitenstrahl auf der Forwärtsverbindung gesendet werden, zu unterscheiden. Das bedeutet, dje de Teilnehmereinheit hat ihren eigenen orthogonalen Kanal, vorgesehen auf der Forwärtsverbindung durch Einsatz einer einzigartigen deckenden PN- Codesequenz. Auf der rückwärtigen Verbindung, sind die Benutzersignale nicht vollständig orthogonal, werden aber unterschieden durch die Art und Weise in welcher sie codesymbol-moduliert werden. Es ist außerdem im Fachgebiet bekannt, dass zusätzliche Spreizcodes eingesetzt werden können in der Vorbereitung von Daten für die Sendung, wie zum Beispiel das Vorsehen eines zusätzlichen Levels von "Zerhackung" bzw. "Scrambling" um die Signalunterstützung in der nachfolgenden Empfang und Verarbeiung zu verbessern.
- In dem Fachgebiet ist es bekannt, dass ein Satz von n-orthogonalen binären Sequenzen von einer Längen, wobei n eine Zweierpotenz ist, konstruiert werden kann. Dies wird in der Literatur, wie zum Beispiel in Digital Communications with Space Applications, von S. W. Golomb et al., Pretinnce-Hall Inc., 1964, Seiten 45-64 diskutiert. Tatsache ist, dass Sätze von orthogonalen binären Sequenzen außerdem bekannt sind für die meisten Sequenzen mit Längen, die ein vielfaches von vier, aber kleiner als zweihundert sind. Ein Klasse von diesen Sequenzen, die relativ einfach zu erzeugen sind, werden als Walsh-Funktionen, auch als Hadamard-Matrizen bekannt, bezeichnet.
- Eine Walsh-Funktion der Ordnung n auf dem Realgebiet (real field) können rekursiv definiert werden nach:
- wobei W* das Real-Inverse von W bezeichnet, und W(1) = 1 (d. h. W* = -1).
- Daher können die ersten Walsh-Funktionen der Ordnung 2, 4 und 8 folgendermaßen dargestellt werden:
- und
- Eine Walsh-Funktion oder -Sequenz ist dann einfach eine der Zeilen der Walsh-Funktionsmatrize, und eine Walsh-Funktionsmatrize der Ordnung "n" umfaßt n-Sequenzen, wobei jede n-Bits lang ist.
- Eine Walsh-Funktion der n-ten Ordnung (sowie andere orthogonale Funktionen) haben die Eigenschaft, dass über ein Intervall von n-Codesymbolen in einem Symbolstrang, die Überlappungskorrelation bzw. cross-correlation zwischen allen verschiedenen Sequenzen innerhalb dieses Satzes gleich Null ist, vorausgesetzt dass die Sequenzen zeitlich ausgerichtet sind. Dies ist einfach nachzuvollziehen, wenn man beobachtet, dass genau die Hälfte der Bits in jeder Sequenz sich von denen in allen anderen Sequenzen unterscheiden. Eine andere nützliche Eigenschaft ist die, dass eine Sequenz immer aus nur Einsen besteht, während alle der anderen Sequenzen zur Hälfte aus Einsen und zur Hälfte aus negativen Einsen besteht.
- Verschiedene Trägerwellenformen können innerhalb des Kommunikationssystems 10 verwendet werden. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird ein sinusförmiger Träger quadratphasen (vier Phasen) gespreizt, und zwar durch ein Paar von binären PN-Sequenzen. In diesem Ansatz werden die Spreiz-PN-Sequenzen durch zwei verschiedene PN-Erzeuger der selben Sequenzlänge erzeugt. Eine Sequenz biphasenmoduliert ein In-Phasen-Kanal (I- Kanal) eines Trägersignals und die andere Sequenz biphasenmoduliert eine Quadraturphase oder nur Quadraturkanal (Q-Kanal) des Trägersignals. Die resultierenden Signale werden summiert um einen zusammengesetzten Vier- Phasen-Träger zu bilden.
- Alle Signale, die von einer Basisstation oder Gateway gesendet werden, teilen den selben äußeren PN-Code für beide, I- und Q-Kanäle. Wie vorher erwähnt, werden die Signale außerdem mit einem inneren orthogonalen Code, erzeugt durch den Einsatz von Walsh-Funktionen, gespreizt. Die Walsh- Funktionengröße n, wird gemäß der gewünschten Zahl von Kanälen die innerhalb des Kommunikationssystems aufgenommen werden sollen, bestimmt. Ein Beispiel für die Zahl von Kanälen, die als nützlich für ein Satelliten- Repeatersystem angesehen wird, ist einhundertachtundzwanzig (n = 128) und zwar für die Gateway-zu-Teilnehmerverbindung. Dies erzeugt bis zu 128 verschiedene Kommunikationssignale oder -Kanäle für eine gegebene Frequenz innerhalb jeder abgedeckten Region, wobei jedes Signal eine einzigartige orthogonale Sequenz zugewiesen bekommt. Zumindest drei dieser Sequenzen werden den Pilot-, Sync- und Pagingkanalfunktionen zugeordnet, wobei zusätzliche Paging-Kanäle manchmal benutzt werden.
- Ein Signal das an einem bestimmten Benutzer adressiert ist, wird durch eine bestimmte Walsh-Codesequenz, oder Sequenz von Walsh-Sequenzen moduliert, und zwar zugewiesen durch das Gateway oder eine Kommunikationssystemsteuerung, die während der Dauer der Benutzerverbindung oder des Informationstransfers eingesetzt wird. Dies stellt die Anwendung des inneren Codes dar. Das resultierende codierte innere Signal wird dann durch äußere PN-Sequenzen multipliziert, welche die selben Codes sind, aber um 90 Grad verschoben und auf die I- und Q-Kanäle angewendet, was im Endeffekt in einer Biphasenmodulation für den äußeren Code resultiert.
- Nachbarnzellen, Sektoren oder andere vordefinierte geographische Versorgungsregionen können Walsh-Funktionen wiederholt einsetzen, da die fundamentalen äußeren PN-Codes, die in solchen Regionen eingesetzt werden, sich voneinander unterscheiden. Unterschiedliche Ausbreitungszeiten für die Signale, die von zwei oder mehreren Basisstationen oder Satellitenstrahlen an einer bestimmten Teilnehmerposition eintreffen, bedeuten, dass es nicht möglich ist eine absolute zeitliche Ausrichtung der Signale, was für die Erhaltung der Orthogonalität der Walsh-Funktionen für die mehreren Zellen an einem Zeitpunkt benötigt wird, aufrecht erhalten werden kann. Es ist Aufgabe der äußeren PN-Codes die Unterscheidung zwischen Signalen, die von verschiedenen Gateways oder Basisstationen empfangen werden, zu ermöglichen. Alle Signale, die von einer Basisstation über einen einzelnen Satellitenstrahl gesendet werden, sind jedoch orthogonal zueinander und tragen im wesentlichen keine Interferenz zueinander bei. Dies eliminiert einen Großteil der Interferenz in den meisten Positionen, was das Erreichen einer höheren Kapazität ermöglicht.
- Die Pilotwellenform benutzt die nur-Einsen-Walsh-Codesequenz, welche in allen (realen) Walsh-Funktionen-Sätzen bzw. -Gruppen zu finden ist. Der Einsatz der nur-Einsen-Wafshcodesequenz für alle Pilotträger ermöglicht es in der anfänglichen Suche nach der Pilotwellenform die Walsh-Codesequenzen zu ignorieren, und zwar bis die Synchronisation mit dem äußern PN-Code erreicht wurde. Die Walsh-Rahmung wird mit dem PN-Code-Zyklus gekoppelt, da die Länge des Walsh-Rahmens ein Faktor der PN-Sequenzlänge ist. Daher, vorausgesetzt, dass die Basisstation oder Gatewayoffsets des PN-Codes ein Vielfaches von einhundertachtundzwanzig (128) Chips (oder der bestimmten gewählten Walsh-Rahmen-Länge für das Kommunikationssystem 10) ist, dann ist die Walsh-Rahmung implizit aus dem äußeren PN- Zeittaktzyklus bekannt.
- In Sync-, Paging-, und Gesprächs- oder Verkehrskanalsignalen, werden Eingabedaten, wie zum Beispiel digitalisierte Sprache, typischerweise kodiert mit Wiederholung versehen und dann "interleaved" bzw. verschachtelt um Fehlererkennung und Korrekturfunktionen vorzusehen. Dies erlaubt es dem Kommunikationssystem mit geringeren Signal-zu-Rausch- und Interferenzverhältnissen betrieben zu werden. Faltungstechniken oder andere Typen von Codierungen, Wiederholungen und Interleaving sind in dem Fachgebiet bekannt. Die Symbole in dem Fehlerkorrektur codierten Symbolstrom für jeden Kanal werden in mehrere reale Integer umgewandelt ("0" zu einer eins und "1" zu einer negativen eins) und digital durch eine zugewiesene Walsh-Funktion oder -Sequenz für diesen Kanal multipliziert und dann mit dem äußeren PN- Code nach dessen Umwandlung in eine Sequenz des "real fields" digital multipliziert. Die resultierenden gespreizten Symbolströme für jedes Signal werden dann zusammenaddiert um eine zusammengesetzte Wellenform zu bilden.
- Die resultierende zusammensetzte Wellenform wird dann auf einen sinusförmigen Träger moduliert, bandpassgefiltert, auf die gewünschte Betriebsfrequenz übersetzt, verstärkt und durch das Antennensystem abgestrahlt. Alternative Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung können die Reihenfolge einiger dieser Operationen zur Bildung eines Sendesignals vertauschen. Zum Beispiel kann es bevorzugt werden jedes Sprachkanalsignal mit der äußeren PN-codierten Wellenform zu multiplizieren und eine Filteroperation vor der Summierung aller zu sendenden Kanalsignale auszuführen. Eine Summierung kann an einigen verschiedenen Punkten in der Verarbeitung erreicht werden, wie zum Beispiel bei der IF-Frequenz, oder bei der Basisbandfre quenz entweder bevor oder nach der Modulation mit der PN-Sequenz. Es ist bekannt in dem Fachgebiet, dass die Reihenfolge der linearen Operationen ausgewechselt werden kann um verschiedene Implementierungsvorteile und verschiedene Designs zu erreichen.
- Ein Ausführungsbeispiel der Basisstation oder Gatewayvorrichtung, nützlich für die Implementierung eines CDMA-Kommunikationssystems, ist im größeren Detail in der Fig. 2 dargestellt. In dem Gateway-Demodulator/Modulator der Fig. 2 werden zumindest zwei Empfängersysteme eingesetzt, wobei jedes eine separate Antenne und einen analogen Empfängerabschnitt hat, und zwar um Frequenz- und Raumvielseitigkeitsempfang zu ermöglichen. In Basisstationen, werden mehrere Antennen eingesetzt, um Raumvielseitigkeitsempfang im allgemeinen innerhalb des Sektors zu erreichen. In jedem der Empfängersysteme werden die Signale auf eine im wesentlichen identische Art und Weise verarbeitet bevor die Signale einen Vielseitigkeitskombinationsprozeß unterlaufen. Die Elemente innerhalb der gestrichelten Linie entsprechen Elementen die Kommunikation zwischen einem Gateway und einer mobilen Teilnehmereinheit verrichten, obwohl bestimmte Variationen in dem Fachgebiet bekannt sind. Die Ausgabe des Analogempfängers oder Empfängerabschnitts werden außerdem an andere Elemente, die in der Kommunikation mit anderen Teilnehmereinheiten eingesetzt werden, weitergegeben.
- Der Transceiver oder Demodulator/Modulatorteil des Gateways, dargestellt in der Fig. 2, hat einen ersten Empfängerabschnitt mit einer Antenne 60 für das Empfangen von Kommunikationssignalen, welcher mit einem Analogempfänger 66 verbunden ist, wo die Signale heruntergewandelt, verstärkt und digitalisiert werden. Verschiedene Schemata für RF-zu-IF-zu-Basisbandfrequnez Herunterwandlung und Analog-zu-Digital-Wandlung für Kanalsignale sind in dem Fachgebiet bekannt. Digitalisierte Signale werden durch Analogempfänger 62 ausgegeben und als Eingabe an die Suchempfänger 64 und an zumindest einen digitalen Datenempfänger 26 geliefert. Zusätzliche digitale Datenempfänger (66B-66N) werden zum Erlangen einer Signalvielseitigkeit für jede Teilnehmereinheit eingesetzt, was für einige Systemausgestaltungen optional sein kann, und bilden die Finger eines Empfängerabschnitts nach dem RAKE-Design. Diese zusätzlichen Datenempfänger, erfassen und empfangen alleine oder in Kombination mit anderen Empfängern Teilnehmersignale entlang verschiedener möglicher Ausbreitungswege und sehen Vielseitigkeitsmodusbearbeitung vor.
- Das Gateway hat im allgemeinen außerdem zusätzliche Empfängerabschnitte für das Aufnehmen der Kommunikationssignale der zusätzlichen Trägerfrequenzen, oder unter Einsatz von anderen unterschiedlichen Parametern. Dies wird in der Fig. 2 durch einen zweiten solchen Abschnitt, welcher eine zweite Antenne 70 einen zweiten Analogempfänger 72, einen zweiten Suchempfänger 74 und einen zweiten Satz von digitalen Daten Demodulatoren 76A-76N aufweist. Viele solcher Abschnitte werden jedoch typischerweise in Gateways eingesetzt um alle der Satellitenstrahlen und mögliche Vielwegsignale aufzunehmen, die zu jedem gegebenen Zeitpunkt behandelt werden.
- Ein Vielseitigkeitskombinierer und -Dekodierer 78 ist a die Ausgaben der Datenempfänger 66A-66N und 76A-76N gekoppelt und dient zum Kombinieren dieser Signale für eine Ausgabe, welche dann an eine digitale Verbindung oder Bearbeitungsinterface 180 geliefert wird. Eine Vorrichtung zur Ausgestaltung eines Vielseitigkeitskombinierers 78 ist in dem Fachgebiet bekannt und hier nicht weiter dargestellt. Die digitale Verbindung 80 ist mit einem Sendemodulator 82 verbunden um Ausgabedaten an einen MTOS digitalen Schalter oder Netzwerk vorzusehen. Die digitale Verbindung 80 dient zur Steuerung oder Lenkung des Transfers von dekodierten, nicht kodierten, und kodierten Datensignalen zwischen dem Vielseitigkeitskombinierer und Decoder 78, dem MTSO-Netzwerk, einen oder mehrere Gateway- Sendemodulatoren 82 und anderen solchen Vielseitigkeitskombinierern und Dekodierern und Gatewaysendemodulatoren. Eine Vielzahl von bekannten Elementen kann in einer digitalen Verbindung 80 eingebaut werden oder eine digitale Verbindung 80 bilden, einschließlich, aber nicht darauf beschränkt, Vocoder und Datenmodems und bekannte digitale Datenschalt- und Speicherkomponenten.
- Zumindest ein Gateway-Steuerprozessor 84, gekoppelt an die Datenempfängersätze 66A-66N und 76A-76N zusammen mit Suchempfängern 64 und 74, digitale Verbindung 80 und Sendemodulator 82, liefert Befehls- und Steuersignale um Funktionen, wie zum Beispiel, aber nicht darauf beschränkt, Signalverarbeitung, Zeittaktsignalerzeugung, Leistungs- und Übergabesteuerung, Vielseitigkeitskombinierung und Systeminterfacing mit der MTOS zu bewirken. Zusätzlich weist der Steuerprozessor 84 Walsh-Codesequenzen, Sender und Empfänger für den Einsatz in der Teilnehmerkommunikation auf.
- Signale von der MTSO, innerhalb des Kommunikationssystems, oder von anderen Kombinierern, werden an einen geeigneten Sendemodulator für das Senden an einen Empfangsteilnehmer mittels der digitalen Verbindung 80 unter der Steuerung des Prozessor 84 betrieben, gekoppelt. Der Sendemodulator 82, der ebenfalls unter der Steuerung des Steuerungsprozessor 84 betrieben wird, bandspreizmoduliert die Sendedaten an eine vorgesehene Empfangsteilnehmereinheit. Die Ausgabe des Sendemodulators 82 wird an eine Sendeleistungssteuerung 86 vorgesehen, welche Steuerung der Sendeleistung vorsieht, die für das ausgehende Signal eingesetzt wird. Diese Steuerung gewährleistet den Einsatz von einer minimalen Leistung für Zwecke der Interferenz, aber ausreichende Pegel um Dämpfung auf dem Übertragungsweg zu kompensieren. Der Steuerungsprozessor 84 steuert außerdem die Erzeugung und Leistung des Pilot-, Synckanal-, und Pagingkanalsignale und deren Kopplung an eine Leistungssteuerung 86 bevor sie mit den anderen Signalen summiert werden und an die Antennen ausgegeben werden.
- Die Ausgabe der Leistungssteuerung 86 wird an den Summierer 88 gegeben, wo sie mit der Ausgabe von anderen Sendeleistungssteuerungsschaltungen summiert wird, deren Ausgaben an andere Teilnehmereinheiten mit einer gemeinsamen Sendefrequenz gerichtet sind. Die Ausgabe des Summierers 88 wird an einen Analogsender 90 geliefert, zur weiteren Verstärkung mit der gewünschten HF-Frequenz und an die Antenne 92 für die Abstrahlung an die Teilnehmereinheiten durch Satelliten-Repeater ausgegebenen. Wie vorherbesprochen, benutzen Basisstationen eine oder zwei Antennen für eine Zelle oder jeden Sektor, während Gateways mehrere solche Sender und Antennen zum Kommunizieren mit Satelliten-Repeatern einsetzen.
- Ein beispielhaftes Design für einen Signalmodulator zum Implementieren des Sendemodulators 82 wird in der Fig. 3 dargestellt. Fig. 3 umfaßt den Modulator 82, einen Codierer 100 und einen Interleaver 102. Vor der Anwendung der Walsh-Sequenzcodierung werden die Signale, die durch jeden Kanal getragen werden, im allgemeinen Faltungs-codiert, mit Wiederholungen, und verschachtelt mittels Techniken, die in dem Fachgebiet bekannt sind.
- Die verschachtelten Symbolströme oder Daten von dem Interleaver 102 werden dann mit einer zugeordneten Walsh-Codesequenz codiert oder abgedeckt. Der Walsh-Code wird von einem Walsh-Codeerzeuger 104 geliefert mit den Symboldaten in einem logischen Element 106 multipliziert oder kombiniert. Die Walsh-Funktion wird typischerweise mit einer Rate von 9600 Hz getaktet, während in einem beispielhaften variablen Datenratensystem, welches Gesprächs-, Faksimile- (Fax), und Hoch/Niedriggeschwindigkeitsdatenkanäle aufweist, können die verschachtelten Datensymbolraten zwischen ungefähr 75 Hz bis 19200 Hz (oder bis zu 76800 Hz in einigen Fällen) operieren. Die resultierenden Daten von dem Interleaver 102 können in einem anderen logischen Element 108 multipliziert werden, und zwar mit einer binären PNU- Sequenzen. Diese Sequenz wird von einem langen PN-Codeerzeuger 110 geliefert, typischerweise ebenfalls mit einer Taktfrequenz von 1,2288 MHz, und dann in einem Dezimierer 111 dezimiert um ein Niedrigratensignal, wie zum Beispiel 9,6 Kbit pro Sekunde vorzusehen. Alternativ könnte das logische Element 108 in Serie mit der Ausgabe des Multiplizierers 106 verbunden sein, wobei die resultierenden abgedeckten Daten von dem Mulitplizierer 106 durch die PNU-Sequenz multipliziert werden. Wenn der Walsh-Code und die PNU- Sequenz aus binären "0" und "1"-Werten, anstelle von "-1" und "1" besteht, können die Mulitplizierer durch logische Elemente, wie zum Beispiel ausschließende OR-Gatter bzw. Weichen ersetzt werden.
- Der Codeerzeuger 110 erzeugt eine separate PN-Codesequenz PNU, entsprechend zu einer einzigartigen PN-Sequenz erzeugt durch oder für jede Teilnehmereinheit und kann mittels einer Vielzahl von bekannten Elementen, die für diesen Zweck konfiguriert sind, konstruiert werden. Eine Teilnehmereinheitsadresse oder Benutzer-ID kann eingesetzt werden um einen zusätzlichen Faktor für die Unterscheidung zwischen Systembenutzern vorzusehen. Das eingesetzte PNU-Sequenzformat muß jedoch zu dem der Walsh-Codes konform sein. Dies bedeutet, dass entweder "-1/1" oder "0/1"-Wertesätze zusammen eingesetzt werden, so dass Wandlerelemente an der Ausgabe eines Codeerzeugers eingesetzt werden können um eine "0/1"-Typsequenz zu einer "-1/1"-Typsequenz ja nach Bedarf zu wandeln. Alternativ, kann ein nicht linearer Verschlüsselungserzeuger, wie zum Beispiel einer Verschlüssler, der den Datenverschlüsselungsstandard (data encryption standard) (DES) einsetzt, um eine 128-Symboldarstellung der Universalzeit mittels eines benutzerspezifischen Schlüssels verschlüsselt, kann eingesetzt werden anstelle des PN- Erzeugers 110, je nach Bedarf. Die PNU-Sequenz ist entweder für die Dauer einer gegebenen Verbindung oder permanent einer Einheit zugewiesen.
- Die Sendeschaltung umfaßt außerdem zwei PN-Erzeuger, 112 und 114, welche die verschiedenen Codes in PN1 und PNQ Codesequenzen für die In- Phasen (1 und Quadratur) Q-Kanäle erzeugen. Alternativ, können diese Generatoren zeitlich unter einigen Empfängern mittels geeigneter Interfaceelemente geteilt werden. Eine beispielhafte Erzeugungsschaltung für diese Sequenzen wird in dem US-Patent Nr. 5,228,054 mit dem Titel "POWER OF TWO LENGTH PSEUDO-NOISE SEQUENCE GENERATOR WITH FAST OFFSET ADJUSTMENTS", erteilt am 13. Juli 1993, und auf den Rechtsnachfolger der vorliegenden Erfindung übertragen, offenbart. Diese PN-Erzeuger sind ansprechend auf ein Eingabesignal, das einen Strahl oder Zellenidentifikationssignal von dem Steuerprozessor entspricht, um so eine vorbestimmte Zeitverzögerung oder Offset für die PN-Sequenzen vorzusehen. Obwohl nur zwei PN-Generatoren bzw. Erzeuger für die Erzeugung der PNI- und PNQ- Sequenzen dargestellt sind, ist ohne weiteres verständlich, dass viele andere PN-Erzeugerschemata implementiert werden könnten.
- Die Walsh-codierten Symboldaten, die durch den Multiplizierer 106 ausgegeben werden, werden dann durch die PNI- und PNQ-Codesequenzen mittels eines Paares von logischen Elemente oder Multiplizierern 116 und 118 multipliziert. Die resultierenden Signale werden dann an geeignete Leistungssteuerungs- und Verstärkungsschaltung, Sendeleistungssteuerung 86 und Analogsender 90 transferiert. Hier werden sie auf ein HF-Träger moduliert, typischerweise durch Biphasenmodulierung eines Quadraturpaares von Sinusformen, die in ein einzelnes Signal summiert werden. Diese Signale werden mit dem Pilot- und allen anderen Setupträgersignalen summiert zusammen mit anderen Sprachträgersignalen. Die Summierung kann mehreren verschiedenen Punkten in der Verarbeitung, wie zum Beispiel bei der IF-Frequenz, oder bei der Basisbandfrequenz, jeweils vor oder nach der Multiplikation mit der PN-Sequenz, die den Kanälen innerhalb einer bestimmten Zelle zugeordnet sind, ausgeführt werden.
- Das resultierende Ausgabesignal wird dann bandpassgefiltert, in die schlußendliche HF-Frequenz übersetzt, verstärkt, gefiltert und durch die Antenne des Gateways abgestrahlt. Wie vorher besprochen, können die Filter-, Verstärkungs-, Übersetzungs- und Modulationsoperationen miteinander vertauscht werden. Zusätzliche Details in Bezug auf den Betrieb dieser Art von Sendevorrichtung können in dem US-Patent Nr. 5,103,459, mit dem Titel "SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE" gefunden werden, welches auf den Rechtsnachfolger der vorliegenden Erfindung übertragen ist und hiermit als Referenz eingeschlossen wird.
- Ein Beispiel eines Transceivers oder Demulator/Modulator einer Teilnehmereinheit ist in der Fig. 4 dargestellt. Wie in der Fig. 4 dargestellt, haben Teilnehmereinheiten zumindest eine Antenne 120, durch welche sie Kommu nikationssignale empfangen und senden, und zwar zu einem Analogempfänger oder Empfängersystem 124. Dieser Signaltransfer tritt im Allgemeinen mittels eines Duplexer Elements 122 auf, da dieselbe Antenne in typischen Installationen für beide, Sender- und Empfängerfunktion eingesetzt wird, und wobei jeder funktionale Abschnitt (Eingabe und Ausgabe) voneinander isoliert sein muss zu jedem Zeitpunkt, um Feedback und Schaden zu verhindern.
- Der Analogempfänger 124 empfängt analoge Kommunikationssignale und liefert digitale Kommunikationssignale an den zumindest einen digitalen Datenempfänger 126 und an den zumindest einen Suchempfänger 128. Zusätzliche digitale Datenempfänger 126B-126N werden wie vorher eingesetzt, um Signalvielseitigkeit einzusetzen, was für einige Systemdesigns optional sein kann. Der Fachmann wird auf einfache Weise erkennen, welche Faktoren die Zahl der digitalen Empfänger, die eingesetzt werden, bestimmen. Dies können typischerweise das zur Verfügung stehende Niveau der Vielseitigkeit, Komplexität, Herstellungszuverlässigkeit, Kosten etc. sein, welche eingesetzt werden, um eine anfängliche Auswahl betreffend der Anzahl zu liefern. Das Gateway hat ebenfalls ähnliche Beschränkungen, obwohl bei weitem weniger einschränkend als für die tragbaren Teilnehmereinheiten.
- Die Teilnehmereinheit umfasst außerdem zumindest einen Steuerprozessor 130, der an Datenempfänger 126A-126N gekoppelt ist und zusammen mit den Suchempfängern 128. Der Steuerprozessor 130 sieht neben anderen Funktionen, grundlegende Signalverarbeitung, Zeittaktung, Leistungs- und Übergabesteuerung oder Koordination, Vielseitigkeit und Vielseitigkeitskombinierung vor. Eine andere grundlegende Steuerfunktion, die oft von dem Steuerprozessor 130 ausgeführt wird, ist die Auswahl oder Manipulation von Walsh-Funktionen oder Codesequenzen, die für das Senden und den Empfang verwendet werden.
- Die Ausgaben der Datenempfänger 126A-126N werden an einen Vielseitigkeitskombinierer und Decoder 132 vorgesehen, welcher eine einzelne Ausgabe an die digitale Basisbandschaltung 134 innerhalb der Teilnehmereinheit vorsieht. Die Zeittaktung und Koordination dieses Transfers wird im Allgemeinen durch den Prozessor 130 gesteuert. Die Basisbandschaltung umfasst den Rest der Verarbeitungs- und Darstellungselemente, die innerhalb der Teilnehmereinheit eingesetzt werden, um Information zu und von einer Benutzereinheit zu transferieren. Dies umfasst Signal- oder Datenspeicherelemente, wie z. B. kurzfristige oder langfristige digitale Speicher; Eingabe- und Ausgabevorrichtungen, wie LCD oder Videodisplay-Anzeigen, Lautsprecher, Tastaturanschlüsse und Handgeräte; A/D-Elemente, Vocoder und andere Sprach- und Analogsignalverarbeitungselemente; etc., alles Genannte bildet einen Teil der Teilnehmerbasisbandschaltung, welche Elemente, die im Fachgebiet bekannt sind, einsetzt. Wie in der Fig. 4 gezeigt, können einige von diesen Elementen unter der Steuerung von oder in Kommunikation mit dem Steuerprozessor 130 betrieben werden.
- Wenn Sprach- oder andere Daten als eine Ausgabenachricht oder Kommunikationssignal abstammend von der Teilnehmereinheit vorbereitet werden, wird die Benutzer-digitale Basisbandschaltung 134 eingesetzt, um die gewünschten Daten der Übertragung zu empfangen, speichern, verarbeiten und andersartig vorzubereiten. Die Basisbandschaltung 134 wiederum liefert eine Ausgabe dieser Daten an einen Sendemodulator 136, der unter der Steuerung des Steuerprozessors 130 betrieben wird. Die Ausgabe des Sendemodulators 136 wird an eine Leistungssteuerung 138 transferiert, welche eine Ausgabeleistungssteuerung an einen Leistungsverstärker 140 für die letztendliche Übertragung des Ausgabesignals von der Antenne 120 zu einem Gateway vorsieht.
- Um auf die Eingabeseite der Teilnehmereinheit zurückzukehren, werden Signale, empfangen durch die Antenne 120, durch den Analogempfänger 124 verarbeitet, und zwar auf eine ähnliche Art und Weise wie für den Analogempfänger 62 oben in Fig. 2 beschrieben, wobei sie heruntergewandelt und verstärkt werden bevor sie auf eine IF- oder Basisbandfrequenz übersetzt werden und Filtern und weiteren Verstärkungen ausgesetzt werden. Die resultierenden verstärkten Signale werden dann an einen A/D-Wandler trans feriert, wo sie mit einer geeigneten Taktrate digitalisiert werden. Wie zuvor könnte sich der A/D-Wandler leicht in verschiedenen Abschnitten innerhalb der Schaltung der Teilnehmereinheit befinden. Die digitalisierten IF-Signale, ausgegeben von dem A/D-Wandler an Daten- und Suchempfänger 126 und 128, werden in I- und Q-Kanalsignalen kombiniert. Wie zuvor jedoch diskutiert, könnten die transferierten Signale in der Form von separaten I- und Q- Kanälen sein.
- Eine detailliertere Ansicht des Analogempfängers 124 wird in der Fig. 5 gezeigt. Wie in der Fig. 5 zu sehen, werden Signale, die durch Antenne 120 empfangen wurden, an einen Herunter- bzw. Tiefwandlerteil 150 gekoppelt, wobei die Signale in einem HF-Verstärker 152 verstärkt werden, und dann als Eingabe an einen Signalmixer 154 geliefert werden. Die Ausgabe eines einstellbaren Frequenzsynthesizers 156 wird als eine zweite Eingabe an den Mixer geliefert und dient zum Übersetzen der verstärkten HF-Signale in eine IF-Frequenz. Die Ausgabe des Frequenzsynthesizers 156 kann elektronisch gesteuert werden, wie in dem Fall eines VCO mittels eines Frequenzanpassungssignals. Während der empfangene Signalträger durch den Empfänger 126 erfasst wird und die Trägerfrequenz beeinflusst wird durch Fading, Dopplerverschiebung etc., könnte die Ausgabe des Synthesizers 156 eingesetzt werden, um zumindest zum Teil den Einfluss von diesen Effekten, die alle Vielseitigkeitsempfänger (diversity receiver fingers) gemeinsam haben, zu kompensieren.
- Die IF-Signale werden dann in einen Bandpassfilter BPF 158 transferiert, der typischerweise Elemente wie einen oberflächenakustischen Wellenfilter (SAW = surface acoustic wave) aufweist, mit einem gewünschten Passband und der Charakteristiken hat, die ausgewählt werden, um zu der gewünschten Wellenform zu passen. Die IF-Signale werden gefiltert, um Rauschen und ungewollte Spektra zu entfernen und an einen variable Verstärkung aufweisenden IF-Verstärker 160 zur weiteren Verstärkung transferiert.
- In der Fig. 5 wird ein Verstärkungs-Steuerelement 164 eingesetzt, um eine Verstärkungs-Steuerung über den IF-Verstärker 160 zu bewirken, was in bestimmter Weise längerfristiges Fading und andere Energieverluste oder Dämpfungen in dem empfangenen Signal, welche zur Verschlechterung während der weiteren Verarbeitung führen, kompensieren. Das Verstärkungs- Element 164 sieht eine variable Verstärkungs-Steuerfunktion über das Eingabesignal vor und kann eine elektronisch gesteuerte Verstärkungs-Vorrichtung sein, wie sie einem Fachmann aus der Elektrotechnik bekannt wäre. Im Allgemeinen wird ein Verstärkungs-Steuersignal durch nachfolgende Teile des Demodulators, wie es weiter unten diskutiert wird, erzeugt werden.
- Die Verstärkungs-Steuerfunktion erlaubt es dem Empfänger-Demodulator ohne Beschränker (limiters) betrieben zu werden und stellt die volle Bandbreite dem Analog-zu Digital-Wandlern zur Verfügung, was einen Verlust von Information während der Verarbeitung verhindert. Außerdem kann die Verstärkungs-Steuerung 164 das Eingabesignal normalisieren (normalize) und zwar auf einen vorbestimmten Pegel, was es dem Analog-zu Digital- Wandlungsprozess ermöglicht, effizienter zu sein. Dies ist insbesondere für Aufgaben des vorliegenden Ausführungsbeispiels nützlich, da die eingesetzten Sendesignale im Allgemeinen leistungsbegrenzt sind und auf den Empfänger zurückgegriffen werden kann, um einen Niedrigenergiesignalpegel zu kompensieren.
- Die resultierenden verstärkten IF-Signale, erzeugt durch den IF-Verstärker 160, werden an einen Analog-zu-Digital(A/D)-Wandler 162 transferiert, wo sie mit einer geeigneten Taktrate digitalisiert werden, was in dem Gateway erreicht wird. Wie zuvor, obwohl der A/D-Wandler 162 dargestellt wird, als ob er ein Teil des Empfängers 124 bildet, könnte er leicht woanders in der Demodulationsschaltung befindlich sein, z. B. könnte es ein eng gekoppeltes Teil entweder der digitalen Daten- oder Suchempfänger 126 und 128 bilden.
- Die digitalisierten IF-Signale, die von dem (A/D)-Wandler 162 an die Daten- und Suchempfänger 126 und 128 ausgegeben werden, bestehen aus kom binierten I- und Q-Kanalsignalen. Wie zuvor jedoch, wird der Fachmann einfach erkennen, dass der A/D-Wandler 162 so ausgebildet sein kann, dass er Kanalteilung und zwei separate A/D-Wandler-Wege vorsehen kann, und zwar vor der Digitalisierung der I- und Q-Kanäle, im Gegensatz zu einer Teilung der digitalisierten I- und Q-Kanalsignale nach der Wandlung. Der zweite Empfängerabschnitt verarbeitet die empfangenen Kommunikationssignale auf eine Art und Weise, die ähnlich ist, wie sie im Bezug auf den ersten Empfängerabschnitt der Fig. 4 und 5 diskutiert wurde.
- Wie in der Fig. 5 gezeigt, werden die digitalisierten I- und Q-Kanalsignale von dem A/D-Wandler 162 in einen PN QPSK Korrelierer 176 gegeben, und zwar zusammen mit geeigneten PNI- und PNQ' Sequenzen, die innerhalb des Empfängers 126 produziert werden. Diese letzteren Sequenzen können auf eine Art und Weise erzeugt werden, die ähnlich ist zu denen, die in dem Gateway, wie oben beschrieben, eingesetzt werden. Der Steuerprozessor 130 sieht Zeittakt- und Sequenzsteuersignale für diese Erzeuger vor.
- In diesem Ansatz werden zwei PN-Erzeuger 166 und 168 eingesetzt, um zwei verschiedene Kurzcode-PN-Sequenzen, PNI bzw. PNQ, wie die I- und Q- Kanal-PN-Sequenzen für den äußeren Code des Modulationsschemas, zu erzeugen. Eine orthogonale Codequelle, wie z. B. ein Walsh-Codeerzeuger 170, wird eingesetzt, um einen orthogonalen Code für den Einsatz durch die Teilnehmereinheit während einer gegebenen Kommunikationsverbindung vorzusehen. Der Codeerzeuger 170 kann mittels einer Vielzahl von bekannten Elementen, die für diesen Zweck konfiguriert sind, ausgebildet werden. Der spezifische eingesetzte orthogonale Walsh Code wird unter der Steuerung des zentralen Prozessors 130 ausgewählt, und zwar im Allgemeinen unter Einsatz von "setup"-Information, die von dem Gateway oder der MTSO 12 in dem Synchronisationssignal vorgesehen werden.
- Die Codesequenzausgabe des Erzeugers 170 wird logisch kombiniert, wie z. B. durch Multiplizieren oder Einsetzen einer ausschließlichen-OR-Operation, mit den PNI und PNQ- Sequenzen in einem Paar von logischen Elementen 172 bzw. 174, um die Sequenzen PNI' und PNO' vorzusehen. Die PNI- und PNQ- Sequenzen werden wiederum an den PN QPSK-Korrelierer 176 transferiert. Der Korrelierer 176 korreliert die I- und Q-Kanaldaten mit den PNI' und PNQ'- Sequenzen und liefert korrelierte I- und Q-Kanalausgaben an ein Paar Akkumulatoren 178A bzw. 178B. Daher wird das (digitalisierte) Kommunikationssignal, empfangen durch die Teilnehmereinheit, demoduliert, und zwar durch beide, der Teilnehmerspezifischen Walsh-Codesequenz und den kurzen PNI und PNQ-Codesequenzen.
- Die Akkumulatoren 178A und 178B sammeln und speichern zeitweise die Symboldaten, geliefert durch den QPSK-Korrelierer 176, über ein vordefiniertes Zeitintervall lang, z. B. eine Symbol- oder 128-Chip-Periode, und gibt dann die Daten in einen Phasendetektor oder Rotierer 180 ein. Essentielle Daten werden von einem seriellen Symbolstrom in einen parallelen Symbolsatz durch die Akkumulatoren gewandelt für die Verarbeitung. Zur gleichen Zeit empfängt außerdem der Phasenrotierer 180 das Pilotsignal von einem Suchempfänger und rotiert das empfangene Symboldatensignal gemäß mit der Phase des Pilotsignals. Die resultierenden Kanaldaten werden von dem Phasenrotierer 180 an den Vielseitigkeitskombinierer und Decoder ausgegeben, wo sie de-interleaved und decodiert wird.
- Ein anderer PN-Erzeuger, nicht dargestellt, kann außerdem für die Erzeugung der PN-Sequenz PNU eingesetzt werden, und zwar entsprechend der spezifischen PN-Sequenz der Teilnehmereinheit. Die Sequenz wird im Allgemeinen ansprechend auf eine Art von Teilnehmereinheit ID erzeugt, obwohl sie von dem Gateway vorgesehen werden kann.
- Unglücklicherweise benötigt die Vorrichtung, wie sie in der Fig. 5 dargestellt ist, obwohl sie nützlich ist, ein ziemlich starkes oder robustes Pilotsignal, um die Kommunikationssignale auf adäquate Weise zu demodulieren. Wie oben diskutiert, ist es nicht immer wünschenswert oder möglich, ein Pilotsignal mit ausreichender Energie beizubehalten, damit es leicht in dem Schritt der Demodulation der Datensignale eingesetzt werden kann. Daher wurde eine neue Technik entwickelt, welche ein verbessertes Erfassen der Eingabesignalphase vorsieht, sodass Daten- oder Verkehrskanalsignale schneller und zuverlässiger in den Empfängern 126A-126N demoduliert werden kann. In dieser Technik wird alle oder ein wesentlicher Teil der Energie, die durch eine Teilnehmereinheit von einem Gateway oder einer Kommunikationssignalquelle empfangen wird, eingesetzt, um die Phase des Kommunikationsträgersignals zu erfassen, inklusive der Energie, die für Kommunikationssignale, die für andere Teilnehmereinheiten bestimmt sind, eingesetzt wird.
- Eine Symboluhr bzw. -takt wird durch jede der PN-Codequellen, gezeigt in der Fig. 5, eingesetzt, um den Zeittakt (timing, Zeitsteuerung) für das Entspreizen und Demodulieren der ankommenden Kommunikationssignale zu bestimmen. Wenn die Symboluhr, eingesetzt durch die Empfänger 126, die empfangene Signaltaktung nicht genau erfasst, dann wird eine Korrektions- oder Taktanpassung, entweder eine Erhöhung oder eine Senkung, in der Uhrtaktung benötigt. Der Grad, bis zu dem die Taktung der einkommenden Signale und Empfänger 126 die Gleichen sind oder ausgerichtet sind, wird durch Abtasten des Pilotsignals, welches ein kohärentes Signal zur Erfassung der Systemtaktung liefert, gemessen. Dies wird typischerweise mittels einer Zeiterfassungsschleife erreicht, welche Schaltungen, die aus dem Stand der Technik bekannt sind, wie z. B. Phasen-festgelegte Schleifen oder worauf als "Früh/Spät"-Tastung Bezug genommen wird, umfasst. Dies bedeutet, dass ein Korrektionssignal erzeugt werden kann durch Bilden einer Differenz zwischen "frühen" und "späten" Abtastungen des Pilotsignals, welches gleich Null wird, wenn die Offset-Tastungen auf die "On-time"-Taktung des empfangenen Signals zentriert wird. Ein Signal aus der Zeiterfassungsschleife wird dann eingesetzt, um die interne Fingerempfängertaktung, ansprechend auf eine gemessene Abweichung von der Taktung des Pilotsignals, zu korrigieren.
- Dies wird in der Fig. 6 dargestellt, wo eine Serie von Empfängern 126A', 126B', 126C' und 126N' gezeigt sind, die digitale Kommunikationssignale für einen Finger in einer Teilnehmereinheit über einen Eingabesignalbus oder - leitung 182 empfangen. Zur selben Zeit, unter Einsatz einer bekannten Schal tung, wird das Pilotsignal von dem empfangenen Signalträger getrennt und in die Frequenzerfassungsschleifen 184 gegeben. Wie zuvor dargestellt, umfassen die Erfassungsschleifen 184 Schaltungen, die in dem Fachgebiet bekannt sind, für Festlegung auf die Frequenz und Phase eines Eingabesignals, wie z. B., aber nicht darauf beschränkt, eine oder mehrere Phasen-festgelegte Schleifen. Wie zuvor besprochen, werden Datenempfänger 126 eingesetzt, um dieselben an einen Teilnehmer gerichteten Signale, die über verschiedene Signalwege (Vielweg) ankommen, zu demodulieren. Jeder Empfänger stellt jede Taktung ein, um sich auf Verzögerung, bewirkt durch verschiedene Übertragungsweglängen, einzustellen.
- Die Datenempfänger 126 und Erfassungsschleifen 184 benutzen eine gemeinsame Symboluhrreferenz zur Zeittakteinstellung. Daher, wenn sich Erfassungsschleifen 184 auf die Taktung des Pilotsignals einrichten, wird ein Korrektionssignal erzeugt, welches über eine Taktleitung oder Bus 186 an verschiedene Datenempfänger vorgesehen wird, um ihre interne Erfassung oder Taktung anzupassen, damit sie in Phase mit dem Eingabesignalträger ist. Jeder Empfänger passt dann seine Taktung an, um die Verzögerungscharakteristik, wie zuvor besprochen, wiederzugeben. Die demodulierten, unabgedeckten Ausgaben von jedem der Empfänger 126 werden dann an geeignete Vielseitigkeitskombinierungsschaltungen, wie zuvor gezeigt, transferiert.
- Während dieser Ansatz ein Erfassen eines relativ starken Pilotsignals ermöglicht, erlaubt es im Allgemeinen nicht, ein Erfassen eines Trägersignals in der Abwesenheit eines Pilotsignals. Ferner funktioniert dieser Ansatz, gezeigt in der Fig. 6, nicht gut, wenn es ein sehr schwaches Pilotsignal gibt, wie es z. B. in Randempfangsgebieten oder in der Nähe von Grenzen von Strahlen, die von Satelliten, die von niedrigen Altitudes bzw. Höhen gesehen werden, vorkommen kann. Das neue Verfahren und Vorrichtung, welches ein Teil oder alle der Energie, die auf einer gemeinsamen Trägerfrequenz empfangen wird, einsetzt, auch als Leistung anderer Personen bezeichnet, wird in der Fig. 7 gezeigt.
- In Fig. 7 werden Empfänger 126A', 126B', 126C' und 126N' wiederum gezeigt, wie sie digitale Kommunikationssignale über den Eingabebus 182 empfangen. Erfassungsschleifen 184 sehen außerdem Zeittaktsignale an die Empfänger über einen Zeittakt- oder Korrektionssignalbus 186 vor. Anstelle von oder zusätzlich zu dem Einsatz der Energie des Pilotsignals zur Detektierung einer empfangenen Trägerphase wird jedoch Energie auch von den Kommunikationssignalen, die für andere Teilnehmer bestimmt ist, abgeleitet. Dies wird erreicht durch Einstellen einer oder mehrerer der Empfänger 126 zur Demodulation der empfangenen Signale mittels orthogonaler Codes, hier Walsh- Funktionen, für andere Benutzer, die innerhalb des Kommunikationssystems aktiv sind.
- Die Anzahl der Empfänger 126, die für diese Funktion eingesetzt werden, wird durch die Gesamtzahl, die innerhalb der Teilnehmereinheit zur Verfügung stehen, bestimmt und durch den Betrag der Energie, die für das Erfassen des Trägersignals erwünscht ist. Der Energiebetrag, der eingesetzt wird, kann gemäß dem Vorhandensein oder der Abwesenheit eines Pilotsignals und der spezifischen Betriebsumgebung der Teilnehmereinheit variiert werden. Es kann bevorzugt werden, z. B. dass nur ein Satz der stärksten Signale für diesen Zweck eingesetzt werden, gemäß einem vordefinierten Kriterium. Zusätzlich, beeinflusst der Wunsch, Signalvielwegempfang oder Vielseitigkeit zu erhalten, zusätzlich die Anzahl der Empfänger, die dem Sammeln von anderer Energie zugeordnet werden können.
- Die Ausgabe dieser Empfänger, die Signale oder Kanäle von anderen Benutzern demodulieren, hier gezeigt als 126B', 126C' und 126N', werden an ein Signalsummierelement oder Addierer 188 transferiert. In der Fig. 7 wird ein Teil der Energie, die der Ausgabe der Energie des Empfängers 126A, welcher das gewünschte Teilnehmersignal oder Kanal darstellt, zugeordnet, auch durch die gestrichelte Linie gezeigt, und zwar als möglicherweise kombiniert mit der Ausgabe der anderen Empfänger. Solange dies jedoch nicht ein besonders starkes Signal ist, ist es unwahrscheinlich, dass Energie von diesem Signal für die Funktion aufgegeben wird.
- Das Summierelement 188 addiert diese Signale zusammen, um ein einzelnes Ausgabesignal zu formen, welches Datensymbolen, die von dem Gateway oder anderen Systemteilnehmern über einen gemeinsamen Träger gesendet werden und durch die Teilnehmereinheit von Interesse empfangen werden, zu repräsentieren. Das Signal, das durch das Summierelement 188 erzeugt wurde, wird als Eingabe an die Erfassungsschleifen 184 transferiert, welches die Energie, gegenwärtig in dem Signal, einsetzen kann, um die Frequenz und Phase des Trägersignals zu erfassen. Wo es erwünscht ist, kann das Pilot eingesetzt werden bis es unter einen vorbestimmten Pegel sinkt, von wo ab andere Teilnehmerenergie eingesetzt wird, alleine oder in Kombination mit dem Pilot. Der Fachmann auf dem Gebiet von Kommunikationssystem-Design wird mit den spezifischen Systemanforderungen vertraut sein, sowie mit Kommunikationssignalübertragungseigenschaften, welche die Wahl, wann Nicht-Pilotsignalenergie zur Erfassung des Trägersignals eingesetzt werden soll.
- Während diese Technik die Fähigkeit eines Teilnehmers zur Erfassung der Trägerfrequenz und Phase eines Kommunikationssignals verbessert, wurden andere Ausführungsbeispiele entwickelt, die möglicherweise kompaktere Implementationen innerhalb eines Teilnehmerempfängers vorsehen und mehrere Teilnehmerkanalausgaben von einem einzelnen Empfänger vorsehen. Dies ist in größerem Detail in den Fig. 8 bis 9 dargestellt.
- Ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Vorrichtung einer Teilnehmereinheit, nützlich für die Implementierung mehrerer Kanäle oder Benutzerenergiephasenerfassungsempfänger wird in größerem Detail in der Fig. 8 dargestellt. In dem Demodulator/Modulator der Fig. 8, werden eine Serie von Empfängern 126A'-N' der Teilnehmereinheit gezeigt, die eine Frequenz/Phasenerfassungsschaltung 190 einsetzen, auf die als eine M-te Costas Schleife oder Phasenerfassungsschleife Bezug genommen wird, welche eingesetzt wird, um die Phase und die Frequenz des Trägers eines empfangenen Kommunikationssignals genau zu erfassen.
- Eine Zeiterfassungsschleife 192 in jedem Finger des "rake type"- Empfängersatzes empfängt außerdem Eingabekommunikationssignale von dem A/D-Wandler 162 (nicht gezeigt) und erstellt die Zeittakterfassung für die Trägersignalfrequenz. Ein AGC und Phasenmehrdeutigkeitsschaltung 174 wird ebenso an die Eingabe des A/D-Wandlers 162 gekoppelt und mit einer Ausgabe an die M-te Schleife 190, und dient zur Erstellung einer Verstärkungs-Steuerung und "signal relative received intensity"(SRRI)-Werten, die benötigt werden, um Parameter für die Eingabeverstärkerstufen zu erstellen, sowie zum Vorsehen von Feedback-Information an das Gateway, Setzen eines Sendeleistungspegels und um Phasenmehrdeutigkeit aufzulösen.
- Die Ergebnisse der Verarbeitung in diesen Schleifen sehen Ausgaben für die kohärente und nicht-kohärente Signaldemodulation, wie z. B. in den Empfängern 198 bzw. 200 vor. Die resultierenden Demodulationsausgaben der Empfänger 126A'-N' werden in einem Vielseitigkeitskombinierer 202 kombiniert und dann de-interleaved und in dem De-InterleaverlDecoder 204 decodiert.
- Der Aufbau eines einzelnen Empfängers 126' wird in größerem Detail in der Fig. 9A und 9B dargestellt. Aus Gründen der Klarheit in der Darstellung der vorliegenden Erfindung, wird ein Einzel-Weg-Demodulationschema in den Fig. 9A und 9B vorgestellt, um den Betrieb einer M-ten Phase und Zeiterfassungschleife und anderen Demodulationsteilen der Empfänger 126A'-126N' (und nach Wunsch in 66A-66N und 76A-76N) dargestellt.
- Entfernte Benutzer oder mobile Teilnehmereinheiten, wie z. B. 26 und 28, die in dem Kommunikationssystem 10 betrieben werden, empfangen jeweils ein oder mehrere Signale R(t), die von den Gateways 22, 24 etc. oder Basisstationen innerhalb des Kommunikationssystems abgestrahlt werden. Diese Signale werden durch die Antennen 120 der Teilnehmereinheit abgefangen und, wie oben beschrieben, verarbeitet, um digitale Datensignale vorzusehen. Die empfangenen Signale R(t) haben jeweils eine relative zufällige Phasenverschiebung θ und relative Zeitverzögerung D in Bezug auf die interne Phase und Zeitreferenzen der einzelnen Teilnehmereinheiten.
- Solche empfangenen Signale haben im Allgemeinen eine Wellenform oder Signalstruktur der folgenden Form:
- (1) R(r) = (t - D) cos(ωot + θ(t)) - (r - D) sin(ωot + n(t)) + n(t);
- wobei θ(t) ein augenblicklicher Phasenoffset ist, welcher Doppler- Frequenverschiebung, Oszillatorendrift und Phasenrauschelemente umfasst. Der Term n(t) stellt zusätzliches Gauss'sches Rauschen mit einer festen Leistungsspektralenergiedichte bzw. Interferenzrauschen, das in dem empfangenen Signal eingebettet ist, dar. Die I und Q-Terme bezeichnen die In- Phasen und Quadraturteile oder Komponenten der empfangenen Signale, die im Allgemeinen eine folgende Sendeform haben:
- wobei, W, eine Walsh-Abdeckung oder Funktion ist, die dem Benutzer i zugeordnet ist, weiterhin PNI und PNQ die Spreiz PN Codesequenzen sind, die für die I- bzw. Q-Kanäle eingesetzt werden und an(i) das n-te codierte Symbol des i-ten Benutzersignals ist.
- Das empfangene Signal wird im Allgemeinen gefiltert und dann auf die gewünschte Basisbandfrequenz übersetzt, mittels eines Herunterwandlers, wie oben beschrieben, wobei die I- und Q-Phasenkanäle oder Signalkomponenten mit einer Rate von k mal die Spreiz-Chiprate (d. h. TS = Tc/k) abgetastet wer den. Der Wert, der für k eingesetzt wird, wird gemäß verschiedenen bekannten Kommunikationssystemsbetriebsparametern und Einschränkungen vorausgewählt.
- Das Abtasten der I- und Q-Teile des empfangenen Signals R(t) liefert Abtastwerte R, und RQ mit der folgendem Form:
- (4) RI(nTc + jTs) = (t - D) cosθ(r) - (t - D) sinθ(t) + ni ,
- (5) RQ(nTC + jTs) = (r - D) sinθ(r) + (t - D) cosθ(t) + nq
- wobei, RI und RQ die Originalkomponenten und plus einigen additiven Rauschfaktoren nj' bzw. nq' darstellen, welche einen Null-Durchschnitt und eine Varianz von σ2 haben.
- Diese Signale oder Abtastwerte müssen dann durch die Teilnehmereinheit demoduliert werden, um die entsprechenden Daten, die durch das Signal für den beabsichtigten Empfänger getragen werden, wiederzugewinnen. Ein Benutzerempfänger muss verschiedene Aufgaben in der Verarbeitung von Kommunikationssignalen ausführen, welche im Allgemeinen Operationen wie die Folgenden, aber nicht darauf beschränkt, umfasst: Erfassen der Frequenz und Phase des empfangenen Signals, Erfassen von Veränderung in der Zeitverzögerung des empfangenen Signals, Detektieren der Energie in allen Walsh-Funktionen, die zur Abdeckung benutzt werden, Schätzen einer Signalphasenreferenz und von Energiepegeln und schließlich De-Interleaving und der Decodierung der demodulierten Signale.
- Wie es in der Fig. 9A zu sehen ist, werden die Frequenz- und Phasenerfassungsoperationen mittels einer Frequenz- und Phasenerfassungsschleife 190A erreicht, die eine Struktur ähnlich zu der M-ten Costas Schleife hat. Die neue M-te Erfassungsschleife nutzt alle oder einen wesentlichen Teil der aktiven Benutzerenergie für einen gegebenen Kommunikationskanal oder eine Trägerfrequenz aus, um eine Frequenzerfassung zu bewerkstelligen. Dies liefert eine verbesserte Frequenzerfassung, entweder wenn das eingesetzte Pilotsignal sehr schwach oder erratisch in der Signalstärke ist, oder wenn es kein Pilotsignal gibt. Zusätzlich liefert dieser Ansatz eine Demodulation von allen M Benutzern, die dieselbe Frequenz, Strahl oder Gateway-Antenne teilen.
- Das empfangene Signal R(t) wird von einem assoziierten Antennengebilde über einen A/D Umwandler 208 und einen Dezimator 210 zu einem Verzögerungselement 212 in der M-ten Phasenschleife 190A übertragen. Der Dezimator 210 dient zur Tastung oder zur Auswahl bestimmter Digitalsignale, die von dem A/D Umwandler 208 ausgegeben wurden, wie beispielsweise jedes 8. oder anderer, je nach Wunsch. Die anfänglichen Tastpunkte für diese Dezimierung sind vorausgewählt, beispielsweise durch die Verwendung von Information gespeichert in oder vorgesehen durch das Kommunikationssystem, oder ausgewählt durch den Betrieb der Steuervorrichtung 130 oder ähnlicher Steuerelemente. Die Zeittaktung (Zeitsteuerung), die durch den Decimator bzw. Dezimierer verwendet wird, wird ansprechend auf andere Elemente innerhalb des Empfängers um einen geeigneten Dezimierungspunkt beizubehalten, während ein ankommendes Kommunikationssignal erfasst oder verfolgt (getrackt) wird.
- Verzögerungselement 212 liefert eine Verzögerungszeit, die annähernd die gleiche Zeitlänge besitzt, die durch das ¹/&sub2; Chip (Z&supmin;¹) eingenommen wird, was die richtige Zeitsteuerung für den Rest der Signalverarbeitung sicherstellt. Daher wird durch das Verzögerungselement 212 eine verzögerte Version eines getasteten Signals ausgegeben, das mit einem empfangenen Signal assoziiert ist, welches exakt zu einer Walsh Symbolzeit jTs ankommt, und diese verzögerte Version wird an ein Rotationselement oder einen Phasendreher bzw. Rotator 214 geliefert, wo diese Version entspreizt und rotiert wird. Diese letztgenannte Operation wird dadurch realisiert, dass man das ankommende getastete Signal mit einem komplexen Entspreizungssignal oder PN Sequenz X multipliziert, was die folgende Form besitzt:
- (PN&sub1;(n) - jPNQ(n))· exp(-jφ(n)). (6)
- Der Phasenwert φ(n) repräsentiert eine geschätzte Phase für das ankommende oder Empfangssignal R(t), das verfolgt (track) und später demoduliert werden soll. Die M-te Phasenschleife beginnt den Betrieb bei einem Zufallsphasenwert, der sodann dynamisch, ansprechend auf ein gefiltertes Fehlersignal eingestellt wird. Wenn gewünscht kann der Startphasenwert auch vorgewählt werden, und zwar basierend auf der Historie der Verbindungen oder Kommunikationen oder anderer bekannter Faktoren, die in der Teilnehmereinheit gespeichert sein können und durch den Steuerprozessor 130 abgerufen werden.
- Wie zuvor unter Bezugnahme auf die Fig. 6 und 7 beschrieben ist dann, wenn das Federsignal einen Nullwert besitzt, keine Einstellung des Phasenwertes erforderlich und θ(n) ist gleich φ(n). Ansonsten eilt φ(n) entweder seiner Phase θ(n) nach oder vor und eine gewisse Fehlerkorrekturgröße ist erforderlich, um den Wert φ(n) einzustellen bis er θ(n) gleich ist. Die geeignete Federkorrektur wird dadurch erhalten, dass man gesondert "In-Phase" und Quadratur-Teile des empfangenen Signals demoduliert und die Ergebnisse logisch kombiniert bevor aktive Benutzer orthogonale Walsh Codes angewandt werden, um einen Restfehlerwert oder Signal zu erzeugen.
- In Fig. 9A wird eine Ausgabe (Ausgangsgröße), die obere Ausgangsgröße von dem Rotierer oder Rotator 214 als der obere Tracking- oder Verfolgungs bzw. Erfassungsschleifenarm oder der "In-Phase"-Arm (I-Arm) bezeichnet. Die Signalausgangsgröße an dem I-Arm repräsentiert die Rotatorausgangsgröße, die sich aus der Multiplikation des empfangenen Signals mit der Sequenz X und durch Nehmen des Realwerts ergibt. Das Entspreizen des Eingangssignals relativ zu den kurzen Codes, die zum Spreizen sämtlicher Kommunikationen oder Nachrichten von einer bestimmten Zelle verwendet werden, ist Teil dieser Operation. Dieser Code wird über das ganze Nachrichten- oder Kommunikationssystem verwendet, und zwar mit unterschiedlichen ("offsets") Versetzungen, wie dies oben diskutiert wurde, obwohl unterschiedliche Codes in einigen Anwendungen verwendet werden könnten. Daher ist dieser Code mit Ausnahme der exakten "offsets" für das empfangene Signal selbst bei Abwesenheit eines Pilotsignals bekannt.
- Die andere Ausgangsgröße vom Rotator 214 wird als der untere Tracking- oder Verfolgungs bzw. Erfassungssschleifen- oder Quadratur-Arm (Q-Arm) bezeichnet. Die Signalausgangsgröße an den Q-Arm repräsentiert die Rotatorausgangsgröße, die sich aus der Multiplikation des empfangenen Signals mit X ergibt, und zwar durch Nehmen des Imaginärwertes. Natürlich sind die oberen und unteren Bezeichnungen nur für die Zwecke der Bequemlichkeit und Veranschaulichung vorgesehen und bezeichnen nicht irgendeine physikalische Schaltungskonfiguration.
- Die I- und Q-Signale auf diesen repräsentativen Kanälen oder Signalübertragungsleitungen haben die folgende Form:
- In = an(i)Wi cos(θ(n) - φ(n)) + NI (7)
- Qn = an(i)Wi sin(θ(n) - φ(n)) + NQ (8)
- und führen sämtliche modulierte Information, die übertragen wird, auf der Vorwärtsnachrichtenverbindung (forward communication link) für alle Systembenutzer, die diese Verbindung oder diese Nachrichtensignalfrequenz teilen, und zwar abhängig vom Einfluss des Rauschens auf die Signale. An diesem Punkt repräsentieren die Signale einen Strom oder eine Serie von codierten Datensymbolen.
- Der Wert Wi repräsentiert jede individuelle im Nachrichtensystem verwendete Walsh Cover- oder Abdecksequenz (orthogonaler Code). Der Maximalwert für i liegt typischerweise im Bereich zwischen 64 und 128 und hängt von der spezifischen Nachrichtensystemkonstruktion ab, wie dies der Fachmann ohne weiteres erkennt. In zukünftigen Systemen können höhere Werte verwendet werden. Dies ermöglicht annähernd 64 oder 128 orthogonal codierte Kanäle innerhalb jeder abgegrenzten oder segregierten Zone oder Bereich oder Nachrichtenkanal (Zelle, Sektor usw.) des Nachrichten- bzw. Kommunikationssystems.
- Die I- und Q-Signale werden in Akkumulatoren 216A bzw. 216B eingegeben, wo die Symbole in Gruppen oder Blöcken für die weitere Verarbeitung akkumuliert werden. Dieser Schritt ist der Gleiche wie das Konvertieren des Datensymbolstromes von Serien-zu-Parallel-Eingabeformat für die nächste Stufe. Die Größe der Blöcke, die akkumuliert werden, wird bestimmt gemäß der Eingabestruktur der nächsten Stufe. Die Symbole werden sodann zu Symboltransformationsschaltungen 218 bzw. 220 übertragen, wo sie anfangs demoduliert werden, um Ströme oder Strings (Fäden) von Datenbits zu erzeugen. Diese Schaltungen sind im Allgemeinen als schnelle Hadamard- Transformer oder Tranformatoren (FHT's) konfiguriert. Die i-te Ausgangsgröße sowohl der oberen und unteren FHT's 218 und 220 haben die folgende Form:
- In(i) = an(i)cos(θ(n)- φ(n)) + NI(i) (9)
- und Qn(i) = an(i)sin(θ(n) - φ(n)) + NQ(i) (10)
- wobei Mi(i) und Nq(i) die Rauschkomponenten repräsentieren, und zwar entsprechend jeder i-ten Ausgangsgröße bzw. Benutzerkanals im empfangenen Signal.
- Die als Ausgangsgrößen von den FHT's 218 und 220 vorgesehenen Informationsbits werden in Parallel-zu-Serie-Wandler bzw. Konverter 222A bzw. 222B eingegeben, wo sie zu einer Zeit in mehrere Bits übertragen werden, aber heraustransformiert werden mit einer geringeren Geschwindigkeit in Form eines seriellen Datenstroms. Das heißt, eine Parallel-zu-Serie-Umwandlung des Datenstromformats tritt ein. Die Akkumulatorausgangsgrößen werden an einen Multiplizierer 224 geliefert, wo die In-Phasedaten Ii und die Quadraturdaten Qi miteinander multipliziert werden. Es sei bemerkt, dass diese Daten miteinander "paarweise" multipliziert werden, woher die Subskriptbezeichnung folgt, wenn auf diese Datenwerte Bezug genommen wird. D. h. die Daten von den I- und Q-Kanälen, die den gleichen Daten (Position) für den gleichen Benutzer entsprechen, werden miteinander multipliziert. Das in dem Multiplizierer 224 erzeugte Produkt wird sodann an eine Summierschaltung 226 übertragen. Die Summierschaltung 226 akkumuliert und summiert die Produkte für jedes Ij/Qj-Paar über mehrfache oder alle bekannten aktiven Walsh Code Sequenzen oder Benutzerkanäle für die Frequenz, wobei diese verfolgt (tracked) werden, um ein Fehlersignal e(n) in folgender Form zu erzeugen:
- Das Verfahren durch das das Fehlersignal e(n) erzeugt wird, ist ein Zufallsverfahren mit einem Mittel E(e(n)) und einer Varianz von σ2, und zwar gilt:
- E(e(n)) = ¹/&sub2; sin(2(θ(n) - φ(n)) · nactiv (12)
- bzw.
- σ²c = E(e(n) - Ee(n))² = (σ²n + σ²nσ²n) · nactiv (13)
- Das sich ergebende Fehlersignal e(n) ausgegeben durch die Summierschaltung 226 wird durch einen Schleifenfilter 228 erster oder zweiter Ordnung geleitet, um unerwünschte Frequenzkomponenten und Rauschen aus dem Multiplikationsprozess zu entfernen, und wird sodann als eine Schmalbandeingangsgröße an eine Frequenzquelle 230 geliefert. Die Frequenzquelle 230 repräsentiert eine einstellbare Ausgangsfrequenzquelle, die eine Ausgangsgröße liefert, und zwar für die Korrektur der Schätzung der ankommenden oder Eingangssignalphase. Die Ausgangsgröße der Frequenzquelle 230 ändert sich ansprechend auf Änderungen des Wertes für das Eingangsfehlerkorrektursignal vom Filter 228.
- Die Frequenzquelle 230 kann unter Verwendung mehrerer bekannter Strukturen und Lösungsmöglichkeiten hergestellt werden, wobei eine typische Struktur die eines digitalen Frequenzsythesizers ist. Die Frequenzquelle 230 kann derart konfiguriert sein, dass eine Ausgangsgröße geliefert wird mit einem versetzten Teil, der den Wert Null annähert, wenn das Eingangsfehlersignal auch Null annähert. Alternativ kann die Frequenzquelle 230 eine Schwelle oder einen Bezugswert für den Vergleich mit dem Fehlersignal verwenden und den versetzten (offset) Phasenwert auf Null verringern, wenn dieser Referenzpegel erreicht ist. Wie in Fig. 9A gezeigt, kann ein Frequenzversetzungswert in die Frequenzquelle 230 eingegeben werden, um die Fähigkeit zur Vorkombination für bestimmte Signalübertragungspfade vorzusehen, oder um den bekannten Doppler oder andere reproduzierbare Effekte, je nach Wunsch zu überwinden, ohne zu erfordern, dass der Rest der Schaltung Zeit für die volle Kompensation verbraucht.
- Der aktuelle oder Ist-Wert für die durch den Rotierer 214 verwendete Phase besteht aus drei Komponenten. Diese Komponenten sind die Folgenden: die Phasenkorrektur vom Filter, die Phase infolge der Korrektur hinsichtlich Dopplerverschiebung und eine Phase verwendet für Entspreizungsoperationen. Der Wert der Fehlerkorrektursignalausgangsgröße von der Summierschaltung 226 nähert Null an oder einen entsprechenden Phasenversetzungs- oder Schwellenwert, wenn θ(n) φ(n) annähert. Wenn die zwei Phasenwinkel gleich sind, repräsentieren die an den Ausgängen der Parallel-zu-Serie-Umwandler 222A und 222B vorhandenen Ausgangsgrößen die Daten für sämtliche aktiven Benutzer der durch den Empfänger 126A' überwachten Gateway. Dies ist auch für jeden Empfänger, der dazu verwendet wird ein Nachrichtensignal über einen bestimmten Pfad zu empfangen, der Fall.
- Wenn die Ausgangsdaten von den FHT's 218 und 220 quadriert und dann miteinander summiert werden, so wird hinreichend Information für das Schätzen der Energien vorgesehen. Dies ist die in der AGC und Phasenungewissheits- bzw. Phasenmehrdeutigkeitsschaltung 194A gemäß Fig. 9B ausgeführte Grundoperation. Da die In-Phase und Quadratursignale stark variieren können und während einer anfänglichen Akquisition und dem Tracking (Verfolgen) Vorzeichen ändern, werden sie erst quadriert und sodann summiert, um das Auslöschen zu verhindern. Die Ergebnisse dieser Operation werden auch als ein Steuersignal verwendet, um die durch die eine variable Verstärkung vorsehende Steuerung 164 gelieferte Verstärkung einzustellen, und zwar abhängig von dem Abnehmen oder Ansteigen der relativen Signalstärke für die empfangenen Nachrichtensignale. Die Summe der I²- und Q²- Signale liefert ein Signal, welches eine Anzeige für die relative Energie und den Leistungspegel der empfangenen Signale liefert.
- Wie man in Fig. 9B erkennt, sind die Ausgangsgrößen der Konverter 222A und 222B die die In-Phasedaten Ii bzw. Quadraturdaten Q, halten, gekoppelt mit einem Paar Multiplizierelementen 232A bzw. 232B mit einstellbaren Exponenten (Quadrieren), wo die Daten miteinander multipliziert oder quadriert werden. Die sich ergebenden Produkte werden in ein Summierelement oder einen Addierer 234 eingegeben, wo sie miteinander paarweise addiert werden, um ein Maß für die Leistung der Signale zu liefern. Die Additionswerte vom Addierer 234 werden sodann in einen Serie-zu-Parallel-Konverter 236 transferiert, wo sie in ein einziges Signal geformt werden. Die Exponenten für die Multiplizierer 232A und 232B sind als eine Variable "λ" gezeigt, welche mit einem Wert von 2 für alle Signale ausgewählt wird, mit Ausnahme für den Fall, wo das verfolgte bzw. erfasste (getrackte) Signal ein Püotsignal ist, wobei dann der Wert auf 1 eingestellt wird. Dies verhindert die Verwendung des Quadrierens für nicht-modulilerte Pilotsignale, wo der Walsh Cover Code lauter Nullen sein kann.
- Die im Serien-zu-Parallel-Konverter 236 akkumulierten Werte werden als eine Eingangsgröße für einen Signalpegelschätzer und Filter 238 vorgesehen. Schätzer und Filter 238 liefern einen Langzeitdurchschnitt der Summe von I² und Q² für jede f-te Ausgangsgröße der FHT's. Dieser Langzeitdurchschnitt liefert Information hinsichtlich der relativen Stärke des Nachrichtensignals und jedes Pilotsignals. Die endgültige Ausgangsgröße dieses Filters wird mit einem bekannten Schwellenwert verglichen, um festzulegen, ob ein bestimmter Teilnehmerkanal aktiv ist oder nicht.
- Gleichzeitig gestattet die Verwendung der Langzeitdurchschnittsbildung der Amplitude der In-Phase-Komponente dem Filterausgang einen relativen Wert für die Pilotsignalphase bezüglich der Phase, der M-ten Phasenschleife 190A festzustellen. Diese Ausgangsgröße des Filters wird verwendet, um jedwede 180º Ungenauigkeit in den Ergebnissen aufzulösen, die andernfalls während der M-ten Phasenschleifenverarbeitung sich ergibt. Die Zeitkonstante für dieses Filter kann in der Größenordnung eines Chiprahmens liegen, wenn die Wahrscheinlichkeit eines 180º Phasensprungs relativ klein ist. In sehr schnell abnehmenden (fading) Umgebungen, kann die Zeitkonstante für dieses Filter in der Größenordnung von wenigen Walsh Symbolen liegen, um die Phasenunsicherheit wiederzugewinnen, und zwar sobald die M-te Phasenschleife auf das empfangene Signal eingestellt bzw. verriegelt ist, nach einer tiefen Abnahme (fade).
- Wenn ein Pilotsignal zur Verwendung in dem Nachrichtensystem verfügbar ist oder in den durch die spezifische Teilnehmereinheit überwachten Signalen, ist es vorzuziehen, irgendeine Phasenschätzung verfügbar aus der Pilotsignalinformation so direkt wie möglich der Phaseneinstellinformation hinzu zu addieren. Dies ist erwünscht, um irgendwelche weiteren Verluste für diese Information zu vermeiden, die andernfalls auftreten könnten, wenn sie den Multiplizieroperationen des Multiplizierers 224 ausgesetzt wurde. Ein Verfahren, um dies auszuführen, ist in den Fig. 9A und 9B gezeigt, wo ein Schalter S1 dazu verwendet wird, um die Ausgangsgröße des Q-Kanals für die M-te Phasenschleife umzuleiten zur direkten Addition zu dem Filtereingang für einige Kanäle. Bei einem anderen Verfahren wird kein Schalter verwendet (den Pilotkanal wird als ein regulärer Datenkanal behandelt) und der I- Kanal wechselt seine Polarität, wenn die Phasenunsicherheitsschaltung entscheidet, dass die M-te Phasenverriegelung auf eine 180º verschobenen Phase verriegelt ist.
- Um die entsprechende Zeitsteuerung für den Empfänger 126A' relativ zu dem Empfang von Nachrichtensignalen oder einem Trägersignal vorzusehen und beizubehalten, ist eine Zeittracking- oder Verfolgungsschleife (TTL = time tracking loop) vorgesehen, wie dies in Fig. 8 gezeigt ist. Die Zeittrackingschleife 192 gemäß Fig. 8 korrigiert die interne Fingerzeitsteuerung ansprechend auf gemessene Abweichungen der Zeitsteuerung für empfangene Signale relativ zu diesem Finger. Diese Korrekturen berücksichtigen Zeitverschiebungen, die dem ankommenden Signal aufgeprägt sind, und zwar infolge Code Doppler Positionsänderungen von Teilnehmereinheiten verglichen mit den Satelliten, oder bestimmter Mehrpfadbedingungen.
- Das Ausmaß, mit dem die Zeitsteuerung der ankommenden Signale und des Empfängers 126' die gleichen sind oder ausgerichtet sind, wird gemessen durch Tasten der Impulsansprechungen eines ankommenden Datenstromes in einer Versetzung (offset) von der nominalen Chipzeit. Diese Versetzung ist entweder plus oder minus eine halben Chipperiode und wird demgemäß als entweder spät bzw. früh bezeichnet. Wenn die Versetzungsdaten in der Zeitsteuerung von den nominellen entspreizten ankommenden Signalspitzen symmetrisch differieren, ist die Differenz zwischen den "späten" und "frühen" Tastwerten Null. D. h. ein Wert geschaffen durch Bildung einer Differenz zwischen den "späten" und "frühen" Signalen geht nach Null, wenn die Versetzung (offset) um die "on-time" (Zeit ein)-Zeitsteuerung des empfangenen Signals R(t) zentriert ist.
- Wenn der durch die Empfänger 126' verwendete Symbol Clock bzw. Takt die Empfangssignalzeitsteuerung nicht genau trackt oder verfolgt und relativ zu den ankommenden Signaldaten schnell ist, dann erzeugt die Spät-minus-früh- Differenz ein Korrektursignal mit einem positiven Wert. Wenn andererseits der Symboltakt oder Clock zu langsam läuft, erzeugt die Differenz ein Korrektursignal mit einem negativen Wert. Es ist ohne weiters offensichtlich, dass, wenn gewünscht, auch eine inverse oder andere Beziehung verwendet werden kann.
- Die Vorrichtung zum Implementieren dieser Operation im Empfänger 126A' ist im unteren Teil der Fig. 9B gezeigt, wo das empfangene digitale Nachrichtensignal von dem Ausgang des Dezimators 210 zu dem Eingang des Phasenrotors 244 in der Zeiterfassungsschleife 192A übertragen wird. In Fig. 9B wird auf eine obere Ausgangsgröße vom Rotor oder Rotierer 244 als den oberen Zeitverfolgungsschleifen(TTL)-Arm oder "In-Phase"-Arm oder I-Kanal Bezug genommen. Auf die andere Ausgangsgröße vom Phasenrotator 244 wird als unterer Zeitverfolgungsschleifenarm, Quadraturarm oder Q-Kanal Bezug genommen. Die Signalausgangsgröße vom Rotator 244 zum I-Kanal repräsentiert die Phasenrotatorausgangsgröße entsprechend dem Entspreizen eines Eingangssignals relativ zu dem PNi Kurzcode, wo hingegen die Ausgangsgröße des Q-Kanals der Rotatorausgangsgröße dem Entspreizen eines Eingangssignals relativ zu dem PNQ Kurzcode entspricht. Natürlich sind die oberen und unteren Bezeichnungen nur aus Gründen der Bequemlichkeit und Veranschaulichung vorgesehen und bezeichnen nicht irgendeine erforderliche physikalische Schaltungskonfiguration.
- Die I- und Q-Signale werden in Serie-zu-Parallel-Konvertern 246A bzw. 246B eingegeben, wo die Symbole in Blöcken für die weitere Verarbeitung akkumuliert werden, d. h. sie werden aus einem Serien- in ein Paralleleingangsformat für die nächste Stufe umgewandelt. Die Symbole werden sodann an Codesymboltransformationselemente oder schnelle Hadamard-Transformationsschaltungen 248 bzw. 250 übertragen, wo sie anfangs demoduliert werden, um Ströme oder Strings (Stränge) von Datenbits in einer Art und Weise zu erzeugen, ähnlich zu der M-ten Phasenschleife 190A.
- Die als Ausgangsgrößen von den FHT's 248 und 250 vorgesehenen Informationsbits werden in die Parallel-zu-Serie-Konverter 252A bzw. 2528 eingegeben, wo sie in einen Seriendatenstrom reformatiert werden. D. h. eine Parallel- zu-Serie-Umwandlung des Datenstromformates tritt auf. Die Konverterausgangsgrößen werden an ein Paar von Multiplizierelemente 254A bzw. 254B geliefert, wo die In-Phasendaten Ii und Quadraturdaten Qi miteinander multi pliziert oder quadriert werden. Dies liefert in effektiver Weise die Größen für die I- und Q-Daten und entfernt das Vorzeichen aus der Betrachtung.
- Die in den Multiplizierern 254 erzeugten Quadrierungsprodukte werden sodann zu einer Summierschaltung oder einem Subtrahierer 256 übertragen, wo die Differenz zwischen diesen Produkten paarweise erzeugt wird. Es wird angenommen, dass dann, wenn die Zeitsteuerung des Empfängers und der empfangenen Signale miteinander ausgerichtet ist, diese Differenz nach Null geht. Alternativ können die Produkte paarweise miteinander addiert werden und die Summe wird mit einem Offset (einer Versetzung) oder Schwellenwert verglichen. Hier geht der Addend (das Hinzuzuaddierende) auf einen Maximalwert dann, wenn die geeignete Zeitsteuerung erreicht ist.
- Die sich ergebenden Addenden in der Summierschaltung 256 werden ihrerseits als eine Ausgangsgröße zu einer Summierschaltung 258 transferiert, wo die Produkte für jedes Ii/Qi-Paar akkumuliert und über alle die bekannten Walsh Code Sequenzen für die verfolgte oder getrackte Frequenz summiert werden. Das resultierende Summiersignal wird durch die Summierschaltung 258 abgegeben und durch ein Filter 260 zweiter Ordnung geleitet, um unerwünschte Frequenzkomponenten und Rauschen aus dem Multiplikationsprozess zu entfernen und sodann erfolgt die Übertragung als ein Schmalbandeingangssignal an den Dezimator 210. Dies liefert ein Zeitsteuersignal verwendet durch den Dezimator 210, um einen geeigneten Dezimierpunkt zum Tasten der Eingangssignale beizubehalten.
- Die TTL-Signalausgangsgröße vom Filter 260 zum Dezimator 210 wird dazu verwendet, um die Zeitsteuerung eines Zählers oder eines Tastclocks (nicht gezeigt) einzustellen, und zwar verwendet beim Bestimmen der Zeitsteuerung für ausgewählte Datentastungen oder Datensamples. Dies liefert Einstellungen für die Zeitsteuerung derart, dass die richtige Synchronisierung mit Chiprate in dem empfangenen Signal auftritt. D. h. der Dezimierungspunkt wird für die Eingangswellenform oder die verfolgte Trägerfrequenz richtig eingestellt. Wenn die Zeitsteuerung des Empfängers 126' mit dem Nachrich tensignal R(t) richtig ausgerichtet ist, werden keine Einstellungen an der Operation vorgenommen. Wenn jedoch die Zeitsteuerung sich von dem empfangenen Signal unterscheidet, steigt die Ausgangsgröße des Filters 260 in seinem Wert an oder nimmt in seinem Wert ab und diese Information oder dieser Wert wird dazu verwendet, um einen zugehörigen I- und Q-PN-Zähler zu verzögern oder vorzuschieben. Das Korrektursignal stellt den PN I- und Q- Zähler im Dezimator 210 ein bis eine korrekte Einstellung erreicht ist, für die die Empfängerzeitsteuerung mit der Empfangssignalzeitsteuerung korreliert ist.
- Zurück zur Eingangsseite der Zeittrackingschleife 192A: der Phasenrotator 244 empfängt die Ausgangsgröße einer Frequenzquelle, die hier als ein digitaler Frequenzsynthesizer 262 vorgesehen ist, als eine Phaseneinstellreferenz oder Bezugsgröße. Der Frequenzsynthesizer 262 empfängt die PNI und PNQ Codesequenzen und liefert die entsprechende Phasenrotationsausgangsgröße. Um die frühe/späte Tastung vorzusehen, die für die Bestimmung der relativen Zeitsteuerung des Empfängers bezüglich der ankommenden Signale erwünscht ist, werden die PNI und PNQ Sequenzen entweder mit oder ohne aufgeprägter Verzögerung übertragen. D. h. dann, wenn die Übertragung direkt ohne irgendeine zusätzliche Verzögerung erfolgt, sind die PNI und PNQ Sequenzen "früh" bezüglich der Ausgangsgröße des Verzögerungselements 212. Wenn die Übertragung mit einer Verzögerung von einem vollen Chipintervall erfolgt, sind die PNI und PNQ Sequenzen "spät" bezüglich der Ausgangsgröße des Verzögerungselements 212.
- Ein Verzögerungselement 264 ist in Serie mit einem Paar von PNI und PNQ- Eingängen oder Eingangsgrößen geschaltet und wird verwendet, um die Verzögerung (Z&supmin;²) von einem vollen Chipintervall zu schaffen. Die Ausgangsgröße des Verzögerungselements 264 und die nicht verzögerten Eingangsleitungen für die PNI und PNQ-Sequenzen sind als Eingangsgrößen oder Eingänge für einen Sequenzselektor 266 vorgesehen, der bestimmt, welchen Wertesatz Frequenzquelle oder Synthesizer 262 zu einem gegebenen Zeitpunkt verwenden.
- Sobald die Phasenverfolgung oder das Phasentracken in ordnungsgemäßer Weise auf ein ankommendes Nachrichtensignal eingestellt oder verriegelt (locking) wird, kann die tatsächliche Dekodierung oder Demodulation der Daten erfolgen, um die Teilnehmereinheit mit der Information zu versorgen, die in den Nachrichtensignalen entlang der Nachrichtenverbindung übertragen wird. Wie in Fig. 8 gezeigt, wird dies dadurch erreicht, dass man die "aufgelösten" (resolved) I-Kanaldaten zum Combinierer 202 überträgt und sodann zum De-Interleaver und Decoder 204, wobei in Erinnerung bleibt, dass sowohl der I- und der Q-Kanal sämtliche über die Nachrichtenverbindung übertragene Information enthält.
- Zum kohärenten Kombinieren der von mehr als einem Strahl (oder Kanalverbindungspfad) ausgegebenen Signale, werden die Ausgangsgrößen für den In-Phasekanal vor der Kombination skaliert. Für die nicht-kohärente Kombination werden die Ausgangsgrößen des Energiedetektors vor dem Kombinieren in AGC und Filterelement 194A für den i-ten Teilnehmer skaliert. In einigen Situationen empfängt eine Teilnehmereinheit Nachrichten oder Übertragungen unter Verwendung von zwei oder mehreren Strahlen. Ein Strahl kann unter Verwendung der kohärenten Modulation übertragen, wie beispielsweise dort wo ein Pilotsignal ohne weiteres detektierbar ist, während der andere Strahl mit nicht-kohärenter Modulation überträgt, wie dort wo kein erkennbares Pilotsignal vorliegt. In dieser Situation kombiniert der Kombinierer 202 die Ausgangsgrößen der zwei Finger derart, dass die Vorwärtsfehlerrate (FER = forward error rate) minimal ist.
- Die Information wird sodann de-interleaved (das Ineinandergreifen wird gelöst) und dekodiert, wie beispielsweise durch Verwendung eines Faltungsdecoders mit der vorbestimmten Decodierrate, um ineinandergreifende (interleaved) Fehlerdetektionsbits zu entfernen, sodann erfolgt die Übertragung zu einem geeigneten Vocoder und anderen Analogschaltungen, wie beispielsweise Vorverstärker, Verstärker und Sprechersysteme oder aber visuelle Anzeigevorrichtungen, wo die Benutzung durch den Benutzer des Nachrichtensystems erfolgt.
- Ein Merkmal der Erfindung, wie es in Fig. 9 gezeigt ist, besteht darin, dass dann, wenn Nachrichtensignale eine Verarbeitung in den FHT-Elementen 218 und 220 erfahren, die Anzahl der Ausgänge oder Ausgangsgrößen gleich M ist, wobei, M vielen oder sämtlichen aktiven Teilnehmereinheiten entspricht und den anderen modulierten Signalen (hier M < 128, M 127). Daher können Signale und Daten für sämtliche Benutzersignale auf einem gemeinsamen Träger durch den Empfänger 126' detektiert und demoduliert werden ohne zusätzliche Empfänger und Komponenten zu erfordern. Dies liefert ein großes Ausmaß an Flexibilität beim Verfolgen (Tracking) und beim Manipulieren der Daten in unterschiedlichen Nachrichtenkanälen auf einer gegebenen Frequenz.
- Jeder der in Fig. 8 gezeigten Empfängerfinger ist ebenfalls dargestellt unter Verwendung einer Suchempfängermaschine oder Schaltung 196, die gestattet nach Strahlen zu suchen, die erhöhte Signalpegel liefern gegenüber denjenigen, die bereits verwendet oder getrackt (verfolgt) werden. Da hier ein sehr schwacher oder nicht existierender Pilot vorliegen kann, muss die Suche (search) den gesamten Träger für das Gateway erfassen und diese mit den benachbarten Signalen vergleichen. Obwohl der Such- oder Searcher- Receiver bzw. Empfänger 196 eine separate Schaltung sein kann, wie beispielsweise im Falle des Suchers 128, ist es möglich, die M-te Costas Schleife mit einem offenen Schalter 51 zu verwenden, um die Energie zu akkumulieren und das beste Signal zu bestimmen.
- Die Suche schreitet durch einen Satz von PN Zeitsteuer"offsets" in Paaren, wobei ein Offset als die "On-Time" Hypothese bezeichnet wird und die andere wird als die "späte" (late) Hypothese bezeichnet und der Searcher schätzt die übertragene Energie ab für jeden orthogonalen Code oder Walsh Cover zu jeder Zeit und Frequenzhypothese. Die Energieabschätzungen werden als eine Eingangsgröße an ein Verarbeitungselement, wie beispielsweise einen Mikroprozessor geliefert, und zwar unter Verwendung einer zugewiesenen bzw. gewidmeten (dedicated) Eingangsgröße, wie beispielsweise einem DMA- Kanal, und zwar zur weiteren Verarbeitung und Auswertung. Ein Teil des Steuerprozessors 130 kann diese Funktion ausführen. Diese gespeicherte Energiepegelinformation wird sodann dazu verwendet, um zu bestimmen welcher Offset die maximale Signalstärke liefert und um die optimalen Zeitsteueroffsets auszuwählen zur Verwendung bei der Signaldemodulation für diesen Finger. Auf diese Weise optimiert jeder Finger seine relative Wahl des Signals zu allen Zeiten.
- Der Sucher oder Searcherempfänger 196 führt die Trägersignalsuchvorgänge im Wesentlichen autonom aus, bis der Suchsatz ausgeschöpft ist. Bei der Verwendung in Empfängern 126A' -N' umfasst die Suchoperation im Allgemeinen die Verwendung eines zusätzlichen Vorspannterms, also einer Eingangsgröße, die einen Frequenzoffsetwert liefert und dieser Suchprozess wird im Allgemeinen als ein offener Schleifenprozess durchlaufen.
- Der Sucherempfäner 196 fängt als erstes den Betrieb mit einem oder mehreren vorbestimmten Anfangsparametern an, wie beispielsweise, aber nicht beschränkt darauf, Werten für die temporale Suchfenstergröße, Frequenz, Integrationszeit, Schwelle usw. Diese Werte können in einem Speicherelement, wie beispielsweise einer ROM-Schaltung oder in Steuerregistern für einen Mikroprozessor oder in einer ähnlichen gewidmeten Steuervorrichtung gespeichert werden, die den Suchmaschinenbetrieb übersieht, diese Werte werden als ein Teil eines Initialisierungsprozesses für die Teilnehmereinheit, oder dann, wenn der Eintritt in eine Rücksetz- oder Übertragungsbetriebsart usw. erfolgt, geladen.
- Beschrieben wurde hier ein neues Verfahren und eine Vorrichtung zum Verfolgen oder Tracking der Frequenz und Phase von Signalträgern in einem Bandspreizspektrum-Nachrichtensystem. Das Phasenreferenzbestimmungsverfahren gestattet, dass eine Trägerfrequenz genau verfolgt (getrackt) wird, und zwar in Anwesenheit von sehr schwachen oder selbst nicht existierenden Pilotsignalen (wenn keine kohärente Modulation verwendet wird), und es wird eine effizientere Verwendung der Signalenergie vorgesehen, und zwar durch Benutzung der ganzen oder eines beträchtlichen Teils der Empfangssignalenergie mit einer gemeinsamen Tägerfrequenz zur Bestimmung der Trägerphase anstelle der Beschränkung auf einen einzigen Nachrichtenkanal auf diesem Träger. Obwohl das Verfahren als vorteilhaft für Nachrichtensysteme basierend auf Satelliten-Repeaters beschrieben wurde, kann es doch auch bei anderen Systemen brauchbar sein, wo nicht-kohärente Übertragung oder Übertragung des Nicht-Pilotsignaltyps erfolgt.
- Die vorhergehende Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele setzt den Fachmann instand, die vorliegende Erfindung anzuwenden. Verschiedene Modifikationen dieser Ausführungsbeispiele sind dem Fachmann ohne Weiteres gegeben und die hier definierten allgemeinen Prinzipien können bei weiteren Ausführungsbeispielen ohne erfinderisch zu werden, verwendet werden. Die folgende Erfindung soll somit nicht auf die gezeigten Ausführungsbeispiele beschränkt sein, sondern der Schutzumfang soll so breit sein wie dies durch die beigefügten Ansprüche angezeigt ist.
Claims (26)
1. Verfahren zum Erfassen bzw. verfolgen der Frequenz und der Phase
eines Trägersignals in einem Bandspreizkommunikationssystem, in welchem
Informationen über Signale übertragen werden, die bandgespreizt bzw. über
die Bandbreite gespreizt sind und in Kanäle codiert sind unter Verwendung
von orthogonalen Codes, im folgenden gekennzeichnet durch:
Empfangen einer Vielzahl von verschiedenen
Bandspreizkommunikationssignalen mit einer gemeinsamen Trägerfrequenz und Konvertieren der
Signale zu einer digitalen Form:
Entspreizen der verschiedenen
Digitalbandspreizkommunikationssignale durch Anwenden von zumindest einem vorgewählten Entspreizcode bzw.
"despreading code" mit einem veränderbaren bzw. einstellbaren
Phasenwinkel;
gleichzeitiges bzw. paralleles Dekodieren von mehreren der
entspreizten Kommunikationssignale um die orthogonale Codierung zu entfernen über
mehrere orthogonale Godes, die innerhalb des Kommunikationssystems aktiv
sind, um mehrere Datensysmbolsignale zu erzeugen;
Summieren einer Vielzahl der mehreren Datensymbolsignale um ein
einzelnes Phasendetektiersignal zu bilden;
Eingeben des Phasendetektiersignals in zumindest eine Zeitschleife um
dessen Frequenz zu erfassen und Ausgeben eines Taktsignals bzw.
Zeitsteuersignal, das anzeigend ist für die Trägersignalfrequenz; und
Verändern des Phasenwinkels beim Entspreizen ansprechend auf das
Taktsignal der Zeitschleife.
2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei das empfangene
Kommunikationssignal durch eine Basisstation des "Gateway-Typs" und weiter durch
zumindest einen satellitengestützten Verstärker transferiert wird und dann durch
eine entfernte Teilnehmereinheit innerhalb des Kommunikationssystems
empfangen wird.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei das
Bandspreizkommunikationssystem Bandspreizsignale des Typs verwendet, die mittels
pseudostatistischem Rauschen (PN) codiert sind.
4. Verfahren zum Erfassen der Frequenz und Phase eines Trägersignals
in einem Bandspreizkommunikationssystem, in welchem Information über
Signale kommuniziert wird, die bandgespreizt und in Kanäle codiert sind
mittels orthogonaler Codes, im folgenden gekennzeichnet durch:
Empfangen einer Vielzahl von Bandspreizkommunikationssignalen mit
einer gemeinsamen Trägerfrequenz und Konvertieren der Signale in eine
digitale Form;
Entspreizen durch Einsatz eines vorausgewählten veränderbaren
Phasenwinkel beim Anwenden der Entspreizcodes und Teilen des Signals in erste
und zweite Komponenten zum Erzeugen von ersten und zweiten Strömen von
Codesymbolen;
Transferieren der ersten und zweiten Ströme von Codesymbolen zu
ersten bzw. zweiten orthogonalen Funktionstransformern und Erzeugen von
ersten und zweiten Sätzen von Signal-Bits;
Erzeugen eines Phasenkorrektursignals aus den ersten und zweiten
Sätzen von Signalbits durch Bilden eines Produktes zwischen entsprechenden
Paaren der Signal-Bits und Summieren der Produkte über mehrere
orthogonale Codes, die innerhalb des Kommunikationssystems aktiv sind; und
Verändern des vorbestimmten Phasenwinkels ansprechend auf den
Wert des Phasenkorrektursignals.
5. Verfahren nach Anspruch 4, wobei gewählte in Phasen (I) und
Quadratur (Q) PN-Sequenzen zum Modulieren von In-Phasen und Quadratur-
Komponenten des Kommunikationssignals vor der Übertragung zu dem
beabsichtigten Empfänger eingesetzt werden, und wobei das Entspreizen und
Spalten bzw. Teilen folgendes aufweist:
Phasenrotieren der empfangenen Signale mittels der I und Q-PN-
Sequenz zum Verändern bzw. Einstellen des veränderbaren Phasenwinkels;
und
Lenken des rotierten Signals in beide, erste und zweite Signalkanäle.
6. Verfahren nach Anspruch 4 oder 5, wobei der Schritt des
Transferierens der ersten und zweiten Ströme von Codesymbolen und Erzeugen von
ersten und zweiten Sätzen von Signalbits den Schritt des Eingebens der
Symbole in einen ersten bzw. zweiten "Fast Hadamard Transformer" aufweist, um
die Codesymbole in Datenbits umzuwandeln.
7. Verfahren nach Anspruch 4, 5 oder 6, wobei das empfangene
Kommunikationssignal durch eine Basisstation des "Gateway-Typs" und weiter durch
zumindest einen satellitengestützten Verstärker transferiert wird, und dann
durch eine entfernte Teilnehmereinheit innerhalb des Kommunikationssystems
empfangen wird.
8. Verfahren nach Anspruch 4, das weiterhin folgendes aufweist:
Entspreizen und Teilen des Signals in digitaler Form in I und Q-
Komponenten mittels einer Phasenrotation mit einem zweiten vorgewählten
veränderlichen Phasenwinkel, was zweite I- und Q-Komponentensymbole
produziert;
Transferieren der zweiten I- und Q-Komponentensysmbole zu dritten
bzw. vierten orthogonalen Funktionstransformern und Erzeugen eines Satzes
von I- und Q-Signal-Bits;
Ansammeln der Sätze von I- und Q-Signal-Bits in getrennten
vordefinierten Gruppierungen und Erzeugen eines Quadratproduktes in jeder
Gruppe;
Erzeugen einer Differenz zwischen entsprechenden I- und Q-
gruppierten Produkten;
Summieren der resultierenden Differenzen über die mehrere
orthogonalen Codes, die innerhalb des Kommunikationssystems aktiv sind; und
Filtern des Summierungsergebnisses um ein Taktsteuersignal zu
bilden.
9. Verfahren nach Anspruch 8, das weiterhin folgendes umfaßt:
Dezimieren (decimating) der digitalen Signale vor dem Entspreizen; und
Einstellen bzw. Verändern eines Taktzeitpunktes für das Dezimieren
ansprechend auf Veränderungen im Wert des Taktsteuersignals.
10. Verfahren nach Anspruch 8 oder 9, wobei die orthogonalen Codes
Walsh-Funktionen sind.
11. Verfahren nach Anspruch 8, 9 oder 10, das weiterhin den Schritt des
Ausgebens der I-Signalbits umfaßt, und zwar an eine kohärente
Signaldecodierungsschaltung, repräsentativ für die Daten, die für die mehreren aktiven
Benutzer, die den gemeinsamen Träger, der erfaßt wird, benutzten,
beabsichtigt sind.
12. Vorrichtung zum Erfassen der Frequenz und Phase eines Trägersignals
in einem Bandspreizkommunikationssystem in welchem Information über
Signale, die bandbreitengespreizt sind und in Kanäle codiert sind mittels
orthogonalen Codes, kommuniziert wird, im folgenden dadurch gekennzeichnet,
daß:
Mittel (120, 122, 124) zum Empfangen und Konvertieren einer Vielzahl
von Bandspreizkommunikationssignalen, die eine gemeinsame
Trägerfrequenz haben, in eine digitale Form;
Mittel (190A bis 190N) zum Entspreizen, die mit einen Ausgang der
Mittel zum Empfangen und Konvertieren verbunden sind, zum Entspreizen der
digitalen Bandspreizkommunikationssignale und zwar durch Anwendung von
zumindest einem vorausgewählten Entspreizcodes mit einem veränderbaren
Phasenwinkel;
Mittel (198A bis 198N, 200A bis 200N) zum Dekodieren, die zum
parallelen Empfang von mehreren der entspreizten Kommunikationssignale
verbunden sind und zwar zum Entfernen der orthogonalen Codierung über
mehrere orthogonale Codes, die innerhalb des Kommunikationssystems aktiv
sind, um mehrere Datensymbolsignale zu erzeugen;
Mittel zum Summieren (188, 202, 204), die zum Empfangen einer
Vielzahl von den mehreren Datensymbolsignalen verbunden sind, um ein
einzelnes Phasendetektiersignal zu bilden;
Zumindest eine Zeitschleife (184, 192A bis 192N), die zum Empfangen
des Phasendetektiersignals verbunden ist, um dessen Frequenz zu erfassen
und zur Ausgabe eines Zeittaktsignals, das anzeigend ist für die
Trägersignalfrequenz; und
Mittel (194) zum Verändern des Phasenwinkels der Entspreizmittel
ansprechend auf das Taktsignal der Zeitschleife.
13. Vorrichtung nach Anspruch 12, wobei die empfangenen
Kommunikationssignale durch eine Basisstation des "Gateway"-Typs (22, 24) und durch
zumindest einen Satellitengestützten Verstärker (18, 20) transferiert werden
und dann durch eine entfernte Teilnehmereinheit (26, 28) innerhalb des
Kommunikationssystems empfangen wird.
14. Vorrichtung zum Erfassen der Phase eines Trägersignals in einem
Bandspreizkommunikationssystem, in welchem Information über Signale, die
bandgespreizt sind und in Kanäle codiert sind mittels orthogonalen Codes,
kommuniziert wird und zumindest gleichzeitig an einen Empfänger übertragen
wird, dadurch gekennzeichnet, daß:
Mittel (120, 122, 124) zum Empfangen einer Vielzahl von
Bandspreizkommunikationssignalen, die eine gemeinsame Trägerfrequenz haben, und
zum Konvertieren der Signale in eine digitale Form;
Mittel (216) zum Entspreizen, die einen veränderbaren Phasenwinkel
einsetzen beim Anwenden der Entspreizcodes um Codesymbole zu erzeugen,
wobei die Mittel zum Empfang der Signale in der digitalen Form verbunden
sind, und weiter zum Teilen der Signale in erste und zweite Komponenten;
Mittel (218, 220) zum Ausführen von orthogonalen
Funktionstransformationen auf die ersten und zweiten Komponenten der Codesymbole um
erste bzw. zweite Sätze von Signalbits zu erzeugen, wobei die Mittel verbunden
sind mit Ausgängen der Entspreiz- und Teilmittel;
Mittel (226) zum Erzeugen eines Phasenkorrektursignals aus den
ersten und zweiten Sätzen von Signal-Bits, wobei die Mittel in Serie mit den
Transformationsmitteln verbunden sind, wobei das Erzeugen zum Teil durch
Bilden eines Produktes zwischen entsprechenden Paaren der Signal-Bits und
Summieren der Produkte über entsprechende Paare der Signal-Bits, und
Summieren der Produkte über mehrere orthogonale Codes, die innerhalb des
Kommunikationssystems aktiv sind, erfolgt, und
Mittel (214, 230) zum Verändern des vorausgewählten Phasenwinkels
ansprechend auf einen Wert des Phasenkorrektursignals.
15. Vorrichtung nach Anspruch 14, wobei die Mittel zum Ausführen der
orthogonalen Funktionstransformationen erste und zweite Fast Hadamard
Transformers (218, 220) der Ordnung N aufweisen, wobei N gleich der Anzahl
von gewünschten Systemkanälen, einschließlich der Anzahl von Pilotsignalen,
Paging und Synchronisationssignalkanälen, ist und die Mittel zum Empfangen
der ersten bzw. zweiten Signalkomponenten verbunden sind, um die
Datensymbole zu Empfangen und entsprechende Datenbits als Ausgabe
vorzusehen.
16. Vorrichtung nach Anspruch 14 oder 15, wobei die orthogonale
Codierung Walsh-Funktionen einsetzt, und die Phasenkorrektursignalmittel so
konfiguriert sind, daß sie über alle aktiven Walsh-Funktionen, die Signalen
entsprechen, die die gemeinsame Trägerfrequenz in dem
Kommunikationssystem benutzen, summieren.
17. Vorrichtung nach Anspruch 14, 15 oder 16, die weiterhin aufweist:
zweite Mittel (246) zum Entspreizen und Teilen der Signale in digitaler
Form in I- und Q-Komponenten mittels Phasenrotation mit einem zweiten
vorbestimmten veränderbaren Phasenwinkel, zum Produzieren von Strömen von
I- und Q-Komponentensysmbolen;
Mittel zum Transferieren der Ströme von I- und Q-
Komponentensymbolen zu dritten bzw. vierten orthogonalen
Funktionstransformern (248, 250) und zum Erzeugen von Sätzen von I- und Q-Signal-Bits;
zweite Mittel (252, 254) zum Ansammeln der I- und Q-Signal-Bits in
separaten vordefinierten Gruppierungen und zum Erzeugen eines
Quadratprodukts von jeder Gruppe;
Mittel (256) zum Erzeugen der Differenz zwischen entsprechenden I-
und Q-gruppierten Bitprodukten;
Mittel (258) zum Summieren der resultierenden Differenzen über
mehrere orthogonale Codes, die innerhalb des Kommunikationssystems aktiv
sind; und
Mittel (260) zum Filtern des Summierungsresultats um ein
Taktsteuersignal zu bilden.
18. Vorrichtung nach Anspruch 17, die weiterhin aufweist:
Mittel (210) zum Dezimieren (decimating) der digitalen Signale vor der
Eingabe in die ersten Entspreizmittel; und
Mittel (192) zum Verändern des Offset-Zeitpunktes für die Dezimierung
ansprechend auf Veränderungen im Wert des Zeittaktsteuersignals.
19. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 14 bis 18, wobei das
Kommunikationssystem ein drahtloses Telefon/Datenkommunikationssystem aufweist,
in welchem sich Fernbenutzer innerhalb einer Vielzahl von Zellen befinden
und Informationssignal zumindest zu einem Gateway kommunizieren, und
zwar mittels Kommunikationssignalen des Code-Multiplex-Vielfach-Zugriff
(CDMA) Bandspreiztypes (Code Division Multiple Access Spread Spectrum
Type Communication Signals).
20. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 14 bis 19, die weiterhin
aufweist:
Mittel zum Entbinden der Eingabe von einem Kanal für die ersten und
zweiten Komponenten für die Mittel zum Erzeugen eines
Phasenkorrektursignals um so eine Ansammlung von singulären Kanaldaten zu ermöglichen; und
Mittel zum Erfassen bzw. Erkennen einer relativen Signalstärke für
Signalträger für die singulären Kanaldaten.
21. Vorrichtung zum Erfassen der Phase eines Trägersignals in einem
Bandspreizkommunikationssystem in welchem Information über Signale, die
bandbreitgespreizt sind und in Kanäle codiert sind mittels orthogonalen
Codes, kommuniziert wird, und gleichzeitig zu mindestens einem Empfänger
übertragen wird, dadurch gekennzeichnet, daß
zumindest ein Analogempfänger (124) zum Empfang einer Vielzahl von
Bandspreizkommunikationssignalen mit einer gemeinsamen Trägerfrequenz
konfiguriert ist und die Signale zu einer digitalen Form konvertiert;
ein digitaler Signalentspreizer und -teiler (190), der zum Empfang der
Signale in digitaler Form verbunden ist und I- und Q-Ströme von
Komponentensymbolen produziert durch Anwenden der Entspreizcodes mit einem
vorausgewählten veränderbaren Phasenwinkel;
orthogonale Funktionstransformer (218, 220) von denen jeweils einer in
Serie mit der I- und Q-Ausgabe des Entspreizers und Teilers ist, und welcher
auf die Ströme von I- bzw. Q-Komponentensymbolen angewendet wird um
Gruppen von I- bzw. Q-Signal-Bits zu erzeugen;
ein Phasenkorrektursignalerzeuger (222A, 222B, 224, 226) der in Serie
mit dem Transformer verbunden ist, zum Empfang der I- und Q-Signal-Bits,
und konfiguriert ist zum Bilden von Produkten zwischen entsprechenden
Paaren von den I- und Q-Signal-Bits, und zum Summieren der Produkte über
mehrere orthogonale Codes, die innerhalb des Kommunikationssystems aktiv
sind, um ein Phasenkorrektursignal zu bilden; und
einen Phasenwinkelveränderer (214), der verbunden ist mit dem
Digitalsignalentspreizer und -teiler und den Phasenkorrektursignalerzeuger, und
der den vorausgewählten Phasenwinkel ansprechend auf den Wert des
Fehlerkorrektursignals verändert.
22. Vorrichtung nach Anspruch 21, wobei der
Phasenkorrektursignalerzeuger folgendes aufweist:
ein oder mehrere Ansammlungselemente (222A, 222B) die in Serie mit
jedem der Transformer verbunden sind, zum Empfangen der I- und Q-Signal-
Bits;
einen Multiplizierer (224), der mit den Ausgängen der
Ansammlungselemente verbunden ist, zum Bilden von Produkten zwischen entsprechenden
Paaren der I- und Q-Signal-Bits; und
einen addierenden Akkumulator (226), der die Produkte über die
mehreren orthogonalen Codes die innerhalb des Kommunikationssystems aktiv
sind, summiert.
23. Vorrichtung nach Anspruch 21 oder 22, wobei der Entspreizer und der
Teiler einen vier-phasen Rotierer (214) (four phase rotator) mit mehreren
Phasen Anpassungseingängen aufweist.
24. Vorrichtung nach Anspruch 21, 22 oder 23, wobei die orthogonalen
Funktionstransformer schnelle Hadamard Transformationsvorrichtungen (218,
220) aufweisen.
25. Bandspreizkommunikationssystem in welchem eine Vielzahl von
Datensignalen die übertragen werden, gespreizt werden gemäß einem
vorbestimmten Spreizcode, das folgendes aufweist:
eine Vielzahl von Basisstationen (22, 24) des "Gateway-Typs", wobei
jede zumindest einen Kommunikationssignalsender umfaßt, dadurch
gekennzeichnet, daß:
eine Vielzahl von Signalerzeugungsmitteln (104, 110, 112, 114) zum
Erzeugen einer Vielzahl von Funktionssignalen, jedes gemäß einer jeweiligen
Funktion einer Vielzahl von orthogonalen Funktionen;
eine Vielzahl von Spreizmitteln (106, 108, 116, 118), jedes verbunden
mit einem jeweiligen Signalerzeugungsmittel zum Empfangen eines jeweiligen
Datensignals der Vielzahl von Datensignalen und zum Produzieren eines
jeweiligen Bandspreizdatensignals ansprechend auf ein jeweiliges
Funktionssignal;
Kombinierungsmittel (88), die verbunden sind mit einer Vielzahl von
Spreizmitteln, zum Vorsehen eines Bandspreizkommunikationssignals, das
eine Vielzahl von Bandspreizdatensignalen kombiniert;
Sendemittel (90), die mit den Kombinierungsmittel zum Verstärken und
Senden des Bandspreizkommunikationssignals verbunden sind;
Eine Vielzahl von Benutzerterminals (26, 28), wobei jeder einen
Benutzerempfänger umfaßt, der folgendes aufweist:
Mittel (120, 122, 124) zum Auswählen und Empfangen eines
Bandspreizkommunikationssignals von zumindest einem Gateway mit einer
gemeinsamen Trägerfrequenz und zum Konvertieren des Signals in eine digitale
Form;
Mittel (190A, 190N) zum Entspreizen der Signale in digitaler Form
durch Einsatz eines veränderbaren Phasenwinkels beim Anwenden der
Entspreizcodes um Codesymbole zu produzieren, wobei die Mittel mit den Mitteln
zum Auswählen und Empfangen verbunden sind;
Mittel (198A-198N, 200A-200N) zum parallelen Decodieren mehrerer
der entspreizten Kommunikationssignale um die orthogonale Codierung zu
entfernen, und zwar über mehrere orthogonale Codes, die innerhalb des
Kommunikationssystems aktiv sind, um mehrere Datensymbolsignale zu
erzeugen;
Mittel zum Summieren (188, 202, 204) einer Vielzahl der mehreren
Datensymbolsignale um ein einzelnes Phasenerfassungssignal zu bilden;
Mittel zum Eingeben des Phasenerfassungssignals in zumindest eine
Zeitschleife um dessen Frequenz zu erfassen und zum Ausgeben eines
Taktsignals, das anzeigend ist für die Trägersignalfrequenz; und
Mittel (194) zum Verändern des Phasenwinkels, das in den
Entspreizmitteln eingesetzt wird ansprechend auf das Taktsignal der Zeitschleife.
26. Verfahren zum Bandspreizkommunizieren zwischen einer Vielzahl von
Basisstationen des Gateway-Typs und einer Vielzahl von Benutzerterminals,
gekennzeichnet durch:
Erzeugen einer Vielzahl von Funktionssignalen bei jedem Gateway,
jedes gemäß einer jeweiligen Funktion einer Vielzahl von orthogonalen
Funktionen;
Erzeugen einer Vielzahl von Bandspreizdatensignalen durch
Kombinieren eines jeweiligen Funktionssignals mit einem der zumindest einen
Datensignalen;
Produzieren eines Bandspreizkommunikationssignals durch
Zusammensummieren der Vielzahl von Bandspreizdatensignalen und Verstärken und
Übertragen des Bandspreizkommunikationssignals;
Auswählen und Empfangen der Banspreizkommunikationssignale von
den zumindest einem Gateway mit einer gemeinsamen Trägerfrequenz bei
einer oder mehreren Benutzerterminals bzw. Benutzerendstationen und
Konvertieren der Signale in eine digitale Form;
Entspreizen der Signale in digitaler Form durch Einsatz eines
veränderbaren Phasenwinkels beim Anwenden der Entspreizcodes um
mehrere Codesymbolsignale zu produzieren;
Paralleles Ausführen von orthogonalen Funktionstransformationen auf
eine Vielzahl der mehrfachen Codesymbolsignale um die orthogonale
Codierung zu entfernen, und zwar über mehrere orthogonale Codes, die
innerhalb der Vielzahl der Benutzerendstationen aktiv sind, und zwar zum
Produzieren von mehreren Datensymbolsignalen;
Erzeugen eines Phasenkorrektursignals aus den Datensymbolsignalen
durch Summieren einer Vielzahl der mehreren Datensymbolsignale;
Eingeben des Phasenkorrektursignals in zumindest eine Zeitschleife
um dessen Frequenz zu erfassen und zum Erzeugen eines Taktsignals bzw.
Zeitsteuersignal anzeigend für die Trägersignalfrequenz; und
Verändern des Phasenwinkels für das Entspreizen ansprechend auf
das Taktsignal von der Zeitschleife.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/368,570 US5691974A (en) | 1995-01-04 | 1995-01-04 | Method and apparatus for using full spectrum transmitted power in a spread spectrum communication system for tracking individual recipient phase, time and energy |
| PCT/US1996/000141 WO1996022661A2 (en) | 1995-01-04 | 1996-01-03 | Method and apparatus for using full spectrum transmitted power in a spread spectrum communication system for tracking individual recipient phase time and energy |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| DE69609158D1 DE69609158D1 (de) | 2000-08-10 |
| DE69609158T2 true DE69609158T2 (de) | 2001-03-22 |
Family
ID=23451805
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| DE69609158T Expired - Lifetime DE69609158T2 (de) | 1995-01-04 | 1996-01-03 | Verfahren und gerät zur verwendung der gesamten spektralen sendeleistung in einem spreizspektrumübertragungssystem zur energie- und phasenzeitnachführung einzelner empfänger |
Country Status (13)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5691974A (de) |
| EP (1) | EP0801870B1 (de) |
| JP (1) | JP3091228B2 (de) |
| KR (1) | KR100387411B1 (de) |
| CN (1) | CN1178405C (de) |
| AT (1) | ATE194449T1 (de) |
| AU (1) | AU707314B2 (de) |
| BR (1) | BR9606877B1 (de) |
| CA (1) | CA2209524C (de) |
| DE (1) | DE69609158T2 (de) |
| EA (1) | EA199700091A1 (de) |
| HK (1) | HK1004852A1 (de) |
| WO (1) | WO1996022661A2 (de) |
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- 1998-04-22 HK HK98103380A patent/HK1004852A1/xx not_active IP Right Cessation
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| WO1996022661A2 (en) | 1996-07-25 |
| CN1178615A (zh) | 1998-04-08 |
| AU707314B2 (en) | 1999-07-08 |
| HK1004852A1 (en) | 1998-12-11 |
| DE69609158D1 (de) | 2000-08-10 |
| JP3091228B2 (ja) | 2000-09-25 |
| BR9606877A (pt) | 1998-05-26 |
| AU5849996A (en) | 1996-08-07 |
| KR100387411B1 (ko) | 2003-10-22 |
| CA2209524A1 (en) | 1996-07-25 |
| BR9606877B1 (pt) | 2010-10-19 |
| US5691974A (en) | 1997-11-25 |
| EP0801870A2 (de) | 1997-10-22 |
| EP0801870B1 (de) | 2000-07-05 |
| JPH10512414A (ja) | 1998-11-24 |
| CA2209524C (en) | 2006-11-07 |
| EA199700091A1 (ru) | 1997-12-30 |
| WO1996022661A3 (en) | 1996-10-03 |
| ATE194449T1 (de) | 2000-07-15 |
| CN1178405C (zh) | 2004-12-01 |
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