DE69432447T2

DE69432447T2 - Verfahren und vorrichtung zur reduktion von störwellen eines kommunikationssystems

Info

Publication number: DE69432447T2
Application number: DE69432447T
Authority: DE
Inventors: Kazuhiko Fukawa; Hiroshi Suzuki; Hitoshi Yoshino
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp; NTT Mobile Communications Networks Inc
Current assignee: NTT Docomo Inc; Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1993-01-19
Filing date: 1994-01-18
Publication date: 2003-12-24
Anticipated expiration: 2014-01-19
Also published as: US5537443A; EP0637139A4; WO1994017600A1; EP0637139A1; DE69432447D1; EP0637139B1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Auslöschung eines Interferenzsignals und einen Empfänger, der das Verfahren verwendet, und insbesondere auf ein Verfahren zur Auslöschung eines Interferenzsignals, das eine Verschlechterung von Übertragungseigenschaften aufgrund von Co-Kanal- oder ähnlichen Interferenzsignalen von anderen benachbarten Zellen bei der digitalen Mobilfunkkommunikation kompensiert, und einen Empfänger und ein Kommunikationssystem, die ein solches Verfahren zur Auslöschung eines Interferenzsignals verwenden.
Es wurden bereits verschiedene Typen von Empfängern vorgeschlagen, die Kopien von Übertragungssymbolkandidaten für Soll- und Interferenzsignale und Übertragungsleitungsparameter, die den beiden Signalen entsprechen, erzeugen, diese Kopien von einem empfangenen Signal subtrahieren, um ein Fehlersignal zu erhalten, das Quadrat des Fehlersignals mit -1 multiplizieren und das resultierende Signal als eine logarithmische Wahrscheinlichkeit (Likelihood) verwenden, um eine Maximum-Likelihood-Entscheidung mit einer Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung für Soll- und Interkanal-Interferenzsignale in einer Umgebung, die Intersymbol-Interferenzen erzeugt, zu treffen.
Beispielsweise hat W. Van Etten als eine Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung einen Empfänger vorgeschlagen, der den Viterbi-Algorithmus (W. Van Etten, "Maximum Likelihood Receiver for Multiple Channel Transmission Systems, "IEEE Trans. on Comm., Feb., 1976) verwendet. Dieser Empfänger basiert jedoch auf der Annahme, dass der Wert der Impulsantwort der Übertragungsleitung vorbekannt ist. Ein Empfänger eines Typs, der Übertragungsleitungsparameter schätzt und eine Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung verwendet, wurde von Howard E. Nicols, Arithur A. Giordano und Jhon G. Proakis vorgeschlagen. Entsprechend ihrem Vorschlag werden die Übertragungsleitungsparameter durch einen Adaptionsalgorithmus unter Verwendung eines Schätzwertes für eine Symboldetektierung geschätzt und erneuert, der von der Maximum- Likelihood-Folgenschätzeinrichtung ausgegeben wird, nachdem dieser über eine gleiche Zeitspanne verzögert wurde wie ein empfangenes Signalbeispiel, das über eine feste Zeitspanne verzögert wurde. Dieser Empfänger arbeitet gut, wenn der Funkkanal relativ langsamen zeitlichen Änderungen ausgesetzt ist. Da bei der mobilen Funkkommunikation die Amplituden und Phasen der Soll- und Interferenzsignale schnell variieren, stellt der Schätzwert des empfangenen Signalbeispiels, das über eine feste Zeitspanne verzögert ist, wie von Howard E. Nicols, Arithur A. Giordano und Jhon G. Proakis vorgeschlagen, keinen augenblicklichen Schätzwert mehr dar, wodurch die Übertragungseigenschaften erheblich verschlechtert werden.
Um die Eigenschaft eines adaptiven Equalizers, der auf dem Maximum-Likelihood-Folgenschätzschema basiert, zu verbessern, haben A. P. Clark, J. D. Harvey und J. P: Driscoll ein Nahe-Maximum- Likelihood-Detektierungsschema als eine Lösung zu der schlechten Schätzung der Übertragungsletungsparameter, die durch die feste Verzögerung des empfangenen Signalbeispiels verursacht wird, vorgeschlagen, die ein ernstes Problem in dem adaptiven Maximum-Likelihood-Empfänger aufwirft, der das Maximum-Likelihood-Folgenschätzschema verwendet (A. P. Clark, J. D. Harvey und J. P. Driscoll, "Near-Maximum-Likelihood detection processes for distorted digital signals,", Radio & Electronics Engineer, Vol. 48, No. 6, Seiten 301-309). Darüber hinaus hat A. P. Clark ein Frequenz- Teilungs-Multiplexverarbeitungs-(FDM = Frequency Division Multiplexing)-System vorgeschlagen, das zwei Signale über den gleichen Frequenzkanal durch Verwendung des Nahe-Maximum- Likelihood-Detektierungsschemas (U. S. Patent Nr. 4,862,483) sendet. Bei diesem System liegen jedoch Sendesignal-Folgekandidaten (Erster Vektor), die in einem Speicher zu speichern sind, und Sätze von entsprechenden Übertragungsleitungsparametern (Vektoren) in großer Anzahl vor, und erweiterte Empfangssignal-Folgekandidaten (Zweiter Vektor) werden nacheinander in absteigender Ordnung bezüglich ihrer Wahrscheinlichkeit als neue Sendesignal-Folgekandidaten gewählt. Ist daher die Wahrscheinlichkeit des Sendesignal-Folgekandidaten (Erster Vektor) mit der höchsten Wahrscheinlichkeit weit höher als die Wahrscheinlichkeit der anderen Sendesignal-Folgekandidaten (Erster Vektor), hängt die Wahrscheinlichkeits-Reihenfolge des erweiterten Signalfolgekandidaten (Zweiter Vektor) von der Wahrscheinlichkeit des Ersten Vektors ab; daher gibt es im Wesentlichen keine Möglichkeit, dass andere Erste Vektoren gewählt werden, und es findet keine Feststellung einer maximalen Wahrscheinlichkeit statt. US-A-4,862,483 offenbart insbesondere ein Kanalschätzverfahren zur Auswahl eines Signals eines gewünschten Kanals bzw. Sollkanals aus einem empfangenen kombinierten Signal zweier Kanäle, wobei jeder einer Anzahl von vorgespeicherten Vektoren Qi, von denen jeder aus n Komponenten besteht und jeder eine von möglichen Folgen von empfangenen Symbolen repräsentiert, bei Empfang eines Signalbeispiels auf m Vektoren erweitert wird, indem eine weitere Komponente hinzugefügt wird, die das augenblickliche Symbol repräsentiert. D. h. das augenblickliche empfangene Symbol wird basierend auf n vergangenen Symbolen geschätzt. In diesem Stand der Technik werden ein geschätztes Sollsignal und ein geschätztes Interferenzsignal basierend auf einem kombinierten Vektor aus einem Sollsignal-Symbolkandidaten und einem Interferenz-Symbolkandidaten erzeugt, so dass der Aufwand für den kombinierten Vektor minimal ist.
Andererseits haben Fukawa und Suzuki in nAdaptive Equalization with RLS-MSLE for Frequency- Selective Fast Fading Mobile Radio Channels", IEEE Globecom' 91, Dec. 2-5, 1991 oder in "Recursive Least-Squares Adaptive Algorithm Maximum-Likelihood Sequence Estimation with Higher-Order State Variable Model of Radio Channels - Adaptive Performance Improvement of RLS- MLSE, "Journal of the Institute of Electronics, Information and Communication Engineers of Japan, B-II, Vol. J75, No. 7, 1992, ein Übertragungsparameter-Schätzschema vorgeschlagen, das für die Maximum-Likelihood-Folgenschätzung geeignet ist, welches den schnell schwindenden (durch Fading) oder sich schnell verändernden Funkkanal schnell und präzise verfolgt. Eine Ausgleichseinrichtung (Equalizer) mit diesem Schema löscht zwar Zwischensymbol-Interferenzen, jedoch keine Co-Kanal-Interferenzen und besitzt daher den Nachteil, dass sie nicht in einer Umgebung mit Co- Kanal-Interferenzen mit hohem Signalpegel bzw. -niveau arbeitet.
Diese Erfindung wendet das vorstehend genannte Übertragungskanalparameter-Schätzschema für eine Interferenz-Löscheinrichtung an, die die Maximum-Likelihood-Falgenschätzeinrichtung verwendet, und erlaubt durch Verwendung der Fading-Eigenschaft des Mobilfunkkanals, d. h. der schnellen, voneinander unabhängigen Variabilität der Amplituden und Phasen des Soll- und Interferenzsignals, eine wirksame Trennung der Signale und eine genaue Schätzung der Übertragungskanalparameter für beide Signale.
Zunächst wird eine Beschreibung eines konventionellen Empfängers des Maximum-Likelihood- Folgenschätzschemas in Bezug auf Fig. 1 geliefert, der das oben genannte adaptive Ausgleichs(Equalization)-Merkmal aufweist.
Der Empfänger besteht aus: einem Sollsignal-Schätzteil 10, das ein zu empfangendes Sollsignal schätzt und ausgibt; einem Fehlerschätzteil 30, das ein geschätztes Empfangssignal ym(n) aus dem Sollsignal-Schätzteil 10 von einem empfangenen Signal y(n) subtrahiert, das nach der synchronen Detektierung abgetastet und mit einer Periode T in einen Anschluss IN eingegeben wird (ein Signal, das erhalten wird durch ein sub-synchrones Detektieren des empfangenen Signals und ein Abtasten des detektierten Ausgabewerts, und das üblicherweise durch ein Komplexsignal repräsentiert wird, das eine In-Phase-Komponente I und eine orthogonale Komponente Q als deren Real- bzw. Imaginärteil besitzt) und ein Schätzfehlersignal &epsi; ausgibt; einem Zustandschätzteil 40, das die Wahrscheinlichkeit aus dem Schätzfehlersignal &epsi; berechnet, um eine Maximum-Likelihood-Folgenschätzung durchzuführen; und einem Übertragungsleitungs- oder Kanalparameter-Schätzteil 50, das die Konvertierung von Transformationsparametern des Sollsignal-Schätzteils 10 basierend auf dem Ausgabewert des Zustandschätzteils 40 und dem Schätzfehlersignals steuert.
Das Sollsignal-Schätzteil 10 wird durch einen Transversalfilter 11 gebildet. Beispielsweise weist der Transversalfilter 11 in einer einzigen Verzögerungsstufe, wie in Fig. 2A dargestellt, auf: ein Verzögerungselement 111 mit einer Verzögerungszeit, die mit der Abtastperiode T übereinstimmt, Multipliziereinrichtungen 112 und 113, die mit seinem Eingang bzw. Ausgang verbunden sind, und eine Addiereinrichtung 114, die die Ausgabewerte von den Multipliziereinrichtungen 112 und 113 addiert. Das Zustandschätzteil 40 leitet dem Transversalfilter 11 geschätzte gesendete Signalfolgen am(n) und am(n - 1) zu, die aus Komplexsymbolen bestehen, die dem augenblicklichen Punkt nT bzw. einem Punkt einer Abtastung zuvor entsprechen, die in den Multipliziereinrichtungen 112 und 113 mit Anzapfungskoeffizienten hm0 bzw. hm1 multipliziert werden. Die multiplizierten Ausgabewerte werden durch die Addiereinrichtung 114 addiert, deren Ausgabewert als das geschätzte empfangene Signal ym(n) dem in Fig. 1 gezeigten Fehler-Schätzteil 30 zugeführt wird. Die Anzapfungskoeffizienten hm0 und hm1 des Transversalfilters 11 können zur Anpassung durch ein Anzapfungskoeffizienten- Steuerteil 51 in Übereinstimmung mit der sich zeitlich verändernden Kanalimpulsantwort verändert werden. Das Fehler-Schätzteil 30 subtrahiert mit einer Addiereinrichtung 31 das geschätzte empfangene Signal ym(n) aus dem Sollsignal-Schätzteil 10 von dem empfangenen Signal y(n), das in den Anschluss IN geführt wird, und gibt das Schätzfehlersignal &epsi; aus. Wenn das empfangene Signal keine Interferenzkomponenten von anderen Stationen enthält, besteht das Schätzfehlersignal &epsi; allein aus einer Geräuschkomponente. Das Schätzfehlersignal &epsi; wird einem Likelihood-Berechnungsteil 41 zugeführt, in dem es in ein Likelihoodsignal umgewandelt wird.
Das Likelihood-Berechnungsteil 41 kann aus einer Quadrat-Multipliziereinrichtung gebildet sein, die das Quadrat des Schätzfehlersignals &epsi; bildet. Das Likelihoodsignal - &epsi; ² wird einer Maximum- Likelihood-Folgenschätzeinrichtung 42 zugeführt. Wird eine Quadrat-Multipliziereinrichtung als Likelihood-Berechnungsteil 41 verwendet, liefert der minimale Ausgabewert aus der Quadrat- Multipliziereinrichtung die maximale Wahrscheinlichkeit. Das Likelihoodsignal wird in die Maximum- Likeühood-Folgenschätzeinrichtung 42 zur Abschätzung der gesendeten Signalfolge geleitet.
Die Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung 42 erzeugt einen Zustandsfolgekandidatenvektor für die Folge von sequentiellen Übergängen des empfangenen Signals und gibt diesen aus. Nachfolgend moduliert ein Modulationssignal-Erzeugungsteil 44 den Kandidatenvektor in einen Sendesignal-Folgenkandidatenvektor (ein Vektor, der ein komplexes Symbol verwendet) und sendet diesen an das Sollsignal-Schätzteil 10. Das Schätzfehlersignal &epsi;, das diesem Sendesignal-Folgekandidatenvektor entspricht, wird dem Zustandsschätzteil 40 zugeführt und durch das Likeühood- Berechnungsteil 41 in ein Likelihoodsignal umgewandelt. Dann wird ein weiterer Zustandsfolgekandidatenvektor erzeugt, und das entsprechende Likelihoodsignal wird entsprechend dem vorstehend beschriebenen Verfahren gebildet. Somit wird das gleiche Verfahren wiederholt, um das Likelihoodsignal für jeden möglichen Zustandsfolgekandidaten zu erhalten. Auf diese Weise wird ein Likelihoodsignal (als ein Zweigmaß bzw. Zweigmetrik bezeichnet) - &epsi; ² für jeden Zweig bereitgestellt, der von jedem Zustand Sj(n) (j = 0,1, ... M - 1) zum Zeitpunkt nT zu jedem Zustand Sj(n + 1) zum Zeitpunkt (n + 1)T übergehen kann. Indem ein solches Verfahren vom Zeitpunkt nT bis zum Zeitpunkt (n + G - 1)T wiederholt wird, wird das Likelihoodsignal (d. h. das Zweigmaß) - &epsi; ² für jeden Zweig erhalten, der jedem Übergang entspricht. Nimmt man an, dass beispielsweise jeder Zustand S. (n) zum Zeitpunkt nT zu jedem von M Zuständen zum nächsten Zeitpunkt (n + 1)T übergehen kann, dann gibt es insgesamt MG Wege, die für den Übergang von einem willkürlichen der M Zustände zum Zeitpunkt nT zu einem willkürlichen von den M Zuständen zum Zeitpunkt (N + G - 1) denkbar sind. Entsprechend dem Maximum-Likelihood-Folgenschätzschema wird ein akkumulierter Wert (der einem Wegmaß entspricht) des Likelihoodsignals - &epsi; ² (das dem Zweigmaß entspricht) des Zweiges zwischen zwei aufeinanderfolgenden Zeitpunkten für jeden Übergangsweg berechnet, und derjenige dieser MG Wege, der das höchste Wegmaß besitzt (oder den kleinsten akkumulierten Wert des Quadratfehlers - &epsi; ²) wird als die Zustandsübergangsfolge des gesendeten Signals geschätzt. Da die Zustandsübergangsfolge der Signalfolge entspricht, ist es möglich, die geschätzte Zustandsübergangsfolge zu verwenden, um eine Entscheidung bezüglich der empfangenen Signalfolge zu treffen. Der Entscheidungs-Ausgabewert wird einem Ausgabeanschluss OUTd in Fig. 1 zugeführt.
Solch eine Entscheidung bezüglich der empfangenen Signale wird getroffen, indem diejenige der Folgen, die den G eingegebenen Abtastwerten entsprechen, ausgewählt wird, die die höchste Wahrscheinlichkeit liefert. Wird für G ein hoher Wert gesetzt, ist die Wahrscheinlichkeit, dass die geschätzte Zustandsfolge korrekt ist, hoch, und die Maximum-Likelihood-Erfassung wird bereitgestellt, aber da die gesamte Anzahl MG von genutzten Wegen exponentiell ansteigt, steigt auch die gesamte Anzahl von benötigten Verarbeitungsschritten exponentiell an. Andererseits verringert ein geringer Wert für G die Gesamtanzahl an damit verbundenen Verarbeitungsschritten, aber verringert auch die Wahrscheinlichkeit, dass die geschätzte Zustandsfolge korrekt ist. Mit dem Viterbi- Algorithmus, der eines der Maximum-Likelihood-Folgenschätzschemata darstellt, werden die Zweigmaße von M Zweigen für den Übergang von jedem Zustand zu dem unmittelbar vorhergehenden Zeitpunkt für jeden Zustand zu jedem Zeitpunkt berechnet, und die auf diese Weise berechneten Zweigmaße zu entsprechenden Wegmaßen bis zum unmittelbar vorhergehenden Zeitpunkt addiert; dann wird derjenige der Wege, der das längste Wegmaß besitzt (d. h. die höchste Wahrscheinlichkeit) gewählt, und die verbleibenden Wege werden verworfen. Auf diese Weise verringert der Viterbi- Algorithmus die Gesamtanzahl an damit verbundenen Verarbeitungsschritten.
Entsprechend dem Maximum-Likelihood-Folgenschätzschema, das als Signalentscheidungsschema bekannt ist, wird aufgrund jeder Eingabe des Signalabtastwertes y(n) ein neues Wegmaß wie vorstehend beschrieben für jeden Zustand Sj(n) (j = 1, 0, ..., M - 1) berechnet, dann wird derjenige der Wege, der die höchste Wahrscheinlichkeit liefert (oder das längste Wegmaß), als der Weg gewählt, der zum Signalübergang verwendet wird, und ein Signalentscheidungswert wird erzeugt, der das Wegmaß in der Vergangenheit berechnet.
Das Anzapfungskoeffizienten-Steuerteil 51 umfasst, wie in Fig. 2B dargestellt, ein Anzapfungskoeffizienten-Speicherteil 511, einen Anzapfungskoeffizienten-Umschalter 512 und ein Anzapfungskoeffizienten-Erneuerungsteil 513. Das Anzapfungskoeffizienten-Speicherteil 511 ist eine Schaltung, die Sätze von Anzapfungskoeffizienten (Anzapfungskoeffizientenvektoren), die entsprechenden Zuständen entsprechen, speichert. Der Anzapfungskoeffizienten-Umschalter 512 wählt aus dem Anzapfungskoeffizienten-Speicherteil 511 den Anzapfungskoeffizientenvektor aus, der jedem Zustand entspricht, und führt diesen zu dem Transversalfilter 11. Nach Abschluss der Erneuerung des Wegmaßes für jeden Zustand in der Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung 42, erneuert das Anzapfungskoeffizienten-Erneuerungsteil 513 die Vielzahl von Sätzen von Anzapfungskoeffizienten (eine Vielzahl von Anzapfungskoeffizientenvektoren), die in dem Anzapfungskoeffizienten- Speicherteil 511 in Übereinstimmung mit den entsprechenden Zuständen gespeichert sind. Die Erneuerung der Anzapfungskoeffizienten wird unter Verwendung der Signalfolge, die aus dem Zustandsschätzteil 40 ausgegeben wird, und dem Schätzfehlersignal &epsi; aus dem Fehler-Schätzteil 30 durchgeführt. Diese Erneuerung wird mit einem bekannten RLS-, LMS- (least-mean-square) oder einem ähnlichen Adaptionsalgorithmus für jeden Anzapfungskoeffizientenvektor durchgeführt, der jedem Zustand entspricht, so dass das Quadrat &epsi; ² des Schätzfehlersignals verringert wird. Der somit für jeden Zustand erneuerte Anzapfungskoeffizientenvektor gibt die gegenwärtige Kanalimpulsantwort wieder; wenn sich daher der Funkkanal mit hoher Geschwindigkeit aufgrund des Fadings, wie bei der mobilen Funkkommunikation, bewegt, verbessern sich die Kanalführungs- bzw. -verfolgungseigenschaften, was zu exzellenten Empfangseigenschaften führt.
Das Maximum-Likelihood-Folgenschätzschema (Maximum-Likelihood-Sequence-Estimation = MLSE), das als Signalentscheidungsschema verwendet wird, ist ein Schätzschema, das die Wahrscheinlichkeit für alle möglichen Komplexsymbol-Folgekandidaten berechnet und als den Signalsentscheidungswert denjenigen der Komplexsymbol-Folgekandidaten wählt, der die höchste Wahrscheinlichkeit liefert. Wird die Komplexsymbolfolge länger, nimmt die Anzahl an möglichen Folgen exponentiell zu; es ist daher allgemeine Praxis im Stand der Technik, ein Zustandsschätzschema zu verwenden, das die Anzahl an Folgen reduziert und somit den Verarbeitungsumfang durch Verwendung des Viterbi-Algorithmus hemmt.
Bei einer adaptiven Ausgleichseinrichtung (Equalizer), die verwendet wird, um eine Kanalverzerrung durch bekannte Mehrwegausbreitung auszulöschen, wird eine Verzögerungswelle (wobei ihre maximale Verzögerungszeit als eine Ld Symbolzeit angenommen wird) betrachtet. In diesem Fall wird jedoch angenommen, dass kein Co-Kanal-Interferenzsignal existiert.
Wird das Komplexsymbol (komplexe Symbol) zum Zeitpunkt t = nT durch a(n) repräsentiert, dann ist der Zustand S(n) zum Zeitpunkt t = nT durch eine Folge von Werten von unmittelbar vorhergehenden Ld selektierten Komplexsymbolkandidaten definiert und wird durch die folgende Gleichung ausgedrückt.
S(n) = {a (n - 1), a(n - 2), ..., a(n - Ld + 1), a(n - Ld)} (1)
Hier, im Falle eines M-ären Signalmodulationssystems, nehmen die Komplexsymbolkandidaten a(n - 1), a(n - 2), ..., a(n - Ld + 1), a(n - Ld) eines von M Komplexsymbolen Cp (0 ≤ p ≤ M - 1) an. Das hierin erwähnte Komplexsymbol repräsentiert ein Signal, dessen In-Phase- und Quadratur-Phase- Komponente I und Q Real- bzw. Imaginärfeilen entsprechen. Daher beträgt zum Zeitpunkt t = nT die Gesamtanzahl an Zuständen S(n) MLd. Beispielsweise ist im Fall der BPSK-Signalmodulation das Komplexsymbol Cp folgendes:
Cp = 1 (p = 0) = -1 (p = 1) (1-A)
Somit beträgt die Gesamtanzahl an Zuständen 2Ld. Im Falle einer QPSK-Signalmodulation ist das Komplexsymbol Cp folgendes:
wobei j die imaginäre Einheit ist und die Gesamtanzahl an Zuständen 4Ld beträgt.
Um die Verzögerungssignalkomponente (eine Mehrwegkomponente) zu löschen, die sich über einen anderen Übertragungsweg ausgebreitet hat, ist es in der Praxis notwendig, eine Verzögerung von nur etwa einer oder zwei Symbolzeiten einzuberechnen, obgleich diese abhängig ist von der Symbolrate des gesendeten Signals; daher ergeben beispielsweise eine oder zwei Verzögerungsstufen des Transversalfilters in tatsächlichen Empfängern den gewünschten Effekt. Der Transversalfilter 11 mit einer Verzögerungsstufe (Ld = 1) und einem m-ten gesendeten Symbolfolgekandidaten {am(n - 1), am(n)}, der dem Filter zugeführt wird, sind diejenigen, auf die im Hinblick auf Fig. 2A vorstehend Bezug genommen wurde.
Fig. 2C stellt ein Zustandsübergangs-Trellis-Diagramm im Falle der QPSK-Modulation dar. Im Falle einer einzigen Verzögerungsstufe (Ein-Symbol-Verzögerung) beträgt die Anzahl von Zuständen zu jedem Zeitpunkt 4Ld = 4¹ = 4, und ein Übergang ist zu jedem Zustand ausgehend von jeglichem Zustand zum unmittelbar vorangehenden Zeitpunkt möglich. Wenn nun ein j-ter Zustand zum Zeitpunkt nT durch S. (n) repräsentiert wird, wobei 0 ≤ j ≤ 3, und wenn die Zeit von nT bis (n + 1)T abläuft, erfolgt der Zustandsübergang. In diesem Beispiel kann jeder Zustand zum Zeitpunkt nT zu jedem Zustand zum Zeitpunkt (n + 1)T übergehen; daher ist es erlaubt, dass ein Zustand in vier Zustände übergeht. Wie in Fig. 2C dargestellt, zweigt jeder Zustand in vier Zustände ab, welche umgekehrt zu einem Zustand zusammenlaufen. Um einen von vier zusammenlaufenden Übergängen auszuwählen, verwendet der Viterbi-Algorithmus das Wegmaß Jc[Sj'(n + 1), Sj(n)] für einen Weg zum Übergang zum Zustand Sj'(n + 1) über den Zustand Sj (n).
Das Wegmaß Jc[Sj'(n + 1), Sj'(n)] des Weges für den Übergang zu dem Zustand Sj'(n + 1) über den Zustand Sj(n) wird mit der folgenden Gleichung berechnet, wobei ein Zweigmaß Λ[Sj'(n + 1), Sj(n)] verwendet wird.
Jc[Sj' (n + 1), Sj(n)] = J[Sj(n)] + Λ[Sj'(n + 1), Sj(n)] (2)
Oben ist
Λ[Sj'(n + 1), Sj(n)] = - &epsi;m(n) ² (3)
wobei &epsi;m(n) ein Schätzfehler ist, der durch &epsi;m(n) = y(n) - ym(n) ausgedrückt wird, und J[Sj(n)] das Wegmaß ist, das zum Zustand Sj(n) zum Zeitpunkt nT überlebt, was der Wahrscheinlichkeit entspricht. Der m-te Komplexsymbol-Folgekandidat bei dem Zustandsübergang von Sj(n) zu Sj'(n + 1) wird durch {am(n), am(n + 1)} ausgedrückt. In dem Viterbi-Algorithmus ist
J[Sj'(n + 1) = MAX{Jc[Sj'(n ± 1), Sj(n)]} = MAX{J[Sj(n)] + Λ[Sj'(n + 1), Sj(n)]} (2)
wobei MAX den Maximalwert repräsentiert, wenn der Wert j von 0 zu 3 geändert wird. Die Gleichung (2)' wird verwendet, um das Wegmaß J[Sj'(n + 1)] zum Zeitpunkt (n + 1)T auszuwählen. Wird der Wert j, der den Maximalwert auf der rechten Seite der Gleichung (2)' liefert, durch jmax repräsentiert, ist der Weg, der in diesem Fall überlebt, ein Weg, der den Zustand Sj'(n + 1) über Sjmax erreicht. Wird danach diese Operation wiederholt, überleben zu jedem Zeitpunkt Wege der gleichen Anzahl wie Zustände. Diese Wege werden als Überlebende (Wege) bezeichnet. Aufgrund des begrenzten Speicherplatzes des verwendeten Speichers geht die Zeitfolge von Zuständen, die gespeichert sind, gewöhnlich nur bis zum vorherigen Zeitpunkt (D - Ld + 1)T zurück (wobei D ≥ Ld und T die Symbolperiode ist); wenn die verbleibenden Wege nicht zu dem vorangehenden Zeitpunkt (D - Ld + 1)T zusammenlaufen, wird die Signalentscheidung getroffen, indem eine Periode DT auf der Basis des Weges zurückgegangen wird, der die höchste Wahrscheinlichkeit oder das längste Wegmaß zu dem gegenwärtigen Zeitpunkt besitzt. Das Signal, das in diesem Fall entschieden wird, ist ein Signal, das um DT relativ zu dem gegenwärtigen Punkt verzögert ist, und DT wird als Entscheidungsverzögerungszeit bezeichnet (G. Ungerboeck, "Adaptive Maximum Likelihood Receiver for Carrier-Modulated Data-Transmission Systems" IEEE Trans. Commun., vol. COM-22, pp. 624 bis 636, 1974).
Bei dem Empfänger, der die Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung mit dem adaptiven Ausgleichsmerkmal (Equalization Feature) verwendet, berechnet das Fehler-Schätzteil 30 in Fig. 1 die Differenz zwischen dem empfangenen Signal und dem Sollsignal, das zu empfangen geschätzt wird, um ein Schätzfehlersignal zu erhalten, und das Likelihood-Berechnungsteil 41 berechnet die Wahrscheinlichkeit. Wenn daher ein Interferenzsignal, wie ein Inter-Symbol-Interferenzsignal, durch ein eigenes Verzögerungssignal verursacht wird, wird dessen Kopie erzeugt, die verwendet werden kann, um den Einfluss der Inter-Symbol-Interferenz auszulöschen. Wenn das empfangene Signal ein Interferenzsignal von einer anderen Station enthält, verbleibt die Interferenzsignal-Komponente in einem Schätzfehlersignal und wird an dem Ausgang des Likelihood-Berechnungsteiles 4-1 als einem Geräusch ähnlich angesehen - dies stellt ein Problem dar, da die Empfangsleistung ernsthaft verschlechtert wird. Bei der mobilen Funkkommunikation, bei der jede Zelle von Zeit zu Zeit ein Co- Kanal-Interferenzsignal von einer benachbarten Zelle empfangen kann, besteht insbesondere ein großer Wunsch, den Einfluss des Interferenzsignals auszulöschen.
EP-A-0 508 407 offenbart eine Ausgleichsvorrichtung (Equalizer), welche eine Wellenverzerrung kompensiert, die durch Intersymbol-Interferenz verursacht ist, wobei MLSE ausgeführt wird und für ein Sollsignal ein Zustandsübergangsdiagramm verwendet wird. Dieses Verfahren ist demjenigen ähnlich, das in Bezug auf Fig. 2C erklärt wurde. Obwohl die Inter-Symbol-Interferenz, die durch Mehrwegausbreitung verursacht wird, von dem Sollsignal entfernt werden kann, das von einer gewünschten mobilen Station empfangen wird, kann das Verfahren kein Co-Kanal-Interferenzsignal (das heißt ein Interferenzsignal in dem gleichen Kanal wie das Sollsignal) entfernen, da die Zustandsübergänge nicht diejenigen des Co-Kanal-Interferenzsignals enthalten. D2 lehrt nicht die Erzeugung eines geschätzten empfangenen Interferenzsignals.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Bereitstellung eines Empfängers mit einem Interferenz auslöschenden Merkmal, der eine Interferenzsignal-Schätzung nicht nur für das gewünschte empfangene bzw. Sollsignal, sondern auch für ein Interferenzsignal von einer anderen Station durchführt, und das gewünschte empfangene bzw. Sollsignal und das geschätzte Interferenzsignal von dem empfangenen Signal subtrahiert, um die Interferenzsignal-Komponente zu löschen, die in einem Schätzfehlersignal enthalten ist, und somit eine exzellente Empfangsleistung für das empfangene Signal, das das Interferenzsignal von einer anderen Station enthält, bereitstellt.
Eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein Verfahren zur Auslöschung von Interferenzen bereitzustellen.

OFFENBARUNG DER ERFINDUNG

Diese Aufgaben werden mit einem Empfänger nach Anspruch 1 bzw. einem Verfahren nach Anspruch 18 gelöst. Bevorzugte Ausführungsformen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
Entsprechend der vorliegenden Erfindung werden ein Sollsignal-Folgekandidat, der dem Zustandsübergang des zu empfangenden Sollsignals entspricht, und ein Interferenzsignal-Folgekandidat, der dem Zustandsübergang des Interferenzsignals von einer anderen Station entspricht, in einem Zustandsschätzteil erzeugt. Dann werden ein geschätztes Sollsignal, das empfangen werden soll, und ein geschätztes Interferenzsignal, das empfangen werden soll, aus den oben genannten Kandidaten in einem Sollsignal-Schätzteil bzw. einem Interferenzsignal-Schätzteil erzeugt. Das geschätzte Sollsignal und das geschätzte Interferenzsignal werden in einem Fehlerschätzteil von dem empfangenen Signal subtrahiert, um Schätzfehlersignale zu berechnen. Das Zustandsschätzteil schätzt eine Sollsignalfolge und eine Interferenzfolge auf Basis der für die entsprechenden Kandidaten erhaltenen Schätzfehlersignale. Ein Kanalparameter-Schätzteil steuert Konvertierungsparameter des Sollsignal-Schätzteiles und des Interferenzsignal-Schätzteiles mit einem Adaptionsalgorithmus auf Basis der geschätzten Sollsignal- und Interferenzsignal-Folgen und des Schätzfehlersignals.
Für den gleichen Satz von Signalfolgekandidaten wie den Satz von gesendeten korrekten Sollsignal- und Interferenzsignalfolgen wurde die Interferenzsignalkomponente entfernt, und somit wird aus dem Schätzfehlersignal eine alleinige Geräuschkomponente. Daher ist die Maximum-Likelihood-Schätzung des empfangenen Signals von dem Einfluss des Interferenzsignals frei; so dass es, auch wenn das empfangene Signal ein Interferenzsignal enthält, möglich ist, einen exzellente Empfangsleistung zur Verfügung zu stellen, die von dem Interferenzsignal unbeeinflusst bleibt.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 stellt ein Blockdiagramm eines Empfängers dar, der eine Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung mit einem konventionellen adaptiven Ausgleichsmerkmal verwendet;
Fig. 2A stellt ein Blockdiagramm eines Transversalfilters der Fig. 1 mit zwei Anzapfungen dar;
Fig. 2B stellt ein Blockdiagramm eines Anzapfungskoeffizienten-Steuerteiles der Fig. 1 dar;
Fig. 2C stellt ein Trellis-Diagramm dar, das den Zustandsübergang zeigt, wenn die Anzahl an Zuständen 4 beträgt;
Fig. 3 ist ein Blockdiagramm, das den konzeptionellen Aufbau der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;
Fig. 4 ist ein Blockdiagramm eines spezifischen operativen Beispiels der vorliegenden Erfindung;
Fig. 5 ist ein Blockdiagramm eines Anzapfungskoeffizienten-Steuerteiles von Fig. 4;
Fig. 6 ist ein Diagramm, das die Konfiguration eines empfangenen Burst-Signals zeigt;
Fig. 7A ist ein Trellis-Diagramm, das den Zustandsübergang in einer Maximum-Likelihood- Folgenschätzeinrichtung für ein Sollsignal zeigt;
Fig. 7B ist ein Trellis-Diagramm, das den Zustandsübergang in einer Maximum-Likelihood- Folgenschätzeinrichtung für ein Interferenzsignal zeigt;
Fig. 8 ist ein Blockdiagramm eines Zustandschätzteiles, das eine Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung verwendet, die für das Sollsignal und das Interferenzsignal die gleiche ist;
Fig. 9 ist ein Trellis-Diagramm im Falle, dass eine Maximum-Likelihood-Folgenschätzung der Zustände des Soll- und Interferenzsignals mit dem Viterbi-Algorithmus erfolgt;
Fig. 10 ist ein Blockdiagramm des Zustandsschätzteiles im Falle der Verwendung der Maximum- Likelihood-Schätzeinrichtung für das Sollsignal;
Fig. 11 ist ein Blockdiagramm des Zustandschätzteiles im Falle der Verwendung der Maximum- Likelihood-Schätzeinrichtung für das Interferenzsignal;
Fig. 12 ist ein Blockdiagramm des Zustandschätzteiles im Falle der Verwendung der Maximum- Likelihood-Schätzeinrichtung für das Soll- und Interferenzsignal;
Fig. 13 ist ein Trellis-Diagramm für den Fall, dass ein Maximum-Folgenschätzung für das Sollsignal durchgeführt wird und eine Symbol-zu-Symbol-Maximumentscheidung für das Interferenzsignal getroffen wird;
Fig. 14 ist ein Blockdiagramm einer Ausführungsform, die gestaltet ist, Signalzustände mit dem Viterbi-Algorithmus entsprechend einer Kombination von Übergangszuständen des Soll- und Interferenzsignals zu schätzen;
Fig. 15 ist ein Blockdiagramm einer Ausführungsform, die in dem Zustandschätzteil ein inverses Filter verwendet;
Fig. 16 ist ein Blockdiagramm einer Ausführungsform, die angewendet werden kann, wenn Interferenz-Trainingssignale unbekannt sind;
Fig. 16A ist ein Signalkonstellationsdiagramm, das die Signalpunktanordnung in dem BPSK- Übertragungssystem zeigen;
Fig. 16B ist ein Trellis-Diagramm im Falle, dass die Anzahl von Zuständen des Interferenzsignals erhöht wird, um Beobachtungen bis zu einer Zwei-Symbolzeit zu ermöglichen;
Fig. 17 ist ein Blockdiagramm des empfangenen Interferenzsignal-Schätzteiles, das verwendet wird, wenn das Soll- und Interferenzsignal verschiedene Trägerfrequenzen besitzen;
Fig. 18 ist ein Blockdiagramm einer Ausführungsform, die angewendet werden kann, wenn Trainingssignale für das Soll- und Interferenzsignal unbekannt sind;
Fig. 18A ist ein Trellis-Diagramm im Falle, dass bei dem BPSK-Übertragungssystem Ld = Lu = 1 ist;
Fig. 188 ist ein Trellis-Diagramm für den Fall, dass die Anzahl an Zuständen des Soll- und Interferenzsignals erhöht wird, wobei Lexu = Lexd = 2 ist;
Fig. 19 ist ein Blockdiagramm einer Ausführungsform für Diversity-Empfang;
Fig. 20A ist ein Diagramm, das ein Beispiel der Sollsignal-Konstellation in dem BPSK-Übertragungssystem zeigt;
Fig. 20B ist ein Diagramm, das den Interferenz-Signalpunkt von CIR = 3 dB und eine Phasendifferenz θ im Hinblick auf das in Fig. 20A gezeigte Signal zeigt;
Fig. 20C ist ein Diagramm, das ein empfangenes Signal zeigt, das aus den in Fig. 20A und 20B dargestellten Signalen aufgebaut ist;
Fig. 20D ist ein Diagramm, das ein Beispiel des Sollsignalpunktes bei dem BPSK-Übertragungssystem zeigt;
Fig. 20E ist ein Diagramm, das ein Interferenzsignal zeigt, das die gleiche Amplitude wie das in Fig. 20D dargestellte Signal zeigt und sich mit diesem in Phase befindet;
Fig. 20F ist ein Diagramm, das ein empfangenes Signal zeigt, das aus den in Fig. 20D und 20E dargestellten Signalen aufgebaut ist;
Fig. 21 ist ein Blockdiagramm eines Kommunikationssystems für den Diversity-Empfang;
Fig. 22 ist ein Blockdiagramm eines Kommunikationssystems, bei dem verschiedene Sendestationen verschiedene Amplituden und Phasen für Sendesignale verwenden;
Fig. 23 ist ein Blockdiagramm eines Kommunikationssystems, bei dem verschiedene Sendestationen unabhängig die Amplituden und Phasen von Sendesignalen steuern;
Fig. 24A ist ein Schaubild, das eine durchschnittliche Bit-Fehlerraten-Charakteristik zeigt, um die Wirkung der vorliegenden Erfindung zu zeigen;
Fig. 24B ist ein Schaubild, das die Wirkung der vorliegenden Erfindung zeigt, die erreicht wird, wenn das empfangene Signal Interferenzsignale von zwei verschiedenen Stationen beinhaltet;
Fig. 25 ist ein Blockdiagramm eines Modulationssignal-Erzeugungsteiles, das modulierte Signale bzw. Modulationssignale entsprechend verschiedenen Modulationssystemen erzeugen kann;
Fig. 26 ist ein Blockdiagramm eines Beispiels einer Abbildungslogikschaltung von Fig. 25;
Fig. 27 ist ein Diagramm, das eine Referenztabelle zeigt, mit der ein Konvertierungsteil 441 von Fig. 26 für die DQPSK-Modulation ausgestattet ist;
Fig. 28 ist ein Diagramm, das eine Referenztabelle zeigt, mit der das Konvertierungsteil 441 von Fig. 26 für eine π/4-Verschiebungs-DQPSK-Modulation ausgestattet ist; und
Fig. 29 ist ein Diagramm, das I- und Q-Signalpunkte für die DQPSK- und die π/4-Verschiebungs- DQPSK-Modulation zeigt.

BESTE AUSFÜHRUNGSFORM DER VORLIEGENDEN ERFINDUNG

Fig. 3 zeigt in einem Blockdiagramm die konzeptionelle Gestaltung einer ersten Ausführungsform des Empfängers gemäß der vorliegenden Erfindung.
Diese Ausführungsform zeigt im Vergleich mit dem Beispiel des Standes der Technik nach Fig. 1 eine Konfiguration, bei welcher das empfangene Interferenzsignal ebenfalls geschätzt und von dem empfangenen Signal subtrahiert wird, um die Interferenzsignalkomponente, die in dem Schätzfehlersignal enthalten ist, auszulöschen, wodurch eine erhöhte Wahrscheinlichkeit der Schätzung des Sollsignals, das von dem Zustandschätzteil empfangen wird, geliefert wird. Das heißt, zumindest ein Interferenzsignal-Schätzteil zum Erzeugen eines geschätzten empfangenen Interferenzsignals wird zu der Konfiguration nach Fig. 1 hinzugefügt; in dieser Ausführungsform werden zwei Interferenzsignal-Schätzteile 20&sub1; und 20&sub2; für das empfangene Interferenzsignal bereitgestellt und das Fehlerschätzteil 30 erzeugt das Schätzfehlersignal &epsi;, indem das geschätzte empfangene Sollsignal und das geschätzte empfangene Interferenzsignal von dem empfangenen Signal y(n), welches in den Eingangsanschluss IN eingegeben wird, subtrahiert werden. Das Zustandschätzteil 40 erzeugt eine Vielzahl von Sollsignal-Folgekandidaten (Kandidaten für das Sollsignal, von denen angenommen wird, dass sie von der Funkstation zu der lokalen Station gesendet wurden, die miteinander kommunizieren), die einer Vielzahl von Übergangszuständen des Sollsignals entsprechen, und führt die Kandidaten zu dem Sollsignal-Schätzteil 10, während zur gleichen Zeit das Zustandschätzteil 40 eine Vielzahl von Interferenzsignal-Folgekandidaten erzeugt (Kandidaten für das Interferenzsignal, von dem angenommen wird, dass es zu einer weiteren Station gesendet wurden, die mit der lokalen Station interferiert), die einer Vielzahl von Übergangszuständen jedes Interferenzsignals entsprechen, und führt die Kandidaten den Interferenzsignal-Schätzteilen 20&sub1; und 20&sub2; zu. Das Schätzfehlersignal &epsi;, das entsprechend zu den Sollsignal-Folgekandidaten und den Interferenz-Folgekandidaten erhalten wird, wird verwendet, um die Wahrscheinlichkeit zu berechnen, die wiederum verwendet wird, um die Sollsignalfolge und die Interferenzsignalfolge, die in dem empfangenen Signal y(n) enthalten sind, zu schätzen. Basierend auf dem Schätzfehlersignal und der Sollsignal- und Interferenzsignalfolge steuert das Kanalparameter-Schätzteil 50 mit einem Adaptionsalgorithmus-Konvertierungsparameter des Sollsignal-Schätzteiles 10 und der Interferenzsignal-Schätzteile 20&sub1; und 20&sub2;, das heißt die Kanalimpulsantwort.
Fig. 4 stellt ein Blockdiagramm dar, das eine konkrete Konfiguration der Ausführungsform nach Fig. 3 zeigt. Die Ausführungsform nach Fig. 4 ist so dargestellt, dass sie ein einzelnes Interferenzsignal, das in dem empfangenen Signal enthalten ist, auslöscht. Wenn es gewünscht ist, eine Vielzahl von Interferenzsignalen auszulöschen, die üblicherweise in dem empfangenen Signal enthalten sind, müssen diejenigen Teile des Interferenzsignal-Schätzteiles 20, des Kanalparameter-Schätzteiles 50 und des Zustandsschätzteiles 40, die sich auf die Interferenzsignale beziehen, um die Anzahl von Interferenzsignalen, die auszulöschen gewünscht sind, erweitert werden.
In der Ausführungsform nach Fig. 4 werden das Sollsignal-Schätzteil 10 und das Interferenzsignal- Schätzteil 20 durch die Transversalfilter 11 bzw. 21 gebildet. Das Fehlerschätzteil 30 besteht aus einer Addiereinrichtung 31, die das geschätzte empfangene Sollsignal und das geschätzte empfangene Interferenzsignal addiert, und einer Subtrahiereinrichtung 32, die den addierten Ausgabewert ym(n) der Addiereinrichtung 31 von dem empfangenen Signal y(n), das dem Anschluss IN zugeführt wird, subtrahiert, und das Schätzfehlersignal 6 ausgibt.
Das Zustandsschätzteil 40 umfasst: ein Likelihood-Berechnungsteil 41, das die Wahrscheinlichkeit aus dem Schätzfehlersignal berechnet; eine Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung 42, die einen Signalfolgekandidaten erzeugt, der dem Übergangszustand des Sollsignals entspricht, und eine Entscheidung über die Sollsignalfolge auf Basis des Likelihoodsignals trifft, das von dem Likelihood-Berechnungsteil 41 entsprechend der Sollsignalfolge geliefert wird; eine Maximum- Likelihood-Folgenschätzeinrichtung 43, die einen Signalfolgekandidaten erzeugt, der dem Übergangszustand des Interferenzsignals entspricht, und eine Entscheidung über die Interferenzsignalfolge auf Basis des entsprechenden Likelihoodsignals trifft; ein Modulationssignal-Erzeugungsteil 44, das den Sollsignal-Folgekandidaten in eine Modulationssignal-Wellenform-Folge umwandelt; und ein Modulationssignal-Erzeugungsteil 45, das den Interferenzsignal-Folgekandidaten in eine Modulationssignal-Wellenform-Folge umwandelt.
Das Kanalparameter-Schätzteil 50 wird durch ein Anzapfungskoeffizienten-Steuerteil 51 gebildet, das die Anzapfungskoeffizienten des Transversalfilters 11 für das Sollsignal und des Transversalfilters 21 für das Interferenzsignal steuert. Das Anzapfungskoeffizienten-Steuerteil 51 umfasst, wie in Fig. 5 gezeigt, ein Anzapfungskoeffizienten-Speicherteil 511, einen Anzapfungskoeffizienten- Umschalter 512 und ein Anzapfungskoeffizienten-Erneuerungsteil 513. Das Anzapfungskoeffizienten-Steuerteil 51 unterscheidet sich von dem konventionellen Anzapfungs-Steuerteil nach Fig. 2B dadurch, dass die Konfiguration für das Interferenzsignal zu der Konfiguration für das Sollsignal hinzugefügt wird. Das Anzapfungskoeffizienten-Speicherteil 511 beinhaltet einen Satz von Anzapfungskoeffizienten (Vektoren) für jeden Zustand, in welchen beide Signale, das Sollsignal und das Interferenzsignal, übergehen können. Das Anzapfungskoeffizienten-Erneuerungsteil 513 erneuert die Anzapfungskoeffizienten-Vektoren, die für jeden Zustand durch ein in RLS-, LMS- oder einen ähnlichen Adaptionsalgorithmus vorbereitet werden. Der Anzapfungskoeffizienten-Umschalter 512 wählt Anzapfungskoeffizienten aus, die den Zuständen des Sollsignals und des Interferenzsignals entsprechen, die aus dem Zustandschätzteil 40 ausgegeben werden; die gewählten Anzapfungskoeffizienten werden zu dem Sollsignal-Schätzteil 10 und dem Interferenzsignal-Schätzteil 20 geliefert.
Drückt man den gesendeten Komplexsymbol-Folgevektor des Sollsignals zum Zeitpunkt nT, den Impulsantwortvektor des Kanals für das Sollsignal, den gesendeten Komplexsymbol-Folgevektor eines q-ten Interferenzsignals eines Q-Wellen-Interferenzsignals und den Impulsantwortvektor des Kanals für das q-te Interferenzsignal durch Cd(n), Hd(n), Cuq(n) und Huq(n) aus, kann der quasikohärente detektierte Signalabtastwert y(n) folgendermaßen ausgedrückt werden:
y(n) = CdH(n)Hd(n) + CuqH(n)Huq(n) + N(n) (4)
wobei Σ die Summe von q = 1 bis Q und der Exponent H eine komplex konjugierte Transposition angibt.
Außerdem:
CdH(n) = [a(n - Ld), a(n - Ld + 1), ..., a(n)] (5)
CuqH(n) = [b(n - Luq), b(n - Luq + 1), ..., b(n)] (6)
wobei a(n) und b(n) Komplexsymbole des Sollsignals bzw. des Interferenzsignals zum Zeitpunkt nT darstellen. Beispielsweise nehmen im Falle des QPSK-Modulationssystems a(n) und b(n) eines von vier Komplexsymbolen Cp (wobei 0 ≤ p ≤ 3), die durch die Gleichung (1-B) ausgedrückt werden, an. Bei den gesendeten Komplexsymbolvektoren Cd(n) und Cuq(n) handelt es sich um einen Vektor, der irgendeinen der vier Arten von Komplexsymbolen als sein Element verwendet. Hd(n) und Huq(n) sind Kanalimpulsantwortvektoren, die folgendermaßen ausgedrückt werden:
Hd(n) = [hd(Ld), hd(Ld - 1), ..., hd(0)]T (7)
Huq(n) = [huq(Luq), huq(Luq - 1), ..., huq(0)T (8)
N(n) ist der Abtastwert des Weißrauschens nach Durchgang durch den Tiefpassfilter. Ld und Luq sind nicht-negative ganze Zahlen der Impulsantwort-Zeitlängen (Verzögerungszeiten) des Kanals für das Sollsignal und das Interferenzsignal, die in Betracht gezogen werden müssen.
Unter Bezugnahme auf Fig. 4 wird der Fall beschrieben, bei welchem das Sollsignal und das Interferenzsignal jeweils einzeln vorliegen.
Die Transversalfilter 11 und 21 berechnen jeweils das innere Produkt des in die Transversalfilter eingegebenen Signalfolgekandidatenvektors, und des Anzapfungskoeffizientenvektors, der von dem Anzapfungskoeffizienten-Steuerteil 51 geliefert wird (eine Faltungsoperation des Signalfolgekandidaten und des Anzapfungskoeffizienten), und geben das berechnete Ergebnis aus. Das heißt, ein Komplexsymbol-Folgekandidatenvektor,
AmH(n) = (am(n - Ld), am(Ld + 1), ..., am(n)] (9)
bei dem es sich um einen Sendesignal-Folgekandidaten aus dem Modulationssignal-Erzeugungsteil 44 für das Sollsignal handelt, wird als die Eingabesignalfolge zu dem Transversalfilter 11 geliefert, während zum gleichen Zeitpunkt ein Kanalimpulsantwort-Schätzwert für das Sollsignal, der aus dem Anzapfungskoeffizienten-Steuerteil 51 ausgegeben wird, als Anzapfungskoeffizienten-Vektor zu dem Transversalfilter 11 geliefert wird.
Hdm(n - 1) = [hdm(Ld), hdm(Ld - 1), ..., hdm(0)T (10)
Das Transversalfilter 11 berechnet das innere Produkt des Komplexsymbol-Folgekandidatenvektors und des Anzapfungskoeffizientenvektors Hdm(n - 1) (eine Faltungsoperation) und liefert den berechneten Ausgabewert als ein geschätztes empfangenes Signal. In ähnlicher Weise wird ein Komplexsymbol-Folgekandidatenvektor,
BmH(n) = [bm(n - Lu), bm(n - Lu + 1), ..., bm(0)] (11)
der die gesendete bzw. Übertragungs- Interferenzsignalfolge aus dem Modulationssignal-Erzeugungsteil 45 für das Interferenzsignal darstellt, als die Eingabesignalfolge zu dem Transversalfilter 21 geliefert, während zum gleichen Zeitpunkt ein Kanalimpulsantwort-Schätzwert für das Interferenzsignal zu dem Transversalfilter 21 geliefert wird und zwar als Anzapfungskoeffizientenvektor
Hum(n - 1) = [hum(Lu), hum(Lu - 1), ..., hum(0)]T (12)
Der Transversalfilter 21 berechnet das innere Produkt des Signalfolgekandidatenvektors BmH und des Anzapfungskoeffizientenvektors Hum(n - 1) (eine Faltungsoperation) und liefert den berechneten Ausgabewert als ein geschätztes empfangenes Interferenzsignal. Das geschätzte empfangene Sollsignal von dem Transversalfilter 11 und das geschätzte empfangene Interferenzsignal von dem Transversalfilter 21 werden von der Addiereinrichtung 31 addiert, die den addierten Ausgabewert als den Signalschätzwert ym(n) hervorbringt. Der geschätzte Wert ym(n) kann durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden.
ym(n) = AmH(n)Hdm(n - 1) + BmH(n)Hum(n - 1) (13)
Der Signalschätzwert ym(n) wird durch die Subtrahiereinrichtung 32 von dem quasi-kohärent detektierten Abtastwert y(n) aus dem Eingabeanschluss IN subtrahiert, und die Differenz wird als das Schätzfehlersignal &epsi; = αm(n) geliefert. In dem Likelihood-Berechnungsteil 41 wird das Quadrat des Schätzfehlers &epsi; berechnet. Die Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung 42 für das Sollsignal gibt selektiv nacheinander alle Sollsignal-Folgekandidatenvektoren aus, die durch eine vorbestimmte Anzahl von vorherigen Zuständen und durch die Zustände, in die die Vorherigen übergehen können, bestimmt sind. Die auf diese Weise gelieferten Signalfolgekandidaten werden jeweils in dem Modulationssignal-Erzeugungsteil 44 moduliert, von dem sie als Sollsignal-Komplexsymbol-Folgekandidatenvektor Am(n) ausgegeben werden. In ähnlicher Weise gibt die Maximum- Likelihood-Folgenschätzeinrichtung 43 einen ausgewählten von den Interferenzsignal-Folgekandidaten auf jede Berechnung der Wahrscheinlichkeit hin aus. Der Ausgabewert von der Interferenzsignal-Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung 43 wird durch das Modulationssignal-Erzeugungsteil 45 moduliert, von welchem er als Interferenzsignal-Komplexsymbol-Folgekandidatenvektor Bm(n) geliefert wird. Die Sollsignal-Maximum-Folgenschätzeinrichtung 42 und die Interferenzsignal- Maximum-Folgenschätzeinrichtung 43 vergleichen, vom Standpunkt der Wahrscheinlichkeit aus gesehen, jeweilige Kombinationen deren ausgegebener Sollsignal- und Interferenzsignal-Folgekandidatenvektoren Am(n) und Bm(n) und speichern für jeden Zustand die Kombination der Vektoren Am(n) und Bm(n), die die höchste Wahrscheinlichkeit liefert, zusammen mit dem Weg für den Signalübergang zu diesem Zeitpunkt.
Vorstehend wurde die vorliegende Erfindung in Bezug auf den Fall beschrieben, bei dem das Soll- und Interferenzsignal einzeln vorliegen, die Erfindung kann jedoch entsprechend ausgeweitet werden, wenn das Interferenzsignal in einer Q-Welle vorliegt. Stellt man den Komplexsymbol- Folgekandidatenvektor des geschätzten gesendeten Interferenzsignals vom dem q-ten Interferenzwellen-Modulationssignal-Erzeugungsteil dar durch
BqmH(n) = [bqm(n - Luq), bqm(n - Luq + 1), ..., bqm(n)] (14)
und den Anzapfungskoeffizientenvektor des Transversalfilters für das q-te Interferenzsignal dar durch
Huqm(n - 1) = [huqm(Luq), huqm(Luq - 1), ..., huqm(0)]T (15)
Das innere Produkt des Signalfolgekandidatenvektors und des Anzapfungskoeffizientenvektors wird berechnet (eine Faltungsoperation), und der berechnete Ausgabewert wird als ein geschätztes empfangenes Interferenzsignal für das q-te Interferenzsignal geliefert. Derartige geschätzte empfangene Interferenzsignale für die Q-Wellen werden mit einer Addiereinrichtung addiert, deren Ausgabewert durch die Addiereinrichtung 31 mit dem geschätzten empfangenen Sollsignal von dem Transversalfilter 11 addiert wird, um den Signalschätzwert ym(n) zu erhalten. Dieser geschätzte Wert ym(n) kann durch folgende Gleichung ausgedrückt werden.
ym(n) = AmH(n)Hdm(n - 1) + BqmH(n)HqmH(n - 1) (16)
wobei Σ die Summe von q = 1 bis Q angibt.
Dann werden Sollsignalsignal-Folgekandidaten und Interferenzsignal-Folgekandidaten einzeln nacheinander von der Sollsignal-Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung 42 und den Interferenzsignal-Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtungen 43&sub1;-43Q ausgegeben und die diesen entsprechende Wahrscheinlichkeit berechnet, um die Folgen des Sollsignals und einer Vielzahl von Interferenzsignalen zu schätzen, die die höchste Wahrscheinlichkeit liefern.
Nimmt man beispielsweise an, dass jede Basisstation mit einer in Fig. 6 gezeigten Burst-Konfiguration sendet, bei der ein Trainingssignal (ein Trainingsmuster) einer einzelnen Signalfolge zum Anfang, zu einem mittleren Abschnitt oder dem Ende eines Datensignals addiert wird. Signale von Basisstationen, die kein Sollsignal senden, werden als Interferenzsignale angesehen. Entsprechend dieser Ausführungsform werden in der Trainingsperiode oder dem -abschnitt des empfangenen Signals vorbekannte Trainingssignale für das Soll- und Interferenzsignal durch die Umschalter 61 und 62 in die Transversalfilter 11 und 21 eingeleitet, um Konvertierungsparameter (bsp. Anzapfungskoeffizienten) dafür durch Training konvergieren zu lassen. Ein Trainingsmuster der Basisstation, die augenblicklich zum Empfang ausgewählt ist (d. h. ein Trainingsmuster für das Sollsignal), und ein Trainingsmuster einer weiteren Basisstation, die ein Interferenzsignal bildet (d. h. ein Trainingsmuster für das Interferenzsignal), die beide aus dem Speicher 65 gelesen wurden, werden in Trainingsmuster-Registern 63 bzw. 64 voreingestellt.
Während des Empfangs des Trainingssignals, das in dem empfangenen Burst-Signal enthalten ist, werden die Umschalter 61 und 62 mit den Registern 63 und 64 verbunden, um von diesen das Sollsignal-Trainingsmuster und das Interferenzsignal-Trainingsmuster zu dem Sollsignal-Schätzteil 10, dem Interferenzsignal-Schätzteil 20 und dem Kanalparameter-Schätzteil 50 zu liefern. Das Kanalparameter-Schätzteil 50 steuert die Konvertierungsparameter des Sollsignal-Schätzteiles 10 und des Interferenzsignal-Schätzteiles 20, um die Anzapfungskoeffizientenvektoren Hdm(n) und Hum(n) zu bestimmen, die das Quadrat &epsi; ² des ausgegebenen Fehlers &epsi; der Subtrahiereinrichtung 32 minimieren. Dies erlaubt eine exakte Schätzung der Kanalimpulsantwort für das Sollsignal und der Kanalimpulsantwort für das Interferenzsignal, und liefert somit eine erhöhte Genauigkeit bei der Signalschätzung durch die Sollsignal- und Interferenzsignal-Schätzteile 10 und 20. Vorzugsweise handelt es sich bei den Trainingsmustern, die für die jeweilige Basisstation einzigartig sind, um Muster, die bezüglich ihrer eigenen Symbolsequenzen eine hohe Autokorrelation aufweisen, aber zwischen den Mustern selbst eine geringe Kreuzkorrelation aufweisen. Durch Verwendung von Trainingsmustern, deren Symbolmuster orthogonal zueinander sind, ist es möglich, die Sollsignal- und Interferenzsignalkomponenten getrennt voneinander mit einem besonders hohen Maß an Genauigkeit zu erzeugen. Liegt eine Vielzahl von Interferenzsignalen vor, so können diese getrennt voneinander mit hoher Genauigkeit erzeugt werden, indem die Symbolfolgen ihrer Trainingssignale orthogonal zueinander gemacht werden.
Daher ist es bei der Ausführungsform nach Fig. 4 notwendig, die Trainingssignale für das Interferenzsignal als auch für das Sollsignal vorher zu kennen. Zu diesem Zweck werden Trainingsmuster aller Basisstationen, die wahrscheinlich empfangen, in dem Speicher 65 vorab gespeichert. Das Trainingsmuster für das Interferenzsignal kann beispielsweise wie folgt sein: Aus Trainingssignalen von anderen Basisstationen, von denen erwartet wird, dass sie sich mit Signalen von einer bestimmten Basisstation stören, die augenblicklich zum Empfang ausgewählt ist; das Trainingsmuster, das die höchste Korrelation mit dem zusammengesetzten empfangenen Signal des Trainingsabschnittes oder der Trainingsperiode der augenblicklich störenden Basisstation besitzt, wird zur Verwendung als Trainingsmuster für das Interferenzsignal ausgewählt. In ähnlicher Weise können derartige Trainingsmuster für eine Vielzahl von Interferenzsignalen bereitgestellt werden. Wie später in Bezug auf Fig. 16 erläutert, wird eine vorläufige Symbolentscheidung getroffen, indem das Schätzfehlersignal &epsi;, das von dem Fehlerschätzteil 30 geliefert wird, in dem Trainingsverfahren für das Sollsignal verwendet wird, dann das Entscheidungsergebnis verwendet wird, um ein unbekanntes Trainingssignal für das Interferenzsignal zu schätzen, und das geschätzte Signal als das Trainingssignal für das Interferenzsignal verwendet wird. Alternativ kann, wie später beschrieben, das Trainingssignal für das Interferenzsignal durch die vorläufige Symbolentscheidung geschätzt werden, auch wenn das Trainingsmuster des Interferenzsignals unbekannt ist. Bei einem automobilen Mobiltelefonsystem werden Informationen über Trainingssignale einer störenden, Interferenz erzeugenden Station und einer unter der Interferenz leidenden Station entsprechend einem vorbestimmten Verfahren unter Steuerung von Seiten der Mobil- oder Basisstation gesendet und verwendet, um eine schaltende Steuerung zu bewirken, durch welche die Trainingssignale für das Soll- und Interferenzsignal vorbekannt gemacht werden können.
In dem Datensignalabschnitt bzw. der Datensignalperiode, kann die Kanalimpulsantwort unter Verwendung von Komplexsymbolsignal-Folgekandidaten für das Soll- und Interferenzsignal geschätzt werden, indem die Schalter 61 und 62 mit den Ausgängen der Modulationsschaltungen 44 bzw. 45 verbunden werden.
Als Nächstes wird hauptsächlich eine Beschreibung der Verarbeitung des empfangenen Signals bei der Ausführungsform nach Fig. 4 gegeben, nachdem die Anzapfungskoeffizientenvektoren für die Transversalfilter 11 und 21, wie vorstehend beschrieben, bestimmt wurden. Bei dieser Ausführungsform wird das Zustandsschätzteil als dasjenige beschrieben, das die Maximum-Likelihood- Folgenschätzung für die Signalkomponente jedes der Soll- und Interferenzsignale durchführt.
Die Sollsignal-Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung 42 erzeugt in Folge alle Kandidaten für die Signalfolge, die den Übergangszustand des Sollsignals repräsentiert, und liefert diese zu dem Modulationssignal-Erzeugungsteil 44. Das Modulationssignal-Erzeugungsteil 44 moduliert die Kandidaten für die Signalfolge, die den Übergangszustand des Sollsignals repräsentiert, und liefert an einem Anschluß OUTs gesendete Sollsignal-Folgevektorkandidaten, bei denen es sich um Komplexsymbol-Folgekandidaten handelt. Zur gleichen Zeit, wird einer dieser Symbolfolgekandidaten, der die maximale Wahrscheinlichkeit (d. h. den kleinsten Quadratfehler &epsi; ²) besitzt, als entschiedenes empfangenes Signal an einem Anschluss OUTd bereitgestellt. Andererseits erzeugt die Interferenzsignal-Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung 43 in Folge alle Kandidaten für die Signalfolge, die den Übergangszustand für das Interferenzsignal repräsentiert, und liefert diese zu dem Modulationssignal-Erzeugungsteil 45. Das Modulationssignal-Erzeugungsteil 45 moduliert die Kandidaten für die Signalfolge, die den Übergangszustand repräsentiert, und stellt an dem Ausgang OUTi gesendete Interferenzsignal-Folgevektorkandidaten bereit, bei denen es sich um Komplexsymbol-Folgekandidaten handelt.
Beispielsweise gibt es in einem Fall, in welchem das Kommunikationssystem ein Quadratur- Phasenverschiebungs-Keying-Modulationssystem (Quadrature Phase Shift Keying - QPSK) verwendet und eine Verzögerungswelle (Ld = 1) bis zu einer Einsymbol-Verzögerung betrachtet wird, vier Komplexsymbole Cp (0 ≤ p ≤ 3), die durch die Gleichung (1-B) ausgedrückt werden, auf Basis der Kombinationen "00", "01", "11" und "10" von gesendeten binären Daten aus zwei Bits "1" und "0".
Der Zustand S. (n) zu diesem Zeitpunkt wird ausgedrückt durch
Sj(n) = {a(n - 1) (17)
wobei die ganze Zahl j eine Tiefzahl zur Unterscheidung der vier Zustände darstellt; beispielsweise wird der Zustand, in welchem a(n - 1) das Komplexsymbol Cj annimmt, durch Sj(n) ausgedrückt, und folglich ist 0 ≤ j ≤ 3. Somit empfangen das Modulationssignal-Erzeugungsteil 44 für das Sollsignal und das Modulationssignal-Erzeugungsteil 45 für das Interferenzsignal jeweils den Zeitfolgesignalvektor dieses Zustands S. und erzeugen den modulierten Ausgabewert, der diesem Übergangszustand entspricht. Im Speziellen wird bei dem QPSK-System einer von zwei Werten, die jeweils für jede In-Phasen-Komponente (I-Kanal) und Quadratur-Komponente (Q-Kanal) angenommen werden kann, für vier Zustände erzeugt, die angenommen werden können, und der gesendete Komplexsymbol-Folgekandidatenvektor Am(n) wird ausgegeben, der als sein Element das Komplexsymbol verwendet, das die erzeugten Werte als I- und Q-Kanalkomponenten verwendet. Bei einem 16-QAM- System sind 16 Signalzuständen jeweils irgendein von vier Werten zugewiesen, die für jede I- und Q-Komponente angenommen werden können, und der gesendete Komplexsymbol-Folgekandidatenvektor Am(n) wird ausgegeben, der als sein Element das Komplexsymbol verwendet, das diese als I- und Q-Kanalkomponenten verwendet.
Der gesendete Sollsignal-Folgekandidat und der gesendete Interferenzsignal-Folgekandidat, die somit von dem Zustandsschätzteil 40 ausgegeben werden, werden in das Sollsignal-Schätzteil 10 bzw. das Interferenzsignal-Schätzteil 20 eingegeben. Das Sollsignal-Schätzteil 10 wandelt den gesendeten Sollsignal-Folgekandidaten in ein geschätztes empfangenes Signal um, und das Interferenzsignal-Schätzteil 20 wandelt den gesendeten Interferenzsignal-Folgekandidaten in ein geschätztes empfangenes Interferenzsignal um. Diese Ausführungsform verwendet, worauf vorstehend bereits Bezug genommen wurde, Transversalfilter als Sollsignal- und Interferenzsignal- Schätzteile 10 und 20. Die Anzapfungskoeffizienten der Transversalfilter 11 und 21, die unter Verwendung der vorstehend beschriebenen Trainingsmuster bestimmt werden, werden in dem Anzapfungskoeffizienten-Steuerteil 51 über Anschlüsse TAPS und TAPI vorgelegt. Die Anzapfungskoeffizienten der Transversalfilter 11 und 21 stellen die Impulsantworten des Sollsignal- und des Interferenzsignalkanals dar. Somit bilden die Ausgabewerte des Transversalfilters 11 für das Sollsignal und des Transversalfilters 21 für das Interferenzsignal das geschätzte empfangene Sollsignal und das geschätzte empfangene Interferenzsignal, die die Kanalbedingungen, wie Kanalverzerrungen, wiederspiegeln.
Das empfangene Signal wird dem Anschluss IN zugeführt; in diesem Beispiel wird der Abtastwert y(n) des empfangenen Signals, der durch die Gleichung (4) ausgedrückt wird, wie vorstehend erwähnt behandelt. Die Addiereinrichtung addiert das geschätzte empfangene Sollsignal aus dem (Empfangs-)Sollsignal-Schätzteil 10 und das geschätzte empfangene Interferenzsignal aus dem (Empfangs-)Interferenzsignal-Schätzteil 20, und gibt das geschätzte Signal ym(n) aus, das durch die Gleichung (13) erhalten wird. Falls somit der Signalfolgekandidat, der selektiv von der Interferenzsignal-Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung 43 ausgegeben wird, der gleiche ist wie die entsprechende Signalfolge des gesendeten Interferenzsignals, liefert die Subtraktion des vorgenannten Addiereinrichtungs-Ausgabewertes von dem empfangenen Signalabtastwert y(n) mit der Subtrahiereinrichtung 32 ein Ausgabesignal, das von der Interferenzsignalkomponente frei ist und lediglich eine Geräuschkomponente N(n) enthält. Wenn eine Vielzahl von Interferenzwellen existieren, können die Vielzahl von Interferenzwellen-Komponenten auf ähnliche Weise gelöscht werden, indem die Summe von geschätzten empfangenen Interferenzsignalen, die allen Interferenzwellen entspricht, mittels einer Vielzahl von Addiereinrichtungen erhalten wird, und dann die Summe von dem empfangenen Signal subtrahiert wird.
Das Schätzfehlersignal &epsi;, das von dem Fehlerschätzteil 30 ausgegeben wird, wird durch das Likelihood-Berechnungsteil 41 des Zustandsschätzteiles 40 in ein Likelihoodsignal umgewandelt. Das Likelihood-Berechnungsteil 41 kann beispielsweise aus einer Quadrierschaltung (square circuit) gebildet sein, die das Schätzfehlersignal &epsi; quadriert. In diesem Fall ist die log-Likelihood (das Zweugmaß) Lm für den m-ten Kandidaten durch folgende Gleichung gegeben.
Lm = - &epsi; ² = - y(n) - ym(n) ² (18)
Das Likelihoodsignal wird in die Sollsignal-Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung 42 und die Interferenzsignal-Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung 43 eingegeben, in welchen es zur Schätzung der Sollsignal- und Interferenzsignalfolgen verwendet wird. Falls eine Vielzahl von Interferenzsignalen vorliegt, werden eine Vielzahl von Interferenzsignal-Maximum-Likelihood- Folgenschätzeinrichtungen 43 vorbereitet, um eine Folgenschätzung für die entsprechenden Interferenzsignale durchzuführen.
Als Nächstes werden die Arbeitsvorgänge der Sollsignal-Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung 42 und der Interferenzsignal-Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung 43 beschrieben. Die Sollsignal-Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung 42 gibt in Folge eine Vielzahl von Sollsignal-Folgekandidaten aus und führt diese der Sollsignal-Schätzeinrichtung 10 über das Modulationssignal-Erzeugungsteil 44 zu. Zur gleichen Zeit gibt die Interferenzsignal-Maximum-Likelihood- Folgenschätzeinrichtung 43 ebenso in Folge eine Vielzahl von Interferenzsignal-Folgekandidaten aus und liefert diese über das Modulationssignal-Erzeugungsteil 45 zu dem Interferenzsignal- Schätzteil 20. Dann werden Likelihoodsignale erhalten, die entsprechenden Kombinationen derartiger Sollsignal- und Interferenzsignal-Folgekandidaten entsprechen; Sollsignal- und Interferenzsignal-Folgekandidaten derjenigen Kombination, die die Wahrscheinlichkeit des Likelihoodsignals auf den Höchstwert bringt (das heißt den Quadratfehler &epsi; ² auf den niedrigsten Wert bringt), werden als Sollsignal- bzw. Interferenzsignalfolgen ausgewählt. In diesem Fall wird die Sollsignalfolge durch die Sollsignal-Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung 42 und die Interferenzsignalfolge durch die Interferenzsignal-Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung 43 ausgewählt. Es ist ebenso möglich, Likelihoodsignale für alle Kombinationen der Sollsignal- und Interferenzsignal-Folgekandidaten zu erhalten und die Sollsignal- und Interferenzsignalfolge zu schätzen; die Summe an benötigten Verarbeitungsschritten kann reduziert werden, indem die Anzahl von Wegen, die die Zustandsübergänge von Signalen repräsentieren, durch Verwendung des Viterbi-Algorithmus begrenzt wird.
Dies wird in Verbindung mit dem Fall dieser Ausführungsform beschrieben, die auf ein Quadratur- Phasenverschiebungs-Keying (quadrature phase shift keying, QPSK)-Modulationssystem -Systems angewendet wird. Fig. 7A stellt ein Trellis-Diagramm dar, das ein Beispiel des Zustandsübergangs des Sollsignals in der Sollsignal-Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung 42 zeigt, und Fig. 7B stellt ein Trellis-Diagramm dar, das ein Beispiel des Zustandsübergangs des Interferenzsignals in der Interferenzsignal-Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung 43 zeigt. Diese Trellis-Diagramme sind beispielsweise in einer Speichervorrichtung bereitgestellt als eine Look-up-Tafel, die die Zustandsübergangs-Hysterese von Signalen bis zum augenblicklichen Zeitpunkt speichert. Mit dem Viterbi-Algorithmus sind die Wege zum Übergang des Signalzustands vom vorherigen Zeitpunkt (n- 1)T zum Zustand zum augenblicklichen Zeitpunkt nT auf einen Weg für jeden der Zustände 50-53 zum Zeitpunkt nT begrenzt, wodurch die Summe an benötigten Verarbeitungsschritten reduziert wird.
Beispielsweise ist in Fig. 7A die Anzahl von Wegen, die von jedem Zustand zum Zeitpunkt (n - 1)T zu jedem Zustand zum Zeitpunkt nT übergehen können, vier, wie es für den Zustand S. durch die gestrichelte Linie angegeben ist, und derjenige der vier Wege, der das längste Wegmaß besitzt, wird als ein überlebender Weg gewählt. Nimmt man an, dass das Wegmaß des Weges des Übergangs vom Zustand 52 zum Zeitpunkt (n - 1)T zum Zustand S0 zum Zeitpunkt nT länger ist als die Wegmaße der Wege von den anderen Zuständen S0, S1 und S3, ist der überlebende Weg zum Zustand S0 zum Zeitpunkt nT der Übergangsweg vom Zustand S2 zum Zeitpunkt (n - 1)T. Bei dieser Ausführungsform werden überlebende Wege für das Sollsignal und das Interferenzsignal mit dem Viterbi- Algorithmus berechnet und die Signalfolge, die den Weg der höchsten Wahrscheinlichkeit geht, wird als die Sollsignalfolge oder Interferenzsignalfolge geschätzt.
Bei der Ausführungsform nach Fig. 4 ist es möglich, ein Schema zu verwenden, mit dem Kombinationen von Zustandsübergängen von Sollsignal- und Interferenzsignalfolgen als Zustandsübergänge einzelner Signalfolgen angesehen werden, und die Signalfolge der höchsten Wahrscheinlichkeit mit einer (one) Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung geschätzt wird. Die Fig. 8 veranschaulicht den Aufbau des Zustandsschätzteiles 40 zur Verwendung in einem derartigen Schema. Dieses Beispiel zeigt den Fall, bei welchem neben dem Sollsignal ein (one) Interferenzsignal vorliegt. Wie in Fig. 8 gezeigt, ist anstelle der Sollsignal-Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung 42 und der Interferenzsignal-Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung 43 von Fig. 4 eine Maximum- Likelihood-Folgenschätzeinrichtung 46 bereitgestellt. Es wird angenommen, dass der Zustand S(n) zum augenblicklichen Zeitpunkt nT in dem Fall, in welchem der Übergang von Ld- und Lu-Komplexsymbolen von Sollsignal- und Interferenzsignalfolgen betrachtet wird, wobei von dem augenblicklichen Zeitpunkt nT zurückgegangen wird, durch die folgende Gleichung ausgedrückt wird, die die Komplexsymbolfolgen des Sollsignals und des Interferenzsignals miteinander kombiniert.
S(n) = {a(n - 1), a(n - 2), ..., a(n - Ld), b(n - 1), b(n - 2), ..., b(n - Lu)} (19)
wobei Ld und Lu die maximalen Verzögerungen verzögerter Wellen des Soll- bzw. Interferenzsignals darstellen. In einem M-ären Modulationssystem können a(n - 1), a(n - 2), ..., a(n - Ld), b(n - 1), b(n - 2), ..., b(n - Lu) in Gleichung (19) M Arten von Komplexsymbolen Cp(0 ≤ p ≤ M - 1)1 annehmen; daher ist die Anzahl von für den Zustand S(n) möglichen Zuständen M(Ld + LU). Um die M(Ld + LU) Zustände S(n) voneinander zu unterscheiden, wird der Zustand S(n) im Weiteren wie folgt beschrieben:
Sijk...(n) = {a(n - 1), a(n - 2), ..., a(n - Ld), b(n - 1), b(n - 2), ..., b(n - Lu)} (20)
wobei die Tiefzahl ijk... bis S die Art p des Komplexsymbols Cp(0 ≤ p ≤ M - 1) angibt, die a(n-1), a(n - 2), ... a(n - Ld), b(n - 1), b(n - 2),.., b(n - Lu) in Gleichung (19) jeweils annehmen können.
Beispielsweise kann im Falle eines BPSK-Modulationssystems mit Ld = Lu = 1 das Komplexsymbol Cp(O p 1) zwei Werte annehmen und folglich ist die Anzahl von Zuständen 2Ld + Lu = 4 und der Zustand S(n) kann ausgedrückt werden durch
Sij(n) = {a(n - 1), h(n - 1)} (21)
wobei i und j wiedergeben, dass a(n - 1) und b(n - 1) die Komplexsymbole Ci bzw. Cj annehmen dürfen und 0 ≤ i ≤ 1 und 0 ≤ j ≤ 1 ist. Zu diesem Zeitpunkt entspricht i dem Zustand 3(n) im Falle, dass das Sollsignal allein betrachtet wird, und j dem Zustand Sj(n) im Falle, dass das Interferenzsignal allein betrachtet wird.
Da das Komplexsymbol Cp (0 ≤ p ≤ 3) vier Werte annehmen kann, ist im Falle eines QPSK- Modulationssystems mit Ld = Lu = 2 die Anzahl von Zuständen 4Ld + Lu = 256 und der Zustand S(n) kann ausgedrückt werden durch
Sijkl(n) = {a(n - 1), a(n - 2), b(n - 1), b(n - 2)} (22)
wobei i, j, k und I angeben, dass die Komplexsymbole, die a(n - 1), a(n - 2), b(n - 1) und b(n - 2) annehmen können, in dieser Anordnung Ci, Cj, und Ck und Cl sind. Zu diesem Zeitpunkt entspricht ij dem Zustand S.,(n) im Falle, dass das Sollsignal allein betrachtet wird, und kl dem Zustand Skl(n) im Falle, dass das Interferenzsignal allein betrachtet wird. Das Wegmaß für den Übergang von dem Zustand Sijkl(n) zum Zustand Si'j'k'l'(n + 1) kann in gleicher Weise wie in Gleichungen (2), (3) und (2') definiert werden. Das Trellis-Diagramm von Fig. 9 zeigt den Fall des QPSK-Modulationssystems mit Ld = Lu = 1, bei welchem vier Zustände, die das Interferenzsignal annehmen kann, zu jedem von vier Trellis- Zuständen addiert werden, die das Sollsignal annehmen kann; das heißt, das Vier-Zustands- Schema ist zu einem 16-Zustands-Schema erweitert worden. In Fig. 9 geben i und j der Zustandsnummer Sij die Zustandsnummern des Sollsignals bzw. des Interferenzsignals an. Beispielsweise gibt die Zustandsnummer S23 an, dass die Zustandsnummer i des Sollsignals 2 und die Zustandsnummer j des Interferenzsignals 3 beträgt.
Als Nächstes wird mit Bezug auf Fig. 9 eine Beschreibung eines Verfahrens zur Durchführung der Maximum-Likelihood-Folgenschätzung der Sollsignal- und Interferenzsignalfolgen und eines Verfahrens zur Schätzung der Kanalparameter gegeben, die zur gleichen Zeit durchgeführt wird. Dabei ist zu beachten, dass es sich bei dem Modulationssystem um ein QPSK-Modulationssystem handelt und das neben dem Sollsignal ein (one) Interferenzsignal vorliegt. Darüber hinaus werden Verzögerungswellen bis zu einem Zeitraum von einem Symbol für das Sollsignal und das Interferenzsignal als Intersymbol-Interferenz-Bedingungen betrachtet. Das heißt Ld = Lu = 1.
In Fig. 9 repräsentiert der Zustand S., eine Kombination des Zustandes i(i = 0.1.2.3) des Sollsignals und des Zustandes j(j = 0.1.2.3) des Interferenzsignals. In Fig. 9 gibt es 16 Zustände von S&sub0;&sub0; bis S&sub3;&sub3;. Da sich die charakteristischen Merkmale des mobilen Funkkanals im Vergleich zu der Signalsenderate aufgrund des Fadings schnell verändern, wird der Anzapfungskoeffizientenvektor Hij(n), der den Kanalparameter darstellt, für jeden Zustand Sij vorbereitet. Hier stellt n eine diskrete Zeit (einen Zeitpunkt) dar, der durch das Symbolintervall T normiert ist. In dieser Ausführungsform sind 16 Sätze von Anzapfungskoeffizientenvektoren Hij(n) definiert, die jeweils den 16 Zuständen entsprechen.
Im Falle, dass Verzögerungswellen mit Verzögerungszeiten betrachtet werden, die bis zur Sollwelle Ld und Interferenzwelle Lu betragen, kann der Anzapfungskoeffizientenvektor Hijk...(n), der dem Zustand Sijk...(n) entspricht, im Allgemeinen ausgedrückt werden durch
Hijk...(n) = [hd,ijk...(Ld), bd,ijk... (Ld - 1), ..., hd,.ijk...(0), hu,jkl...(Lu), hu,jkl...(Lu - 1), ..., hu.jkl...(0)]T (23)
und die Anzahl seiner Elemente (Anzapfungskoeffizienten) ist (Ld + Lu + 2). In dem Obigen gibt T die Transposition an. Nun sind die Vektoren Hd·ijk, (n) und Hu,ijk (n), die unter Verwendung der Elemente des obigen Vektors Hijk...(n) durch die folgenden Gleichungen ausgedrückt werden, die Anzapfungskoeffizientenvektoren des Soll- und Interferenzsignals in dem Zustand Sijk...(n), die den Gleichungen (10) bzw. (12) entsprechen.
Hd,ijk...(n) = [hd,ijk...(Ld), hd,ijk...(Ld - 1), ..., bd,ijk...(0)]T (24)
Hu,ijk...(n) = [hu,ijk...(Lu), hu,ijk...(Lu - 1), ..., hu,ijk... (25)
Die Erfindung wurde hier im Hinblick auf den Fall beschrieben, bei dem das Soll- und das Interferenzsignal einzeln vorliegen, die Erfindung kann jedoch auch auf einfache Weise auf Fälle angewendet werden, bei welchen eine Vielzahl von Interferenzsignalen vorliegen, indem die vorgenannten Gleichungen erweitert werden.
In dem Beispiel von Fig. 9 wird die Gleichung (23) die folgende:
Hij(n) = [hd,ij(1), hd,ij(0), ..., hu,ij(1), hu,ij(0)]T (26)
wobei hd,ij(0) und hd,ij(1) Anzapfungskoeffizienten für das Sollsignal und hu,ij(0) und hu,ij(1) Anzapfungskoeffizienten für das Interferenzsignal darstellen.
Bei der praktischen Anwendung wird die vorliegende Erfindung von einem digitalen Signalprozessor, einem Mikroprozessor oder einer verdrahteten logischen Schaltung wie einem üblichen hochintegrierten Schaltkreis (LSI) ausgeführt; so dass die Anzapfungskoeffizientenvektoren für jeden Zustand in vielen Fällen in einer Speichervorrichtung gespeichert werden. Die Anzapfungskoeffizientenvektoren für jeden Zustand werden in der Trainingsperiode initialisiert und zwar unter Verwendung von Trainingssignalen für das Soll- und Interferenzsignal.
Wenn in Fig. 9 der Zweig (oder Weg) für den Übergang vom Zustand Sij(n - 1) zum Zustand Skl(n) bestimmt wird, werden die entsprechenden Komplexsymbol-Folgekandidatenvektoren Uij,kl(n) für das Soll- und Interferenzsignal einzeln bestimmt und können durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden.
Uij,klH(n) = [a(n - 1), a(n), b(n - 1), b(n)] = [Ci, Ck, Cj, Cl] (27)
Bei
AikH(n) = [a(n - 1), a(n)] (28)
BjlH(n) = [b(n - 1), b(n)] (29)
, die unter Verwendung der Elemente der Vektoren von Gleichung (27) ausgedrückt werden, handelt es sich um Komplexsymbol-Folgekandidatenvektoren für das Soll- und Interferenzsignal, die den Gleichungen (9) bzw. (11) entsprechen. Bei Ci und Ck handelt es sich um Komplexsymbole, die entsprechend dem Zustandsübergang des Sollsignals erhalten werden können, wohingegen es sich bei Cj und Cl um Komplexsymbole handelt, die entsprechend dem Übergangszustand des Interferenzsignals erhalten werden können. Wenn beispielsweise das Soll- und das Interferenzsignal mit dem QPSK-Modulationsschema moduliert werden, nehmen die Komplexsymbole Ci, Ck, Cj, und Cl jeder irgendeinen von vier Signalpunkten in einer komplexen Ebene an, die den Signalraum repräsentiert, das heißt (1/ 2, 1/ 2), (-1/ 2, 1/ 2), (-1/ 2, -1/ 2) und (1/ 2, -1/ 2) entsprechend den Werten i, k, j und l. Wenn verschiedene Arten von Modulationssystemen für das Sollsignal und das Interferenzsignal verwendet werden, nehmen die Komplexsymbole Ci, Ck, und Cj, Cl verschiedene Werte an. Wenn beispielsweise das QPSK- und das 16-QAM-Modulationssystem für das Sollsignal bzw. das Interferenzsignal verwendet werden, sind die I- und Q-Komponenten der Komplexsymbole Ci und Ck binär und die I- und Q-Komponenten des Komplexsymbols Cj und Cl quaternär.
Das Zweigmaß Λ[(Skl(n), Sij(n-1)] für den Zweig zum Übergang von dem Zustand Sij(n - 1) zum Zustand Skl(n) in Fig. 9 wird mit der folgenden Gleichung berechnet.
Λ[Skl(n), Sij(n - 1)] = - y(n) - ym(n) ² = - y(n) - Uij,klH(n)·Hij(n - 1) ² (30)
wobei H eine komplexe konjugierte Transposition angibt. In der obigen Gleichung repräsentiert ym(n) einen Schätzwert für ein empfangenes Signal für den m-ten Komplexsymbol-Folgekandidaten, wobei es sich bei m um eine ganze Zahl handelt, die einzeln durch k, l, i und j bestimmt wird.
Das Wegmaß wird erneuert, indem derjenige der Wege ausgewählt wird, der von entsprechenden Zuständen Sij(n - 1) zum Zeitpunkt (n - 1) auf entsprechende Zustände Skl(n) zum Zeitpunkt n zuläuft und der das längste Wegmaß besitzt, wobei folgende Gleichung verwendet wird.
J[Skl(n)] = MAX{Λ[Skl(n), Sij(n - 1)] + J[Sij (n - 1)]} (31)
wobei MAX den maximalen Wert in {} repräsentiert, wenn i von 0 bis M-1 und j von 0 bis M'-1 variiert wird.
In der Ausführungsform nach Fig. 9 ist M = M' = 4. In diesem Beispiel ist der überlebende Weg derjenige Weg zum Übergang zum Zustand Ski(n) über den Zustand Sij(n - 1), der i und j besitzt und die Gleichung (31) auf den Höchstwert bringt bzw. maximiert. In ähnlicher Weise wird ein (one) überlebender Weg für jeden Zustand zum Zeitpunkt n gewählt. Speziell wird die Auswahl des überlebenden Weges, der auf den Zustand S&sub1;&sub0;(n) zum Zeitpunkt nT in Fig. 9 zuläuft, getroffen, indem die Wegmaße berechnet werden, die den Wegen (in Fig. 9 in gestrichelten Linien dargestellt) zum Übergang von den 16 Zuständen S&sub0;&sub0; bis S&sub3;&sub3; zum Zeitpunkt (n - 1) zum Zustand S&sub1;&sub0;(n) entsprechen, und dann die auf diese Weise berechneten Werte zu den Wegmaßen der entsprechenden Zustände zum Zeitpunkt (n - 1)T zu neuen Wegmaßen addiert werden, und derjenige der Wege ausgewählt wird, dessen Wegmaß die maximale Wahrscheinlichkeit liefert.
Zu diesem Zeitpunkt wird der Anzapfungskoeffizientenvektor in jedem Zustand zum Zeitpunkt nT entlang des oben genannten überlebenden Weges erneuert. Wenn der Weg zum Übergang von dem Zustand Sij(n - 1) zum Zustand Skl(n) durch Gleichung (31) überlebt, wird der neue Anzapfungskoeffizientenvektor Hkl in dem Zustand Skl(n) berechnet, indem durch Verwendung eines Adaptionsalgorithmus der Anzapfungskoeffizientenvektor Hij(n - 1) des Zustands Sij(n - 1) zum Zeitpunkt (n - 1) erneuert wird. Das Adaptionsalgorithmus kann ein RLS- oder LMS-Algorithmus sein; dieses Beispiel wird in Verbindung mit dem Fall beschrieben, dass ein LMS-Algorithmus verwendet wird.
Wenn der Weg zum Übergang von dem Zustand Sij(n - 1) zu dem Zustand Ski(n) überlebt, wird der Anzapfungskoeffizientenvektor Hkl(n) des Zustandes Ski(n) durch folgende Gleichung ausgedrückt.
Hkl(n) = Hij(n - 1) + u&epsi;Uij,kl(n) (32)
wobei &epsi; ein Fehlersignal zum Zeitpunkt des Übergangs von dem Zustand Sij(n - 1) zum Zustand Skl(n) darstellt und u eine Schrittgröße einer kleinen realen Zahl (beispielsweise 0,1). Nimmt man an, dass in Fig. 9 der überlebende Weg für den Zustand S&sub0;&sub0; zum Zeitpunkt nT ein Weg ist, der durch den Viterbi-Algorithmus von dem Zustand S&sub2;&sub2; zum Zeitpunkt (n - 1)T herrührt, dann wird der neue Anzapfungskoeffizientenvektor H&sub0;&sub0;(n) zum Zeitpunkt nT berechnet, indem der Anzapfungskoeffizientenvektor H&sub2;&sub2;(n - 1) zum Zeitpunkt (n - 1)T mit dem Adaptionsalgorithmus erneuert wird. Somit wird der Anzapfungskoeffizientenvektor für jeden Zustand des Viterbi-Algorithmus' entlang des überlebenden Weges in realer Zeit erneuert und zwar durch Verwendung von Signalkandidaten und zeitgleich mit der Erneuerung des Wegmaßes; somit kann der Kanalparameter mit höherer Genauigkeit geschätzt werden als es bei einer Schätzung desselben auf Basis der verzögerten Entscheidungsergebnisse der Fall ist. Diese Technik ist für die Interferenzlöschvorrichtung unverzichtbar, die benötigt wird, um das Soll- und das Interferenzsignal mit hoher Genauigkeit zu schätzen, obwohl deren Phasen und Amplituden abrupten Veränderungen wie bei der mobilen Funkkommunikation unterliegen.
Die obige Ausführungsform nach Fig. 4 wurde derart beschrieben, dass Signalfolgen für das Soll- und Interferenzsignal mit den Maximum-Likelihood-Folgenschätzungeinrichtungen 42, 43 oder 46 geschätzt werden; es ist jedoch nicht immer notwendig, die Maximum-Likelihood-Folgenschätzung für beide Signale durchzuführen. In dem Zustandschätzteil 40, das in Fig. 10 gezeigt ist, wird die Maximum-Likelihood-Folgenschätzung allein für das Interferenzsignal durchgeführt und eine Symbol-zu-Symbol-Maximum-Likelihood-Entscheidung durch eine Sollsignal-Maximum-Likelihood- Schätzeinrichtung an jedem Punkt für das Sollsignal getroffen. Alternativ dazu wird, wie in Fig. 11 gezeigt, die Maximum-Likelihood-Folgenschätzung nur für das Sollsignal durchgeführt und eine Symbol-zu-Symbol-Maximum-Likelihood-Entscheidung durch eine Interferenzsignal-Maximum- Likelihood-Schätzeinrichtung 48 für das Interferenzsignal getroffen. Es ist ebenso möglich, ein Schema wie in Fig. 12 dargestellt zu verwenden, bei dem weder für das Sollsignal noch für das Interferenzsignal eine Maximum-Likelihood-Folgenschätzung durchgeführt wird, sondern anstatt dessen für beide Signale durch die Maximum-Likelihood-Schätzeinrichtungen 47 und 48 zu jedem Zeitpunkt eine Symbol-zu-Symbol-Maximum-Likelihoodentscheidung getroffen wird. Die Anzahl an benötigten Verarbeitungsschritten kann reduziert werden, indem an jedem Punkt eine Symbol-zu- Symbol-Maximum-Likelihood-Entscheidung getroffen wird, anstatt, wie oben beschrieben, eine Maximum-Likelihood-Foigenschätzung durchzuführen.
Als Nächstes wird in Bezug auf das in Fig. 13 gezeigte Trellis-Diagramm eine konkrete Beschreibung der Arbeitsvorgänge geliefert, die in dem Beispiel nach Fig. 4 ausgeführt werden, das eine Maximum-Likelihood-Folgenschätzung für das Sollsignal durchführt und eine Symbol-zu-Symbol- Maximum-Likelihood-Entscheidung an jedem Punkt für das Interferenzsignal trifft.
In dem Trellis-Diagramm von Fig. 13 sind 16 Zustände in vier Gruppen Si(i = 0, 1, 2, 3) entsprechend dem Zustand des Sollsignals, wie nachstehend gezeigt, aufgeteilt.
Si = {Sij} (j = 0, 1, 2, 3) (33)
Die Anzahl von Zweigmaßen, die zwischen den entsprechenden Gruppen zu berechnen sind, ist auf eins begrenzt. Das heißt, das Zweigmaß Λ[Sr(n), S. (n-1)] für den Übergang von der Gruppe Si(n - 1) zum Zeitpunkt (n - 1)T zu der Gruppe Si'(n) zum Zeitpunkt nT ist folgendermaßen definiert:
Λ[Si'(n), Si(n - 1)] = maxj'{Λ[Si'j'(n), Sij(n -1)]} (34)
Hier repräsentiert Λ[Si'j'(n), Sij(n - 1)] das Zweigmaß für den Übergang von dem Zustand Sij zum Zeitpunkt (n - 1) zum Zustand Si'j' zum Zeitpunkt nT und maxj' {} den maximalen Wert von {}, wenn j' von 0 bis 3 gewechselt wird. Das j', das diesen maximalen Wert liefert, ist die Zustandszahl des Interferenzsignals zum Zeitpunkt nT. Da die Symbol-zu-Symbol-Maximum-Likelihood-Entscheidung somit einzig für den Zustand des Interferenzsignals an jedem Punkt getroffen wird, kann ein bereits entschiedener Wert als die Zustandszahl j des Interferenzsignals zum Zeitpunkt (n - 1)T in Gleichung (34) verwendet werden.
Die Erneuerung des Wegmaßes erfolgt für den Weg des Übergangs zwischen den entsprechenden Gruppen. Das Wegmaß J[Si'(n)] des überlebenden Weges der Gruppe Si'(n) zum Zeitpunkt nT wird für i = 0, 1, 2, 3 durch die folgende Gleichung erneuert:
J [Si'(n) = maxi{Λ[Si'(n), Si(n - 1)] + J(Si(n - 1) (35)
wobei J[S(n)] das Wegmaß des überlebenden Weges der Gruppe Si(n) zum Zeitpunkt (n - 1)T repräsentiert. Zu diesem Zeitpunkt wird der Zustand i des Sollsignals zum Zeitpunkt (n - 1)T für den Übergang zur Gruppe Si'(n) zum Zeitpunkt nT bestimmt.
Werden beide Signale, das Soll- und das Interferenzsignal, betrachtet, beträgt die Anzahl von zu betrachtenden Zuständen 16. Da jedoch die Interferenzsignal-Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung durch die Maximum-Likelihood-Entscheidungsvorrichtung 48, wie in Fig. 11 dargestellt, ersetzt wurde, und da der Zustandsübergang für jede Gruppe Sj des gleichen Sollsignalzustandes stattfindet, wird die Anzahl von zu betrachtenden überlebenden Wegen auf 4 reduziert, die die gleiche ist wie in dem Fall des Trellis für das Sollsignal allein. Darüber hinaus beträgt die Anzahl von Sätzen von Anzapfungskoeffizienten der Transversalfilter 11 und 21, die für jeden Zustandsübergang vorbereitet werden, vier, denn die Sätze von Anzapfungskoeffizientenvektoren müssen lediglich für jede Gruppe S. vorbereitet werden, die entsprechend dem Zustandsübergang des Sollsignals klassifiziert ist. Daher wird die Anzahl von zu berechnenden Wegmaßen und die Anzahl. von Sätzen von Anzapfungskoeffizienten, die zu erneuern sind, reduziert - dies erlaubt eine wesentliche Reduzierung der Anzahl von damit verbundenen Verarbeitungsschritten.
Der Anzapfungskoeffizient wird unter Verwendung der Sollsignalfolge und der Interferenzsignalfolge aus dem Zustandsschätzteil 40 und dem Fehlerschätzteil erneuert nachdem der Weg zum Übergang von dem Zustand zum Zeitpunkt (n - 1)T zum Zustand zum Zeitpunkt nT in der Maximum-Likelihood- Folgenschätzeinrichtung 42 bestimmt wurde. Die Erneuerung findet entlang eines überlebenden Weges für eine Vielzahl von Anzapfungskoeffizientenvektoren statt, die für jeden Zustand vorbereitet werden. Darüber hinaus wird diese Erneuerung für jeden Übergangszustand durch den RLS-, LMS- oder ähnlichen Adaptionsalgorithmus durchgeführt, so dass das Quadrat &epsi; ² des Schätzfehlersignals klein wird. Daher handelt es sich bei dem auf diese Weise erneuerten Anzapfungskoeffizienten um einen, der die Impulsantworten der Kanäle für das Soll- und Interferenzsignal zum augenblicklichen Zeitpunkt widerspiegelt; daher kann eine exzellente Empfangseigenschaft auch in einem Fall erreicht werden, bei welchem sich die Kanäle aufgrund des Fadings, wie bei der mobilen Funkkommunikation zeitlich, schnell verändern. Wenn die Kanalveränderungen durch Fading relativ gering sind, wie im Falle von tragbaren Funktelefonen, ist der Einfluss der Verzögerung bei der Kanalschätzung nicht groß, und somit kann der Anzapfungskoeffizient unter Verwendung der Signalfolgen erneuert werden, die durch das Zustandschätzteil entschieden werden.
Die vorliegende Erfindung kann ebenso beispielsweise eine Konfiguration verwenden, bei welcher: (1) ein Empfangssignal-Abtastwert verwendet wird, der erhalten wird durch Abtasten des empfangenen Signals in kürzeren Intervallen als es dem Signalsymbolintervall T entspricht; (2) Fraktionalintervall-Transversalfilter, in welchen Anzapfungskoeffizienten mit der Abtastperiode gesetzt werden, werden in den Interferenzsignal- und Sollsignal-Schätzteilen 20 und 10 bereitgestellt, wovon jedes eine Verzögerungsstufe derselben Verzögerung besitzt wie es dem Abtastintervall entspricht; und (3) ein Zustandschätzteil, das eine Sendesignalabtastwertfolge einer Abtastperiode, die kleiner ist als die Symbolintervalle, die erhalten wird, indem auf der Zeitachse Komplexsymbol-Folgekandidaten interpoliert werden, die Sollsignal- und Interferenzsignal-Folgekandidaten entsprechen, die mit der Signalsymbolperiode ausgegeben werden. Diese Konfiguration kann eine Verschlechterung effektiv verhindern, die durch ein unterschiedliches Timing der Uhren oder Signalrahmen es Sollsignals und Interferenzsignals verursacht wird.
Bei der Ausführungsform nach Fig. 4 sind die Schalter 61 und 62 auf den Ausgangsseiten der Modulationssignal-Erzeugungsteile 44 und 45 bereitgestellt, Trainingssignale werden in den Registern 63 und 64 als Komplexsymbolfolgen, die durch die Symbolfolgen moduliert sind, bereitgehalten und während der Trainingsperiode für das empfangene Burst-Signal werden die Trainingssignale in die Transversalfilter 11 und 21 und in das Anzapfungskoeffizienten-Steuerteil 51 eingespeist; wie jedoch in Fig. 14 gezeigt, können die Schalter 61 und 62 ebenso zwischen dem Maximum-Likelihood-Folgenschätzteil und den Modulationssignal-Erzeugungsteilen 44 bzw. 45 bereitgestellt sein. In diesem Fall werden zur Modulation Trainingssymbolfolgen in den Registern bereitgestellt und während der Trainingsperiode werden diese zu den Modulationssignal-Erzeugungsteilen 44 und 45 geleitet. Übrigens verwendet die Ausführungsform nach Fig. 14 eine Viterbi- Algorithmus-Schaltung 46 anstatt der beiden Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtungen 42 und 43, die in Fig. 4 dargestellt sind.
Die Trainingssignalregister 43 und 46 geben Trainingsmuster digitaler Symbolfolgen aus, die die gleichen sind wie die Trainingssignale des Soll- bzw. Interferenzsignals. Der Schalter 61 wählt während der Zeitdauer des Empfangs des Trainingssignals der Sollwelle in dem empfangenen Burst- Signal das Sollwellen-Trainingsmuster aus dem Register 63 aus und wählt während der Zeitdauer des Empfangs des Datensignals, das dem Datensignal folgt, die digitale Signalfolge aus, die dem Zustandsübergang der Sollwelle entspricht, die von der Viterbi-Algorithmus-Schaltung 46 ausgegeben wird. In ähnlicher Weise wählt der Schalter 62 das Interferenzwellen-Trainingsmuster aus dem Register 64 während der Interferenzwellen-Trainingssignal-Empfangszeitdauer aus und wählt während dem Datensignal-Empfangszeitraum, der dem Trainingssignal-Empfangszeitraum folgt, die digitale Signalfolge aus, die dem Zustandsübergang der Interferenzwelle entspricht, die von der Viterbi-Algorithmus-Schaltung 46 ausgegeben wird. Bei den Modulationssignal-Erzeugungsteilen 44 und 45 handelt es sich jeweils um Basisband-Modulationsschaltungen, dis das eingegebenen Digitalsignal in Übereinstimmung mit dem Modulationssystem der empfangenen Welle zu einer Komplexsymbolfolge modulieren. In dem Datensignalabschnitt empfangen die Modulationssignal- Erzeugungsteile 44 und 45 die Ausgabesignale der Schalter 61 und 62 und geben Komplexsymbol- Folgekandidaten der Soll- und Interferenzwelle aus. Das Kanalparameter-Schätzteil 50 schätzt Kanalimpulsantworten auf Basis des Schätzfehlers aus der Subtrahierschaltung 32, der Komplexsymbol-Folgekandidaten {am(n - Ld), am(n - Ld + 1), ..., am(n)} und {bm(n - Lu), bm(n - Lu + 1), ..., bm(n)} der Soll- und Interferenzwellen aus den Modulationssignal-Erzeugungsteilen 44 und 45 und der Zustandsschätzinformationen aus der Viterbi-Algorithmus-Schaltung 46, und bestimmt die Kanalimpulsantwort-Schätzwerte für die Soll- und Interferenzwelle als die Anzapfungskoeffizientenvektoren der Transversalfilter in dem Sollsignal-Schätzteil 10 bzw. dem Interferenzsignal-Schätzteil 20.
Verschiedene Kanalimpulsantwort-Schätzmethoden werden für die Trainings- und Datensignalperioden des Burst-Signals verwendet. Bei der Impulsantwortschätzung während der Trainingssignalperiodle werden die Schalter 61 und 62 in Fig. 14 jeweils mit den Trainingsmusterregistern 63 bzw. 64 verbunden, von denen aus die Trainingsmuster zu den Modulationssignal-Erzeugungsteilen 44 und 45 geliefert werden. Dem Kanalparameter-Schätzteil 50 werden die Komplexsymbolfolgen, die den Sollwellen- und Interferenzwellen-Trainingsmustern entsprechen, und der Schätzfehler zugeführt; es erneuert die Sollsignal- und Interferenzsignal-Kanalimpulsantwort-Schätzwerte durch Verwendung beispielsweise einer sukzessiven Methode der kleinsten Quadrate (successive least squares method) (Haykin Adaptive Filter Theory, 1986, Prentice-Hall), so dass der Schätzfehler minimal wird. Bei der Schätzung der Kanalimpulsantwort während der Datensignalperiode, sind die Schalter 61 und 62 mit der Ausgabeseite der Viterbi-Algorithmus-Schaltung 46 verbunden, um Übergangszustands-Folgekandidaten für das Soll- und das Interferenzsignal zu verwenden. Die Anzahl der Übergangszustands-Folgekandidaten ist gleich mit der Anzahl der Zustandsübergänge und der Schätzfehler differiert mit den Kandidaten. In diesem Fall ist es möglich zu verwenden: (i) ein Verfahren, das die Kanalschätzung für die Signalfolge durchführt, die durch den Viterbi-Algorithmus entschieden wurde, (ii) ein Verfahren, das die Kanalschätzung für den Komplexsymbol-Folgekandidaten durchführt, der zu jedem Zeitpunkt die maximale Wahrscheinlichkeit liefert, und (iii) ein Verfahren, das die Kanalschätzung für jeden überlebenden Weg jedes Zustands des Viterbi- Algorithmus durchführt. Die Verfahren (i) und (ii) verwenden den gleichen Kanalimpulsantwort- Schätzwert für die Komplexsymbol-Folgekandidaten, die dem Zustandsübergang entsprechen. Das Verfahren (iii) verwendet die gleiche Kanalimpulsantwort für die Zustandsübergänge, die von dem gleichen Zustand abzweigen, jedoch für Zustandsübergänge, die von verschiedenen Zuständen abzweigen, Kanalimpulsantworten, die denen jeweils entsprechen. Das Verfahren (iii) umfasst eine größere Anzahl von Verarbeitungsschritten als die Verfahren (i) und (ii), aber weist eine höhere Genauigkeit bei der Kanalschätzung auf.
Darüber hinaus ist es möglich, in der Trainingssignalperiode den RLS-Algorithmus zu verwenden, der eine schnelle Konvergenz der Kanalimpulsantwort-Schätzwerte ermöglicht, und in der Datenempfangsperiode den LMS- oder einen ähnlichen Algorithmus, der eine geringe Anzahl von Verarbeitungsschritten benötigt.
Fig. 15 veranschaulicht eine weitere Ausführungsform, die eine andere Konfiguration des Zustandsschätzteiles 40 verwendet. Die Ausführungsform nach Fig. 15 verwendet einen inversen Filter 411 und eine Symbolentscheidungseinheit 412 als Mittel zur Erzeugung von Komplexsymbol- Folgekandidaten für das Interferenzsignal in dem Zustandsschätzteil 40. Diese Ausführungsform wird im Hinblick auf den Fall beschrieben, dass die Symbol-zu-Symbol-Entscheidung für den Zustand des Interferenzsignals zu jedem Zeitpunkt getroffen wird. Als Modulationssystem wird das QPSK-System verwendet, es können jedoch auch andere Modulationssysteme verwendet werden.
Diese Ausführungsform unterscheidet sich von den oben beschriebenen Ausführungsformen bezüglich der Interferenzsignal-Schätzmethode. Bei der Ausführungsform, die eine Maximum- Likelihood-Entscheidung anstelle der Maximum-Likelihood-Folgenschätzung trifft, die für die vorstehend beschriebenen Ausführungsformen verwendet wurde, werden die Interferenzsignal- Folgekandidaten, die für das Interferenzsignal in den Transversalfilter 21 eingegeben wurden, der Reihe nach aus diesem in Übereinstimmung mit dem Zustandsübergang des Interferenzsignals ausgegeben. Und geschätzte empfangene Interferenzsignale werden für alle Kandidaten erzeugt und die Likelihood-Entscheidung für diese getroffen, wobei eine Symbol-zu-Symbol-Entscheidung erfolgt. Bei dem QPSK-System werden vier Kandidaten für den Signalzustand zum augenblicklichen Zeitpunkt nT betrachtet. Bei der Ausführungsform, die die Likelihood-Entscheidung umfasst, werden die Signalzustände zu den vorhergehenden Zeitpunkten (n - 1)T, (n - 2)T, ..., (n - Lu)T (wobei es sich bei Lu um eine ganze Zahl handelt, die durch den Verzögerungsumfang der betrachteten Verzögerungswelle bestimmt wird) bereits durch die Symbol-zu-Symbol-Likelihood-Entscheidung zu jedem Zeitpunkt bestimmt; daher wird das Zweigmaß für jeden der vier Kandidaten berechnet und die Symbol-zu-Symbol-Entscheidung in Form des Zweigmaßes getroffen.
Im Gegensatz zu Obigem wird entsprechend dem Verfahren gemäß der Ausführungsform nach Fig. 15, die das inverse Filter 411 verwendet, ein geschätztes empfangenes Interferenzsignal (eine verzögerte Wellenkomponente des Interferenzsignals), das die Komponente, die dem augenblicklichen Symbol des Interferenzsignals zum Zeitpunkt nT entspricht, nicht enthält, durch den Transversalfilter 21 erzeugt; dieses Signal und das geschätzte empfangene Sollsignal werden von der Subtrahiereinrichtung 31 von dem empfangenen Signal y(n) subtrahiert, um das Schätzfehlersignal s zu erhalten. Das geschätzte empfangene Interferenzsignal, das die Komponente, die dem augenblicklichen Symbol des Interferenzsignals zum Zeitpunkt nT entspricht, nicht enthält, kann erzeugt werden durch Verwendung der Symbolfolge, die zu einem vorherigen Zeitpunkt für die Interferenzsignalfolge entschieden und bestimmt wurde, und des Anzapfungskoeffizienten des Transversalfilters 21, der dem vorherigen Zeitpunkt entspricht. Da das geschätzte empfangene Sollsignal ebenfalls von der Subtrahiereinrichtung 31 subtrahiert wurde, besteht das Schätzfehlersignal aus der Interferenzsignalkomponente, die dem augenblicklichen Symbol zum Zeitpunkt nT entspricht, und aus Geräuschen. Dieses Schätzfehlersignal wird dem inversen Filter 411 zugeführt, um die Verzerrung des Kanals zu kompensieren. Das inverse Filter 411 ist ein Filter mit einer Anzapfung, das von dem Anzapfungskoeffizienten-Steuerteil 51 den Anzapfungskoeffizienten der Anzapfung erhält, die dem Zeitpunkt nT entspricht, und das sein Inverses bzw. seinen Kehrwert als komplexen Anzapfungskoeffizienten besitzt. Daher ist der Ausgabewert von dem inversen Filter 411 ein Schätzwert des Komplexsymbols des zum Zeitpunkt nT gesendeten Interferenzsignals. Dieser Schätzwert wird durch die Symbolentscheidungseinheit 412 einer Symbol-zu-Symbol-Entscheidung unterworfen, um das zum Zeitpunkt nT gesendete Symbol zu schätzen.
Als Nächstes wird das auf diese Weise erhaltene Symbol des Interferenzsignals zum Zeitpunkt nT verwendet, um mit dem Transversalfilter 21 ein geschätztes empfangenes Interferenzsignal zu erzeugen, das die Komponente, die dem Zustand des Interferenzsignals zum Zeitpunkt nT entspricht, enthält; dieses geschätzte empfangene Interferenzsignal und das geschätzte empfangene Sollsignal werden mit der Subtrahiereinrichtung 31 von dem empfangenen Signal y(n) subtrahiert, um ein neues Schätzfehlersignal 6 zu erzeugen. Dieser Schätzfehler besitzt keine Interferenzsignalkomponente und besteht lediglich aus einer Geräuschkomponente. Für das Sollsignal wird von diesem Schätzfehlersignal ein Likelihoodsignal durch das Likelihood-Berechnungsteil 41 abgeleitet und eine Maximum-Likelihood-Folgenentscheidung getroffen. Der Anzapfungskoeffizient wird durch den Adaptionsalgorithmus für jeden Zustand der Sollsignal-Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung 412 erneuert, wobei die Interferenzsignalfolge, die durch die Entscheidung erhalten wird, verwendet wird.
Dieses Verfahren erlaubt eine Reduzierung der Anzahl von Signalverarbeitungsschritten im Vergleich mit derjenigen, die von der Ausführungsform benötigt wird, die die Wahrscheinlichkeit für die vier Kandidaten erhält und die Maximum-Likelihood-Entscheidung für diese trifft. In gleicher Weise kann diese Ausführungsform modifiziert werden, so dass eine Maximum-Likelihood-Folgenschätzung für das Interferenzsignal durchgeführt wird und eine Symbol-zu-Symbol-Entscheidung durch den inversen Filter und die Symbolentscheidungseinheit für das Sollsignal getroffen wird.
In den Ausführungsformen nach Fig. 4 und 14 werden die Trainingssignale der Soll- und Interferenzwelle verwendet, um die Anzapfungskoeffizienten der Transversalfilter 11 und 21 zu bestimmen; bei der digitalen mobilen Kommunikation ist oft nicht bekannt, aus welcher Zone die Interferenzwelle kommt, und daher ist das Trainingssignal für die Interferenzwelle in vielen Fällen unbekannt. Des Weiteren kann das Signal manchmal mit einer Burst-Signalstruktur gesendet werden, die das Trainingssignal nicht verwendet. Wenn die Interferenzwelle aus einer entfernten (remote) Zone stammt, das Sollsignal und das Interferenzsignal zusehends verschieden bezüglich ihren zeitlichen Rahmenbedingungen sind, in welchem Falle es manchmal unmöglich, ist, das Training mit dem Trainingssignal des Interferenzsignals durchzuführen. In einem solchen Fall ist es notwendig, den Kanalparameter für die Interferenzwelle durch Training mit dem Signal der Datensignalperiode der Interferenzwelle zu schätzen. In dem obigen Fall sind jedoch die Empfänger der Ausführungsformen nach Fig. 4 und 14 entsprechend der vorliegenden Erfindung manchmal unbrauchbar, denn sie arbeiten nicht, wenn nicht das Interferenzwellen-Trainingssignal als auch das Sollwellen-Trainingssignal vorbekannt sind.
In Fig. 16 ist eine modifizierte Form der Ausführungsform nach Fig. 14 gezeigt, die als Lösung zu dem oben genannten Problem gedacht ist, wobei die Teile, die denjenigen in Fig. 14 entsprechen, mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind. Nun wird angenommen, dass das Sollwellen- Trainingssignal bekannt ist, wohingegen das Interferenzwellen-Trainingssignal unbekannt ist. Diese Ausführungsform unterscheidet sich von derjenigen nach Fig. 14 dadurch, dass der Schalter 62 und das Trainingsmusterregister 64 von Fig. 14 weggelassen wurden und dass die Maximum- Likelihood-Folgenschätz-Viterbialgorithmus-Schaltung 46 direkt mit dem Modulationssignal- Erzeugungsteil 45 verbunden ist. Ein Unterschied in der Verarbeitung besteht in der Kanalschätzung in der Sollwellen-Trainingssignalperiode. Dies wird im Folgenden beschrieben.
Wenn die Mobilstation mit der Basisstation kommuniziert, während sie sich bewegt, ändert sich die Kanalimpulsantwort jeden Moment aufgrund des Fadings. Daher ist es notwendig, die Kanalschätzung schnell anzunähern. Zu diesem Zweck erfolgt die Kanalschätzung unter Verwendung des bekannten Trainingssignals; jedoch ist das Sollwellen-Trainingssignal bekannt, wohingegen das Interferenzwellen-Trainingssignal nicht bekannt ist. Dann wird für das Interferenzwellen-Trainingssignal eine Signalentscheidung auf Basis der Zustandsschätzung durch den Viterbi-Algorithmus getroffen. Wie durch {bm(n - 1), bm(n - 2), ..., bm(n - Lex)} ausgedrückt, besteht im Unterschied zum Fall von Fig. 14 der Zustand des Viterbi-Algorithmus alleinig aus Komplexsymbolen der Interferenzwelle, und dadurch, dass die Anzahl von Symbolen Lex größer gewählt wird als die Anzahl von verzögerten Symbolen (das heißt die Anzahl der Verzögerungsstufen) Lu, die in dem Transversalfilter 21 zu betrachten sind, wird die Anzahl von möglichen Zuständen erhöht.
Die Verzögerungszeit der zu betrachtenden Verzögerungswelle beträgt wie bei den oben beschriebenen Ausführungsformen etwa höchstens eine Periode von einem oder zwei Symbolen. Daher wird die Anzahl von Verzögerungsstufen Ld und Lu der Transversalfilter 11 und 21 beispielsweise ebenfalls zu 1 gewählt. Nimmt man an, dass die Länge des Trainingssignals, das mit dem Burst- Signal gesendet wird beispielsweise etwa 10-symbolig ist, erfolgen eine Erneuerung des Anzapfungskoeffizienten und die Maximum-Likelihood-Schätzung für alle Interferenzsignal-Folgekandidaten, die in der Trainingsperiode mit der 10-symboligen Länge erzeugt werden können, und der Anzapfungskoeffizientenvektor, der dem Weg der höchsten Wahrscheinlichkeit entspricht, wird als die Kanalimpulsantwort betrachtet, die unter Verwendung des Trainingssignals geschätzt wird, obwohl auf das aktuelle Interferenzwellen-Trainingssignal nicht Bezug genommen wird. Diesmal werden im Falle des BPSK-Modulationssystem 2¹&sup0; = 1024 Wege benötigt, das heißt die Likelihood- (Wegmaß)-Berechnung und die Erneuerung des Anzapfungskoeffizienten müssen für 1024 Interferenzsignal-Folgekandidaten ausgeführt werden. In der praktischen Anwendung muss die Länge der Symbolfolge für die Maximum-Folgekandidaten-Schätzung nicht der Länge der Symbolfolge der Trainingsmusters angeglichen werden; die Länge Lex des Symbolfolgekandidaten muss nur so groß gewählt werden, dass die Wahrscheinlichkeit, dass das korrekte Trainingsmuster detektiert wurde (das heißt der angenährte Schätzwert der Impulsantwort) höher ist als ein vorbestimmter Wert. Beispielsweise Lex = 2 Lu. Für eine Signalübertragung mit einer Rate von etwa 40 Kb/s muss die benötigte Anzahl von Anzapfungen des Transversalfilters lediglich wenige betragen (beispielsweise zwei Anzapfungen); daher kann die Trainingslänge, die zur Abschätzung des Kanalparameters für das Interferenzsignal notwendig ist, die zweifache Anzahl der Anzapfungen, beispielsweise viersymbolig oder ähnlich, betragen. Somit kann die korrekte Kanalimpulsantwort für das Interferenzsignal erhalten werden, indem die Anzahl von Zuständen der Interferenzwelle bis zu einem gewissen Umfang erhöht wird und die Zustände des Übergangs der Interferenzwelle über mehrere Symbole in der Vergangenheit individuell observiert werden.
Aus Sicht des Obigen wird bei dieser Ausführungsform die Länge des Symbolfolgekandidaten, für die die Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung 46 individuelle Angaben von erhöhten Zustandsübergängen der Interferenzwelle in dem Trellis-Diagramm in der Trainingssignal-Empfangsperiode liefern darf, auf eine Lex-Symbol-Zeit festgesetzt, die länger ist als eine Lu-Symbol- Zeit. Dann wird der Symbolfolgekandidat mit dem kleinsten Fehler (das heißt mit der höchsten Wahrscheinlichkeit) gewählt und als das Interferenzwellen-Trainingsmuster betrachtet, und der Anzapfungskoeffizientenvektor, der zu diesem Zeitpunkt erhalten wird, wird als ein Anzapfungskoeffizientenvektor verwendet, der durch Training angenähert wurde. Somit wird die Länge Lex des Symbolfolgekandidaten, der individuell observiert werden kann, bis zu einem Umfang bestimmt, so dass die Wahrscheinlichkeit des Symbolfolgekandidaten mit der höchsten Wahrscheinlichkeit, die dem korrekten Trainingsmuster entspricht, ausreichend hoch ist. In dieser Ausführungsform ist Lex = 2. Nun wird diese Ausführungsform in Verbindung mit einem BPSK-Übertragungssystem, wie es in Fig. 16A gezeigt ist, beschrieben. Fig. 168 ist ein Trellis-Diagramm. Bei diesem Beispiel ist die Anzahl von Zuständen der Interferenzwelle erhöht und kann bis zu einer 2-Symbol-Zeit mit einem Zustand unterschieden werden. Mit Bezug auf Fig. 16 wird zunächst hauptsächlich der Signalfluß beschrieben. Die Anzahl von Verzögerungsstufen des Transversalfilters in dem Sollsignal-Schätzteil 10 und des Transversalfilters in dem Interferenzsignal-Schätzteil 10 wird beispielsweise auf Ld = Lu = 1 festgesetzt. In der Trainingssignal-Empfangsperiode wird ein gesendeter Folgekandidat des Interferenzsignals, das einem erweiterten Übergangszustand entspricht, von der Viterbi-Algorithmus- Schaltung 46 ausgegeben. Der gesendete Interferenzsignal-Folgekandidat wird durch das Modulationssignal-Erzeugungsteil 45 zu dem entsprechenden Komplexsymbol-Folgekandidaten konvertiert. Der auf diese Weise konvertierte Komplexsymbol-Folgekandidat wird zu dem Transversalfilter in dem Interferenzsignal-Schätzteil 20 geführt. Zu diesem Zeitpunkt wird das Sollwellen-Trainingssignal in das Modulationssignal-Erzeugungsteil 44 über den Schalter 61 eingespeist, der mit der Seite des Trainingsmusterregisters 63 verbunden ist. Dann wird die Komplexsymbolfolge, die dem Sollwellen- Trainingssignal entspricht, dem Transversalfilter in dem Sollsignal-Schätzteil 10 zugeführt. Das geschätzte Sollsignal aus dem Sollsignal-Schätzteil 10 und das geschätzte Interferenzsignal aus dem Interferenzsignal-Schätzteil 20 werden durch die Addiereinrichtung 31 addiert, um einen geschätzten Wert ym(n) des empfangenen Signals zu liefern. In der Subtrahiereinrichtung 32 wird der Empfangssignal-Schätzwert ym(n) von dem empfangenen Signal y(n) subtrahiert, um den Schätzfehler &epsi; bereitzustellen.
Das Kanalparameter-Schätzteil 50 führt die Kanalschätzung durch auf Basis der Komplexsymbolfolge, die dem Sollwellen-Trainingssignal aus dem Modulationssignal-Erzeugungsteil 44 entspricht, des Interferenzwellen-Komplexsymbol-Folgekandidaten aus dem Modulationssignal-Erzeugungsteil 45, des Schätzfehlers aus der Subtrahiereinrichtung 32 und der Zustandsschätzinformation aus der Viterbi-Algorithmus-Schaltung 46. Die Kanalschätzung wird parallel zu der Zustandsschätzung für die Interferenzwelle und für jeden überlebenden Weg des Viterbi-Algorithmus durchgeführt. In Übereinstimmung mit dem überlebenden Weg, in den der Interferenzwellen-Komplexsymbol- Folgekandidat aus dem Modulationssignal-Erzeugungsteil 45 abzweigt, legt das Kanalparameter- Schätzteil 50 in dem Sollsignal-Schätzteil 10 und dem Interferenzsignal-Schätzteil 20 Kanalimpulsantwort-Schätzwerte für das Soll- und Interferenzsignal fest, die dem betreffenden überlebenden Weg entsprechen. Die vorstehend beschriebenen Arbeitsvorgänge werden wiederholt. Für das letzte Symbol in der Trainingssignalperiode wird der Kanalimpulsantwort-Schätzwert, der dem Weg entspricht, der die maximale Wahrscheinlichkeit zu diesem Zeitpunkt liefert, ausgewählt, d. h. der Interferenzwellen-Komplexsymbol-Folgekandidat der maximalen Wahrscheinlichkeit zu diesem Zeitpunkt, und in jedem der Sollsignal- und Interferenzsignal-Schätzteile 10 und 20 festgelegt, womit die oben genannten Arbeitsvorgänge abgeschlossen werden. Übrigens wird in der Datensignalperiode die Zustandsschätzung mit dem Viterbi-Algorithmus ausgeführt, um die Signalentscheidung zu treffen.
Mit dem Trellis-Diagramm von Fig. 16B wird nun die Initialisierung des Anzapfungskoeffizienten in Verbindung mit dem Fall beschrieben, dass eine Interferenzwelle vorliegt. Ebenso wird in der Trainingsperiode für die Interferenzwelle ein überlebender Weg für jeden Zustand durch den Viterbi- Algorithmus in Übereinstimmung mit dem Trellis-Diagramm von Fig. 16B ausgewählt. Darüber hinaus existiert der Anzapfungskoeffizient für jeden Zustand und, wie vorstehend bereits beschrieben, wird jeder Anzapfungskoeffizient entlang des überlebenden Weges für jeden Zustand erneuert. In Fig. 16B bezeichnet Hij(k) den Anzapfungskoeffizientenvektor in dem Zustand Sij zum Zeitpunkt kT. Zur Vereinfachung der Beschreibung wird angenommen, dass die überlebenden Wege für den Übergang von Zuständen vom Zeitpunkt kT zum Zeitpunkt (k + 1)T beispielsweise Wege sind, die mit durchgezogenen Linien angegeben sind. Darüber hinaus wird angenommen, dass der Zeitpunkt des Abschlusses des Sollsignaltrainings (k + 1)T ist und dass der Weg, der das maximale Wegmaß (d. h. die maximale Wahrscheinlichkeit) bis zum Zeitpunkt (k + 1)T liefert, der mit durchgezogener Linie gekennzeichnete Weg ist, der auf einen Zustand S&sub0;&sub1;(k + 1) zuläuft. Entsprechend der vorliegenden Erfindung wird der Anzapfungskoeffizientenvektor H&sub0;&sub1;(k + 1), der dem Zustand S&sub0;&sub1;(k + 1) entspricht, zu einem geschätzten Wert der Kanalimpulsantwort. Zu diesem Zeitpunkt wird der Anzapfungskoeffizient H&sub0;&sub1;(k + 1) zu dem Anzapfungskoeffizientenvektor nach Abschluss des Trainings, wobei als die Trainingssignalfolge für das Interferenzsignal der Komplexsymbol-Folgekandidat angesehen wird, der dem Weg des Übergangs zu dem Zustand S&sub0;&sub1;(k + 1) über den Zustand S&sub1;&sub0;(k) entspricht. In diesem Beispiel kann der geschätzte Wert der Kanalimpulsantwort als mit der drei-symboligen Trainingslänge zusammenlaufend angesehen werden.
Die bisher beschriebenen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können ebenso angewandt werden, wenn sich die Trägerfrequenz der Interferenzwelle von der Trägerfrequenz der Sollwelle unterscheidet; in diesem Fall muss das Interferenzsignal-Schätzteil 20 lediglich, wie in Fig. 17 gezeigt, modifiziert werden. Bei der dargestellten Konfiguration wird der eingegebene Komplexsymbol-Folgekandidat von einem Anschluss 20A in dem Transversalfilter 21 einer Faltungsoperation mit einem Anzapfungskoeffizientenvektor W unterzogen, der über einen Anschluss 20B eingegeben wird, und das Ergebnis der Operation in einer komplexen Multipliziereinrichtung 22 mit in exp(j2πΔfnnT) multipliziert, wodurch eine Rotation geliefert wird, die der Differenz der Trägermittenfrequenz Δfc (carrier center frequency difference) zwischen der Interferenz- und Sollwelle entspricht. Bei einem mobilen Funkkommunikationssystem kann manchmal eine Co-Kanal-Interferenzwelle empfangen werden, da eine begrenzte Anzahl von Frequenzkanälen wiederholt einer großen Anzahl von Zonen zugewiesen werden. In einem solchen Fall wird eine leichte Verschiebung der Frequenzen für den gleichen Frequenzkanal, die verschiedenen Zonen zugewiesen sind, die Korrelation des Fadings von Kanälen reduzieren, die die mobile Station erreichen; daher wird die Verwendung der Konfiguration nach Fig. 17 ein Auslöschen der Interferenzsignale erleichtern. Selbstverständlich muss die komplexe Multipliziereinrichtung 22 nicht immer an der Ausgabeseite des Transversalfilters 21 bereitgestellt sein, sie kann auch, was nicht dargestellt ist, an der Ausgabeseite des Transversalfilters 11 oder an der Ausgabeseite von jeder von ihnen angeordnet sein.
Darüber hinaus ist diese Ausführungsform auch dafür gestaltet, einen Frequenz-Versatz(Offset) Δf zu kompensieren, der die Differenz zwischen der sendenden Trägermittenfrequenz und der empfangenen Trägermittenfrequenz des Empfängers darstellt, und in welche das Ausgabesignal von der komplexen Multipliziereinheit 22 mit exp(j2πΔfnT) multipliziert wird. Eine gleichartige komplexe Multipliziereinrichtung ist zur Kompensation des Offset auch an der Ausgabeseite des Transversalfilters 11 angeordnet, obwohl diese nicht dargestellt ist. Dadurch werden das geschätzte empfangene Sollsignal und das geschätzte Interferenzsignal bezüglich ihrer Phase in Übereinstimmung mit dem Trägerfrequenz-Offset Δf gedreht. Die Trägermittenfrequenz-Differenz Δfc und der Trägerfrequenz-Offset ΔS werden über den Anschluss 20B von dem Kanalparameter-Schätzteil 50 geliefert. Übrigens kann der Frequenz-Offset Δfc zwischen dem Soll- und Interferenzsignal zwischen den Sendestationen vorab festgelegt und an der Empfängerseite vorbekannt gemacht werden.
Fig. 18 veranschaulicht eine weitere modifizierte Form der Ausführungsform nach Fig. 16, bei welcher der Schalter 61 und das Trainingsmuster-Register 63 für das Sollsignal weggelassen wurden. Diese ist zur Verwendung mit einem Übertragungssystem gedacht, das auch für das Sollsignal das vorbekannte Trainingssignal nicht sendet; daher existieren in diesem Fall das Sollwellen- und Interferenzwellen-Trainingssignal nicht oder sind unbekannt. Die Arbeitsweise dieser Ausführungsform unterscheidet sich von der Ausführungsform nach Fig. 16 bezüglich der Kanalschätzung im Anfangszustand und einer Selektierung eines Entscheidungssignals für das Sollsignal durch eine Selektierungsschaltung 48. Das Kanalparameter-Schätzteil 50 wird derart betrieben, dass es von dem Anfangszustand zu dem beständigen Zustand fortschreitet, in welchem es in exakt dergleichen Weise arbeitet wie es der Arbeitsweise in der Datensignalperiode entspricht, die vorstehend im Hinblick auf die Ausführungsformen nach den Fig. 14 und 16 beschrieben wurde. Die Unterschiede in der Arbeitsweise werden nachstehend beschrieben.
In dem Anfangszustand sollte die Kanalschätzung nicht schnell konvergiert werden. Um diese Anforderung zu erfüllen, werden üblicherweise bekannte Trainingssignale zur Kanalschätzung verwendet, jedoch existieren bei dieser Ausführungsform die Trainingssignale für die Soll- und Interferenzwelle nicht oder sind unbekannt. Für die Sollsignal- und Interferenzwelle wird eine Signalentscheidung durch die Zustandsschätzung mit dem Viterbi-Algorithmus getroffen. In diesem Fall konvergierte die Kanalschätzung jedoch nicht; daher muss wie in dem Fall der Ausführungsform nach Fig. 14 die Anzahl von Zuständen durch den Viterbi-Algorithmus von dem beständigen Zustand erhöht werden und {a(n - 1), a(n - 2), ..., a(n - Lexd), b(n - 1), b(n - 2), ..., b(n - Lexu)} wird verwendet. Hierbei geben a(n) und b(n) komplexe gesendete Symbole des Soll- und Interferenzsignals zum Zeitpunkt nT an. Dabei sind Lexd ≥ Ld und Lexu ≥ Lu; beispielsweise sind Lexd &sim; 2Ld und Lexu &sim; 2Lu. Fig. 18A zeigt ein Trellis-Diagramm des Empfängers der vorliegenden Erfindung in dem beständigen Zustand wenn Ld = Lu = 1. Als Modulationssystem wird beispielsweise das BPSK verwendet. In dem beständigen Zustand kann der Zustand Sijk(n) durch folgende Gleichung definiert werden, wobei mögliche gesendete Symbole des Soll- und Interferenzsignals verwendet werden.
Sjk(n) = {a(n - 1), b(n - 1)}
Hierbei nehmen a(n - 1) bzw. b(n - 1) BPSK-Komplexsendesymbole Cj und Ck an, die durch folgende Gleichung definiert sind, wobei j und k des Zustands Sjk (n) verwendet werden.
Cp = 1 (p = 0)
= -1 (p = 1)
Bei dieser Ausführungsform ist die Anzahl von Zuständen für das Soll- und Interferenzsignal erhöht. Eine Beschreibung wird für den Fall gegeben, dass die Anzahl von Zuständen für das Soll- und Interferenzsignal mit Ld = Lu = 1, Lexd = 2Ld und Lexu = 2Lu erhöht wurden. Fig. 18B zeigt ein Trellis-Diagramm für diesen Fall. In Fig. 18B wird das BPSK-Modulationssystem verwendet. In diesem Fall ist der erhöhte Zustand Sjklm (n) gegeben durch
Siklm(n) = {a(n - 1), a(n - 2), b(n - 1), b(n - 2)} (36)
wobei a(n - 1), a(n - 2), b(n - 1) und b(n - 2) der Reihe nach die BPSK-Komplexsymbole Cj, Cl, Ck und Cm annehmen. Im Allgemeinen ist Cp im Falle des BPSK-Systems folgendermaßen definiert:
Cp = 1 (p = 0)
= 1 (p = 1)
In Fig. 18 gibt die Viterbi-Algorithmus-Schaltung 46 Signalfolgekandidatenvektoren, die den Zustandsübergängen des Soll- und Interferenzsignals entsprechen, in Übereinstimmung mit dem Trellis der erhöhten Anzahl von Zuständen aus, und basierend auf den ausgegebenen Vektoren geben die Modulationssignal-Erzeugungsteile 44 und 45 Komplexsymbol-Folgekandidaten für das Soll- bzw. Interferenzsignal aus. Das Kanalparameterschätzteil 50 führt die Kanalschätzung auf Basis der Komplexsymbol-Folgekandidaten für die Soll- und Interferenzwelle, des Schätzfehlers und der Zustandsschätzinformation aus der Viterbi-Algorithmus-Schaltung 46 durch. Die Kanalschätzung wird parallel mit den Schätzzuständen für das Soll- und Interferenzsignal und für jeden überlebenden Weg des Viterbi-Algorithmus durchgeführt. In Übereinstimmung mit dem überlebenden Weg, in den die Sollwellen- und Interferenzwellen-Komplexsymbol-Folgekandidaten von den Modulationssignalen-Erzeugungsteilen 44 und 45 jeweils abzweigen, setzt das Kanalparameter-Schätzteil 50 in dem Sollsignal-Schätzteil 10 und dem Interferenzsignal-Schätzteil 20 die Kanalimpulsantwort-Schätzwerte der betreffenden überlebenden Wege fest. Die oben beschriebenen Arbeitsvorgänge werden wiederholt. Wenn das Kanalparameter-Schätzteil 50 von dem Anfangszustand zu dem beständigen Zustand voranschreitet, wählt es Kanalimpulsantwort-Schätzwerte aus, die zu diesem Zeitpunkt den Wegen mit der maximalen Wahrscheinlichkeit entsprechen, d. h. die Komplexsymbol-Folgekandidaten für das Soll- und Interferenzsignal, die die maximale Wahrscheinlichkeit zu diesem Zeitpunkt liefern; diese Schätzwerte werden in den Signal-Schätzteilen 10 und 20 festgesetzt, womit die vorstehende Verarbeitung abgeschlossen wird.
In Fig. 18 B geben die durchgehend und gestrichelt gezeichneten Linien Wege an, die von den Zuständen zum Zeitpunkt (n - 1)T zu den Zuständen zum Zeitpunkt nT übergehen können. In Fig. 18B ist gezeigt, dass vier Wege auf jeden Zustand zum Zeitpunkt nT zulaufen. Hjklm(n) bezeichnet den Anzapfungskoeffizientenvektor im Zustand Sjklm(n) zum Zeitpunkt nT; er besitzt als seine Elemente den Anzapfungskoeffizienten {hd,jklm(1), hd,klm(0)} und den Anzapfungskoeffizienten {hu,jklm(1), hu,jklm (0)}, die in den Transversalfiltern 11 und 21 für das Soll- bzw. Interferenzsignal festgesetzt werden; er wird ausgedrückt durch
Hiklm(n) = (hd,jklm(1), hd,jklm(0), hu,jklm(1), hu,jklm(0)]T (37)
In der obigen Ausführungsform wird die Anzahl der Zustände der Soll- und Interferenzsignale erhöht, indem Lexd = Lexu = 2 gesetzt werden, da jedoch Ld = Lu = 1, beträgt die Anzahl von Anzapfungen jeder der Transversalfilter für das Soll- und Interferenzsignal zwei.
Das Wegmaß und der Anzapfungskoeffizientenvektor werden unter Verwendung des Viterbi- Algorithmus erneuert beispielsweise entlang eines bestimmten Weges der zum Übergang möglichen Wege, die in Fig. 18 B gezeigt sind. Um dies konkreter zu formulieren: der Weg mit dem für jeden Zustand zum Zeitpunkt nT höchsten Wert des Wegmaßes (das heißt mit der maximalen Wahrscheinlichkeit) bleibt als ein überlebender Weg übrig und der Anzapfungskoeffizientenvektor wird ebenso entlang dieses überlebenden Weges erneuert. Nun wird zur Vereinfachung der Beschreibung angenommen, dass es sich bei den Wegen, die mit durchgezogenen Linien angegeben sind, um überlebende Wege für jeden Zustand zum Zeitpunkt nT in Fig. 18B handelt. Beispielsweise wird der Anzapfungskoeffizientenvektor H&sub0;&sub0;&sub0;&sub1;(n) für den Zustand S&sub0;&sub0;&sub0;&sub1;(n) zum Zeitpunkt nT berechnet, indem der Anzapfungskoeffizientenvektor H&sub0;&sub1;&sub1;&sub0;(n - 1) zum Zeitpunkt (n - 1)T durch Verwendung des Adaptionsalgorithmus erneuert wird. Es wird angenommen, dass der Zeitpunkt nT in Fig. 18 B beispielsweise der Zeitpunkt ist, zu dem das Kanalparameter-Schätzteil von seinem Anfangszustand in den beständigen Zustand voranschreitet (beispielsweise der letzte Abtastpunkt in der Trainingsperiode). In diesem Fall wird derjenige von den Wegen für die 16 Zustände zum Zeitpunkt nT ausgewählt, der das maximale Wegmaß liefert (die maximale Wahrscheinlichkeit), und der Anzapfungskoeffizientenvektor dieses Zeitpunkts wird als der Schätzwert der Kanalimpulsantwort für jedes der Soll- und Interferenzsignale verwendet. Falls beispielsweise der Weg, der in Fig. 18B zum Zeitpunkt nT auf den Zustand S&sub0;&sub0;&sub1;&sub0;(n) zuläuft, die maximale Wahrscheinlichkeit liefert, wird der Anzapfungskoeffizientenvektor H&sub0;&sub0;&sub0;&sub1;&sub0;(n) zum Anzapfungskoeffizientenvektor nach Abschluss des Trainings, in welchem die Komplexsymbolfolgen {1, 1, 1} und {1, 1, -1} des Soll- und Interferenzsignals, die entlang des Weges der maximalen Wahrscheinlichkeit erhalten werden, als die Trainingsfolgen angesehen.
Als nächstes wird die Arbeitsweise der Selektierungsschaltung 48 beschrieben. Die Viterbi-Algorithmus-Schaltung 46 trifft eine Signalentscheidung durch die Zustandsschätzung unter Verwendung des Viterbi-Algorithmus und gibt entschiedene Signale für die Soll- und Interferenzwellen aus. Da für das Soll- und Interferenzsignal keine Trainingssignale verwendet werden, können die entschiedenen Signale für die Soll- und Interferenzwelle normalerweise nicht von einander unterschieden werden. Wenn sich die Trägerfrequenz von der Interferenzwelle von derjenigen der Sollwelle unterscheidet oder wenn sich das Modulationssystem für die Interferenzwelle von demjenigen für die Sollwelle unterscheidet, können diese jedoch voneinander unterschieden werden; die Selektierungsschaltung 48 empfängt die entschiedenen Signale für die Soll- und Interferenzwelle und selektiert das entschiedene Signal des Sollsignals und gibt dieses aus. Die vorliegende Erfindung wurde in Verbindung mit dem Fall einer einzigen Interferenz beschrieben, die Erfindung kann jedoch auch auf einfache Weise auch angewendet, wenn zwei oder mehr Interferenzwellen vorhanden sind.
Entsprechend der vorliegenden Erfindung kann der Empfänger, der vorstehend in jeder Ausführungsform beschrieben wurde, als ein Diversity-Empfänger ausgebildet sein, wie in Fig. 19 dargestellt. In Fig. 19 sind das Sollsignal-Schätzteil 10, das Interferenzsignal-Schätzteil 20, das Fehlerschätzteil 30 und das Kanalparameter-Schätzteil 50 von Fig. 4 entsprechend zweier nicht dargestellter Antennen paarweise bereitgestellt, und geschätzte empfangene Soll- und Interferenzsignale werden in Fehlerschätzteilen 30&sub1; und 30&sub2; von empfangenen Signalen y&sub1;(n) und y&sub2;(n)subtrahiert, um Schätzfehlersignale &epsi;&sub1; und &epsi;&sub2; zu erhalten. Diese Schätzfehlersignale &epsi;&sub1; und &epsi;&sub2; werden verwendet, um quadratische Fehler &epsi;&sub1; ² und &epsi;&sub2; ² in Likelihood-Berechnungsteilen 41&sub1; und 41&sub2; zu berechnen, um Likelihoodsignale (Zweigmaße) - &epsi;&sub1; ² und &epsi;&sub2; ² zu erhalten. Diese Signale werden mit einer Addiereinrichtung 410 addiert, um ein Likelihoodsignal (Zweigmaß) - &epsi; ² zu erhalten. Der Ausgabewert - &epsi;&sub2; ² von der Addiereinrichtung 410 wird der Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung 46 zugeführt, die wie in der Ausführungsform nach Fig. 8 für die Soll- und Interferenzsignale gemeinsam bereitgestellt ist, und basierend auf dem Ausgabewert der Addiereinrichtung werden Sollsignal- und Interferenzsignalfolgen durch die Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung geschätzt. Die Komplexsymbol-Folgekandidaten aus den Modulationssignal-Erzeugungsteilen 44 und 45 werden zu zwei Sollsignal-Schätzteilen 10&sub1; und 10&sub2; bzw. zwei Interferenzsignal-Schätzteilen 20&sub1; und 20&sub2; geleitet, während sie zur gleichen Zeit den Anzapfungskoeffizienten-Steuerteilen 50&sub1; und 50&sub2; zugeführt werden. Die Arbeitsweise dieser Teile ergibt sich aus vorherigen Beschreibungen zu den Fig. 4 und 8 und wird daher nicht beschrieben. Entsprechend dem Diversity-Schema werden ebenso im Falle des Empfangs von Signalen von mehr als zwei Antennen die Sollsignal-Schätzteile 10, die Interferenzsignal-Schätzteile 20, die Fehlerschätzteile 30 und die Kanalparameter-Schätzteile 50 in gleicher Anzahl wie die Antennen bereitgestellt; entsprechende Zweigmaße werden in dem Zustandsschätzteil 40 berechnet und ihr addierter Wert kann verwendet werden, um die Maximum- Likelihood-Schätzung durchzuführen.
In dem Empfänger der vorliegenden Erfindung wird die Maximum-Likelihood-Folgenschätzung durch die Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung unter Verwendung des Likelihoodsignals durchgeführt, das aus dem gemeinsamen Fehlersignal der Sollsignal- und Interferenzsignalfolgen erhalten werden kann. Daher gibt es Fälle, in denen die Selektierung zwischen den Soll- und tnterferenzsignalen schwierig ist, wenn sie bestimmte Beziehungen bezüglich ihrer Amplituden und Phasen besitzen. Dieses Phänomen wird in Bezug auf die Fig. 20A, 20B, 20C und 20D, 20E, 20F beschrieben. Die folgende Beschreibung erfolgt für den Fall, bei welchem das BPSK-Modulationssystem verwendet wird; aber das gleiche Phänomen tritt in Verbindung mit anderen Modulationssystemen auf.
Die Fig. 20A, 20B und 20C zeigen beispielhaft den Fall, bei dem Signalpunkte des Soll- und Interferenzsignals voneinander unterschieden bzw. selektiert werden können. Fig. 20C zeigt ein zusammengesetztes oder kombiniertes empfangenes Signal nachdem das Sollsignal von Fig. 20A und das Interferenzsignal von Fig. 20B empfangen wurden, wobei diese ein Sollsignal-zu-Interferenzsignal-Leistungsverhältnis (CIR) von 3dB besitzen und bezüglich der Phase um ein Maß θ zueinander versetzt sind. Beide Signale sind auf der IQ-Ebene dargestellt. In Fig. 20C wird im Folgenden angenommen, dass (C1; C0) beispielsweise wiedergeben, dass das Komplexsymbol des Sollsignals C1 und das Komplexsymbol des Interferenzsignals C0 ist. Da das Soll- und Interferenzsignal eine Differenz in ihrem Amplitudenniveau und eine Phasendifferenz besitzen, ist die Anzahl von kombinierten empfangenen Signalpunkten für das Soll- und Interferenzsignal vier, wobei diese voneinander unterschieden werden können.
Die Fig. 20D, 20E und 20F zeigen beispielhaft den Fall, bei welchem Signalpunkte des Soll- und Interferenzsignals nicht voneinander unterschieden werden können. Bei Fig. 20F handelt es sich um ein Signal-Raum-Diagramm einer zusammengesetzten empfangenen Welle im Falle, dass das Sollsignal von Fig. 20D und das Interferenzsignal von Fig. 20E, die die gleiche Amplitude und die gleiche Phase besitzen, miteinander überlagert werden. Wenn in Fig. 20F die Sätze von Komplexsymbolen des Soll- und Interferenzsignals (C0; C1) und (C1; C0) sind, überlagern sich die Signalpunkte der zusammengesetzten empfangenen Welle in beiden Fällen im Ursprung; wodurch es unmöglich ist, (C0; C1) und (C1; C0) auf Basis des zusammengesetzten empfangenen Signals voneinander zu unterschieden.
Der Diversity-Empfang kann wirksam eine Verschlechterung der Übertragungseigenschaften unterdrücken, die dadurch verursacht wird, dass die Amplituden und Phasen des Soll- und Interferenzsignals derartige besondere Beziehungen besitzen, auf die vorstehend Bezug genommen wurde. Fig. 21 veranschaulicht in einem Blockdiagramm das Sende-Empfangs-System im Falle, dass der Empfänger der vorliegenden Erfindung, der mit der Bezugszahl 100 bezeichnet ist, als Diversity-Empfänger ausgebildet ist. In Fig. 21 empfängt eine Empfangsantenne 1 ein Sollsignal, das von der Sollstation 200 über einen Kanal D1 gesendet wird, und ein Interferenzsignal, das über einen Kanal U1 von einer Interferenzstation 300 gesendet wird. Eine weitere Empfangsantenne 2 empfängt ein Sollsignal, das über einen Kanal D2 von der Sollstation 200 gesendet wird, und ein Interferenzsignal, das über einen Kanal U2 von der Interferenzstation 300 gesendet wird. Zusammengesetzte empfangene Wellen von den Empfangsantennen 1 und 2 werden quasi-kohärent von den quasi-kohärenten Detektoren 101 und 102 mit einem lokalen Signal von einem lokalen Oszillator 3 detektiert, und die detektierten Ausgabewerte werden mittels A/D-Wandlern 103 und 104 in digitale Signale y&sub1;(n) bzw. y&sub2;(n) umgewandelt, die in den Empfänger 100 einer solchen Diversity-Konfiguration, wie sie in Fig. 19 gezeigt ist, eingegeben werden. Bei dem Diversity-Empfang sind die Empfangsantennen 1 und 2 voneinander entfernt angeordnet, und daher befindet sich zwischen ihnen eine Wegdifferenz. Darüber hinaus ist auch die Korrelation des Fadings zwischen Ihnen gering. Daher vermindert der Diversity-Empfang merklich die Wahrscheinlichkeit, dass die Beziehungen der Amplituden und Phasen zwischen den Sollsignal- und Interferenzsignalkomponenten der kombinierten oder zusammengesetzten empfangenen Signale y&sub1;(n)und y&sub2;(n), die durch die Empfangsantennen 1 und 2 empfangen und dann gleichzeitig detektiert werden, zu den oben genannten Beziehungen der Amplituden- und Phasen werden, die eine Signalunterscheidung bzw. -selektierung unmöglich machen. So ist es möglich, eine Verschlechterung der Eigenschaften, die dadurch verursacht wird, dass eine Signalunterscheidung nicht möglich ist, zu unterdrücken.
Eine Verschlechterung der Übertragungseigenschaften, die durch die speziellen Beziehungen der Amplituden und Phasen des Soll- und Interferenzsignals verursacht wird, könnte unterdrückt werden, indem die Amplituden und Phasen der gesendeten Soll- und Interferenzsignale für jeden Burst geändert werden. Die Fig. 22 und 23 veranschaulichen in einem Blockdiagramm Beispiele eines Kommunikationssystems, das hierfür entworfen wurde. Bei dem Empfänger 100, der für dieses Kommunikationssystem verwendet werden kann, kann es sich um den Empfänger handeln, der im Hinblick auf jede der vorangehenden Ausführungsformen beschrieben wurde. Bei dem Kommunikationssystem nach Fig. 22 verwenden die Sollstation 200 und die Interferenzstation 300 PN-Signal- Generatoren 201 und 301, die verschiedene Pseudozufallsfolgen erzeugen; Zufallsphasen von 0 bis 2% werden von diesen PN-Signal-Generatoren jeweils erzeugt, und die Phasen von Sendesignalen aus den Sendesignal-Generatoren 202 werden zufällig von Phasenverschiebungseinrichtungen 202 und 203 für jeden Burst geändert, um die Wahrscheinlichkeit zu vermindern, dass die Soll- und Interferenzsignale weiterhin die spezielle Phasen-Beziehung besitzen, die die Übertragungseigenschaft verschlechtert. Somit wird eine Verschlechterung der Übertragungseigenschaft unterdrückt. Darüber hinaus wird in diesem Beispiel ein gemeinsames Taktsignal von einer Taktsignal-Generatoreinrichtung 90 zu der Interferenzstation 300 und der Sollstation 100 geleitet, um ein synchronisiertes Takten bzw. Timing des Sende-Bursts zwischen der Sollstation 200 und der Interferenzstation 300 bereitzustellen, so dass Sendeleistungs-Steuerteile 204 und 305 die Leistung der Sendesignale für jeden Burst steuern, um einen konstanten Niveauunterschied zwischen beiden Signalen zu liefern. Dieses unterdrückt eine Verschlechterung der Übertragungseigenschaft zusätzlich.
Fig. 23 veranschaulicht eine weitere Ausführungsform, die die Amplituden und Phasen von Sendesignalen steuert, um zu verhindern, dass das Sollsignal und das Interferenzsignal die spezielle Beziehung von Amplitude und Phase innehaben, die die Übertragungseigenschaft verschlechtert. In Fig. 23 verwenden die Sollstation 200 und die Interferenzstation 300 jeweils zweite PN-Generatoren 205 und 305, die verschiedene PN-Folgen erzeugen, anstatt der Steuerung der Sendeleistung mit dem gemeinsamen Timing- bzw. Taktsignal in dem Beispiel nach Fig. 22. Die PN-Folgen von den PN-Generatoren 205 und 305 werden verwendet, um die Amplituden des Soll- und Interferenzsignals für jeden Burst in den Sendeleistungs-Steuerteilen 204 und 304 zufällig zu ändern. Somit werden die Amplituden und Phasen des Soll- und Interferenzsignals derart gesteuert, so dass diese nicht weiterhin die besondere Beziehung innehaben, die die Übertragungseigenschaft verschlechtert.
Wie vorstehend beschrieben, kann entsprechend der vorliegenden Erfindung die Verschlechterung der Übertragungseigenschaft aufgrund bestimmter Beziehungen der Amplituden und Phasen des Soll- und Interferenzsignals unterdrückt werden, indem die Phasen und Amplituden des Soll- und Interferenzsignals auf den Sende-Seiten gesteuert werden. Nebenbei kann bei den Ausführungsformen nach Fig. 22 und 23 entweder eine der Amplitudensteuerungen oder eine der Phasensteuerungen weggelassen werden. Die Amplituden und Phasen der Sollstation 200 und der Interferenzstation 300 können kontinuierlich und unabhängig voneinander variiert werden, nicht für jeden Burst. Vorzugsweise werden die Amplituden und Phasen in diesem Fall innerhalb eines Bereichs variiert, in welchem der Adaptionsalgorithmus zur Erneuerung des Anzapfungskoeffizienten Kanalvariationen verfolgen kann.
Wie vorstehend beschrieben, kann entsprechend der vorliegenden Erfindung die Interferenzsignalkomponente, die in dem Fehlersignal enthalten ist, das durch Subtraktion des empfangenen Sollsignal-Schätzwertes von dem empfangenen Signalabtastwert erhalten wird, unter Verwendung des Interferenzsignal-Schätzwertes gelöscht werden. Somit kann das Likelihoodsignal für die Maximum-Likelihood-Folgenschätzung des Sollsignals von dem Einfluss der Interferenzwelle frei gehalten werden, und daher ist es, auch wenn das Interferenzsignal in dem empfangenen Signal enthalten ist, möglich, die Verschlechterung der Empfangsleistung durch die Interferenzwelle zu unterdrücken und somit eine exzellente Empfangseigenschaft zu erhalten.
Um die Wirkung der vorliegenden Erfindung quantitativ zu zeigen, ist in Fig. 24A eine durchschnittliche Bitfehlerraten-Leistung eines Rayleigh-Fading-Kanals gezeigt. Bei der Kurve A handelt es sich um die Kennlinie des Diversity-Empfängers von Fig. 19. Die Kurve B in Fig. 24A gibt die Kennlinie eines Diversity-Typ-Empfängers an, der das übliche adaptive Ausgleichs(Equalization)-Merkmal besitzt und das Maximum-Likelihood-Folgenschätzschema verwendet. In Fig. 24 A repräsentiert die Abszisse das Leistungsverhältnis (ein durchschnittlicher CIR) zwischen dem Soll- und Interferenzsignal und die Ordinate die durchschnittliche Bitfehlerrate. Wie in Fig. 24A gezeigt, besitzt der Empfänger der vorliegenden Erfindung eine exzellente Leistungsfähigkeit, so dass die durchschnittliche Bitfehlerrate unter 10&supmin;² gehalten werden kann, auch wenn der durchschnittliche CIR -5 dB beträgt, d. h. auch wenn das Niveau des Interferenzsignals mehr als 5 dB höher ist als dasjenige des Sollsignals. Die Kurve B in Fig. 24B gibt die Eigenschaft des Empfängers der vorliegenden Erfindung wieder, wenn zwei Interferenzsignale empfangen werden. Bei dem Empfänger handelt es sich in diesem Fall um einen Diversity-Empfänger. Aus Fig. 24B ist zu ersehen, dass die vorliegende Erfindung ein Löschen der Interferenz auch erlaubt, falls zwei Interferenzwellen empfangen werden.
Die vorliegende Erfindung wurde vorstehend unter der Annahme beschrieben, dass das gleiche Modulationssystem für das Soll- und Interferenzsignal verwendet wird, beispielsweise, dass die Modulationssignal-Erzeugungsteile 44 und 45 von Fig. 4 einen identischen Aufbau aufweisen; die Erfindung ist jedoch auch anwendbar, wenn verschiedene Modulationssysteme für das Soll- und Interferenzsignal verwendet werden.
Fig. 25 zeigt ein Beispiel eines Aufbaus der Modulationssignal-Erzeugungsteile 44 und 45, der verwendet werden kann, wenn verschiedene Modulationssysteme für das Soll- Interferenzsignal der Ausführungsformen nach Fig. 4, 8, 10, 11, 12, und 14 verwendet werden. Der Sollsignal-Folgekandidat (ein Symbolfolgekandidat) oder der Interferenzsignal-Folgekandidat (ein Symbolfolgekandidat) wird in der Form, in der er von der Maximum-Likelihood-Schätzeinrichtung 47 oder 48 geliefert wird, durch eine Abbildungslogikschaltung 44A auf der IQ-Komplexsignal-Ebene in Signalpunkten abgebildet. Ein In-Phase/Quadratur-Signal-Umwandlungsteil 44B wandelt den Ausgabewert der Abbildungslogikschaltung 44A in ein In-Phasen-Komponenten(Realteil)-Signal I und ein Quadraturkomponenten(Imaginärteil)-Signal Q eines Komplexsignals um.
Eine Beschreibung wird für den Fall gegeben, dass DQPSK- und π/4-Verschiebungs-DQPSK- Modulationssysteme für das Soll- bzw. Interferenzsignal verwendet werden. Fig. 26 zeigt ein Beispiel einer Abbildungslogikschaltung 44, die für diese Ausführungsform verwendet werden kann. Bei dieser Ausführungsform wird die Symbolfolge aus der Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung 42 oder 43 als Zwei-Bit-Information {a1n, a2n} in die Abbildungslogikschaltung 44A eingegeben. Die eingegebene Zwei-Bit-Information wird in eine Drei-Bit-Phasendifferenz-Information {b1n, b2n, b3n} durch ein Logik-Level-Umwandlungsteil 441 umgewandelt, das eine DQPSK-Look-Up-Tafel, die in Fig. 27 gezeigt ist, besitzt, wenn die Abbildungslogikschaltung 44A das Modulationssignal-Erzeugungsteil 44 des Sollsignals ist, und durch ein Logik-Level-Umwandlungsteil 441, das eine π/4- Verschiebungs-DQPSK-Look-Up-Tafel, die in Fig. 28 gezeigt ist, besitzt, wenn die Abbildungslogikschaltung das Modulationssignal-Erzeugungsteil 45 für das Interferenzsignal ist. Das Phasendifferenzsignal wird durch eine Addiereinrichtung 441 und eine Speicherschaltung 443 verschieden codiert und als Drei-Bit-Signalpunktspositionsinformation {c1n, c2n, c3n} ausgegeben, wobei n den Zeitpunkt t = nT kennzeichnet (wobei T eine gesendete Symbolperiode ist). Die Signalpunktspositionsinformation wird in das In-Phase/Quadratur-Signal-Umwandlungsteil 44B eingegeben, in welchem diese in Komplexsignale von I- und Q-Kanälen, die in Fig. 29 gezeigt sind, umgewandelt wird. Bei dieser Ausführungsform können gewünschte Modulationssysteme für das Soll- und Interferenzsignal verwendet werden, indem die Look-Up-Tafeln der Fig. 27 und 28 zur Verwendung mit diesen entsprechenden Modulationssystemen angepasst werden. Diese Ausführungsform wurde in Verbindung mit dem Fall beschrieben, dass DQPSK- und π/4-Verschiebungs-DQPSK-Modulationssysteme verwendet werden, die vorliegende Erfindung kann jedoch auch auf einfache Weise auf Fälle angewendet werden, bei denen QAM-, GMSK-, PSK-, Off-Set-QPSK und Trellis-Code- Modulationssysteme verwendet werden, indem die Modulationssignal-Erzeugungsteile 44 und 45 in Übereinstimmung mit den individuell verwendeten Modulationssystemen ausgebildet werden. Auch wenn zwei oder mehr Interferenzsignale empfangen werden, kann die Erfindung auf einfache Weise angewendet werden, indem die Modulationssignal-Erzeugungsteile 44 und 45 der gleichen Anzahl wie derjenigen der Interferenzsignale verwendet werden und dabei den dafür verwendeten Modulationssystemen entsprechen.
Wie vorstehend beschrieben, werden entsprechend der vorliegenden Erfindung die Soll- und Interferenzsignale zum gleichen Zeitpunkt geschätzt. Wenn das Niveau der empfangenen Signale des Soll- und Interferenzsignals gleich sind, gibt es Fälle, in denen sich eine Vielzahl von Signalpunkten in dem kombinierten empfangenen Signal überlappen, wodurch es schwierig wird, die korrekte Signalfolge zu schätzen. Dies könnte verhindert werden, indem verschiedene Modulationssysteme für das Soll- und Interferenzsignal verwendet werden, um damit die Signalpunkte voneinander unterscheiden zu können. Im Allgemeinen ist es jedoch schwierig, verschiedene Modulationsschemata in dem gleichen Kommunikationssystem einzusetzen. In einem solchen Fall kann eine korrekte Kombination von Soll- und Interferenzsignalen von überlappenden Signalpunkten ausgewählt werden, indem ein Codierungsschema für gesendete Signale verwendet wird. Ein einfaches Verfahren ist die Verwendung eines Trellis-codierten Modulationsschemas. Bei dem Trellis-codierten Modulationsschema verhindert eine Erhöhung der Anzahl von gesendeten Symbolen eine Erniedrigung der Sende-Bit-Rate, die durch Codieren verursacht ist, und unterdrückt zugleich den Zustandsübergang der gesendeten Symbole. Dies erlaubt die Überwachung von Signalen über eine bestimmte notwendige Länge, erhöht die Wahrscheinlichkeit, dass eine Ununterscheidbarkeit zwischen dem Soll- und Interferenzsignal verursacht durch Überlappen beider Signale desselben Niveaus verhindert werden kann, und dies verbessert somit die durchschnittliche Bitfehlerraten-Kennlinie. Bei der Trellis-Codierung gewährleistet die Verwendung von verschiedenen Codierern für das Soll- und Interferenzsignal, dass eine Ununterscheidbarkeit beider Signalen verhindert wird. Darüber hinaus kann bei dem Trellis-codierten Modulationsschema die Eigenschaft des Fading-Kanals manchmal verschlechtert werden. In diesem Fall ist es wirksam, die Trellis-codierte Modulation entsprechend den empfangenen Signalniveaus des Soll- und Interferenzsignals und dem Fading des Kanals auszuführen.
Wie vorstehend beschrieben, wird die Kanalschätzung entsprechend der vorliegenden Erfindung unter Verwendung der Schätzergebnisse der Soll- und Interferenzsignalfolgen durchgeführt, und daher kann eine falsche Entscheidung der Soll- und Interferenzsignalfolgen die Kanalschätzung ernsthaft beeinträchtigen. Aus Fig. 24A, die den Effekt der Ausführungsform von Fig. 19 zeigt, ist zu ersehen, dass die durchschnittliche Bitfehlerrate bei der vorliegenden Erfindung in der Nähe von 15 dB leicht ansteigt, obwohl das durchschnittliche Leistungsverhältnis zwischen dem Soll- und Interferenzsignal ansteigt. Die Neigung zu dieser Verschlechterung kann manchmal entsprechend der Kanalbedingungen ansteigen. Dies kann folgendermaßen erklärt werden: Steigt das durchschnittliche Leistungsverhältnis zwischen dem Soll- und Interferenzsignal an, sinkt das Niveau des empfangenen Signals des Interferenzsignals selbst, während gleichzeitig das Signal-zu-Geräusch- Verhältnis des Interferenzsignals schlechter wird, wodurch es schwierig wird, die korrekte Interferenzsignalfolge zu schätzen. Als Folge davon wird eine falsche Interferenzsignalfolge verwendet, um für das Interferenzsignal die Kanalschätzung durchzuführen, und die Genauigkeit der Schätzung des Konvertierungsparameters (d. h. des Anzapfungskoeffizienten) des Interferenzsignal-Schätzteils wird ernsthaft verschlechtert. Daher ist das geschätzte Interferenzsignal wenig genau und das Schätzfehlersignal wird ernsthaft beeinträchtigt. Somit wird die Genauigkeit der Schätzung der Sollsignalfolge wie auch der Interferenzsignalfolge in dem Zustandsschätzteil ernsthaft verschlechtert. Dieses Problem könnte gelöst werden, indem die Sendedaten einer Faltungs-Codierung auf der Sende- Seite unterworfen werden und eine Fehlerkorrektur auf der Empfangs-Seite durchgeführt wird, um den Folgenschätzfehler aufgrund der Verschlechterung des SN-Verhältnisses zu reduzieren.
Die Faltungs-Codierung auf der Sende-Seite vermindert die Signal-Sende-Bit-Rate, liefert jedoch ein hohes Maß an Freiheit, ein anderes Codierungsschema als das Trellis-codierte Modulationsschema auszuwählen. Es ist beispielsweise möglich, ein Codierungsschema zu verwenden, bei dem das Niveau des Interferenzsignals, das von dem durchschnittlichen Sollsignal-zu-Interferenzsignal- Leistungsverhältnis abhängig ist, gering ist und zwar insoweit, dass dieses keinen Einfluss auf die Kanalschätzung ausübt und in der Schätzung der Folge des Interferenzsignal ein Fehler abnimmt, das das SN-Verhältnis zu diesem Zeitpunkt besitzt. Bei der mobilen Funkkommunikation kann bei dem Kanal manchmal eine Mehrwegausbreitung auftreten. Unter einer solchen Ausbreitungsumgebung ist es wirkungsvoll, in dem Empfänger eine Faltungsdekodierung durch Kodieren der gesendeten Datenfolge durchzuführen, und gleichzeitig den Einfluss durch die Faltung des Kanals aufgrund von Verzögerungswellen oder dergleichen auszugleichen. Dies könnte erreicht werden, indem der Zustandsübergang im Hinblick auf die Faltungskodierung der gesendeten Datenfolge begrenzt wird und indem die Maximum-Likelihood-Folgenschätzung in dem Zustandsschätzteil 40 von Fig. 4 erfolgt. Bei der Faltungskodierung der gesendeten Datenfolge können die gleichen oder verschiedene Codes für das Soll- und Interferenzsignal verwendet werden. Es ist ebenso wirkungsvoll, eine EIN-AUS-Steuerung für eine gesendete Datenfolge-Kodierungseinheit entsprechend der Fehlerraten für das Soll- und Interferenzsignal durchzuführen. In diesem Fall werden selektiv ein Zustandschätzteil mit einem Trellis, der der Faltungskodierung der vorliegenden Erfindung entspricht, und ein Zustandsschätzteil mit einem Trellis, der der Faltungsoperation nicht entspricht, d. h. der die Faltung des Kanals allein betrachtet, verwendet.

Claims

1. Empfänger für ein M-äres Signalmodulationssystem, wobei M eine ganze Zahl gleich oder größer als 2 ist, umfassend:

eine Sollsignal-Schätzeinrichtung (10), die eine Faltungsoperation an jedem einer Mehrzahl von Sollsignal-Symbolfolgekandidaten ausführt, welche jeweils aus Ld + 1 Symbolen gebildet sind mit einem Satz von Ld + 1 Sollsignal-Kanalparametern, die Eigenschaften von Sollsignal-Vielfachwegen definieren, welche relative Verzögerungszeiten bis hin zu Ld Symbolen aufweisen, zur Erzeugung eines geschätzten empfangenen Sollsignals, und die das geschätzte empfangene Sollsignal ausgibt, wobei Ld eine ganze Zahl gleich oder größer als 1 ist;

eine Fehler-Schätzeinrichtung (30), die ein Schätzfehlersignal durch Subtraktion des geschätzten empfangenen Sollsignals von einem empfangenen Signal erzeugt;

eine Zustands-Schätzeinrichtung (40), die nacheinander die Mehrzahl von Sollsignal-Symbolfolgekandidaten ausgibt, die je einem jeweiligen aller möglichen Zustandsübergänge des Sollsignals von einem vorherigen Zeitpunkt zu einem gegenwärtigen Zeitpunkt in einem Trellis- Diagramm entsprechen, welches von allen möglichen Folgen aus Ld + 1 Symbolen bestimmt ist, von denen jedes einen beliebigen von M Werten annehmen kann, die Mehrzahl von Sollsignalsymbol- Folgekandidaten an die Sollsignal-Schätzeinrichtung (10) liefert, ein Maß für jeden der Sollsignal- Symbolfolgekandidaten durch Verwendung eines entsprechenden Schätzfehlersignals erzeugt, einen der Sollsignal-Symbolfolgekandidaten als die mit größter Wahrscheinlichkeit übertragene Signalsymbolfolge des Sollsignals unter Verwendung der Maße schätzt, und die Sollsignalbits oder - symbole ausgibt, die von dem geschätzten Sollsignal-Symbolfolgekandidaten gewonnen werden; und

eine Steuereinrichtung (50), die die Kanalparameter der Sollsignal-Schätzeinrichtung (10) mit einem Adaptionsalgorithmus unter Verwendung des Schätzfehlersignals und der Mehrzahl von Sollsignal-Symbolfolgekandidaten steuert, welche von der Zustands-Schätzeinrichtung (40) geliefert werden;

gekennzeichnet durch

eine Interferenzsignal-Schätzeinrichtung (20), die eine Faltungsoperation an jedem einer Mehrzahl von Interferenzsignal-Symbolfolgekandidaten ausführt, die je aus Lu + 1 Symbolen gebildet sind mit einem Satz von Lu + 1 Interferenzsignal-Kanalparametern, welche Eigenschaften von Interferenzsignalvielfachwegen definieren, die relative Verzögerungszeiten bis hin Lu Symbolen aufweisen, zur Erzeugung eines geschätzten empfangenen Interferenzsignals, und die das geschätzte empfangene Interferenzsignal ausgibt, wobei Lu eine ganze Zahl gleich oder größer als 1 ist;

wobei

die Fehler-Schätzeinrichtung (30) das Schätzfehlersignal durch Subtraktion sowohl des geschätzten empfangenen Interferenzsignals als auch des geschätzten empfangenen Sollsignals von dem empfangenen Signal generiert, um das Schätzfehlersignal zu erzeugen;

die Zustands-Schätzeinrichtung (40) nacheinander, kombiniert mit den Sollsignal-Symbolfolgekandidaten, die Mehrzahl von Interferenzsignal-Symbolfolgekandidaten ausgibt, die je einem jeweiligen aller möglichen Zustandsübergänge des Interferenzsignals von dem vorhergehenden Zeitpunkt zu dem gegenwärtigen Zeitpunkt in einem Trellis-Diagramm entsprechen, welches von allen möglichen Folgen von Lu + 1 Symbolen gebildet ist, die jeweils einen beliebigen von M Werfen annehmen können, die Mehrzahl von Interferenzsignal-Symbolfolgekandidaten an die Interferenzsignal-Schätzeinrichtung (20) liefert, das Maß für jeden der Interferenzsignal-Symbolfolgekandidaten in Kombination mit jedem Sollsignal-Symbolfolgekandidaten unter Verwendung eines entsprechenden Schätzfehlersignals erzeugt, einen der Interferenzsignal-Symbolfolgekandidaten als eine mit der höchsten Wahrscheinlichkeit übertragene Signalfolge des Interferenzsignals in Kombination mit der wahrscheinlichsten Sollsignalfolge unter Verwendung der Maße schätzt, und Sollsignalbits oder - symbole ausgibt und die übertragenen Interferenzsignalfolgen an die Sollsignal-Schätzeinrichtung (10) und die Interferenzsignal-Schätzeinrichtung (20) liefert; und

die Steuereinrichtung (50) die Kanalparameter sowohl der Sollsignal-Schätzeinrichtung (10) als auch der Interferenzsignal-Schätzeinrichtung 20 mit einem Adaptionsalgorithmus unter Verwendung des Schätzfehlers steuert, der durch die Subtraktion sowohl des geschätzten Sollsignals als auch des geschätzten Interferenzsignals von dem empfangenen Signal gewonnen wird.

2. Empfänger nach Anspruch 1, bei dem die Sollsignal-Schätzeinrichtung (10) und die Interferenzsignal-Schätzeinrichtung (20) durch ein erstes bzw. ein zweites Transversalfilter (11, 21) mit Ld + 1 Anzapfungen bzw. Lu + 1 Anzapfungen gebildet sind, und bei dem die Steuereinrichtung (50) als die Kanalparameter erste bzw. zweite Anzapfungskoeffizientenvektoren generiert, die geschätzte Kanalimpulsantworten auf das Soll- bzw. das Interferenzsignal darstellen, und den ersten und den zweiten Anzapfungskoeffizientenvektor an das erste bzw. das zweite Transversalfilter liefert.

3. Empfänger nach Anspruch 2, bei dem die Zustands-Schätzeinrichtung (40) umfaßt:

eine erste Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung (42), die nacheinander eine Mehrzahl von Sollsignal-Folgekandidaten erzeugt, die je einem jeweiligen möglicher Zustandsübergänge des Sollsignals entsprechen, und eine Maximum-Likelihood-Folgenschätzung für die Sollsignal-Folgekandidaten unter Verwendung des Schätzfehlersignals von der Fehler-Schätzeinrichtung (30) ausführt;

eine Sollsignal-Modulationssignalgeneratoreinrichtung (44), die die Sollsignal-Folgekandidaten von der ersten Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung (42) moduliert, um eine Mehrzahl von Sollsignal-Symbolfolgekandidaten zu erzeugen;

eine zweite Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung (43), die nacheinander alle Interferenzsignal-Folgekandidaten erzeugt, die je einem jeweiligen von möglichen Zustandsübergängen des Interferenzsignals entsprechen, und die eine Maximum-Likelihood-Folgenschätzung für die Interferenzsignal-Folgekandidaten unter Verwendung des Schätzfehlersignals von der Fehler- Schätzeinrichtung (30) ausführt; und

eine Interferenzsignal-Modulationssignalgeneratoreinrichtung (45), die die Interferenzsignal-Folgekandidaten von der zweiten Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung (43) moduliert, um die Mehrzahl von Interferenzsignal-Symbolfolgekandidaten an die Interferenzsignal- Schätzeinrichtung (20) zu erzeugen.

4. Empfänger nach Anspruch 2, bei dem die Zustands-Schätzeinrichtung (40) umfaßt:

eine Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung (46), die nacheinander eine Mehrzahl von Sätzen von Soll- und Interferenzsignal-Folgekandidaten erzeugt, die je einer jeweiligen Kombination möglicher Zustandsübergänge des Sollsignals und des Interferenzsignals entsprechen, und die eine Maximum-Likelihood-Schätzung für die Sätze von Soll- und Interferenzsignal-Folgekandidaten unter Verwendung der entsprechenden Schätzfehlersignale von der Fehler-Schätzeinrichtung (30) ausführt; und

eine Sollsignal-Modulationssignalgeneratoreinrichtung (44) und eine Interferenzsignal- Modulationssignalgeneratoreinrichtung 45, die die Sollsignal-Folgekandidaten bzw. die Interferenzsignal-Folgekandidaten modulieren, welche von der Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung (46) geliefert werden, um die Mehrzahl von Sollsignal-Symbolfolgekandidaten bzw. die Mehrzahl von Interferenzsignal-Symbolfolgekandidaten zu erzeugen.

5. Empfänger nach Anspruch 2, bei dem die Zustands-Schätzeinrichtung (40) umfaßt:

eine Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung (42), die nacheinander eine Mehrzahl von Sollsignal-Folgekandidaten erzeugt, die je einem jeweiligen möglicher Zustandsübergänge des Sollsignals entsprechen, und eine Maximum-Likelihood-Folgenschätzung für jeden der Sollsignal- Folgekandidaten unter Verwendung des entsprechenden Schätzfehlersignals von der Fehler- Schätzeinrichtung (30) ausführt;

eine Sollsignal-Modulationssignalgeneratoreinrichtung (44), die jeden der Sollsignal-Folgekandidaten von der Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung (42) moduliert, um die Mehrzahl von Sollsignal-Symbolfolgekandidaten zu erzeugen;

eine Maximum-Likelihood-Entscheidungseinrichtung (48), die nacheinander eine Mehrzahl von Interferenzsignal-Folgekandidaten erzeugt, die je aus einem gegenwärtigen Signalkandidaten entsprechend dem möglichen Zustandsübergang des Interferenzsignals und Signalen bestehen, die durch frühere Maximum-Likelihood-Entscheidungen entschieden wurden, und die eine Maximum- Likelihood-Entscheidung für die Interferenzsignal-Folgekandidaten unter Verwendung des Schätzfehlersignals von der Fehler-Schätzeinrichtung (30) ausführt; und

eine Interferenzsignal-Modulationssignalgeneratoreinrichtung (45), die jeden der Interferenzsignal-Folgekandidaten moduliert, um einen entsprechenden der Interferenzsignal-Symbolfolgekandidaten zu erzeugen.

6. Empfänger nach Anspruch 2, bei dem die Zustands-Schätzeinrichtung (40) umfaßt:

eine Maximum-Likelihood-Schätzeinrichtung (47), die nacheinander eine Mehrzahl von Sollsignal-Folgekandidaten erzeugt, die je aus einem gegenwärtigen Signalkandidaten entsprechend dem möglichen Zustandsübergang des Sollsignals und Signalen bestehen, die durch vorherige Maximum-Likelihood-Entscheidungen entschieden wurden, und die eine Maximum-Likelihood- Entscheidung für die Sollsignal-Folgekandidaten unter Verwendung der entsprechenden Schätzfehlersignale von der Fehler-Schätzeinrichtung (30) ausführt;

eine Sollsignal-Modulationssignalgeneratoreinrichtung (44), die jedes der Sollsignal-Folgekandidaten von der Maximum-Likelihood-Entscheidungseinrichtung (47) moduliert, um die Mehrzahl von Sollsignal-Symbolfolgekandidaten zu erzeugen;

eine Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung (43), die nacheinander eine Mehrzahl von Interferenzsignal-Folgekandidaten erzeugt, die je einem jeweiligen von möglichen Zustandsübergängen des Interferenzsignals entsprechen für jeden Zustand des Interferenzsignals, und die eine Maximum-Likelihood-Folgenschätzung für jeden Zustand der Interferenzsignal-Folgekandidaten unter Verwendung des entsprechenden Schätzfehlersignals von der Fehler-Schätzeinrichtung (30) ausführt;

und eine Interferenzsignal-Modulationssignalgeneratoreinrichtung (45), die jeden der Interferenzsignal-Folgekandidaten moduliert, um einen entsprechenden der Interferenzsignal- Symbolfolgekandidaten zu erzeugen.

7. Empfänger nach Anspruch 2, bei dem die Zustands-Schätzeinrichtung (40) umfaßt:

eine erste Maximum-Likelihood-Entscheidungseinrichtung (47), die nacheinander eine Mehrzahl von Sollsignal-Folgekandidaten erzeugt, von denen jeder aus einem gegenwärtigen Signalkandidaten des Sollsignals entsprechend dem möglichen Zustandsübergang des Sollsignals und Signalen besteht, die durch vorherige Maximum-Likelihood-Entscheidungen entschieden wurden, und die eine Maximum-Likelihood-Entscheidung für den gegenwärtigen Signalkandidaten des Sollsignals unter Verwendung des entsprechenden Schätzfehlersignals von der Fehler-Schätzeinrichtung (30) ausführt;

eine Sollsignal-Modulationssignalgeneratoreinrichtung (44), die jeden der Sollsignal-Folgekandidaten moduliert, um einen entsprechenden der Sollsignal-Symbolfolgekandidaten zu erzeugen;

eine zweite Maximum-Likelihood-Entscheidungseinrichtung (48), die nacheinander eine Mehrzahl von Interferenzsignalkandidaten erzeugt, die je aus einem gegenwärtigen Signalkandidaten des Interferenzsignals, welcher dem möglichen Zustandsübergang des Interferenzsignals entspricht, und Signalen bestehen, die durch vorherige Maximum-Likelihood-Entscheidungen entschieden wurden, und die eine Maximum-Likelihood-Entscheidung für den gegenwärtigen Signalkandidaten des Interferenzsignals unter Verwendung des entsprechenden Schätzfehlersignals von der Fehler-Schätzeinrichtung (30) ausführt; und

eine Interferenzsignal-Modulationssignalgeneratoreinrichtung (45), die jeden der Interferenzsignalkandidaten moduliert, um einen entsprechenden der Interferenzsignal-Symbolfolgekandidaten zu erzeugen.

8. Empfänger nach Anspruch 2, bei dem die Zustands-Schätzeinrichtung (40) umfaßt:

eine Maximum-Likelihood-Folgenschätzeinrichtung (42), die nacheinander eine Mehrzahl von Sollsignal-Folgekandidaten erzeugt, die je einem jeweiligen möglicher Zustandsübergänge des Sollsignals entsprechen, und die eine Maximum-Likelihood-Folgenschätzung für jeden der Sollsignal-Folgekandidaten unter Verwendung des entsprechenden Schätzfehlersignals von der Fehler- Schätzeinrichtung (30) ausführt;

eine Sollsignal-Modulationssignalgeneratoreinrichtung (44), die jeden der Sollsignal-Folgekandidaten moduliert, um die Mehrzahl von Sollsignal-Symbolfolgekandidaten zu erzeugen;

eine inverse Filteranordnung (411), deren Anzapfungskoeffizientenvektor als das inverse eines Vektors einer geschätzten Kanalimpulsantwort eingestellt ist, und welche geschätzte Interferenzsignalsymbolfolgen unter Verwendung des Schätzfehlersignals generiert, die als an der Sendeseite gesendet geschätzt werden; und

eine Symbolentscheidungseinrichtung (412), die eine symbolweise Entscheidung für die geschätzten Interferenzsignalsymbole ausführt und die Symbole als einen der Interferenzsignal- Symbolfolgekandidaten ausgibt.

9. Empfänger nach einem der Ansprüche 2 bis 7, bei dem die Steuereinrichtung (50) umfaßt:

eine Anzapfungskoeffizienten-Erneuerungseinrichtung (513), die mit einer Kombination jedes der Sollsignal-Symbolfolgekandidaten und jedes der Interferenzsignalsymbolkandidaten von der Zustands-Schätzeinrichtung (40) für jeden Übergangszustand beliefert wird und außerdem mit dem Schätzfehlersignal von der Fehler-Schätzeinrichtung (30) beliefert wird, und die den ersten und den zweiten Anzapfungskoeffizientenvektor erneuert, die für jeden Übergangszustand gespeichert sind, um die Schätzfehler für das Soll- und das Interferenzsignal unter Verwendung des adaptiven Algorithmus zu minimieren;

eine Anzapfungskoeffizienten-Halteeinrichtung (511), die ein Paar des erneuerten ersten und des zweiten Anzapfungskoeffizientenvektors für jeden Zustandsübergang hält; und

eine Anzapfungskoeffizientenschalteinrichtung (512), die für jeden Zustandsübergang den entsprechenden ersten und zweiten Anzapfungskoeffizientenvektor auswählt, die in der Anzapfungskoeffizientenhalteeinrichtung (511) gespeichert sind, und den ersten und den zweiten Anzapfungskoeffizientenvektor in dem ersten und dem zweiten Transversalfilter (11, 21) einstellt.

10. Empfänger nach einem der Ansprüche 3 bis 6, bei dem die Maximum-Likelihood- Folgenschätzeinrichtung eine Einrichtung ist, die die Schätzung nach Maßgabe eines Viterbi- Algorithmus ausführt.

11. Empfänger nach einem der Ansprüche 3 bis 7, bei dem sowohl das Sollsignal als auch das Interferenzsignal Trainingssignalperioden enthalten, ferner umfassend:

eine Trainingssignalspeichereinrichtung (65), in der eine Mehrzahl vorbestimmter Trainingssignalfolgen entsprechend einer Mehrzahl von Sendeseiten gespeichert ist; und

eine erste Umschalteinrichtung (62) durch die, während jeder der Trainingssignalperioden eines empfangenen Sollsignals, die Sollsignal-Folgekandidaten von der Zustands-Schätzeinrichtung (40) abgeschaltet werden und eine der Trainingssignalfolgen, die als eine Sollsignal-Trainingssignalfolge von der Trainingssignalspeichereinrichtung (65) ausgelesen wird, eingeschaltet wird, um die Sollsignal-Trainingssignalfolge als den Sollsignal-Folgekandidaten an das erste Transversalfilter (11) und an die Steuereinrichtung (50) zu liefern;

wobei die Steuereinrichtung (50) adaptiv unter Verwendung des Schätzfehlersignals, der von der Fehler-Schätzeinrichtung (30) geliefert wird, und der Solltrainingssignalfolge, die von der Trainingssignalspeichereinrichtung (65) geliefert wird, den ersten Anzapfungskoeffizientenvektor für jeden Übergangszustand der Sollsignalfolge während der Trainingssignalperiode erneuert.

12. Empfänger nach Anspruch 11, ferner umfassend:

eine zweite Umschalteinrichtung (61), durch die, während jeder von Trainingssignalperioden eines empfangenen Interferenzsignals die Interferenzsignal-Folgekandidaten von der Zustands-Schätzeinrichtung (40) abgeschaltet werden und eine andere der Trainingssignalfolgen, die aus der Trainingssignalspeichereinrichtung (65) als eine Interferenz-Trainingssignalfolge für das Interferenzsignal ausgelesen wird, eingeschaltet wird, um die Interferenz-Trainingssignalfolge an das zweite Transversalfilter (21) und die Steuereinrichtung (50) zu liefern;

wobei die Steuereinrichtung (50) adaptiv unter Verwendung des Schätzfehlersignals, das von der Fehler-Schätzeinrichtung (30) geliefert wird, und der Interferenzsignal-Trainingssignalfolge, die von der Trainingssignalspeichereinrichtung (65) geliefert wird, den zweiten Anzapfungskoeffizientenvektor für jeden Übergangszustand der Interferenzsignal-Trainingssignalfolge während der Trainingssignalperiode erneuert.

13. Empfänger nach Anspruch 11 oder 12, bei dem die Umschalteinrichtung (62 oder 61) an der Eingangsseite der Modulationssignalgeneratoreinrichtung (44 oder 45) vorgesehen ist.

14. Empfänger nach Anspruch 2, bei dem die Sollsignal-Schätzeinrichtung (10) und/oder die Interferenzsignal-Schätzeinrichtung (20) eine komplexe Multipliziereinrichtung (22, 23) enthält, welche die Phase eines von dem Transversalfilter (21) ausgegebenen komplexen Signals nach Maßgabe einer Frequenzdifferenz zwischen Trägermittenfrequenzen von Soll- und Interferenzsignalen rotiert.

15. Empfänger nach Anspruch 1, bei dem

die Sollsignal-Schätzeinrichtung (10&sub1;), die Interferenzsignal-Schätzeinrichtung (20&sub1;), die Schätzfehlereinrichtung (30&sub1;) und die Steuereinrichtung (50&sub1;) einen ersten Diversity-Zweig bilden, und ein zweiter Diversity-Zweig (10&sub2;, 20&sub2;, 30&sub2;, 50&sub2;) desselben Aufbaus wie der erste Diversity-Zweig vorgesehen ist,

die Fehler-Schätzeinrichtung (30&sub1;, 30&sub2;) des ersten und des zweiten Diversity-Zweiges mit quasi-kohärent detektierten Signalabtastwerten beliefert werden, die von verschiedenen empfangen Signalen erhalten werden, die jeweils von verschiedenen, an unterschiedlichen Positionen angeordneten Antennen stammen, und

die Zustands-Schätzeinrichtung (40) eine erste und eine zweite Quadriereinrichtung (41&sub1;, 41&sub2;) zur Berechnung der Quadrate von Schätzfehlern von der Fehler-Schätzeinrichtung (30&sub1;, 30&sub2;) des ersten und des zweiten Diversity-Zweiges sowie eine Additionseinrichtung (410) aufweist, die die Ausgaben der ersten und der zweiten Quadriereinrichtung (41&sub1;, 41&sub2;) addiert und das Additionsergebnis als Wahrscheinlichkeitssignal entsprechend seiner Wahrscheinlichkeit ausgibt, wobei die Zustands-Schätzeinrichtung (40) nacheinander alle Sätze eines Sollsignal-Symbolfolgekandidaten und eines Interferenzsignal-Symbolfolgekandidaten nach Maßgabe der möglichen Zustandsübergänge von Soll- und Interferenzsignalen generiert und jeden Satz an die Sollsignal-Schätzeinrichtung (10&sub1;, 10&sub2;), die Interferenzsignal-Schätzeinrichtung (20&sub1;, 20&sub2;) und die Steuereinrichtung (50&sub1;, 50&sub2;) des ersten und des zweiten Diversity-Zweiges liefert.

16. Empfänger nach Anspruch 1, bei dem die Zustands-Schätzeinrichtung (40) umfaßt:

eine Zustandsfolgekandidatgeneratoreinrichtung (46), die nacheinander alle möglichen Kombinationen eines ersten Übergangszustandsfolgekandidaten entsprechend einem der Sollsignal- Folgekandidaten sowie einen zweiten Übergangszustandfolgekandidaten entsprechend einem der Inteirferenzsignal-Folgekandidaten erzeugt; und eine erste und eine zweite Modulationssignalgeneratoreinrichtung (44, 45), die als die Sollsignal-Symbolfolgekandidaten und die Interferenzsignal- Symbolfolgekandidaten erste und zweite Symbolfolgekandidaten erzeugt, die den ersten bzw. den zweiten Übergangszustandfolgekandidaten entsprechen.

17. Empfänger nach Anspruch 16, bei dem die erste und die zweite Modulationssignalgeneratoreinrichtung (44, 45) jeweils umfaßt: eine erste und eine zweite Abbildungslogikschaltungsanordnung (44A), die die ihr gelieferten ersten und zweiten Übergangszustandfolgekandidaten in erste und zweite Symbolfolgekandidaten gewünschter modulierter Formen umwandelt; und eine erste und eine zweite Umwandlungseinrichtung (44B), die die ersten und zweiten Symbolfolgekandidaten von der ersten und der zweiten Abbildungslogikschaltungsanordnung (44A) in den Sollsignal-Symbolfolgekandidaten bzw. den Interferenzsignal-Symbolfolgekandidaten umwandeln.

18. Verfahren zur Auslöschung eines Interferenzsignals in einem empfangenen Signal in einem Empfänger für ein M-äres Signalmodulationssystem, welcher eine Fehler-Schätzeinrichtung (30), eine Zustands-Schätzeinrichtung (40), eine Sollsignal-Schätzeinrichtung (10) und eine Steuereinrichtung (50) umfaßt, wobei M eine ganze Zahl gleich oder größer als 2 ist und das Verfahren umfaßt:

A. einen Schritt, bei dem aufgrund jeder Eingabe eines quasi-kohärent detektierten Signalabtastwerts in die Fehler-Schätzeinrichtung (30) die Zustands-Schätzeinrichtung (40) nacheinander eine Mehrzahl von Sollsignal-Symbolfolgekandidaten erzeugt, die je aus Ld + 1 Symbolen gebildet sind, wobei Ld eine ganze Zahl gleich oder größer als 1 ist;

B. einen Schritt, bei dem die Sollsignal-Schätzeinrichtung (10) eine Faltungsoperation an jedem der Sollsignal-Symbolfolgekandidaten mit einem Satz von Ld + 1 Sollsignalkanalparametern ausführt, welche Eigenschaften von Sollsignalvielfachwegen definieren, die relative Verzögerungszeiten bis hin zu Ld Symbolen aufweisen, um ein geschätztes empfangenes Sollsignal zu erzeugen, und das geschätzte empfangene Sollsignal ausgibt, wobei Ld eine ganze Zahl gleich oder größer als 1 ist;

C. einen Schritt, bei dem die Fehler-Schätzeinrichtung (30) das geschätzte empfangene Sollsignal von einem empfangenen Signal subtrahiert, um ein Schätzfehlersignal zu erzeugen; und

D. einen Schritt, bei dem die Zustands-Schätzeinrichtung (40) nacheinander eine Mehrzahl von Sollsignal-Symbolfolgekandidaten ausgibt, von denen jeder einem jeweiligen aller möglichen Zustandsübergänge des Sollsignals von einem vorherigen Zeitpunkt zu einem gegenwärtigen Zeitpunkt in einem Trellis-Diagramm entspricht, das von allen möglichen Folgen von Ld + 1 Symbolen bestimmt wird, die je jeden beliebigen von M Werten annehmen können, die Mehrzahl der Sollsignal- Symbolfolgekandidaten an die Sollsignal-Schätzeinrichtung (10) liefert, ein Maß für jeden der Sollsignal-Symbolfolgekandidaten unter Verwendung eines entsprechenden Schätzfehlersignals erzeugt, einen der Sollsignal-Symbolfolgekandidaten als die mit größter Wahrscheinlichkeit übertragene Signalfolge des Sollsignals unter Verwendung der Maße schätzt, und die Sollsignalbits oder -symbole ausgibt, die von dem geschätzten Sollsignal-Symbolfolgekandidaten gewonnen werden; und

E. einen Schritt, bei dem die Steuereinrichtung die Kanalparameter der Sollsignal-Schätzeinrichtung (10) mit einem Adaptionsalgorithmus unter Verwendung des Schätzfehlersignals und der Mehrzahl von Sollsignal-Symbolfolgekandidaten steuert, die von der Zustands-Schätzeinrichtung (40) geliefert werden;

dadurch gekennzeichnet, daß,

wenn das System ferner eine Interferenzsignal-Schätzeinrichtung (20) umfaßt;

im Schritt B die Interferenzsignal-Schätzeinrichtung (20) eine Faltungsoperation an jedem einer Mehrzahl von Interferenzsignal-Symbolfolgekandidaten, die je aus Lu + 1 Symbolen gebildet sind, mit einem Satz von Lu + 1 Interferenzsignal-Kanalparametern durchführt, die Eigenschaften von Interferenzsignalvielfachwegen definieren, welche relative Verzögerungszeiten von bis zu Lu Symbolen aufweisen, um ein geschätztes empfangenes Interferenzsignal zu erzeugen, und das geschätzte empfangene Interferenzsignal ausgibt, wobei Lu eine ganze Zahl gleich oder größer als 1 ist;

im Schritt C, die Fehler-Schätzeinrichtung (30) das Schätzfehlersignal durch Subtraktion sowohl des geschätzten empfangenen Referenzsignals als auch des geschätzten empfangenen Sollsignals von dem empfangenen Signal erzeugt, um das Schätzfehlersignal zu erzeugen;

im Schritt A, die Zustands-Schätzeinrichtung (40) nacheinander in Kombination mit den Sollsignal-Symbolfolgekandidaten die Mehrzahl von Interferenzsignal-Symbolfolgekandidaten ausgibt, die je einem jeweiligen aller möglichen Zustandsübergänge des Interferenzsignals von einem vorherigen Zeitpunkt zu dem gegenwärtigen Zeitpunkt in einem Trellis-Diagramm entsprechen, das durch alle möglichen Folgen von Lu + 1 Symbolen bestimmt ist, die je jeden beliebigen von M Werten annehmen können, die Mehrzahl von Interferenzsignal-Symbolfolgekandidaten an die Interferenzsignal-Schätzeinrichtung (20) liefert, das Maß für jeden der Interferenzsignal-Symbolfolgekandidaten in Kombination mit jedem Sollsignal-Symbolfolgekandidaten unter Verwendung eines entsprechenden Fehlersignals erzeugt, einen der Interferenzsignal-Symbolfolgekandidaten als eine mit größter Wahrscheinlichkeit übertragene Signalfolge des Interferenzsignals in Kombination mit der wahrscheinlichsten Sollsignalfolge unter Verwendung der Maße schätzt, und die Sollsignalbits oder -symbole ausgibt und die übertragenen Interferenzsignalfolgen an die Sollsignal-Schätzeinrichtung (10) und die Interferenzsignal-Schätzeinrichtung (20) liefert; und

die Steuereinrichtung (50), im Schritt E, die Kanalparameter sowohl der Sollsignal-Schätzeinrichtung (10) als auch der Interferenzsignal-Schätzeinrichtung (20) mit einem Adaptionsalgorithmus unter Verwendung des Schätzfehlers steuert, der durch Subtraktion sowohl des geschätzten Soll- als auch Interferenzsignals von dem empfangenen Signal gewonnen wird.

19. Verfahren nach Anspruch 18, bei dem der Empfänger in einer Speichereinrichtung (65) Trainingssignalfolgen entsprechend verschiedenen Sendeseiten vorab gespeichert hat, und bei dem während einer Sollsignaltrainingsperiode eine der Trainingssignalfolgen als Sollsignal-Trainingssignalfolge von der Speichereinrichtung (65) anstelle jedes der Sollsignal-Symbolfolgekandidaten von der Zustands-Schätzeinrichtung (40) an die Sollsignal-Schätzeinrichtung (10) und die Steuereinrichtung (50) geliefert wird, und die Steuereinrichtung (50) die Kanalimpulsantwortschätzwerte für das Sollsignal unter Verwendung der Sollsignal-Trainingssignalfolge schätzt, die die größte Wahrscheinlichkeit bietet, und die geschätzten Kanalimpulsantwortschätzwerte für das geschätzte Signal an die Sollsignal-Schätzeinrichtung (10) liefert.

20. Verfahren nach Anspruch 16, bei dem während einer Interferenzsignaltrainingsperiode wenigstens eine andere der Trainingssignalfolgen als eine Interferenzsignaltrainingssignalfolge anstelle jedes der Interferenzsignal-Symbolfolgekandidaten an die Interferenzsignal-Schätzeinrichtung (20) und die Steuereinrichtung (50) geliefert wird, und die Steuereinrichtung (50) die Kanalimpulsantwortschätzwerte für das Interferenzsignal unter Verwendung der Interferenzsignaltrainingsfolge schätzt, die die größte Wahrscheinlichkeit bietet, und die geschätzten Kanalimpulsantwortschätzwerte an die Interferenzsignal-Schätzeinrichtung (20) ausgibt.

21. Verfahren nach Anspruch 18, bei dem Schritt A ein Schritt ist, bei dem in einer vorbestimmten Periode eines empfangenen Signals die Steuereinrichtung (50) die Anzahl von Zuständen als einen Wert größer als die Anzahl möglicher Übergangszustände sowohl für Soll- als auch Interferenzsignale definiert und die Anzahl von Soll- und Interferenzsignal-Symbolfolgekandidaten entsprechend erhöht, und die Steuereinrichtung (50) mögliche Sätze von Kanalimpulsantwortschätzwerten mit allen Sätzen der Soll- und Interferenzsignal-Symbolfolgekandidaten für die Soll- und Interferenzsignale schätzt und den einen Satz Kanalimpulsantwortvektoren an die Signalschätzeinrichtung (10) und die Interferenzsignal-Schätzeinrichtung (20) ausgibt, der dem Satz von Soll- und Interferenzsignal-Symbolfolgekandidaten entspricht, der unter allen Kandidatensätzen von Soll- und Interferenzfolgekandidatenvektoren während der vorbestimmten Periode die größte Wahrscheinlichkeit bietet.

22. Verfahren nach Anspruch 19 oder 20, das ferner einen Schritt umfaßt, bei dem während der Soll- und Interferenzsignaltrainingsperioden Trainingssignalfolgen für die Soll- und Interferenztrainingssignale an die Sollsignal-Schätzeinrichtung (10), die Interferenzsignal-Schätzeinrichtung (20) und die Steuereinrichtung (50) anstelle der Soll- und Interferenzfolgekandidatenvektoren geliefert werden, wobei die Kanalschätzeinrichtung (50) Kanalimpulsantwortschätzwerte für die Soll- und Interferenzsignale so schätzt, daß das Schätzfehlersignal von der Fehler-Schätzeinrichtung (30) in den Trainingssignalperioden minimal wird.

23. Verfahren nach Anspruch 22, bei dem der Empfänger in einer Speichereinrichtung (65) eine Mehrzahl vorbekannter Trainingsmuster vorab gespeichert hat, die verschiedenen vorbestimmten Trainingssignalfolgen entsprechen, die möglicherweise empfangen werden, eine der Trainingssignalfolgen auswählt, die die höchste Korrelation mit einer empfangenen Trainingssignalfolge besitzt, und entscheidet, die ausgewählte Trainingssignalfolge als die Trainingssignalfolge zu verwenden.

24. Verfahren nach Anspruch 22 oder 23, bei dem die Trainingssignalfolgen für die Soll- und Interferenzsignale solche sind, die eine hohe Autokorrelation ihrer eigenen Folgen aber eine niedrige Kreuzkorrelation zwischen den Trainingssignalfolgen aufweisen.

25. Verfahren nach Anspruch 24, bei dem die Trainingssignalfolgen so festgelegt sind, daß ihre Symbolfolgen orthogonal zueinander sind.

26. Verfahren nach Anspruch 18, das ferner einen Schritt umfaßt zur Auswahl, durch den Viterbi-Algorithmus, eines Wegs, der das maximale Zustandsübergangswegmaß für jeden aller vorbestimmten möglichen Übergangszustände einer Kombination der Soll- und Interferenzsignale bietet, und der Erneuerung, nach jeder Auswahl des Wegs für jeden Zustand zu jedem Zeitpunkt, der Kanalparameter für die Soll- und Interferenzsignale auf der Basis der Soll- und Interferenzsignal- Symbolfolgekandidaten, die dem ausgewählten Weg entsprechen.

27. Verfahren nach Anspruch 18, das ferner einen Schritt umfaßt, bei dem Zustandsgruppen, die sich aus Kombinationen möglicher Zustandsübergänge des Sollsignals und möglicher Zustandsübergänge des Interferenzsignals zusammensetzen, definiert werden; der Zustandsübergang zwischen benachbarten Zeitpunkten lediglich auf einen Weg begrenzt wird, welcher das maximale Wegmaß zwischen jeweiligen Zustandsgruppen bietet; und nach jeder Auswahl eines Wegs auf der Basis des Wegmaßes die Kanalimpulsantworten für die Soli- und Interferenzsignale nach Maßgabe der Soll- und Interferenzsignal-Symbolfolgekandidaten der Soll- und Interferenzsignale entsprechend dem ausgewählten Zustandsübergang erneuert werden.

28. Kommunikationssystem, das den Empfänger nach Anspruch 1 dazu verwendet, ein Sollsignal unter von einer Mehrzahl von Sendestationen (200, 300) übertragenen Signalen zu empfangen, wobei die Mehrzahl von Sendestationen jeweils eine Zufallsgeneratoreinrichtung (201, 301) zur Erzeugung einer Pseudozufallszahl und eine Phasenschiebereinrichtung (203, 303) zur Verschiebung der Phase des zu übertragenden Signals um einen der Pseudozufallszahl entsprechenden Betrag aufweisen.

29. Kommunikationssystem nach Anspruch 28, das eine Taktgeneratoreinrichtung (90) zum Anlegen eines gemeinsamen Taktsignals an wenigstens zwei der Sendestationen enthält, wobei die Sendestationen eine Sendeleistungssteuereinrichtung (204), (304) zur Steuerung der Amplituden der zu sendenden Signale auf der Basis des Taktsignals aufweisen derart, daß die Signale unterschiedliche Amplituden besitzen.

30. Kommunikationssystem, das den Empfänger von Anspruch 1 verwendet, um ein Sollsignal unter von einer Vielzahl von Sendestationen (200, 300) gesendeten Signalen zu empfangen, wobei jede Sendestation eine Zufallsgeneratoreinrichtung (205, 305) zur Erzeugung einer Pseudozufallszahl und eine Leistungssteuereinrichtung (204, 304) zur Änderung der Amplitude des zu sendenden Signals nach Maßgabe der Pseudozufallszahl aufweist.

31. Kommunikationssystem nach Anspruch 30, bei dem jede Sendestation eine zweite Zufallsgeneratoreinrichtung (201, 301) zur Erzeugung einer zweiten Pseudozufallszahl sowie eine Phasenschiebereinrichtung (203, 303) zur Änderung der Phase des zu sendenden Signals um einen Betrag entsprechend der zweiten Pseudozufallszahl aufweist.

32. Kommunikationssystem nach Anspruch 28, 29 oder 31, bei dem jede Sendestation das Signal mit einem Burst sendet und die Phasenschiebereinrichtung (203, 303) die Phase des zu sendenden Signals auf der Basis der Zufallszahl bei jedem Burst ändert.