DE69325778T2 - Taktrückgewinnungssystem - Google Patents

Description

• Die vorliegende Erfindung betrifft ein Taktrückgewinnungssystem zum Extrahieren von Taktinformation aus einem empfangenen Basisbandsignal.
• In einer bekannten Taktrückgewinnungsschaltung wird ein empfangenes Basisbandsignal von einem Analog/Digital-Wandler abgetastet. Zur Steuerung eines spannungsgesteuerten Oszillators, der den Abtasttakt erzeugt, wird ein Taktphasenfehler des abgetasteten Signals bezüglich der Taktzeit des gesendeten Signals geschätzt und, um die in dem Phasenfehler enthaltenen hochfrequenten Komponenten zu entfernen, gefiltert, so daß der Phasenfehler auf Null reduziert wird. Da die übliche Praxis ist, einen kostengünstigen hochauflösenden A/D-Wandler zu verwenden, muß die Abtasttaktfrequenz mehrere hunderte Male die Frequenz des empfangenen Signals sein. Jedoch kann die Steuerung des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) bei einer solch hohen Abtastfrequenz nicht ebenso einfach erreicht werden wie im Falle einer niedrigen Abtastfrequenz, in welcher hochfrequente Abtastpulse von einer separaten Taktquelle durch die Verwendung eines variablen Frequenzteilers passend geteilt werden. Daher liegt auf der bekannten Taktrückgewinnungsschaltung eine Preisbegrenzung. Gemäß einer anderen bekannten Technik wird ein asynchroner Oszillator verwendet, um das Basisbandsignal abzutasten. Das abgetastete Basisbandsignal wird einem Interpolationsfilter zugeführt, um den optimalen Abtastwert zu schätzen, aus welchem die Taktzeit extrahiert wird. Die optimale Taktzeit wäre dann detektiert, wenn die Phasendifferenz zwischen dem Eingangssignal des Filters und dem geschätzten Abtastwert auf null reduziert ist. Jedoch ist es schwierig, die geschätzte Zeit genau an die Taktzeit des gesendeten Signals anzupassen.
• Die EP-A-0 092 400 beschreibt ein Verfahren und eine Vorrichtung, um einem Modem eine Folge von digitalisierten Abtastwerten im wesentlichen synchron mit der Baudrate des hereinkommenden Signals, aber ohne Verwendung einer variablen Abtastfrequenz, zuzuführen. Ein hereinkommendes Signal wird mit einer festen Rate abgetastet, vorübergehend in einem Pufferspeicher gespeichert und dann unter Verwendung eines digitalen Interpolationsfilters interpoliert, um eine Folge von interpolierten Abtastwerten bereitzustellen, die gleich denjenigen sind, die erhalten worden wären, wenn eine Abtastrate mit variabler Frequenz verwendet worden wäre. Jede relative Verzögerung zwischen den dem Modem zugeführten Abtastwerten und der Baudrate wird gemessen und in einem Aufwärts/Abwärts-Zähler summiert. Dann wird die in dem Zähler gespeicherte summierte Verzögerung verwendet, um die Auswahl der Koeffizienten für das Interpolationsfilter zu steuern.
• Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine kostengünstige Taktrückgewinnungsschaltung mit einem vereinfachten digitalen Schaltsystem bereitzustellen.
• Die Taktrückgewinnungsschaltung der vorliegenden Erfindung weist einen asynchronen Oszillator auf, um erste Taktpulse bei einer Frequenz zu erzeugen, die n-mal die Frequenz des Basisbandsignals ist, wobei n eine ganze Zahl größer Eins ist. Eine Abtastvorrichtung wird bereitgestellt, um das Basisbandsignal als Antwort auf den ersten Taktpuls abzutasten, um einen ersten Abtastwert zu erzeugen. Der erste Abtastwert wird gehalten und als Antwort auf einen zweiten Taktpuls, der von einem spannungsgesteuerten Oszillator zugeführt wird, als ein zweiter Abtastwert ausgegeben. Die Zeitdifferenz zwischen dem ersten und zweiten Taktpuls wird detektiert und ein Satz von Zweigverstärkungswerten wird gemäß der Zeitdifferenz ausgewählt. Um einen optimalen Zwischenabtastwert zu schätzen, wird ein Transversalfilter bereitgestellt, um die zweiten Abtastwerte sukzessiv zu verzögern, die sukzessiv verzögerten Abtastwerte jeweils mit den Zweigverstärkungswerten zu gewichten und, als repräsentativ für die Schätzung des Zwischenabtastwerts, ein Ausgangssignal zu erzeugen, das einer Summe aus den gewichteten Abtastwerten entspricht. Ein Taktphasenfehler des Zwischenabtastwerts in bezug auf die Taktzeit des gesendeten Signals wird detektiert und der spannungsgesteuerte Oszillator wird gemäß dem detektierten Taktphasenfehler gesteuert. Wenn der Taktphasenfehler auf null reduziert ist, ist ein optimaler Zwischenabtastwert erzielt und das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators wird auf die Taktzeit des gesendeten Signals gesteuert.
• Die vorliegende Erfindung betrifft eine Taktrückgewinnungsschaltung nach Anspruch 1 und ein entsprechendes Verfahren zum Zurückgewinnen von gesendeten Taktpulsen nach Anspruch 3.
• Die vorliegende Erfindung wird mit Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen detaillierter beschrieben; es zeigen:
• Fig. 1 ein Blockdiagramm einer Taktrückgewinnungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung; und
• Fig. 2 ein Schaltungsdiagramm einer verzweigten Verzögerungsleitung des in Fig. 1 verwendeten Transversalfilters.
• Mit Bezug nun auf Fig. 1 ist eine Taktrückgewinnungsschaltung für einen digitalen Funkempfänger gemäß der vorliegenden Erfindung gezeigt. Ein ursprüngliches Basisbandsignal bei der Frequenz ft wird auf einen Träger moduliert und von einer Sendeseite gesendet. Auf der Empfangsseite wird der modulierte Träger demoduliert, um das ursprüngliche Basisbandsignal R(t) zurückzugewinnen. Das Basisbandsignal R(t) wird einer Abtastvorrichtung 1 zugeführt, wo es als Antwort auf das Ausgangssignal eines asynchronen oder selbstschwingenden Oszillators 9 bei einer Frequenz fs (die gleich n·ft ist, wobei n = 4) abgetastet wird, um ein abgetastetes Basisbandsignal RS(t) zu erzeugen. In einer bevorzugten Ausführungsform ist die Abtastvorrichtung 1 als ein Analog/Digital-Wandler ausgeführt. Da der Oszillator 9 nicht mit der Takt(symbol)Zeit des gesendeten Basisbandsignals synchronisiert ist, ist die Abtastfrequenz fs gleich n·ft+Δfs, wobei Δfs der Frequenzfehler ist. Das abgetastete Basisbandsignal RS(t) ist ein diskretes Signal, das ein Aliasspektrum bei den Frequenzen fs, 2fs und 3fs hat. Das Signal Rs(t) wird wie folgt dargestellt:
• RS(t) = R(t)δ(t-k/fs) = Rkδ(t-k/fs) (1)
• wobei δ(t) die Deltafunktion ist, die für t = 0 1 und zu anderen Zeiten 0 ist, k eine willkürliche ganze Zahl ist und k/fs den Zeitpunkt "t" darstellt, bei dem das Signal R(t) von der Abtastvorrichtung 1 abgetastet wird, und Rk = R(t) = R(k/fg).
• Das abgetastete Signal RS(t) wird einem Flip-Flop 2 zugeführt, wo jeder der Abtastwerte RS(t) gehalten wird und von dem Flip-Flop ausgegeben wird, wenn letzteres mit einem Taktpuls von einem spannungsgesteuerten Oszillator 7 versorgt wird. Der VCO 7 wird durch eine noch zu beschreibende geschlossene Schleifenoperation präzise bei einer Frequenz n·ft gesteuert. Das Ausgangssignal des Flip-Flops 2 wird einem Transversalfilter 3 zugeführt, um einen optimalen Abtastwert zu schätzen, der zwischen den von der Abtastvorrichtung 1 anfangs erzeugten aufeinanderfolgenden Abtastwerten liegt.
• Das Transversalfilter 3 weist eine verzweigte Verzögerungsleitung 30, mehrere Zweigverstärkung-Multiplizierer 31, die mit den aufeinanderfolgenden Zweigen der Verzögerungsleitung 30 verbunden sind, und einen Addierer 32 auf. Die verzweigte Verzögerungsleitung 30 weist eine Reihe von Verzögerungselementen D (siehe Fig. 2) auf, die von Taktpulsen, die von dem VCO 7 zugeführt werden, mit einer Frequenz n·ft angesteuert werden, und Abtastwerte von dem Flip-Flop 2 empfangen, um Zweigsignale an aufeinanderfolgenden Zweigen der Verzögerungsleitung zu erzeugen, wobei jedes Zweigsignal um eine einheitliche Verzögerungszeit von 1/n·ft verzögert ist. Die Zweigverstärkung-Multiplizierer 31 führen Rechenoperationen mit den jeweiligen Zweigsignalen unter Verwendung von Zweigverstärkungswerten (oder Zweiggewichtungswerten) hij (wobei i = 1, 2, ...,1,j = 1, 2, ...,m) aus, die in einem Nurlesespeicher 4 gespeichert sind. Diese Zweigverstärkungswerte stellen die Impulsantwort des Transversalfilters 3 dar. Als Antwort auf ein von einem Zähler 8 zugeführtes Eingangssignal werden die Zweigverstärkungswerte h1j,h2j, ...,h1j aus dem Speicher 4 ausgelesen und jeweils den Zweigverstärkung-Multiplizierern 31 zugeführt, wo sie mit den jeweiligen Zweigverstärkungswerten gewichtet werden. Die Ausgangssignale der Zweigverstärkung- Multiplizierer 31 werden von dem Addierer 32 summiert, um ein Ausgangssignal Rf(t) des Transversalfilters 3 zu erzeugen.
• Ein Taktphasenfehler-Detektor 5 ist mit dem Ausgang des Transversalfilters 3 verbunden, um einen Phasenfehler der Taktzeit des Signals Rf(t) mit Bezug auf die Taktzeit des gesendeten Signals auf eine Weise zu schätzen, die in dem Aufsatz "Development of Variable-Rate Digital Modem for Digital Satellite Communication Systems", Susumu Otani et al., (CH2535- 3/88/0000-0148, 1988, IEEE) beschrieben ist. Ein Schleifenfilter 6 entfernt die hochfrequenten Komponenten des Phasendifferenzsignals und führt dem VCO 7 eine Frequenzsteuerspannung zu.
• Der Zähler 8 wird mit einem Hochgeschwindigkeitstaktpuls bei einer Frequenz m·fs von einer Taktquelle 10 versorgt. Der Zähler 8 wird als Antwort auf einen Taktpuls von dem asynchronen Oszillator 9 aktiviert, um das Zählen der Hochgeschwindigkeitstaktpulse einzuleiten und beendet die Zähloperation als Antwort auf einen Taktpuls von dem VCO 7, um einen Zählwert "c" zu erzeugen. Der Zählwert "c" ist gleich m·fsΔt, wobei Δt die Zeitdifferenz zwischen der Zeit k/fs, bei welcher das Basisbandsignal R(t) von der Abtastvorrichtung abgetastet wird, und der Taktzeit des VCO 7, welche schließlich übereinstimmend mit der Taktzeit des gesendeten Signals gemacht wird. Als Antwort auf einen Zählwert "c" wird ein Satz von "l" Zweigverstärkungswerten hij aus den gespeicherten "m" Sätzen von Zweigverstärkungswerten ausgewählt und von dem ROM 4 jeweils zu den Zweigverstärkung-Multiplizierern 31 des Transversalfilters geschickt.
• Da das Transversalfilter ein Faltungsintegral bereitstellt, wird das Ausgangssignal Rf(t) des Transversalfilters 3 dargestellt als:
• wobei τ die Zeitvariable oder Anregungszeit, t die Antwortzeit und h(t) die Impulsantwort des Transversalfilters 3 ist (siehe Simon Haykin "An Introduction to Analog and Digital Communications", John Wiley & Sons, Seite 84 bis 87). Da das Faltungsintegral theoretisch zwischen k = -∞ und k = ∞ ausgeführt wird, kann Gleichung (2) geschrieben werden als:
• Da die Impulsantwort h(t) mit zunehmenden "t" abnimmt, ist es für das Transversalfilter 3 ausreichend, die Faltungsintegration über einen Bereich von endlichen Werten ±ko bereitzustellen (wobei ein geeigneter Wert von k&sub0; = 10 ist), und Gleichung (3) wird:
• wobei hk(Δt)=h(k/fs+Δt). Da die Impulsantwort des Transversalfilters 3 dazu gemacht werden kann, um als Funktion der Zeitdifferenz Δt zu variieren, werden die im Speicher 4 gespeicherten Zweigverstärkungswerte hk(Δt) so bestimmt, daß ein optimaler Abtastwert erhalten wird, wenn der von dem Phasenfehler-Detektor 5 detektierte Taktphasenfehler auf Null reduziert ist. Wenn beispielsweise eine Zeitdifferenz Δt&sub1; zwischen der Abtastzeit k/fs und der Taktzeit des VCO 7 besteht, sucht die geschlossene Schleife der Taktrückgewinnungsschaltung nach einem Satz von optimalen Impulsantworten, bis der Phasenfehler auf Null reduziert ist. Wenn dies eintritt, wird ein Satz von Zweigverstärkungswerten h&sub1;&sub1;,h&sub1;&sub2;, ...,h1l aus dem ROM 4 in das Transversalfilter 3 gelesen und ein geeigneter Zwischenabtastwert wird erhalten und das Ausgangssignal des VCO 7 wird präzise auf die Taktzeit des gesendeten Signals gesteuert und als Taktzeit des Empfängers aus der Taktrückgewinnungsschaltung ausgegeben.

Claims (4)

1. Taktrückgewinnungsschaltung mit:

einem asynchronen Oszillator (9) zur Erzeugung von Taktzeitpulsen bei einer Frequenz, die ein ganzzahliges Vielfaches der Frequenz des empfangenen Basisbandsignals ist;

einer Abtasteinrichtung (1) zum Abtasten des Basisbandsignals als Antwort auf die Taktzeitpulse, um erste Abtastwerte zu erzeugen;

einer Speichereinrichtung (2) zum Speichern der ersten Abtastwerte und Ausgeben der gespeicherten ersten Abtastwerte als zweite Abtastwerte;

einer Speichereinrichtung (4) zum Speichern mehrerer Sätze von Zweigverstärkungswerten;

einem Transversalfilter (3) zum sukzessiven Verzögern der zweiten Abtastwerte, Gewichten der sukzessiv verzögerten zweiten Abtastwerte mit den jeweiligen Zweigverstärkungswerten und Summieren der gewichteten zweiten Abtastwerte; und

einer Taktzeitfehler-Detektoreinrichtung (5, 6) zum Abschätzen eines Taktfehlers des empfangenen Basisbandsignals aus den summierten gewichteten zweiten Abtastwerten,

gekennzeichnet durch

einen spannungsgesteuerten Oszillator (7), der auf den geschätzten Taktzeitfehler anspricht, um die Taktzeit des empfangenen Basisbandsignals zurückzugewinnen und der die Speichereinrichtung (2) veranlaßt, die zweiten Abtastwerte gemäß der zurückgewonnenen Taktzeit auszugeben, und

eine Zeitdifferenz-Detektoreinrichtung (10,8), um eine Zeitdifferenz zwischen der Taktzeit des asynchronen Oszillators (9) und der zurückgewonnenen Taktzeit des spannungsgesteuerten Oszillators (7) zu detektieren und um die Speichereinrichtung (4) zu veranlassen, gemäß der Zeitdifferenz einen der Sätze von Zweigverstärkungswerten zu lesen und die gelesenen Zweig verstärkungswerte dem Transversalfilter (3) zuzuführen.

2. Taktrückgewinnungsschaltung nach Anspruch 1, wobei die Zeitdifferenz-Detektoreinrichtung (10,8) aufweist: eine Einrichtung (10) zum Erzeugen von dritten Taktpulsen und einen Zähler (8) zum Inkrementieren eines Zählwerts als Antwort auf jeden der dritten Taktpulse, wobei der Zähler (8) auf einen der zweiten Taktpulse anspricht, um den Zählwert als repräsentativ für die Zeitdifferenz zu halten und gemäß dem gehaltenen Zählwert einen der Sätze von Zweigverstärkungswerten aus der Speichereinrichtung (4) zu lesen und die gelesenen Zweigverstärkungswerte dem Transversalfilter (3) zuzuführen.

3. Verfahren zum Zurückgewinnen von gesendeten Taktpulsen aus einem empfangenen Basisbandsignal unter Verwendung eines asynchronen Oszillators (b), der Taktzeitpulse mit einer Frequenz erzeugt, die ein ganzzahliges Vielfaches der Frequenz eines empfangenen Basisbandsignals ist, und eines spannungsgesteuerten Oszillators (7), der zweite Taktpulse bei einer gesteuerten Frequenz erzeugt, wobei das Verfahren die folgenden Schritte aufweist:

a) Abtasten des Basisbandsignals als Antwort auf die Taktzeitpulse und Erzeugen erster Abtastwerte;

b) Speichern der ersten Abtastwerte und Ausgeben der gespeicherten ersten Abtastwerte als Antwort auf die zweiten Taktpulse als zweite Abtastwerte;

c) Detektieren einer Zeitdifferenz zwischen den Taktzeitpulsen und den zweiten Taktpulsen;

d) Erzeugen eines Satzes von Zweigverstärkungswerten als Antwort auf die Zeitdifferenz;

e) sukzessives Verzögern der zweiten Abtastwerte;

f) jeweiliges Gewichten der sukzessiv verzögerten zweiten Abtastwerte mit den durch Schritt (d) erzeugten Zweigverstärkungswerten;

g) Summieren der gewichteten zweiten Abtastwerte; und

h) Detektieren eines Taktphasenfehlers der durch den Schritt (g) summierten zweiten Abtastwerte mit Bezug auf die Taktzeit des empfangenen Basisbandsignals und Steuern des spannungsgesteuerten Oszillators (7) mit dem detektierten Taktphasenfehler.

4. Verfahren nach Anspruch 3, wobei der Schritt (d) aufweist;

d1) Speichern von m Sätzen von Zweigverstärkungswerten in einem Speicher (4);

d2) Erzeugen von dritten Taktpulsen bei einer Frequenz, die die m-fache Frequenz der Taktzeitpulse ist; und

d3) Zählen der dritten Taktpulse, um als Antwort zu jeden der Taktzeitpulse einen Zählwert zu inkrementieren, und Halten des die Zeitdifferenz repräsentierenden Zählwerts als Antwort auf einen der zweiten Taktpulse,

wobei der Schritt (f) aufweist: Lesen eines der m Sätze von Zweigverstärkungswerten aus dem Speicher (4) als Antwort auf den gehaltenen Zählwert, um jeweils die sukzessiv verzögerten zweiten Abtastwerte mit den Zweigverstärkungswerten des gelesenen Satzes zu gewichten.