DE69318802T2

DE69318802T2 - Digitaler Paketbetriebdatenempfänger

Info

Publication number: DE69318802T2
Application number: DE69318802T
Authority: DE
Inventors: Yusuke Ota; Robert Gerald Swartz
Original assignee: AT&T Corp
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1992-11-13
Filing date: 1993-11-04
Publication date: 1998-10-29
Anticipated expiration: 2013-11-05
Also published as: JPH06232917A; CA2106438A1; EP0597632A1; EP0597632B1; CA2106438C; US5371763A; JP2991911B2; DE69318802D1

Description

Verwandte Sachverhalte werden in der folgenden, mit der vorliegenden, gleichzeitig eingereichten Anmeldung des gleichen vorliegenden Abtretungsempfängers offenbart: US-Patentanmeldung Nr. 07/976039 mit dem Titel: "Improved Burst Mode Digital Data Receiver".

Technisches Gebiet

Die vorliegende Erfindung betrifft digitale Datenempfänger und insbesondere einen Empfänger zum Empfangen von digitalen Daten im Burst-Modus.

Hintergrund der Erfindung

Eine Anforderung bei der herkömmlichen Datenübertragung ist die Einrichtung eindeutiger logischer Schwellenwerte. Metallverdrahtete Systeme verwenden zu diesem Zweck vordefinierte logische Gleichspannungspegel. Dies ist bei einem optischen System, bei dem absolute Signalpegel nicht im voraus bekannt sind, unbefriedigend. Die herkömmliche Lösung ist eine Wechselstromkopplung zwischen dem Empfänger und dem logischen Quantisierer. Mit diesem Ansatz werden logische Gleichstrom-Schwellenpegel durch Bildung eines "Signalmittelwerts" der empfangenen Datenimpulse eingerichtet. Signale, die über dem Mittelwert liegen, werden als logische EINSen angesehen, während Signale, die unter dem Mittelwert liegen, als logische NULLen angesehen werden. Obwohl wechselstromgekoppelte Empfänger bei kontinuierlichen Datenübertragungen gut funktionieren, funktionieren sie bei Datenübertragungen im Burst-Modus, bei denen der zeitliche Mittelwert des Signals kontinuierlich und unvorhersehbar schwankt, nicht gut.
Im Gegensatz dazu eignen sich hochschnelle gleichstromgekoppelte Empfänger zwar ideal für den Betrieb im Burst-Modus, haben sich aber aufgrund der Notwendigkeit der Einrichtung eines innerhalb einiger weniger Millivolt von der Gleichstrom-Mitte (die Hälfte der Summe des minimalen und maximalen Hubs des Datensignals) des empfangenen Datenimpulses liegenden logischen Bezugsspannungspegels als schwer implementierbar erwiesen.
Durch das bestehende US-Patent 5 025 456 der vorliegenden Autoren mit dem Titel "Burst Mode Digital Data Receiver" vom 18.6.1991 wurde das obige Problem durch Einsatz eines digitalen Burst-Mode- Datenempfängers gelöst, der sich an die Amplitude des eintreffenden Burst-Datenpakets anpaßt und die logische Schwellenspannung automatisch auf die Gleichstrom-Mitte einstellt, was idealerweise während des ersten Bit des Eingangs-Datenbursts geschieht.
Mittlerweile werden Paket-Datenübertragungen über optische Bus-Kommunikationssysteme gesendet, so wie es in dem Artikel "DC-1Gb/s Burst-Mode Compatible Receiver for Optical Bus Applications" von Yusuke Ota et al., Journal of Lightwave Technology, Band 10, Nr. 2, Februar 1992, beschrieben wird. In einem Bussystem wird das oben beschriebene Problem auf einen höheren Schwierigkeitsgrad gehoben, weil das Busmedium nun von vielen optischen Sendern simultan zeitlich geschachtelt benutzt wird.
Durch diese Bussysteme werden Empfängern des Stands der Technik zwei neue Beschränkungen auferlegt. Die erste besteht darin, daß die Empfänger wahrscheinlich dicht gepackte Paket-Datensignale von verschiedenen Sendern mit stark unterschiedlichen Leistungspegeln empfangen. Zum Beispiel kann ein Paket mit einem Leistungspegel von -15 dBm eintreffen und einige Bit später von einem weiteren Paket mit einem Leistungspegel von -35 dBm (hundert mal kleiner) gefolgt werden. Der Empfänger muß in der Lage sein, sehr unterschiedliche Paketamplituden zu verarbeiten, die nur um einige wenige Nanosekunden zeitlich auseinanderliegen.
Zweitens werden Laser aufgrund der Schwierigkeit, die optische Laserquelle eines Senders schnell "ein" und vollständig "aus" zu schalten, typischerweise vorgespannt, so daß sie immer ein wenig eingeschaltet sind. Wenn jedoch viele Laser auf einem Bus installiert sind und jeder Laser ständig ein wenig eingeschaltet ist, dann wird das resultierende Gleichstrom-"Dunkelpegel"-Licht leicht größer als manche der schwächeren Wechselstromsignale, die man erfassen will. Es besteht also ein Bedarf für ein bestimmtes Äquivalent eines Hochpaßfilters, um die Empfindlichkeit für Gleichstrom-Lichtpegel zu beseitigen. Ein Hochpaßfilter wird am einfachsten eingeführt, indem das Signal einfach wechselstromgekoppelt wird. Dadurch werden jedoch die gesamten Probleme mit der Wechselstromkopplung, die der Burst-Modus-Empfänger ursprünglich lösen sollte, wieder eingeführt.
In den Patent Abstracts of Japan, Band 17, Nr. 140 (Kurzfassung der JP-A-04309025) wird eine optische Burst-Empfangsschaltung offenbart, bei der ein Lichtempfängerelement ein optisches Signal in ein Stromsignal umsetzt, das Stromsignal durch einen Vorverstärker in ein Spannungssignal umgesetzt wird und das Signal über ein Hochpaßfilter, der einen Kondensator und einen Widerstand umfaßt, in ein Identifizierungsgerät eingegeben wird; das Identifizierungsgerät liefert ein Bezugspotential an eine Bezugspotentialschaltung und ein parallel an den Widerstand angeschlossener Schalter-Stromkreis wird vorübergehend am Ende des Signalempfangs von jeder Slave-Gruppe eines eintreffenden Rahmens und am Ende einer abgehenden Rahmenübertragung durch einen Befehl aus einer Zeitsteuerungs-Erzeugungsschaltung, ein Potential eines Eingangssignals des Identifizierungsgeräts zu einem beliebigen Zeitpunkt auf ein Bezugspotential zurückzusetzen, kurzgeschlossen.
Die vorliegende Erfindung soll das erste Problem lösen, während die oben zitierte verwandte Anmeldung das zweite Problem lösen soll.

Zusammenfassung der Erfindung

Die Erfindung wird durch Anspruch 1 definiert.
Gemäß der vorliegenden Erfindung enthält ein digitaler Datenempfänger eine gleichstromgekoppelte Differenz-Eingangsverstärkerschaltung zum Empfangen eines digitalen Paket-Dateneingangssignals, eine Detektorschaltung zum Erkennen und Speichern einer Spitzenamplitude des Signals und eine Rücksetzschaltung, die auf ein Paketende-Rücksetzsignal reagiert. Die Rücksetzschaltung entlädt das gespeicherte Sitzenamplitudensignal auf eine von Null verschiedene Gleichspannung, die im wesentlichen gleich der anfänglichen Gleichspannung ist, die durch die Detektorschaltung während der Abwesenheit eines empfangenen Eingangssignals gespeichert wird. Vorzugsweise enthält die Rücksetzschaltung sowohl Grob- als auch Fein-Rücksetzschaltungen, die durch das Rücksetzsignal aktiviert werden. Die Grob- Rücksetzschaltung entlädt die Detektorschaltung mit einer hohen Geschwindigkeit, bis die gespeicherte Spannung innerhalb einer vorbestimmten Spannung der anfänglichen Gleichspannung liegt und wird dann abgeschaltet. Die Fein-Rücksetzschaltung entlädt den Detektor mit einer niedrigen Entladegeschwindigkeit, bis die anfängliche Gleichspannung erreicht ist.
In einer ersten Ausführungsform ist die Rücksetzschaltung der vorliegenden Erfindung so angeordnet, daß sie mit dem in dem bereits zitierten US-Patent 5 025 456 beschriebenen digitalen Datenempfänger zusammenwirkt.
In einer zweiten Ausführungsform ist die Rücksetzschaltung der vorliegenden Erfindung so angeordnet, daß sie mit dem in der bereits zitierten Patentanmeldung beschriebenen Datenempfänger zusammenwirkt. Bei einer solchen Anordnung enthält der Datenempfänger eine gleichstromgekoppelte Differenz- Eingangsverstärkerschaltung mit einem ersten Eingang zum Empfangen des Eingangs-Datensignals, einem zweiten Eingang zum Empfangen eines ersten Bezugssignals und einem Verstärkerausgang. Ein erster Spitzenwertdetektor erfaßt und speichert die Spitzenamplitude des Verstärker-Ausgangsdatensignals und erzeugt daraus das erste Bezugssignal. Ein zweiter Spitzenwertdetektor erfaßt und speichert eine negative (minimale) Spitzenamplitude des Verstärker-Ausgangsdatensignals und erzeugt daraus ein zweites Bezugssignal. Ein Gleichsstrom-Kompensator zweigt als Reaktion auf das erste und das zweite Bezugssignal einen Teil des Gleichstroms oder niederfrequenten Stroms des an den ersten Eingang des Verstärkers angelegten Daten- Eingangssignals ab.
Die Rücksetzschaltung dient zum Entladen jedes Spitzenwertdetektors auf eine von Null verschiedene Gleichspannung, die im wesentlichen gleich einer anfänglichen Gleichspannung ist, die in dem besagten Spitzenwertdetektor während der Abwesenheit eines empfangenen Daten-Eingangssignals gespeichert wird. Das Rücksetzsignal dient außerdem zum Rücksetzen anderer Schaltkreise des Empfängers. Die vorliegende Rücksetzschaltung aktiviert den Empfänger so, daß er dicht gepackte Paket-Datensignale mit stark schwankenden Leistungspegeln effektiver verarbeitet.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

FIG. 1 zeigt ein Blockschaltbild der Burst- Modus-Empfängerschaltung des US-Patents 5 025 456 der vorliegenden Autoren;
FIG. 2 zeigt illustrative Datenkurvenformen, die über ein optisches Kommunikationssystem empfangen werden, das in einer von zwei Betriebsarten arbeitet: (1) Burst-Modus, intermittierende Quelle mit einem einzigen Sender und (2) Paket-Modus, intermittierende Quelle mit mehreren Sendern;
FIG. 3 zeigt illustrative Fotostrom- Eingangssignale, Ausgangssignale des Spitzenwertdetektors, Ausgangssignale des Vorverstärkers und Ausgangssignale der Entscheidungsschaltung (Quantisierer) für die Schaltung von FIG. 1, die im Paket-Modus betrieben wird;
FIG. 4 zeigt eine illustrative Kurve mit der Laser-Leuchtstärke (optische Ausgabe P) als eine Funktion des Laserstroms;
FIG. 5 zeigt das (optische) Fotostrom- Eingangssignal und das Ausgangssignal des Entscheidungsschaltungsempfängers für die Schaltung von FIG. 1 im Fall eines von Null verschiedenen "Dunkelstroms" (im wesentlichen ein Gleichstrom) "TH2" stellt die "wahren" bzw. idealen logischen Schwellenwerte in der Mitte des Wechselstrom-Signalhubs dar; "TH1" ist der "falsche" logische Schwellenwert, der bei der halben Gesamt-Eingangsamplitude, einschließlich des Dunkelstroms, eingerichtet wird;
FIG. 6 ist ein Blockschaltbild eines "Paket- Datenempfängers" gemäß der vorliegenden Erfindung, der eine adaptive Schwellenwertschaltung enthält, die so modifiziert ist, daß sie Eingangsströme mit "Dunkelpegel" verarbeitet, und einer Rücksetzschaltung, die den Empfang dicht gepackter Datenpakete mit unterschiedlichen Leistungspegeln aktiviert;
FIG. 7 zeigt repräsentative Ausgangssignalpegel für den Vorverstärker A&sub1; und die entsprechenden Pegel für die Spitzenwertdetektoren A2P und A2N in den Fällen, bei denen das Signal mit Dunkelpegel vorliegt und nicht vorliegt;
FIG. 8 ist ein ausführlicheres Blockschaltbild einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung und illustriert die Einzelheiten der beiden identischen Spitzenwertdetektoren, die jeweils eine Schaltung mit vergrößerter Flankensteilheit aufweisen, und die Rücksetzschaltung einschließlich einer Spitzenwertdetektor-Entladungs schaltung und Präzisions- Bezugsspannungen; und
FIG. 9 zeigt ein Blockschaltbild der herkömmlichen Burst-Modus-Empfängerschaltung des US- Patents 5 025 456 der vorliegenden Autoren, die so angepaßt ist, daß sie die Rücksetzschaltung der vorliegenden Erfindung umfaßt.

Ausführliche Beschreibung

Mit Bezug auf FIG. 1 wird nun die (in dem US- Patent 5 025 456 der vorliegenden Autoren mit dem Titel "Burst Mode Digital Data Receiver" vom 18.6.1992 offenbarte) Burst-Modus-Empfängerarchitektur des Stands der Technik beschrieben, durch die ein "augenblicklicher logischer Schwellenwert" VREF eingerichtet wird, der zu Beginn jedes Signalbursts bestimmt wird. Dieser logische Schwellenpegel ersetzt den gewöhnlich in wechselstromgekoppelten Empfängern eingerichteten Gleichstrom-Signalmittelwert. Der logische Schwellenwert VREF wird auf die halbe Höhe der Amplitude des Spitzen-Eingangssignals gesetzt, und die nachfolgende Signalverstärkung wird auf diesen Pegel bezogen. Die Schwellenwertbestimmung muß sehr schnell sein und wird idealerweise durch das Ende des ersten Bit in dem Signalburst abgeschlossen. Mit Bezug auf FIG. 2 ist ein typisches digitales Burst-Modus- Dateneingangssignal, das in den Burst-Modus-Empfänger eingegeben wird, durch 201 gezeigt, und der Ausgang des Quantisierers ist durch 202 gezeigt.
Wieder mit Bezug auf FIG. 1 enthält der Empfänger vier Blöcke: einen Transimpedanzverstärker (A&sub1;) mit Differenzeingang und -ausgang, einen Hochgeschwindigkeits-Spitzenwertdetektor (A&sub2;), einen Verstärker (A&sub3;) für eine optionale Verstärkung und eine Quantisiererschaltung (Q&sub1;). Die Quantisiererschaltung Q&sub1; setzt das von dem Empfänger ausgegebene Analogsignal in ein sauberes digitales NULL- oder EINS-Signal mit einem mit den mit ihr verbundenen Schaltungen kompatiblen Spannungspegel (z.B. ECL) um.
Der Empfänger funktioniert wie folgt. Wenn keine Daten vorliegen, dann wird der Spitzenwert- Haltekondensator CPD entladen. Wenn Daten eintreffen, dann erzeugt der Fotodetektor PDI den Fotostrom Iin, die Differenz-Ausgangsspannung des Verstärkers A&sub1; wird
wobei ZT die Transimpedanz (Rückkopplungswiderstand) zwischen dem positiven Eingang und dem negativen Ausgang von A&sub1; ist. Einer der Differenzausgänge von A&sub1;, und damit die Hälfte des effektiven Ausgangssignalhubs, wird durch den Spitzenwertdetektor abgetastet und auf CPD gespeichert. Dieser Halb-Amplituden-Bezugspegel IinZT/2 wird an den komplementären (negativen) Eingang von A&sub1; angelegt, wodurch der logische Schwellenwert VREF eingerichtet wird. Der Spitzenwertdetektor lädt sich sehr schnell auf. Es kann jedoch während der ersten Bit in einem Burst eine gewisse Verzerrung der Impulsbreite des Ausgangssignals vorliegen. Die Logikpegelerfassung wird schneller, indem die Größe des Kondensators CPD des Spitzenwertdetektors verringert wird. CPD wird jedoch auch dazu verwendet, die Spitzenwertdetektor- Rückkopplungsschleife um A&sub1; und A&sub2; herum zu stabilisieren. Wenn CPD zu klein ist, entsteht Instabilität der Spitzenwertdetektorschleife.
In einer optischen Busanwendung des Empfängers von FIG. 1 treten zwei neue Probleme auf. Erstens können optische Pakete mit stark schwankenden Signalamplituden auftreten, die dicht gepackt auf dem Bus erscheinen. Mit Bezug auf FIG. 2 ist dies durch 203 gezeigt, wobei die Pakete PK1 (aus einem ersten Sender) und PK2 (aus einem zweiten Sender) möglicherweise dieselbe Zeitschlitzbreite T1 aufweisen und wobei die Pakete PK1 wesentlich höhere Signalamplituden als die Pakete PK2 aufweisen. Nachdem in der Schaltung von FIG. 1 ein Schwellenwert des Pakets PK1 mit großer Amplitude auf CPD gespeichert wurde, dann kann die Schaltung möglicherweise ein Paket PK2 mit kleiner Amplitude nicht von Rauschen unterscheiden. Deshalb müssen solche Pakete durch eine ausreichend lange Zeitspanne (z.B. das in 203 gezeigte T2) voneinander getrennt werden, damit sich CPD entladen kann. Das Problem ist in FIG. 3 illustriert. Wie in 310 gezeigt, sind die Fotoströme Iin(1) und Iin(2) proportional zu den optischen Empfangssignalleistungen P1 und P2, und Iin(1) ist viel größer als Iin(2). In diesem Fall (320) wird das Ausgangssignal des Spitzenwertdetektors durch das erste große Iin(2)-Signal (Impuls 0) bestimmt und ist zu groß für den Spitzenwert des ersten nachfolgenden Iin(2)- Impulses (Impuls 1), um den logischen Trennungspegel 331 der Quantisiererschaltung Q&sub1; zu erreichen. Dann fehlt wie durch 340 gezeigt das Ausgangsbit 1 der Quantisiererschaltung Q&sub1; völlig (als gestricheltes Muster gezeigt), und das Bit 2 erleidet (in diesem Beispiel) eine große Impulsbreitenverzerrung.
Ein zweites Problem bei optischen Busanwendungen ist die niederfrequente Lichtleistung des "Dunkelpegels". Mit Bezug auf FIG. 4 werden die Betriebspegel einer Laserdiode illustrativ abgebildet. Es ist praxisfern, die Laserdiode eines Senders mit hohen Geschwindigkeiten zwischen ihrem "wahren" AUS- Zustand (d.h. Po, Io) und ihrem EIN-Zustand (d.h. Pon, Ion) zu modulieren. Demzufolge werden Laser typischerweise bei einem Strom Ioff (der etwas unterhalb des Schwellenstroms (Ith) für die Laserbetriebsart liegt) AUS- vorgespannt, wobei sogar im AUS-Zustand einiges Licht (POFF) abgegeben wird. Löschverhältnisse (Pon/Poff) von 10 - 20 sind typisch. Deshalb könnte bei vielen Lasern auf einem Bus der Dunkel-Lichtpegel (alle aus) NPoff betragen, wobei N die Anzahl der Laser ist. Dieser Lichtpegel kommt dem Lichtpegel des EIN-Zustands eines einzelnen Lasers nahe. Darüber hinaus ist es aufgrund der erlaubten Schwankung der Lichtempfangsleistung von Paket zu Paket von 100:1 möglich, daß die Lichtleistung des Dunkelpegelsignals den Burst-Signalpegel mancher Pakete um einen wesentlichen Faktor überschreiten könnte.
In der vorliegenden gleichstromgekoppelten Paket-Datenempfängerarchitektur beträgt der logische Schwellenwert IinZT/2, wobei Iin das Eingangssignal ist, das dem maximalen optischen Signaleingang Pin entspricht. Mit Bezug auf FIG. 5 wird bei Anwesenheit eines Stroms mit Dunkelpegel anstelle des "wahren" logischen Schwellenwerts TH2, der IinZT/2 beträgt, ein "falscher" logischer Schwellenwert TH1 eingerichtet, der (Idark+Iin)ZT/² beträgt. Wenn Idark< Iin, so wie es durch 501 gezeigt ist, dann ist eine ordnungsgemäße Detektion des Eingangssignals immer noch wahrscheinlich, so wie es durch 503 gezeigt wird. Wenn jedoch Idark≥Iin, so wie es durch 502 gezeigt ist, dann würde der falsche Schwellenwert TH1 dazu führen, daß das Eingangssignal falsch detektiert wird, so wie es durch 504 gezeigt wird, anstatt ordnungsgemäß detektiert zu werden, so wie es durch 505 gezeigt wird.
Ein vereinfachtes Funktionsschaltbild der vorliegenden neuen Schaltung ist in FIG. 6 gezeigt. Der Vorverstärker, der A&sub1; in FIG. 1 entspricht, ist ein Transimpedanzverstärker mit Differenzeingang und -ausgang. Die adaptive Schwellenwertschaltung 610 ist eine modifizierte verbesserte Version des Spitzenwertdetektors (A&sub2;, BX, BY, CPD) in FIG. 1. Der Ausgangsverstärker entspricht A&sub3;, und die (nachfolgend als Rücksetzschaltung bezeichneten) Paket- Schwellenwert-Rücksetzschaltkreise 620 sind eine neue Funktion, die hinzugefügt wurde, um das Nullsetzen des Spitzenwertdetektorkondensators zwischen Datenpaketen zu ermöglichen. Die neuen Möglichkeiten werden in den folgenden Abschnitten beschrieben. Die Rücksetzfunktion wird in jede Spitzenwertdetektorschaltung eingeführt und ermöglicht ein rasches und präzises Nullsetzen des Spitzenwertdetektorkondensators. Durch Aktivierung der Rücksetzschaltung 620 am Ende eines Datenpakets (T2 von FIG. 2) wird der Empfänger nach einem kurzen Rücksetzintervall für die Einrichtung eines neuen logischen Schwellenwerts (der zum Beispiel bei einem wesentlich verringerten Pegel liegt) vorbereitet. Das Problem mit dem Dunkelpegellicht wird durch eine "Dunkelpegelkompensator"-Schaltung (Darcom-Schaltung) behandelt (die Schaltung enthält den Vorverstärker A&sub1; und die adaptive Schwellenwertschaltung 610), die das niederfrequente Eingangssignal (Icomp) das Teil von Iin ist, mißt und abzweigt oder wegsubtrahiert. Darüber hinaus werden die Spitzenwertdetektorschaltungen (A2P, A2N), so wie es später beschrieben wird, modifiziert, um die Stabilität zu vergrößern und die Genauigkeit der Signalverfolgung des Spitzenwertdetektors zu verbessern.

Dunkelpegelkompensatorschaltung (Darcom-Schaltung)

Ein Blockschaltbild der Dunkelpegelkompensatorschaltung (Darcom-Schaltung) 600 ist in FIG. 6 gezeigt. Die Darcom-Schaltung 600 besteht aus dem Eingangsverstärker A&sub1;, einem Positiv- Spitzenwertdetektor A2P, einem Negativ- Spitzenwertdetektor A2N, einem Vergleichsverstärker A&sub4; und einem Tiefpaßfilter LP1. Der Detektor A2P tastet den Spitzenwert des positiven Ausgangssignals des Verstärkers A&sub1; ab. Der Detektor A2N tastet den Spitzenwert des negativen Ausgangssignals des Verstärkers A&sub1; ab. Aufgrund der Differenz- Ausgangssignale (V und V ) des Verstärkers A&sub1; können der Positiv- und der Negativ-Spitzenwertdetektor A2P und A2N als identische Schaltungen implementiert werden, wodurch eine Übereinstimmung der Signalverfolgungsgenauigkeit sichergestellt wird und die gesamte Genauigkeit verbessert wird. Der Detektor A2P wird mit dem Verstärker A&sub1; verwendet, um einen logischen Schwellenwert einzustellen, der gleich der Hälfte des maximalen Eingangs-Signalhubs ist (zum Beispiel TH2 von FIG. 5).
Die Darcom-Schaltung 600 verläßt sich auf die charakteristischen spektralen Eingenschaften der Spitzenwertdetektorschaltungen (A2P, A2N). In dem höheren Frequenzbereich, der am unteren Ende durch die Entladungszeit der Spitzenwertdetektorkondensatoren begrenzt wird, wirken die Spitzenwertdetektoren (A2P, A2N) als Spitzenwert-Abtastschaltungen mit Verstärkungsfaktor Eins. Bei niedrigen Frequenzen haben die Spitzenwertdetektorkondensatoren jedoch genug Zeit, um sich zu entladen, und A2P und A2N sind dementsprechend einfach Verstärker mit Verstärkungsfaktor Eins. Obwohl die Ausgangssignale von A2P und A2N niederfrequenten Schwankungen des Eingangsstroms Iin folgen, werden diese niederfrequenten Schwankungen im folgenden der Einfachheit halber als der "Gleichstrom"-Idark-Strom bezeichnet. Somit legen A2P und A2N die Spitzenwerte des positiven und negativen Ausgangssignals (V und V ) des Verstärkers A&sub1; als Eingangssignale an den Vergleichsverstärker A&sub4; an. Wie in FIG. 7 gezeigt bestehen diese Ausgangssignale (V und V ) des Spitzenwertdetektors aus der Summe einer hochfrequenten gemeinsamen Signalspitze und eines niederfrequenten Differenzsignals (Dunkelpegeloffset) Somit erscheinen bei Abwesenheit eines Dunkelpegeloffsetsignals die Ausgangssignale der Spitzenwertdetektoren A2P, A2N 50, wie es durch die gestrichelten Spannungspegel in 701 gezeigt ist, während die Kurvenformen 702 die Ausgangssignale bei Anwesenheit eines Dunkelpegeloffsetsignals Δ=A2P-A2N zeigen. A&sub4; setzt dies wiederum zusammen mit dem Tiefpaßfilter LP1 in ein "Gleichstrom-Differenz"-Signal (Icomp) um, das von dem Eingangssignal Iin subtrahiert wird. Somit wird eine Gleichstrom-(oder niederfrequente) Rückkopplungsschleife in der Darcom- Schaltung 600 eingerichtet, die das Differenz- Ausgangssignal des Gleichstrom-(oder niederfrequenten) Signals von A&sub1; auf Null zwingt und dadurch den Eingangs-Dunkelstrom (Idark) zusammen mit etwaigen anderen Gleichstrom-Offsetsignalen (oder niederfrequenten Offsetsignalen) auslöscht. Solche anderen Gleichstrom-Offsetsignale können von den Ausgangssignalen V und V des Verstärkers A&sub1; oder aus den Spitzenwertdetektoren A2P oder A2N abgeleitet werden. Das Tiefpaßfilter LP1 dient zur Stabilisierung der Darcom-Rückkopplungsschleife und außerdem zum Herausintegrieren von Fluktuationen des Dunkelpegelsignals.
Wenn der logische Schwellenwert durch den Positiv-Spitzenwertdetektor A2P ordnungsgemäß als IinZT/2 eingerichtet wurde (so wie es durch TH2 von FIG. 4 gezeigt ist), dann ist der Signalhub der Differenz- Ausgangssignale von A&sub1; unter und über dem logischen Schwellenwert symmetrisch. Dementsprechend sind die Größen des positiven und negativen Spitzenwerts gleich. Deshalb sind auch die Ausgangssignale von A2P und A2N gleich. Somit ist die Differenz-Eingangsspannung für den Verstärker A&sub4; Null und verursacht daher am Ausgang des Vergleichsverstärkers A&sub4; keine effektive Änderung von Icomp. Dies wird in FIG. 7 als der "ideale" Fall 701 dargestellt.
Effektiv ignoriert die Darcom-Schaltung 600 hochfrequente Eingangssignale und zwingt dabei die Gleichstrom (oder niederfrequente) Komponente des Ausgangssignals auf Null. Der ordnungsgemäße Betrieb der Darcom-Schaltung 600 hängt von der genauen Signalverfolgung und Übereinstimmung der Spitzenwertdetektoren A2P und A2N ab. Wenn der Positiv- Spitzenwertdetektor A2P ungenau ist, dann kann möglicherweise ein unrichtiger logischer Schwellenwert eingerichtet werden, und die Ausgangssignale der Spitzenwertdetektoren werden unsymmetrisch sein. Dies wird durch die Kurvenformen 702 in FIG. 7 illustriert. Dies kann sich als ein Offset in der Differenz- Ausgangsspannung des Vorverstärkers A1 (V -V ) äußern. Wenn die Spitzenwertdetektoren A2P und A2N nicht genau miteinander übereinstimmen, erscheint die fehlende Übereinstimmung gleichermaßen wieder als ein Offset des Ausgangssignals des Vorverstärkers Al. Solche Differenz-Offsetspannungen würden die Empfindlichkeit des Verstärkers tendenziell verringern oder sogar falsche digitale logische NULL- oder EINS-Signale erzeugen. Außerdem ist zu beachten, daß sogar dann, wenn die Spitzenwertdetektoren A2P und A2N genau und präzise miteinander übereinstimmen, das vorliegende Verfahren dem Datenformat Beschränkungen auferlegt. Insbesondere muß die Eingangs-Datensequenz genug EINSen und NULLen enthalten, um die beiden Spitzenwertdetektoren ordnungsgemäß aufzuladen und die Ladung dort aufrechtzuerhalten. Solche Beschränkungen sind dann am wenigsten strikt, wenn sich die Spitzenwertdetektoren sehr rasch aufladen und die Ladung so lange wie möglich halten.
Mit dem hier beschriebenen Verfahren besteht mit der Ausnahme von Störungsbetrachtungen im Prinzip keine Begrenzung der zulässigen Größe des Dunkelstroms Idark. Darüber hinaus subtrahiert die Darcom-Schaltung 600 zwar den niederfrequenten Teil des Eingangsspektrums von dem Haupt-Signalweg, die dort befindlichen Informationen sind jedoch weiterhin für andere Zwecke (z.B. Überwachung) am Ausgang von A&sub4; verfügbar.

Die Spitzenwertdetektoren A2P und A2N

An den in FIG. 1 gezeigten Spitzenwertdetektorschaltkreisen des Stands der Technik wurden zwei Modifikationen vorgenommen, um die Signalverfolgung und die Stabilität der Rückkopplungsschleife zu verbessern. In der folgenden Besprechung wird, da die Spitzenwertdetektoren A2P und A2N ähnliche Schaltkreise einsetzen und auf eine ähnliche Weise funktionieren, nur die Wirkungsweise des Positiv-Spitzenwertdetektors A2P beschrieben. Die folgenden Abschnitte beziehen sich gemeinsam auf FIG. 1 und 8. Man beachte die gestrichelten Blöcke 860 und 870, die in einem späteren Abschnitt beschrieben werden und eine alternative Ausführungsform zum Empfangen von Eingangs-Spannungssignalen illustrieren.
Zur Verbesserung der Signalverfolgungsgenauigkeit wurde die Verstärkung der Spitzenwertdetektorschaltung A2P etwas vergrößert. Für die in FIG. 1 gezeigte Spitzenwertdetektorschaltung ist der Signalverfolgungsfehlerquotient (Vin - V&sub0;) / Vin) gleich 1/(1+A), wobei A die offene Schleifen- Verstärkung des Verstärkers A&sub2; ist, und Vin und V&sub0; die Eingangs- und Ausgangssignale des aus A&sub2;, BX, BY und CPD bestehenden Spitzenwertdetektors sind. Der Fehler verringert sich mit zunehmender Verstärkung A, wird aber niemals Null. Eine Möglichkeit der Minimierung des Fehlers ist die Einführung einer geringfügigen Verstärkung in den in FIG. 8 gezeigten Spitzenwertdetektor. Es kann leicht gezeigt werden, daß der Signalverfolgungsfehlerquotient für A = 1 + R1/R2 eliminiert wird.
Eine zweite Modifikation wurde integriert, um die Stabilität der Rückkopplungsschleife des Spitzenwertdetektors zu verbessern. Wieder mit Bezug auf FIG. 1 ist diese Schleife als der von dem positiven Ausgang von A&sub1; durch den Spitzenwertdetektor hindurch und dann zurück zu dem negativen Eingang von A&sub1; führende Weg identifiziert. Stabilität erfordert, daß sich in dieser Rückkopplungsschleife ein einziger dominanter Pol befindet. Dies wird normalerweise so entworfen, daß es durch den Kondensator CPD des Spitzenwertdetektors in Reihe mit dem Emitter- Ansteuerungswiderstand des Transistors BX eingestellt wird. Unglücklicherweise enthält diese Schleife viele weitere Pole, darunter die Verstärkerpole von A&sub1; und A&sub2;, sowie die Eingangspole von A&sub1;. Darüber hinaus ist der Ansteuerungswiderstand von Bx sehr klein, so daß ein großer Kondensator CPD erforderlich ist, um einen dominanten Pol einzurichten. Die Stabilität dieser Schleife kann marginal werden.
Die Stabilität wird verbessert, indem entweder CPD oder der Emitter-Ansteuerungswiderstand von BX erhöht wird. Leider erhöht sich durch beides die Aufladezeit des Spitzenwertdetektors, und die Funktion der Schaltung wird beeinträchtigt. Es scheint also, als könne man nur zwischen Instabilität der Rückkopplungsschleife oder langsamer Aufladung des Spitzenwertdetektors wählen. Man erkennt, daß der Spitzenwertdetektor A2P in einer von zwei Betriebsarten arbeitet: (1) Aufladen oder (2) Wartung. In der Aufladungsbetriebsart ist das positive Eingangssignal für den Verstärker A&sub2; größer als das negative Eingangssignal, und die Schaltung reagiert durch Pumpen von Ladung in den Kondensator CPD des Spitzenwertdetektors. In der Aufladungsbetriebsart ist die Schaltung "in der Flankensteilheit begrenzt". Gleichermaßen ist die Schleifenverstärkung Null, so daß Stabilität keine Frage ist. In der Wartungsbetriebsart sind das positive und negative Eingangssignal für den Verstärker A&sub2; annähernd gleich, und die Ladungspumpe BX liefert im Mittel gerade genug Strom, um den Entladungsstrom (Basisstrom von BY) auszugleichen. In dieser Betriebsart ist Stabilität wichtig und muß sichergestellt werden.
Die Stabilität wird verbessert, indem ein großer Reihenwiderstand RPD in Reihe mit dem Ladetransistor Bx geschaltet wird, so wie es in FIG. 8 gezeigt ist. Dadurch wird die Frequenz des dominanten Pols herabgesetzt, die nun ungefähr durch RPD und CPD bestimmt wird. Die resultierende beeinträchtigte Aufladungscharakteristik wird durch Einführung einer "Flankensteilheitsverstärkungs "-Schaltung 810 ausgeglichen, die in FIG. 8 als der Verstärker A&sub5; und der Ladetransistor BZ gezeigt ist. Die Flankensteilheitsverstärkungsschaltung 810 lädt CPD direkt ohne einen Begrenzungs-Reihenwiderstand auf. Das Eingangssignal für den Verstärker A&sub5; weist jedoch bezüglich des Eingangssignals für A&sub2; einen leichten Offset auf (VOFF). Demzufolge schaltet sich der Flankensteilheitsverstärker nur dann ein, wenn die Differenz zwischen dem Eingangssignal V und dem gespeicherten Ausgangssignal VOUT groß ist, d.h. > VOFF ist. Wenn sich die auf CPD gespeicherte Spannung bis auf innerhalb von VOFF des Endwerts auflädt, dann schaltet sich die Flankensteilheitsverstärkungsschaltung 810 aus, und der Haupt-Spitzenwertdetektorverstärker A&sub2; lädt CPD den Rest des Weges zum Gleichgewichtszustand auf. Somit ist die Flankensteilheitsverstärkungsschaltung 810 nur dann "eingeschaltet", wenn sich die Schaltung in der Aufladungsbetriebsart befindet. Wenn sich die Schaltung in der Wartungsbetriebsart befindet, dann ist die Flankensteilheitsverstärkungsschaltung 810 ausgeschaltet und hat deshalb keinen Einfluß auf die Gesamt-Rückkopplungsschleifenstabilität.

Die Rücksetzschaltung

Mit Bezug auf 203 von FIG. 2 ist die Rücksetzschaltung so entworfen, daß sie als Reaktion auf ein Paketende-Rücksetzsignal sowohl die positive Spitzenwertdetektorschaltung A2P als auch die negative Spitzenwertdetektorschaltung A2N sehr schnell entlädt, so daß Datenpakete (PK1, PK2), die sich in der Amplitude um ungefähr 100:1 (P1/P2) unterscheiden, durch ein Zeitintervall (T2) voneinander getrennt werden können, das zum Beispiel nur vier Bitperioden lang ist (das wären bei einem 30-Mb-Datensignal ungefähr 130ns). Dieses in 203 von FIG. 2 gezeigte Intervall T2 ist als das "Rücksetzintervall" definiert. Mit Bezug auf FIG. 8 enthält die Rücksetzschaltung eine gemeinsame Rücksetz-Aktivierungsschaltung 820, die aus einem Rücksetzsignal ein Rücksetz-Aktivierungssignal erzeugt, und eine Rücksetz-Entladungsschaltung 830, die ein Teil jeder Spitzenwertdetektorschaltung ist (830 ist nur für den positiven Spitzenwertdetektor A2P gezeigt).
Die Rücksetzschaltung stellt die folgenden Eigenschaften bereit: Geschwindigkeit, Präzision, "Klemm"-Funktion, Energieeinsparung und CMOS/TTL- Eingangspegel.
Die erste Eigenschaft, Geschwindigkeit, wird durch möglichst schnelles Entladen oder Klemmen des Kondensators CPD des Spitzenwertdetektors erzielt. Dies erfordert einfach einen großen Entladestrom (IDIS). Die zweite notwendige Eigenschaft, Präzision, verkompliziert das Problem durch die Anforderung, daß der Entladestrom IDIS (Klemmfunktion) sofort ausgeschaltet wird, nachdem die Spannung des Kondensators CPD des Spitzenwertdetektors ihren Anfangswert (keine vorliegenden Daten) erreicht hat. Dieser Anfangswert beträgt aufgrund der anfänglichen Vorspannungen in der Spitzenwertdetektorschaltung A2P nicht null Volt. Die Klemmfunktion ist erforderlich, um die Spitzenwertdetektor-Aufladeschaltkreise (d.h. die Verstärker A&sub2; und A&sub5;) während des Rücksetzintervalls auszuschalten, und gleichermaßen, um die Entlade Schaltkreise (d.h. den Verstärker A&sub6;) während der gesamten übrigen Zeit auszuschalten. Die Klemmschaltung dient außerdem dazu, das Ausgangssignal des Paketempfängers (d.h. die Verstärker A&sub3;) während des Rücksetzintervalls auf einen definierten logischen Zustand zu zwingen. Offensichtlich würde, wenn der Verstärker A&sub3; ein Teil der Quantisiererschaltung Q&sub1; ist, der Quantisierer Q&sub1; durch die Klemmfunktion zurückgesetzt. Energieeinsparung und CMOS/TTL- Eingangspegel sind Systemanforderungen.
Die Rücksetz-Entladungsschaltung 830 funktioniert wie folgt. Der Komparator-Verstärker A&sub6; vergleicht die über CPD anliegende Spannung mit einer Präzisions-Bezugsspannung VDIS. Wenn die Spannung die Bezugsspannung VDIS übersteigt, dann wird der Schalter SF geschlossen, und es wird aus CPD der Entladestrom IDIS entnommen. Die Präzisions-Bezugsspannung VDIS ist als eine zweistufige Spiegelschaltung implementiert. Die Spannung VDIS stellt im wesentlichen die anfängliche Ausgangsspannung VOUT dar, wenn der Empfänger von FIG. 8 keine Eingangsdaten empfängt. Die erste Stufe, A1i, ist eine Kopie des Eingangsverstärkers A&sub1;, während die zweite Stufe, A2i, eine Kopie der Spitzenwertdetektorschaltung A&sub2; ist. (Hinweis: Der in dem Spitzenwertdetektorverstärker A&sub2; verwendete Verstärkungserhöhungswiderstand R1 wird auf den Ausgang 840 der ersten Spiegelstufe A1i bezogen.) Da IDIS sehr groß ist, muß für eine schnelle Entladung des Kondensators CPD die Zeitverzögerung durch die Entladungsschleife des Verstärkers A&sub6; kurz sein, oder der Kondensator CPD wird zu weit entladen. Gleichermaßen muß die Verstärkung des Verstärkers A&sub6; groß sein, um eine Präzisionsentladung sicherzustellen. Zum Glück ist Stabilität für die Schleife des Verstärkers A&sub6; kein Problem, weil er den Kondensator CPD nur entladen und nicht aufladen kann; d.h. es existiert keine Rückstellkraft, um Oszillation zu verursachen.
Die Klemmfunktion wird durch den Rücksetzblock 820 in FIG. 8 erzielt. Dieser Schaltungsblock übersetzt das Rücksetz-Eingangssignal in die Rücksetz-Klemm- Aktivierungssignale und schaltet außerdem den Entladestrom IDIS ein und aus. Dies spart Energie durch Minimierung des Stromverbrauchs der Rücksetz- Entladungsschaltung 830, wenn das Rücksetz- Eingangssignal nicht vorliegt.
In einer alternativen Ausführungsform kann eine Rücksetz-Entladungsschaltung eine Grob- Entladungsschaltung 850 und eine Fein- Entladungsschaltung 830 enthalten (man beachte, daß die Verwendung der Rücksetz-Entladungsschaltung 830 als die Fein-Entladungsschaltung eine Einstellung der Entladestromquelle IDIS auf einen kleineren Stromwert erfordert). Die Grob-Entladungsschaltung 850 funktioniert wie die bereits beschriebene Entladungsschaltung 830, mit der Ausnahme, daß sie nur dann aktiviert wird, wenn die Differenz zwischen der Spannung Vout und VDis die Offsetspannung VOFF1 übersteigt. Wenn sie aktiviert ist, dann aktiviert die Grob-Entladungsschaltung 850 den Schalter SC, um die Stromquelle IDIS2 anzuschließen, um den Kondensator CPD zu entladen. Man beachte, daß die Fein- Entladungsschaltung 830 ebenfalls aktiviert ist, da Vout größer als VDIS ist. Daher entladen, wenn VOUT größer als VDIS + VOFF1 ist, sowohl die Grob-Entladungsschaltung 850 als auch die Fein-Entladungsschaltung 830 den Kondensator CPD gleichzeitig. Da IDIS2 wesentlich größer als IDIS ist, bestimmt er im wesentlichen die Entladungsgeschwindigkeit.
Sobald die Spannung VOUT abnimmt und den Wert VDIS + VOFF1 erreicht, schaltet die Grob- Entladungsschaltung 850 die Stromquelle 1D152 von dem Kondensator CPD ab. Danach entlädt nur die Fein- Entladungsschaltung 830 den Kondensator CPD und stellt dadurch eine langsamere, genauer steuerbare Entladungsgeschwindigkeit sicher. Die Verwendung der Kombination der Grob- und Fein-Entladungsschaltungen ermöglicht es der Rücksetz-Entladungsschaltung, 1) den Kondensator CPD schnell von der Spitzenspannung aus einem Datenpaket mit hohem Leistungspegel aus zu entladen und 2) in der Lage zu sein, den Kondensator CPD sehr präzise bis auf die gewünschte Spannung VDIS herab zu entladen. Bei Paket-Daten mit niedrigerer Leistung braucht die Grob-Entladungsschaltung 850 überhaupt nicht bezutzt zu werden. Das Endergebnis ist, daß die Rücksetz-Entladungsschaltung ermöglicht, daß die Entladungsgeschwindigkeit ohne Verlust der Genauigkeit der Steuerung der letztlichen Entladungsspannung vergrößert werden kann (was eine schnelle Entladung sicherstellt). Diese Anordnung ermöglicht es der Rücksetzschaltung, den Kondensator CPD schnell und präzise ohne aufgrund einer zu großen Entladungsgeschwindigkeit erfolgendes Überschwingen zu entladen. Die schnelle Entladungsgeschwindigkeit stellt sicher, daß sich der Empfänger bei Datenraten, die von einigen zehn bis zu hunderten von Megabitls betragen können, innerhalb einiger weniger Bitdauern zurücksetzen kann. Die Genauigkeit der Einstellung der letztlichen Entladungsspannung des Kondensators CPD stellt sicher, daß der dynamische Eingangssignalumfang für aufeinanderfolgende Paket-Datenleistungspegel des Empfängers bei etwa 100 zu 1 liegen kann, d.h. der Empfänger kann ein Paket-Datensignal mit niedrigem Pegel detektieren, das einem Paket-Datensignal mit hohem Pegel, das 100 mal so groß ist wie das Signal mit niedrigem Pegel, unmittelbar folgt.
Mit Bezug auf FIG. 9 ist eine Ausführungsform der Rücksetzschaltung der vorliegenden Erfindung für den Einsatz in der Schaltung von FIG. 1 des Stands der Technik gezeigt. In einer solchen Ausführungsform enthält die Rücksetzschaltung die Rücksetz- Entladungsschaltungen 830 und 850, die Rücksetz- Aktivierungsschaltung 820, die Präzisions-Bezugsquellen A1i und A2i und die Widerstände R1 und R2 in der gezeigten Verschaltung. Da die Rücksetzschaltung 830 und 850 von FIG. 9 mit denselben Schaltkreisen implementiert ist und auf dieselbe Weise wie bereits mit Bezug auf FIG. 8 beschrieben funktioniert, wird sie hier nicht weiter beschrieben.
Obwohl die offenbarte Implementierung des vorliegenden digitalen Dätenempfängers einen Transimpedanz-Vorverstärker A&sub1; mit einem Differenz- Ausgang einsetzt, sollte verstanden werden, daß auch ein Verstärker mit einem unsymmetrischen Ausgang verwendet werden könnte. In einer solchen Ausführungsform besäße der Ausgangsverstärker A&sub3; dann einen einzigen Eingang. Außerdem wäre in einer solchen Ausführungsform der Negativ-Spitzenwertdetektor A2N ein "Minimalpegel"-Detektor mit PNP-Transistoren anstatt der für BX, BY und BZ eingesetzten NPN-Transistoren. Somit würde der Detektor A2N dann eine minimale Pegelspannung bilden, die das minimale Signal darstellt (anstelle der Maximalspannungdarstellung der negativen Spitzenspannung, die in der offenbarten Ausführungsform erzeugt wird) . In diesem Fall wird der Dunkelpegeloffset durch die Differenz zwischen dem Ausgangssignal von A2N und einer neuen Bezugsspannung bestimmt, die dem Ausgangssignal der Spiegelschaltung A1i entspricht; d.h. dem Ausgangssignal des Verstärkers A&sub1; bei abwesendem Dunkelpegelsignal. Der Vergleichsverstärker A&sub4; würde dann ein Differenzverstärker bleiben, der die Differenz zwischen den minimalen Spitzenspannungen, die aus dem Detektor A2N ausgegeben werden, und dieser neuen Bezugsspannung erfassen. Der Differenzverstärker würde dann zusammen mit einem Tiefpaßfilter den Gleichstrom Icomp erzeugen, der vor der Eingabe in den Verstärker A&sub1; von Iin subtrahiert oder abgezweigt wird.
Weiterhin könnte der Empfänger (statt mit Stromeingangssignalen) mit Spannungs-Eingangssignalen verwendet werden, indem der Transimpedanzverstärker A&sub1; in einen Spannungsverstärker umgeändert wird. Dies wird erzielt, indem der Fotodetektor Po durch eine Spannungssignalquelle VS einer vorgegebenen Ausgangsimpedanz ersetzt wird. Eine solche Anordnung würde den Fotodetektor Po durch die in den gestrichelten Blöcken 860 und 870 gezeigten Schaltkreise ersetzen, wobei die Spannungsquelle VREF1 eine Vorspannungs-Gleichspannung ist und die Spannungsquelle VS das Eingangsspannungssignal ist. Die Widerstände ZIN in 860 und 870 wandeln den Verstärker A&sub1; von einem Transimpedanzverstärker in einen Spannungsverstärker um.
In der offenbarten Ausführungsform sind die analogen Schaltungsblöcke tatsächlich entweder bekannte ECL-Gatter oder einfache Modifikationen von ECL- Gattern. Das ECL-Gatter besteht aus einem Differentialpaar mit Stromquellenlast, das von einer Emitterfolgerstufe gefolgt wird. Diese Schaltungen bieten zwar nur eine begrenzte Verstärkung, sind aber naturgemäß sehr schnell. Der Eingangsverstärker, der Ausgangsverstärker, die Spitzenwertdetektoren A2P und A2N, die Verstärker A&sub5; und A&sub6; und die Präzisionsbezugsquellen A1i und A2i können mit Schaltungen implementiert werden, die ausführlicher in dem bereits zitierten Artikel der vorliegenden Autoren beschrieben werden.
Obwohl die offenbarte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung mit bipolarer intergrierter Schaltungstechnologie implementiert ist, sollte beachtet werden, daß auch andere Schaltungstechnologien, einschließlich FET, eingesetzt werden könnten.
Die Schaltung kann zum Beispiel unter Verwendung von Silizium, Galliumarsenid oder anderer geeigneter Halbleiterrnaterialien implementiert werden. Außerdem wird in Betracht gezogen, daß auch andere bekannte Schaltungen verwendet werden können, um die in FIG. 8 gezeigten Verstärkerschaltungsfunktionen zu implementieren, ohne dabei den Schutzbereich der vorliegenden Erfindung zu verlassen.
Darüber hinaus wurde die vorliegende Erfindung zwar als ein Empfänger zur Verwendung in einem Paket- Datensystem mit Burst-Modus-Betrieb beschrieben, könnte aber auch in einem System eingesetzt werden, das kontinuierliche Datenübetragungen einsetzt. Obwohl die vorliegende Erfindung für die Verwendung mit optischen Signalen beschrieben wurde, ist zu verstehen, daß die vorliegende Erfindung auch bei nicht-optischen Signalen eingesetzt werden kann.

Claims

1. Digitaler Datenempfänger mit

einer gleichstromgekoppelten Differenz- Eingangsverstärkerschaltung (A&sub1;) mit ersten Eingabemitteln zum Empfangen eines digitalen Paket- Dateneingangssignals, zweiten Eingabemitteln zum Empfangen eines Bezugssignals und Ausgabemitteln zum Ausgeben eines Datenausgangssignals;

Detektormitteln (A2P, A2N) zum Erkennen und Speichern einer Spitzenamplitude des besagten Datenausgangssignals und zum Erzeugen des besagten Bezugssignals;

durch folgendes gekennzeichnet:

ein Rücksetzmittel (620), das auf ein Paketende-Rücksetzsignal reagiert, zum Entladen des besagten, durch die besagten Detektormittel gespeicherten Datenausgangssignals auf eine von Null verschiedene Gleichspannung, die im wesentlichen gleich einer anfänglichen Gleichspannung ist, die durch die besagten Detektormittel während einer Abwesenheit eines empfangenen Dateneingangssignals gespeichert wird.

2. Empfänger nach Anspruch 1, wobei das besagte Rücksetzmittel ein Grob-Rücksetzmittel (A6A) zum Entladen des besagten gespeicherten Datenausgangssignals mit einer hohen Entladungsgeschwindigkeit, bis dieses innerhalb einer vorbestimmten Spannungsdifferenz der besagten anfänglichen Gleichspannung liegt; und

ein Fein-Rücksetzmittel (A&sub6;) zum Entladen des besagten gespeicherten Datenausgangssignals mit einer niedrigen Entladungsgeschwindigkeit, bis die besagte anfängliche Gleichspannung erreicht ist, enthält.

3. Empfänger nach Anspruch 1, wobei die besagten Detektormittel ein Kondensatormittel (CPD) zum Speichern der Spitzenamplitude des besagten Datenausgangssignals enthalten, und wobei

das besagte Rücksetzmittel

schaltbare Stromquellenmittel (SC, SF) zum Entladen des besagten Kondensatormittels als Reaktion auf das besagte Rücksetzsignal enthält, die schaltbar sind, so daß sie zu allen anderen Zeiten ausgeschaltet sind.

4. Empfänger nach Anspruch 1, der weiterhin ein Ausgangsverstärkermittel (A&sub3;) mit einem mit den Ausgabemitteln der besagten Eingangsverstärkerschaltung verbundenen Eingang und einem Ausgang zur Bereitstellung eines Empfänger-Ausgangssignals und

Mittel zum Deaktivieren (A&sub3;, 620) des besagten Ausgangsverstärkermittels als Reaktion auf das besagte Rücksetzsignal enthält.

5. Empfänger nach Anspruch 1, wobei die Detektormittel ein erstes Detektormittel (A2P) zum Erkennen und Speichern einer Spitzenamplitude des besagten Datenausgangssignals und zum Erzeugen des besagten Bezugssignals, das im folgenden als das "erste Bezugssignal" bezeichnet wird; und

ein zweites Detektormittel (A2N) zum Erkennen und Speichern einer zweiten Spitzenamplitude des besagten Datenausgangssignals und zum Erzeugen eines zweiten Bezugssignals enthalten; wobei der besagte Empfänger außerdem

ein Mittel (A&sub4;) enthält, das auf die besagten ersten und zweiten Bezugssignale reagiert, um einen Teil eines Gleichstroms oder eines niederfrequenten Stroms des besagten Dateneingangssignals von den besagten ersten Eingabemitteln abzuzweigen; und wobei

das besagte Rücksetzmittel (620) auf das besagte Paketende-Rücksetzsignal reagiert, um das besagte, durch jedes der besagten Detektormittel gespeicherte Datenausgangssignal auf die besagte von Null verschiedene Gleichspannung, die im wesentlichen gleich der besagten anfänglichen Gleichspannung ist, die durch die besagten Detektormittel während einer Abwesenheit eines empfangenen Dateneingangssignals gespeichert wird, zu entladen.

6. Empfänger nach Anspruch 5, wobei das besagte Rücksetzmittel

ein Grob-Rücksetzmittel (A6A) zum Entladen des besagten gespeicherten Datenausgangssignals auf jedem Detektormittel mit einer ersten Entladungsgeschwindigkeit, bis dieses innerhalb einer vorbestimmten Spannungsdifferenz der besagten anfänglichen Gleichspannung liegt; und

ein Fein-Rücksetzmittel (A&sub6;) zum Entladen des besagten gespeicherten Datenausgangssignals mit einer zweiten Entladungsgeschwindigkeit, die kleiner als die besagte erste Entladungsgeschwindigkeit ist, bis die besagte anfängliche Gleichspannung erreicht ist, enthält.

7. Empfänger nach Anspruch 5, wobei die besagten ersten und zweiten Detektormittel jeweils

ein Kondensatormittel (CPD) zum Speichern der Spitzenamplitude des besagten Datenausgangssignals enthalten, und wobei

das besagte Rücksetzmittel

separate schaltbare Stromquellenmittel (SC, SF) für jedes Detektormittel zum Entladen des Kondensatormittels als Reaktion auf das besagte Rücksetzsignal enthält, die schaltbar sind, so daß sie zu allen anderen Zeiten ausgeschaltet sind.

8. Empfänger nach Anspruch 5, der weiterhin ein Ausgangsverstärkermittel (A&sub3;) mit einem mit den Ausgabemitteln der besagten Eingangsverstärkerschaltung verbundenen Eingang und einem Ausgang zur Bereitstellung eines Empfänger-Ausgangssignals und

Mittel zum Deaktivieren (A&sub3;, 620) des besagten Ausgangsverstärkermittels als Reaktion auf ein Rücksetzsignal von dem besagten Rücksetzmittel enthält.

9. Empfänger nach Anspruch 5, wobei das digitale Paket-Datensignal ein digitales optisches Signal ist, wobei der Empfänger

ein Mittel zum Empfangen und Umwandeln (PDI) des empfangenen digitalen optischen Signals in ein elektronisches Dateneingangssignal zur Eingabe in die gleichstromgekoppelte Differenz-Eingangsverstärkerschaltung (A&sub1;) umfaßt.