AT391767B - Schaltung zum abtasten eines eingangssignals - Google Patents

Description

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Die Erfindung betrifft eine Schaltung zum Abtasten eines Eingangssignals, das ein Bezugsintervall (erstes Intervall) und ein Signalintervall (zweites Intervall) hat, wobei der Signalpegel im Signalintervall einem Abtastpegel entspricht, mit einem Verstärker, der an einem Ausgang ein Ausgangssignal liefert, das sich entsprechend einer zugeführten Eingangssignalspannung ändert, einer Ladungsspeichereinrichtung, einer Schalteranordnung, die mit dem Verstärkerausgang und der Ladungsspeichereinrichtung gekoppelt ist, einer mit der Schalteranordnung gekoppelten Quelle für ein Abtastzeitsteuersignal, welche das Abtastzeitsteuersignal während des Signalintervalls an die Schalteranordnung liefert, und mit einer Klemmschaltung, die mit dem Eingang des Verstärkers gekoppelt ist, wobei der Ausgang des Verstärkers während des Signalintervalles durch die Schalteranordnung unter Steuerung durch das Abtastzeitsteuersignal mit der Ladungsspeichereinrichtung gekoppelt ist und während des eisten Intervalls von der Ladungsspeichereinrichtung abgekoppelt ist

In Signalverarbeitungssystemen, wie etwa einem Fernsehempfänger zur Verarbeitung eines Femsehsignalgemisches, müssen in den vom System verarbeiteten Signalen enthaltene Informationen abgetastet werden. Häufig wird bei dem Abtastprozeß eine bedeutende Verstärkung benötigt, damit man einen Informationsäbtastwert ausreichend hohen Pegels erhält, so daß er von den Schaltungen, welche diesen Abtastweit verarbeiten sollen, auch effektiv verwertet werden kann. Dieses Erfordernis liegt beispielsweise auf der Hand bei einer Schaltung zur automatischen Regelung der Bildröhrenvorspannung in einem Fernsehempfänger, wie sie in der USA-Patentschrift 4 277 798 mit dem Titel "Automatic Kinescope Biasing System with Increased Interference Immunity" beschrieben ist. Bei diesem System muß die (veränderliche) Amplitude eines kleinen Impulses von wenigen mVf£ abgetastet werden, um daraus ein Regelsignal abzuleiten, welches die

Bildröhrenvorspannung automatisch über einen Bereich von mehreren Volt regeln kann.

Die Signalabtastung sollte vorzugsweise so erfolgen, daß die beim Abtastprozeß auftretenden Verlagerungs-Werte den Ausgangsabtastwert nicht verfälschen. Insbesondere sollte bei einer Abtastschaltung, die eine erhebliche Signalverstäikung aufweist, eine Verstärkung der Abtast-Verlagerungs-Werte vermieden werden, damit der Ausgangsabtastwert nicht durch die verstärkten Verlagerungs-Werte schwerwiegend verfälscht oder überdeckt wird.

Wenn kleine Signale abgetastet werden, dann sollte die Abtastschaltung ein genügendes Maß an Verstärkung haben, damit ein Ausgangsabtastwert genügend hoher Größe entsteht. Dieses Erfordernis ist insbesondere offensichtlich, wenn die Abtastschaltung in einem Regelsystem mit geschlossener Servo-Schleife enthalten ist, bei welchem die Größe des Regelschlupfes oder der Restabweichung (control slip) einen annehmbar kleinen oder vemachlässigbaren Wert hat. Mit dem Ausdruck "Schlupf' wird hier derjenige Betrag bezeichnet, um welchen das Servo-System eine Abweichung von dem gewünschten Endsignalzustand nicht völlig kompensieren oder korrigieren kann (also diejenige Größe, um welche ein Systemfehler nicht völlig korrigiert werden kann). Zur Verringerung dieses Schlupfes oder dieser Regelabweichung auf einen vemachlässigbaren Wart benötigt man typischerweise eine sehr hohe Schleifenverstärkung.

Aufgabe der Erfindung ist es eine Schaltung der eingangs angeführten Art zu schaffen, welche Verzornngen des Ausgangsabtastwertes vermeidet bzw. unempfindlich gegen Änderungen dar Bezugsspannung beispielsweise bei Drift oder TemperaturausWirkungen ist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der Verstäiker ein Transkonduktanzverstärker ist, der einen Ausgangsstrom liefert, welcher sich der Eingangssignalspannung entsprechend verändert, daß die Signalquelle während des Bezugsintervalls ein Bezugszeitsteuersignal liefert, und daß die Klemmschaltung während des Bezugsintervalls unter Steuerung durch das Bezugszeitsteuersignal auf ein Eingangsklemmsignal geklemmt wird und während des Signalintervalls unter Steuerung durch das Abtastzeitsteuersignal vom Eingangsklemmsignal abgeklemmt wird.

In den beiliegenden Zeichnungen zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Teiles eines Farbfernsehempfängers mit einer Schaltung gemäß der Erfindung;

Fig. 2 ein Schaltbild eines Teils des in Fig. 1 gezeigten Empfängers;

Fig. 3 ein Schaltbild eines anderen Teils des in Fig. 1 gezeigten Empfängers mit einer Abtastschaltung gemäß der Erfindung;

Fig. 4 zusätzliche Details eines Teils der Abtastschaltung nach Fig. 3;

Fig. 5 Schwingungsformen zum Verständnis der Betriebsweise der Abtastschaltung gern. Fig. 3; und

Fig. 6 eine alternative Ausführungsform eines Teils der Schaltung nach Fig. 3.

In Fig. 1 liefern die Femsehsignalverarbeitungsschaltungen (10) (die beispielsweise einen Video-Demodulator und Verstärker- und Filterstufen enthalten) getrennte Leuchtdichte und Farbkomponenten (Y bzw. C) eines Farbfemsehsignalgemisches an eine Demodulatormatrix (12). Die Matrix liefert Farbbilder darstellende Ausgangssignale (r), (g) und (b). Diese Signale werden durch Schaltungen innerhalb der Bildröhrenkathoden-Signalverarbeitungsschaltungen (14a), (14b) und (14c) enthaltene Schaltungen verstärkt und anderweitig bearbeitet, so daß verstärkte Farbbildsignale (R), (G) und (B) hohen Pegels an die jeweiligen Kathoden (16a), (16b) und (16c) einer Farbbildröhre (15) als Intensitätssteuerelektroden geliefert werden. In diesem Beispiel ist die Bildröhre (15) ein selbstkonvergierender Typ mit In-Line Strahlsystem, dessen die Kathoden (16a), (16b) und (16c) enthaltenden Strahlsystemen ein gemeinsam angesteuertes Gitter (18) zugeordnet ist. Da die Kathodensignalverarbeitungsschaltungen (14a), (14b) und (14c) bei dieser -2-

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Ausfühningsform gleich sind, gilt die nachfolgende Erläuterung der Schaltung (14a) ebenso für die Schaltungen (14b) und (14c).

In der Schaltung (14a) wird ein r Ausgangssignal der Matrix (12) über ein getastetes Tor (20) (beispielsweise ein elektronischer Analogschalter) unter Steuerung durch ein von einem Impulsgenerator (28) erzeugtes Tastsignal (VK) zum Videosignaleingang eines Bildröhrentreibers gekoppelt oder von ihm entkoppelt

Der Treiber (21) enthält eine Signalverstärkerschaltung zur Erzeugung eines Ausgangssignals (R) hohen Pegels, welches der Kathode (16a) der Bildröhre zugeführt wird. Die Kathode (16a) ist an einen Eingang einer Abtastschaltung (22) angeschlossen, die durch ein Zeitsteuersignal (Vq) und durch ein Zeitsteuersignal (VR) (das komplementäre Signal zum Signal (Vq)), welche ebenfalls vom Impulsgenerator (28) erzeugt werden, getastet wird, um ein Ausgangsregelsignal zu erzeugen, welches dem Vorspannungsregeleingang des Treibers (21) zur Veränderung der Vorspannung der Verstärkerschaltungen innerhalb des Treibers (21) zugeführt wird, um den von der Kathode (16a) geführten Schwarzpegelstrom zu regeln, wie noch erörtert werden wird.

Der Impulsgenerator (28) erzeugt ebenfalls einen Ausgangsspannungsimpuls (Vq) während periodischer Intervalle, wenn der Kathodenstrom der Bildröhre (15) überwacht werden soll. Dieser Impuls hat eine positive Polarität und feste Amplitude (beispielsweise innerhalb eines Bereiches von 10 bis 20 Volt) und wird dem Bildröhrengitter (18) zur Durchlaßvorspannung während der Überwachungsintervalle zugeführt. Der Impulsgenerator (28), der das Signal (Vq) erzeugt, liefert an seinem Ausgang an von dem Gitterimpulsintervall verschiedenen Zeiten auch eine Vorspannung für das Gitter (18).

Die Signale (Vg), (Vq), (VR) und (Vq) vom Impulsgenerator (28) sind bezüglich der Horizontal- Rücklauf-Austastintervalle und der Vertikal-Rücklauf-Austastintervalle des Femsehsignals synchronisiert. Diese Signale werden während einer zeitlichen Periode nach dem Ende der Vertikal-Rücklauf-Austastung, jedoch vor Beginn des Bildintervalls des Femsehsignals, welches die auf der Bildröhre wiederzugebende Bildinformation enthält, erzeugt, d. h„ daß diese Signale während eines Teils eines größeren Zeitintervalls erzeugt werden, welches weniger Horizontalzeilen umfaßt, in denen keine Bildinformation vorhanden ist. Speziell sperrt das Signal (VR) das Tor (20) für eine Zeitdauer, welche ein Bezugs- oder Einstellintervall von etwa vier

Horizontalzeilen Dauer umfaßt, in dem das Signal (Vq) abgeleitet wird, und für ein nachfolgendes Überwachungsintervall von etwa 2 Horizontalzeilen Dauer, in dem die Signale (Vq) und (Vg) erzeugt werden. Während des Überwachungsintervalls arbeitet die Bildröhre bezüglich der Gitterimpulse (Vq) als Kathodenfolger, wobei ein gleichphasiges Abbild des Gitterimpulses (Vq) an der Kathode der Bildröhre während des Überwachungsintervalls aufitritt. Die Amplitude des induzierten Kathodenimpulses ist proportional dem Pegel des Kathodenschwarzpegelstroms, jedoch ist sie wegen der relativ niedrigen Leitungssteilheit bei Gitteransteuerung der Kathodenstrahlröhre gegenüber dem Gitterimpuls erheblich gedämpft. Die Amplitude des induzierten Kathodenausgangsimpulses ist typischerweise sehr klein, nämlich im vorliegenden Beispiel in der Größenordnung weniger Millivolt.

Das Signal (Vg) sperrt das Tor (20) während der Bezugs- und Überwachungsintervalle, so daß der Ausgang der Matrix (12) dann vom Treiber (21) und der Bildröhre (15) abgekoppelt ist. Die Abtastschaltung (22) arbeitet unter Steuerung durch die Signale (Vq) und (Vg) und liefert einen verstärkten Ausgangsabtastwert, welcher die Amplitude des vom Signal (Vq) induzierten Kathodenausgangsimpulses wiedergibt. Der

Ausgangsabtastwert der Abtastschaltung (22) dient der Veränderung des durch die Vorspannung bestimmten Arbeitspunktes des Treibers (21), falls erforderlich, in einer Richtung zur Erzeugung einer (Kathoden) Vorspannung am Ausgang des Treibers (21), die ausreicht, um den gewünschten Wert des Kathodenschwarzpegelstromes unter Wirkung der geschlossenen Schleife einzustellen. Das Tor (20) ist zu anderen Zeiten leitend, so daß Signale von der Matrix (20) über den Treiber (21) zur Bildröhre gekoppelt werden können.

Fig. 2 zeigt weitere Einzelheiten des Treibers (21). Dieser enthält einen Verstärker (34) und eine aktive Lastschaltung mit einem Transistor (35). Bei normalen Videosignalen wird das Farbsignal (r) über einen Anschluß (Tj), das Tor (20) und eine Eingangsschaltung (30) der als Eingang geschalteten Basis des

Transistors (34) zugeführt. Am Kollektor dieses Transistors erscheint ein verstärktes Abbild des Eingangssignals (r), welches über eine Ausgangskoppelschaltung (40), einen Widerstand (52) und einen Anschluß (T2) der

Kathode (16a) der Bildröhre zugeführt wird. Während des Überwachungsintervalls, wenn das Signal (r) mittels des Tores (20) abgekoppelt ist, entsteht am Ausgang der Treiberschaltung (21) eine einen Schwarzpegel darstellende Vorspannung, und am Anschluß (T2) erscheint ein induzierter Kathodenausgangsimpuls, welcher den Kathodenschwarzpegelstrom darstellt. Der Kathodenausgangsimpuls wird mit Hilfe eines hochohmigen Spannungsteilers mit Widerständen (55) und (56) abgefühlt, und der abgefühlte Kathodenausgangsimpuls wird über einen Anschluß (Tg) dem Eingang der Abtastschaltung (22) zugeführt. Eine Ausgangsregelspannung von der Abtastschaltung (22) gelangt über einen Anschluß (T4) zur Basis des Verstärkertransistors (34). In diesem Beispiel wird die Kathodenschwarzpegelstromleitung erhöht bzw. erniedrigt, wenn der Basisvorstrom des -3-

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Transistors (34) unter Steuerung durch das Ausgangsregelsignal der Abtastschaltung (22) größer bzw. kleiner wird.

Fig. 3 zeigt eine Abtastschaltung (22) in noch mehr Einzelheiten. Hier wird der über den Anschluß (Tj) gekoppelte Kathodenausgangsimpuls durch eine Abtast- und Halteschaltung verarbeitet, die einen Transkonduktanzverstärker (65) aufweist. Dieser erzeugt einen Ausgangsstrom (Iq) mit hoher Impedanz in

Abhängigkeit von der Eingangsspannung (Vj) und der Transkonduktanz oder Steilheit (gm) des Verstärkers (die in diesem Beispiel etwa 5 mS beträgt) nach der Gleichung: lg = Vj x gm.

Der Verstärker (65) enthält als Eingangsdifferenzverstärker geschaltete, Emitter gekoppelte Transistoren (66) und (68) und eine Stromspiegelschaltung mit einem als Diode geschalteten Transistor (71) und einem Transistor (74), die in der dargestellten Weise in den Kollektorkreis des Transistors (68) geschaltet sind. Eine erste Konstantstromquelle mit einem in Durchlaßrichtung vorgespannten Transistor (69) und einer Impedanz (R) liefert einen Betriebsstrom (I) für die Transistoren (66) und (68). Eine zweite Konstantstromquelle mit einem in Durchlaßrichtung vorgespannten Transistor (75) und einer Impedanz (2R) liefert einen Betriebsstrom (1/2) für den Transistor (74). Eine Bezugsgleichspannungsquelle (VREE) ist 311 den nicht-invertierenden

Eingang des Verstärkers (65), nämlich an die Basis des Transistors (68), angeschlossen. Das abzutastende Eingangssignal (also der Kathodenausgangsimpuls) wird über einen Anschluß (T-j) und einen

Klemmkondensator (84) an den invertierenden Eingang des Verstärkers (65), also die Basis des Transistors (66), gelegt.

Eine Transistoren (74) und (75) enthaltende Schalteranordnung (68') ist an den Ausgangskreis des Verstärkers (65), an dessen Eingang, nämlich die Basis des Transistors (66), und an einen mittelwertbildenden Ausgangsladungsspeicherkondensator (70) gekoppelt. Der Schalter (68') hat Klemm- und Abtaststellungen. Ein Ausgangsstromknoten des Verstärkers (65) entspricht den zusammengeschalteten Kollektoren der Transistoren (74) und (75). In der (dargestellten) Abtaststellung koppelt der Schalter (68') den Speicherkondensator (70) an die Kollektoren der Ausgangstransistoren (74) und (75) des Verstärkers (65). In der Klemmstellung ist der Kondensator (70) vom Verstärker (65) abgetrennt, und die Kollektoren der Transistoren (74) und (75) sind über den Schalter (68') mit dem Kondensator (84) an der Basis des Transistors (66) verbunden. In der Klemmstellung schließt der Schalter (68') eine Gegenkopplungsstromschleife vom Kollektorausgang des Transistors (68) zum Basiseingang des Transistors (66). Weitere Details des Schalters (68') sind in Fig. 4 gezeigt

In Fig. 4 ist die Schalteranordnung (68') mit Emitter gekoppelten PNP Transistoren (92) und (94) und Emitter gekoppelten NPN Transistoren (96) und (98) gezeigt. Während der Überwachungsintervalle (tjyj), wenn Eingangssignale abgetastet werden sollen, sind durch die Zeitsteuersignale (V^) und (Vg) die Transistoren (94) und (98) in Durchlaßrichtung und die Transistoren (92) und (96) in Sperrichtung vorgespannt Umgekehrt sind während der Klemmbezugsintervalle, die den Abtastintervallen vorausgehen, infolge der Signale (V^) und (Vg) die Transistoren (92) und (96) in Durchlaßrichtung und die Transistoren (94) und (98) in Sperrichtung vorgespannt. ·

Betrachten wir wieder Fig. 3: damit der am Speicherkondensator (70) vorhandene Signalabtastwert Amplitudenänderungen des abgetasteten Kathodenausgangsimpulses genau wiedergibt, muß ein Bezugspegel für das abgetastete Signal hergestellt werden. Dies erfolgt während des Klemmbezugsintervalls, welches dem Abtastoder Überwachungsintervall vorausgeht. Während des Klemmbezugsintervalls ist der Kollektorausgang des Transistors (68) mit dem Kondensator (84) am Basiseingang des Transistors (66) über den als Diode geschalteten Transistor (71), den Transistor (74) und den Schalter (68') gekoppelt, und damit wird ein Stromgegenkopplungszweig gebildet. Der Ausgangsspeicherkondensator (70) ist zu dieser Zeit vom Verstärker (65) abgetrennt. Der Kondensator (84) lädt sich über die von den Transistoren (68), (71) und (74) geführten Ströme auf, bis die Basisspannungen der Transistoren (66) und (68) im wesentlichen gleich sind (also die Differenzeingangsspannung des Verstärkers (65) praktisch null ist). Zu dieser Zeit teilt sich der vom Transistor (69) gelieferte Strom (I) gleichmäßig zwischen den Kollektorströmen der Transistoren (66) und (68) auf, wobei die Kollektorströme der Transistoren (68) und (74) gleich dem Kollektorstrom (1/2) des Transistors (75) sind. Daher fließt der gesamte Kollektorstrom des Transistors (74) als Kollektorstrom im Transistor (75). Der beschriebene Stromgegenkopplungszweig nimmt vor dem Ende des Klemmintervalls einen Stromnullzustand an, wenn der Transistor (75) den gesamten Kollektorstrom des Transistors (74) aufnimmt und der Gegenkopplungsstrom zur Basis des Transistors (66) und zum Kondensator (84) null ist.

Durch die Stromrückführungswirkung wird somit der Basiseingang des Transistors (66) während des Klemmbezugsintervalls im Zusammenwirken mit dem Kondensator (84) in Abhängigkeit von (VREF) auf einen Gleichspannungspegel geklemmt Die Wirkung dieser Eingangsklemmung läßt sich aus der Kurvenform gemäß Fig. 5 ersehen, wo der während des Überwachungsintervalls (tM) positiv gerichtete Kathodenausgangsimpuls eine (variable) Spitzenamplitude (AVSS) bezüglich des in Abhängigkeit von (VREF) erzeugten Bezugspegels zeigt -4-

Nr. 391 767 Während des nachfolgenden Überwachungsintervalls, wo der Kondensator (70) über den Schalter (68') an den Ausgang des Verstärkers (65) angekoppelt ist, bleibt die vorherige Ladung auf den Kondensator (70) unverändert, bis das dem Eingang (T^) und dem Kondensator (84) zugeführte Eingangssignal ausreicht, um die symmetrische Basisvorspannung des Transistors (66) zu verändern, welche sich während des vorangegangenen Klemmbezugsintervalls eingestellt hat. Beispielsweise verursacht ein Anwachsen der Basisspannung des Transistors (66), welches durch einen Amplitudenanstieg des abzutastenden Eingangsimpulses verursacht worden ist, ein entsprechendes Absinken des Kollektorstroms des Transistors (68) und wegen der Stromspiegelwirkung auch des Kollektorstroms der Transistoren (71) und (74). Der Kondensator (70) lädt sich dann über den Transistor (75) auf einen Wert auf, der der verringerten Stromleitung des Transistors (74) entspricht, so daß dadurch die Spannung am Kondensator (70) herabgesetzt wird. In diesem Augenblick arbeitet der Transistor (75) bezüglich der Entladung des Kondensators (70) als Stromsenke. Ähnlich verursacht ein Absinken der Basisspannung des Eingangstransistors (66) einen entsprechenden Anstieg des Kollektorstroms des Ausgangstransistors (74). Der Kondensator lädt sich über den Kondensator (74) infolge der stärkeren Stromleitung auf, wobei die Spannung am Kondensator (70) ansteigt. In diesem Fall arbeitet der Transistor (74) bezüglich der Aufladung des Kondensators (70) als Stromquelle.

Der am Kondensator (70) während der Überwachungsintervalle erzeugte Spannungsabtastwert ist proportional der Differenz zwischen dem Klemmbezugspegel und der Amplitude des Kathodenausgangsimpulses, welcher den Wert der Kathodenschwarzpegelstromleitung darstellt. Die im Kondensator (70) gespeicherte Spannung wird über eine Pufferschaltung (85) mit dem Verstärkungsgrad 1 (beispielsweise mit einer hohen Eingangsimpedanz in der Größenordnung von 10^ Ohm) einem Eingang einer Differenz Vergleichsschaltung (87) zugeführt. Eine beispielsweise der Spannung (VREp) entsprechende Bezugsspannung wird dem anderen Eingang der

Vergleichsschaltung (87) zugeführt. Diese erzeugt aufgrund der Eingangsspannungen ein Regelsignal an ihrem invertierenden Ausgang, welches die Differenz zwischen der Eingangsbezugsspannung und dem Spannungsabtastwert vom Kondensator (70) darstellt. Diese Regelspannung wird über einen Anschluß (T^) dem Videotreiber (21) (Fig. 2) zur Regelung von dessen Vorspannung in einem solchen Sinne zugeführt, daß übermäßig hohe oder niedrige Schwarzpegelstromleitungen durch die Wirkung der geschlossenen Servo-Schleife kompensiert werden.

Das beschriebene Abtastsystem mit dem Transkonduktanzverstärker (65) weist einige signifikante Vorteile auf. Änderungen des Pegels der Bezugsspannung (VRgp) von einem Klemmintervall zum nächsten stören nicht die Genauigkeit des Signalabtastwertes, der am Ausgangskondensator (70) während des Abtastintervalls auftritt. Anders ausgedrückt folgen die Verstärkerausgangsströme (entsprechend den von den Ausgangstransistoren (74) und (75) geführten Strömen zur Aufladung bzw. Entladung des Kondensators (70)) in vorhersagbarer Weise Änderungen des Eingangssignals und bleiben proportional dem Produkt der Verstärkertranskonduktanz (gm) mit der Eingangsspannung, selbst wenn (VREF) sich vom einen Bezugsintervall zum nächsten verändert. Dieses Ergebnis erhält man, weil der während der Klemmintervalle fließende Rückführungsstrom sich auf einen symmetrischen Nullstromzustand einstellt (wie bereits erwähnt), wodurch der Rückführungsstrom und der resultierende Verstärkerausgangsstrom vor dem Ende des Klemmbezugsintervalls null werden. Unmittelbar vor Beginn des Abtastintervalles sind daher die von den Eingangstransistoren (66) und (68) geführten Ströme gleich, und der gesamte Kollektorstrom des Ausgangstransistors (74) fließt im Ausgangstransistor (75). Es fließt daher zu Beginn des Abtastintervalls kein resultierender Ausgangsstrom vom oder zum Ausgangskondensator (70), selbst wenn (VREp) seinen Wert vom einen Bezugsintervall zum nächsten verändert, solange nicht das Eingangssignal sich so ändert, daß eine Eingangssignalunsymmetrie mit entsprechender Ausgangsstromunsymmetrie auftritt.

Der am Ausgangskondensator (70) entstehende Signalabtastwert wird nicht durch Spannungsversetzungen oder Offset-Spannungen beeinträchtigt, die im Verstärker (65) oder der Schalteranordnung (68') auftreten. Während der IGemmbezugsintervalle dient beispielsweise der symmetrische Nullstromzustand, von dem schon die Rede war, dazu, Offset-Effekte zu vermeiden. Während der Abtastintervalle haben jegliche Offset-Spannungen des Schalters (68') (ebenso wie jegliche Offset-Spannungen, die zwischen dem Ausgang des Verstärkers (65) und dem Kondensator (70) auftreten können) keine Wirkung auf den Ausgangsabtastwert, da der am Kondensator (70) entstehende Abtastwert von den Ausgangsströmen der Transistoren (74) und (75) abhängt und nicht von einer Ausgangsspannung.

Das beschriebene System mit der geschlossenen Regelschleife mit dem Verstärker (65) hat eine ausreichend hohe Verstärkung, um die Regelabweichung der Schleife auf einen vemachlässigbaren Grad herabzusetzen, selbst wenn die Transkonduktanzverstärkung (gm) des Verstärkers (65) nicht ungewöhnlich groß ist. Auch bei der hohen Verstärkung des Verstärkers (65) hat dieser eine lineare Übertragungsfunktion beim Vorhandensein zufälliger Eingangssignale wie Rauschstörungen. In diesem Beispiel soll der Verstärker (65) ein Eingangssignal mit einer Amplitude in der Größenordnung weniger Millivolt verstärken. Die Übertragungskennlinie bleibt linear und der Ausgangsabtastwert wird nicht verfälscht, selbst wenn Eingangsstörungen relativ hoher Pegel vorliegen -5-

Claims (10)

1. Nr. 391 767 (etwa in der Größenordnung einiger zehn Millivolt) wie es beispielsweise bei weißem Rauschen, thermischem Rauschen und horizontalfrequenten Ablenkstörsignalen der Fall ist Es ist unwahrscheinlich, daß solche hohen Störungspegel Anlaß dazu geben, daß der dynamische Bereich des Verstärkers (65) durch Sättigung der Ausgangstransistoren überschritten wird oder daß die maximalen Ausgangsströme des Verstärkers überschritten werden. Beispielsweise erzeugt ein Eingangsrauschen in der Größenordnung von 20 Millivolt einen Verstärkerausgangsstrom von 1 Milliampere, und dies liegt gut innerhalb des zulässigen Ausgangsstroms des Verstärkers (65). Die Dauer des Abtastintervalls (im vorliegenden Beispiel zwei Horizontalzeilen) wird so gewählt, daß sie einem Zeitraum entspricht, in dem der Mittelwert von Störungen, wie sie bei einem Fernsehempfänger auftreten können, null ist. Solche Störungen rufen praktisch keine Verfälschungen des am Kondensator (70) entstehenden Abtastwertes hervor, nämlich weil der Kondensator (70) mittelwertbildend wirkt und durch die Ausgangsströme des Verstärkers (65) stromgesteuert (geladen und entladen) wird. Daher zeigt die mittlere Ladung, die im Kondensator (70) infolge solcher Störungen über das Überwachungsintervall gespeichert ist, praktisch keinen Unterschied zu der gespeicherten Ladung, die beim Fehlen von Störungen zu erwarten wäre. Fig. 6 zeigt eine alternative Ausführungsform der Abtastschaltung gemäß Fig. 3. Sie enthält einen Transkonduktanzverstärker mit Transistoren (100) und (101), die als hochverstärkender Darlington-Verstärker mit hoher Eingangsimpedanz geschaltet sind. Die Kollektorströme der Transistoren (100) und (101) werden von einer Konstantstromquelle (105) geliefert. Die abzutastenden Eingangssignale werden dem Basiseingang des Transistors (100) über einen Klemmkondensator (107) zugeführt. Ein elektronischer Schalter (110) leitet nur während der Klemmbezugsintervalle unter Steuerung durch das Signal (V^), um eine Klemmbezugsspannung an den Basiseingang des Transistors (100) entsprechend dem Kollektorausgangspotential der Transistoren (100), (101) zu liefern. Ein elektronischer Schalter (112) leitet nur während der Abtastintervalle unter Steuerung durch das Signal (Vg) und koppelt den Speicherkondensator (115) an den Kollektorausgang des Transistors (101) zur Erzeugung eines Signalabtastwertes am Kondensator (115). Das Ausgangsäbtastsignal kann anschließend in der in Fig. 3 veranschaulichten Weise verarbeitet werden. PATENTANSPRÜCHE 1. Schaltung zum Abtasten eines Eingangssignals, das ein Bezugsintervall (erstes Intervall) und ein Signalintervall (zweites Intervall) hat, wobei der Signalpegel im Signalintervall als Abtastpegel verarbeitet wird, mit einem Verstärker, der an einem Ausgang ein Ausgangssignal liefert, das sich entsprechend einer zugeführten Eingangssignalspannung ändert, einer Ladungsspeichereinrichtung, einer Schalteranordnung, die mit dem Verstärkerausgang und der Ladungsspeichereinrichtung gekoppelt ist, einer mit der Schalteranordnung gekoppelten Signalquelle für ein Abtastzeitsteuersignal, welche das Abtastzeitsteuersignal während des Signalintervalls an die Schalteranordnung liefert, und mit einer Klemmschaltung, die mit dem Eingang des Verstärkers gekoppelt ist, wobei der Ausgang des Verstärkers während des Signalintervalls durch die Schalteranordnung unter Steuerung durch das Abtastzeitsteuersignal mit der Ladungsspeichereinrichtung gekoppelt ist und während des ersten Intervalls von der Ladungsspeichereinrichtung abgekoppelt ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker (65) ein Transkonduktanzverstärker ist, der einen Ausgangsstrom liefert, welcher sich der Eingangssignalspannung entsprechend verändert, daß die Signalquelle (28) während des Bezugsintervalls ein Bezugszeitsteuersignal (V^.) liefert, und daß die Klemmschaltung (84) während des Bezugsintervalls unter Steuerung durch das Bezugszeitsteuersignal (V^) auf ein Eingangsklemmsignal geklemmt wird und während des Signalintervalls unter Steuerung durch das Abtastzeitsteuerintervall (Vg) vom Eingangsklemmsignal abgeklemmt wird.
2. 2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Transkonduktanzverstärker (65) einen Bezugseingang (Basis von (68)) aufweist, an dem ein Bezugspotential (Vppp) anliegt, und das Eingangsklemmsignal vom Bezugspotential ableitet, und daß die Schalteranordnung (68') das Ausgangssignal des Verstärkers während des Bezugsintervalls über einen Stromgegenkopplungszweig auf die Klemmschaltung (87) koppelt. -6- Nr. 391 767
3. 3. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Klemmschaltung einen am Signaleingang des Verstärkers (65) liegenden Koppelkondensator (84) enthält, der die abzutastenden Signale an den Verstärkereingang koppelt, daß eine Schaltung (87) über eine Pufferschaltung (85) mit hoher Eingangsimpedanz mit der Ladungsspeichereinrichtung (70) gekoppelt ist, wobei die Schaltung (87) von der Pufferschaltung (85) ein von der Ladung der Ladungsspeichereinrichtung (70) abhängiges Signal empfingt
4. 4. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung mit einem Netzwerk gekoppelt ist, wobei der Ausgang des Verstärkers (65) mit einem Eingang (T^) des Netzwerks gekoppelt ist und der Signaleingang des Verstärkers (65) mit dem Ausgang (T-j) des Netzwerks gekoppelt ist, sodaß eine geschlossene Regelschleife gebildet wird.
5. 5. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker (65) einen ersten und einen zweiten als Differenzverstärker geschalteten Transistor (66 bzw. 68) enthält, daß der erste Transistor (66) eine Eingangselektrode zur Zuführung der abzutastenden Signale, eine Ausgangselektrode und eine Bezugselektrode aufweist, daß der zweite Transistor (68) eine mit einem Bezugspotential (Vjjgp) gekoppelte Eingangselektrode, eine Ausgangselektrode und eine mit der Bezugselektrode des ersten Transistors gekoppelte Bezugselektrode hat, daß mit den Bezugselektroden des ersten und zweiten Transistors eine erste Stromquelle (69) gekoppelt ist, welche Betriebsströme für den ersten und zweiten Transistor liefert, daß eine Stromspiegelschaltung (71, 74) mit dem zweiten Transistor zur Spiegelung der im zweiten Transistor fließenden Ausgangsströme gekoppelt ist und daß die Stromspiegelschaltung einen dritten Transistor (74) mit einem Stromausgang enthält, daß eine zweite Stromquelle (75) mit dem Stromausgang des dritten Transistors gekoppelt ist und Betriebsströme für den dritten Transistor liefert.
6. 6. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Stromquelle einen Strom liefert, der praktisch gleich demjenigen Strom ist, der von dem zweiten Transistor geführt wird, wenn die Eingangsspannungen des ersten und zweiten Transistors praktisch gleich sind.
7. 7. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die abzutastenden Signale dem Eingang des ersten Transistors über einen Koppelkondensator (84) zugeführt werden.
8. 8. Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalteranordnung (68') während der Klemmintervalle den Ausgangsstrom des dritten Transistors (74) zum Klemmkondensator (84) am Eingang des ersten Transistors leitet und den dritten Transistor von der Ladungsspeichereinrichtung (70) abkoppelt, hingegen während der Abtastintervalle den dritten Transistor vom Eingang des ersten Transistors abtrennt und den Ausgangsstrom des dritten Transistors der Ladungsspeichereinrichtung zuführt.
9. 9. Schaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Stromquelle einen vierten Transistor (75) aufweist, dessen Hauptstromstrecke in Reihe mit der Hauptstromstrecke des dritten Transistors und in gleicher Polungsrichtung liegt, und daß die Schalteranordnung (68') das Ladungsspeicherelement (70) während der Abtastintervalle an einen Schaltungspunkt zwischen der Hauptstromstrecke des dritten Transistors und der Hauptstiomstrecke des vierten Transistors ankoppelt
10. 10. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker (65) einen Signalumkehrverstärker mit einem Transistor (101), der eine Eingangselektrode sowie eine Hauptstromstrecke zwischen einander definierenden Ausgangs- und Bezugselektroden hat, und eine mit der Ausgangselektrode gekoppelte Quelle (105) für im wesentlichen konstanten Strom enthält Hiezu 5 Blatt Zeichnungen -7-