DE69315173T2 - Schaltung zur Erkennung von Fernsehstandards - Google Patents

Description

• Die vorliegende Erfindung betrifft das Farbfernsehgebiet und näherhin eine Schaltung zur Standard-Identifizierung bzw. -Erkennung in einem Farbfernsehgerät, das mehrere Standards empfangen kann.
• Um ein Videosignal decodieren und ein Farbbild aufbauen zu können, muß ein Fernsehgerät den senderseitig verwendeten Farbfernsehstandard kennen. Die modernen Farbfernsehgeräte besitzen ein System zur automatischen Identifizierung bzw. Erkennung der verwendeten Norm bzw. des verwendeten Standards.
• Unter den verwendeten Standards kann man den PAL- und den SECAM-Standard aufführen. Für diese beiden Standards umfaßt jede Zeile des zusammengesetzten Videosignals jeweils ein Gleichlauf- bzw. Synchronsignal, einen Identifizierburst aus mehreren Schwingungen des Chrominanz-Subträger-Signals, sowie das eigentliche dem Bild entsprechende Signal, welches die Überlagerung von Luminanz- bzw. Helligkeitsinformationen und Chrominanz- bzw. Farbwertinformationen umfaßt, wobei die zuletzt genannten Chrominanzinformationen von dem Luminanzsignal getragen werden.
• Die charakteristischen Merkmale und Kenndaten des Chrominanz-Subträgers in den verschiedenen PAL-, SECAM- und anderen Fernsehstandards bzw. -normen sind in den zu diesen Standards und Normen veröffentlichten Dokumenten definiert und werden hier nicht im einzelnen beschrieben. Jedoch sollen die wesentlichen charakteristischen Merkmale und Kenndaten der PAL- und SECAM-Fernsehstandards kurz in Erinnerung gerufen werden, da diese Angaben zu einem besseren Verständnis der Erfindung beitragen.
• Beim PAL-Standard ist die Frequenz des Chrominanz-Subträgers für alle Zeilen die gleiche. Für die Identifizierungsbursts wechselt die Phase des Modulationsvektors von einer Zeile zur anderen zwischen + und -135 º. Die Frequenz des Chrominanz-Subträgers ist auf 4,43 MHz normalisiert.
• Beim SECAM-Fernsehstandard werden zwei Frequenzen von Chrominanz-Subträgern verwendet, die von einer Zeile zur nächsten abwechseln, und zwar 4,25 MHz bzw. 4,40 MHz. Diese beiden Chrominanz-Subträger sind frequenzmoduliert.
• Die heutigen Mehrfachstandard-Fernsehgeräte müssen intern eigene Systeme besitzen, die dazu bestimmt sind, die Luminanz- und Chrominanzsignale für jeden der verwendeten Standards zu decodieren. Diese Fernsehgeräte müssen daher zuvor eine Identifizierung bzw. Erkennung des jeweils empfangenen Standards ausführen.
• Fig. 1 zeigt schematisch eine herkömmliche Identifizierungs- bzw. Erkennungsschaltung für den PAL-Standard. Die Schaltung weist einen Phasenkomparator 10 auf, der ein Signal P liefert, das aktiv ist, wenn der Phasenunterschied zwischen den beiden Eingangssignalen des Komparators positiv ist, oder ein Signal N, das aktiv ist, wenn dieser Phasenunterschied negativ ist. Der Komparator 10 erhält an einem ersten Eingang die oben erwähnten Bursts mit der Subträgerfrequenz von 4,43 MHz zugeführt. Der andere Eingang des Komparators 10 erhält ein Signal FP mit der Subträgerfrequenz, und zwar über eine Schaltung 12, mittels welcher dem Signal FP eine Phase von +90 oder von -90 erteilt werden kann. Die Wahl von +90 oder -90 wird durch den Zustand einer Kippschaltung 14 (FF) bestimmt, die durch ein Signal Fh mit einer Frequenz gleich der Zeilenfrequenz getaktet wird. Die Rolle und Aufgabe dieser Kippschaltung 14 wird weiter unten verständlich.
• Das das positive Vorzeichen (+90 º) anzeigende Signal P steuert eine Stromquelle Ic, die mit einer Speise- bzw. Versorgungsspannung Vcc verbunden ist. Das das negative Vorzeichen (-90 º) anzeigende Signal N steuert eine Stromquelle Id, die in Reihe zwischen der Stromquelle Ic und Masse liegt. Die Stromquellen Ic und Id liefern einen Strom gleicher Größe. Die Verbindungsstelle zwischen den Stromquellen Ic und Id ist mit einem Anschluß A einer Kapazität C verbunden, deren anderer Anschluß an Masse liegt. In Abwesenheit einer Steuerung einer der Quellen Ic und Id wird die Spannung an den Anschlüssen der Kapazität C in Richtung auf einen Wert Vref=Vcc/2 gezogen, und zwar durch eine Widerstandsbrücke R1 und R2. VA ist die Spannung an dem Anschluß A und an den Anschlüssen der Kapazität C.
• Die Signale P und N sind signifikativ nur während der Bursts, die, wie weiter oben gesagt, zu Beginn jeder Zeile während kurzen Zeitintervallen (in der Größenordnung von 4 Mikrosekunden bei einer Zeilendauer von 64 Mikrosekunden) auftreten. Um dem Rechnung zu tragen, werden die Stromquellen Ic und Id durch ein Fenstersignal BG aktiviert, das nur während der Dauer der jeweiligen Bursts aktiv ist.
• Mit dieser Schaltkonfiguration wird die Kapazität C während jedem Burst mit einem Konstantstrom geladen oder entladen, je nachdem, ob das Signal P oder das Signal N aktiv ist. Die Widerstände R1 und R2 haben einen hohen Betrag, um die Ladung der Kapazität C von einem Burst zum nächsten nicht nennenswert zu stören.
• Die bisher noch nicht beschriebenen Elemente von Fig. 1 werden weiter unten beschrieben.
• Fig. 2 zeigt mit Bezug auf Fig. 1 diejenigen Elemente, die für eine herkömmliche Identifizierungs- bzw. Erkennungsschaltung für den SECAM-Standard unterschiedlich sind. Die Kippschaltung 14 ist hier mit dem Phasenkomparator 10 in einer Schaltungskonfiguration verbunden, bei welcher der Zustand der Kippschaltung bestimmt, ob die von dem Phasenkomparator 10 gelieferte Vorzeichenanzeige bezüglich dem Ergebnis des Komparatorvergleichs invertiert ist oder nicht. Ein erster Eingang des Komparators 10 erhält die Burst- Signale zugeführt. Der zweite Eingang des Komparators 10 ist mit Masse verbunden, und zwar über eine Parallelschaltung aus einer Kapazität C1 und einer Induktivität L1, und mit dem ersten Eingang über eine Kapazität Cs. Die Resonanzfrequenz der Schaltung L1C1 ist auf eine Zwischenfrequenz zwischen der Frequenz des roten Subträgers und der Frequenz des blauen Subträgers geregelt. Die anderen, nicht dargestellten, Elemente der SECAM-Standard-Identifizierungsschaltung stimmen mit denen von Fig. 1 überein.
• Sieht man in den Schaltungen gemäß Figg. 1 und 2 von der Anwesenheit der Kippschaltung 14 ab, so kehrt sich die von dem Komparator 10 gelieferte Vorzeichenanzeige von einer Zeile zur nächsten um, wenn der empfangene Standard der richtige ist. Die Rolle der Kippschaltung 14, deren Zustand mit jeder Zeile kippt, besteht darin zu gewährleisten, daß der Komparator 10 eine Vorzeichenanzeige konstanter Polarität von einer Zeile zur nächsten anzeigt, wenn der empfangene Standard der richtige ist.
• Fig. 3A zeigt den Verlauf der Spannung VA an den Anschlüssen der Kapazität C, wenn der von einer der Schaltungen gemäß den Figg. 1 und 2 empfangene Standard der richtige ist. Je nach dem Anfangszustand der Kippschaltung 14 schreitet die Spannung VA in gleichbleibendem Richtungssinn gemäß mit der Zeilenfrequenz aufeinanderfolgenden Stufen bzw. Absätzen fort, und zwar entweder von dem Wert Vref ausgehend zunehmend (voll ausgezogen), oder von dem Wert Vref ausgehend abnehmend (gestrichelt). Die Übergangsphasen von einer Stufe bzw. einem Absatz zum nächsten entsprechen den Phasen der Ladung oder Entladung der Kapazität C während den Burst- Stößen. Zur Identifizierung bzw. Erkennung des jeweils empfangenen Standards genügt es, festzustellen, daß die Spannung VA die hohe Schwellspannung Vref+Vt oder eine niedrige Schwellspannung Vref-Vt erreicht. Falls der jeweils empfangene Standard der unrichtige ist, oszilliert die Spannung VA zufallsartig um den Wert Vref, derart, daß sie im Prinzip die Schwellspannungen Vref+Vt und Vref-Vt nicht erreicht.
• In einer speziellen Ausführungsform einer Jdentifizierungsschaltung sucht man eine Ladung der Kapazität C zu erhalten, wenn der empfangene Standard der richtige ist. Wenn in diesem Fall der Anfangszustand der Kippschaltung 14 falsch ist, d. h. wenn die Kapazität C sich zu entladen beginnt, obwohl der empfangene Standard der zutreffende ist, muß man den Zustand der Kippschaltung 14 umkehren, um die Polarität der von dem Komparator 10 gelieferten Vorzeichenanzeige (P, N) umzukehren. Diese Inversion erreicht man, wie in Fig. 1 gezeigt, mit Hilfe eines Komparators 16, der ein Signal R zur "Rückstellung" der Kippschaltung 14 liefert, wenn die Spannung an den Anschlüssen der Kapazität C den unteren Schwellwert Vref-Vt erreicht.
• Fig. 3B zeigt den Verlauf der Spannung VA in dem vorstehend erwähnten Fall, wenn der empfangene Standard der zutreffende ist. Der anfängliche Zustand der Kippschaltung 14 ist falsch. Die Spannung VA beginnt stufen- bzw. absatzweise abzunehmen. In einem Zeitpunkt t1 überschreitet die Spannung VA die ununtere Schwellspannung Vref-Vt, und das Rückstellsignal R für die Kippschaltung 14 wird aktiviert. Solange das Signal R aktiv ist, verbleibt die Kippschaltung 14 in ihrem letzten Zustand, was gleichbedeutend mit einer Umkehr des Zustands der Kippschaltung bei der nächsten, in einem Zeitpunkt t2 beginnenden Übergangsphase ist. Von diesem Zeitpunkt t2 an nimmt die Spannung VA zu und durchläuft erneut die Schwellspannung Vref-Vt; das Signal R wird desaktiviert. Nunmehr beginnt die Spannung VA stufen- bzw. absatzweise zuzunehmen und erreicht schließlich die obere Schwellspannung Vref+Vt, was von einem Komparator 18 nachgewiesen wird. Sodann zeigt der Komparator 18 an, daß der empfangene Standard identifiziert ist.
• Die vorliegende Erfindung bezieht sich, wie weiter unten erläutert wird, lediglich auf eine derartige Identifizierungsschaltung mit einer einzigen Nachweisschwelle (Vref+Vt).
• Die tatsächliche Wirkungsweise der Schaltungen gemäß den Figg. 1 und 2 ist nicht ideal. Tatsächlich kann jede dieser Schaltungen einen falschen, unzutreffenden Standard als den guten, zutreffenden nachweisen, infolge des Vorliegens von Rauschen in den empfangenen Signalen und von parasitären Phasenänderungs-Phänomenen. Diese Zufallsphänomene bringen über eine lange Zeitdauer ebenso viele Anzeigen von positiven Vorzeichen wie Anzeigen von negativen Vorzeichen im Ausgang des Komparators 10 mit sich. Über eine kurze Zeit hin jedoch kann eine Anzahl positiver Anzeigen auftreten, die gegenüber den negativen Anzeigen ausreicht, damit die Spannung an den Anschlüssen der Kapazität C die Nachweisschwelle Vref+Vt erreicht, was eine falsche Detektion zur Folge hat.
• Eine Lösung, um diesem Problem abzuhelfen, besteht darin, daß man die Zeitperiode vor der Detektion erhöht, indem man den Fortgang der Spannung VA verlangsamt. Dies geschieht dadurch, daß man den Betrag der Ströme Ic und Id oder den Betrag der Rückholwiderstände R1 und R2 vermindert. Diese Lösung zieht jedoch eine Verringerung der Empfindlichkeit der Identifizierungsschaltung nach sich, und der Standard von sehr rauschbehafteten Signalen kann nicht mehr identifiziert werden. Die Anwesenheit von Rauschen bringt, selbst wenn der empfangene Standard der richtige, zutreffende ist, von Zeit zu Zeit das Auftreten von Vorzeichenanzeigen falscher Polarität mit sich. Diese parasitären Anzeigen können verhindern, daß die Spannung VA die Detektionsschwelle erreicht, vor allem wenn das Fortschreiten der Spannung VA verlangsamt wird.
• Eine andere Lösung besteht darin, daß man mehrere parallele Identifizierungsschaltungen vorsieht, die nach unterschiedlichen Detektionskriterien arbeiten. Diese Lösung ist kompliziert.
• Schließlich besteht eine andere Lösung darin, daß man vor der Wahl eines Standards die Anzeigen der verschiedenen Standarderkennungsschaltungen verifiziert und eine erneute Identifizierungsphase beginnt (d. h. die Spannung an den Anschlüssen der Kapazität C auf den Wert Vref zurückführt), so lange, bis nur eine einzige der Identifizierungsschaltungen eine Detektion anzeigt. Dieses Verfahren ist langwierig; eine Identifizierungsphase erstreckt sich ungefähr über zwei Einzelbilder.
• Ein Ziel der vorliegenden Erfindung ist die Schaffung einer Standard-Identifizierungs- bzw. -Erkennungsschaltung mit nur einer einzigen Detektionsschwelle, wobei die Schaltung besonders zuverlässig ist, bei gleichzeitiger Einfachheit und guter Empfindlichkeit bei verrauschtem Signal.
• Dieses Ziel wird gemäß der Erfindung vermittels einer symmetrischen Arbeitsweise der Schaltung (d. h. mit gleich großen Lade- und Entladeströmen der Kapazität C) erreicht, wenn sich die Spannung VA in einem die Rückstellschwelle (Vref-Vt) umfassenden Bereich befindet, sowie dank einer asymmetrischen Arbeitsweise (mit einem Entladestrom, der größer als der Ladestrom ist), wenn die Spannung VA sich in einem die Detektionsschwelle (Vref+Vt) umfassenden Bereich befindet.
• Die vorliegende Erfindung betrifft näherhin eine Schaltung zur Identifizierung bzw. Erkennung eines Fernsehstandards, welche umfaßt: einen Phasenkomparator in einer solchen Schaltungskonfiguration, daß er eine Vorzeichenanzeige liefert, welche bestrebt ist, konstant die gleiche Polarität aufzuweisen, wenn der Standard der zu identifizierende bzw. zu erkennende Standard ist; Konstantstromquellen von gleichem Betrag zum Auf- bzw. zum Entladen einer Kapazität, wobei diese Stromquellen durch die eine bzw. die andere der Polaritäten der genannten Anzeige während periodischer Zeitintervalle konstanter Dauer aktiviert werden; eine dem Phasenkomparator zugeordnete Kipp- bzw. Flip-Flop-Schaltung zur Umschaltung der Polarität der Vorzeichenanzeige, wenn die Spannung über den Anschlüssen der Kapazität ein erstes Spannungsschwellwert-Extrem erreicht; einen Standad-Detektor, der aktiviert bzw. betätigt wird, sobald die Spannung über der Kapazität ein zweites Spannungsschwellwert-Extrem übersteigt. Gemäß der Erfindung ist vorgesehen, daß die Schaltung Schaltmittel aufweist, die betätigt werden, sobald die Spannung über der Kapazität in einen das zweite Spannungsschwellwert-Extrem einschließenden Bereich eintritt, und die den Strom der Lade- bzw. Entladestromquelle um einen vorgegebenen Faktor erhöhen, was im Sinne einer Änderung der Spannung über der Kapazitat in Richtung weg von dem zweiten Spannungsschwellwert-Extrem wirkt, wobei der genannte Bereich bei einer Zwischen-Schwellwertspannung zwischen dem ersten und dem zweiten Spannungsschwellwert-Extrem beginnt.
• Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, daß die genannten Schaltmittel einen zweiten Komparator, der als Eingangsgrößen die Spannung über der Kapazität und die genannte Zwischen-Schwellwertspannung zugeführt erhält, sowie eine zusätzliche Konstantstromquelle aufweisen, die durch die Wirkung des zweiten Komparators parallel zur Lade- bzw. Entladestromquelle geschaltet ist, was im Sinne einer Entfernung der über der Kapazität liegenden Spannung von dem Spannungsschwellwert-Extrem wirkt.
• Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, daß der zweite Komparator eine Differentialstufe mit zwei Transistoren aufweist, wobei die genannte zusätzliche Stromquelle die Emitterlast der Transistoren bildet und ein frei flottierender Anschluß der Kapazität mit dem Kollektor und der Basis eines ersten der Transistoren verbunden ist.
• Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, daß der genannte erste Transistor gemäß einer Darlington-Schaltkonfiguration geschaltet ist.
• Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, daß die zusätzliche Stromquelle durch einen Transistor gebildet wird, der parallel über der Basis und dem Emitter eines Stromspiegel-Ausgangstransistors liegt, welcher die Stromquelle bildet, zu welcher die zusätzliche Stromquelle parallel geschaltet sein muß.
• Diese und weitere Ziele, Merkmale und Eigenschaften sowie Vorteile der vorliegenden Erfindung werden in der folgenden Beschreibung spezieller Ausführungsbeispiele in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungsfiguren im einzelnen dargelegt, in welcher
• die oben beschriebenen Figg. 1 und 2 in vereinfachter Form zwei herkömmliche Schaltungen zur Standard-Identifizierung bzw. -Erkennung zeigen,
• die ebenfalls schon oben beschriebenen Figg. 3A und 3B den jeweiligen Verlauf der Spannung an den Anschlüssen einer Kapazität der Schaltungen aus den Figg. 1 und 2 zeigen,
• Fig. 4 eine herkömmliche Ausführung von Stromquellen zum Laden bzw. Entladen der Kapazität der Schaltungen aus den Figg. 1 und 2 zeigt,
• Fig. 5 eine Ausführungsform einer Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung im Rahmen der Schaltung aus Fig. 4 zeigt, und
• Fig. 6 den Verlauf der Spannung an den Anschlüssen der Kapazität in einem Fall zeigt, wo sich eine asymmetrische Arbeitsweise über den gesamten Bereich zwischen einer Detektionsschwelle und einer Rückstellschwelle ergäbe.
• Fig. 4 zeigt eine herkömmliche Art der Realisierung der Lade- und Entladestromquellen Ic, Id der Identifizierungsschaltungen aus den Figg. 1 und 2. Die Vorzeichenanzeigeausgänge P und N des Komparators 10 der vorhergehenden Zeichnungsfiguren werden den Eingängen einer Differentialstufe mit zwei PNP-Transistoren Q1 und Q2 zugeführt. Die Emitter der Transistoren Q1 und Q2 werden von einer Konstantstromquelle I gespeist, die mit der Spannung Vcc verbunden ist. Die Stromquelle I wird des weiteren durch das Signal BG des Burstfensters bettigt. Der Transistor Q1 erhält an seiner Basis das Signal P, und sein Kollektor ist mit dem Eingang eines aus NPN-Transistoren Q3 und Q4 gebildeten Stromspiegels verbunden. Der Transistor Q3 ist als Diode geschaltet, d. h. daß sein Kollektor und seine Basis miteinander verbunden sind. Der Kollektor und die Basis des Transistors Q3 bilden den Eingang des Stromspiegels und sind mit der Basis des Transistors Q4 verbunden. Der Kollektor des Transistors Q4 bildet den Ausgang des Spiegels. Die Emitter der Transistoren Q3 und Q4 sind mit Masse verbunden.
• Der Transistor Q2 erhält an seiner Basis das Signal N zugeführt, und sein Kollektor ist mit dem Eingang eines aus NPN-Transistoren Q5 und Q6 gebildeten Spiegels verbunden; die Transistoren Q5 und Q6 sind in gleicher Weise wie die Transistoren Q3 und Q4 geschaltet, wobei der Transistor Q5 der als Diode geschaltete Transistor ist. Der Kollektor des Transistors Q6 ist mit der Spannung Vcc verbunden, die Emitter der Transistoren Q5 und Q6 mit dem Kollektor des Transistors Q4 und mit dem Anschluß A der Kapazität C. Außerdem ist der Spiegel Q3, Q4 ein Vervielfacherspiegel mit einem Faktor n+1, und der Spiegel Q5, Q6 ein Vervielfacherspiegel mit einem Faktor n. Dies wird durch geeignete Wahl der Oberflächen der Transistoren Q3 bis Q6 erreicht.
• Ist das Signal N aktiv, so ist der Transistor Q2 gesperrt und der Transistor Q1 leitend. Der Strom der Stromquelle I fließt zur Gänze in den Transistor Q1 und findet sich am Eingang des Spiegels Q3, Q4 wieder. Im Kollektor des Transistors Q4 fließt daraufhin ein Strom mit dem Betrag (n+1)I, welcher die Kapazität C entlädt. Ist das Signal P aktiv, so ist der Transistor Q1 gesperrt und der Transistor Q2 leitend. Der Strom I fließt zur Gänze in den Transistor Q2 und gelangt an den Eingang des Spiegels Q5, Q6. Der Kollektor strom des Transistors Q6 stellt sich auf nI ein, und die Summe der Emitterströme der Transistoren Q5 und Q6, nämlich (n+1)I, lädt die Kapazität C.
• Fig. 5 zeigt innerhalb eines gestrichelten Rahmens eine Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Vorrichtung, mittels welcher in der Schaltung von Fig. 4 der Entladestrom der Kapazität C um einen konstanten Faktor erhöht werden kann, sobald die Spannung VA an den Anschlüssen der Kapazität C größer als ein Wert Vo wird, der im wesentlichen gleich Vref ist. Diese Vorrichtung weist eine Differentialstufe mit zwei NPN-Transistoren Q7 und Q8 auf. Die Emitter der Transistoren Q7 und Q8 sind mit dem Kollektor eines NPN-Transistors Q9 verbunden, der parallel zur Basis und zum Emitter des Transistors Q4 geschaltet ist. Das Oberflächenverhältnis zwischen den Transistoren Q9 und Q3 ist gleich m. Bei dieser Schaltungskonfiguration dient der Transistor Q9 als Stromquelle, welche einen Strom liefert, der gleich dem Kollektorstrom des Transistors Q3 multipliziert mit m ist. Die Basis des Transistors Q7 erhält die Spannung Vo zugeführt, und der Kollektor des Transistors Q7 ist mit der Spannung Vcc verbunden. Der Kollektor des Transistors Q8 ist mit dem Anschluß A der Kapazität C verbunden. Der Transistor Q8 bildet zusammen mit einem Transistor Q10 eine Darlington- Schaltung; die Basis des Transistors Q10 ist mit dem Anschluß A und sein Kollektor mit der Spannung Vcc verbunden. In dieser Schaltungskonfiguration ist, wenn die Spannung an dem Anschluß A kleiner als Vo+Vbe ist (wobei Vbe die Basis- Emitter-Spannung des Transistors Q10 ist), der Transistor Q7 leitend und der Transistor Q8 gesperrt. Sodann zieht der Transistor Q7 den gesamten Kollektorstrom vom Transistor Q9. Unter diesen Bedingungen ist die Funktions- und Arbeitsweise der Schaltung die gleiche wie die aus Fig. 3.
• Sobald die Spannung VA größer als Vo+Vbe ist, wird der Transistor Q8 leitend und der Transistor Q7 gesperrt. Der Kollektorstrom des Transistors Q9 wird zur Gänze von dem Anschluß A gezogen. Dieser Strom ist Null, wenn man sich nicht in der Entladungsphase der Kapazität C befindet, d. h. wenn der Kollektorstrom des Transistors Q3 Null ist. In der Entladungsphase der Kapazität C wird diese durch einen Strom gleich (n+1+m)I entladen, während in der Ladephase die Kapazität mit einem Strom gleich (n+1)I geladen wird.
• Somit wird, solange die Spannung an den Anschlüssen der Kapazität C unterhalb Vo+Vbe bleibt, die Kapazität in Abhängigkeit von den durch den Phasenkomparator 10 gelieferten Vorzeichenanzeigen mit einem Strom (n+1)I geladen oder entladen. Sobald die Spannung an den Anschlüssen der Kapazität C den Betrag Vo+Vbe übersteigt, wird die Kapazität C stets mit einem Strom (n+1)I geladen, jedoch mit einem Strom (n+1+m)I entladen. Somit erhält, wenn die Spannung an den Anschlüssen der Kapazität C sich im Bereich zwischen Vo+Vbe und Vref+Vt befindet, eine negative Anzeige ein höheres Gewicht als eine positive Anzeige.
• Wie weiter oben erwähnt, sind, wenn ein Signal von "schlechtem", d. h. unzutreffendem Standard empfangen wird, die von dem Komparator 10 gelieferten Vorzeichenanzeigen praktisch willkürlich, und die Zahl positiver Anzeigen ist über eine lange Dauer hinweg gleich der Zahl negativer Anzeigen. Über kurze Zeit jedoch kann es sich erweisen, daß die Anzahl positiver Anzeigen genügend größer als die Anzahl negativer Anzeigen ist, damit die Spannung VA die Detektionsschwelle Vref+Vt erreicht. Indem die negativen Anzeigen größeres Gewicht erhalten, wird der Zeitpunkt, in dem die Spannung VA die Detektionsschwelle zu erreichen vermöchte, hinausgezögert, und die Chancen, dieselbe Anzahl negativer Anzeigen wie positive Anzeigen zu erhalten, werden erhöht, d. h. die Chancen, die Spannung an den Anschlüssen der Kapazität C nicht variieren zu lassen.
• Des weiteren werden, wenn ein Signal vom zutreffenden Standard empfangen wird, im Prinzip alle Vorzeichenanzeigen schließlich mehrheitlich positive Anzeigen sein, derart, daß das den negativen Anzeigen erteilte höhere Gewicht die Schnelligkeit der Aufladung der Kapazität C nur wenig beeinflußt. Da ferner für den Ladestrom nicht ein niedriger Wert gewählt werden muß, um die Dauer der Detektion zu verlängern (dies war eine der herkömmlichen Lösungen nach dem Stande der Technik zur Begrenzung falscher Detektionen), wird die Rauschempfindlichkeit der erfindungsgemäßen Schaltung wenig berührt.
• Ein vollständig asymmetrisches System, d. h. ein System, bei dem der Entladestrom über den gesamten Änderungsbereich der Spannung VA größer als der Ladestrom ist, ist nicht praktikabel.
• Fig. 6 zeigt, wozu es in einem solchen Fall kommen würde. Diese Figur zeigt den Verlauf der Spannung VA, wenn der empfangene Standard zutreffend wäre und der Anfangszustand der Kippschaltung 14 anfänglich falsch wäre. Die Spannung VA beginnt stufen- bzw. absatzweise abzunehmen und erreicht die Schwelle Vref-Vt, beispielsweise in einem Zeitpunkt t3, wo die Spannung VA einen Betrag nahe dem Betrag der vorhergehenden Stufe besitzt. Das Rückstellsignal R wird aktiviert, und die Kippschaltung 14 bleibt in ihrem Zustand vom Zeitpunkt t3 bis zum Beginn t4 der nächsten Stufen-Übergangsphase. Im Zeitpunkt t4 nimmt die Spannung VA zu, überschreitet jedoch nicht von neuem die Schwelle Vref-Vt, was durchaus möglich ist, weil der Ladestrom kleiner als der Entladestrom ist. Demzufolge bleibt das Signal R aktiv, und die Kippschaltung 14 bleibt im selben Zustand zu Beginn t5 der nächsten Übergangsphase. Im Zeitpunkt t5 nimmt die Spannung VA ab... Die Spannung VA kann die Schwelle Vref-Vt nicht mehr überschreiten, und es wird nicht mehr festgestellt, daß der empfangene Standard der richtige oder zutreffende ist.
• Beispielshalber können die folgenden numerischen Werte angegeben werden:
• Vo = Vref = Vcc/2;
• I = 50 Mikroampere;
• C = 10 Nanofarad;
• n = 4.
• Der Betrag des Kollektorstroms des Transistors Q9 kann zwischen 10 und 30 % von dem des Transistors Q4 gewählt werden, beispielsweise zu 20 % mit m=1.
• Der Fachmann erkennt zahlreiche Abwandlungs- und Modifikationsmöglichkeiten der vorliegenden Erfindung. Beispielsweise kann die Basis des Transistors Q8 direkt mit dem Anschluß A der Kapazität C verbunden sein. Die Spannung Vo kann irgendeinen beliebigen Wert nahe Vref besitzen. Der Ladestrom wird gegenüber dem Entladestrom erhöht, wenn die Standard-Detektionsschwelle die niedrige Schwelle Vref-Vt ist.

Claims (5)

1. Schaltung zur Identifizierung bzw. Erkennung eines Fernsehstandards, welche umfaßt:

- einen Phasenkomparator (10) in einer solchen Schaltungs- Konfiguration, daß er eine Vorzeichen-Anzeige (P,N) liefert, welche bestrebt ist, konstant die gleiche Polarität aufzuweisen, wenn der Standard der zu identifizierende bzw. zu erkennende Standard ist,

- Konstantstromquellen (Ic,Id) von gleichem Betrag zum Auf- bzw. zum Entladen einer Kapazität (C), wobei diese Stromquellen durch die eine bzw. die andere der Polaritäten der genannten Anzeige während periodischer Zeitintervalle konstanter Dauer aktiviert werden,

- eine dem Phasenkomparator zugeordnete Kipp- bzw. Flip- Flop-Schaltung (14) zur Umschaltung der Polarität der Vorzeichenanzeige, wenn die Spannung (VA) über den Anschlüssen der Kapazität ein erstes Spannungsschwellwert-Extrem (Vref - Vt) erreicht,

- einen Standard - Detektor (18), der aktiviert bzw. betätigt wird, sobald die Spannung über der Kapazität ein zweites Spannungsschwellwert-Extrem (Vref + Vt) übersteigt,

dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung Schaltmittel aufweist, die betätigt werden, sobald die Spannung über der Kapazität in einen das zweite Spannungsschwellwert-Extrem einschließenden Bereich eintritt, und die den Strom der Lade- bzw. Entladestromquelle um einen vorgegebenen Faktor erhöhen, was im Sinne einer Änderung der Spannung über der Kapazität in Richtung weg von dem zweiten Spannungsschwellwert-Extrem wirkt, wobei der genannte Bereich bei einer Zwischen-Schwellwertspannung (VO) zwischen dem ersten und dem zweiten Spannungsschwellwert- Extremen beginnt.

2. Schaltung zur Standard-Erkennung bzw. -identifizierung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die genannten Schaltmittel einen zweiten Komparator (Q7,Q8), der als Eingangsgrößen die Spannung über der Kapazität (C) und die genannte Zwischen-Schwellwertspannung (Vo) zugeführt erhält, sowie eine zusätzliche Konstantstrommquelle (Q9) aufweist, die durch die Wirkung des zweiten Komparators parallel zur Lade- bzw. Entladestromquelle geschaltet ist, was im Sinne einer Entfernung der über der Kapazität liegenden Spannung von dem Spannungsschwellwert-Extrem (Vref + Vo) wirkt.

3. Schaltung zur Standard-Erkennung bzw. -identifizierung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Komparator eine Differentialstufe mit zwei Transistoren (Q7,Q8) aufweist, wobei die genannte zusätzliche Stromquelle (Q9) die Emitterlast der Transistoren bildet und ein frei flottierender Anschluß (A) der Kapazität (C) mit dem Kollektor und der Basis eines ersten (Q8) der Transistoren verbunden ist.

4. Erkennungs- bzw. Identifizierschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der genannnte erste Transistor (Q8) gemäß einer Darlington-Schaltkonfiguration geschaltet ist.

5. Erkennungs- bzw. Identifizierschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die zusätzliche Stromquelle durch einen Transistor (Q9) gebildet wird, der parallel über der Basis und dem Emitter eines Stromspiegel-Ausgangstransistors (Q4) liegt, welcher die Stromquelle bildet, zu welcher die zusätzliche Stromquelle parallel geschaltet sein muß.