DE69231317T2

DE69231317T2 - Sigma-delta Modulator

Info

Publication number: DE69231317T2
Application number: DE69231317T
Authority: DE
Inventors: Steven Robert Norsworthy
Original assignee: AT&T Corp
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1991-05-21
Filing date: 1992-05-20
Publication date: 2000-12-28
Anticipated expiration: 2012-05-21
Also published as: EP0709969A3; HK42997A; EP0709969B1; US5144308A; JPH05160736A; EP0515154B1; DE69231317D1; KR950010212B1; KR920022692A; EP0515154A1; DE69215271D1; JPH0793582B2; EP0709969A2; DE69215271T2

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Sigma-Delta- Modulatoren.

Stand der Technik

Sigma-Delta-Verfahren (Σ-Δ-Verfahren) werden (als Teil der Funktion der Digital/Analog- oder Analog/Digital-Umsetzung) immer mehr in vielen Anwendungen, wie zum Beispiel Fernsprechcodecs, Compact-Disk-Spielern (CD-Spielern) und dergleichen verwendet.
X-Δ-Umsetzer haben jedoch auch Nachteile.
Aufgrund der zur Implementierung des Umsetzers erforderlichen Rückkopplung kann es zu periodischem Rauschen und der Erzeugung unerwünschter Töne (Inband und Außerband) kommen. Obwohl das periodische Rauschen und die unerwünschten Töne in der Regel bei sehr niedrigen Pegeln auftreten (bei zum Beispiel 90 dB unter dem Endwert), können sie für eine zuhörende Person sehr beanstandenswert sein, obwohl sie praktisch keinen Einfluß auf ein Datenerfassungssystem haben, das denselben Umsetzer verwendet. Das Rauschen und die Töne sind in der Regel von einer zuhörenden Person wahrnehmbar, wenn kein erwünschtes Signal oder nur ein sehr niedriges erwünschtes Signal vorliegt. Das periodische Rauschen und die Töne werden im Allgemeinen als Leerkanalgeräusch bezeichnet.
Aus US-A-4968987 ist ein Analog/Digital- Umsetzer mit Delta-Sigma-Modulation zum Umsetzen eines analogen Eingangssignals in ein digitales Ausgangssignal bekannt. Der Umsetzer enthält einen Taktgenerator zur Erzeugung eines sehr hochfrequenten Taktsignals, einen auf den Taktsignalgenerator reagierenden Dithersignalgenerator zur Erzeugung eines Dithersignals, das mit dem Taktsignal synchronisiert wird, einen an den Dithersignalgenerator angekoppelten Addierer zum Kombinieren des analogen Eingangssignals und des Dithersignals, einen an den Addierer angekoppelten Delta-Sigma-Modulations-Quantisierer zum Quantisieren des analogen Eingangssignals und des Dithersignals als Reaktion auf das Taktsignal und eine Datendezimierungsschaltung, die auf das Taktsignal reagiert und an den Delta-Sigma-Modulations- Quantisierer angekoppelt ist, um vorgeschriebene Quantisierungsdaten aus dem quantisierten Signal zu dezimieren und ein dem analogen Eingangssignal entsprechendes digitales Signal zu erzeugen.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Sigma-Delta-Modulator nach Anspruch 1 bereitgestellt.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein mehrstufiger Sigma-Delta-Modulator nach Anspruch 3 bereitgestellt.
Bei einer Ausführungsform der Erfindung enthält ein X-Δ-Modulator mindestens einen Integrierer und einen Quantisierer. Der Quantisierer hat eine vorbestimmte Schrittgröße, wobei sein Eingang an den Ausgang des Integrierers angekoppelt ist. Der Modulator ist durch ein Mittel zum Hinzufügen eines Dithersignals an einem Punkt in dem Modulator und durch ein Filtermittel zum Filtern des Dithersignals, bevor es durch das Mittel zu dem Modulator hinzugefügt wird, gekennzeichnet.
Bei einer anderen Ausführungsform der Erfindung enthält ein mehrstufiger Sigma-Delta-Modulator (Σ-Δ- Modulator) mindestens einen Integrierer und einen Quantisierer. Der Quantisierer hat eine vorbestimmte Schrittgröße, wobei sein Eingang an den Ausgang des Integrierers angeschlossen ist. Der Modulator ist durch ein Mittel zum Hinzufügen eines Dithersignals an einem Punkt in dem Modulator und durch ein Filtermittel zum Filtern des Dithersignals, bevor es durch das Mittel zum Modulator hinzugefügt wird, gekennzeichnet. Die Übertragungsfunktion des Filtermittels ist proportional zu der Rauschformungsübertragungsfunktion des Modulators zwischen dem Hinzufügepunkt des Dither und dem Eingang des Quantisierers.
Zu den aus der Erfindung entstehenden Vorteilen gehört die wesentliche Unterdrückung des periodischen Rauschens und der unerwünschten Töne des Leerkanals ohne wesentliche Steigerung des Grundrauschens des Modulators oder einen wesentlichen Einfluß auf dessen Dynamikumfang.

Kurze Beschreibung der Zeichnung

Die obigen Merkmale der vorliegenden Erfindung und die Erfindung selbst werden aus der folgenden ausführlichen Beschreibung der Zeichnungen deutlicher. Es zeigen:
Fig. 1 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines Codierers/Decodierers (Codec), der Sigma-Delta- Modulationsverfahren verwendet;
Fig. 2 ein vereinfachtes Schaltbild eines Sigma-Delta-Modulators, der die Erfindung realisiert;
Fig. 3 ein vereinfachtes Schaltbild einer alternativen Form eines Sigma-Delta-Modulators; und
Fig. 4 ein vereinfachtes Schaltbild eines anderen Ansatzes zur Sigma-Delta-Modulation unter Verwendung mehrerer Stufen von Sigma-Delta-Modulatoren, die den in Fig. 2 und 3 gezeigten gleichen.

Ausführliche Beschreibung

Für die vorliegenden Zwecke ist ein Sigma- Delta-Modulator (Σ-Δ-Modulator) ein Modulator mit mindestens einem Integrierer zwischen dem Eingang des Modulators und dem darin befindlichen Quantisierer. Ein solcher Modulator ist auch entweder als ein Sigma- Delta-Modulator (X-Δ-Modulator) oder ein Interpolations-Rauschformungsmodulator oder -codierer bekannt. Die Anzahl von Integrierern in dem Modulator wird im allgemeinen als die Ordnung des Modulators bezeichnet.
Zu den hier besprochenen Σ-Δ-Modulatoren wird Dither hinzugefügt, um unerwünschte Töne oder periodisches Rauschen in solchen Modulatoren im wesentlichen zu unterdrücken. Für die vorliegenden Zwecke ist das Dithersignal ein Zufallsrauschsignal mit einer vorbestimmten Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion oder PDF. Der Mittelwert, bzw. das Mittel der PDF (oder des Rauschsignals selbst) beträgt vorzugsweise im wesentlichen Null, d. h. es besteht keine wesentliche Gleichstromenergie in dem Rauschsignal. Die normierte Leistung in der (zeitveränderlichen) Wechselstromkomponente des Rauschsignals ist bekanntlich im wesentlichen gleich der Varianz der PDF des Rauschsignals und ist deshalb von der Form der PDF des Rauschsignals abhängig. Wie nachfolgend besprochen wird, kann die PDF des Rauschsignals rechteckig, dreieckig, der n-ten Ordnung, Gaußsch usw. sein.
Die Menge der Leistung des Rauschsignals (Dithersignals) hat bestimmt im wesentlichen die Effektivität der Unterdrückung der unerwünschten Töne und des periodischen Rauschens. Da bei der Besprechung der Erfindung die normierte Leistung verwendet wird, hängt die Leistungsmenge mit dem Quadrat der Quantisiererschrittgröße zusammen, was nachfolgend besprochen wird. Ein alternativer Ansatz besteht darin, zu erkennen, dass die Standardabweichung des Rauschsignals (Dithersignals) (das gleich der Quadratwurzel der Varianz oder der normierten Leistung des Rauschsignals ist) und die Quantisiererschrittgröße direkt miteinander zusammenhängen. Der Zweckmäßigkeit halber wird hier jedoch die normierte Leistung des Rauschsignals und die quadrierte Schrittgröße des Quantisierers zur Beschreibung der Erfindung verwendet.
Bei den hier vorgestellten Σ-Δ-Modulatoren ist die Übertragungsfunktion eines Modulators neben anderen Faktoren von der Anzahl von darin befindlichen Integrierern abhängig. Quantisierer tragen als nichtlineare Bauelemente zu dem Rauschen des Modulators bei. Der Effekt des Modulators auf dieses Rauschen wird hier als die Rauschformungsübertragungsfunktion des Modulators bezeichnet. Wie nachfolgend ausführlicher besprochen wird, ist die Rauschformungsübertragungsfunktion abhängig davon, wo das Rauschen in dem Modulator gemessen wird.
Die Erfindung wird allgemein aus dem in Fig. 2 dargestellten Σ-Δ-Modulator 9 verständlich. Wie nachfolgend ausführlicher und gemäß einer Ausführungsform der. Erfindung besprochen wird, wird das Ausgangssignal eines Integrierers 1% über einen Summierer 17 an den Eingang eines Quantisierers 16 angekoppelt. Der Quantisierer 16 besitzt mindestens eine vorbestimmte Quantisierungsschrittgröße. Zu dem Signal aus dem Ausgang des Integrierers 1% wird ein Rauschsignal aus einem Dithergenerator 18 addiert. Das Rauschsignal (das hier auch als ein Dithersignal bezeichnet wird) hat einen Mittelwert von etwa Null (im wesentlichen keine Gleichstromenergie). Die normierte Leistung in der Wechselstromkomponente des Rauschsignals beträgt vorzugsweise mindestens etwa
mal das Quadrat der vorbestimmten Schrittgröße des Quantisierers 16, wobei N die Anzahl von Integrierern (Ordnung) des Σ-Δ-Modulators 9 für zwei oder mehr Integrierer ist. Bei einem Integrierer in dem Σ-Δ- Modulator 9 (N = 1) beträgt die normierte Leistung in der Wechselstromkomponente des Rauschsignals mindestens etwa 1/12 des Quadrats der vorbestimmten Schrittgröße des Quantisierers 16.
Zusätzlich zu der in Fig. 2 gezeigten Ausführungsform des Modulators 9 kann das Dithersignal an einem beliebigen Punkt in dem Modulator 9 eingespeist werden, wobei das Dither durch die Filter 11&sub1;-11N gefiltert wird, bevor es zu dem Modulator 9 hinzugefügt wird. Die Übertragungsfunktion der Filter 11&sub1;-11 N ist im wesentlichen gleich der Rauschformungsübertragungsfunktion es Modulators zwischen dem Punkt des Hinzufügens des Dither und dem Eingang des Quantisierers 16. Das Obige ist auch anwendbar auf die in Fig. 3 gezeigte Ausführungsform des Modulators 9.
Fig. 4 zeigt eine alternative beispielhafte Ausführungsform eines Modulators, einen mehrstufigen Σ- Δ-Modulator 9. Wie nachfolgend ausführlicher besprochen wird, besitzt der Modulator 9 eine Vielzahl von Stufen 31&sub1;-31M, die von der höchstwertigen Stufe 31&sub1; zu der niedrigstwertigen Stufe 31M angeordnet sind. Jede der Stufen 31&sub1;-31M besitzt mindestens einen Integrierer 13&sub1;-13M und einen Quantisierer 16&sub1;-16M. Das Dither aus dem Dithergenerator 33 wird über Filter 34&sub1;-34M zu den Stufen: 31&sub1;-31M hinzugefügt. Die Übertragungsfunktion der Filter 34&sub1;-34M ist proportional zu der Rauschformungsübertragungsfunktion des Modulators zwischen dem Ditherhinzufügepunkt und dem Eingang des Quantisierers. Der zur Bestimmung der Übertragungsfunktion des Modulators 9 verwendete Quantisierer ist vorzugsweise der Quantisierer der niedrigstwertigen Stufe 33M.
Mit Bezug auf Fig. 1 ist ein beispielhafter Codierer 1 und Decodierer 2, die gewöhnlich zusammen als Codec bezeichnet werden, zum Umsetzen eines Analogsignals in einen linearen digitalen Datenausgangsstrom mit 16 Bit pro Abtastwert und 128 Kilobit pro Sekunde (KB/s) und umgekehrt gezeigt. Der Codierer 1 setzt das analoge Eingangssignal in einen digitalen Datenstrom um, indem er zunächst das Analogsignal durch ein wohlbekanntes Anti-Alias-Filter 3 auf weniger als die Nyquist-Frequenz bandbegrenzt.
Der Analog-Σ-Δ-Modulator 4 setzt dann das bandbegrenzte Analogsignal in einen Datenstrom mit einem Bit pro Abtastwert und einem Megabit pro Sekunde (MB/s) um, was nachfolgend ausführlicher besprochen wird. Ein Dezimierungsfilter setzt den digitalen Strom mit einem Bit pro Abtastwert dann in einen Datenstrom mit 16 Bit pro Abtastwert und 128 MB/s um. Der Strom mit 16 Bit pro Abtastwert wird dann durch das Hochpassfilter 6 gefiltert, um im wesentlichen alle Gleichstromenergie zu entfernen.
Umgekehrt empfängt der Decodierer 2 den digitalen Datenstrom mit 16 Bit pro Abtastwert und entfernt wiederum etwaige Gleichstromkomponenten darin mit einem Hochpassfilter 7 und setzt das digitale Eingangssignal mit 128 KB/s in dem Interpolationsfilter 8 in einen Datenstrom mit 16 Bit pro Abtastwert und 16 MB/s um. Ein digitaler S-Δ-Modulator 9 setzt den 16-MB/s-Strom in einen Strom mit einem Bit pro Abtastwert und einem MB/s um, der durch den analogen Σ-Δ-Demodulator 10 in ein analoges Signal umgesetzt wird.
Der Betrieb des Dezimierungsfilters 5 und des Interpolationsfilters 8 sind in der Technik wohlbekannt und werden hier nicht besprochen.
Bei der beispielhaften Ausführungsform der Erfindung ist der Betrieb des analogen Σ-Δ-Modulators 4 und des digitalen Σ-Δ-Modulators 9 im wesentlichen ähnlich (wobei der Zweckmäßigkeit halber offensichtliche Unterschiede zwischen analogen und digitalen Schaltkreisen ignoriert werden). Der Einfachheit halber wird jedoch nur der digitale Σ-Δ- Modulator ausführlich besprochen. Es versteht sich, dass zwischen dem digitalen und dem analogen Bereich eine Dualität besteht; die hier beschriebene Erfindung ist auch auf den analogen X-Δ-Modulator 4 anwendbar. In Fig. 2 ist die bevorzugte Ausführungsform eines beispielhaften digitalen Σ-Δ-Modulators 9 gezeigt. Der Modulator 9 enthält mindestens einen Integrierer 13&sub1;-13N, einen Subtrahierer 14&sub1;-14N und eine Verstärkungsstufe 15&sub1;-15N. Jede Verstärkungsstufe 15&sub1;-15N weist eine entsprechende Verstärkung A&sub1;-AN auf. Ausgangssignale aus dem letzten Integrierer 13N werden über einen Summierer 17 an einen Quantisierer 16 angekoppelt. Das Ausgangssignal des Quantisierers 16 ist das Ausgangssignal des Modulators 9 sowie die Rückkopplung zu den Integrierern 13&sub1;-13N. Der Quantisierer 16 besitzt vorbestimmte Schrittgrößen oder Stufen, die durch die Schwellenwerte in dem Quantisierer 16 bestimmt werden. Bei der bevorzugten Ausführungsform beträgt die Anzahl von Stufen zwei (ein Schwellenwert, der vorzugsweise für bipolare Eingangssignale auf Null gesetzt wird), und die Schrittgröße liegt zwischen der maximalen Signalamplitude (positiv oder negativ) und Null.
Dem Ausgangssignal aus dem letzten Integrierer 13N hinzugefügt wird ein Rauschsignal aus dem Dithergenerator 18, der nachfolgend ausführlicher beschrieben wird. Für die vorliegenden Zwecke erzeugt der Generator 18 vorzugsweise ein Dithersignal (Rauschsignal) mit einer mittleren Amplitude von ungefähr Null, während die normierte Leistung in der Wechselstromkomponente des Dithersignals zwischen ungefähr
mal und einmal dem Quadrat der Schrittgröße des Quantisierers 16 liegt, wobei N die Ordnung (Anzahl von Integrierern) des Modulators ist. Durch Setzen der normierten Leistung in der Wechselstromkomponente des Dithersignals ungefähr in den oben angegebenen Bereich unterdrückt das Dithersignal im wesentlichen das periodische Rauschen und die unerwünschten Töne des Leerkanals, wie oben besprochen, ohne den Pegel des Leerrauschens (Grundrauschens) des Decodierers 2 (Fig. 1) wesentlich zu vergrößern. Wenn die Ordnung des Modulators 9 zum Beispiel Zwei ist (zwei Integrierer 13&sub1;, 13&sub2;, wobei N = 2 ist), dann sollte die normierte Leistung in der Wechselstromkomponente des Dithersignals zwischen 1/48 mal und einmal dem Quadrat der Schrittgröße des Quantisierers 16 liegen.
Bei Modulatoren 9 der ersten Ordnung (ein Integrierer) kommt es zu einer Ausnahme. In diesem Fall liegt die vorzuziehende normierte Leistung in der Wechselstromkomponente des Dithersignals zwischen 1/12 mal und einmal dem Quadrat der Schrittgröße des Quantisierers 16.
Das Dithersignal kann nicht nur zu dem Ausgangssignal des letzten Integrierers 13N hinzugefügt werden, sondern auch an einer beliebigen Stelle in dem Modulator 9 mit geeigneter Filterung hinzugefügt werden. Die Filter 11&sub1;-11N filtern das Dithersignal aus dem Dithergenerator 18, bevor das Dither zu den Eingangssignalen der entsprechenden Integrierer 13&sub1;-13N hinzugefügt wird. Die Übertragungsfunktion der Filter 11&sub1;-11N+1 ist proportional zu der Rauschformungsübertragungsfunktion des Modulators 9 zwischen dem Punkt, an dem das Dither eingespeist wird, und dem Eingang des Quantisierers 16. Für einen in Fig. 2 gezeigten Modulator 9 der N-ten Ordnung ist die Rauschformungsübertragungsfunktion des Modulators 9 im allgemeinen proportional zu (1-z&supmin;¹)N, bezogen auf den Eingang X des Modulators 9. Durch Einspeisen eines Dithersignals in den Eingang des ersten Integrierers 131 wird das Dithersignal daher durch das Filter 111 mit einer Übertragungsfunktion gefiltert, die proportional zu einem Differenzierer der N-ten Ordnung ist. Pragmatischer gesehen enthalten die Filter 11&sub1;-11N+1 einen Differenzierer einer Ordnung, die gleich der Anzahl von Integrierern 13&sub1;-13N zwischen dem Punkt der Dithersignaleinspeisung (an dem das entsprechende Filter 11&sub1;-11N+2 an den Modulator 9 angeschlossen ist) und dem Eingang des Quantisierers 16 ist. Das Filter 11N+1 besitzt daher keine Differenzierung (Differenzierung der Ordnung Null), da die Rauschformungsübertragungsfunktion des Modulators 9 am Eingang des Quantisierers 16 nicht wesentlich durch die Integrierer 13&sub1;-13N geformt wird. Ähnlich folgt aus dem Einspeisen des Dither in den Eingang des Integrierers 13N, dass die Übertragungsfunktion des Filters 11N eine erste Ableitung 1-z&supmin;¹ ist, da die Rauschformungsübertragungsfunktion wesentlich durch den Integrierer 13N geformt wird.
Man beachte, dass zwar N Integrierer 13&sub1;-13N gezeigt sind, in der Praxis eventuell abhängig von der Anwendung des Codec nur einer bis fünf Integrierer verwendet werden können (1, 2 Fig. 1).
Wie bereits erwähnt, kann der Σ-Δ-Modulator in analoger Form vorliegen, wie zum Beispiel der Modulator 4 in Fig. 1. In einem solchen Fall kann der in Fig. 2 gezeigte Modulator 9 einen (nicht gezeigten) Digital/Analog-Umsetzer erfordern, um das digitale Ausgangssignal des Quantisierers 16 wieder in eine analoge Form umzusetzen, die den Integrierern 13&sub1;-13N zugeführt wird. Außerdem kann ein weiterer (nicht gezeigter) Digital/Analog-Umsetzer notwendig sein, um das Dithersignal (falls in digitaler Form) aus dem Generator 28 in analoge Form umzusetzen. Es versteht sich, dass bei diesem Ansatz sogar nur zwei oder drei Bit des digitalen Dithersignals verwendet werden können.
Eine alternative Ausführungsform des Modulators 9 ist in Fig. 3 gezeigt. Die hier gezeigte Σ-Δ-Struktur ermöglicht die Optimierung der Nullstellen in den Übertragungseigenschaften des Modulators 9. Wie bei dem Modulator 9 in Fig. 2 sind zwei Integrierer 20&sub1;-20N in Reihe geschaltet. Im Gegensatz zu dem Modulator 9 in Fig. 2 sind die Ausgangssignale eines (oder mehrerer) Integrierer 20&sub1;-20N des Modulators 9 von Fig. 3 über entsprechende gewichtete Verstärkungsstufen 22 und einen Addierer 23 an den Eingang des Quantisierers 21 angekoppelt. Außerdem werden Ausgangssignale aus den Integrierern 20&sub1;-20N über entsprechende gewichtete Verstärkungsstufen 24 und einen Addierer 25 an den Eingang des ersten Integrierers 201 angekoppelt, um eine Rückkopplungsschleife zu bilden. Die Rückkopplung aus dem Quantisierer 21 erreicht den Eingang des Modulators 9 nur durch den Subtrahierer 26. Der Addierer 27 addiert das Dithersignal aus dem Dithergenerator 28 zu dem Ausgangssignal des Addierers 23, zur Ankopplung an den Eingang des Quantisierers 21. Die Addierer 23 und 27 können zu einem (nicht gezeigten) vereinigten Addierer kombiniert werden. Der Dithergenerator 28 ähnelt dem Dithergenerator 18 in Fig. 2, und das Rauschsignal aus ihm weist dieselben Beschränkungen der normierten Wechselstromleistung wie oben beschrieben auf. Außerdem kann das Dither dem Eingang über die Addierer 25 oder 26 oder an jedem beliebigen dazwischenliegenden Punkt in dem Modulator 9 mit geeigneter Filterung wie oben beschrieben hinzugefügt werden.
Ein weiterer Ansatz zur Bildung eines Σ-Δ- Modulators 9 ist ein mehrstufiger Σ-Δ-Modulator, der gewöhnlich als MSM oder MASH bezeichnet wird, siehe Fig. 4. Dieses Verfahren verlässt sich im Allgemeinen auf eine nachfolgende Z-A-Modulatorstufe 31&sub1;+i (1 ≤ i ≤ M - 1 zur Umsetzung von Quantisierungsfehlern in der vorherigen Σ-Δ-Modulatorstufe 31&sub1; zur Vergrößerung der Anzahl von Bit Auflösung des Modulators 9. Ähnlich wie bei dem Modulator 9 von Fig. 2 enthält jede X-Δ-Modulatorstufe 31&sub1; (nicht gezeigt, 1 ≤ i ≤ M - 1 einen (nicht gezeigten) Subtrahierer 1%, wobei das Ausgangssignal des Integrierers 131 (nicht gezeigt) ein Eingangssignal und das Ausgangssignal des Quantisierers 16i (nicht gezeigt) als das andere Eingangssignal dient. Das Ausgangssignal des Subtrahierers 19i (nicht gezeigt) ist dann der Quantisierungsfehler (ERROR) für die Stufe 131 (nicht gezeigt) plus das Dithersignal aus dem Generator 33. Ähnlich erzeugt der Subtrahierer 29 in Fig. 3 den Quantisierungsfehler für diesen Modulator. Wieder mit Bezug auf Fig. 4 wird dann der Quantisierungsfehler (ERROR) des ersten Σ-Δ-Modulators 31&sub1; (höchste Ordnung) durch einen nachfolgenden Modulator 312 (nicht gezeigt) bis zu dem letzten (niedrigstwertigen) Σ-Δ- Modulator 31M umgesetzt. Das digitale Ausgangssignal der Modulatoren 31&sub1;-31M werden kombiniert und in einem Kombinierungsnetz 32 entzerrt. Ein Dithergenerator 33 erzeugt die Dithersignale für jeden der Modulatoren 31&sub1;-31M für den oben besprochenen Zweck. Vorzugsweise sind alle Dithersignale für die Σ-Δ-Modulatoren 31&sub1;-31M unkorreliert. Es versteht sich, dass nicht an alle Modulatoren ein Dithersignal angekoppelt werden muss; es kann ausreichen, das Dithersignal nur an den ersten oder die ersten beiden Modulatoren 31&sub1;-31M anzukoppeln. Außerdem sollte die Hinzufügung des Dither wie oben besprochen vor dem Hinzufügen zu dem Modulator 9 gefiltert werden. Die Übertragungsfunktion der Filter 34&sub1;-34M+1 ist vorzugsweise proportional zu der Rauschformungsübertragungsfunktion des Modulators 9 zwischen dem Punkt Ditherhinzufügung und dem Eingang des Quantisierers 16M in der niedrigstwertigen Stufe 31M. Wenn Dither zum Beispiel zu dem Eingangssignal des ersten Integrierers 13&sub1; der ersten Stufe 311 hinzugefügt werden soll, dann wird das Dither aus dem Generator 33 durch ein Filter 34M mit einer Übertragungsfunktion gefiltert, die eine Ableitung der M-ten Ordnung (1 - z&supmin;¹)M enthält. Wie in Verbindung mit Fig. 2 besprochen, besitzt das Filter 34M+1 eine Übertragungsfunktion von "1", d. h. keine wesentliche Formung (mit Ausnahme einer etwaigen Amplitudenskalierung) des Dithersignals tritt auf. Wie oben besprochen, besteht ein pragmatischerer Ansatz zur Bestimmung der Ordnung des Differenzierers in jeder Übertragungsfunktion der Filter 34&sub1;-34M+1 darin, die Anzahl von Integrierern 13&sub1;-13M zwischen dem Punkt der Dithersignaleinspeisung (an dem das entsprechende Filter 34&sub1;-34M+1 in den Modulator 9 einkoppelt) und dem Eingang des Quantisierers 16M in der niedrigstwertigen Stufe 31M zu zählen. Die Anzahl von Integrierern ist dann die Ordnung des Differenzierers in dem entsprechenden Filter 34&sub1;-34M+1 Die Dithergeneratoren 18 (Fig. 2), 28 (Fig. 2) und 33 (Fig. 4) werden vorzugsweise unter Verwendung eines oder mehrerer Schieberegister mit maximaler Länge und linearer Rückkopplung inicht gezeigt) gebildet, die gewöhnlich als MLSR bezeichnet werden, um eine binäre Pseudozufallsfolge als das Dithersignal zu erzeugen. Bei der bevorzugten Ausführungsform hat das Schieberegister 25 Abgriffe, mit Rückkopplung aus den Abgriffen 1 und 23. Sechzehn Abgriffe (Bit) des Schieberegisters werden als das Dithersignal (mit erweitertem Vorzeichen) verwendet, dass zu den Ausgangssignalen der Stufen 12N (Fig. 2) oder den Integrierern 20&sub1;-20N (Fig. 3) hinzugefügt wird. Es können auch andere Verfahren zur Erzeugung des Dithersignals und andere Schieberegisterlängen verwendet werden. Es ist jedoch vorzuziehen, dass die Periode der Pseudozufallsfolge wesentlich länger als die Periode des niederfrequentesten Signals ausgeführt wird, das durch den Modulator verarbeitet werden soll.
Bei der bevorzugten Ausführungsform sind die Datenwege in dem Modulator 9 (Fig. 2, 3) mindestens 21 Bit breit. Es versteht sich, dass ein einzelnes MLSR ein Rauschsignal (Dithersignal) mit nahezu gleichförmiger PDF erzeugt. Es kann jedoch besser sein, mehrere MLSR mit unkorrelierten Rauschsignalen zu verwenden und die Rauschsignale miteinander zu kombinieren (z. B. zu addieren), um eine ungleichförmige PDF zu erzielen, wie zum Beispiel eine dreieckige PDF (erste Ordnung) oder eine PDF höherer Ordnung. Außerdem kann die PDF des Rauschsignals gewichtet oder verzerrt werden, um einen gewünschten Grad der Unterdrückung unerwünschter Töne zu erreichen. Obwohl der mittlere Wert (Gleichstromwert) des Rauschsignals (Dithersignals) vorzugsweise in der Nähe von Null liegt, kann das Vorliegen eines Gleichstromwerts in bestimmten Umständen vorteilhaft sein, wenn zum Beispiel der Modulator 9 auf Gleichstromsignale mit einem bestimmten (digitalen) Ausgangsmuster reagiert, das mit Dither einfacher zu unterdrücken ist.
In der obigen Ausführungsform wird die Erfindung als eine zeitdiskrete Implementierung unter Verwendung zum Beispiel von digitalen oder SC- Schaltkreisen besprochen. Die Erfindung kann jedoch in zeitkontinuierlicher Form verwendet werden.

Claims

1. Sigma-Delta-Modulator mit:

mindestens einem Integrierer (13&sub1;-13N 20&sub1;-20N) mit einem Eingang und einem Ausgang; und

einem Quantisierer (16, 21) mit einer vorbestimmten Schrittgröße, dessen Eingang an den Ausgang des Integrierers angekoppelt ist;

gekennzeichnet durch:

Mittel (17, 27) zum Hinzufügen eines Dithersignals zu einem Punkt in dem Modulator; und

Filtermittel (11&sub1;-11N+1) zum Filtern des Dithersignals, bevor es zu dem Modulator hinzugefügt wird;

wobei die Übertragungsfunktion der Filtermittel proportional zu der Rauschformungsübertragungsfunktion des Modulators zwischen dem Hinzufügepunkt des Dither und dem Eingang des Quantisierers ist.

2. Modulator nach Anspruch 1, wobei das Dithersignal durch mindestens einen Pseudozufallssequenzer (16) erzeugt wird.

3. Mehrstufiger Sigma-Delta-Modulator mit einer Vielzahl von Stufen (31&sub1;-31M), wobei eine Stufe (31M) die niedrigstwertige Stufe ist und mindestens eine Stufe folgendes aufweist:

mindestens einen Integrierer (13) mit einem Eingang und einem Ausgang; und

einen Quantisierer (16) mit einer vorbestimmten Schrittgröße, dessen Eingang an den Ausgang des Integrierers angekoppelt ist;

gekennzeichnet durch:

Mittel zum Hinzufügen eines Dithersignals zu einem Punkt in dem Modulator; und

Filtermittel (34) zum Filtern des Dithersignals, bevor es zu dem Modulator hinzugefügt wird;

wobei die Übertragungsfunktion der Filtermittel proportional zu der Rauschformungsübertragungsfunktion des Modulators zwischen dem Hinzufügepunkt des Dither und dem Eingang des Quantisierers in der niedrigstwertigen Stufe ist.

4. Modulator nach Anspruch 3, wobei die Übertragungsfunktion der Filtermittel Differenzieren enthält.

5. Modulator nach Anspruch 3 oder 4, wobei die Stufen von höchstwertig zu niedrigstwertig angeordnet sind und die Rauschformungsübertragungsfunktion des Modulators als von dem Hinzufügepunkt von Dither zu dem Eingang des Quantisierers in der niedrigstwertigen Stufe definiert ist.

6. Modulator nach Anspruch 3, 4 oder 5, wobei jeder der Stufen Dither hinzugefügt wird.