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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen sehr
schnellen Differentialverstärker mit bipolaren Transistoren,
der besonders gute dynamische Kennwerte hat. Diese Kennwerte
ergeben sich mit Hilfe einer positiven kontrollierten
Stromrückkopplung.
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Es sind Operationsverstärker bekannt, die in offener
Schleife einen sehr hohen Niederfrequenzverstärkungsgrad bis
zu 10&sup8; besitzen und zugleich eine sehr geringe Offsetspannung
von einigen Mikrovolt oder einigen zehn Mikrovolt.
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Diese interessanten Merkmale werden erkauft durch
mäßige Leistungen im dynamischen Bereich. Das Produkt aus
Verstärkungsgrad und Frequenzband, auch Übergangsfrequenz FT
genannt, übersteigt nicht einige zehn MHz, und die
Durchstimmgeschwindigkeit, im Englischen Slew Rate, bleibt ohne weiteres
auf einige zehn Volt je Mikrosekunde begrenzt, es sei denn,
man wendet sehr komplizierte und damit teure Techniken an.
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Diese Verschlechterung der dynamischen Eigenschaften
kommt von einem Kompensationskondensator C im Verstärker, der
die Stabilität bestimmt, indem ein dominierender Pol erzeugt
wird, der die Übergangsfrequenz absenkt und die Slew Rate auf
den Wert I/C begrenzt, wobei I der Speisestrom der
Eingangsstufe ist.
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Die Verstärkung schneller Signale unter Erhaltung der
Gleichstromkomponente, die man für manche
Signalverarbeitungsanwendungen wie z.B. Videoverstärker, Impulsverstärker,
schnelle Tast- und Haltekreise usw. braucht, kann mit einem
solchen Bauelement nicht erreicht werden.
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Im Rahmen dieser Anwendungen braucht man vielmehr
Verstärker mit sehr breitem Durchlaßband (einige hundert MHz)
und mit hoher Slew Rate (einige 100 V/us), um die schnellen
Signale ohne Verformung verstärken zu können. Die geforderte
Genauigkeit der Gleichstromverstärkung ist im allgemeinen
weniger hoch (1/100 oder 1/1000), und eine Offsetspannung von
einigen mV wird im allgemeinen toleriert.
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Die vom Stand der Technik bei solchen Schwierigkeiten
angebotenen Lösungen gehören in drei Kategorien: In der ersten
Kategorie stützen sich die aus der traditionellen
Operationsverstärkertechnik abgeleiteten Strukturen auf Technologien mit
dielektrischer Isolierung. Diese Lösungen sind ungeeignet, um
die sehr hohen Slew Rates zu erzielen.
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Die zweite Kategorie enthält Strukturen, die auf den
Techniken von nicht rückgekoppelten Breitbandverstärkern
beruhen. Da keine globale Rückkopplung vorliegt, entfallen die
Kompensationskondensatoren. Diese Verstärker ohne Rückkopplung
sind grundsätzlich sehr schnell, so daß man sich den
Geschwindigkeitsgrenzen der Technologie annähern kann. Die Wiedergabe
der Gleichstromkomponente ist aber sehr schwierig, da sie auf
einer Technik der Kompensation der durch die
aufeinanderfolgenden Stufen eingeführten Offsetspannung beruht. Diese
Methode ist nur eine Näherungsmethode und hängt stark von den
temperaturbedingten Abweichungen ab. Sie liefert keine
zufriedenstellenden Ergebnisse, insbesondere wegen der Erhöhung der
Anzahl der Bauelemente, die erforderlich ist, um den
Gleichstrompegel wiederzugewinnen.
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Die dritte Kategorie enthält Verstärker, deren hoher
Verstärkungsgrad durch eine positive Spannungsrückkopplung
erhalten wird. Das Ausgangssignal ist nur unter hoher Impedanz
verfügbar, so daß die Schaltung von den kapazitiven Ladungen
abhängt, was die Stabilität angeht. Außerdem haben diese
Schaltungen einen geringeren natürlichen Phasenbereich, was
eine leichte Kompensation erfordert und damit eine geringere
Bandbreite, eine verringerte Slew Rate mit sich bringt, wobei
in manchen Fällen die Rückkopplung delikat wird.
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Die Erfindung schlägt eine andere Lösung vor, die für
einen Differentialverstärker sowohl einen hohen
Verstärkungsgrad als auch eine hohe Grenzfrequenz und eine große Slew Rate
ergibt.
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Erfindungsgemäß wird einem klassischen
Differentialverstärker
mit ohm'scher Last eine Stromrückkopplung (oder
positive Rückkopplung) hinzugefügt, deren Schleifenverstärkung
unter dem Einheitswert bleibt und so gesteuert wird, daß die
Stabilität der Schaltung gewährleistet ist. Die
Lastwiderstände sind zwischen einen Speisepol und die Ausgänge des
Differentialverstärkers eingefügt, aber sie liegen auch parallel zu
zwei Stromquellen, die ihre Stromrückkopplungswirkungen auf
die Ausgänge ausüben.
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Genauer betrachtet betrifft die Erfindung gemäß
Anspruch 1 einen sehr schnellen Differentialverstärker hohen
Verstärkungsgrads, bestehend aus zwei Zweigen, die je von
mindestens einer Halbleitervorrichtung und einem einzigen
Lastwiderstand gebildet werden, wobei der Verstärker dadurch
gekennzeichnet ist, daß er zur Erzielung eines großen Produkts
aus Verstärkungsgrad und Frequenzband eine kontrollierte
positive Stromrückkopplung besitzt, die für jeden Zweig aus einem
Stromgenerator besteht, der einen Strom über den
Lastwiderstand des Zweiges in Phase mit dem der Halbleitervorrichtung
zieht, in der der Widerstand liegt, wobei jeder Stromgenerator
zwischen den gemeinsamen Punkt der Halbleitervorrichtung und
des entsprechenden Lastwiderstands sowie eine Spannungsquelle
eingefügt ist.
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Die Erfindung wird nun anhand eines
Ausführungsbeispiels mit Hilfe der beiliegenden Zeichnungen näher erläutert.
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Figur 1 zeigt ein elektrisches Schaltbild eines
bekannten Differentialverstärkers.
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Figur 2 zeigt ein vereinfachtes Schaltbild eines
erfindungsgemäßen Differentialverstärkers.
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Figur 3 zeigt im einzelnen den Verstärker aus der
vorhergehenden Figur.
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Figur 4 zeigt eine Variante des Verstärkers aus Figur
3.
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Die Figuren 5 bis 9 zeigen dynamische Kennlinien, die
mit dem erfindungsgemäßen Verstärker erhalten werden.
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Figur 1 zeigt das vereinfachte Schaltbild eines
Differentialverstärkers
und soll den Vergleich mit einem
erfindungsgemäßen Verstärker erleichtern. In der einfachsten Form
enthält ein Differentialverstärker zwei Transistoren 1 und 2,
deren Basiselektroden als Eingangsklemmen dienen. Die
Ausgangsklemmen ergeben sich an den Kollektoren dieser
Transistoren, die über zwei an einen ersten Pol Vcc einer
Spannungsquelle angeschlossene Lastwiderstände belastet werden. Die Emitter
der Transistoren 1 und 2 sind an den zweiten Pol dieser
Spannungsquelle über eine Stromquelle 5 angeschlossen, die eine
Strom 2I liefert.
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Nennt man ve die Eingangsspannung und vs die
Ausgangsspannung eines Verstärkers, dann ist es im Fall eines
Differentialverstärkers üblich, diesen beiden Eingängen eine
Spannung ±ve/2 und den beiden Ausgangsklemmen eine Spannung von
vs/2 zuzuordnen.
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Die Lastwiderstände 3 und 4 besitzen den Wert R&sub1; und
der dynamische Verstärkungsgrad dieses Verstärkers hat
folgenden Wert
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G = vs/ve RL I/Ut
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Hierbei ist Ut das thermodynamische Potential
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Ut = k T/q = 26 mV bei 300ºK
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(k ist die Boltzmannkonstante, T die Temperatur und q die
Elektronenladung).
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Figur 2, die das Prinzip eines erfindungsgemäßen
Verstärkers zeigt, macht klar, daß die Struktur des Verstärkers
an sich unverändert bleibt, daß aber an jedem der Ausgänge ein
Stromgenerator 6 bzw. 7 hinzugefügt ist, der einen Strom
±v's(1-u)/2RL über jeden der Lastwiderstände 3 bzw. 4 zieht,
wobei u der Spiegelfehler ist und deutlich kleiner als 1 ist.
So ergibt sich die Rückkopplung, indem jeder der Widerstände
mittels eines zusätzlichen Stroms gesteuert wird, der mit dem
Strom des Transistors des Eingangspaars in Phase liegt, an den
dieser Widerstand angeschlossen ist.
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In jedem Zweig des Differentialverstärkers sind der
Stromgenerator 6 bzw. 7 und der Kollektor des Transistors 1
bzw. 2 an eine erste Klemme des einzigen Lastwiderstands 3
oder 4 angeschlossen, dessen zweite Klemme mit dem ersten Pol
VCC der Spannungsquelle verbunden ist. Zur Vereinfachung wird
davon ausgegangen, daß der Transistor 1 den positiven Eingang
bildet. Der Generator 6 zieht einen positiven Strom in Phase
mit dem aus dem Transistor 1 kommenden Strom. Symmetrisch
zeigt der Generator 7 eine negativen Strom in Phase mit dem
Strom aus dem Transistor 2.
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Der Spiegelfehler u ermöglicht eine Kontrolle des
durch diese Rückkopplung eingeführten multiplikativen Faktors
im Vergleich zum klassischen Verstärkungsgrad G:
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G' = v's/ve RL I/u Ut
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d.h. G' = G/u
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In erster Näherung kann man dies als eine Simulierung
einer fiktiven Last RL/u oder als eine fiktive Transkonduktanz
g'm = gm/u betrachten, wobei gilt: gm = I/Ut.
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Figur 3 zeigt ein elektrisches Schaltbild mit weiteren
Einzelheiten dieses Verstärkers mit positiver kontrollierter
Stromrückkopplung. Alle Transistoren sind NPN-Transistoren.
Die Ausgangsstufen sind in dieser Figur nicht dargestellt, da
sie die Rahmen die Erfindung überschreiten.
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Die Grundstruktur des Differentialverstärkers wird von
Transistoren 1 und 2 und Widerständen 3 und 4 gebildet sowie
vom Stromgenerator 5, wie oben erläutert.
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Der Rückkopplungsstromgenerator 6 besteht aus einem
Stromspiegel, bestehend aus den Transistoren 10 und 12 und dem
Transistor 8, der als Spannungsfolger arbeitet.
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Der Transistor 8 ist mit seiner Basis an den
gemeinsamen Punkt zwischen dem Lastwiderstand 4 und dem Kollektor
des Transistors 2 angeschlossen, d.h. an den Ausgang S&sub2; des
Verstärkers.
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Ein Widerstand 14 des Werts R&sub0; ist zwischen den Emitter
des Transistors 8 und den Kollektor des Transistors 10
eingefügt. In gleicher Weise sind zwei Widerstände 16 und 18 eines
Werts RE zwischen die Emitter der Transistoren 10 und 12 und
eine Spannungsquelle 20 geschaltet, auf die später noch
eingegangen wird. Diese Widerstände 16 und 18 sind
Degenerationswiderstände, um den Rauschfaktor des Verstärkers zu
verringern, und sie sind so ausgewählt, daß gilt
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R&sub0; + RE = RL
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Es ist bekannt, daß ein Stromspiegel zwei
unterschiedliche Versorgungsquellen für seine beiden Zweige haben kann.
Der erste Zweig dieses Spiegels (Transistoren 8 und 10) wird
ausgehend von der gemeinsamen Spannungsquelle VCC des
Differentialverstärkers gespeist. Der zweite Zweig (Transistor 12)
wird über den gemeinsamen Punkt des Lastwiderstands 3 und des
Kollektors des Eingangstransistors 1 gespeist, was bedeutet,
daß der zweite Zweig des Generators 6 mit dem Ausgang S&sub1; des
Differentialverstärkers verbunden ist.
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Daher folgt der Spannungsfolgetransistor 8 der
Spannung am Ausgang S&sub2; des Verstärkers und erzeugt im Widerstand R&sub0;
proportionale Stromänderungen, die vom Spiegel 10 + 12 auf den
Ausgang S&sub1; kopiert werden. Der Generator 6 zieht einen Strom
über den Lastwiderstand 3 und wirkt somit als Stromgenerator,
der eine positive kontrollierte Strommitkopplung bildet.
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Die gleichen Überlegungen sind auf den Generator 7
nach der Transposition auf die Transistoren 9, 11 und 13 sowie
die Widerstände 15, 17 und 19 für den zweiten Zweig des
Differentialverstärkers anwendbar.
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Es sei bemerkt, daß in Figur 3 der
Differentialverstärker vier Ausgänge besitzt. Die Ausgänge S&sub1; und S&sub2; an den
Kollektoren der Eingangstransistoren 1 und 2 sind die
"normalen" Ausgänge eines Verstärkers, aber es empfiehlt sich, die
Ausgänge S'&sub1; und S'&sub2; an den Emittern der Transistoren 8 und 9
des Rückkopplungsverstärkers zu wählen, da diese Transistoren
als natürliche Impedanzanpassung der Schaltung wirken, ohne
eine zusätzliche Phasenverschiebung hervorzurufen.
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Die aus den beiden Generatoren 6 und 7 gebildete
Schaltung stellt einen Verstärker mit durch die
Differentialspannung S&sub1; - S&sub2; gesteuerter Transkonduktanz dar, der seinen
Strom in die gegenüberliegenden Lastwiderstände 3 und 4
liefert.
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Die Transkonduktanz ist eine solche erster Ordnung:
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1/(R&sub0; + RE + 2re0) = 1/(RL + 2re0)
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Der Spannungsverstärkungsgrad dieser Stromrückkopplung in die
Lastwiderstände RL hat folgende Wert:
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RL/(RL + 2re0) 1 + 2re0/RL
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der Form (1-u), wobei gilt u = 2re0/Rt « 1 und re0 = Ut/I für
die Transistoren 10 und 8.
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Der multiplikative Faktor der Verstärkung 1/u wird so
definiert und kontrolliert.
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Der die Spannung Vo liefernde Generator 20 bietet
einen möglichen zusätzlichen Freiheitsgrad in der Wahl der
dynamischen und statischen Parameter. Man kann setzen Vo = 0.
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Da der Wert des multiplikativen Faktors 1/u erster
Ordnung vom Verhältnis u = 2reo/RL abhängt, wobei reo die
dynamische Impedanz des Emitters der Transistoren 8 und 10 (9 und
11) darstellt, kann es günstig sein, diese Impedanz auf zwei
unterschiedliche Arten mit 2 zu multiplizieren:
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- Entweder fügt man gemäß einer Anschlußmethode eine Diode 29
(30) in Reihe mit dem Lastwiderstand 3 (4) ein, vorausgesetzt,
man wählt mit Hilfe von Vo gleiche Ruheströme in den
Transistoren 8 und 9 wie in den Transistoren 1 und 2, d.h. mit dem
Wert I;
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- oder man annuliert eine der beiden dynamischen Impedanzen
reo, die das Verhältnis u = 2reo/RL bilden, vorliegend also die
Impedanzen der Transistoren 8 und 9.
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Dies erreicht man durch Hinzufügung eines zusätzlichen
Ausgangs an jeden Spiegel mit Hilfe der Transistoren 31 und 32
sowie ihrer zugeordneten Degenerationswiderstände 33, 34,
wobei der Ausgang von 31 (32) mit dem Emitter des Transistors
8 (9) verbunden ist.
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Da die Ströme, die in den Transistoren 32 und 9 (31
und 8) fließen, gegenphasig und gleiche Amplitude erster
Ordnung haben, wird durch dieses Verfahren die dynamische
Impedanz
20 der Transistoren zu Null.
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In gewissen besonderen Fällen kann es interessant
sein, den in der Rückkopplungsschaltung (10, 12 und 11, 13)
verwendeten elementaren Spiegel durch eine kompliziertere
Spiegelstruktur zu ersetzen, wie z.B. einen gepufferten
Spiegel, auch Wilson-Spiegel im Stand der Technik genannt,
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Die Lösung gemäß den Figuren 2 und 3 legt die Art der
Eingangstranskonduktorvorrichtung nicht fest.
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Man kann auch einen Eingangstransduktor verwenden, der
zwei Spiegel enthält, die von den Emittern und nicht mehr von
den Basiselektroden angesteuert werden, wie in Figur 4 zu
sehen ist. Diese Lösung gibt dem Ganzen eine
Verstärkerstruktur mit Transimpedanzwirkung aufgrund der geringen
Eingangsimpedanz.
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Diese Lösung wurde in der abgeleiteten Schaltung mit
Transimpedanz verwirklicht, indem einfache Spiegel oder
Spiegel vom Wilson-Typ verwendet werden, die die Kaskodierung der
Eingangstransistoren 21 und 25 für den Eingang E&sub1; bzw. 22 und
24 für den Eingang E&sub2; in Figur 4 bewirken.
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Es ergibt sich ein Verstärkungsgrad für die offene
Schleife von 75 dB. Die Entsprechung findet diese Verbesserung
durch eine komplexere Schaltung in der verschlechterten
Frequenzkennlinie. Ein zweiter Pol, der im Frequenzband auftritt,
erfordert eine leichte Kompensation, die das maximale Nutzband
im Betrieb als Folgeschaltung auf einen Wert unterhalb 1 GHz
verringert.
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Die erfindungsgemäßen Differentialverstärker sind
wegen ihrer einfachen Struktur bemerkenswert, die ihnen gute
Eigenschaften verleiht.
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Der Verstärkungsgrad dieser Verstärker ergibt sich in
einer einzigen Stufe mit einem dominanten Pol, der sich am
Differentialausgang S&sub1;-S&sub2; befindet. Abgesehen von dem Pol einer
zusätzlichen Ausgangsfolgeschaltung, deren Phasenverschiebung
man in erster Näherung vernachlässigen kann, führt keine
zweite Stufe eine nennenswerte Phasendrehung ein, die einen
dominanten
Pol zwischen S1 und S2 erforderlich machen würde.
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Die Frequenzkennlinie der Stufe ist exzellent und
unterscheidet sich wenig von der Frequenzkennlinie der
klassischen Differentialstufe mit ohm'scher Last. Nur der
Niederfrequenzverstärkungsgrad ist vergrößert. Man kann praktisch
Übergangsfrequenzen (0 dB, Phasenbereich 35º bis 45º) nahe bei
Ft/2 erhalten, wobei Ft die Übergangs frequenz der Transistoren
ist, wie Figur 5 zeigt, in der die Frequenzkennlinie F
abhängig vom Verstärkungsgrad in offener Schleife für einen
erfindungsgemäßen Verstärker (Kennlinie 27) im Vergleich zu einem
klassischen Differentialverstärker (Kennlinie 28) dargestellt
ist.
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Diese Qualität der globalen Kennlinie beruht auf der
Qualität der Kennlinie des Rückkopplungsverstärkers, dessen
geringer Verstärkungsgrad (1-u) mit einem großen Wert des
Produkts aus Verstärkungsgrad und Frequenzband und einer nur
mäßigen Phasenverschiebung einhergeht. Der Vorzug der hohen
Übergangsfrequenz der klassischen Schaltung mit ohm'scher
Last, bei der es sich um den schnellsten bekannten linearen
Verstärker handelt, bleibt erhalten und zusätzlich ergibt sich
die fundamentale Eigenschaft der Operationsverstärker, nämlich
ein großer Verstärkungsgrad für Gleichstrom von 60 bis 70 dB.
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Die mäßige Phasendrehung, die mit dem Abfall des
Schleifenverstärkungsgrads bis auf 0 dB einhergeht, erfordert
keine oder nur eine geringe Kompensationskapazität zwischen
den Knoten S1 und S2. Da eine solche Stufe von relativ großen
Speiseströmen durchflossen wird (einige hundert uA) im
Vergleich zu denen, die üblicherweise in Eingangsstufen von
Operationsverstärkern auftreten, erzielt man extrem hohe Slew
Rates, da dieser große Strom praktisch nur Störkapazitäten
laden oder entladen muß.
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Auf dem Gebiet des Rauschens ergibt sich aus der
Anwesenheit von echten aktiven Lastwiderständen in der Schaltung
eine spektrale Dichte des thermischen Rauschens in der Nähe
derjenigen, die man in Breitbandverstärkern mit geringem
Verstärkungsgrad
bei Hochfrequenzanwendungen antrifft, nämlich in
der Größenordnung von einigen nV/ Hz. Ein sehr bemerkenswertes
Merkmal ist der flache Verlauf der spektralen Rauschdichte bis
zur Übergangsfrequenz des Verstärkers.
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Schließlich sei bemerkt, daß der Ausgang des
erfindungsgemäßen Verstärkers intrinsisch, d.h. strukturell ein
Differentialausgang ist, was ihm einen großen Vorteil
hinsichtlich der Qualität der Signalverarbeitung verleiht,
insbesondere unter Berücksichtigung des gebotenen sehr breiten
Frequenzbands. Der Sperrungsgrad der Stromquellen bei der
globalen Signalverarbeitung wird so verbessert. Es sei
bemerkt, daß durch den Differentialbetrieb 6 dB im
Schleifenverstärkungsgrad bezüglich eines einfachen Ausgangs und fast eine
Oktave bezüglich der Übergangsfrequenz gemessen bei 0 dB
gewonnen werden.
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Die nachfolgenden Zahlen betreffen die Eigenschaften
von Schaltungen, die auf einer schnellen Technologie beruhen:
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- FT der Transistoren = 8 GHz
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- Early-Spannung = 33 Volt
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- Lastwiderstand RL = 16 kX
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- Versorgungsstrom 2 250 uA
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Figur 6 zeigt den Frequenzverlauf (an der Ordinate ist
die Dämpfung aufgetragen) für den erfindungsgemäßen
Verstärker, der als Folgeschaltung rückgeschleift ist. In einer
Schaltung mit Differentialausgang erhält man ein Produkt von
Verstärkungsgrad mit Frequenzband eines Werts von 4,5 GHz mit
einem natürlichen Phasenbereich ohne Kompensation von 40º.
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Ein anderer Vorteil hinsichtlich des Frequenzverlaufs
besteht in der Möglichkeit, das Ausgangssignal bei relativ
niedriger Impedanz auszuwerten. Die Ausgangssignale sind
natürlich von den Folgeschaltungen der Rückkopplungsverstärker
(8 + 9) gepuffert und liefern ihr Ausgangssignal unter einer
durch den Verstärkungsgrad der Transistoren verringerten
Impedanz.
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Der damit erzielte Vorteil liegt hinsichtlich des
Verhaltens bei kapazitiver Last auf der Hand, da nach
Hinzufügung von Ausgangsfolgeschaltungen ein Produkt aus
Verstärkungsgrad und Frequenzband von 2,4 GHz (Phasenbereich 450) bei
einer Lastkapazität von 10 pF beibehalten werden kann.
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5Für denselben Verstärker zeigt die Figur 7 die
Impulsantwort: Für einen Impuls von 1 mV erhält man eine
Verzögerungszeit von tr > 200 ps im Einklang mit dem Durchlaßband.
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Die Durchstimmgeschwindigkeit oder Slew Rate ist in
Figur 8 gezeigt. Mit der obigen Technologie und dem oben
angegebenen Zahlenwert erhält man Slew Rates größer als 1 kV/us.
Vergrößert man die Ruheströme mittels kleinerer Widerstände
und mittels möglichst kleiner Transistorgeometrien, erhält
man, wenn man Verschlechterungen hinsichtlich des Rauschens
akzeptiert, Slew Rates bis zu 4 kV/us, wobei die Eigenschaften
hinsichtlich des Durchlaßbands geringfügig verbessert sind.
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Diese Slew Rates wurden in der klassischen
Konfiguration der Schaltung als nicht invertierende Folgeschaltung
gemessen.
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Die hier angegeben Slew Rate Werte beziehen sich auf
die intrinsische Struktur des Verstärkers. In dem besonderen
Fall des Betriebs mit nennenswerten Kapazitäten als
Lastimpedanz (10 pF) ist die Slew Rate deutlich begrenzt auf die
abfallende Flanke durch den Stromgenerator der zusätzlichen
Ausgangsfolgeschaltung der Klasse A, die nach dieser Stufe
eingefügt ist.
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Wenn auch andere Lösungen zur Verbesserung der Slew
Rate unter besonderen Betriebsbedingungen bekannt sind, so
verschlechtern diese unweigerlich das Frequenzband des
Verstärkers, das dann unter 1 GHz absinkt.
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Schließlich zeigt Figur 9 die spektrale Dichte des
Eingangsrauschens in nV/ Hz abhängig von der Frequenz. Unter
den angegebenen Spannungsbedingungen ist der Verlauf des
Rauschens praktisch konstant bei 2,7 nV/ Hz bis zur
Übergangsfrequenz des Verstärkers.
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Der erfindungsgemäße Differentialverstärker hat also
gute dynamische Eigenschaften und zugleich einen hohen
Verstärkungsgrad. Mit den erwähnten Zahlenwerten liegt sein
Verstärkungsgrad in offener Schleife am Differentialausgang bei
60 dB.
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Die wesentliche Begrenzung des Verstärkungsgrads bei
niederer Frequenz BF wird vom Wert der Early-Spannung der
Verstärkertransistoren des Eingangspaars 1 und 2 gebildet. Ein
übliches Verfahren, um diese Schwierigkeit zu umgehen, besteht
darin, die Schaltung zu kaskodieren, wodurch 10 bis 15 dB im
Wert der Schleifenverstärkung gewonnen werden. Eine derartige
Schaltung ist in Figur 4 gezeigt.
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Der erfindungsgemäße Differentialverstärker wird in
Schaltungen verwendet, die sowohl einen hohen Verstärkungsgrad
als gute dynamische Eigenschaften in einem weiten Frequenzband
aufweisen müssen, beispielsweise in einem ultraschnellen
Analogmultiplexer oder einem Tast- und Haltekreis.