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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen rauscharmen Verstärker mit hoher
Eingangsimpedanz, insbesondere für die Anwendung als Mikrofonverstärker auf dem
Gebiet des Fernsprechwesens, der in CMOS-Technik oder in einer gemischten Technik
(BiCMOS, BCD) hergestellt und in analog-digital gemischten integrierten Schaltkreisen
eingefügt werden kann.
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Die jüngere Entwicklung der Verfahren der Schaltkreisintegration erlaubte es, eine immer
größer werdende Anaahl analoger und digitaler Funktionen in einem einzigen integrierten
Schaltkreis zu integrieren. Offensichtlich ist dies insbesondere auf dem Gebiet des
Fernsprechwesens, wo es kürzlich möglich wurde, in einem einzigen gemischten
integrierten Schaltkreis (BCD, BiCMOS) digitale Funktionen in MOS-Technik und analoge
Funktionen in Bipolartechnologie zu kombinieren.
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Wie bekannt ist, ist Bipolartechnologie jedoch teurer als MOS-Technik, beansprucht mehr
Fläche und verbraucht mehr Strom, abgesehen davon, daß gemischte Technik von Haus
aus kompliziert und daher teuer ist. Andererseits wird die Anwendung von analogen
Funktionen oder Verstärkern in MOS-Technik durch das höhere Rauschen beeinträchtigt,
das für diese im Vergleich zu den bipolaren Schaltkreisen typisch ist. Ein weiteres
Hindernis ist die niedrige Versorgungsspannung, die im allgemeinen für die
Mikrofonverstärker verfügbar ist (da die Spannung vom Telefon-Leitungsstrom abgenommen wird).
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Das Ziel der Erfindung ist es deshalb, einen Verstärker vollständig oder vorherrschend in
CMOS-Technik zur Verfügung zu stellen, der rauscharm und daher dazu geeignet ist, als
Mikrofonverstärker in Telefon- Schaltkreisen integriert zu werden. Eine weitere Aufgabe
ist es, den Verstärker mit hoher Eingangsimpedanz zur Verfügung zu stellen.
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Eine weitere Aufgabe ist es, den Verstärker so zur Verfügung zu stellen, daß er selbst mit
einer niedrigen Versorgungsspannung (sogar kleiner als 3 Volt) arbeiten kann.
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Die Erfindung erreicht dieses Ziel, erfüllt diese und andere Aufgaben und zeigt Vorteile,
wie sie aus der Fortsetzung der Beschreibung offenbart werden, mit einem
Differenzverstärker, der ein Paar bipolare Eingangstransistoren, wobei jeder der bipolaren
Eingangstransistoren eine Basis, die geeignet ist, ein Differentialeingangssignal zu empfangen,
einen Kollektor und einen Emitter besitzt, der verbunden ist mit und angesteuert ist von
einer entsprechenden ersten, eigenen Konstantstromquelle, und einen
Gegenkopplungswiderstand enthält, der die Emitter der beiden bipolaren Transistoren verbindet, wobei der
Kollektor jedes bipolaren Transistors auch durch eine entsprechende eigene, zweite
Konstantstromquelle angesteuert ist, wobei die Kollektoren der beiden bipolaren
Transistoren darüber hinaus an entsprechende MOS-Verstärkereinrichtungen gekoppelt sind, und
der dadurch gekennzeichnet ist, daß jede der MOS-Verstärkereinrichtungen einen ersten
MOS-Transistor mit einer Drainelektrode, die mit einem entsprechenden Emitter der
beiden bipolaren Eingangstransistoren verbunden ist, und eine Gateelektrode aufweist, die
mit einem entsprechenden Kollektor der beiden bipolaren Eingangstransistoren verbunden
ist, und daß jede der beiden zweiten Konstantstromquellen einen Strom führt, der kleiner
als der einer entsprechenden der ersten Konstantstromquellen ist, so daß der
Differenzstrom in einen entsprechenden der ersten MOS-Transistoren fließt.
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Die Erfindung wird nun mit Bezug auf einige bevorzugte Ausführungsbeispiele näher
beschrieben, die in den beiliegenden Zeichnungen, die als nicht einschränkendes Beispiel
gegeben sind, gezeigt sind, und wobei:
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Fig. 1 eine Schaltskizze eines Mikrofonkreises gemäß dem Stand der Technik ist;
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Fig. 2 eine Schaltskizze eines bipolaren Mikrofonverstärkers gemäß dem Stand der
Technik ist;
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Fig. 3 eine Schaltskizze eines weiteren bipolaren Mikrofonverstärkers gemäß dem Stand
der Technik ist; und
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Fig. 4 eine Schaltskizze eines Mikrofonverstärkers gemäß eines bevorzugten
Ausführungsbeispiels der Erfindung ist.
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Mit Bezug auf Fig. 1, die einen typischen Mikrofonschaltkreis des Standes der Technik
zeigt, steuert ein Elektretmikrofon E mit Differenzausgang, von den Widerständen R1, R2
vorgespannt, über die Kondensatoren C1, C2 zur Gleichstromunterdrückung die beiden
Eingänge eines Operationsverstärkers A mit den Eingangswiderständen R3, R4, einem
Gegenkopplungswiderstand R5 und einem Vorwiderstand R6 an. Der Verstärker A muß
rauscharm und verzerrungsarm sein.
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Wenn der Verstärker in CMOS-Technik hergestellt ist, muß er mit sehr großen
Eingangstransistoren mit einem unerwünschten Flächenverbrauch ausgelegt sein, um rauscharm zu
sein. Darüber hinaus führt dies, da R3 und R4 größer sein müssen als der
Ausgangswiderstand des Mikrofons (der typischerweise 1 kohm beträgt), um eine Signalabschwächung zu
vermeiden, und da R5 seinerseits sehr viel größer als R3 und R4 sein muß (da der
Verstärker eine beträchtliche Verstärkung zur Verfügung stellen muß), zu einem weiteren
beträchtlichen Flächenverbrauch, auch aufgrund der Tatsache, daß die Widerstände eine
gute Linerarität haben müssen, da sie direkt die Linearität des Schaltkreises beeinflussen.
Wie bekannt ist, sind Widerstände, die aus niederohmigem Material hergestellt sind,
wirklich die linearsten; Polysilizium-Widerstände mit einem spezifischen Widerstand von
20 - 30 ohm pro Quadrat sind viel linearer als die mit n-Mulden- oder
p-Mulden-Diffusion, die einen typischen Widerstand von 1 - 4 kohm pro Quadrat besitzen.
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Eine andere bekannte Lösung eines rauscharmen Verstärkers ist in Fig. 2 dargestellt und
beinhaltet einen bipolaren Eingangsverstärker, der durch die beiden Transistoren T1, T2
mit Kollektorwiderständen RL und mit einem Emittergegenkopplungswiderstand R gebildet
ist. Die Transistoren T1, T2 sind von Konstantstromquellen I angesteuert, die in bipolarer
oder in CMOS-Technik sein können. Auf der Basis der Ersatzschaltung für kleine Signale
kann das folgende Verhältnis als Verstärkung des Verstärkers leicht erhalten werden:
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2βRL/(2rbe + βR)
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wobei β die Stromverstärkung der Bipolartransistoren und Rbe der Gesamtwiderstand
Basis-Emitter ist. Für hohe Werte von β beträgt die Verstärkung in etwa 2RL/R. Die
Eingangsimpedanz ist etwa 2rbe + βR: wenn β nicht sehr groß ist, und wenn ein
übermäßig großes R vermieden werden muß, ist dieser Wert relativ niedrig.
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Um das Problem der niedrigen Eingangsimpedanz der Schaltung nach Fig. 2 zu umgehen,
ist es bekannt, die Schaltung gemäß der Schaltung nach Fig. 3 abzuändern, bei der zwei
Eingangstransistoren mit zugeordneten Konstantstromquellen hinzugefügt wurden, um
Darlington-Schaltungen auszubilden. So wird die Eingangsimpedanz erhöht, aber die
größere Anzahl von zwischen der Spannungsversorgung und Erde eingefügten
Komponenten erfordert eine höhere minimale Versorgungsspannung, und auch das Rauschen
nimmt zu.
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Weitere Beispiele für Schaltungen nach dem Stand der Technik sind der Artikel in IEEE
Journal of Solid State Circuits, Band 24, Nr. 4, August 1989, IEEE Inc., Piscataway, NJ,
US, Seite 951 - 961, Tzu-Wang Pan et alt.: "A 50-dB Variable Gain Amplifier Using
Parasitic Bipolar Transistors in CMOS", und das japanische Patent JP-A-63 015 519.
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Fig. 4 zeigt einen Verstärker gemäß des bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung.
Zwei CMOS-Transistoren M1, M2 sind von entsprechenden Bipolartransistoren Q1, Q2
angesteuert. Die Bipolartransistoren sind von Stromquellen M5, M6 an ihren Kollektoren
(eingestellt durch eine konstante Spannung VB2) und von Stromquellen M7, M8 an ihren
Emittern (eingestellt durch eine konstante Spannung VB1) angesteuert. Der von M7 (oder
M8) erzeugte Strom ist größer als der von M5 (oder M6) erzeugte, und der
Differenzstrom fließt in den Transistor M1 (oder M2). Die Emitter von Q1 und Q2 sind über einen
Gegenkopplungswiderstand R verbunden. Die nach M1 und M2 fließenden Ströme werden
in den entsprechenden CMOS-Transistoren M3, M4 gespiegelt und fließen in die jeweiligen
CMOS-Transistoren M3, M4 und fließen in die jeweiligen Lastwiderstände RL.
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Beide MOS-Transistorpaare M1, M3 und M2, M4 bilden jeweils mit dem dazugehörigen
Lastwiderstand RL auf diese Weise eine MOS-Verstärkervorrichtung, und beide
Vorrichtungen zusammen bilden eine Differenzverstärkerstufe.
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Wenn ein Differenzensignal Vi1, Vi2 an die Basen der Transistoren Q1, Q2 angelegt wird,
verhalten sich die Transistoren wie Spannungsfolger. Wenn man Effekte zweiter Ordnung
vernachlässigt, tritt daher eine Spannung gleich der Eingangsspannung Vi = Vi1 - Vi2 am
Widerstand R mit einem Strom Vi/R auf, der fast ausschließlich in M1 und M2 fließt, da
die Ströme in Q1 und Q2 durch die Quellen M5 und M6 konstant bleiben und mit dem
Eingangssignal nut in vernachlässigbarem Ausmaß variieren. Die Stromschwahkungen in
Q1 und Q2 sind tatsächlich ausschließlich die, die dazu benötigt werden, die
Gatespannungen von M1 und M2 (die Punkte hoher Impedanz darstellen) zu variieren, so daß diese
beiden MOS-Komponenten die in R entwickelte Stromschwankung absorbieren. Es ist
offensichtlich, daß, wenn die Bemessungen von M1 und M3 (und die von M2 und M4)
identisch sind, die Differenzspannungsverstärkung zwischen dem Eingang und dem
Ausgang sehr nahe bei 2RL/R liegt, selbst für ziemlich niedrige Werte von β. Dieser
Wert ist derselbe, der mit der bekannten Schaltung aus Fig. 2 erhalten wurde, bei der
jedoch β als sehr hoch angenommen wurde.
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Die Schaltung aus Fig. 4 kann daher die aus Fig. 2 ersetzen, allerdings mit dem Vorteil
einer viel höheren Eingangsimpedanz. Tatsächlich fließt, wenn man die Schaltung aus Fig.
2 betrachtet, der gesamte Signalstrom IR, der aufgrund des Signals Vi in den Widerstand R
fließt, auch in die Eingangs-Bipolartransistoren: Der Basisstrom zum Signal in den
Bipolartransistoren ist deshalb gleich IR/β, wobei β die Stromverstärkung der
Bipolartransistoren ist. In der erfindungsgemäßen Schaltung erreicht jedoch nur ein kleiner
Bruchteil von IR die Bipolartransistoren (wie oben erwännt), und daher ist der Basisstrom
der Transistoren gleich demselben Bruchteil von IR, geteilt durch das β der Transistoren.
Daher ist die Eingangsimpedanz für kleine Signale viel höher. Auf Basis des Ersatzschalt
kreises für kleine Signale kann leicht überprüft werden, daß die Eingangsimpedanz Ri des
Verstärkers von Fig. 4 beträgt:
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Ri = rbe + [(β + 1) + gm1rds5β]R/2
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und die Verstärkung V&sub0;/Vi beträgt:
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Vo/Vi = gm3rds5β/rbe + (β + 1) + gm1rds5β 2RL/R
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wobei gm1 und gm3 die Transkonduktanz der MOS-Transistoren M1 und M3 und rds5 der
Widerstand zwischen der Drain und der Source des MOS-Transistors M5 ist. Der Wert
von gm3rds5 ist hoch (sicherlich höher als 100, vorausgesetzt, daß die MOS-Transistoren
geeignet dimensioniert sind) und wird darüber hinaus mit β multipliziert. Daher ist die
Eingangsimpedanz sehr groß, und die Verstärkung liegt nahe bei 2RL/R.
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Einer der Vorteile der erfindungsgemäßen Schaltung ist, daß sie im Unterschied zu der
von Fig. 3 selbst bei sehr kleinen Versorgungsspannungen korrekt arbeiten kann. Die
minimale Spannung, die verwendet werden kann, ohne die Schaltelemente aus ihrem
korrekten Arbeitsbereich gehen zu lassen, liegt tatsächlich bei weniger als 2 Volt. Die
Verzerrung ist auch sehr niedrig, da die erwähnte Stromänderung aufgrund des
Eingangssignals Vi in den bipolaren Eingangstransistoren sehr gering ist. Aus diesem Grunde
arbeiten die Schaltelemente in einem sehr linearen Bereich, und die Gesamtverzerrung
wird hauptsächlich durch die Linearität des Emittergegenkopplungswiderstandes bestimmt.
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Das Rauschen ist nur geringfügig größer als in einer vollständig bipolaren Schaltung, da
das vorherrschende Rauschen das der Eingangstransistoren ist, die tatsächlich bipolar sind
und daher wenig Rauschen produzieren, wogegen die Zunahme des Rauschens aufgrund
der MOS-Transistoren begrenzt ist.
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Wie oben ersichtlich ist, besteht die erfindungsgemäße Schaltung vollständig aus CMOS-
Transistoren und Widerständen mit der Ausnahme der beiden Eingangs-Bipolartransistoren
Q1 und Q2. Die Schaltung kann daher in gemischter Bipolar/CMOS-Technik wie z.B. der
sogenannten BCD-Technik, oder auch, angesichts der Abwesenheit von
DMOS-Leistungstransistoren, in der einfacheren und billigeren BiCMOS-Technik hergestellt werden.
Betrachtet man die Tatsache, daß eine hohe Leistung der Transistoren Q1, Q2 nicht
erforderlich ist, können die Transistoren sogar auf wirtschaftlichere Weise als
Lateralbipolartransistoren aus reiner CMOS-Technik bestehen, was z.B. in dem Artikel "MOS
Transistors Operated in the Lateral Bipolar Mode and their Application in CMOS
Technology" von Eric A. Vittoz in IEEE Journal of Solid-State Circuits, Band SC-18, Nr.
3, Juni 1983, beschrieben ist. Diese Möglichkeit bildet einen der wichtigen Vorteile der
Erfindung.
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Es wurde ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung beschrieben, aber es ist klar,
daß ein Fachmann sich weitere Abänderungen und Variationen ausdenken kann, die
innerhalb des Anwendungsbereiches des erfinderischen Konzepts liegen.
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Wo technische Merkmale, die in irgendeinem Anspruch erwähnt werden, mit
Bezugszeichen versehen sind, so wurden diese Bezugszeichen lediglich zum Zwecke einer
erhöhten Verständlichkeit der Ansprüche eingefügt, und demgemäß haben solche
Bezugszeichen keinerlei begrenzende Wirkung auf den Anwendungsbereich eines jeden
Elementes, das durch solche Bezugszeichen beispielhalber identifiziert ist.