DE69108076T2

DE69108076T2 - Direktumrichter und Verfahren zu dessen Steuerung.

Info

Publication number: DE69108076T2
Application number: DE69108076T
Authority: DE
Inventors: Masami Okayasu; Shinji Tatara
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1990-03-13
Filing date: 1991-03-11
Publication date: 1995-07-20
Anticipated expiration: 2011-03-12
Also published as: DE69108076D1; EP0446844B1; CA2037952C; US5151853A; JPH03265466A; EP0446844A2; CA2037952A1; EP0446844A3

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Direkt- bzw. Steuerumrichter zur Umrichtung einer Wechselstromleistung bzw. AC-Leistung mit gegebener Frequenz in eine Wechselstromleistung mit zufäliiger Frequenz und das Verfahren zur Steuerung desselben.
Ein Zwei-Stufen-Kaskaden-Direktumrichter für zyklischen Strom zum Antrieb eines Tnduktionsmotors wird unten beschrieben.
Fig. 6 zeigt eine Anordnung einer Hauptschaltung dieses Direktumrichters.
Eine Hauptschaltung 9 des Direktumrichters hat U-, V- und W-Phasenumrichtereinheiten gemäß der U-, V- und W-Phasen eines lnduktionsmotors 13. In der U-Phasen-Umrichtereinheit sind die positiven Umrichter 23 und 24 zum Durchfluß einer positiven Komponente eines Ausgangswechselstroms in einer Zwei-Stufen-Kaskade mit negativen Umrichtern 25 und 26 zum Durchfluß einer negativen Komponente des Ausgangswechselstroms verbunden, und die Transformatoren 21 und 22 sind entsprechend mit den Umrichtern 24 und 26 in der ersten Stufe und mit den Umrichtern 23 und 25 in der zweiten Stufe verbunden. Die U-Phasen-Umrichtereinheit schließt darüber hinaus eine Drosselspule 27 zur Unterdrückung eines zyklischen Stroms ein.
Die V-Phasen-Umrichtereinheit setzt sich aus einer Verbindung der Transformatoren 31 und 32, der positiven Umrichter 33 und 34, der negativen Umrichter 35 und 36 und einer Drosselspule 37 in der gleichen Weise wie in der U-Phasen-Umrichtereinheit zusammen. Die W-Phasen-Umrichtereinheit setzt sich aus einer Verbindung der Transformatoren 41 und 42, der positiven Umrichter 43 und 44, der negativen Umrichter 45 und 46 und einer Drosselspule 47 in der gleichen Weise wie in der U-Phasen-Umrichtereinheit zusammen.
Die Ausgänge der U-, V- und W-Phasen-Umrichtereinheiten der Hauptschaltung 9 sind mit dem Induktionsmotor 13 verbunden.
In dem Direktumrichter mit der obigen Anordnung werden die von einem asymmetrischen Steuergerät 20 erzeugten Auslösesignale an die positiven und negativen Umrichter jedes der U-, V- und W-Phasen-Umrichtereinheiten angelegt. Beispielsweise werden die Auslösesignale U1TA und U2TB zur Bestimmung einer Ausgangsspannung U1S entsprechend an die Umrichter 24 und 26 der ersten Stufe der U-Phasen-Umrichtereinheit angelegt, und die Auslösesignale U2TA und U2TB zur Bestimmung einer Ausgangsspannung U2S werden entsprechend an die Umrichter 23 und 25 in ihrer zweiten Stufe angelegt.
Die zwei Umrichter jeder der positiven und negativen Gruppen geben gleiche Spannungen zur selben Zeit nach dem Anlegen der Auslösesignale aus, und eine Durchschnittsspannung V der Spannungsausgänge der zwei Umrichter wird an den Induktionsmotor 13 angelegt. Diese Durchschnittsspannung V ist durch folgende Gleichung gegeben:
V = (U1S + U2S)
= (1/2) (U1SA + U2SB) + (1/2) (U2SA + U2SB)
Obwohl die Effektivwerte der Ausgangsspannungen der positiven und negativen Umrichter gleich zueinander sind, fließt ein zyklischer Strom von den positiven Umrichtern 23 und 24 zu den negativen Umrichtern 25 und 26, infolge einer Differenzspannung, die durch die Wellenformen der Ausgangsspannung verursacht sind. Der Pegel des zyklischen Stroms wird durch die Drosselspule 27 zur Unterdrückung des zyklischen Stroms erniedrigt. Das gleiche gilt für V und W-Phasen-Umrichtereinheiten.
Das asymmetrische Steuergerät 20 wird nachfolgend beschrieben. Fig. 7 zeigt Wellenformen einer Ausgangsspannung EulS der positiven und negativen Umrichter in der ersten Stufe, eine Ausgangsspannung Eu2S der positiven und negativen Umrichter in der zweiten Stufe und eine Gesamtausgangsspannung Eu der U-Phasen-Umrichtereinheit. Fig. 8 zeigt ein Flußdiagramm zur Erzeugung einer Ausgangsspannungsreferenz.
Um die Ausgangsspannungen Eu1S und Eu2S in den entsprechenden Stufen der U-Phasen-Umrichtereinheit zu erhalten, werden die zwei Umrichter in jeder Stufe wie folgt gesteuert. Und zwar wird die Ausgangsspannung der beiden Umrichter in einer Stufe auf einer Maximalspannung Eα des Umrichters gehalten, und die Ausgangsspannung der zwei Umrichter in der anderen Stufe wird so gesteuert, damit die Gesamtausgangsspannung Eu der U-Phasen-Umrichtereinheit erhalten wird.
Die Umrichterausgangsspannungsreferenzen in den entsprechenden Stufen werden durch folgende Gleichungen erhalten. Und zwar, wenn die Gesamtausgangsspannungsreferenz der Umrichtereinheit Eu > 0 ist:
Umrichterausgangsspannungsreferenz der 1-ten Stufe
E1u = Eα
Umrichterausgangsspannungsreferenz der 2-ten Stufe
E2u = Esinθov - Eα
für Esinθov < 2Eα, wobei Eα die maximale Ausgangsspannung des Umrichters ist. Wenn die Gesamtausgangsspannungsreferenz der Umrichtereinheit Eu < 0 ist:
EulS = Esin8ov + Eα
Eu2S = - Eα
Durch die Steuerung der Ausgangsspannungen der Umrichter, wie oben beschrieben, benötigt die am Motor anzulegende Spannung eine Sinuswelle, wie durch die in Fig. 7 gezeigte Wellenform Eu angedeutet ist.
Wenn die asymmetrische Steuerung, wie oben beschrieben, durchgeführt wird, erzeugen die Umrichter in der ersten Stufe konstant die Maximalspannung mit einem hohen Eingangsleistungsfaktor. Verglichen mit der symmetrischen Steuerung, bei der die gleiche Sinuswellenausgangsspannung sowohl auf die erste als auch auf die zweite Stufe gegeben wird, kann deshalb der Eingangsleistungsfaktor stark verbessert werden.
Das symmetrische Steuersystem kann ohne Probleme angewandt werden, wenn eine Frequenz der Ausgangsspannungsreferenz niedrig ist, d.h., in einem Betriebsbereich mit niedriger Geschwindigkeit. Wenn jedoch eine Frequenz, beispielsweise in der Höhe von 20 bis 30 Hz oder mehr ist, kann eine Ausgangsspannungswellenform in jeder Stufe zur Ausgabe der obigen asymmetrischen Steuerung nicht korrekt ausgegeben werden. Als ein Resultat kann keine Sinuswelle als eine Ausgangsspannung für einen Motor erhalten werden, und eine Verzerrung der Sinuswelle führt zu einer Störung wie etwa einem pulsierenden Drehmoment. Die obige asymmetrische Steuerung kann deshalb nur in einem Niederfrequenzbereich angewandt werden.
Um einen Direktumrichter zu realisieren, der in der Lage ist, einen Motor mit hoher Geschwindigkeit anzutreiben, und der einen hohen Eingangsleistungsfaktor hat, muß die Steuerung so durchgeführt werden, daß die asymmetrische Steuerung zur Verbesserung eines Eingangsleistungsfaktors eines Direktumrichters im Niedergeschwindigkeitsbereich (bei etwa einer Basisgeschwindigkeit) benutzt wird, in dem der Eingangsleistungsfaktor besonders herabgesetzt ist, und die symmetrische Steuerung in einem Hochgeschwindigkeitsbereich genutzt wird, um eine Ausgangswellenform während eines Hochfrequenzbetriebs korrekt zur Verfügung zu stellen.
Aus den zum Stand der Technik zählenden Dokumenten DE-A-2 543 066 und 1986 IEEE IAS CONFERENCE RECORD, 28. September 1986, DENVER, Seiten 36-41, SAITO ET AL.: "A multi-processor-based, fully digital, AC drive system for rolling mills", ist bekannt, Direktumrichter mit kaskadenverbundenen Umrichtern zu benutzen, die von verschiedenen Referenzspannungen gesteuert werden, um verschiedene Ausgangsspannungen zu bekommen, die addiert werden, um eine resultierende Ausgangsspannung zu ergeben.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Direktumrichter und ein Verfahren desselben zur Verfügung zu stellen, die in der Lage sind, das Schalten von der asymmetrischen zur synunetrischen Steuerung oder umgekehrt in Übereinstimmung mit einem Betriebsbereich eines Motors kontinuierlich und glatt durchzuführen, wodurch ein Hochgeschwindigkeitsbetrieb ohne Störung einer Ausgangsspannungswellenform realisiert und ein hoher Eingangsleistungsfaktor in einem Niedergeschwindigkeitsbereich geliefert wird.
Um diese Aufgabe zu lösen, stellt die vorliegende Erfindung einen Direktumrichter und ein Verfahren zur Steuerung eines Direktumrichters, wie entsprechend in den Ansprüchen 1 und 10 spezifiziert, zur Verfügung.
Somit enthält das Verfahren zur Steuerung eines Direktumrichters zur Bereitstellung einer Wechselstromleistung mit einer gegebenen Frequenz für eine Umrichtergruppe, die mindestens zwei kaskadenverbundene Umrichter hat und einen Auslösewinkel eines jeden Umrichters steuert, wobei die der Umrichtergruppe zur Verfügung gestellte Wechselstromleistung in eine Wechselstromleistung mit vorbestimmter Frequenz umgerichtet wird, Schritte zur Steuerung einer Ausgangsspannung eines Umrichters in einer Stufe der Umrichtergruppe, um eine Ausgangswechselspannung einschließlich einer synthetischen Spannung einer Wechselspannung zu erhalten, die eine Amplitude, gleich einer Differenz zwischen einer maximalen Ausgangsspannung des Umrichters und einer Gleichspannung, und eine vorbestimmte Gleichspannung in Übereinstimmung mit der Polarität eines Referenzspannungssignals mit vorbestimmter Frequenz hat, zur Steuerung einer Ausgangsspannung eines Umrichters in der anderen Stufe einer Umrichtergruppe, um eine Ausgangswechselspannung zu erhalten, die man bei der Subtraktion des Ausgangs des Umrichters in einer Stufe von dem Referenzspannungssignal erhält, und zur kontinuierlichen Abänderung eines Spannungswerts der Gleichspannung in Übereinstimmung mit der Frequenz des Referenzspannungssignals.
Gemäß der vorliegenden Erfindung, wie oben beschrieben, kann, da das Schalten vön der asymmetrischen zur symmetrischen Steuerung kontinuierlich und glatt durchgeführt werden kann, ein Eingangsleistungsfaktor in einem Niedergeschwindigkeitsbetriebsbereich verbessert werden, und ein Hochgeschwindigkeitsbetrieb mit guten Ausgangscharakteristiken kann ohne Störung einer Ausgangsspannungswellenform in einem Hochgeschwindigkeitsbetriebsbereich realisiert werden.
Diese Erfindung kann besser durch die folgende detaillierte Beschreibung verstanden werden, wenn sie in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen gebracht wird, in denen:
Fig. 1 ein funktionales Blockdiagrainm zum Antrieb eines Induktionsmotors unter Benutzung eines Direktumrichters gemäß der vorliegenden Erfindung ist;
Fig. 2 ein Flußdiagramm zur Realisierung eines Steuerverfahrens des Direktumrichters gemäß der vorliegenden Erfindung ist;
Fig. 3 ein Graph ist, der eine Beziehung zwischen einer Geschwindigkeit und einer Gleich-Vorspannung (DC-Bias) Vc zur Erläuterung einer Funktionsweise der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 4A ein Zeitdiagramm zur Erläuterung einer Funktionsweise des Direktumrichters gemäß der vorliegenden Erfindung ist, das die ersten und zweiten Ausgangsspannungssignale, die bei einer asymmetrischen Steuerung erhalten werden, zeigt;
Fig. 4B ein Zeitdiagrainin zur Erläuterung einer Funktionsweise des Direktumrichters gemäß der vorliegenden Erfindung ist, das die ersten und zweiten Ausgangsspannungssignale zeigt, die während des Übergangs von der asymmetrischen Steuerung zur symmetrischen Steuerung oder umgekehrt erhalten werden;
Fig. 4C ein Zeitdiagramm zur Erläuterung einer Funktionsweise des Direktumrichters gemäß der vorliegenden Erfindung ist, das die ersten und zweiten Ausgangsspannungssignale zeigt, die bei einer symmetrischen Steuerung erhalten werden;
Fig. 4D ein Zeitdiagramm ist, das ein Referenzspannungssignal des Direktumrichters gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 5 ein funktionales Blockdiagrarnm ist, das eine Steuereinheit des Direktumrichters gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 6 ein Hauptschaltungsdiagramm eines Direktumrichters ist;
Fig. 7 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung einer Funktionsweise eines konventionellen Direktumrichters ist; und
Fig. 8 ein Flußdiagrainm zur Realisierung einer asymmetrischen Steuerung des konventionellen Direktumrichters ist.
Fig. 1 zeigt eine Schaltungsanordnung zum Betrieb eines Tnduktionsmotors mit einem Direktumrichter gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Dieser Direktumrichter setzt sich aus einem Referenzspannungsgenerator zur Erzeugung eines Referenzspannungssignals, das entsprechend der Frequenz einer Wechselleistung, die einer Frequenzwandlung unterworfen wird, bestimmt ist, aus einem Steuergerät 8 zur Wandlung des Referenzspannungssignals in ein Auslösesignal auf der Basis eines in Fig. 2 gezeigten Flußdiagramms und aus einer Hauptschaltung 9 mit einer Vielzahl von Umrichtern, von denen jeder einen vom Auslösesignal, das vom Steuergerät 8 bereitgestellt wird, gesteuerten Auslösewinkel hat, zusammen. Die Anordnung der Hauptschaltung 9 ist die gleiche, wie die in Fig. 6 gezeigte.
Wie nachfolgend beschrieben wird, erzeugt der Referenzspannungsgenerator U-, V- und W-Phasenreferenzspannungssignale Eu, Ev und Ew mit voneinander 120º versetzten Phasen und gibt die erzeugt9n Signale an das Steuergerät 8 aus.
Das Steuergerät 8 hat Funktionsblöcke, wie in Fig. 5 gezeigt, und arbeitet auf der Basis des in Fig. 2 gezeigten Flußdiagramms. Die Funktion des Steuergeräts 8 wird nachfolgend exemplarisch an einer U-Phase beschrieben.
Wenn das Referenzspannungssignal Eu mit einer in Fig. 4 gezeigten AC-Wellenform eingegeben wird, startet das Steuergerät 8 seinen Prozeß, gezeigt in Schritt S1 von Fig. 2. In Schritt S1 bestimmt ein polaritätsbestimmendes Teil 51 eine Strompolarität des Eingangssignals. Wenn das Referenzspannungssignal Eu in den Bereich der positiven Polarität fällt, schreitet der Ablauffort zu Schritt S2, und ein erster Ausgangsspannungserzeugungsteil 52 erzeugt erste und zweite Spannungssignale Eu1S und Eu2S. Die Signale Eu1S und Eu2S werden durch die folgenden Gleichungen erhalten:
Eu1S = (Eα - Vc)sinθov + Vc
Eu2S = Eu - Eu1S
wobei Eα die maximale Ausgangsspannung des Umrichters ist, Vc die DC- bzw. Gleichspannungskomponente ist und Θov die Spannungsphase des Referenzspannungssignals Eu ist
Wenn die Polarität des Referenzspannungssignals Eu in den Bereich der negativen Polarität fällt, schreitet der Ablauf zu Schritt S3 fort, und ein zweiter Ausgangsspannungserzeugungsteil 53 erzeugt die ersten und zweiten Spannungssignale Eu1S und Eu2S. In diesem Fall werden die Signale Eu1S und Eu2S wie folgt berechnet:
Eu1S = Eu - Eu2S
Eu2S = (Eα - Vc)sinθov - Vc
Man beachte, daß die Gleichspannungskomponente, die für die in den Schritten S2 und S3 durchgeführte Arithmetikoperation benutzt wird, durch einen Gleichspannungskomponentenveränderungsteil 54 als eine Funktion der Geschwindigkeit eines Induktionsmotors 13 geändert wird. Beispielsweise wird, wie in Fig. 3 gezeigt, die Gleichspannungskomponente Vc auf die maximale Ausgangsspannung Eα gesetzt, wenn die Geschwindigkeit von 0 auf eine Niederfrequenzbetriebsgeschwindigkeit ωα geschaltet wird, sie wird kontinuierlich von Eα auf 0 verringert, wenn die Geschwindigkeit von einer Niederfrequenzbetriebsgeschwindigkeit ωα auf eine Hochfrequenzbetriebsgeschwindigkeit ωβ geschaltet wird, und sie wird auf 0 gesetzt, wenn die Geschwindigkeit auf die Hochfrequenzbetriebsgeschwindigkeit ωβ oder höher geschaltet wird. Obwohl ωα und ωβ zufällig innerhalb des Bereichs von 0 < ωα < ωβ gesetzt werden kann, wird die Frequenz ωα in einen Frequenzbereich gesetzt, wo asymmetrische Steuerung ohne irgendein Problem der Ausgangsspannungsverzerrung des Direktumrichters durchgeführt werden kann, und die Hochgeschwindigkeitsbetriebsfrequenz ωβ wird in einen für das System geeigneten Frequenzbereich geschaltet, wobei die Ausgangsspannungswellenform verzerrt ist, wenn keine symmetrische Steuerung durchgeführt wird. Die Geschwindigkeit des Induktionsmotors 13 ist proportional zur Frequenz des Referenzspannungssignals Eu. Das heißt, wenn die Geschwindigkeit ansteigt, erhöht sich die Frequenz des Referenzspannungssignals und umgekehrt.
Wenn die ersten und zweiten Spannungssignale Eu1S und Eu2S in dem Schritt S2 oder S3 erzeugt sind, schreitet der Ablauffort zu Schritt S4. In Schritt S4 werden die Signale Eu1S und Eu2S in Auslösesignale entsprechend ihrer Spannungspegel anhand einer Tabelle 55 umgewandelt. Das heißt, wenn das erste Spannungssignal Eu1S eingegeben wird, gibt die Tabelle 55 Auslösesignale U1TA und U1TB aus, die eine synthetische Ausgangsspannung (1/2) (U1SA + U1SB) der zwei Umrichter in der ersten Stufe das erste Spannungssignal EulS sein lassen. Ähnlich gibt die Tabelle 55, wenn das zweite Spannungssignal Eu2S eingegeben wird, die Auslösesignale U2TA und U2TB aus, die eine synthetische Ausgangsspannung (1/2) (U2SA + U2SB) der zwei Umricbter in der zweiten Stufe das zweite Spannungssignal Eu2S sein lassen. Die Signale U1TA und U1TB werden in der ersten Stufe an die zwei Umrichter angelegt. Die Signale U2TA und U2TB werden in der zweiten Stufe an die zwei Umrichter angelegt.
Die Anordnung des Referenzsignalgenerators ist in Fig. 1 im Detail gezeigt.
In dem Referenzgenerator, wie in Fig. 1 gezeigt, wird eine Abweichung zwischen einer extern angelegten Geschwindigkeitsreferenz ωr* und einer realen Geschwindigkeit ωr des Induktionsmotors 13, detektiert durch einen Geschwindigkeitsdetektor 12, in ein Geschwindigkeitssteuergerät 1 eingegeben. Das Geschwindigkeitssteuergerät 1 führt eine PID-Arithmetikoperation der Eingangsabweichung durch, um eine Drehmomentreferenz T zu erhalten, und gibt die erhaltene Referenz T an einen Dividierer 2 aus. Wenn die eingegebene reale Geschwindigkeit ωr des Induktionsmotors 13 einen vorbestimmten Wert erreicht, berechnet eine Fluß-Arithmetikoperationseinheit 3 einen Referenzfluß φ zur Senkung der Geschwindigkeit gemäß einer invers proportionalen Funktion. Der Dividierer 2 dividiert die Drehmomentreferenz T* durch die Flußreferenz φ und stellt den Quotienten einem Vektorsteuergerät 4 zur Verfügung.
Auf der Basis des Ausgangs des Dividierers 2 und der Flußreferenz φ zerlegt das Vektorsteuergerät 4 den primären Strom des Induktionsmotors 13 in eine Drehmomentstromkomponente I1q* und in eine Flußstromkomponente I1d* unter Benutzung der Konstanten (ein Sekundärwiderstand R2, eine Sekundärinduktivität L2 und eine Gegeninduktivität M) des Induktionsmotors 13.
Das heißt, das Steuergerät 4 multipliziert den Ausgang des Dividierers 2 mit L&sub2;/R&sub2;M, um die Drehmomentstromkomponente I1q* zu erzeugen. Zusätzlich dividiert das Steuergerät 4 die Flußreferenz φ durch die Gegeninduktivität M und stellt den Quotienten einer Flußsättigungsfunktionsschaltung 4a zur Verfügung. Gemäß einer Beziehung zwischen der Flußreferenz φ des Induktionsmotors 13 und einem Anregungsstrom Io berechnet die Schaltung 4a den Anregungsstrom Io unter Berücksichtigung der Sättigung des magnetischen Flusses. Zusätzlich differenziert ein Differenzierer 4b die Flußreferenz φ und multipliziert das Differentialergebnis mit L&sub2;/R&sub2;M, um einen Antriebsstrom IFOR zu erhalten. Dieser Strom IFOR kompensiert eine Verzögerung, wenn sich der magnetische Fluß ändert. Die Summe des Antriebsstroms IFOR und des Anregungsstroms Io ist die Flußstromkomponente I1g*.
Darüber hinaus wird eine Schlupffrequenzreferenz ωs des Induktionsmotors 13 durch Division des Produkts des Ausgangs des Dividierers 2 und des Sekundärwiderstands R&sub2; durch die Flußreferenz φ berechnet.
Die Stromdetektoren 14a, 14b und 14c detektieren die entsprechenden Eingangsströme Iu, Iv und Iw des Motors 13. Diese Eingangsströme werden durch einen Dreiphasen/Zweiphasen-Umrichter 11 in Zweiphasen-Gleichstromwerte I1q-F und I1d-F zerlegt.
Eine Abweichung zwischen der Drehmomentstromkomponente I1q*, einem Ausgang des Vektorsteuergeräts 4, und dem Realstrom Iq-F, und jene zwischen der Flußstromkomponente I1d* und dem Realstrom I1d-F werden an ein Stromsteuergerät 5, zusammengesetzt aus Proportional-plus-Integral-Steuerelementen, geleitet.
Das Steuergerät 5 führt unabhängig eine Proportionalplus-Integral-Steuerung der Abweichung zwischen der Drehmomentstromkomponente und dem Realstrom sowie jener zwischen der Flußstromkomponente und dem Realstrom durch, um die Spannungsreferenzen Eq und Ed zu erhalten, und gibt die erhaltenen Referenzen Eq und Ed an eine Spannungsvektor-Arithmetikoperationseinheit 6 aus.
Die Einheit 6 benützt die Spannungsreferenzen Eq und Ed, um eine Spannungsamplitudenreferenz E und eine Spannungsphase θv gemäß der folgenden Arithmethikoperationen zu berechnen:
Eine Primärfrequenz ωo wird als die Summe der Realgeschwindigkeit ωr und der Schlupffrequenzreferenz ωs durch einen Integrator 10 in eine Primärfrequenzphase θ0 gewandelt, und eine Spannungsphase θ einer auf eine Spannungsreferenz fixierten Wicklung wird auf der Basis der Primärfrequenzphase θ und der Spannungsphase θv berechnet. Die berechnete Spannungsphase θ und die obige Spannungsamplitudenreferenz E werden an eine Dreiphasen-Referenz-Arithmetikoperationseinheit 7 geleitet. Die Einheit 7 führt die folgenden Arithmetikoperationen zur Ausgabe der Referenzspannungssignale Eu, Ev und Ew der entsprechenden drei Phasen U, V und W, bestehend aus Sinuswellen mit um 120º gegeneinander versetzten Phasen, durch:
Eu = Esinθov
Ev = Esin(θov - 2/3 π)
Ew = Esin(θov + 2/3 π)
Die Funktionsweise des Direktumrichters mit der obigen Anordnung wird nachfolgend mit Bezug auf Fig. 4 beschrieben.
Das Referenzspannungssignal Eu, berechnet wie oben beschrieben, wird in das Steuergerät 8 eingegeben. Das Steuergerät 8 führt asymmetrische Steuerung innerhalb des Bereichs von ωr < ωα und symmetrische Steuerung innerhalb des Bereiches von ωr > ωβ (> 0) durch. Innerhalb des Bereichs von ωα < ωr < ωβ berechnet das Steuergerät 8 die Referenzspannungssignale EuIS und Eu2S auf der Basis des in Fig. 2 gezeigten Flußdiagramms, um die Steuerung der Ausgangsspannung jeder Stufe kontinuierlich und glatt von der asymmetrischen zur symmetrischen Steuerung zu schalten:
Wenn Eu > 0,
Eu1S = (Eα - Vc)sinθov + Vc
Eu2S = Eu - Eu1S
wenn Eu < 0,
Eu1S = Eu - Eu2S
Eu2S = (Eα - Vc)sinθov - Vc
Da Vc der Bedingung Vc = Eα innerhalb des Bereichs von ωr < ωα genügt, haben die Referenzspannungssignale Eu1S und Eu2S die in Fig. 4A gezeigten Wellenformen. Das heißt, die Auslösewinkel der Umrichter 24 und 26 in der ersten Stufe werden so gesteuert, daß ihre Ausgangsspannungen zum Signal Eu1S werden, und jene der Umrichter 23 und 25 in der zweiten Stufe werden so gesteuert, daß ihre Ausgangsspannungen zum Signal Eu2S werden. Deshalb hat die Wechselleistung, die von der U-Phasen-Umrichtereinheit dem Induktionsmotor 13 zur Verfügung gestellt ist, die gleiche Sinuswelle, wie die des in Fig. 4D gezeigten Referenzspannungssignals Eu. Man beachte, daß bei der asymmetrischen Steuerung die Auslösewinkel der Umsetzer in den ersten und zweiten Stufen der U-Phasen-Umrichtereinheit so gesteuert werden, daß die Ausgangsspannungen der zwei Stufen entsprechend zu den in Fig. 4A gezeigten Referenzspannungssignale Eu1S und Eu2S werden.
Da Vc der Bedingung Vc = 0 innerhalb des Bereichs von ωr < ωαβ genügt, haben die Referenzspannungssignale Eu1S und Eu2S die in Fig. 4C gezeigten Wellenformen. Das heißt, die Referenzspannungssignale Eu1S und Eu2S haben die identischen symmetrischen Wellenformen, und die Auslösewinkel der Umrichter 24 und 26 in der ersten Stufe und die Umrichter 23 und 25 in der zweiten Stufe werden so gesteuert, daß ihre Ausgangsspannungen entsprechend Eu1S und Eu2S werden. Deshalb hat die von der U-Phasen-Umrichtereinheit dem Induktionsmotor 13 zur Verfügung gestellte Wechselleistung die gleiche Sinuswelle, wie das in Fig. 4D gezeigte Referenzspannungssignale Eu. Man beachte, daß die oben beschriebene Steuerung eine symmetrische Steuerung ist.
Vc ändert sich von Vc = α zu Vc = 0 innerhalb des Bereichs von ωα < ωr < ωβ. Das heißt, die Auslösewinkel der Umrichter in den ersten und zweiten Stufen werden so gesteuert, daß die Ausgangsspannungen Eu1S und Eu2S in den ersten und zweiten Stufen der U-Phasen-Umrichtereinheit die in Fig. 4B gezeigten Wellenformen in Übereinstimmung-mit der in Fig. 3 gezeigten Geschwindigkeit haben, wobei das Referenzspannungssignal Eu als eine synthetische Spannung der zwei Umrichterausgänge, d.h., eine Spannung, die an den Motor 13 angelegt werden muß, erhalten wird.
Als ein Resultat kann von der asymmetrischen Steuerung zur symmetrischen Steuerung und umgekehrt ohne Verzerrung der Ausgangsspannung, die an den Induktionsmotor 13 angelegt werden muß, geschaltet werden. Zusätzlich kann ein stabiler Betrieb in einem Hochgeschwindigkeitsbetriebsbe£eich realisiert werden.
Obwohl die Funktionsweise oben exemplarisch anhand der U-Phasen-Ausgangsspannung beschrieben wurde, kann die Ausgangsspannung ähnlich mit Bezug auf die V- oder W-Phase bestimmt werden. Wie oben beschrieben, wird gemäß der vorliegenden Erfindung ein Direktumrichter, der in der Lage ist, den Eingangsleistungsfaktor in einem Niedergeschwindigkeitsbetriebsbereich zu verbessern und einen stabilen Betrieb bis in einen Hochgeschwindigkeitsbetriebsbereich ohne Verzerrung der Ausgangsspannung zu realisieren, und ein Verfahren zu dessen Steuerung zur Verfügung gestellt.
Obwohl der Direktumrichter der vorliegenden Erfindung für ein Frequenzumrichtergerät eines Induktionsmotors in der obigen verwendet wird, ist die vorliegende Erfindung nicht auf die obige Ausführungsform beschränkt.

Claims

1. Ein Direktumrichter enthaltend:

eine Ümrichtergruppe (23 bis 26) mit mindestens zwei Kaskaden-verbundenen Umrichtern (23, 24 oder 25, 26) zur Steuerung eines Auslösewinkels eines jeden der Umrichter (23 bis 26), um eine auf jeden der Umrichter gegebene Wechselleistung in eine Wechselleistung mit zufälliger Frequenz zu wandeln;

Referenzspannungserzeugungsvorrichtung (1 bis 7) zur Erzeugung eines Referenzspannungssignals mit einer Frequenz, die der Frequenz der Ac- bzw. Wechselleistung, die von der Umrichtergruppe (23 bis 26) auszugeben ist, entspricht;

erste Ausgangsspannungserzeugungsvorrichtung (52) zur Erzeugung eines ersten Spannungssignals Eu1S, das durch die Addition einer DC bzw. Gleichspannung Vc und eines Wechselspannungssignals (Eα -Vc) sinθov, das eine Amplitude entsprechend einer Differenz zwischen einer maximalen Ausgangsspannung Fa des Umrichters (23 bis 26) und der Gleichspannung Vc hat, erhalten ist, d.h. Eu1S = (Eα - Vc) sinθov + Vc,

und eines zweiten Spannungssignals Eu2S erhalten durch die Subtraktion des ersten Spannungssignals Eu1S vom Referenzspannungssignal Eu,

d.h., Eu2S = Eu - Eu1S;

zweite Ausgangsspannungserzeugungsvorrichtung (53) zur Erzeugung eines dritten Spannungssignals Eu2S, das durch die Subtraktion der Gleichspannung Vc von (Eα - Vc) sinOov, das eine Amplitude entsprechend einer Differenz zwischen der Gleichspannung Vc und der maximalen Ausgangsspannung Fa des Umrichters (23 bis 26) hat, erhalten ist,

d.h. (Eα - Vc) sinθov - Vc

und eines vierten Spannungssignals, erhalten durch die Subtraktion des dritten Spannungssignals Eu2S vom Referenzspannungssignal Eu,

d.h. Eu1S = Eu - Eu2S;

DC-Komponenten-Änderungsvorrichtung (8) zur Änderung der Gleichspannung gemäß der Frequenz des Referenzspannungssignals;

erste Auslösewinkelsteuervorrichtung (55) zur Bereitstellung eines Auslösesignals entsprechend eines Spannungswerts des ersten Spannungssignals für einen der Umrichter (24, 26) und eines Auslösesignals entsprechend eines Spannungswerts des zweiten Spannungssignals für den anderen der Umrichter (23, 25), während das Referenzspannungssignal positiv ist; und

zweite Auslösewinkelsteuervorrichtung (55) zur Bereitstellung eines Auslösesignals entsprechend eines Spannungswerts des dritten Spannungssignals für den anderen der Umrichter (23, 25) und eines Auslösesignals entsprechend eines Spannungswerts des vierten Spannungssignals für einen der Umrichter (24, 26), während das Referenzspannungssignal negativ ist.

2. Direktumrichter gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die DC-Komponenten-Änderungsvorrichtung (8) Vorrichtungen (S2, S3) ztir kontinuierlichen Verringerung der Gleichspannung, wenn sich die Frequenz des Referenzspannungssignals von einer ersten Frequenz zu einer zweiten Frequenz, die höher als die erste Frequenz ist, ändert, und zur kontinuierlichen Erhöhung der Gleichspannung, wenn sich die Frequenz von der zweiten Frequenz zur ersten Frequenz ändert, einschließt.

3. Direktumrichter gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die DC-Komponenten-Änderungsvorrichtung (8) vorrichtungen (S2, S3) zur Festsetzung der Gleichspannung bei der maximalen Ausgangs spannung des Umrichters, wenn die Frequenz-des Referenzspannungssignals niedriger als die erste Frequenz ist, einschließt.

4. Direktumrichter gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die DC-Komponenten-Anderungsvorrichtung (8) Vorrichtungen (S2, S3) zur Festsetzung der Gleichspannung bei 0 einschließt, während die Frequenz des Referenzspannungssignals höher als die zweite Frequenz ist.

5. Direktumrichter gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Umrichtergruppe (23 bis 26) die frequenzgewandelte Wechselleistung an einen Motor (13) ausgibt, und

die DC-Komponenten-Änderungsvorrichtung (8) die Gleichspannung gemäß einer Betriebsfrequenz des Motors (13) ändert.

6. Direktumrichter gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Umrichtergruppe eine Vielzahl von positiven Umrichtern (25, 26), durch die eine positive Komponente eines Wechselstroms fließt, welcher in die Umrichtergruppe (23 bis 26) eingespeist wird, und eine Vielzahl von negativen Umrichtern (23, 24), durch die eine negative Komponente des Wechselstroms fließt, einschließt.

7. Direktumrichter gemäß Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der positiven und negativen Umrichter (23 bis 26) mindestens einen Thyristor enthält.

8. Direktumrichter gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein.zyklischer Strom von den positiven Umrichtern (23, 24) zu den negativen Umrichtern (25, 26) in der Umrichtergruppe (23 bis 26) fließt.

9. Direktumrichter gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsreferenzerzeugungsvorrichtung (1 bis 7) eine Fluß-Arithmetikoperationsvorrichtung (3) zur Berechnung einer Flußreferenz eines Motors (13), der die Wechselleistung, die von der Umrichtergruppe (23 bis 26) entsprechend einer Realgeschwindigkeit des Motors (13) ausgegeben wird, empfängt, eine Vorrichtung (1) zur Berechnung einer Drehmomentreferenz des Motors (13) entsprechend einer extern eingespeisten Geschwindigkeitsreferenz und der Realgeschwindigkeit, eine Vorrichtung (4) zur Berechnung einer Drehmomentstromkomponente und einer Flußstromkomponente, entsprechend der Flußreferenz und der Drehmomentreferenz, eine Vorrichtung (11) zur Detektion eines Realstroms als ein Eingangsstrom des Motors (13) und zur Wandlung des detektierten Stroms in Zweiphasen-Realströme, eine Vorrichtung (5) zur Durchführung einer Proportional-plus-Integral-Steuerung einer Abweichung zwischen einem der Realströme, erzeugt durch die -Wandlervörrichtung (11), und der Drehmomentstromkomponente sowie einer Abweichung zwischen dem anderen Realstrom, erzeugt durch die Wandlungsvorrichtung (11), und der Flußstromkomponente und zur Ausgabe eines Arithmetikoperations-Ergebnissignals, eine Vorrichtung (6) zur Berechnung einer Spannüngsamplitudenreferenz und einer Spannungsphase entsprechend des Arithmetikoperations-Ergebnissignals, das von der Proportional-plus-Integral-Steuervorrichtung (6) ausgegeben wird, eine Vorrichtung zur Berechnung einer Primärfrequenzphase entsprechend der Realgeschwindigkeit und einer Schlupffrequenzreferenz des Motors (13), eine Vorrichtung zur Berechnung einer Phase der Spannungsreferenz entsprechend der Spannungsphase und der Primärfrequenzphase, und eine Vorrichtung (11) zur Berechnung der Spannungsreferenz entsprechend der von der Phasenberechnungsvorrichtung berechneten Phase und der Spannungsamplitudenreferenz einschließt.

10. Verfahren zur Steuerung eines Direktumrichters zur Bereitstellung einer Wechselleistung mit einer gegebenen Frequenz für eine Umrichtergruppe (23 bis 26), die mindestens zwei Kaskaden-verbundene Umrichter (23, 24 oder 25, 26) hat, und zur Steuerung eines Auslösewinkels eines jeden der Umrichter (23 bis 26), wobei die Wechselleistung, angelegt an die Umrichtergruppe (23 bis 26), in eine Wechselleistung mit vorbestimmter Frequenz gewandelt wird, gekennzeichnet durch das Beinhalten der Schritte:

Steuern einer Ausgangsspannung von einem der Umrichter (24, 26) der Umrichtergruppe (23 bis 26) entsprechend der Polarität des Referenzspannungssignals mit einer vorbestiinrnten Frequenz, um eine Wechselausgangsspannung Eu1S bestehend aus einer synthetischen Spannung, die eine Wechselspannung (Eα - Vc) sinθov und eine vorbestimmte Gleichspannung VC einschließt, zu erhalten, wobei die Wechselspannung eine Amplitude hat, die einer Differenz zwischen einer maximalen Ausgangsspannung Eα des Umrichters und der Gleichspannung Vc gleich ist, d.h., Eu1S = (Eα - Vc) sinθov + Vc,

Steuern einer Ausgangsspaniiung Eu2S des anderen der Umrichter (23, 25), um eine Wechselausgangsspannung entsprechend einer Differenz zwischen der Ausgangsspannung Eu1S eines der Umrichter (24, 26) und dem Referenzspannungssignal (Eu) zu erhalten; und

kontinuierliches Verändern eines Spannungswerts der Gleichspannung entsprechend der Frequenz des Referenzspannungssignals.

11. Verfahren gemäß Anspruch 10, gekennzeichnet durch weiterhin enthaltend:

einen asymmetrischen Steuerschritt zur Steuerung der Ausgangsspannung eines der Umrichter (24, 26) der Umrichtergruppe (23 bis 26), damit sie zur maximalen Ausgangsspannung eines der Umrichter (24, 26) wird, und zur Steuerung der Ausgangsspannung vom anderen der Umrichter (23, 25) der Umrichtergruppe (23 bis 26), damit sie zur Wechselausgangsspannung wird, die durch die Subtraktion der maximalen Ausgangsspannung vom Referenzspannungssignal erhalten wird;

symmetrischer Steuerschritt zur Steuerung der Ausgangsspannung jedes der Umrichter (23 bis .26) um gleich zu sein und einen Spannungswert von etwa 1/2 des Referenzspannungssignals anzunehmen; und

ein Schaltschritt zur Durchführung eines Schaltens zwischen den asymmetrischen und symmetrischen Steuerschritten entsprechend einer Verzerrung der Ausgangsspannung, die von der Umrichtergruppe (23 bis 26) bereitgestellt wird.

12. Verfahren gemäß Anspruch 10, gekennzeichnet durch weiterhin enthaltend die Schritte:

Erzeugen eines Referenzsignals mit einer Frequenz entsprechend einer Frequenz der Wechselleistung, die von der Umrichtergruppe (23 bis 26) ausgegeben wird;

Erzeugen eines ersten Spannungssignals, das durch die Addition einer Gleichspannung und eines Wechselspannungssignals, das eine Differenz zwischen der maximalen Ausgangsspannung des Umrichters (23 bis 26) und der Gleichspannung als deren Amplitude hat, erhaltenwird, und eines zweiten Spannungssignals, das durch die Subtraktion des ersten Spannungssignals vom Referenzspannungssignal erhalten wird;

Erzeugen eines dritten Spannungssignals, erhalten durch die Subtraktion der Gleichspannung vom Wechselspannungssignal, das eine Differenz zwischen der Gleichspannung und der maximalen Ausgangsspannung des Umrichters (23 bis 26) als deren Amplitude hat, und eines vierten Spannungssignals, erhalten durch die Subtraktion des dritten Spannungssignals vom Referenzsignal;

Verändern der Gleichspannung entsprechend der Frequenz des Referenzspannungssignals;

Bereitstellen eines Auslösesignals entsprechend eines Spannungswerts des ersten Spannungssignals für einen der Umrichter (24, 26) und eines Auslösesignals entsprechend eines Spannungswerts des zweiten Spannungssignals für den anderen der Umrichter (23, 25), während das Referenzspannungssignal positiv ist; und

Bereitstellen eines Auslosesignals entsprechend eines Spannungswerts des dritten Spannungssignals für den anderen der Umrichter (23, 25) und eines Auslösesignals entsprechend eines Spannungswerts der vierten Spannung für einen der Umrichter (24, 26), während das Referenzspannungssignal negativ ist.