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Technisches
Gebiet
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Die Erfindung betrifft die Steuerung
eines Direkt-Matrixumrichters zum Bereitstellen einer geregelten Gleichspannung
für eine
Last unter Einsatz einer präzise
gesteuerten Pulsweitenmodulation.
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Technischer
Hintergrund
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In dem gleichzeitig eingereichten
US-Patent 6 163 472 der Anmelderin sowie in dem US-Patent 4 599 685
verwendet ein Drehstrom-Direktmatrixumrichter Schalter, die nacheinander
so gesteuert werden, dass direkt eine gewünschte mittlere Gleichspannungswellenform
an den Eingangsanschlüssen
eines Gleichstrommotors zusammengesetzt wird, während gleichzeitig der Gleich-Ausgangsstrom
auf die Wechselstromeingangsleitungen in Form einer Sinuswelle verteilt
wird, die mit der Wechselspannung in Phase ist. Der Unterschied
zwischen dem Gleichstrom-Direktmatrixumrichter nach den genannten
Patenten und den früheren Gleichstrom-PWM-Umrichtern
besteht darin, dass Letztere eine Gleichleistung bei fester Spannung
erzeugen, sehr ähnlich
wie bei einer Batterie, um anschließend einen Teil der Spannung
je nach Bedarf herzunehmen, um eine im Durchschnitt korrekte Gleichspannung
mit Hilfe von Pulsweitenmodulation zusammenzusetzen, während in
jener Anmeldung die gewünschte
Spannung bei dem gewünschten
Strom zusammengesetzt wird durch eine Pulsweitenmodulation direkt
aus dem Wechselstromnetz unter Beibehaltung des Sinus-Gleichgewichts
und dem Leistungsfaktor von eins für die Wechsel-Eingangsströme.
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Bei den Systemen nach den Patenten
wird jeder Schalter innerhalb jeder Modulationsperiode ein- und ausgeschaltet.
Bekanntlich treten die Schaltverluste in Leistungsschaltern nur
während
des Übergangs
zwischen den nicht-leitenden und den leitenden Zuständen auf.
Reduziert man also die Anzahl von Kommutierungen, so reduziert man
damit signifikant Leistungsverluste innerhalb der Schalter.
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Offenbarung
der Erfindung
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Ziele der Erfindung beinhalten die
Schaffung einer Pulsweitenmodulations-Synthese einer Gleichspannung
direkt aus dem Drehstromnetz bei minimalen Kommutierungsverlusten
bei einem Minimum an Berechnung (Prozessorschritten), und dies bei
Modulationsfrequenzen bis 10 kHz und darüber, um in der Gleichspannung
und in dem Gleichstrom ein Minimum an Welligkeit bei minimaler Verzerrung
und einem Leistungsfaktor von eins am Wechselstromnetz zu erreichen.
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Die vorliegende Erfindung beruht
auf meiner Feststellung, dass sämtliche
Schalter in einem Gleichstrom-Matrixumrichter für zwei von drei Abschnitte
derselben oder benachbarter Pulsweitenmodulations-Perioden eingeschaltet
werden und eingeschaltet bleiben können, falls dies in der richtigen
Reihenfolge geschieht, umfassend zwei Spannungserzeugungsabschnitte
und einen Abschnitt ohne Spannungserzeugung bei jeder Periode der
Pulsweitenmodulation.
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Erfindungsgemäß wird ein Verfahren zum Steuern
des Stromflusses durch einen Gleichstrom-Matrixumrichter zwischen
einer Gleichstromlast und einem Satz von drei Drehstromphasen geschaffen,
wobei der Gleichstrom-Matrixumrichter eine Mehrzahl von oberen Schaltern,
jeweils zwischen einer entsprechenden Phase des Wechselstromnetzes
und einem ersten Gleichstromausgang des Gleichstrom-Matrixumrichters
geschaltet, und mehrere untere Schalter, jeweils zwischen einer
entsprechenden Phase des Wechselstromnetzes und einem zweiten Gleichstromausgang
des Gleichstrom-Matrixumrichters geschaltet, aufweist, umfassend:
das
Betätigen
der Schalter in einer solchen Weise, daß jeder Schalter, wenn er zum
Verbinden einer entsprechenden Phase des Wechselstromnetzes mit
einem zugehörigen
Ausgang der Gleichstromausgänge
betätigt wird,
solange betätigt
bleibt, bis ein anderer Schalter betätigt wurde, um eine Phase des
Wechselstromnetzes mit dem spezifischen Gleichstromausgang zu verbinden,
außerdem
derart, daß einer
der oberen Schalter gleichzeitig mit einem der unteren Schalter
betätigt
wird, wobei die Schalter paarweise betätigt werden, jedes Paar einen
oberen Schalter bezüglich
einer Wechselstromnetz-Phase und einen unteren Schalter bezüglich einer
anderen Wechselstromnetz-Phase als der erwähnten einen Phase enthält, und
die Schalter außerdem in
Sätzen
betätigt
werden, wobei jeder Satz einen oberen Schalter und einen unteren
Schalter enthält,
die sich beide auf die gleiche Wechselstromnetzphase beziehen, dadurch
gekennzeichnet, daß ein
Spannungsbefehlssignal V*, kennzeichnend für die von den Gleichstrom-Ausgangsanschlüssen an
die Last zu liefernde Spannung, bereit gestellt wird;ein Modulationsbefehl
m* bereitgestellt wird als das Verhältnis des Spannungs-Befehlssignals
V* zu der Augenblicks-Amplitude der Spannung V des Wechselspannungsnetzes
in stationären
d-q-Koordinaten; und eine phasegleiche Modulationsbefehlskomponente
mq = m*cosθ (71,101)
und eine Quadratur-Modulationsbefehlskomponente md = m*sinθ bereitgestellt
werden,
eine Größe m1 = √3md/2 – mq/2 bereitgestellt
wird;
eine Größe m2 = √3md/2 +
mq/2 bereitgestellt wird;
eine phasengleiche Komponente von
Vq und eine Quadraturkomponente Vd der momentanen Netz-Wechselspannung
in orthogonalen Koordinaten bereitgestellt werden, ausgerichtet
mit einer gegebenen Phase des Wechselspannungsnetzes (a); und
wenn
|Vd√3| < |Vq|(125), ein
erster Bruchteil dα = –m1 bereitgestellt
wird, falls Vq > 0,
und dα =
m1 bereitgestellt wird, falls Vq < 0,
und ein zweiter Bruchteil dβ =
m2 falls Vq > 0 und
dβ = –m2 bereitgestellt
wird, wenn Vq < 0;
wenn
VdVq√3 > Vq2,
der erste Bruchteil dα =
mq bereitgestellt wird, falls Vq > 0
und dα = –mq bereitgestellt wird,
falls Vq < 0, und
der zweite Bruchteil dβ =
m1 bereitgestellt wird, wenn Vq > 0
und dβ = –m1 bereitgestellt wird,
wenn Vq < 0; und
dann,
wenn weder |Vd√3| < |Vq| noch |Vd|Vq√3 > Vq2,
der erste Bruchteil dα = –m2 bereitgestellt
wird, wenn Vq > 0,
und dα =
m2 bereitgestellt wird, falls Vq < 0,
und der zweite Bruchteil dβ =
mq bereitgestellt wird, wenn Vq > 0
und dβ = –mq bereitgestellt
wird, falls Vq < 0;
und
in jeder kontinuierlichen Sequenz von Modulationsperioden,
die im Vergleich zu der Periode der Spannung des Wechselspannungsnetzes
klein sind, ein erstes Paar der Schalter für den ersten Bruchteil da der
Periode betätigt
wird, ein zweites Paar der Schalter für den zweiten Bruchteil dβ der Periode
betätigt
wird, und ein Satz von Schaltern für den Rest der Periode betätigt wird.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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1 ist
ein schematisches Blockdiagramm eines Aufzugsystems unter Verwendung
eines Gleichstrom-Matrixumrichters, der erfindungsgemäß gesteuert
wird.
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2 ist
ein schematisches Diagramm eines Gleichstrom-Matrixumrichters mit
gemeinsamen Emittern, der erfindungsgemäß gesteuert werden kann.
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3 ist
eine Darstellung der Wechsel-Netzspannung einschließlich der
Bezeichnungen der Stromvektoren in Bezug auf die vorliegende Erfindung.
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4 ist
ein Raumvektordiagramm, welches die Grundprinzipien der vorliegenden
Erfindung veranschaulicht.
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5 und 6 sind Diagramme, die verschiedene
Parameter der Erfindung in verschiedenen Sektoren eines Zyklus veranschaulichen.
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7 ist
ein Raumvektordiagramm, das Ungleichmäßigkeiten veranschaulicht,
die zum Steuern einer Gleichstrommatrix gemäß der Erfindung verwertet werden.
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8 ist
ein vereinfachtes logisches Flußdiagramm
einer beispielhaften Routine zum Bestimmen von Einschaltzeitdauern
gemäß der Erfindung.
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9 bis 12 sind Diagramme, die Vektoren
eines Zyklus veranschaulichen, in dem verschiedene Schalter betätigt werden
können.
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13 ist
ein logisches Flußdiagramm
einer Schalterauswahlroutine für
einen nicht-Null-Vektor (zur Veranschaulichung vereinfacht).
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14 ist
ein Raumvektordiagramm, welches Ungleichmäßigkeiten veranschaulicht,
die zur Auswahl von Nullvektoren verwendet werden.
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15 ist
ein vereinfachtes logisches Flußdiagramm
einer beispielhaften Schalterauswahlroutine für Nullvektoren.
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16 ist
eine Folge von Wellenformen auf einer gemeinsamen Phasengrundlage
zum Veranschaulichen der Grundprinzipien der Erfindung.
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Bester Weg zum
Ausführen
der Erfindung
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Nach 1 liefert
ein Gleichstrom-Matrixumrichter 18 Strom an einen Gleichstrommotor 19,
der bei dieser Ausführungsform
mechanisch verbunden mit einer Seilscheibe 20 dargestellt
ist, die über
eine Verseilung 21 mit einem Aufzugfahrkorb 22 und
einem Gegengewicht 23 verbunden ist. Der Gleichstrom-Matrixumrichter 18 verbindet
selektiv verschiedene Paare von Wechselstromnetzphasen a, b und
c direkt mit den Ausgangsanschlüssen
j und k des Umrichters. Die Spannung kann am Anschluß j positiv
und am Anschluß k
negativ sein, wobei gemäß Konven tion
positiver Strom von dem Anschluß j
zum Anschluß k
fließt,
beispielsweise dann, wenn der Aufzug mit einer schweren Last nach
oben gefahren wird, oder der Anschluß k positiv und der Anschluß j negativ
ist, wenn ein konventioneller positiver Strom von k nach j fließt, beispielsweise
dann, wenn der Aufzug mit geringer Last nach unten gefahren wird,
was als "Motorbetrieb" bezeichnet wird.
Wenn der Aufzug mit geringer Last nach oben fährt, mit großer Last
nach unten fährt
oder verzögert
wird, so treibt tatsächlich die
Seilscheibe 20 den Motor 19 an, so dass der Motor 19 als
Generator arbeitet. In einem derartigen Fall kehrt sich der positive
Stromfluß den
Motor 19 in seiner Polarität um gegenüber der Polarität der Spannung
an den Anschlüssen
j und k. Dies wird als "Regeneration" bezeichnet. Der
Gleichstrom-Matrixumrichter 18 verbindet die Schalter in
passender Weise und abhängig
von Betrag und Richtung eines Geschwindigkeitsbefehls, der an die
in 1 dargestellte Gleichstrom-Matrixumrichter-Steuerung
gegeben wird, immer dann, wenn der Motor 19 im Motorbetrieb
oder im Regenerationsbetrieb arbeitet.
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Bei dem hier vorliegenden Beispiel
werden die Befehle, die den Gleichstrom-Matrixumrichter schließlich dazu
bringen, den Motor in einer gewünschten
Weise zu treiben; durch eine herkömmlicher Fahrstuhlbewegungssteuerung
(nicht dargestellt) geliefert, die über ein Leitung 30 einen
Geschwindigkeitsbefehl an ein Summierglied 31 gibt, welches
die Ist-Geschwindigkeit
auf der Leitung 32, geliefert von einer herkömmlichen Stellungs-
und Geschwindigkeitsumwandlungsschaltung 33 abhängig von
einem auf der Leitung 34 anstehenden Signal von einem geeigneten
herkömmlichen
(nicht dargestellten) Kodieren, der mit der Seilscheibe 20 (oder
ggf. auch mit dem Motor 19 gekoppelt ist), subtrahiert.
Ein Stel lungs-Ausgangssignal von der Schaltung 33 auf einer
Leitung 37 wird zu der Bewegungssteuerung zurückgeführt, um
die Kontinuität
von Befehlen festzulegen, die notwendig ist, damit der Aufzug sich
in der gewünschten
Weise bewegt, wie dies dem Fachmann bekannt ist, und was nicht Bestandteil
der vorliegenden Erfindung ist. Das Ausgangssignal des Summierglieds 31 wird über eine
Signalleitung 40 an eine herkömmliche Geschwindigkeitsfehler-Proportional-
und Integral-Verstärkungsschaltung 41 gegeben,
deren Ausgangssignal auf der Leitung 42 einen Strombefehl
I* bildet, der einem Summierglied 43 zugeführt wird.
Das Summierglied 43 subtrahiert den Ist-Motorstrom auf
der Leitung 44, abgeleitet mit Hilfe eines herkömmlichen
Stromfehlers 45, um auf einer Leitung 46 ein Stromfehlersignal
zu bilden. Das Stromfehlersignal wird verarbeitet mit Hilfe einer
herkömmlichen
Proportional- und Integralverstärkung
in einer Schaltung 51, deren Ausgangssignal auf einer Leitung 52 einen
Spannungsbefehl V* bildet.
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Erfindungsgemäß bestimmt das Verhältnis des
Betrags des Spannungsbefehls zu dem Betrag des Eingangs-Wechselstromnetz-Spannungsvektors
in stationären
dq-Koordinaten einen Modulationsindex m*, der dazu eingesetzt wird,
die Dauer der Einschaltzeit bei der Pulsweitenmodulation der Spannung
am Wechselstromeingangsnetz festzulegen, damit für die Speisung der Last, hier
dem Motor 19, die gewünschte
Gleichspannung erreicht wird.
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Die Spannung an den Phasen a, b und
c des Wechselspannungsnetzes wird einer herkömmlichen Umformerschaltung
zur Umwandlung von stationären
drei Phasen in stationäre
dq-Koordinaten, 56, zugeleitet, um Ausgangsgrößen Vd und Vq zu erhalten,
welche in bekannter Weise die Drehstrom-Eingangsspannungen des Wechselstromnetzes
in orthogonalen Koordinaten definieren. Der Betrag der Wechselnetzspannung
V auf der Leitung 57 ist schlicht die Quadratwurzel der
Summe der Quadrate von Vd und Vq, gebildet in der herkömmlichen
Schaltung 58. Die orthogonalen Beträge Vd und Vq werden außerdem einer
herkömmlichen
Phasenregelschleife 63 zugeführt, deren Ausgangssignale
auf den Leitungen 65 und 66 Signale sin θ bzw. cos θ sind. Diese
Signale werden an eine Schaltung 68 gelegt, die den Modulationsindex
m* in synchronen dq-Koordinaten umwandelt in gewünschte Modulationsindexkomponenten
mq, mq in stationären
dq-Koordinaten. Die Signale mq und md auf den Leitungen 71 und 72 werden
einer Dauer- und Auswahlfunktion 73 zugeführt, welche
die Dauer festlegt, innerhalb der ein ausgewähltes Paar oder eine ausgewählte Gruppe
von Schaltern eingeschaltet werden sollte, und außerdem auswählt, welches
Paar oder welche Gruppe von Schaltern zu irgendeinem gegebenen Zeitpunkt
eingeschaltet sein sollen, um die notwendige Pulsweitenmodulation
durchzuführen
und so die gewünschte
Gleichsspannung an den Ausgangsanschlüssen j und k des Gleichstrom-Matrixumrichters 18 zusammenzusetzen.
Die Funktionen 73 werden im Folgenden näher erläutert. Signale bezüglich der
Dauer von Einschaltzeiten und das ausgewählte, einzuschaltende Schalterpaar
werden über
eine Datensammelleitung 77 auf Zeitsteuerschaltungen 78 gegeben,
die tatsächlich
im Echtzeitbetrieb Impulse zählen,
um die gewünschten
Zeitspannen zu implementieren, indem sie Einschalt-Gattersignale über eine
vom 12 Leitungen 79 an den Gleichstrom-Matrixumrichter 18 geben.
Die Zeitsteuersignale schalten die Schalter nach Maßgabe herkömmlicher
Kommutierungsverfahren ein und aus, so dass jeder der Ausgangsanschlüsse stets an
das Wechselspannungsnetz angeschlossen ist, weil es keine offenen
Schaltungs kreise gibt, damit die bekannte Kontinuität der Strombeschränkung erfüllt wird.
Ein Kommutierungsbeispiel findet sich in Holmes und Lipo, "Implementätion of
A Controlled Rectifier Using AC-AC Matrix Converter Theorie" IEEE Transpower
EI. Januar 1992.
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Obschon in 1 nicht dargestellt, erfordert der erfindungsgemäße Gleichstrom-Matrixumrichter
eine Zwischenleitungs-Kapazität
am Wechselspannungseingang, um die im Folgenden beschriebene Schalterkommutierung
zu unterstützen.
Diese kann zusammen mit Reiheninduktivitäten innerhalb eines Eingangsfilters 82 enthalten
sein. In ähnlicher
Weise besitzt der Gleichstrom-Matrixumrichter vorzugsweise ein Ausgangsfilter 83 mit
Serieninduktivität
und Parallelkapazität,
wobei beide Filter in der vorgenannten Anmeldung dargestellt sind.
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Eine Ausführungsform eines Gleichstrom-Matrixumrichters 18 ist
in 2 dargestellt. Für jede Phase des
Wechselspannungsnetzes, nämlich
a, b und c, gibt es zwei Leistungstransistorschalter im oberen Teil
der 2 und zwei Schalter
im unteren Teil der 2.
Ein Schalter oben in 2,
nämlich
a, b und c, gibt es zwei Leistungstransistorschalter im oberen Teil
der 2 und zwei Schalter
im unteren Teil der 2.
Ein Schalter oben in 2,
nämlich
at+, bt+, ct+, leitet Strom von der entsprechenden Phase des Wechselspannungsnetzes
durch den Anschluss j zu dem Motor 19, während einer
der entsprechenden unteren Schalter ab+, bb+, cb+ Strom von dem
Motor 19 durch den Anschluss k zu der entsprechenden Phase
des Wechselspannungsnetzes leitet. Aus Gründen der Veranschaulichung
verläuft
der Stromfluss von dem Anschluss j nach unten durch den Motor 19 zu
dem Anschluss k als positiver Stromfluss. Was den negativen Stromfluss
angeht, so leitet einer der unteren negativen Schalter ab–, bb– und cb– Strom
von der entsprechenden Phase des Wechselspannungsnetzes durch den
Anschluss k durch den Motor 19 zu dem Anschluss j, und
einer der oberen negativen Schalter at–, bt– und ct– leitet Strom von dem Anschluss
j zu einer entsprechenden Phase des Wechselspannungsnetzes.
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Der allgemeine Betriebsablauf des
Gleichstrom-Matrixumrichters ist in 3 veranschaulicht.
Dort ist die sinusförmige
Spannung der jeweiligen Wechselspannungsnetz-Phasen, nämlich Va,
Vb und Vc über
der Zeit aufgetragen. Ebenfalls dargestellt in 3 sind mehrere verschiedene Stromvektoren
i, i2, ...i6, die sich aus verschiedenen Kombinationen von leitenden
Leistungstransistorschaltern at+, bt+, ...., cb– in 2 ergeben können. Diese erscheinen als
vertikale Pfeile ausgehend von einer negativen Spannung hin zu einer
positiven Spannung. Zugehörig
zu jedem vertikalen Pfeil ist ein horizontaler Pfeil mit gleicher
Bezeichnung, was den Abschnitt in jedem Zyklus angibt, in welchem
der entsprechende Stromvektor geschaltet werden kann (etwa 55 mal
pro Zyklus im folgenden Beispiel), um an den Ausgangsanschlüssen immer
dann eine positive Spannung (Vj > Vk)
zu erzeugen, wenn der Eingangsbefehl positiv ist (m* > 0). In jedem Fall
ist der obere Teil des Pfeils als Strom bezeichnet, der durch einen
Schalter a, b oder c fließt,
wobei die Bezeichnung At bedeutet, dass entweder der Transistor
At+ oder der Transistor At– zu
diesem speziellen Zeitpunkt leitet, abhängig davon, ob der Stromfluß positiv
oder negativ fließt,
wie oben erläutert
wurde. In ähnlicher
Weise bedeutet die Bezeichnung Cb für den Stromvektor i1, dass
einer der Transistoren cb+ und cb– leitet, abhängig davon,
ob der Stromfluß positiv
bzw. negativ ist. Damit wird der Stromvektor i1 (sei er positiv
oder negativ, wie im folgenden beschrieben wird) dadurch er reicht,
dass die Phase c des Wechselspannungsnetzes und die Phase a des
Netzes mit den Anschlüssen
k bzw. j der Matrix verbunden werden. Der Stromvektor i1 kann zeitlich
von dem Punkt, wo Vc = 0, bis zu dem Punkt existieren, wo Va = 0.
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Der vorgegebenen Modulationsindex
m* für
den Gleichstrom-Matrixumrichter wird in den stationären Referenzrahmen
in dq-Koordinaten folgendermaßen
transformiert: md = m*sin θ mq
= m*cosθ 0 < θ < 2p wobei θ = 0 der
q-Achse der Netzwechselspannung in dem synchronen Referenzrahmen
entspricht (63–68
in 1).
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Die Ströme i1 bis i6 sind die einzigen
Möglichkeiten,
die eine von 0 verschiedene Spannung an den Ausgangsanschlüssen hervorrufen
(Vj ≠ Vk),
was durch selektiven Betrieb von zwei der Schalter in 2 zu jeweils einer Zeit
erreicht werden kann. Wird zum Beispiel der Schalter at+ gleichzeitig
mit dem Schalter bb+ in 2 betätigt, so
führt dies
zu einem Strom i6, wie er in 3 dargestellt
ist. Wird at+ gleichzeitig mit cb+ betätigt, führt dies zu dem Strom i1 in 3. Wird at+ gleichzeitig
mit ab+ betätigt,
so schließt
dies die Anschlüsse
i und k kurz, sodass keine Differenzspannung an den Ausgangsanschlüssen erzeugt
wird (Vj = Vk), wobei der Strom durch die Schalter at+ und ab+ zirkuliert,
was hier als Nullvektor definiert wird. Die Synthese der Gleichspannung
wir erreicht durch Pulsweitenmodulation bei einer Frequenz, die
in Bezug auf die Netzfrequenz sehr hoch ist, beispielsweise 10 kHz,
was zu einer kurzen Modulationsperiodendauer von beispielsweise
100 s führt.
Innerhalb jeder Modulationsperiode von 100 s wird ein erstes Paar
von Schaltern (so zum Beispiel At, Bb) für einen gewissen Bruchteil
der Modulationsperiode leitend (definiert als "Tastverhältnis" und als "Dauer"), ein zweites Paar von Schaltern (beispielsweise
At, Cb) wird für
eine gewissen Teil der Modulationsperiode leitend, und es wird ein
Nullvektor gebildet durch einen Satz von Schaltern bezüglich ein
und derselben Phase, beispielsweise Bt, Bb, die für den restlichen
verbleibenden zeitlichen Bruchteil leiten, wodurch ein Nullvektor
gebildet wird, wie im folgenden noch beschrieben wird.
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Bezugnehmend auf 4 enthält ein Raumvektordiagramm,
welches die Methodik zum Steuern des Gleichstrom-Matrixumrichters
veranschaulicht, jeden der Stromvektoren i1 bis i6, resultierend
aus dem Einschalten eines ausgewählten
Schalterpaares, wie es oben erläutert
wurde. Die Stromvektoren i1 bis i6 sind Grenzen, die sechs Phasensektoren
s = 0, .... s = 5 voneinander trennen. Jede Grenze ist eine nacheilende Grenze
für einen
Phasensektor und eine vorauseilende Grenze für den als nächstes folgenden Phasensektor. In 4 ist eine spezielle Drehmoment-Stromreferenz
i* für
einen Fall dargestellt, in welchem eine positive Ausgangsspannung
erzeugt werden soll (m* > 0),
dargestellt in einer Modulationsperiode, die zu einem Zeitpunkt
existiert, wenn i6 verwendet werden kann und wenn i1 verwendet werden
kann. Definiert ist dies als Phasensektor 0 (s = 0). Der
resultierende Modulationsindex m* und die dazugehörigen Größen md,
mq sind ebenfalls dargestellt. Für
die in 4 dargestellte
Modulationsperiode ist ein voreilender Stromvektor (oder eine Grenze),
definiert als Iα,
der Stromvektor i6, und ein nacheilender Stromvektor (oder eine
Grenze), definiert als Iβ,
ist der Stromvektor i1. Die Tastverhältnisse oder Zeitspannen da,
dβ, innerhalb
von denen Schalterpaare eingeschaltet sind, damit entsprechende
Stromvektoren Iα,
Iβ den Referenzvektor
i* approximieren, sind proportional zu dem Sinus des Winkels zwischen
dem Referenzvektor und dem zugehö rigen
voreilenden und nacheilenden Stromvektor Iα, Iβ. Die Tastverhältnisse
für jeden
Vektor sind durch folgende Beziehungen gegeben: dα = m*sin(π/3 – Φ) dβ = m*sin(Φ) 0 < Φ < p/3
d0 = 1 – dα – dβ, wobei Φ = 0 und Φ = π/3 der Winkellage
des a-Vektors bzw. des b-Vektors
entsprechen.
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Um weiterhin erfindungsgemäß die Schaltzeiten
zu bestimmen, werden die obigen Modulationsfunktionen in dq-Größen unter
Verwendung trigonometrischer Winkel-Summen-Beziehungen in jedem
Sektor folgendermaßen
ausgedrückt.
Unter Verwendung der obigen Gleichungen und unter Nutzung des Umstands, dass
Φ = π/6 + θ – sπ/3, mit s
als dem Sektor in Figur 4 und 0 < s < 5,lässt sich
schreiben: dα =
m·sin(π/3 – (π/6 + θ – sπ/3) = m·sin(π/6 + sπ/3·θ) = m·sin(π/6 + sπ/3)cosθ – m·cos(π/6 + sπ/3) sinθ = sin(π/6
+ sπ/3)mq – cos(π/6 + sπ/3) md und
dβ =
m·sin(π/6 + θ – sπ/3) = m·sin(π/6 – sπ/3 + θ) = m·sin(π/6 – sπ/3)cosθ + m·cos(π/6 – sπ/3) sinθ = sin(π/6 – sπ/3)mq + cos(π/6 – sπ/3) md
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Als Referenz sind die Werte der Sinus-
und Kosinuskoeffizienten in den obigen Gleichungen in der nachstehenden
Tabelle für
jeden Sektor s = 0 bis s = 5 angegeben.
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Wenn folgende Größen definiert sind:
so bestimmen sich die Modulationsfunktionen
(die α-
und β-Tastverhältnisse)
in jeden Sektor durch die in der nachstehenden Tabelle angegebenen
Werte:
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Dies ist in den Raumvektordiagrammen
der 5 und 6 veranschaulicht. Damit
bestimmen sich die Tastverhältnisse
beider Vektoren da und db allein durch die Größen von mq, m1 und m2, die
sich einfach mit einem digitalen Signalprozessor unter Verwendung
der obigen Gleichungen gemäß den Schritten
101 bis 104 in 8 berechnen
lassen.
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Während
einer Modulationsperiode, die sich am Anfang eines Sektors befindet,
ist die Schaltzeit für den α-Vektor signifikant,
wohingegen die Schaltzeit für
den β-Vektor
unbedeutend ist. In der Mitte des Sektors ist die Schaltzeit für den α-Vektor gleich
der Schaltzeit des β-Vektors.
Gegen Ende eines Sektors ist die Einschaltzeit für den β-Vektor signifikant, die Einschaltzeit
für den α-Vektor ist
unbedeutend. Im Rest jeder Modulationsperiode, d0 = 1 –dα –dβ (die Dauer
für den
Nullvektor), wird ein Schalterpaar bezüglich ein und derselben Netzphase,
beispielsweise Bt, Bb, eingeschaltet und liefert einen Nullvektor,
wodurch der Betrag der Ausgangsspannung einjustiert wird, während eine
minimale Anzahl von Schaltkommutierungen eingesetzt wird. Die Zeiten,
zu denen die verschiedenen oberen Schalter eingeschaltet werden,
um einen α-Vektor
zu bilden, sind in 9 dargestellt
und die Schaltzeiten für
einen β- Vektor sind in 10 gezeigt. Die Zeiten der
verschiedenen unteren Schalter, die für das Leiten eines α-Vektors
eingeschaltet werden, sind in 11 gezeigt, die
Einschaltzeiten zum Leiten eines β-Vektors
sind in 12 dargestellt.
Für das
Anwenden jeder Größe (mq, m1,
m2) benötigt
man eine Bestimmung des Sektors, in welchem der Eingangsspannungsvektor
der Netzspannung liegt, was durch ein Ungleichheitsprüfung und
die Prüfung,
ob m* positiv oder negativ ist, erreicht wird. Die Ungleichheiten,
welche die Sektorgrenzen für
m* < 0 definieren,
sind in 7 gezeigt. Dort
beziehen sich Vd und Vq auf die Eingangs-Netzwechselspannung in
stationären
Koordinaten (56, Figur 1). Für
negative Befehle (m* > 0)
wird der Stromvektor I* um π radiant
gegenüber
der in 4 gezeigten Stellung
verschoben. Die nachstehende Tabelle zeigt die Größen, die
bei der Auswahl für
die oberen und die unteren a-und b- Schalter auszuwählen sind.
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Deshalb definieren der Test 107 und
die Schritte 108 bis 111 Vd' und
Vq' in passender
Weise für
das Vorzeichen von m*, bevor die Ungleichheiten geprüft werden.
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Aus 6 entnimmt
man, dass |dβ|
= m2 in den Sektoren 0 und 3, definiert durch
folgende Ungleichung:
[Vd > –Vg/√3 ∩ Vd < Vg/√3] ∪ [Vd < –Vg/√3 ∩ Vd > Vg/√3] |Vd| < Vq/√3] ∪ [|Vd| < Vq/√3] |Vd√3| < |Vq
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Dies läßt sich mit einem digitalen
Signalprozessor einfach prüfen,
wie in dem Test 115 in 8 gezeigt ist.
In ähnlicher
Weise gilt |dβ|
= m1 in den Sektoren 1 und 4, definiert durch
die folgende Ungleichung:
[Vq < 0 ∩ Vd < Vg/√3] ∪ [Vq > 0 ∩ Vd > Vg/√3] [VdVq > Vq2/√3] ∪ [VdVq > Vq2/√3 VdVq√3 > Vq2
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Dies wird durch den Test 116 in 8 ermittelt.
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Die übrigen Sektoren 2 und 4,
in denen |dβ|
= mq, werden durch das Eliminationsverfahren bestimmt (Test 115 und 116 negativ
in 8). Das Vorzeichen
von dβ bestimmt
sich durch Prüfen
des Vorzeichen von Vq in den Tests 117 bis 119 in 8; d. h.: dβ = –dβ falls Vq
kleiner 0, wie in den Schritten 120 bis 122 in 8 gezeigt ist.
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Das Tastverhältnis da läßt sich einfach dadurch gewinnen,
dass man in
5 erkennt,
dass da, gegenüber
dβ in
6 2π/3 radiant verschoben ist. Damit
ist die Bestimmung von da identisch mit den obigen Zuordnungen,
wenn man die folgende Substitution beim Prüfen der obigen Ungleichheiten
vornimmt:
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Erreicht wird dies durch die Schritte 123 und 124 (8), welche die Substitution
ausführen,
und die Schritte und die Tests 125, welche die Schritte
und Tests 115 bis 122 etc. wiederholen.
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Nachdem erst einmal die Einschaltzeiten
für die α– und β– Vektoren
bestimmt sind, muss man bestimmen, welche Schalter eingeschaltet
werden müssen,
um die Vektoren gemäß 4 zu erzeugen. Es handelt sich
dabei um einen zweistufigen Prozess: Eine Festlegung von Schaltern
für die
Nicht-Null-Vektoren, gefolgt durch eine Schalterzuordnung für den Nullvektor.
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Die Phasen (h. die Schalter), auf
die die obigen Tastverhältnisse
oder Zeitdauern angewendet werden, werden bestimmt durch die Zone,
in der der Spannungsvektor liegt. Beispielsweise sind die Schalterzuweisungen
für die
oberen Leistungsschalter in dem Gleichstrom-Matrixumrichter für die α– und β-Vektoren
in den 9 und 10 dargestellt. Liegt der
Vektor in einem der Sektoren, die mit Bt bezeichnet sind, so erfolgt
die Schalterzuordnung auf Bt. Gemäß 10 können
für den
Schalter Bt die Sektoren s = 1 oder s = 2 gemeinsam identifiziert
werden durch Testen der folgenden Ungleichheit (Test 130;
Figur 13):
[Vd' > –Vq'/√3] ∩ [Vd' > Vq' /√3] Vd' √3 > |Vq'|
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Die übrigen Zuweisungen der oberen
Schalter für
den β-Vektor
bestimmen sich nach Eliminieren der Sektoren 1 und 2 durch
Prüfen
des Vorzeichens von Vq gemäß 7: Wenn Vq' > 0 (der Test 131 bejahend) der
Sektor ist 0 oder 5, und der obere β-Schalter ist At; wenn Vq < 0 (Test 131 negativ),
ist der Sektor 3 oder 4, und der obere β-Schalter
ist Ct.
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Die oberen Schalterzuordnungen für den α-Vektor lassen
sich einfach ermitteln, wenn man in 9 erkennt,
dass es eine Phasenverschiebung von π/3 gegenüber der oberen Schalteranordnung
für den β-Vektor in 10 gibt. Folglich ist die
Festlegung des oberen Schalters für den α-Vektor identisch für die obigen Zuordnungen, wenn
zunächst
folgende Substitutionen vorgenommen werden (Schritte 135, 136, 13):
Vd" = 1/2 Vd' – √3Vq'/2
Vq" = 1/2 Vq' + √3Vd'/2
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Diese Zuordnungen sind in den Tests
und Schritten 138 der 13 dargestellt.
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Das Ermitteln der unteren Schalterzuordnungen
für den α-Vektor und
den β-Vektor
ist identisch mit dem, was oben gesagt wurde, nur dass es eine Phasenverschiebung
von π zwischen
den Zuordnungen der beiden Gruppen gibt. Folglich ist die Festestellung
identisch mit dem oben gesagten, wenn die folgenden Substitutionen
gemacht werden (Schritte 140, 141, 13): Vd" = –Vd'' Vq" = –Vq''
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Diese Auswahlen erfolgen in den Schritten
und Tests 143 der 13.
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Wie oben ausgeführt wurde, ist ein Nullvektor,
i0, definiert als das Kurzschließen der Ausgangsanschlüsse j und
k durch einen Satz phasengleicher Schalter At, Ab; Bt, Bb; Ct, Cb.
Die Auswahl, welcher Satz von Schaltern zu verwenden ist, um den
Nullvektor zu bilden, hat abträglichen
Einfluß auf
die Gleichtakt-Ausgangsspannung. Die Anwendung jedes Vektors i1–i6 führt dazu,
dass jeder der Ausgangsanschlüsse
j und k an eine der Phasen des Wechselspannungsnetzes Va, Vb oder
Vc angeschlossen wird. Die an der Last anliegende Differenzspannung
VD ist die Differenz in den Ausgangsphasenspannungen Vj – Vk, während die
auf den System-Neutralpunkt bezogene Gleichtaktspannung VCM die
Summe der beiden Ausgangsleitungsspannungen, dividiert durch die
Anzahl der Ausgangsphasen ist, (Vj + Vk)/2. Die sich ergebenden
Differenz- und Gleichtaktspannungen, die durch jeden Vektor erzeugt
werden, sind durch folgende Tabellen definiert:
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Da die Netzspannungen Va, Vb und
Vc sinusförmig
sind, ist die durch die nicht Null betragenden Vektoren erreichte
Spitzen-Gleichtaktspannung, i1 bis i6, über einen Wechselstromzyklus
hinweg leicht errechenbar in der Form VCM (Spitze)
= 1/2√2/3
VLL, 0 < ωt ≤ 2π wobei
VLL der Effektivwert der verketteten Spannung und ῳt der
im Bogenmaß gemessene
Wechselspannungs-Phasenwinkel ist. Im Gegensatz dazu beträgt die Spitzen-Gleichtaktspannung,
die durch die Nullvektoren derselben Periode erhalten wird, VCM (Spitze) = √2/3 VLL, 0 < ωt ≤ 2π
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Als Folge führt der unterscheidungslose
Gebrauch der Nullvektoren zu einer Spitzen-Gleichtaktspannung, die
doppelt so groß ist
wie für
die nicht Null betragenden Vektoren.
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Allerdings können die Nullvektoren in der
Weise gewählt
werden, dass die Spitzen-Gleichtaktspannung vermindert wird. Wenn
z. B. der Gebrauch des Nullvektores (At, Ab) beschränkt wird
auf die Perioden
wobei ωt = 0 dem
Spitzenwert der Netzleitungsspannung Va entspricht, so ergibt sich
die maximale Gleichtaktspannung zu
was gleich ist mit
-
-
Folglich wurde die Spitzen-Gleichtaktspannung,
die von diesem Nullvektor erzeugt wurde, um die Hälfte reduziert
durch Beschränkung
ihres Gebrauchs während
des Wechselstromzyklus. Um diesen Verringerungsfaktor über den
gesamten Wechselstromzyklus zu realisieren, werden die anderen Nullvektoren
mit ähnlichen
Beschränkungen
belegt. Zusammengefaßt
wird dies in der nachfolgenden Tabelle und in der Darstellung der
14.
| Nullvektor | Zulässige Zeitspannen
für die
Anwendung |
| (At,
Ab) | π/3 < ωt < 2π/3 und 4π/3 < ωt < 5π/3 |
| (Bt,
Bb) | 0 < ωt < π/3 und π < ωt < 4π/3 |
| (Ct,
Cb) | 2π/3 < ωt < π und 5π/3 < ωt < 0 |
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Die Bestimmung der Schaltersätze für den Nullvektor,
bezeichnet als SW0, findet Anwendung sowohl bei den oberen als auch
bei den unteren Schaltergruppen in dem Gleichstrom-Matrixumrichter.
Die Festlegung, in welchem Sektor der Spannungsvektor liegt, erfolgt
durch die Ungleichheitsprüfung.
Die Ungleichheiten, welche die Sektorgrenzen definieren, sind in 14 dargestellt. Die Sektoren,
in denen SW0 = A, werden durch folgende Ungleichung definiert (positives
Ergebnis des Tests 139 in 15): [Vd > – Vq√3 ∩ Vd > Vq√3] ∪ [Vd < –Vq√3 ∩ Vd < Vq√3] [Vd > |Vq√3|] ∪ [–Vd > |Vq√3| |Vd| > |Vq√3|
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In ähnlicher Weise wird SW0 = B
ermittelt durch Testen der folgenden Ungleichung (positives Ergebnis des
Tests 140 in 15):
[Vd > 0 ∩ Vd < Vg√3] ∪ [Vd < 0 ∩ Vd > Vq√3] [Vd2 < VdVq√3] ∪ [Vd2 < VdVq√3] Vd2 < VdVq√3 SW0 = C wird durch
Elimination ermittelt (negatives Ergebnis des Tests 140 in 15).
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Falls erwünscht, läßt sich die Programmierung
dadurch vereinfachen, dass man die Ähnlichkeit zu dem Algorithmus
zum Einstelen der Tastverhältnisse
berücksichtigt,
vorausgesetzt, es erfolgt folgende Substitution:
Vd = Vq
Vq
= Vd
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Die oben in Verbindung mit den 14 und 15 beschriebene Auswahl des Nullvektor-Schalters
ist offenbart und beansprucht in dem US-Patent 6 166 930 der Anmelderin,
gleichzeitig mit der vorliegenden Anmeldung eingereicht.
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Innerhalb jeder Modulationsperiode
ist die Reihenfolge, in der die verschiedenen Paare und Sätze von Schaltern
für den α-Vektor,
den β-Vektor und den Nullvektor
betätigt
werden, unbedeutend. Somit kann die Folge α, β, Null; β, α, Null; β, Null, α oder irgendeine andere Reihenfolge
sein. Mit der Einschränkung,
dass ein Schalter, der zwischen einer der Wechselstromnetzphasen
und einem der Ausgangsanschlüsse
leitet, niemals ausgeschaltet wird, bis ein anderer Schalter eingeschaltet
wird, um zwischen einer Wechselspannungsnetz-Phase und diesem An schluss
zu leiten, zeigt die Beziehung von Schalterpaaren (α und β) und Sätzen (Nullvektoren),
wie sie in 4 dargestellt
ist (zusammen mit den 9 bis 12 und 14), dass die Schaltkommutierung mit
Hilfe der Erfindung minimiert wird. Beispielsweise wird der Schalter
Ac eingeschaltet als Teil des α-Vektors,
wenn der α-Vektor
i6 ist (mit der voreilenden Grenze des Phasenvektors s = 0), und
er bleibt eingeschaltet während
des β-Teils
jeder Modulationsperiode als Teil des Paares für den Stromvektor i1. Andererseits kann
der Schalter At zunächst
als Teil des Stromvektors i1 eingeschaltet werden, um eingeschaltet
zu bleiben als Teil des Stromvektors i6 innerhalb jeder der Modulationsperioden
innerhalb des Phasensektors s = 0. Selbst wenn der Nullvektor-Schaltersatz
zwischen dem Paar von α-Schaltern
und dem Paar von β-Schaltern innerhalb
einer Modulationsperiode betätigt
wird, kann beispielsweise der Schalter At für i6 am Ende der Modulationsperiode
eingeschaltet werden und eingeschaltet bleiben für i1 zu Beginn der nächstfolgenden
Modulationsperiode. Damit sind in jedem Fall zwei Schalter nur einmal
pro Modulationsperiode eingeschaltet, im Gegensatz zu dem Einschalten
von drei Schaltern pro Modulationsperiode in sämtlichen Systemen, die aus
dem Stand der Technik bekannt sind. Folglich wird die Anzahl von
Kommutationen für
Schalter bei der Bildung von Nicht-Null-Vektoren um 1/3 verringert.
Die gleichen Beziehungen gelten für Nullvektor-Kommutationen.
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Damit lassen sich die Vorteile verringerter
Kommutationen, die sich durch das erfindungsgemäße Vektorraumverfahren entsprechend
dem Raumvektordiagramm nach 4 kombinieren
mit den geringeren Anforderungen von magnetischen Gleichtaktkomponenten,
die durch eine verringerte Gleichtaktspannung möglich sind, realisiert durch
Kürzen
der zulässigen
Anwendungszeiten für
die Nullvektoren, wie dies in dem US-Patent 6 166 938 dargestellt ist. Die
kombinierte Strategie für
sämtliche
zulässigen
Vektoren für
m* > 0 ergibt sich
aus nachstehender Tabelle.
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Bezugnehmend auf 4, ist bei kleinen Phasenwinkeln f innerhalb
des Sektors 0 in jeder Pulsweitenmodulations-Periode der
Schalter At für
eine relativ lange Zeit (zusammen mit einem Schalter Bb) im Verhältnis zu
dem α-Vektor
I6 eingeschaltet, und er ist für
eine relativ kurze Zeit (zusammen mit einem Schalter Cb) in Relation
zu dem β-Vektor
I1 eingeschaltet.
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Bei großen Phasenwinkeln f innerhalb
des Sektors 0 ist das Gegenteil der Fall. Der Schalter
At bleibt kontinuierlich eingeschaltet für die Abschnitte bezüglich sowohl
des α-Vektors
als auch des β-Vektors.
In der Mitte des Sektors 0 ist die Zeit, in der der Schalter At
eingeschaltet bleibt, maximal, was zu der Tastverhältnis-Wellenform
der 16(a) führt. 16(b) zeigt
eine beispielhafte Gruppe von Einschaltzeiten für die Schalter at, bt und ct,
und 16(c) veranschaulicht die momentane
(ungefilterte und idealisierte) Gleich-Ausgangsspannung, die daraus
erhalten würde.
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Die Reihenfolge, in der die Berechnungen
(8, 13 und 15)
ausgeführt
werden, ist für
die Erfindung nicht relevant. Natürlich muß die Schalterauswahl (für jedes
Paar oder jeden Satz) ebenso wie die Dauer für jedes Paar oder jeden Satz
bekannt sein, bevor das Paar oder der Satz innerhalb jeder Modulationsperiode betätigt werden
kann. Die Verwendung der Auswahl- und Dauerinformation innerhalb
der Zeitsteuerschaltung 78 ist konventionell, wobei es
sich im wesentlichen um die gleiche Schaltung handelt, wie sie in
Wechselstrom-Wechselstrom-Matrixumrichtern
verwendet wird.
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Die Erfindung wurde anhand einer
Ausführungsform
beschrieben, bei der es zwölf
Schalter at+, at–, ...cb+,
cb– gibt,
um Fälle
für Lasten
in beide Richtungen und zur Regeneration zu ermöglichen. Allerdings kann die
Erfindung auch für
Gleichstrom-Matrixumrichter verwendet werden, welche Laten ohne
Regeneration in nur einer Richtung treiben, beispielsweise für den Antrieb
von elektrischen Werkzeugen oder für andere Fälle.
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Dargestellt wurde die Erfindung anhand
einer Implementierung unter Einsatz einer n-Bipolartransistor-Leistungsschaltern
mit Durchgriff und isoliertem Gate. Die Erfindung kann allerdngs
auch mit p-Transistoren oder mit in antiparallelen Paaren geschalteten
Bipolartransistoren ohne Durchgriff mit isoliertem Gate implementiert
werden.
