DE112018007252T5 - Leistungsumwandlungsvorrichtung - Google Patents

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Hiromitsu Suzuki
Toshiaki Oka
Ritaka Nakamura
Masashi Nakamura
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Abstract

Eine Leistungsumwandlungsvorrichtung (10) enthält einen Transformator (20), eine Vielzahl von Wandlerzellen (30) und eine Steuerschaltung (400), die Halbleiterschaltelemente in jeder der Wandlerzellen zum Ein- und Ausschalten steuert. Der Transformator (20) enthält: eine Primärwicklungsgruppe (PRW), die in mehreren Phasen an eine Wechselstromleistungsversorgung (101) mit mehreren Phasen angeschlossen ist; und mehrere Sekundärwicklungsgruppen (SDW1, SDW2). Jede der Sekundärwicklungsgruppen (SDW1, SDW2) enthält in jeder der mehreren Phasen Sekundärwicklungen, die jeweils aus einer einphasigen offenen Wicklung gebildet sind. Jede der Wandlerzellen (30) wandelt eine einphasige Wechselspannung zwischen Wechselstromknoten, die mit den jeweiligen Sekundärwicklungen verbunden sind, durch Steuerung der ein- und auszuschaltenden Halbleiterschaltelemente in eine Gleichspannung um und gibt die umgewandelte Gleichspannung zwischen einem Paar Gleichstromknoten aus. Die Gleichstromknoten der mehreren Wandlerzellen (30) sind zwischen einem ersten Gleichstromanschluss und einem zweiten Gleichstromanschluss (102P, 102N) in Reihe geschaltet.

Description

  • Technisches Gebiet
  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Leistungsumwandlungsvorrichtung, insbesondere auf eine Leistungsumwandlungsvorrichtung, die Wechselstromleistung (AC-Leistung) in Gleichstromleistung (DC-Leistung) umwandelt.
  • Hintergrund
  • Als eine Leistungsumwandlungsvorrichtung, die mehrphasige Wechselstromleistung in Gleichstromleistung umwandelt, offenbart das japanische Patent JP 2014 - 100 064 A eine Konfiguration, die aus einer Kombination eines Mehrfach-Phasenschiebertransformators und einer Vielzahl von Gleichrichterdioden als separat erregte Leistungswandler gebildet ist.
  • Kurzbeschreibung der Erfindung
  • Technisches Problem
  • Gemäß JP 2014 - 100 064 A wird Wechselstromleistung in Gleichstromleistung umgewandelt, indem die Konfiguration aus einer Kombination aus einem Mehrfach-Phasenschiebertransformator und Gleichrichterdioden gebildet wird. Um die Harmonische des Wechselstroms zu unterdrücken, muss daher die Anzahl der Impulse in der Gleichrichterdiode erhöht werden. Dementsprechend erhöht sich zur Unterdrückung der Harmonischen die Anzahl der Sekundärwicklungen im Mehrfach-Phasenschiebertransformator, wodurch sich die Größe der Leistungsumwandlungsvorrichtung erhöht und die Zuverlässigkeit durch eine kompliziertere Wicklungsstruktur des Transformators verringert wird.
  • Die in JP 2014 - 100 064 A verwendete Gleichrichterdiode ist ein separat erregter Wandler. Schwankungen der Eingangswechselspannung haben somit direkten Einfluss auf die auszugebende Gleichspannung, so dass die Schwankungen der Gleichspannung zunehmen können. Außerdem wird im Falle eines Systemfehlers die Überstromunterdrückung durch Steuerung eines Strompfades schwierig, was zu der Sorge führt, dass die Betriebskontinuitätsleistung abnehmen könnte.
  • Wenn andererseits Wechselstromleistung durch einen selbsterregten Wandler, der mit einem Halbleiterschaltelement gebildet wird, in Gleichstromleistung umgewandelt wird, werden die Schwankungen der Gleichspannung und die Betriebskontinuitätsleistung beim Auftreten eines Systemfehlers verbessert. In der Anwendung, in der eine hohe Gleichspannung ausgegeben wird, kann jedoch die für das Halbleiterschaltelement erforderliche Durchbruchspannung ansteigen. Im Allgemeinen besteht eine Abwägungsbeziehung zwischen einer höheren Frequenz und einer höheren Durchbruchspannung im Halbleiterschaltelement. Wenn also ein Halbleiterschaltelement mit einer hohen Durchbruchspannung bei einer niedrigen Frequenz verwendet wird, nimmt die Frequenz der Harmonischen des Wechselstroms ebenfalls relativ ab. Daraus ergibt sich die Sorge, dass ein passiver Filter zur Unterdrückung der Harmonischen des Wechselstroms in seiner Baugröße vergrößert werden könnte.
  • Die vorliegende Erfindung ist gemacht worden, um die oben beschriebenen Probleme zu lösen. Ein Ziel der vorliegenden Erfindung ist die Verkleinerung einer Leistungsumwandlungsvorrichtung vom Isolierungstyp, die Wechselstromleistung in Gleichstromleistung umwandelt und an die ein Transformator angeschlossen ist, in einer Konfiguration mit einem selbsterregten Wandler zur Verbesserung des Betriebskontinuitätsverhaltens.
  • Lösung des Problems
  • Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung führt eine Leistungsumwandlungsvorrichtung eine Leistungsumwandlung durch zwischen einer Vielzahl von Wechselstromanschlüssen, die an eine Wechselstromleistungsversorgung mit mehreren Phasen angeschlossen sind, und einem ersten Gleichstromanschluss und einem zweiten Gleichstromanschluss. Die Leistungsumwandlungsvorrichtung beinhaltet einen Transformator, eine Vielzahl von Wandlerzellen und eine Steuerschaltung. Der Transformator enthält eine Vielzahl von Primärwicklungen, die in mehreren Phasen an die Vielzahl von Wechselstromanschlüssen angeschlossen sind, und eine Vielzahl von Sekundärwicklungen, die jeweils aus einer einphasigen offenen Wicklung gebildet sind. Die Sekundärwicklungen sind so angeordnet, dass sie eine Vielzahl von Sekundärwicklungsgruppen bilden, die jeweils Sekundärwicklungen haben, die den jeweiligen mehrfachen Phasen entsprechen. Die Wandlerzellen sind so angeordnet, dass sie den jeweiligen Sekundärwicklungen entsprechen. Jede der Wandlerzellen wandelt eine einphasige Wechselspannung zwischen einem Paar von Wechselstromknoten, die jeweils mit einer entsprechenden der Sekundärwicklungen verbunden sind, in eine Gleichspannung um, indem eine Vielzahl von ein- und auszuschaltenden Halbleiterschaltelementen gesteuert wird, und gibt die Gleichspannung zwischen einem Paar Gleichstromknoten aus. Die Gleichstromknoten der Wandlerzellen sind zwischen dem ersten Gleichstromanschluss und dem zweiten Gleichstromanschluss in Reihe geschaltet. Die Steuerschaltung steuert jedes der ein- und auszuschaltenden Halbleiterschaltelemente, um so einen Wechselstrom an jedem der Wechselstromknoten und die Gleichspannung zwischen den Gleichstromknoten in jeder der Wandlerzellen zu steuern.
  • Vorteilhafte Effekte der Erfindung
  • Gemäß der Leistungsumwandlungsvorrichtung dieser Erfindung kann eine Leistungsumwandlungsvorrichtung vom Isolierungstyp, die Wechselstrom leistung in Gleichstromleistung umwandelt und an die ein Transformator angeschlossen ist, verkleinert werden, indem ein Transformator mit Sekundärwicklungen, die jeweils aus einer einphasigen offenen Wicklung bestehen, zur Verbesserung des Betriebsverhaltens an die Konfiguration mit selbsterregtem Wandler angeschlossen wird. Außerdem kann durch die Konfiguration, bei der eine Vielzahl von Sekundärwicklungen, die jeweils aus einer einphasigen offenen Wicklung gebildet sind, in jeder Phase vorgesehen sind, die für ein Halbleiterschaltelement in jeder Wandlerzelle erforderliche Durchbruchspannung gesenkt werden. Dies erleichtert den Einsatz eines Hochgeschwindigkeits-Halbleiterschaltelements, wodurch die Frequenz der Stromwelligkeit von einer Wechselstromleistungsversorgung erhöht werden kann. Entsprechend kann ein passiver Filter zur Beseitigung dieser Stromwelligkeit in seiner Baugröße verkleinert werden. Infolgedessen wird die Baugröße der Leistungsumwandlungsvorrichtung reduziert.
  • Figurenliste
    • 1 ist ein Schaltplan, der eine Hauptschaltkonfiguration einer Leistungsumwandlungsvorrichtung in der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
    • 2 ist ein Schaltplan, der eine Wicklungskonfiguration eines Transformators in 1 zeigt.
    • 3 ist ein Blockdiagramm, das einen Eingang zu und einen Ausgang von jeder in 1 gezeigten Wandlerzelle zeigt.
    • 4 ist ein Schaltplan, der ein Beispiel für die interne Konfiguration jeder in 1 dargestellten Wandlerzelle zeigt.
    • 5 ist ein Funktionsblockdiagramm, das ein Beispiel für die Steuerkonfiguration jeder Wandlerzelle durch eine in 1 gezeigte Steuerschaltung zeigt.
    • 6 ist ein Funktionsblockdiagramm, das den Aufbau einer VollspannungsSteuereinheit nach 5 zeigt.
    • 7 ist ein Funktionsblockdiagramm, das die Konfiguration einer in 5 gezeigten Zwischenphasen-Spannungsausgleichs-Steuereinheit zeigt.
    • 8 ist ein Funktionsblockdiagramm, das den Aufbau einer Wechselstromsteuereinheit nach 5 zeigt.
    • 9 ist ein Funktionsblockdiagramm, das den Aufbau einer in 5 gezeigten Stromüberlagerungseinheit für die dritte Harmonische zeigt.
    • 10 ist ein konzeptionelles Wellenformdiagramm, das die Überlagerung einer dritten Harmonischen auf einen Wechselstromstellgrößenwert zeigt.
    • 11 ist ein Funktionsblockdiagramm, das die in 5 gezeigte Konfiguration einer zellinternen Spannungsausgleichssteuereinheit veranschaulicht.
    • 12 ist ein Funktionsblockdiagramm, das ein Konfigurationsbeispiel einer in 5 gezeigten Modulationseinheit zeigt.
    • 13 ist ein Betriebswellenformdiagramm einer in 12 gezeigten Signalerzeugungseinheit.
    • 14 ist ein konzeptionelles Wellenformdiagramm zur Darstellung einer Phasendifferenz, die in einer Trägerwelle zwischen sekundären Wicklungsgruppen vorhanden ist.
    • 15 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung eines Konfigurationsbeispiels einer Last, die gemäß der ersten Ausführungsform mit einem Gleichstromanschluss der Leistungsumwandlungsvorrichtung verbunden ist.
    • 16 ist ein Schaltplan, der das erste Konfigurationsbeispiel einer Wandlerzelle gemäß der zweiten Ausführungsform zeigt.
    • 17 ist ein Funktionsblockdiagram, das ein Konfigurationsbeispiel einer Modulationseinheit entsprechend der in 16 dargestellten Wandlerzelle zeigt.
    • 18 ist ein Schaltplan, der das zweite Konfigurationsbeispiel einer Wandlerzelle gemäß der zweiten Ausführungsform zeigt.
    • 19 ist ein Funktionsblockdiagram, das ein Konfigurationsbeispiel einer Modulationseinheit entsprechend der in 18 gezeigten Wandlerzelle zeigt.
  • Beschreibung der Ausführungsformen
  • Die Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden nachstehend unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen ausführlich beschrieben. In der folgenden Beschreibung werden die gleichen oder entsprechende Komponenten in den beigefügten Zeichnungen mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet, und die Beschreibung wird nicht grundsätzlich wiederholt.
  • Erste Ausführungsform
  • (Schaltungskonfiguration)
  • 1 ist ein Schaltplan, der eine Hauptschaltkonfiguration einer Leistungsumwandlungsvorrichtung in der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
  • Unter Bezugnahme auf 1 beinhaltet eine Leistungsumwandlungsvorrichtung 10 gemäß der ersten Ausführungsform Wechselstromanschlüsse 11R, 11S, 11T, Spannungssensoren 103 und 104, einen Transformator 20, eine Vielzahl von Wandlerzellen 30 und Gleichstromanschlüsse 102P, 102N. Die Wechselstromanschlüsse 11R, 11S und 11T sind elektrisch mit einer R-Phase, einer S-Phase bzw. einer T-Phase einer dreiphasigen Wechselstromleistungsversorgung 101 verbunden. Die Spannungssensoren 103 und 104 erfassen die Netzspannungen vacRS und vacST an der Primärwicklung.
  • Die Leistungsumwandlungsvorrichtung 10 wandelt eine dreiphasige Wechselstromleistung von der dreiphasigen Wechselstromleistungsversorgung 101 in Gleichstromleistung um und gibt die umgewandelte Gleichstromleistung zwischen Gleichstromanschlüssen 102P und 102N aus. Der Transformator 20 enthält eine Primärwicklungsgruppe PRW und k (k: eine natürliche Zahl gleich oder größer als 2) Sekundärwicklungsgruppen SDW. In dem Konfigurationsbeispiel in 1 sind zwei Sekundärwicklungsgruppen SDW1 und SDW2 angeordnet. Die Wechselstromanschlüsse 11R, 11S und 11T entsprechen einer „Vielzahl von Wechselstromanschlüssen“. Die Gleichstromanschlüsse 102P (auf der Hochpotentialseite) und 102N (auf der Niederpotentialseite) entsprechen „dem ersten Gleichstromanschluss bzw. dem zweiten Gleichstromanschluss“.
  • 2 ist ein Schaltplan, der eine Wicklungskonfiguration des Transformators 20 zeigt. Unter Bezugnahme auf 2 enthält die Primärwicklungsgruppe PRW eine Vielzahl von Primärwicklungen, die über einen Sternpunkt N dreiphasig im Stern geschaltet sind. Die Primärwicklungen der jeweiligen Phasen sind um einen Kern 21 gewickelt und über die in 1 dargestellten Wechselstromanschlüsse 11R, 11S und 11T mit der jeweiligen R-Phase, S-Phase und T-Phase der dreiphasigen Wechselstromleistungsversorgung 101 verbunden. Wie bekannt, werden aus der R-Phase, der S-Phase und der T-Phase der Wechselstrom leistungsversorgung 101 Wechselstromleistungsversorgungsspannungen geliefert, die dieselbe Frequenz haben und um 120° in der Phase verschoben sind.
  • Die Sekundärwicklungsgruppen SDW1 und SDW2 enthalten jeweils dreiphasige Sekundärwicklungen, die um den Kern 21 gewickelt sind. Jede der Sekundärwicklungen ist aus einer einphasig offenen Wicklung gebildet. Daher ist die Sekundärwicklungsgruppe SDW1 versehen mit: Anschlüssen R1A und R1B der Sekundärwicklung in der R-Phase; Anschlüssen S1A und S1B der Sekundärwicklung in der S-Phase; und Anschlüssen T1A und T1B der Sekundärwicklung in der T-Phase. In ähnlicher Weise ist die Sekundärwicklungsgruppe SDW2 versehen mit: Anschlüssen R2A und R2B der Sekundärwicklung in der R-Phase; Anschlüssen S2A und S2B der Sekundärwicklung in der S-Phase; und Anschlüssen T2A und T2B der Sekundärwicklung in der T-Phase.
  • Jede der Sekundärwicklungen ist durch den Kern 21 magnetisch in derselben Phase mit der Primärwicklung gekoppelt. Als Ergebnis erhält jede der Sekundärwicklungen eine einphasige Wechselstromleistung mit derselben Phase und derselben Frequenz wie die in der R-Phase, der S-Phase oder der T-Phase der dreiphasigen Wechselstromleistungsversorgung 101. Die Wechselspannungsamplitude jeder Sekundärwicklung ist entsprechend dem Wicklungsverhältnis zwischen der Primärwicklung und der Sekundärwicklung proportional zur Amplitude der Spannung in jeder Phase der dreiphasigen Wechselstromleistungsversorgung 101.
  • Unter erneuter Bezugnahme zu 1 sind die Vielzahl von Wandlerzellen 30 so angeordnet, dass sie den jeweiligen Sekundärwicklungen im Transformator 20 entsprechen und jeweils die einphasige Wechselstromleistung in jeder der Sekundärwicklungen in Gleichstromleistung umwandeln. Wie weiter unten beschrieben wird, wird bei der ersten Ausführung die Schaltungskonfiguration angewendet, bei der die Wandlerzelle 30 nicht der Leistungsregeneration unterzogen wird.
  • Die Wandlerzelle 30 ist für jede Sekundärwicklung angeordnet, d.h. für jede Kombination der Phasen (R, S, T) und der Sekundärwicklungsgruppen (k). Das Konfigurationsbeispiel in 1 beinhaltet also sechs Wandlerzellen 30 (3 x 2 = 6). Um den Sekundärwicklungen (der R-Phase, der S-Phase und der T-Phase) der Sekundärwicklungsgruppe SDW1 zu entsprechen, ist eine mit den Anschlüsse R1A und R1B verbundene Wandlerzelle 30R1 in der R-Phase angeordnet; eine mit den Anschlüssen S1A und S1B verbundene Wandlerzelle 30S1 ist in der S-Phase angeordnet; und eine mit den Anschlüssen T1A und T1B verbundene Wandlerzelle 30T1 ist in der T-Phase angeordnet.
  • Um den Sekundärwicklungen (der R-Phase, der S-Phase und der T-Phase) der Sekundärwicklungsgruppe SDW2 zu entsprechen, ist in ähnlicher Weise eine mit den Anschlüssen R2A und R2B verbundene Wandlerzelle 30R2 in der R-Phase angeordnet; eine mit den Anschlüssen S2A und S2B verbundene Wandlerzelle 30S2 ist in der S-Phase angeordnet; und eine mit den Anschlüssen T2A und T2B verbundene Wandlerzelle 30T2 ist in der T-Phase angeordnet.
  • In der folgenden Beschreibung werden die in jeder Phase (R, S, T) und in jeder Sekundärwicklungsgruppe (k) angeordneten Wandlerzellen 30 gemeinsam als eine Wandlerzelle 30Xn bezeichnet, wobei angenommen wird, dass die Wandlerzelle 30 in der X-Phase (X = R, S oder T) und in der n-ten (n: eine natürliche Zahl von 1 ≤ n ≤ k) Sekundärwicklungsgruppe angeordnet ist.
  • 3 zeigt ein Blockdiagramm, das einen Eingang zu und einen Ausgang von jeder Wandlerzelle 30Xn zeigt. Unter Bezugnahme auf 3 beinhaltet jede Wandlerzelle 30Xn ein Paar Wechselstromknoten INA und INB und ein Paar Gleichstromknoten OPTA und OPTB.
  • Die Wechselstromknoten INA und INB sind mit den entsprechenden Sekundärwicklungen (einphasige offene Wicklungen) verbunden und empfangen jeweils eine Eingabe einer einphasigen Wechselspannung. Die durch Umwandlung der einphasigen Wechselspannung erhaltene Gleichspannung wird zwischen den Gleichstromknoten OPTA und OPTB ausgegeben. Wie nachstehend beschrieben wird, ist die Wandlerzelle 30 aus einem selbsterregten Wandler, der eine einphasige Wechselspannung in eine Gleichspannung umwandelt, während jedes Halbleiterschaltelement gesteuert wird, um ein- und ausgeschaltet zu werden, gebildet.
  • Um die Wandlerzellen 30R1, 30S1, 30T1, 30R2, 30S2 und 30T2, wie in 1 gezeigt, zwischen den Gleichstromanschlüssen 102P und 102N in Reihe zu schalten, wird der Gleichstromknoten OPTA der Wandlerzelle 30 mit dem Gleichstromanschluss 102P oder dem Gleichstromknoten OPTB der Wandlerzelle 30 auf der Hochpotentialseite verbunden. Außerdem ist der Gleichstromknoten OPTB der Wandlerzelle 30 mit dem Gleichstromknoten OPTA der Wandlerzelle 30 auf der Niederpotentialseite oder dem Gleichstromanschluss 102N verbunden. Dadurch entsteht zwischen den Gleichstromanschlüssen 102P und 102N eine Gleichspannung (im Folgenden auch als „Vollspannung“ bezeichnet), die der Summe der Gleichspannungen der Vielzahl von Wandlerzellen 30 zwischen den Gleichstromknoten OPTA und OPTB entspricht.
  • Obwohl die Reihenfolge der in Reihe geschalteten Wandlerzellen 30 beliebig festgelegt werden kann, ist es vorzuziehen, die Wandlerzellen 30 in der Reihenfolge zu verbinden, die hinsichtlich der Isolierungsauslegung des Transformators vorteilhaft ist. Beispielsweise wird auf der Grundlage des Konfigurationsbeispiels in 1 die Reihenfolge der auf der Sekundärwicklungsseite des Transformators 20 in Reihe geschalteten Wandlerzellen 30 beginnend von der Hochpotentialseite (Gleichstromanschluss 102P) zur Niederpotentialseite (Gleichstromanschluss 102N) in die Reihenfolge 30R1, 30R2, 30S1, 30S2, 30T1 und 30T2 geändert. Dies ermöglicht eine vorteilhafte Isolierungsauslegung zwischen den Sekundärwicklungen, die der gleichen Phase entsprechen.
  • Auf diese Weise wird in der Leistungsumwandlungsvorrichtung 10 gemäß der ersten Ausführungsform die Isolierung zwischen einem Eingang und einem Ausgang (d.h. zwischen der dreiphasigen Wechselstromleistungsversorgung 101 und jedem der Gleichstromanschlüsse 102P und 102N) durch den Transformator 20 gewährleistet, der eine Vielzahl von Sekundärwicklungen beinhaltet, die jeweils aus einer einphasigen offenen Wicklung für die Primärwicklungen, die mehreren Phasen (z.B. drei Phasen der R-Phase, der S-Phase und der T-Phase) der Wechselstrom leistungsversorgung 101 entsprechen, gebildet sind.
  • Die Leistungsumwandlungsvorrichtung 10 enthält ferner eine Steuerschaltung 400, eine Sensorwertkommunikationseinheit 410 und eine Treiberschaltung 420. Die Sensorwertkommunikationseinheit 410 überträgt an die Steuerschaltung 400 Erfassungswerte, die von den Spannungssensoren 103, 104 sowie von einem Spannungssensor und einem Stromsensor, welche in jeder Wandlerzelle 30 angeordnet sind, erhalten werden. Die Steuerschaltung 400 ist z.B. aus einem Mikrocomputer gebildet. Unter Verwendung der von der Sensorwertkommunikationseinheit 410 übertragenen Sensor-Erfassungswerte erzeugt die Steuerschaltung 400 ein Steuersignal zum Ein- und Ausschalten jedes Halbleiterschaltelements in der Wandlerzelle 30, die aus einem selbsterregten Wandler gebildet ist. Die Treiberschaltung 420 schaltet jedes Halbleiterschaltelement in jeder Wandlerzelle 30 gemäß dem von der Steuerschaltung 400 erzeugten Steuersignal ein und aus.
  • 4 ist ein Schaltplan, der ein Beispiel für die interne Konfiguration der Wandlerzelle 30 (30Xn) zeigt. Unter Bezugnahme auf 4 ist die Wandlerzelle 30 ein einphasiger Wandler, der eine Leistungswandlung mit einphasigem Wechselstrom und Gleichstrom durchführt und der in der Lage ist, Spannungen von drei Stufen an jedes der Wechselstromknotenpaare INA und INB auszugeben.
  • Die Wandlerzelle 30 beinhaltet: zwei Schenkel 30a und 30b, die zwischen den Gleichstromknoten OPTA und OPTB parallel geschaltet sind; und Kondensatoren CP und CN. Der Schenkel 30a enthält ein Halbleiterschaltelement SWa und Dioden D1a bis D6a. Die Kondensatoren CP und CN sind zwischen den Wechselstromknoten OPTA und OPTB über einen Sternpunktknoten Nnt in Reihe geschaltet. Die Kondensatoren CP und CN bilden einen Reihenkondensator.
  • Die Diode D1a ist zwischen einem Knoten N1a und dem Gleichspannungsknoten OPTA unter der Bedingung geschaltet, dass die Richtung von Knoten N1a zum Gleichspannungsknoten OPTA als eine Vorwärtsrichtung definiert ist. Die Diode D2a ist zwischen einem Knoten N3a und dem Gleichstromknoten OPTB unter der Bedingung geschaltet, dass die Richtung vom Gleichstromknoten OPTB zum Knoten N3a als eine Vorwärtsrichtung definiert ist. Das Halbleiterschaltelement SWa ist zwischen die Knoten N3a und N1a geschaltet und wird von der Treiberschaltung 420 gemäß einem Steuersignal von der Steuerschaltung 400 ein- und ausgeschaltet.
  • Die Diode D3a ist zwischen Knoten N4a und N1a unter der Bedingung geschaltet, dass die Richtung von Knoten N4a zu Knoten N1a als eine Vorwärtsrichtung definiert ist. Die Diode D4a ist zwischen die Knoten N3a und N4a unter der Bedingung geschaltet, dass die Richtung von Knoten N3a zu Knoten N4a als eine Vorwärtsrichtung definiert ist. Die Diode D5a ist zwischen die Knoten N2a und N1a unter der Bedingung geschaltet, dass die Richtung von Knoten N2a zu Knoten N1a als eine Vorwärtsrichtung definiert ist. Die Diode D6a ist zwischen die Knoten N3a und N2a unter der Bedingung geschaltet, dass die Richtung von Knoten N3a zu Knoten N2a als eine Vorwärtsrichtung definiert ist.
  • Der Schenkel 30b beinhaltet ein Halbleiterschaltelement SWb und Dioden D1b bis D6b. Das Halbleiterschaltelement SWb und die Dioden D1b bis D6b sind mit den Gleichstromknoten OUTA, OUTB und den Knoten N1b bis N4b in der gleichen Weise geschaltet wie das Halbleiterschaltelement SWa und die Dioden D1a bis D6a in Schenkel 30a.
  • Der Knoten N4a in Schenkel 30a ist mit dem Wechselstromknoten INA verbunden. Der Knoten N4b in Schenkel 30b ist mit dem Wechselstromknoten INB verbunden. Der Knoten N2a (Schenkel 30a) und der Knoten N2b (Schenkel 30b) sind elektrisch mit dem Sternpunktknoten Nnt des Reihenkondensators verbunden.
  • Die Halbleiterschaltelemente SWa und SWb können jeweils stellvertretend durch einen Bipolartransistor mit isoliertem Gate (IGBT) gebildet werden. Ein Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor (MOSFET), ein Gate-Turn-Off-Thyristor (GTO) und dergleichen können als Halbleiterschaltelemente verwendet werden, solange sie so gesteuert werden können, dass sie entsprechend einem Signal ein- und ausgeschaltet werden. Mit anderen Worten treibt die Treiberschaltung 420 die Spannungen an den Gates (den Steuerelektroden) der Halbleiterschaltelemente SWa und SWb gemäß einem Steuersignal (genauer gesagt einem Spannungsimpulssignal) von der Steuerschaltung 400. Dadurch werden die Halbleiterschaltelemente SWa und SWb so gesteuert, dass sie von der Steuerschaltung 400 ein- und ausgeschaltet werden.
  • In jeder Wandlerzelle 30 sind Spannungssensoren 131, 132 und ein Stromsensor 133 angeordnet. Der Spannungssensor 131 detektiert eine Spannung Vcp(Xn) des Kondensators CP. Der Spannungssensor 132 detektiert eine Spannung Vcn(Xn) des Kondensators CN. Die Gleichspannung Vdc(Xn) zwischen den Gleichspannungsknoten OPTA und OPTB kann durch Berechnung von Vdc(Xn) = Vcp(Xn) + Vcn(Xn) berechnet werden. Der Stromsensor 133 erkennt einen Wechselstrom ic, der durch den Wechselstromknoten INA (oder INB) fließt.
  • Die oben genannten, von den Spannungssensoren 131, 132 erfassten Spannungswerte und der oben genannte, vom Stromsensor 133 erfasste Stromwert in der Wandlerzelle 30 werden von der Sensorwertkommunikationseinheit 410 an die Steuerschaltung 400 übertragen (1). In der folgenden Beschreibung wird jeder Stromwert und jeder Spannungswert durch Bezugszeichen mit Suffix (Xn) bezeichnet, wenn die Werte für jede Wandlerzelle 30 voneinander unterschieden werden.
  • Die in 4 gezeigte Wandlerzelle 30 basiert auf der allgemein als Vienna-Gleichrichter bezeichneten Schaltung. Die grundsätzliche Funktionsweise des Vienna-Gleichrichters an sich ist z.B. in „A New Switching Loss Reduced Discontinuous PWM Scheme for a Unidirectional Three-Phase/Switch/Level Boost-Type PWM (VIENNA) Rectifier“; von Johann W. Kolar und Uwe Drofenik, veröffentlicht in Collected Papers von 21st INTELEC (6. bis 9. Juni 1999) und dergleichen offenbart. Aufgrund der Einschränkungen in Bezug auf die Schaltungskonfiguration kann der Vienna-Gleichrichter keine Regeneration von elektrischer Leistung durchführen, die gleich groß der im Leistungsbetrieb angelegten elektrischen Leistung ist. Andererseits hat der Vienna-Gleichrichter den Vorteil, dass die Anzahl der zu verwendenden Halbleiterschaltelemente im Vergleich zur Schaltungskonfiguration, die eine Regeneration von elektrischer Leistung in der Größenordnung der im laufenden Betrieb angelegten elektrischen Leistung ermöglicht, reduziert werden kann.
  • In der in 4 dargestellten Wandlerzelle 30 können während der AUS-Perioden der Halbleiterschaltelemente SWa und SWb die Dioden D1a bis D4a oder D1b bis D4b die Wechselspannung zwischen den Wechselstromknoten INA und INB gleichrichten und die gleichgerichtete Wechselspannung zwischen den Gleichstromknoten OPTA und OPTB ausgeben. Mit anderen Worten, ist das Potential am Wechselstromknoten INA in Übereinstimmung mit der Polarität des Stroms ic gleich -Vdc(Xn)/2 oder Vdc(Xn)/2. Während der EIN-Periode des Halbleiterschaltelements SWa kann der Wechselstromknoten INA auf das gleiche Potential wie das am Sternpunktknoten Nnt des Reihenkondensators gesetzt werden. In ähnlicher Weise kann während der EIN-Periode des Halbleiterschaltelements SWb die Spannung am Wechselstromknoten INB gleich der Spannung am Sternpunktknoten Nnt gesetzt werden. Auf diese Weise kann jeder der Schenkel 30a und 30b Spannungen in drei Stufen (-Vdc(Xn)/2, 0 und Vdc(Xn)/2) an die Wechselstromknoten INA und INB ausgeben. Somit kann die Spannung zwischen den Wechselstromknoten INA und INB in fünf Stufen (-Vdc(Xn), - Vdc(Xn)/2, 0, Vdc(Xn)/2 und Vdc(Xn)) gesteuert werden. In diesem Fall wird angenommen, dass das Verhältnis von Vdc(Xn)/2 = Vcp(Xn) = Vcn(Xn) unter der Bedingung eingestellt wird, dass das Potential am Sternpunktknoten Nnt des Reihenkondensators Null ist.
  • Gemäß der Konfiguration der Leistungsumwandlungsvorrichtung 10 ist die Wandlerzelle 30 aus einem selbsterregten Wandler, der mit einem Halbleiterschaltelement gebildet wird, gebildet. Dadurch wird die Betriebskontinuitätsleistung beim Auftreten eines Systemfehlers im Vergleich zu der mit einem separat erregten Wandler gebildeten Konfiguration verbessert, mit dem Ergebnis, dass die Zuverlässigkeit verbessert wird. Außerdem kann durch den Einsatz des Transformators 20 mit Sekundärwicklungen, die jeweils aus einer einphasigen offenen Wicklung gebildet sind, die Größe des Transformators im Vergleich zu einem Mehrfach-Phasenschiebertransformator wie in JP 2014 - 100 064 A verringert werden, und außerdem sind die Phasen auf der Sekundärseite voneinander isoliert. Folglich können die an die Sekundärwicklungen verschiedener Phasen angeschlossenen Wandlerzellen 30 zwischen den Gleichstromanschlüssen 102P und 102N in Reihe geschaltet werden. Die Anzahl der zwischen den Gleichstromanschlüsse 102P und 102N in Reihe geschalteten Wandlerzellen 30 entspricht (3 x k) der Anzahl der Sekundärwicklungen. Konkret kann die Anzahl der in Reihe geschalteten Wandlerzellen 30 so eingestellt werden, dass das Produkt aus dem in jeder Wandlerzelle 30 eingestellten Gleichspannungswert und (3 x k) gleich der eingestellten Spannung zwischen den Gleichstromanschlüssen 102P und 102N ist. Da die Sekundärwicklung des Transformators 20 aus einer einphasigen offenen Wicklung gebildet ist, kann die Anzahl der Sekundärwicklungen, die erforderlich ist, um die erforderliche Anzahl von in Reihe geschalteten Wandlerzellen 30 zu gewährleisten, im Vergleich zu einem üblicherweise verwendeten Dreiphasentransformator auf ein Drittel reduziert werden.
  • Durch die Konfiguration, bei der eine Vielzahl von Sekundärwicklungen, die jeweils aus einer einphasigen offenen Wicklung gebildet sind, so angeordnet sind, dass sie jeder Phase entsprechen, erhöht sich außerdem die Anzahl der zwischen den Gleichstromanschlüssen 102P und 102N in Reihe geschalteten Wandlerzellen 30. Dadurch kann die in einer Wandlerzelle 30 erforderliche Durchbruchspannung reduziert werden. Als Ergebnis kann ein Hochgeschwindigkeits-Halbleiterschaltelement problemlos eingesetzt werden, wodurch eine höhere Frequenz der Stromwelligkeit in der Wechselstromleistungsversorgung ermöglicht wird. Dementsprechend kann der passive Filter zur Unterdrückung dieser Stromwelligkeit verkleinert werden.
  • (Steuerung jeder Wandlerzelle)
  • Was die Leistungsumwandlungssteuerung zwischen dreiphasiger Wechselstromleistung und Gleichstromleistung in der Leistungsumwandlungsvorrichtung 10 betrifft, so kann jede Wandlerzelle 30Xn grundsätzlich beliebig gesteuert werden. Das Folgende ist ein bevorzugtes Beispiel für eine solche Steuerung.
  • 5 ist ein Funktionsblockdiagramm, das ein Beispiel für die Steuerungskonfiguration jeder Wandlerzelle 30 durch die Steuerschaltung 400 zeigt. Die Funktion jedes in jedem der Funktionsblockdiagramme einschließlich 5 gezeigten Blocks kann durch die Steuerschaltung 400 implementiert werden, die eine Software-Verarbeitung durch Ausführung eines Programms und/oder eine Hardware-Verarbeitung durch eine spezielle elektronische Schaltung ausführt. Die Steuerschaltung 400 steuert die Halbleiterschaltelemente in jeder Wandlerzelle 30, um einzeln ein- und ausgeschaltet zu werden. Im Folgenden wird die Konfiguration für die Steuerung jeder Wandlerzelle 30Xn, die in jedem konstanten Steuerzyklus durchgeführt wird, schrittweise beschrieben.
  • Unter Bezugnahme auf 5 beinhaltet die Steuerschaltung 400 eine Spannungssteuereinheit 600 und eine Modulationseinheit 500. Basierend auf den Sensorwerten (Vcp(Xn), Vcn(Xn), vacRS, vacST, ic(Xn)), die von der Sensorwertkommunikationseinheit 410 übertragen werden, erzeugt die Spannungssteuereinheit 600 zur Steuerung der Gleichspannung Vdc(Xn) zwischen den Gleichstromknoten OPTA und OPTB und zur Steuerung des Wechselstroms ic(Xn), so dass der Leistungsfaktor des Leistungsversorgungsstroms auf der Primärseite des Transformators 20 auf 1 eingestellt wird, einen Wechselspannungsstellgrößenwert vc*(Xn), der auf einen Spannungsstellgrößenwert Vdc* einzustellen ist. Die Modulationseinheit 500 erzeugt Treibersteuersignale (Spannungsimpulssignale) für die Halbleiterschaltelemente SWa und SWb zur Steuerung der Wechselspannung vac(Xn) gemäß dem Wechselspannungsstellgrößenwert vc*(Xn). Dann gibt die Modulationseinheit 500 die erzeugten Treibersteuersignale an die Treiberschaltung 420 aus. Vac(Xn) ist auch eine Spannung an der Sekundärwicklung des Transformators 20 und zeigt streng genommen die Summe aus: der Spannung, die zwischen den beiden Enden der Wechselstromknoten INA und INB auftritt, und der Spannung, die an die Streuinduktivität der Sekundärwicklung des Transformators 20 angelegt wird. Zum Beispiel wird vac(Xn) auf die folgende Weise erhalten. Konkret wird nach einem bekannten Verfahren die Phasenspannung in jeder Phase der Primärwicklung auf der Grundlage der Netzspannungen vacRS und vacST berechnet und mit dem Wicklungsverhältnis zwischen der Primärwicklung und der Sekundärwicklung multipliziert, wodurch vac(Xn) erhalten wird.
  • Die Spannungssteuereinheit 600 beinhaltet eine Vollspannungssteuereinheit 610, eine Wechselstromsteuereinheit 620, eine Zwischenphasen-Spannungsausgleichssteuereinheit 630, eine zellinterne Spannungsausgleichssteuereinheit 640 und eine Stromüberlagerungseinheit für die dritte Harmonische 650. Die Berechnung durch die Spannungssteuereinheit 600 wird für jede der drei Wandlerzellen 30 der R-Phase, der S-Phase und der T-Phase, die an dieselbe Sekundärwicklungsgruppe SDW angeschlossen sind, durchgeführt.
  • 6 ist ein Funktionsblockdiagram, das die Konfiguration der Vollspannungssteuereinheit 610 zeigt. Unter Bezugnahme auf 6 enthält die Vollspannungssteuereinheit 610 eine Mittelwertberechnungseinheit 612, eine Abweichungsberechnungseinheit 613, eine Proportional-Integral-(PI)-Steuereinheit 614, eine rückwirkungsfreie Steuereinheit 615, eine Koordinatenumwandlungseinheit 616, Additionseinheiten 617, 618 und eine Koordinatenumkehrumwandlungseinheit 619. Die Gleichspannung Vdc(Xn) in jeder Wandlerzelle 30 kann in der Steuerschaltung 400 durch Addition der Kondensatorspannungen Vcp(Xn) und Vcn(Xn) berechnet werden.
  • Die Mittelwertberechnungseinheit 612 berechnet einen Gleichspannungsmittelwert Vdcav zwischen den Wandlerzellen 30 der R-Phase, der S-Phase und der T-Phase, die an dieselbe Sekundärwicklungsgruppe SDW angeschlossen sind. Mit anderen Worten, wird der Gleichspannungsmittelwert Vdcav für jede Sekundärwicklungsgruppe SDW berechnet, und dieser Gleichspannungsmittelwert Vdcav wird gemeinsam unter den Wandlerzellen 30 angewendet, die an dieselbe Sekundärwicklungsgruppe SDW angeschlossen sind.
  • Die Abweichungsberechnungseinheit 613 berechnet eine Abweichung ΔVdc des von der Mittelwertberechnungseinheit 612 berechneten Gleichspannungsmittelwertes Vdcav in Bezug auf den Spannungsstellgrößenwert Vdc* (ΔVdc = Vdc* - Vdcav). Der Spannungsstellgrößenwert Vdc* wird unter den Wandlerzellen 30 gemeinsam angewendet, da er durch Division des Vollspannungsstellgrößenwerts als Gleichspannungsstellgrößenwert zwischen den Gleichstromanschlüssen 102P und 102N durch die Anzahl der Wandlerzellen 30 (3 x 2 = 6 im Konfigurationsbeispiel in 1) erhalten wird.
  • In diesem Fall stellen Id*(n) und Iq*(n) (n = 1 bis k) den d-Achsen-Stromstellgrößenwert bzw. den q-Achsen-Stromstellgrößenwert auf der d-q-Koordinatenachse dar, die aus einer d-Achse und einer q-Achse gebildet wird, die in jeder der an dieselbe Sekundärwicklungsgruppe SDW angeschlossenen Wandlerzellen 30Xn orthogonal zueinander stehen. Wenn eine d-q-Umkehrumwandlung unter Verwendung einer Spannungsphase θ der dreiphasigen Wechselstromleistungsversorgung 101 durchgeführt wird, entspricht der q-Achsen-Strom einer Achse, die der Wirkleistung entspricht, und der d-Achsen-Strom einer Achse, die der Blindleistung entspricht. Daher wird der d-Achsen-Stromstellgrößenwert als Stellgrößenwert des Blindstroms auf Null gesetzt, um den Leistungsfaktor auf 1 (Id*(n) = 0) zu setzen. Außerdem werden die d-q-Umrechnung und die d-q-Umkehrumrechnung in der Koordinatenumwandlungseinheit 616 bzw. der Koordinatenumkehrumwandlungseinheit 619 durchgeführt.
  • Bei der Berechnung der PI-Steuerung berechnet die PI-Steuereinheit 614 einen q-Achsen-Stromstellgrößenwert Iq*(n), um die Abweichung ΔVdc zu minimieren. Die rückwirkungsfreie Steuereinheit 615 unterzieht den q-Achsen-Stromstellgrößenwert und den d-Achsen-Stromstellgrößenwert einer rückwirkungsfreien Berechnung, um die Wechselwirkung zwischen dem q-Achsen-Strom und dem d-Achsen-Strom durch die Induktivitätskomponente zu korrigieren, die in der dreiphasigen Wechselstromleistungsversorgung 101, dem Transformator 20 und dergleichen vorhanden ist.
  • Insbesondere kompensiert die rückwirkungsfreie Steuereinheit 615 die Abweichung, die zwischen dem tatsächlich fließenden Strom und dem Stromstellgrößenwert in der Wandlerzelle auftritt und die durch die oben erwähnte Induktivitätskomponente in Bezug auf die Wandlerzelle 30Xn verursacht wird. Die rückwirkungsfreie Berechnung wird so durchgeführt, dass Kdcp x Id*(n) zum q-Achsen-Stromstellgrößenwert Iq*(n) addiert und Kdcp x Iq*(n) vom d-Achsen-Stromstellgrößenwert Id*(n) subtrahiert wird. Eine solche rückwirkungsfreie Berechnung ermöglicht die Unterdrückung der stetigen Wechselwirkung zwischen dem q-Achsen-Strom und dem d-Achsen-Strom durch die Induktivitätskomponente. Darüber hinaus zeigt Kdcp eine Steuerverstärkung der rückwirkungsfreien Steuerung.
  • Als Ergebnis erhält man die Stellgrößenwerte des d-Achsen-Stroms und des q-Achsen-Stroms bezogen auf den positiven Phasenstrom durch die folgenden Gleichungen (1) und (2). ldpos* ( n ) = ld* ( n ) − Kdcp × lq * ( n )
    Figure DE112018007252T5_0001
     lqpos* ( n ) = lq* ( n ) + Kdcp × ld * ( n )
    Figure DE112018007252T5_0002
  • Die Stromstellgrößenwerte Idpos*(n) und Iqpos*(n) der positiven Phase entsprechen jeweils dem Stromstellgrößenwert zur Steuerung der Gleichspannung Vdc(Xn) jeder Wandlerzelle 30Xn, der auf den Spannungsstellgrößenwert Vdc* einzustellen ist (d.h. zur Steuerung der Spannung zwischen den Gleichstromanschlüssen 102P und 102N, die auf einen Vollspannungsstellgrößenwert einzustellen ist), in dem Zustand, in dem der Leistungsfaktor des Leistungsversorgungsstroms auf der Primärseite des Transformators 20 auf 1,0 eingestellt ist.
  • In der vorliegenden Ausführungsform wird ferner eine „Zwischenphasen-Spannungsausgleichssteuerung“ zum Ausgleichen der Gleichspannung Vdc(Xn) zwischen drei Wandlerzellen 30, die an dieselbe Sekundärwicklungsgruppe SDW angeschlossen sind, durchgeführt. Bei der Zwischenphasen-Spannungsausgleichssteuerung werden die Stellgrößenwerte des d-Achsen-Stroms und des q-Achsen-Stroms, die sich auf einen negativen Phasenstrom beziehen, auf der Grundlage negativer Phasenstromstellgrößenwerte ineg*(Rn), ineg*(Sn) und ineg*(Tn) (n = 1 bis k) erzeugt, die von einer in 7 gezeigten Zwischenphasen-Spannungsausgleichssteuereinheit 630 berechnet werden.
  • Unter Bezugnahme auf 7 beinhaltet die Zwischenphasen-Spannungsausgleichssteuereinheit 630 eine Berechnungseinheit für den gleitenden Mittelwert 631, Mittelwertberechnungseinheiten 632 bis 634, Proportional-Integral-(PI)-Steuereinheiten 635 bis 637, eine Wechselstromsignalerzeugungseinheit 638 und eine Signalerzeugungseinheit 639. Die Zwischenphasen-Spannungsausgleichssteuereinheit 630 berechnet die negativen Phasenstromstellgrößenwerte ineg*(Rn), ineg*(Sn) und ineg*(Tn) (n = 1 bis k) der jeweiligen Phasen (der R-Phase, der S-Phase und der T-Phase) derselben Sekundärwicklungsgruppe SDW.
  • Die Berechnungseinheit für den gleitenden Mittelwert 631 berechnet die jeweiligen gleitenden Mittelwerte der Gleichspannungen Vdc(Xn) an drei Wandlerzellen 30, die an dieselbe Sekundärwicklungsgruppe SDW angeschlossen sind. Infolgedessen werden die gleitenden Mittelwertspannungen Vdc(Rn)MA, Vdc(Sn)MA und Vdc(Tn)MA so berechnet, dass sie jeweils den Wandlerzellen der R-Phase, der S-Phase und der T-Phase entsprechen.
  • Die Mittelwertberechnungseinheit 632 berechnet einen Mittelwert der gleitenden Mittelwertspannung Vdc(Sn)MA der S-Phase und der gleitenden Mittelwertspannung Vdc(Tn)MA der T-Phase. Außerdem wird die Spannungsabweichung des von der Mittelwertberechnungseinheit 632 berechneten Mittelwerts in Bezug auf die gleitende Mittelwertspannung Vdc(Rn)MA der R-Phase berechnet und in die Proportional-Integral (PI)-Steuereinheit 635 eingegeben. Die PI-Steuereinheit 635 berechnet die Amplitude des negativen Phasenstromstellgrößenwerts in Bezug auf die R-Phase, um die Spannungsabweichung auf Null zu setzen.
  • Die Wechselstromsignalerzeugungseinheit 638 multipliziert die von der PI-Steuereinheit 635 berechnete Amplitude mit jedem der Wechselstrom-Signale sigR, sigS und sigT von der Signalerzeugungseinheit 639, um dadurch die negativen Phasenstromstellgrößenwerte von drei Phasen in Bezug auf die R-Phase zu berechnen. Die Signalerzeugungseinheit 639 erzeugt die Wechselstromsignale sigR, sigS und sigT basierend auf der Spannungsphase θ der dreiphasigen Wechselstromleistungsversorgung 110. Das Wechselstromsignal sigR ist ein sinusförmiges Signal, das eine Amplitude von 1 hat und in Phase mit der Spannungsphase θ ist (sigR = sinθ). Andererseits ist das Wechselstromsignal sigS ein sinusförmiges Signal, das eine Amplitude von 1 hat und um 120 Grad phasenverschoben zu sigR ist (sigS = sin (θ - 120°)). Im Gegensatz dazu ist das Wechselstromsignal sigT ein sinusförmiges Signal mit einer Amplitude von 1, das in der Phase um 120 Grad gegenüber sigR voraus ist (sigT = sin (θ + 120°)).
  • Der negative Phasenstrom in Bezug auf die R-Phase bedeutet einen negativen Phasenstrom mit einer R-Phasen-Komponente, die mit der R-Phasen-Spannung der dreiphasigen Wechselstromleistungsversorgung 101 in Phase ist. Außerdem wird die S-Phase gegenüber der R-Phase um 120° in der Phase vorverlegt und die T-Phase gegenüber der R-Phase um 120° in der Phase verzögert. Somit ist der negative Phasenstromstellgrößenwert in Bezug auf die R-Phase in Phase mit der Wechselstromleistungsversorgungsspannung (R-Phasen-Spannung) in der R-Phase und unterscheidet sich in der Phase um 120° von den Wechselstrom leistungsversorgungsspannungen (der S-Phasen-Spannung und der T-Phasen-Spannung) in der S-Phase und der T-Phase.
  • Dementsprechend wirkt der negative Phasenstromstellgrößenwert in Bezug auf die R-Phase so, dass in der R-Phase Wirkleistung mit einem Leistungsfaktor von 1,0 (in der Zuflussrichtung) und in der S-Phase und der T-Phase Wirkleistung mit einem Leistungsfaktor von jeweils 0,5 (in der Abflussrichtung) erzeugt wird. Dies entspricht dem Zustand, in dem die aus der S-Phase und der T-Phase ausfließende Wirkleistung in die R-Phase fließt.
  • Wenn die gleitende Mittelwertspannung Vdc(Rn)MA in der R-Phase kleiner wird als der Mittelwert von Vdc(Sn)MA in der S-Phase und Vdc(Tn)MA in der T-Phase, erhöht die PI-Steuereinheit 635 die Amplitude des negativen Phasenstroms in Bezug auf die R-Phase (in der +-Richtung ). Dabei kann der negative Phasenstromstellgrößenwert so eingestellt werden, dass die Wirkleistung, die aus jeder der an die S-Phase und die T-Phase der gleichen Sekundärwicklungsgruppe SDW angeschlossenen Wandlerzellen 30 herausfließt, in die an die R-Phase angeschlossene Wandlerzelle 30 fließt. Auf diese Weise kann die Gleichspannung Vdc(Xn) zwischen drei an die R-Phase, die S-Phase und die T-Phase derselben Sekundärwicklungsgruppe SDW angeschlossenen Wandlerzellen 30 ausgeglichen werden.
  • Auch in der S-Phase berechnen die Mittelwertberechnungseinheit 633 und die Pl-Steuereinheit 636 die Amplitude des negativen Phasenstromstellgrößenwerts in Bezug auf die S-Phase, um die Spannungsabweichung des Mittelwerts der gleitenden Mittelwertspannungen Vdc(Tn)MA und Vdc(Rn)MA in der jeweiligen T-Phase und R-Phase in Bezug auf die gleitende Mittelwertspannung Vdc(Sn)MA in der S-Phase auf Null zu setzen Darüber hinaus multipliziert die Wechselstromsignalerzeugungseinheit 638 die von der PI-Steuereinheit 636 berechnete Amplitude mit jedem der Wechselstromsignale sigR, sigS und sigT, wodurch der negative Phasenstromstellgrößenwert in Bezug auf die S-Phase berechnet wird.
  • In ähnlicher Weise wird auch in der T-Phase die von der Mittelwertberechnungseinheit 634 und der PI-Steuereinheit 637 berechnete Amplitude des negativen Phasenstromstellgrößenwerts in Bezug auf die T-Phase mit jedem der Wechselstromsignale sigR, sigS und sigT multipliziert, wodurch der negative Phasenstromstellgrößenwert in Bezug auf die T-Phase berechnet wird.
  • Die Wechselstromsignalerzeugungseinheit 638 summiert die negativen Phasenstromstellgrößenwerte in Bezug auf die R-Phase, die S-Phase und die T-Phase, um dadurch die negativen Phasenstromstellgrößenwerte ineg*(Rn), ineg*(Sn) und ineg*(Tn) (n = 1 bis k) der jeweiligen Phasen zu berechnen.
  • Nochmals Bezug nehmend auf 6, führt die Koordinatenumwandlungseinheit 616 die d-q-Umwandlung unter Verwendung der Spannungsphase θ der dreiphasigen Wechselstromleistungsversorgung 101 durch, und zwar für die negativen Phasenstromstellgrößenwerte ineg*(Rn), ineg*(Sn) und ineg*(Tn) der drei Phasen, die durch die Zwischenphasen-Spannungsausgleichssteuereinheit 630 erhalten werden. Dadurch wird ein d-Achsen-Stromstellgrößenwert Idneg*(n) und ein q-Achsen-Stromstellgrößenwert Iqneg*(n) in Bezug auf den Negativphasenstrom erhalten.
  • Die Spannungsphase θ ist eine Spannungsphase der dreiphasigen Wechselstromleistungsversorgung 101. Zum Beispiel wird der Erfassungswert der dreiphasigen Wechselspannung der Wechselstromleistungsversorgung 101 in die Steuerschaltung 400 eingegeben, um ein Phasensynchronisationssignal durch eine Phasenregelschleife (PLL) und dergleichen in der Steuerschaltung 400 zu erzeugen, mit dem Ergebnis, dass ein periodisches Signal mit der Spannungsphase θ erhalten werden kann.
  • Die Additionseinheit 617 addiert die d-Achsen-Stromstellgrößenwerte des positiven Phasenstroms und des negativen Phasenstroms, um dadurch einen d-Achsen-Stromstellgrößenwert Idc*(n) zu berechnen. In ähnlicher Weise addiert die Additionseinheit 618 die q-Achsen-Stromstellgrößenwerte für den positiven Phasenstrom und den negativen Phasenstrom, um dadurch einen q-Achsen-Stromstellgrößenwert lqc*(n) zu berechnen.
  • Die Koordinatenumkehrumwandlungseinheit 619 führt die d-q-Umkehrumwandlung unter Verwendung der Spannungsphase θ der dreiphasigen Wechselstromleistungsversorgung 101 für die wie oben beschrieben berechneten d-Achsen-Stromstellgrößenwerte Idc*(n) und lqc*(n) durch, um dadurch die Stromstellgrößenwerte ic0*(Rn), ic0*(Sn) und ic0*(Tn) (n = 1 bis k) der jeweiligen Phasen (der R-Phase, der S-Phase und der T-Phase) derselben Sekundärwicklungsgruppe SDW zu berechnen. Durch die Durchführung der Dreiphasenumwandlung in Bezug auf die oben erwähnte Spannungsphase θ werden die Stromstellgrößenwerte ic0*(Rn), ic0*(Sn) und ic0*(Tn) als Wechselspannungen der R-Phase, der S-Phase und der T-Phase der Wechselstrom leistungsversorgung 101 erzeugt, d.h. als sinusförmige Ströme, deren Frequenz gleich der Primärseite des Transformators 20 ist.
  • Wie in 5 dargestellt, werden die von der Vollspannungssteuereinheit 610 berechneten Stromstellgrößenwerte ic0*(Rn), ic0*(Sn) und ic0*(Tn) der drei Phasen in die Wechselstromsteuereinheit 620 eingegeben. Der in der Figur gezeigte Stromstellgrößenwert ic0*(Xn) zeigt ausführlich ic0*(Rn) der R-Phase, ic0*(Sn) der S-Phase und ic0*(Tn) der T-Phase an. Der Wechselstrom ic(Xn) der Wandlerzelle 30Xn wird gemäß dem Stromstellgrößenwert ic0*(Xn) gesteuert. Darüber hinaus kann die Wechselstromsteuereinheit 620 den Wechselstrom ic(Xn) unter Verwendung der Eingabe von der Stromüberlagerungseinheit für die dritte Harmonische 650 gemäß dem Wechselstromstellgrößenwert steuern, der durch Überlagerung des sinusförmigen Stroms mit der dritten Harmonischen erhalten wird.
  • 8 ist ein funktionales Blockdiagramm, das die Konfiguration der Wechselstromsteuereinheit 620 veranschaulicht. Unter Bezugnahme auf 8 beinhaltet die Wechselstromsteuereinheit 620 eine Additionseinheit 622, eine Abweichungsberechnungseinheit 623, eine Proportionalsteuereinheit 625 und eine Subtraktionseinheit 626. Darüber hinaus sind die Stromstellgrößenwerte ic0*(Rn), ic0*(Sn) und ic0*(Tn) jeweils ein sinusförmiger Strom, der durch d-q-Umkehrumwandlung unter Verwendung der Spannungsphase θ der dreiphasigen Wechselstromleistungsversorgung 101 erhalten wird. In der folgenden Beschreibung wird daher der Stromstellgrößenwert ic0*(Xn) auch als sinusförmiger Stromstellgrößenwert ic0*(Xn) bezeichnet.
  • In jeder der Phasen addiert die Additionseinheit 622 einen Stromstellgrößenwert der dritten Harmonischen ithi*(n), der für jede Sekundärwicklungsgruppe SDW eingestellt und von der Stromüberlagerungseinheit für die dritte Harmonische 650 erhalten wird, zum sinusförmigen Stromstellgrößenwert ic0*(Xn) als eine Grundwellenkomponente.
  • 9 ist ein funktionales Blockdiagramm, das die Konfiguration der Stromüberlagerungseinheit für die dritte Harmonische 650 veranschaulicht. Unter Bezugnahme auf 9 beinhaltet die Stromüberlagerungseinheit für die dritte Harmonische 650 eine Tangentenumkehrfunktionsberechnungseinheit 651, Multiplikationseinheiten 652, 654, 657, eine Tangentenfunktionsberechnungseinheit 653, eine Koordinatenumkehrumwandlungseinheit 655 und eine Verstärkungsmultiplikationseinheit 656.
  • Die Tangentenumkehrfunktionsberechnungseinheit 651 berechnet eine Tangentenumkehrfunktion von tanϕ für jeden Steuerungszyklus. In diesem Fall wird tanϕ durch die folgende Gleichung (3) unter Verwendung des d-Achsen-Stromstellgrößenwerts Idc*(n) und des q-Achsen-Stromstellgrößenwerts lqc*(n) dargestellt, die von der Vollspannungssteuereinheit 610 berechnet werden (6). tan ϕ = ldc * ( n ) / lqc * ( n )
    Figure DE112018007252T5_0003
  • Dementsprechend entspricht die Ausgabe der Tangentenumkehrfunktionsberechnungseinheit 651 der Abweichung der Phase des Stromstellgrößenwerts ic0*(Xn) in Bezug auf die Spannungsphase der dreiphasigen Wechselspannungsquelle/Wechselstromleistungsversorgung 101. Wenn die Phase der dritten harmonischen Komponente um die gleiche Abweichung der Phase des Stromstellgrößenwerts ic0*(Xn) in Bezug auf die Spannungsphase der dreiphasigen Wechselspannungsquelle 101 verschoben wird, ist eine dreifach größere Anfangsphase in Bezug auf die dritte Harmonische erforderlich. Daher multipliziert die Multiplikationseinheit 652 die durch die Tangentenumkehrfunktionsberechnungseinheit 651 erhaltene Phase (tan-1ϕ) mit 3. Basierend auf der Ausgabe der Multiplikationseinheit 652 gibt die Tangentenfunktionsberechnungseinheit 653 den Wert aus, der dem Verhältnis zwischen der d-Achsen-Komponente und der q-Achsen-Komponente der dritten Harmonischen in Synchronisation mit der Anfangsphase der Grundwellenkomponente entspricht.
  • Die Multiplikationseinheit 654 multipliziert den q-Achsen-Stromstellgrößenwert lqc*(n) mit dem Ausgabewert der Tangentenfunktionsberechnungseinheit 653, um einen d-Achsen-Stromstellgrößenwert der dritten Harmonischen zu erzeugen. Andererseits wird der q-Achsen-Stromstellgrößenwert der dritten Harmonischen durch den oben erwähnten q-Achsen-Stromstellgrößenwert lqc*(n) festgelegt. Dadurch erhält die Multiplikationseinheit 654 den Wert der d-Achsen-Komponente, der für die Ableitung der dritten Harmonischen erforderlich ist, wenn der q-Achsen-Stromstellgrößenwert lqc*(n) festgelegt ist.
  • Die Koordinatenumkehrumwandlungseinheit 655 führt eine d-q-Umkehrumwandlung unter Verwendung von 3θ durch, die durch die Multiplikationseinheit 657 erhalten wird, und sich mit der Frequenz ändert, welche dreimal so groß ist wie die Phase der Grundwelle, die in der Koordinatenumwandlungseinheit 616 und der Koordinatenumkehrumwandlungseinheit 619 verwendet wird, und erzeugt dadurch ein Signal der dritten Harmonischen synchron mit der Anfangsphase der Grundwelle. Wie im Stand der Technik bekannt ist, ist die dritte Harmonische des dreiphasigen Wechselstroms ein den Phasen gemeinsames Signal. Die Verstärkungsmultiplikationseinheit 656 multipliziert das durch die Koordinatenumkehrumwandlungseinheit 655 erhaltene Signal der dritten Harmonischen mit einer vorgegebenen Verstärkung Kthi, um dadurch den Stromstellgrößenwert der dritten Harmonischen ithi*(n) zu berechnen.
  • Wenn der Absolutwert der Verstärkung Kthi übermäßig groß ist, wird die Amplitude des Wechselstroms ic(Xn) erhöht, was zu einem schädlichen Einfluss wie z.B. einem erhöhten Verlust führen kann. Daher wird die Verstärkung Kthi im Voraus auf einen Wert eingestellt, um die Amplitude des Stromstellgrößenwerts ithi*(n) der dritten Harmonischen zu erreichen. Beispielsweise ist es vorzuziehen, dass die Verstärkung Kthi auf einen Wert eingestellt wird, bei dem die Amplitude des Stroms der dritten Harmonischen 0,1- bis 0,3-mal so groß ist wie die Amplitude der Grundwellenkomponente.
  • Unter erneuter Bezugnahme auf 8 addiert die Additionseinheit 622 den Stromstellgrößenwert der dritten Harmonischen ithi*(n) zu einem sinusförmigen Stromstellgrößenwert ic0*(Xn) jeder Phase, um dadurch einen Wechselstromstellgrößenwert ic*(Xn) zu berechnen. Wie oben beschrieben, ist der Stromstellgrößenwert der dritten Harmonischen ithi*(n) den Sekundärwicklungsgruppen SDWn (n: 1 bis k) gemeinsam.
  • 10 zeigt ein konzeptionelles Wellenformdiagramm, das die Überlagerung der dritten Harmonischen auf den Wechselstromstellgrößenwert zeigt.
  • Unter Bezugnahme auf 10 tritt durch Addition des Stromstellgrößenwerts der dritten Harmonischen ithi*(n) eine durch die Überlagerung der dritten Harmonischen verursachte Verzerrung im Wechselstromstellgrößenwert ic*(Xn) auf. Durch diese Verzerrung kann am und um den Nulldurchgangspunkt eine Zeitperiode mit einer bestimmten Länge bereitgestellt werden, während der der Strom nahe Null ist. Infolgedessen kann durch Anwendung einer Schaltungskonfiguration, bei der der tatsächlich durch die Wandlerzelle 30 fließende Strom zwangsweise auf Null gesetzt wird, wenn der Wechselstromstellgrößenwert ic*(Xn) und die Wechselspannung vac(Xn) der Wandlerzelle 30Xn gegeneinander phasenverschoben sind, die Stromabweichung am und um den Nulldurchgangspunkt automatisch verringert werden. Wenn z.B. die Konfiguration des Vienna-Gleichrichters auf die Konfiguration der Wandlerzelle 30 angewendet wird, wie in 4 dargestellt, kann der oben erwähnte Effekt erreicht werden. Dadurch kann die Stromverzerrung in der Wandlerzelle 30 reduziert werden.
  • Hinsichtlich der dritten harmonischen Komponenten, die den jeweiligen Wechselstromstellgrößenwerten ic*(Rn), ic*(Sn) und ic*(Tn) von drei Phasen überlagert sind, ist die Gesamtsumme dieser dritten harmonischen Komponenten von drei Phasen immer Null, da die Primärwicklungen dreiphasig im Stern geschaltet sind. Es wird also kein Einfluss auf den Leistungsversorgungsstrom in der dreiphasigen Wechselstrom leistungsversorgung 101 ausgeübt.
  • Wieder bezogen auf 8 berechnet die Abweichungsberechnungseinheit 623 eine Stromabweichung Δic(Xn) zwischen dem Wechselstromstellgrößenwert ic*(Xn) und dem tatsächlichen Wechselstrom ic(Xn) (Δic(Xn) = ic*(Xn) - ic(Xn)) für die Wandlerzelle 30Xn.
  • Die Proportionalsteuereinheit 625 berechnet einen Spannungssteuerwert vcm(Xn) durch P-Steuerberechnung, um die Stromabweichung Δic(Xn) auf Null zu setzen. Die Subtraktionseinheit 626 subtrahiert von der Wechselspannung vac(Xn) den von der Proportionalsteuereinheit 625 berechneten Spannungssteuerwert vcm(Xn), um dadurch einen Wechselspannungsstellgrößenwert vc0*(Xn) zu berechnen.
  • Es wird davon ausgegangen, dass der Wechselspannungsstellgrößenwert vc0*(Xn) durch Korrektur der Wechselspannung vac(Xn) unter Verwendung des Spannungssteuerwertes vcm(Xn) zur Steuerung des Wechselstroms ic(Xn) erzeugt wird, der auf den Wechselstromstellgrößenwert ic*(Xn) einzustellen ist. Dadurch kann der durch die Impedanzkomponente des Transformators 20 verursachte Einfluss kompensiert und die Phase des Wechselstroms ic(Xn) so gesteuert werden, dass jede Phasenspannung der Wechselstromleistungsversorgung 101 und jeder Phasenleistungsversorgungsstrom phasengleich miteinander synchronisiert sind. Außerdem kann die Amplitude des Wechselstroms ic(Xn) so gesteuert werden, dass sie gleich der Amplitude des Wechselstromstellgrößenwerts ic*(Xn) wird. Die Amplitude des Wechselstromstellgrößenwertes ic*(Xn) dient zur Steuerung der Gleichspannung Vdc(Xn), die auf den Spannungsstellgrößenwert Vdc* eingestellt wird.
  • Unter Bezugnahme auf 5 kann der Wechselspannungsstellgrößenwert vc0*(Xn), der von der Wechselstromsteuereinheit 620 berechnet wird, von der zellinternen Spannungsausgleichssteuereinheit 640 weiter korrigiert werden, so dass ein Gleichgewicht zwischen den Kondensatorspannungen Vcp(Xn) und Vcn(Xn) in der Wandlerzelle 30Xn erreicht wird.
  • 11 ist ein funktionales Blockdiagramm, das die Konfiguration der zellinternen Spannungsausgleichssteuereinheit 640 veranschaulicht. Unter Bezugnahme auf 11 beinhaltet die zellinterne Spannungsausgleichssteuereinheit 640 eine Abweichungsberechnungseinheit 641, eine PI-Steuereinheit 642 und eine Subtraktionseinheit 643.
  • Die Abweichungsberechnungseinheit 641 berechnet eine Kondensatorspannungsdifferenz Vcdf(Xn), die eine Spannungsdifferenz zwischen den Kondensatorspannungen Vcp(Xn) und Vcn(Xn) in der Wandlerzelle 30Xn ist (Vcdf(Xn) = Vcp(Xn) - Vcn(Xn)).
  • Die PI-Steuereinheit 642 berechnet einen Gleichgewichtskorrekturwert Vbr(Xn) durch PI-Steuerberechnung auf der Grundlage der Kondensatorspannungsdifferenz Vcdf(Xn). Die Subtraktionseinheit 643 subtrahiert den Gleichgewichtskorrekturwert Vbr(Xn) vom Wechselspannungsstellgrößenwert vc0*(Xn), der von der Wechselstromsteuereinheit 620 erhalten wird, und berechnet dadurch einen endgültigen Wechselspannungsstellgrößenwert vc*(Xn).
  • Der Wechselspannungsstellgrößenwert vc0*(Xn) ist eine sinusförmige Spannung, deren Mittelwert Null ist, während der Wechselspannungsstellgrößenwert vc*(Xn) äquivalent mit einer Gleichspannungs-Fehlerkomponente addiert wird, die dem Gleichgewichtskorrekturwert Vbr(Xn) entspricht. Diese Gleichspannungs-Fehlerkomponente kann eine Differenz zwischen den Ladezeitperioden der Kondensatoren CP und CN in der Wandlerzelle 30Xn verursachen. Mit anderen Worten, wird der Gleichgewichtskorrekturwert Vbr(Xn) so berechnet, dass zum Wechselspannungsstellgrößenwert vc0*(Xn) der Gleichspannungsfehler addiert wird, der die Ladezeitperiode des Kondensators CP verringert und die Ladezeitperiode des Kondensators CN erhöht, wenn Vcdf(Xn) > 0 (Vcp(Xn) > Vcn(Xn)). Durch Bereitstellung einer solchen Differenz zwischen den Ladezeitperioden kann die Spannungsdifferenz zwischen den Kondensatorspannungen Vcp(Xn) und Vcn(Xn) aufgehoben werden.
  • Unter Bezugnahme auf 5 wird der endgültige Wechselspannungsstellgrößenwert vc*(Xn), der von der zellinternen Spannungsausgleichssteuereinheit 640 berechnet wird, von der Spannungssteuereinheit 600 an die Modulationseinheit 500 übertragen. Beispielsweise erzeugt die Modulationseinheit 500 durch Pulsbreitenmodulationssteuerung (PWM-Steuerung) gemäß dem Vergleich zwischen der Trägerwelle und dem Wechselspannungsstellgrößenwert Treibersteuersignale Qa(Xn) und Qb(Xn) zur Steuerung der Halbleiterschaltelemente SWa bzw. SWb, die in der Wandlerzelle 30Xn ein- und ausgeschaltet werden sollen.
  • 12 ist ein funktionales Blockdiagramm, das ein Konfigurationsbeispiel der Modulationseinheit 500 zeigt. Unter Bezugnahme auf 12 enthält die Modulationseinheit 500 eine Divisionseinheit 510, eine Multiplikationseinheit 512 und die Signalerzeugungseinheiten 514a und 514b.
  • Die Divisionseinheit 510 dividiert den Wechselspannungsstellgrößenwert vc*(Xn) durch die Gleichspannung Vdc(Xn), um einen normierten Wechselspannungsstellgrößenwert vac*(Xn) zu berechnen. In Anbetracht der Tatsache, dass die Spannung, die zwischen den Wechselstromknoten INA und INB ausgegeben werden kann, in der Wandlerzelle 30Xn von -Vdc(Xn) bis Vdc(Xn) reicht, bewirkt die Division durch die Gleichspannung Vdc(Xn) eine Normierung für den Spannungsvergleich zwischen Trägerwellen CWA und CWB, bei denen die Breite zwischen dem Maximalwert und dem Minimalwert jeweils 1 beträgt.
  • Die Multiplikationseinheit 512 multipliziert den Wechselspannungsstellgrößenwert vac*(Xn), der durch die Divisionseinheit 510 normiert ist, mit „-1“. Daraus ergibt sich ein Wechselspannungsstellgrößenwert /vac*(Xn), der eine Umkehrung des Wechselspannungsstellgrößenwertes vac*(Xn) ist.
  • Die Signalerzeugungseinheit 514a erzeugt ein Treibersteuersignal Qa(Xn) gemäß dem Spannungsvergleich zwischen dem Wechselspannungsstellgrößenwert vac*(Xn) und jeder der Trägerwellen CWA und CWB. In ähnlicher Weise erzeugt die Signalerzeugungseinheit 514b ein Treibersteuersignal Qb(Xn) gemäß dem Spannungsvergleich zwischen dem Wechselspannungsstellgrößenwert /vac*(Xn) und jeder der Trägerwellen CWA und CWB.
  • 13 zeigt ein Betriebswellenformdiagramm der Signalerzeugungseinheiten 514a und 514b. Zum besseren Verständnis der Erklärung zeigt 13 ein Beispiel für den Fall, dass der Gleichgewichtskorrekturwert Vbr(Xn) = 0 ist und die Wechselspannungsstellgrößenwerte vac*(Xn) und /vac*(Xn) jeweils eine Sinuswelle sind.
  • Gemäß 13 hat die Trägerwelle CWA einen Spannungswert, der sich in einem positiven Spannungsbereich, d.h. in einem Bereich des normierten Spannungswertes von 0 bis 1,0, zyklisch ändert. Dagegen hat die Trägerwelle CWB einen Spannungswert, der sich zyklisch in einem negativen Spannungsbereich, d.h. in einem Bereich des normierten Spannungswertes von 0 bis -1,0, ändert. Die Frequenzen der Trägerwellen CWA und CWB (im Folgenden auch als eine „Trägerfrequenz“ bezeichnet) entsprechen den Schaltfrequenzen der Halbleiterschaltelemente SWa und SWb.
  • Beispielsweise kann als Trägerwelle CWA und CWB jeweils eine Dreieckwelle verwendet werden. Im Beispiel in 13 ist die Trägerwelle CWA eine Dreieckswelle mit einem Offset von 0,5 und einer Amplitude von 0,5, während die Trägerwelle CWB eine Dreieckswelle mit einem Offset von -0,5 und einer Amplitude von 0,5 ist.
  • In einem Bereich, in dem der Wechselspannungsstellgrößenwert vac*(Xn) > 0 ist, setzt die Signalerzeugungseinheit 514a das Treibersteuersignal Qa(Xn) auf eine logisch hohe Stufe (im Folgenden auch einfach als „H-Stufe“ bezeichnet), wenn der Wechselspannungsstellgrößenwert vac*(Xn) niedriger ist als die Spannung der Trägerwelle CWA, und setzt das Treibersteuersignal Qa(Xn) auf eine logisch niedrige Stufe (im Folgenden auch einfach als „L-Stufe“ bezeichnet), wenn der Wechselspannungsstellgrößenwert vac*(Xn) höher ist als die Spannung der Trägerwelle CWA.
  • Im Gegensatz dazu wird in dem Bereich, in dem der Wechselspannungsstellgrößenwert vac*(Xn) < 0 ist, das Treibersteuersignal Qa(Xn) auf eine H-Stufe gesetzt, wenn der Wechselspannungsstellgrößenwert vac*(Xn) höher als die Spannung der Trägerwelle CWB ist, während das Treibersteuersignal Qa(Xn) auf eine L-Stufe gesetzt wird, wenn der Wechselspannungsstellgrößenwert vac*(Xn) niedriger als die Spannung der Trägerwelle CWB ist.
  • In ähnlicher Weise setzt die Signalerzeugungseinheit 514b in dem Bereich, in dem der Wechselspannungsstellgrößenwert /vac*(Xn) < 0 ist, das Treibersteuersignal Qb(Xn) auf eine H-Stufe, wenn der Wechselspannungsstellgrößenwert /vac*(Xn) höher als die Spannung der Trägerwelle CWB ist, und setzt das Treibersteuersignal Qb(Xn) auf eine L-Stufe, wenn der Wechselspannungsstellgrößenwert /vac*(Xn) niedriger als die Spannung der Trägerwelle CWB ist.
  • Darüber hinaus wird in dem Bereich, in dem der Wechselspannungsstellgrößenwert /vac*(Xn) > 0 ist, das Treibersteuersignal Qb(Xn) auf eine H-Stufe gesetzt, wenn der Wechselspannungsstellgrößenwert /vac*(Xn) niedriger als die Spannung der Trägerwelle CWA ist, während das Treibersteuersignal Qb(Xn) auf eine L-Stufe gesetzt wird, wenn der Wechselspannungsstellgrößenwert /vac*(Xn) höher als die Spannung der Trägerwelle CWA ist.
  • Die Treiberschaltung 420 schaltet das Halbleiterschaltelement SWa in der Wandlerzelle 30Xn ein, wenn das Treibersteuersignal Qa(Xn) auf einer H-Stufe ist, und schaltet das Halbleiterschaltelement SWa in der Wandlerzelle 30Xn aus, wenn das Treibersteuersignal Qa(Xn) auf einer L-Stufe ist. In ähnlicher Weise wird in der Wandlerzelle 30Xn das Halbleiterschaltelement SWb eingeschaltet, wenn das Treibersteuersignal Qb(Xn) auf einer H-Stufe ist, während das Halbleiterschaltelement SWb ausgeschaltet wird, wenn das Treibersteuersignal Qb(Xn) auf einer L-Stufe ist.
  • Im Schenkel 30a der in 4 dargestellten Wandlerzelle 30 ist bei eingeschaltetem Halbleiterschaltelement SWa der Wechselstrom knoten INA mit dem Sternpunktknoten Nnt des Reihenkondensators verbunden, und der Schenkel 30a gibt eine Nullspannung aus. Wenn dagegen das Halbleiterschaltelement SWa ausgeschaltet ist, erreicht die Spannung am Gleichstromknoten INA +Vcp(Xn) oder -Vcn(Xn) in Übereinstimmung mit der Strompolarität. In ähnlicher Weise wird im Schenkel 30b während der EIN-Periode des Halbleiterschaltelements SWb eine Nullspannung an den Wechselstromknoten INB ausgegeben, während die Spannung am Wechselstromknoten INB während der AUS-Periode des Halbleiterschaltelements SWb entsprechend der Strompolarität +Vcp(Xn) oder -Vcn(Xn) erreicht.
  • Wenn also die Halbleiterschaltelemente SWa und SWb so gesteuert werden, dass sie durch die in 13 dargestellte PWM-Steuerung ein- und ausgeschaltet werden, wird die Spannung zwischen den Wechselstromknoten INA und INB so gesteuert, dass sie sich gemäß dem Wechselspannungsstellgrößenwert vac*(Xn), der zur Steuerung des Wechselstroms ic(Xn) gemäß dem Wechselstromstellgrößenwert ic*(Xn) verwendet wird, ändert.
  • Infolgedessen können in der Wandlerzelle 30Xn der Leistungsumwandlungsvorrichtung 10 gemäß der ersten Ausführungsform Gleichspannung Vdc(Xn) und Wechselstrom ic(Xn) gemäß dem Stellgrößenwert gesteuert werden, wenn die Halbleiterschaltelemente SWa und SWb so gesteuert werden, dass sie ein- und ausgeschaltet werden.
  • Gemäß der Modulationseinheit 500 ist die harmonische Komponente, die in der Spannung zwischen den Wechselstromknoten INA und INB in einer Wandlerzelle 30Xn auftritt, dominant eine von der Trägerfrequenz abhängige Frequenzkomponente. Insbesondere treten Spannungsschwankungen in der Trägerfrequenz in der Ausgabe von jedem der Schenkel 30a und 30b auf, und in jeder Wandlerzelle 30Xn sind zwei Schenkel zur Umwandlung von einphasiger Wechselstromleistung angeordnet. Somit ist es verständlich, dass die dominante harmonische Komponente der Spannung zwischen den Wechselstromknoten INA und INB in der Wandlerzelle 30Xn eine Frequenz hat, die doppelt so hoch ist wie die Trägerfrequenz.
  • Darüber hinaus ist es in der Konfiguration mit zwei (k = 2) Sekundärwicklungsgruppen SDW, wie in 1 und 2 dargestellt, vorzuziehen, eine Phasendifferenz zwischen den Trägerwellen CWA und CWB zwischen den mit verschiedenen Sekundärwicklungsgruppen SDW verbundenen Wandlerzellen 30 vorzusehen.
  • 14 ist ein konzeptionelles Wellenformdiagramm zur Veranschaulichung einer Phasendifferenz, die in einer Trägerwelle zwischen den Sekundärwicklungsgruppen bereitgestellt wird.
  • Unter Bezugnahme auf 14 sind zwei Trägerwellen CWA und zwei Trägerwellen CWB vorgesehen, um jeweils zwei in 1 und 2 gezeigten Sekundärwicklungsgruppen SDW1 und SDW2 zu entsprechen. Zum Beispiel werden die Trägerwellen CWA1 und CWB1 von der Modulationseinheit 500 zur Steuerung der an die Sekundärwicklungsgruppe SDW1 angeschlossenen Wandlerzelle 30X1 verwendet. Die Trägerwellen CWA2 und CWB2 werden von der Modulationseinheit 500 zur Steuerung der Wandlerzelle 30X2 verwendet, die an die Sekundärwicklungsgruppe SDW2 angeschlossen ist.
  • In der gleichen Weise wie in 13 sind die Trägerwellen CWA1 und CWB1 in Phase, während die Trägerwellen CWA2 und CWB2 in Phase sind. Außerdem ist eine Phasendifferenz von 90° (π/2) zwischen den Trägerwellen CWA1 und CWA2 sowie zwischen den Trägerwellen CWB1 und CWB2 vorgesehen.
  • Auf diese Weise heben sich im Strom der Primärwicklungsgruppe PRW des Transformators 20 die Stromwelligkeiten, die sich aus der harmonischen Spannungskomponente zwischen den Wechselstromknoten INA und INB der Wandlerzelle 30Xn ergeben, gegenseitig auf. Infolgedessen hat die in der Primärwicklung von Transformator 20 auftretende Stromwelligkeit eine Frequenz, die sich durch Multiplikation der zweifach höheren Frequenz als die oben erwähnte Trägerfrequenz mit der Anzahl (k = 2) der vorgesehenen Sekundärwicklungsgruppen SDW ergibt, d.h. eine Frequenz, die viermal so hoch ist wie die Trägerfrequenz.
  • Wenn die Stromwelligkeit durch einen passiven Filter unterdrückt wird, kann die Stromwelligkeit durch einen kleinen passiven Filter unterdrückt werden, da die Impedanz leichter gewährleistet werden kann, je höher die Welligkeitsfrequenz ist. Auf diese Weise wird die oben beschriebene Phasendifferenz vorgesehen, um dadurch eine Verkleinerung des passiven Filters zu ermöglichen, welcher auf der Primärseite des Transformators 20 zur Unterdrückung der Stromwelligkeit in der Wechselstrom leistungsversorgung 101 angeordnet ist.
  • Die Phasendifferenz zwischen den in 14 dargestellten Trägerwellen kann in Übereinstimmung mit der optionalen Anzahl der vorgesehenen Sekundärwicklungsgruppen SDW mit jeweils einer R-Phase, einer S-Phase und einer T-Phase erhöht werden. Wie oben beschrieben, wird der Wechselspannungsstellgrößenwert vac*(Xn) von der Spannungssteuereinheit 600 für jede der drei an dieselbe Sekundärwicklungsgruppe SDW angeschlossenen Wandlerzellen 30, d.h. für jede Sekundärwicklungsgruppe SDW, berechnet. Dementsprechend können durch die Bereitstellung von k Trägerwellen CWA und k Trägerwellen CWB in Übereinstimmung mit der Anzahl k der bereitgestellten Sekundärwicklungsgruppen SDW sowie durch die Bereitstellung einer Phasendifferenz von (π/k) zwischen k Trägerwellen ähnliche Effekte erzielt werden.
  • Außerdem kann die Spannungssteuereinheit 600 durch die Vollspannungssteuereinheit 610 und die Wechselstromsteuereinheit 620 als Minimumsteuerfunktion in der in 6 gezeigten Steuerkonfiguration konfiguriert werden. In diesem Fall, ohne Bereitstellung der Koordinatenumwandlungseinheit 616 und der Additionseinheiten 617, 618 in 6, werden der d-Achsen-Stromstellgrößenwert Idpos*(n) und der q-Achsen-Stromstellgrößenwert Iqpos*(n) des positiven Phasenstroms der d-q-Umkehrumwandlung unterzogen, um dadurch den Wechselstromstellgrößenwert ic0*(Xn) zu berechnen. Darüber hinaus kann in 8 der Wechselspannungsstellgrößenwert vc0*(Xn) unter der Bedingung berechnet werden, dass ithi*(n) = 0 ist, d.h. ic*(Xn) = ic0*(Xn). In 11 kann unter der Bedingung, dass der Gleichgewichtskorrekturwert Vbr(Xn) = 0 ist, der Spannungsstellgrößenwert vc0*(Xn) ohne Änderung als Wechselspannungsstellgrößenwert vc*(Xn) in die Modulationseinheit 500 eingegeben werden. Dadurch wird eine Grundsteuerkonfiguration für jede Wandlerzelle 30Xn zur Steuerung der Gleichspannung Vdc(Xn), die auf den Spannungsstellgrößenwert Vdc* einzustellen ist, und zur Steuerung des Wechselstroms ic(Xn) gemäß dem Stromstellgrößenwert für einen Leistungsfaktor von 1,0 erreicht.
  • Durch Hinzufügen der Zwischenphasen-Spannungsausgleichssteuereinheit 630 zu der oben erwähnten Grundkonfiguration wird eine d-q-Umkehrumwandlung für d-q-Stromstellgrößenwerte Idc*(n) und lqc*(n) durchgeführt, zu denen die jeweiligen Negativphasen-Stromstellgrößenwerte Idneg*(n) und Iqneg*(n) addiert werden, um dadurch die Berechnung des Wechselstromstellgrößenwerts ic*(Xn) zu ermöglichen. Auf diese Weise kann die Gleichspannung Vdc(Xn) zwischen Wandlerzellen 30Xn, die an dieselbe Sekundärwicklungsgruppe SDW angeschlossen sind, ausgeglichen werden, d.h. zwischen der R-Phase, der S-Phase und der T-Phase.
  • Außerdem kann durch Hinzufügen der Stromüberlagerungseinheit für die dritte Harmonische 650 zur oben erwähnten Grundkonfiguration der Wechselstrom ic(Xn) entsprechend dem Wechselstromstellgrößenwert ic*(Xn), dem die dritte Harmonische überlagert wird, gesteuert werden. Dadurch kann in dem Fall, dass die Konfiguration eines Vienna-Gleichrichters auf die Wandlerzelle 30Xn angewendet wird, die Verzerrung im Leistungsversorgungsstrom reduziert werden.
  • Außerdem kann durch Hinzufügen der zellinternen Spannungsausgleichssteuereinheit 640 zur oben erwähnten Grundkonfiguration die Gleichspannungs-Fehlerkomponente zur Kompensation der Spannungsdifferenz zwischen den Kondensatorspannungen Vcp(Xn) und Vcn(Xn) (Gleichgewichtskorrekturwert Vbr(Xn)) im Wechselspannungsstellgrößenwert vc*(Xn) wiedergegeben werden. Dadurch können die Kondensatorspannungen Vcp(Xn) und Vcn(Xn) in jeder Wandlerzelle 30Xn ausgeglichen werden.
  • Auf diese Weise wird die Grundkonfiguration aus Vollspannungssteuereinheit 610 und Wechselstromsteuereinheit 620 um einen Teil oder die Gesamtheit der Zwischenphasen-Spannungsausgleichssteuereinheit 630, der zellinternen Spannungsausgleichssteuereinheit 640 und der Stromüberlagerungseinheit für die dritte Harmonische 650 erweitert, wodurch die Steuerfunktion verbessert werden kann.
  • Im Folgenden wird unter Bezugnahme auf 15 ein Konfigurationsbeispiel für eine Last erläutert, die an die Gleichstromanschlüsse 102P und 102N der Leistungsumwandlungsvorrichtung 10 angeschlossen ist.
  • Unter Bezugnahme auf 15 wird ein modularer Mehrstufenwandler (MMC) 70 für eine Motorantriebsvorrichtung an die Gleichstromanschlüsse 102P und 102N angeschlossen. Der MMC 70 wandelt die Gleichspannung (volle Spannung) an jedem der Gleichstromanschlüsse 102P und 102N in eine Wechselspannung um und liefert die umgewandelte Wechselspannung an einen Wechselstrommotor 80. Im Beispiel in 15 ist der Wechselstrommotor 80 ein Drehstrommotor und empfängt eine vom MMC 70 gelieferte dreiphasige Wechselspannung. Da die Leistungsumwandlung durch den MMC 70 mit allen bekannten Verfahren durchgeführt werden kann, wird auf eine detaillierte Beschreibung verzichtet.
  • Wie oben beschrieben, ermöglicht die Kombination von Leistungsumwandlungsvorrichtung 10 und MMC 70 gemäß der vorliegenden Ausführung die Unterstützung des Antriebs eines Hochspannungsmotors, der eine Vollspannung von 3 (kV) oder mehr erreicht, d.h. eine Netzspannung von 3 (kV) oder mehr. Insbesondere kann bei der Anwendung, bei der zum Antrieb eines Hochspannungsmotors keine Leistungsregeneration durch einen Lüfter, ein Gebläse oder dergleichen erforderlich ist, durch Anwendung der Wandlerzelle 30, auf die die in 3 gezeigte Konfiguration des Vienna-Gleichrichters angewendet wird, die Anzahl der Halbleiterschaltelemente in jeder Wandlerzelle 30 reduziert werden, so dass die Größe der Leistungsumwandlungsvorrichtung 10 verringert werden kann.
  • Zweite Ausführungsform
  • Die zweite Ausführungsform wird im Folgenden in Bezug auf eine Modifikation der Wandlerzelle 30 beschrieben.
  • 16 ist ein Schaltplan, der das erste Konfigurationsbeispiel einer Wandlerzelle gemäß der zweiten Ausführungsform zeigt. Eine Wandlerzelle 31 gemäß dem ersten Konfigurationsbeispiel der zweiten Ausführungsform beinhaltet unter Bezugnahme auf 16: zwischen den Gleichstromknoten OPTA und OPTB zwei parallel geschaltete Schenkel 31a und 31b; und die Kondensatoren CP und CN.
  • Im Gegensatz zu den Schenkeln 30a und 30b der Wandlerzelle 30 in 4 beinhalten die Schenkel 31a und 31b nicht die Dioden D5a, D6a bzw. D5b, D6b, sondern jeweils zwei Halbleiterschaltelemente. Konkret ist im Schenkel 31a das Halbleiterschaltelement SWa1 zwischen den Knoten N1a und N2a angeschlossen, während das Halbleiterschaltelement SWa2 zwischen den Knoten N2a und N3a angeschlossen ist. Ebenfalls ist in Schenkel 31b das Halbleiterschaltelement SWb1 zwischen die Knoten N1b und N2b geschaltet, während das Halbleiterschaltelement SWb2 zwischen die Knoten N2b und N3b geschaltet ist.
  • Auf die gleiche Weise wie in der Wandlerzelle 30 ist Knoten N4a mit Wechselstromknoten INA und Knoten N4b mit Wechselstromknoten INB verbunden. Außerdem sind die Knoten N2a und N2b elektrisch mit dem Sternpunktknoten Nnt des Reihenkondensators verbunden. Weiterhin sind die Spannungssensoren 131, 132 und der Stromsensor 133 in der gleichen Weise wie in Wandlerzelle 30 angeordnet (4).
  • Die Wandlerzelle 31 arbeitet als Dreistufengleichrichter, da die Schenkel 31a und 31b in der gleichen Weise wie in Wandlerzelle 30 jeweils Nullspannung ausgeben, wenn die Halbleiterschaltelemente SWa1, SWa2, SWb1 und SWb2 eingeschaltet sind. Die Wandlerzelle 31 kann anstelle der Wandlerzelle 30 in der Konfiguration in 1 angeordnet werden. Dementsprechend kann die Wandlerzelle 31Xn so angeordnet werden, dass sie der X-Phase (X = R, S oder T) und der n-ten (n: eine natürliche Zahl von 1 n k) sekundären Wicklungsgruppe entspricht.
  • 17 ist ein funktionales Blockdiagramm, das die Konfiguration einer Modulationseinheit 501 zur Steuerung der Wandlerzelle 31 veranschaulicht. In der Konfiguration in 5 ist die in 17 gezeigte Modulationseinheit 501 an Stelle der Modulationseinheit 500 angeordnet. Dadurch können Treibersteuersignale für die Halbleiterschaltelemente SWa1, SWa2, SWb1 und SWb2 in jeder Wandlerzelle 31 gemäß dem Wechselspannungsstellgrößenwert vc*(Xn) von der in der ersten Ausführungsform beschriebenen Spannungssteuereinheit 600 erzeugt werden.
  • Unter Bezugnahme auf 17 beinhaltet die Modulationseinheit 501 die Divisionseinheit 510, die Multiplikationseinheit 512 und die Signalerzeugungseinheiten 515a und 515b.
  • Durch die Divisionseinheit 510 und die Multiplikationseinheit 512 werden wie in 12 normierte Wechselspannungsstellgrößenwerte vac*(Xn) und /vac*(Xn) erzeugt. Die Signalerzeugungseinheit 515a erzeugt die Treibersteuersignale Qa1(Xn) und Qa2(Xn) gemäß dem Spannungsvergleich zwischen dem Wechselspannungsstellgrößenwert vac*(Xn) und jeder der Trägerwellen CWA, CWB. In ähnlicher Weise erzeugt die Signalerzeugungseinheit 515b Treibersteuersignale Qb1(Xn) und Qb2(Xn) gemäß dem Spannungsvergleich zwischen dem Wechselspannungsstellgrößenwert /vac*(Xn) und jeder der Trägerwellen CWA, CWB.
  • In der Wandlerzelle 31Xn werden die Halbleiterschaltelemente SWa1, SWa2, SWb1 und SWb2 so gesteuert, dass sie durch die Treibersteuersignale Qa1(Xn), Qa2(Xn), Qb1(Xn) bzw. Qb2(Xn) ein- und ausgeschaltet werden. Insbesondere die Halbleiterschaltelemente SWa1, SWa2, SWb1 und SWb2 werden eingeschaltet, wenn ihre jeweiligen Treibersteuersignale auf H-Stufen liegen, und ausgeschaltet, wenn ihre jeweiligen Treibersteuersignale auf L-Stufen liegen.
  • Die Signalerzeugungseinheit 515a setzt das Treibersteuersignal Qa1(Xn) auf eine H-Stufe in einer Zeitperiode, in der der Wechselspannungsstellgrößenwert vac*(Xn) niedriger ist als die Spannung der Trägerwelle CWA. Im Gegensatz dazu setzt die Signalerzeugungseinheit 515a das Treibersteuersignal Qa1(Xn) auf eine L-Stufe in einer Zeitperiode, während der der Wechselspannungsstellgrößenwert vac*(Xn) höher ist als die Spannung der Trägerwelle CWA. Dementsprechend wird in der Zeitperiode, in der der Wechselspannungsstellgrößenwert vac*(Xn) < 0 ist, das Treibersteuersignal Qa1(Xn) auf eine H-Stufe festgelegt.
  • Darüber hinaus wird das Treibersteuersignal Qa2(Xn) in einer Zeitperiode, während der die Spannung der Trägerwelle CWB höher als der Wechselspannungsstellgrößenwert vac*(Xn) ist, auf eine L-Stufe gesetzt und in einer Zeitperiode, während der die Spannung der Trägerwelle CWB niedriger als der Wechselspannungsstellgrößenwert vac*(Xn) ist, auf eine H-Stufe gesetzt. Dementsprechend wird in der Zeitperiode, in der der Wechselspannungsstellgrößenwert vac*(Xn) > 0 ist, das Treibersteuersignal Qa2(Xn) auf eine H-Stufe festgelegt.
  • Infolgedessen beinhaltet im Vergleich zu der Zeitperiode, während der das Treibersteuersignal Qa(Xn) des Halbleiterschaltelements SWa in der in 13 gezeigten Wandlerzelle 30Xn auf einer H-Stufe ist, die EIN-Periode, während der das Treibersteuersignal Qa(Xn) auf einer H-Stufe ist: einen Halbzyklus, in dem der Wechselspannungsstellgrößenwert vac*(Xn) > 0 ist und während dessen das Treibersteuersignal Qa1(Xn) auf eine H-Stufe wechselt; und einen Halbzyklus, in dem der Wechselspannungsstellgrößenwert vac*(Xn) < 0 ist und während dessen das Treibersteuersignal Qa2(Xn) auf eine H-Stufe wechselt.
  • Mit anderen Worten wird die EIN-Periode des Halbleiterschaltelements SWa in der Wandlerzelle 30 (13) von den Halbleiterschaltelementen SWa1 und SWa2 in Übereinstimmung mit der Polarität des Wechselspannungsstellgrößenwerts vac*(Xn) geteilt.
  • In ähnlicher Weise setzt die Signalerzeugungseinheit 515b das Treibersteuersignal Qb1(Xn) auf eine H-Stufe in einer Zeitperiode, während der der Wechselspannungsstellgrößenwert /vac*(Xn) niedriger ist als die Spannung der Trägerwelle CWA. Im Gegensatz dazu setzt die Signalerzeugungseinheit 515b das Treibersteuersignal Qb1(Xn) auf eine L-Stufe in einer Zeitperiode, während der der Wechselspannungsstellgrößenwert /vac*(Xn) höher als die Spannung der Trägerwelle CWA ist. Außerdem wird das Treibersteuersignal Qb2(Xn) in einer Zeitperiode, während der die Spannung der Trägerwelle CWB höher als der Wechselspannungsstellgrößenwert /vac*(Xn) ist, auf eine L-Stufe gesetzt und in einer Zeitperiode, während der die Spannung der Trägerwelle CWB niedriger als der Wechselspannungsstellgrößenwert /vac*(Xn) ist, auf eine H-Stufe gesetzt.
  • Somit wird das Treibersteuersignal Qb1(Xn) auf eine H-Stufe in einem Halbzyklus, in dem der Wechselspannungsstellgrößenwert /vac*(Xn) > 0 ist, in der Zeitperiode, in der das Treibersteuersignal Qb(Xn) in der Wandlerzelle 30Xn auf einer H-Stufe ist, auf eine H-Stufe gesetzt, wie in 13 dargestellt. Darüber hinaus wird das Treibersteuersignal Qb2(Xn) auf eine H-Stufe in einem Halbzyklus, in dem der Wechselspannungsstellgrößenwert /vac*(Xn) < 0 ist, in der Zeitperiode, während der das Antriebssteuersignal Qb(Xn) auf einer H-Stufe ist (13), gesetzt.
  • Daher wird die EIN-Periode (13) des Halbleiterschaltelements SWb in der Wandlerzelle 30 auch von den Halbleiterschaltelementen SWb1 und SWb2 in Übereinstimmung mit der Polarität des Wechselspannungsstellgrößenwerts /vac*(Xn) geteilt. Somit kann in der Wandlerzelle 31 die im Halbleiterschaltelement erzeugte Wärme verteilt werden, so dass die thermische Auslegung erleichtert wird.
  • Die Wandlerzelle 31 kann auch eine Leistungsumwandlung zwischen der einphasigen Wechselspannung und der Gleichspannung durchführen und dabei die Spannungen von drei Stufen an jeden der Wechselstromknoten INA und INB ausgeben, indem die Halbleiterschaltelemente SWa1, SWa2, SWb1 und SWb2 ein- und ausgeschaltet werden. Mit anderen Worten, selbst wenn jede Wandlerzelle 30 gemäß der ersten Ausführungsform durch die Wandlerzelle 31 in der Leistungsumwandlungsvorrichtung 10 ersetzt wird, kann der in der ersten Ausführungsform beschriebene Effekt ebenfalls erreicht werden.
  • 18 ist ein Schaltplan, der das zweite Konfigurationsbeispiel einer Wandlerzelle gemäß der zweiten Ausführungsform zeigt. Eine Wandlerzelle 32 nach dem zweiten Konfigurationsbeispiel der zweiten Ausführungsform hat gemäß 18 eine Schaltkonfiguration, die als 3-Ebenen-NPC (Neutralpunkt geklemmt) bezeichnet wird. Die Wandlerzelle 32 beinhaltet: zwei Schenkel 32a und 32b, die zwischen den Gleichstromknoten OPTA und OPTB parallel geschaltet sind, sowie die Kondensatoren CP und CN.
  • In jedem der Schenkel 32a und 32b sind die Dioden und die Halbleiterschaltelemente im Vergleich zu den Schenkeln 31a und 31b in der Wandlerzelle 31 in 16 in ihrer Position zueinander ersetzt. Insbesondere ist im Schenkel 32a das Halbleiterschaltelement SWa1 zwischen dem Gleichstromknoten OPTA und dem Knoten N1a angeschlossen, während das Halbleiterschaltelement SWa2 zwischen den Knoten N1a und N4a angeschlossen ist. Das Halbleiterschaltelement SWa3 ist zwischen den Knoten N4a und N3a angeschlossen, während das Halbleiterschaltelement SWa4 zwischen dem Knoten N3a und dem DC-Knoten OPTB angeschlossen ist.
  • Außerdem ist eine Diode D7a zwischen den Knoten N1a und N2a unter der Bedingung angeschlossen, dass die Richtung von Knoten N2a zu Knoten N1a als eine Vorwärtsrichtung definiert ist. Eine Diode D8a ist zwischen die Knoten N2a und N3a unter der Bedingung geschaltet, dass die Richtung von Knoten N3a zu Knoten N2a als eine Vorwärtsrichtung definiert ist.
  • Der Schenkel 32b enthält Halbleiterschaltelemente SWb1 bis SWb4 und Dioden D7b, D8b. Die Halbleiterschaltelemente SWb1 bis SWb4 und die Dioden D7b, D8b sind mit den Wechselstromknoten OUTA und OUTB und den Knoten N1b bis N4b in der gleichen Weise verbunden wie die Halbleiterschaltelemente SWa1 bis SWa4 und die Dioden D7a, D8a im Schenkel 32a.
  • Die Wandlerzelle 32 kann in der Konfiguration in 1 anstelle der Wandlerzelle 30 angeordnet werden. So kann eine Wandlerzelle 32Xn so angeordnet werden, dass sie der X-Phase (X = R, S oder T) und der n-ten (n: eine natürliche Zahl von 1 n k) Sekundärwicklungsgruppe entspricht.
  • 19 ist ein funktionales Blockschaltbild, das die Konfiguration einer Modulationseinheit 502 zur Steuerung der Wandlerzelle 32 zeigt. Da die in 19 gezeigte Modulationseinheit 502 in der Konfiguration in 5 anstelle der Modulationseinheit 500 angeordnet ist, können die Treibersteuersignale für die Halbleiterschaltelemente SWa1 bis SWa4 und SWb1 bis SWb4 in jeder Wandlerzelle 32 entsprechend dem Wechselspannungsstellgrößenwert vc*(Xn) von der in der ersten Ausführungsform beschriebenen Spannungssteuereinheit 600 erzeugt werden.
  • Die Modulationseinheit 502 enthält gemäß 19 eine Divisionseinheit 510, eine Multiplikationseinheit 512 und Signalerzeugungseinheiten 516a und 516b.
  • Durch die Divisionseinheit 510 und die Multiplikationseinheit 512 werden wie in 12 normierte Wechselspannungsstellgrößenwerte vac*(Xn) und /vac*(Xn) erzeugt. Die Signalerzeugungseinheit 516a erzeugt Treibersteuersignale Qa1(Xn) bis Qa4(Xn) gemäß dem Spannungsvergleich zwischen dem Wechselspannungsstellgrößenwert vac*(Xn) und jeder der Trägerwellen CWA, CWB. In ähnlicher Weise erzeugt die Signalerzeugungseinheit 516b Treibersteuersignale Qb1(Xn) bis Qb4(Xn) gemäß dem Spannungsvergleich zwischen dem Wechselspannungsstellgrößenwert /vac*(Xn) und jeder der Trägerwellen CWA, CWB.
  • In der Wandlerzelle 32Xn werden die Halbleiterschaltelemente SWa1 bis SWa4 und SWb1 bis SWb4 so gesteuert, dass sie durch die Treibersteuersignale Qa1(Xn) bis Qa4(Xn) bzw. Qb1(Xn) bis Qb4(Xn) ein- und ausgeschaltet werden. Insbesondere werden die Halbleiterschaltelemente SWa1 bis SWa4 und SWb1 bis SWb4 eingeschaltet, wenn die jeweiligen Treibersteuersignale auf H-Stufen sind, und ausgeschaltet, wenn die jeweiligen Treibersteuersignale auf L-Stufen sind.
  • In der Zeitperiode, in der der Wechselspannungsstellgrößenwert vac*(Xn) höher ist als die Spannung der Trägerwelle CWA, setzt die Signalerzeugungseinheit 516a das Treibersteuersignal Qa1(Xn) auf eine H-Stufe und das Treibersteuersignal Qa3(Xn) auf eine L-Stufe. Im Gegensatz dazu wird in der Zeitperiode, in der der Wechselspannungsstellgrößenwert vac*(Xn) niedriger als die Spannung der Trägerwelle CWA ist, das Treibersteuersignal Qa1(Xn) auf eine L-Stufe eingestellt, während das Treibersteuersignal Qa3(Xn) auf eine H-Stufe eingestellt wird. Mit anderen Worten, die Halbleiterschaltelemente SWa1 und SWa3 werden komplementär ein- und ausgeschaltet.
  • Darüber hinaus setzt die Signalerzeugungseinheit 516a in der Zeitperiode, in der der Wechselspannungsstellgrößenwert vac*(Xn) niedriger als die Spannung der Trägerwelle CWB ist, das Treibersteuersignal Qa4(Xn) auf eine H-Stufe und das Treibersteuersignal Qa2(Xn) auf eine L-Stufe. Im Gegensatz dazu wird in der Zeitperiode, in der der Wechselspannungsstellgrößenwert vac*(Xn) höher als die Spannung der Trägerwelle CWB ist, das Treibersteuersignal Qa4(Xn) auf eine L-Stufe gesetzt, während das Treibersteuersignal Qa2(Xn) auf eine H-Stufe gesetzt wird. Mit anderen Worten, die Halbleiterschaltelemente SWa2 und SWa4 werden komplementär ein- und ausgeschaltet.
  • In der Zeitperiode, in der der Wechselspannungsstellgrößenwert /vac*(Xn) höher ist als die Spannung der Trägerwelle CWA, setzt die Signalerzeugungseinheit 516b das Treibersteuersignal Qb1(Xn) auf eine H-Stufe und das Treibersteuersignal Qb3(Xn) auf eine L-Stufe. Im Gegensatz dazu wird in der Zeitperiode, in der der Wechselspannungsstellgrößenwert vac*(Xn) niedriger als die Spannung der Trägerwelle CWA ist, das Treibersteuersignal Qb1(Xn) auf eine L-Stufe eingestellt, während das Treibersteuersignal Qb3(Xn) auf eine H-Stufe eingestellt wird. Mit anderen Worten werden die Halbleiterschaltelemente SWb1 und SWb3 komplementär ein- und ausgeschaltet.
  • Darüber hinaus setzt die Signalerzeugungseinheit 516b in der Zeitperiode, in der der Wechselspannungsstellgrößenwert /vac*(Xn) niedriger als die Spannung der Trägerwelle CWB ist, das Treibersteuersignal Qb4(Xn) auf eine H-Stufe und das Treibersteuersignal Qb2(Xn) auf eine L-Stufe ein. Im Gegensatz dazu wird in der Zeitperiode, in der der Wechselspannungsstellgrößenwert /vac*(Xn) höher als die Spannung der Trägerwelle CWB ist, das Treibersteuersignal Qb4(Xn) auf eine L-Stufe gesetzt, während das Treibersteuersignal Qb2(Xn) auf eine H-Stufe gesetzt wird. Mit anderen Worten werden die Halbleiterschaltelemente SWb2 und SWb4 komplementär ein- und ausgeschaltet.
  • Infolgedessen wird in der Wandlerzelle 32 das Halbleiterschaltelement SWa3 so eingeschaltet, dass es der EIN-Periode des Halbleiterschaltelements SWa1 in der Wandlerzelle 31 entspricht, während das Halbleiterschaltelement SWa4 so eingeschaltet wird, dass es der EIN-Periode des Halbleiterschaltelements SWa2 in der Wandlerzelle 31 entspricht. Dadurch kann in dem Fall, dass der Wechselstrom ic(Xn) in beliebiger Richtung fließt, sowohl Vcp(Xn) als auch -Vcn(Xn) an den Wechselstromknoten INA ausgegeben werden. In diesem Fall wird die Spannung am Sternpunktknoten Nnt im Reihenkondensator auf Null gesetzt.
  • In ähnlicher Weise wird in der Wandlerzelle 32 das Halbleiterschaltelement SWb3 so eingeschaltet, dass es der EIN-Periode des Halbleiterschaltelements SWb1 in der Wandlerzelle 31 entspricht, während das Halbleiterschaltelement SWb4 so eingeschaltet wird, dass es der EIN-Periode des Halbleiterschaltelements SWb2 in der Wandlerzelle 31 entspricht. Dadurch kann in dem Fall, dass der Wechselstrom ic(Xn) in beliebiger Richtung fließt, sowohl Vcp(Xn) als auch -Vcn(Xn) an den Wechselstromknoten INB ausgegeben werden. In diesem Fall wird die Spannung am Sternpunktknoten Nnt im Reihenkondensator auf Null gesetzt.
  • Infolgedessen kann auch die Wandlerzelle 32 auf die gleiche Weise wie in Wandlerzelle 31 eine Leistungsumwandlung zwischen der einphasigen Wechselspannung und der Gleichspannung durchführen, während die Spannungen von drei Stufen an jeden der Wechselstromknoten INA und INB ausgegeben werden. Darüber hinaus kann die Wandlerzelle 32 auch die Leistungsregeneration, d.h. den Leistungsfluss von den Gleichstromanschlüssen 102P und 102N zu der dreiphasigen Wechselstromleistungsversorgung 101 behandeln.
  • Mit anderen Worten, selbst wenn die Wandlerzelle 32 anstelle jeder Wandlerzelle 30 in der Leistungsumwandlungsvorrichtung 10 gemäß der ersten Ausführungsform vorgesehen ist, kann der in der ersten Ausführungsform beschriebene Effekt immer noch erreicht werden, und auch die Leistungsregeneration, d.h. der Leistungsfluss von den Gleichstromanschlüssen 102P und 102N zur dreiphasigen Wechselstromleistungsversorgung 101, kann behandelt werden.
  • Darüber hinaus ist der Betrieb der Wandlerzelle 32 bei einer Wandlerzelle 32 mit einer Schaltkonfiguration von 3-Level-NPC auch dann nicht eingeschränkt, wenn ein Leistungsfaktor ungleich 1 ist oder die Spannung und der Strom in den Wechselstromknoten INA und INB phasenverschoben sind. Obwohl also die Stromüberlagerungseinheit für die dritte Harmonische 650 nicht in der in 5 gezeigten Steuerungskonfiguration angeordnet ist, kann die Harmonische des durch die Primärwicklung des Transformators 20 fließenden Stroms unterdrückt werden.
  • Die erste und zweite Ausführungsform wurden im Hinblick auf das Beispiel beschrieben, bei dem die Leistungsumwandlungsvorrichtung 10 unter Verwendung einer Wandlerzelle mit Schenkeln gebildet wird, die jeweils in der Lage sind, Spannungen in drei Stufen auszugeben. Aber auch in der Konfiguration, in der die Wandlerzelle 30 in 1 durch eine Wandlerzelle mit Schenkeln, die jeweils Spannungen in zwei Stufen ausgeben können, ersetzt wird, kann die Leistungsumwandlung zwischen Wechselstromleistung und Gleichstromleistung zwischen einer Wechselstromleistungsversorgung 101 mit mehreren Phasen und Gleichstromanschlüssen 102P, 102N durchgeführt werden.
  • Durch Anlegen einer Wandlerzelle mit Schenkeln, die jeweils Spannungen in drei Stufen ausgeben können, kann jedoch die Gleichspannung zwischen den Gleichspannungsknoten OPTA und OPTB für die Verwendung der Halbleiterschaltelemente mit derselben Durchbruchspannung im Vergleich zu der einphasigen Wandlerschaltung, die aus einer Wandlerzelle mit Schenkeln gebildet ist, die jeweils Spannungen in zwei Stufen ausgeben können, erhöht werden. Infolgedessen wird eine Wandlerzelle verwendet, die durch Wandlerzelle 30 bis 32 dargestellt ist und Schenkel beinhaltet, die jeweils Spannungen in drei Stufen ausgeben können, um dadurch eine Verringerung der Anzahl in Reihe geschalteter Wandlerzellen zu ermöglichen, die zur Erzeugung der gleichen vollen Spannung (der Gleichspannung zwischen den Gleichstromanschlüssen 102P und 102N) erforderlich sind. Die Reduzierung der Anzahl der Wandlerzellen entspricht der Reduzierung der Anzahl der Sekundärwicklungen des Transformators 20, die an die Wechselstromknoten INA und INB der Wandlerzelle angeschlossen sind. Auf diese Weise kann Transformator 20 weiter verkleinert werden.
  • Außerdem kann durch die Verwendung einer Wandlerzelle mit Schenkeln, die jeweils eine Spannung in drei Stufen ausgeben können, die Harmonische des durch die Sekundärwicklung fließenden Stroms unterdrückt werden. Dadurch kann auch der aus der Harmonischen resultierende Leistungsverlust im Transformator 20 unterdrückt werden. Darüber hinaus kann der MMC 70 unabhängig von der Schaltkonfiguration der Wandlerzelle, die auf die Leistungsumwandlungsvorrichtung 10 angewendet wird, an die Gleichstromanschlüsse 102P und 102N angeschlossen werden, wie in 15 dargestellt.
  • Zum Zwecke der Klarstellung wurde zum Zeitpunkt der Einreichung der vorliegenden Anmeldung ursprünglich beabsichtigt, die in den obigen Ausführungsformen beschriebenen Konfigurationen, einschließlich jeder in der Spezifikation nicht erwähnten Kombination, innerhalb eines Bereichs, der frei von Inkonsistenzen oder Widersprüchen ist, in geeigneter Weise zu kombinieren.
  • Die hierin offengelegten Ausführungsformen sollen auch in geeigneter Weise für die Implementierung kombiniert werden. Es ist davon auszugehen, dass die hier offengelegten Ausführungsformen in jeder Hinsicht illustrativ und nicht einschränkend sind. Der Schutzbereich der vorliegenden Erfindung wird durch die Bedingungen der Ansprüche und nicht durch die obige Beschreibung definiert und soll alle Modifikationen innerhalb der Bedeutung und des Schutzbereichs umfassen, die den Bedingungen der Ansprüche entsprechen.
  • Bezugszeichenliste
    • 10
    Leistungsumwandlungsvorrichtung,
    11R, 11S, 11T
    Wechselstromanschluss,
    20
    Transformator,
    21
    Kern,
    30, 30R1, 30R2, 30S1, 30S2, 30T1, 30T2, 30Xn, 31, 31Xn, 32, 32Xn
    Wandlerzelle,
    30a, 30b, 31a, 31b, 32a, 32b
    Schenkel,
    80
    Wechselstrommotor,
    101
    Wechselstromleistungsversorgung,
    102N, 102P
    Gleichstromanschluss,
    103, 104, 131, 132
    Spannungssensor,
    133
    Stromsensor,
    400
    Steuerschaltung,
    410
    Sensorwertkommunikationseinheit,
    420
    Treiberschaltung,
    500 bis 502
    Modulationseinheit,
    510
    Divisionseinheit,
    512
    Multiplikationseinheit,
    514a, 514b, 515a, 515b, 516a, 516b
    Signalerzeugungseinheit,
    600
    Spannungssteuereinheit,
    610
    Vollspannungssteuereinheit,
    612, 632 bis 634
    Mittelwertberechnungseinheit,
    613, 623, 641
    Abweichungsberechnungseinheit,
    614, 635, 636, 637, 642
    PI-Steuereinheit,
    615
    rückwirkungsfreie Steuereinheit,
    616
    Koordinatenumwandlungseinheit,
    620
    Wechselstromsteuereinheit,
    617, 618, 622
    Additionseinheit,
    619, 655
    Koordinatenumkehrumwandlungseinheit,
    625
    Proportionalsteuereinheit,
    626, 643
    Subtraktionseinheit,
    630
    Zwischenphasen-Spannungsausgleichssteuereinheit,
    631
    Berechnungseinheit für den gleitenden Mittelwert,
    638
    Wechselstromsignalerzeugungseinheit,
    639
    Signalerzeugungseinheit,
    640
    zellinterne Spannungsausgleichssteuereinheit,
    650
    Stromüberlagerungseinheit für die dritte Harmonische,
    651
    Tangentenumkehrfunktionsberechnungseinheit,
    652, 654, 657
    Multiplikationseinheit,
    653
    Tangentenfunktionsberechnungseinheit,
    656
    Verstärkungsmultiplikationseinheit,
    CN,
    CP-Kondensator,
    CWA, CWA1, CWA2, CWB, CWB1, CWB2
    Trägerwelle,
    D1a bis D8a, D1b bis D8b
    Diode,
    INA, INB
    Wechselstromknoten (Wandlerzelle),
    Nnt
    Sternpunktknoten (Reihenkondensator),
    OPTA, OPTB
    Gleichstromknoten (Wandlerzelle),
    PRW
    Primärwicklungsgruppe,
    Qa(Xn), Qa1(Xn) bis Qa4(Xn), Qb(Xn), Qb1(Xn) bis Qb4(Xn)
    Treibersteuersignal,Anschluss
    R1A, R1B, R2A, R2B, S1A, S1B, S2B, S2A, T1A, T1B, T2A, T2B
    (Sekundärwicklung),
    SWa, SWa1 bis SWa4, SWb, SWb1 bis SWb4
    Halbleiterschaltelement,
    SDW, SDW1,
    SDW2 Sekundärwicklungsgruppe,
    Vcn(Xn), Vcp(Xn)-
    Kondensatorspannung,
    Vdc(Xn)-
    Gleichspannung (Wandlerzelle),
    Vdc*-
    Spannungsstellgrößenwert (Wandlerzelle),
    ic*(Xn)
    Wechselstromstellgrößenwert,
    ic(Xn)
    Wechselstrom (Wandlerzelle),
    ic0*(Xn)
    sinusförmiger Stromstellgrößenwert,
    ithi*(n)
    Stromstellgrößenwert der dritten Harmonischen,
    sigR, sigS, sigT
    Wechselstromsignal,
    vac(Xn)
    Wechselspannung,
    vacRS, vacST
    Netzspannung,
    vc*(Xn)
    Wechselspannungsstellgrößenwert.
  • ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
  • Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
  • Zitierte Patentliteratur
    • JP 2014100064 A [0002, 0003, 0004, 0037]

Claims (11)

  1. Leistungsumwandlungsvorrichtung, die eine Leistungsumwandlung durchführt zwischen einer Vielzahl von Wechselstromanschlüssen, die mit einer Wechselstromleistungsversorgung mit mehreren Phasen verbunden sind, und einem ersten Gleichstromanschluss und einem zweiten Gleichstromanschluss, wobei die Leistungsumwandlungsvorrichtung aufweist: einen Transformator mit einer Vielzahl von Primärwicklungen, die in mehreren Phasen an die jeweiligen Wechselstromanschlüsse angeschlossen sind, und einer Vielzahl von Sekundärwicklungen, die jeweils aus einer einphasigen offenen Wicklung gebildet sind; und eine Vielzahl von Wandlerzellen, die so angeordnet sind, dass sie der Vielzahl von Sekundärwicklungen entsprechen, wobei die Sekundärwicklungen so angeordnet sind, dass sie eine Vielzahl von Sekundärwicklungsgruppen bilden, die jeweils Sekundärwicklungen aufweisen, die den jeweiligen mehreren Phasen entsprechen, jede der Wandlerzellen eine einphasige Wechselspannung zwischen einem Paar Wechselstromknoten, die jeweils mit einer entsprechenden der Sekundärwicklungen verbunden sind, durch Steuerung einer Vielzahl von ein- und auszuschaltenden Halbleiterschaltelementen in eine Gleichspannung umwandelt und die Gleichspannung zwischen einem Paar Gleichstromknoten ausgibt, die Gleichstromknoten der Wandlerzellen zwischen dem ersten Gleichstromanschluss und dem zweiten Gleichstromanschluss in Reihe geschaltet sind, und die Leistungsumwandlungsvorrichtung ferner eine Steuerschaltung aufweist, die jedes der ein- und auszuschaltenden Halbleiterschaltelemente so steuert, dass ein Wechselstrom an jedem der Wechselstromknoten und die Gleichspannung zwischen den Gleichstromknoten in jeder der Wandlerzellen gesteuert wird.
  2. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Anspruch 1, wobei die Steuerschaltung aufweist eine Spannungssteuereinheit, die einen Wechselspannungsstellgrößenwert zwischen den Wechselstromknoten erzeugt, um den Wechselstrom gemäß einem Wechselstromstellgrößenwert, der zur Steuerung der Gleichspannung eine Amplitude aufweist, die in jeder der Wandlerzellen auf einen Spannungsstellgrößenwert einzustellen ist, zu steuern, und eine Modulationseinheit, die Signale zur Steuerung der jeweiligen ein- und auszuschaltenden Halbleiterschaltelemente gemäß einem Vergleich zwischen jeder von Trägerwellen und dem von der Spannungssteuereinheit erzeugten Wechselspannungsstellgrößenwert erzeugt, und der Wechselstromstellgrößenwert so erzeugt wird, dass er eine Phase aufweist, die mit einer Phase einer Wechselspannung in einer Phase der mehreren Phasen der Wechselstromleistungsversorgung synchronisiert ist, wobei die eine Phase einer Phase einer Sekundärwicklung der Sekundärwicklungen entspricht, an die eine entsprechende der Wandlerzellen angeschlossen ist.
  3. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Anspruch 2, wobei die Spannungssteuereinheit den Wechselstromstellgrößenwert gemäß einer Summe aus einem positiven Phasenstromstellgrößenwert und einem negativen Phasenstromstellgrößenwert erzeugt, der positive Phasenstromstellgrößenwert einen sinusförmigen Strom zeigt, der eine Amplitude zur Steuerung eines Mittelwertes der Gleichspannungen der Wandlerzellen, der auf den Spannungsstellgrößenwert einzustellen ist; und eine Phase in Synchronisation mit der Wechselspannung aufweist, und der negative Phasenstromstellgrößenwert einen sinusförmigen Strom zeigt, der eine Amplitude und eine Phase zur Unterdrückung einer Differenz zwischen den Phasen der Gleichspannungen der Wandlerzellen hat.
  4. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Anspruch 2 oder 3, wobei jede der Wandlerzellen eine Vielzahl von Kondensatoren beinhaltet, die zwischen den Gleichstromknoten in Reihe geschaltet sind und die gleiche Kapazität haben, und der Wechselspannungsstellgrößenwert unter Addition einer Gleichspannungs-Fehlerkomponente zum Ausgleich der Kondensatorspannungen erzeugt wird.
  5. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Anspruch 1, wobei der Wechselstromstellgrößenwert als Wechselstrom, der durch Überlagerung eines sinusförmigen Stroms mit einem Strom der dritten Harmonischen erhalten wird, erzeugt wird.
  6. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß Anspruch 3, wobei der Wechselstromstellgrößenwert durch Überlagerung eines sinusförmigen Stroms, der auf der Summe des positiven Phasenstromstellgrößenwerts und des negativen Phasenstromstellgrößenwerts basiert, mit einem Strom der dritten Harmonischen erzeugt wird.
  7. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 2 bis 6, wobei in der Modulationseinheit die Trägerwellen zwischen den an die jeweiligen Sekundärwicklungen angeschlossenen Wandlerzellen in einer gleichen Phase der mehreren Phasen gegeneinander phasenverschoben sind.
  8. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei der erste Gleichstromanschluss und der zweite Gleichstromanschluss mit einem modularen Mehrstufenwandler für den Motorantrieb verbunden sind.
  9. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei jede der Wandlerzellen aus einem Drei-Stufen-Gleichrichter gebildet ist.
  10. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei jede der Wandlerzellen aus einem VIENNA-Gleichrichter gebildet ist.
  11. Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei jede der Wandlerzellen aus einem neutralpunktgeklemmten Dreistufenwandler gebildet ist.
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