DE69020014T2

DE69020014T2 - Überstromschutzschaltung für eine elektrostatische selbstabschaltende Einrichtung.

Info

Publication number: DE69020014T2
Application number: DE69020014T
Authority: DE
Inventors: Shigeyuki Baba; Hiroshi Fujii; Satoshi Ibori; Takatsugu Kanbara; Kenji Nandoh
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1989-03-08
Filing date: 1990-02-06
Publication date: 1996-02-08
Anticipated expiration: 2010-02-07
Also published as: KR920002686B1; US5121283A; EP0388616A3; JPH02262822A; EP0388616A2; KR900015405A; DE69020014D1; EP0388616B1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Überstrom- Schutzschaltung zum Schutz elektrostatischer selbst-abschaltender Einrichtungen, wie MOSFET, BIMOS und IGBT (Isolierschicht-Bipolartransistor), durch Begrenzen der Gate-Spannung dieser Einrichtungen.
Aufgrund ihrer Fähigkeit, hochfrequente Ströme zu schalten, werden die elektrostatischen selbst-abschaltenden Einrichtungen dazu verwendet, die Frequenzen von Störgeräuschen durch Schaltvorgänge über die Tonfrequenzen zu legen. Vor allem wird der IGBT aufgrund seiner Fähigkeit, große und hochfrequente Ströme zu schalten, für Leistungsumrichter verwendet.
Wie in Fig. 1 dargestellt, ist bei den elektrostatischen selbst-abschaltenden Einrichtungen der Kollektorstrom IC durch die Höhe der Gate-Spannung VGE bestimmt, und er steigt mit steigender Gate-Spannung VGE.
Wie durch die Ersatzschaltung nach Fig. 2 dargestellt, weist eine elektrostatische selbst-abschaltende Einrichtung aufgrund ihres grundsätzlichen Aufbaus zwischen Kollektor und Gate eine Kapazität CGC und zwischen Gate und Emitter eine Kapazität CGE auf. Daher erhöht sich die Spannung zwischen Gate und Emitter um ΔVGE, wenn sich die Spannung zwischen Kollektor und Emitter aufgrund eines Anstiegs des Kollektorstroms IC um ΔVCE erhöht.
ΔVGE = (CCG/(CCG + CGE)} ΔVCE.
Da CCG « GGE, gilt:
ΔVGE (CCG/CGE) ΔVCE. ..... (1)
Durch dieses ΔVGE erhöht sich der Kollektorstrom IC weiter, und die Zunahme des Überstroms beschleunigt sich. Es ist zwar möglich, die Spannung der Treiber-Leistungsquelle in Anbetracht des erwähnten Spannungsanstiegs ΔVGE auf einen niedrigen Pegel zu setzen; dies ist jedoch unerwünscht, da die Sättigungsspannung VCE(sat) während des normalen Betriebs ansteigt, wodurch sich die Sättigungsverluste der Einrichtung deutlich erhöhen.
Dementsprechend offenbart die japanische Offenlegungsschrift Nr. 63-95722 eine Technik, bei der zwischen dem Gate - und dem Emitter-Anschluß eines IGBT eine Zenerdiode liegt, so daß der Maximalwert der Spannung zwischen Gate und Emitter des IGBT auf den Wert der Zenerspannung der Zenerdiode begrenzt wird.
JP-A-63-95728 offenbart eine Schutzschaltung mit den im ersten Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmalen. Bei dieser bekannten Schaltung liegt zwischen dem Gate-Anschluß eines IGBT und der positiven Klemme der Gatetreiber-Leistungsquelle eine Diode, so daß der Maximalwert der Spannung zwischen Gate und Emitter des IGBT im wesentlichen auf den Spannungswert der Treiber-Leistungsquelle begrenzt ist.
Herkömmliche Überstrom-Schutzschaltungen sind also so aufgebaut, daß bei Erfassen eines Überstroms die Gate-Spannung der Einrichtung auf der Spannung der Treiber-Leistungsquelle oder einem leicht darüber liegenden Spannungswert gehalten wird.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Im Gegensatz zu dem vorangehenden Stand der Technik wird bei Erfassen eines Überstroms die Gate-Spannung der Einrichtung unter der Spannung der Treiber-Leistungsquelle gehalten, so daß sich der Kollektorstrom der Einrichtung verringert, wodurch der Überstrom schnell begrenzt wird und gewährleistet ist, daß die Einrichtung nicht zerstört wird.
Bei elektrostatischen selbst-abschaltenden Einrichtungen schwankt die Kollektor-Gate-Kapazität CCG und die Gate-Emitter-Kapazität CGE von Einrichtung zu Einrichtung. Es ist jedoch erwünscht, eine derartige Anordnung zu schaffen, bei der die Gate-Spannung während des normalen Steuerbetriebs unabhängig von den erwähnten Schwankungen auf der Spannung der Treiber-Leistungsquelle gehalten und bei einer zuverlässigen Erfassung eines Überstroms die Gate-Spannung unter die Spannung der Treiber-Leistungsquelle verringert wird. Bei einer derartigen Anordnung ist es möglich, die Haupteinrichtung sicher gegen Überströme zu schützen und den Betrieb der Einrichtung im Normalbetrieb zu stabilisieren.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Überstrom-Schutzschaltung mit verbesserter Sicherheit und Zuverlässigkeit zu schaffen, die einen Überstrom in einer elektrostatischen selbst-abschaltenden Einrichtung erfaßt und unterdrückt.
Diese Aufgabe wird durch die in Anspruch 1 definierte Überstrom-Schutzschaltung gelöst.
Mit der in der beschrieben Weise aufgebauten Überstrom- Schutzschaltung wird die Spannung an der Treiber-Steuerklemme im Normalbetrieb der Einrichtung auf dem Wert der Treiberspannung und bei Erfassen eines Überstroms unter dem normalen Treiberspannungswert gehalten, wodurch der Überstrom schnell unterdrückt wird.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist ein Kollektor-Kennliniendiagramm einer elektrostatischen selbst-abschaltenden Einrichtung;
Fig. 2 ist ein Ersatzschaltbild der elektrostatischen selbst-abschaltenden Einrichtung;
Fig. 3 zeigt eine Treiberschaltung einer elektrostatischen selbst-abschaltenden Einrichtung mit einer Überstrom- Schutzschaltung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
Fig. 4 und 5 sind Schaltbilder von Spannungsbegrenzerschaltungen, die zwar in der Überstrom-Schutzschaltung nach Fig. 3 verwendet werden können, jedoch nicht erfindungsgemäß sind;
Fig. 6 ist ein in einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung verwendetes Spannungshysterese-Diagramm; und
Fig. 7 ist ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels der Spannungsbegrenzerschaltung in der Überstrom-Schutzschaltung nach Fig. 3.

BESCHREIBUNG EINES BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELS

Anhand von Fig. 3 wird ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung beschrieben. Das Bezugszeichen 1 bezeichnet einen IGBT als Haupteinrichtung, das Bezugszeichen E1 bezeichnet eine Treiber-Leistungsquelle zum Treiben der Haupteinrichtung, bei der es sich in den meisten Fällen eine Konstantspannungsquelle handelt. Q2 bezeichnet einen NPN-Transistor als Schalteinrichtung, R4 bezeichnet einen Gate-Widerstand der Haupteinrichtung 1 (im weiteren als Haupt-Gatewiderstand bezeichnet), und das Bezugszeichen 2 bezeichnet eine Spannungsbegrenzerschaltung zur Begrenzung der Gate-Emitter- Spannung.
Der Haupt-Gatewiderstand R4, die Schalteinrichtung Q2 und die Treiber-Leistungsquelle E1 sind zwischen Gate und Emitter der Haupteinrichtung 1 in Serie geschaltet.
R1 bis R3 sind Widerstände, iC ist ein logischer Inverter und PH CEL1 ein Photokoppler, der die Niederspannungsseite gegen die Hochspannungsseite elektrisch isoliert. Q1 ist ein NPN-Transistor, Q3 ein PNP-Transistor und E2 eine Konstantspannungsquelle zur Erzeugung einer Sperr-Vorspannung.
Es handelt sich hier um ein Diagramm einer Schaltungskonfiguration zum Treiben der Haupteinrichtung 1 in Übereinstimmung mit einem Eingangs-Steuersignal A am logischen Inverter iC.
Liegt der Ausgang des Inverters iC auf "L", so schaltet PH CEL1 ein, die Transistoren Q1 und Q3 schalten aus, und der Transistor Q2 schaltet ein, wodurch ein positiver Gate-Spannungswert von der Treiber-Leistungsquelle E1 an der Haupteinrichtung 1 anliegt, die dadurch einschaltet.
Liegt der Ausgang des Inverters iC dagegen auf "H", so schalten PH CEL1 und der Transistor Q2 aus, und die Transistoren Q1 und Q3 schalten ein, wodurch an der Haupteinrichtung ein negativer Gate-Spannungswert von der Konstantspannungsquelle E2 anliegt und folglich die Haupteinrichtung ausschaltet. In der beschriebenen Weise ist es möglich, die Haupteinrichtung 1 entsprechend dem Eingangssignal am Inverter iC ein- und auszuschalten.
Fließt aus irgendeinem Grund durch die Haupteinrichtung ein abnormer Kollektorstrom IC, so erhöht sich die Gate-Emitter-Spannung VGE aufgrund der Kapazität CCG zwischen Kollektor C und Gate G und der Kapazität CGE zwischen Gate G und Emitter E, wobei die genannten Kapazitäten aus der Grundstruktur der Haupteinrichtung resultieren.
Für die elektrostatischen selbst-abschaltenden Einrichtungen ist der Kollektorstrom IC, der diese durchfließen kann, durch die Höhe des Potentials VGE bestimmt. IC steigt mit höher werdenden VGE.
Wie oben beschrieben, steigt bei elektrostatischen selbst-abschaltenden Einrichtungen im Falle eines abnormen Stromflusses durch den Kollektor die Gate-Spannung VGE über den Wert der Konstantspannungsquelle E1 zum Vorspannen in Durchlaßrichtung, und es bildet sich eine Mitkopplungsschleife, wodurch die Haupteinrichtung übersteuert und der abnorme Strom ansteigt, so daß die Haupteinrichtung zerstört wird.
Erfindungsgemäß ist eine Spannungsbegrenzerschaltung 2 zur Begrenzung der Gate-Emitter-Spannung vorgesehen, um einen Überstrom in der Einrichtung zu erfassen und die Gate-Spannung unter der Spannung der Treiber-Leistungsquelle zu halten.
Fig. 4 zeigt eine Spannungsbegrenzerschaltung 2 zur Begrenzung der Gate-Emitter-Spannung, die eine zwischen Gate und Emitter der Haupteinrichtung 1 gelegene Stufe zum Erfassen einer Gate-Spannung der Haupteinrichtung aufweist. Fließt durch die Haupteinrichtung 1 ein abnormer Strom, so wird die Gate-Spannung mittels des Transistors Q4 und des Widerstands R7 über folgenden Pfad erfaßt: Kollektor C der Haupteinrichtung 1 T Gate G der Haupteinrichtung 1 T Transistor Q4 T Widerstand R7 T Konstantspannungsquelle E1 zum Vorspannen in Durchlaßrichtung T Emitter der Haupteinrichtung 1.
Q4 ist ein als Schalteinrichtung dienender PNP-Transistor und R7 ein Basiswiderstand (im weiteren als Sekundär- Basiswiderstand bezeichnet) des Transistors Q4. Außer als Schalteinrichtung bildet der Transistor Q4 in Kombination mit dem Sekundär-Basiswiderstand R7 einen Komparator.
ZD ist eine Zenerdiode, die als Klemmschaltung dient. Als Zenerspannung der Zenerdiode wird eine Spannung gewählt, die niedriger ist als die Spannung der Treiber-Leistungsquelle E1.
Der Sekundär-Basiswiderstand R7 ist zwischen die positive Anschlußseite der Treiber-Leistungsquelle E1 und den Basisanschluß des Transistors Q4 geschaltet.
Steigt das Potential des Gates über die Spannung der Treiber-Leistungsquelle zum Vorspannen in Durchlaßrichtung, so schalten der Transistor Q4 und der Photokoppler PH CEL2 über den obenerwähnten Weg ein, wodurch der Gate-Spannungswert der Haupteinrichtung auf einen Wert begrenzt wird, der praktisch gleich dem Wert der Zenerspannung der Spannungsstabilisatordiode ZD ist.
So kann im Falle eines abnormen Stromflusses durch die Haupteinrichtung 1 die Gate-Emitter-Spannung auf einen Wert begrenzt werden, der unter dem Spannungswert der Treiber-Leistungsquelle E1 zum Vorspannen in Durchlaßrichtung liegt.
In Fig. 5 wird durch einen Komparator CP die Gate-Spannung mit der Spannung der Treiber-Leistungsquelle verglichen, und nur wenn ein abnormer Strom aufgrund eines Kurzschlusses erfaßt wird, schaltet der Ausgang des Komparators CP auf "L1" und damit den Transistor Q4 ein, wodurch die Gate-Spannung auf einen Wert unter dem Spannungswert der Konstantspannungsquelle E1 zum Vorspannen in Durchlaßrichtung begrenzt wird. Bei dem zweiten Ausführungsbeispiel umfaßt die Komparatoreinrichtung den Komparator CP, den Transistor Q4, den Sekundär-Basiswiderstand R7 und die Widerstände R5 und R6.
Der Emitteranschluß des Transistors Q4 ist zwischen den Gate-Anschluß der Haupteinrichtung 1 und den Widerstand R4 geschaltet. Der Anodenanschluß der Zenerdiode ist mit dem Emitteranschluß der Haupteinrichtung 1, ihr Kathodenanschluß ist mit dem Kollektoranschluß des Transistors Q4 verbunden.
Fließt durch die Haupteinrichtung ein abnormer Strom, so erhöht sich die Gate-Spannung der Haupteinrichtung; wird sie größer als der Spannungswert der Treiber-Leistungsquelle E1 zum Vorspannen in Durchlaßrichtung, so schaltet der Ausgang des Komparators CP auf "L", wodurch der Transistor Q4 leitend wird.
Der Schaltungsaufbau ist derart, daß der Komparator CP aufgrund der mit ihm verbundenen Widerstände R5 und R6 die in Fig. 6 dargestellten Hysterese-Kennlinien aufweist.
Daher wird bei Begrenzung der Gate-Spannung der Haupteinrichtung 1 auf praktisch die Zenerspannung die Gate-Spannung auf diesem Pegel gehalten, solange sie nicht unter den geteilten Spannungswert (R6 E1/(R5+R6)) der Reihenschaltung der Widerstände R5 und R6 absinkt.
Fig. 7 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem anstelle der als Klemmschaltung verwendeten Zenerdiode zwischen dem Kollektoranschluß des Transistors Q4 und dem Emitteranschluß der Haupteinrichtung 1 ein Kondensator C1 liegt.
Wird für den Kondensator C1 ein Kapazitätswert gewählt, der viel größer ist als der Wert der Kollektor-Gate-Streukapazität CCG, so wird nach der Gleichung (1) VGE im wesentlichen zu Null, 50 daß ein Ansteigen der Gate-Spannung und ein Ausbrechen des Kollektorstroms verhindert wird.
Genau dieselbe Wirkung läßt sich erzielen, wenn eine erfindungsgemäße Schaltung und eine Haupteinrichtung (MOSFET, Bi-MOS oder IGBT) im selben Modul untergebracht werden.
Erfindungsgemäß wird die Gate-Spannung der Haupteinrichtung direkt mit der Spannung der Treiber-Leistungsquelle verglichen, und bei Erfassen einer Gate-Spannung, die höher als die Spannung der Treiber-Leistungsquelle ist, kann die Gate- Spannung sofort auf eine Spannung unterhalb der Spannung der Treiber-Leistungsquelle begrenzt werden. Dies ermöglicht einen sicheren Schutz der Haupteinrichtung gegen einen Überstrom. Während eines normalen Betriebs wird die Gate-Spannung der Haupteinrichtung auf dem Spannungswert der Treiber-Leistungsquelle gehalten, so daß die Haupteinrichtung stabil arbeiten kann.

Claims

1. Überstrom-Schutzschaltung für eine elektrostatische selbst-abschaltende Einrichtung, umfassend

eine Energiequelle (E1) zur Versorgung der selbstabschaltenden Einrichtung (1) mit einer Treiberspannung zum Einschalten,

eine Schalteinrichtung (Q2, Q3) zur Durchführung einer Ein/Aus-Steuerung der Treiberspannung, um einer Treiber-Steuerklemme (G) der selbst-abschaltenden Einrichtung (1) ein Treibersignal zuzuführen, und

eine Einrichtung (2), die die Spannung an der Treiber- Steuerklemme (G) der selbst-abschaltenden Einrichtung (1) erfaßt und das Potential an dieser Treiber-Steuerklemme (G) auf einem auf die Treiberspannung bezogenen Wert hält, nachdem die erfaßte Spannung einen vorgegebenen Wert erreicht hat,

dadurch gekennzeichnet, daß die Halteeinrichtung (2) eine Kapazität (C1) und eine Steuerschaltung (CP, Q4) aufweist) die diese Kapazität (C1) mit der Treiber-Steuerklemme (G) verbindet, um deren Potential unter der Treiberspannung zu halten, nachdem die erfaßte Spannung den vorgegebenen Wert erreicht hat.

2. Schutzschaltung nach Anspruch 1, wobei die Steuerschaltung einen Komparator (CP) zum Vergleichen der Spannung an der Treiber-Steuerklemme (G) mit einer der Treiberspannung entsprechenden Bezugsspannung und zum Erzeugen eines Spanniingshaltesignals aufweist, wenn die Spannung an der Treiber- Steuerklemme (G) die Bezugsspannung überschreitet, sowie eine Einrichtung (Q4), die bei Auftreten des Spannungshaltesignals die Kapazität (C1) mit der Treiber-Steuerklemme (G) verbindet.

3. Schutzschaltung nach Anspruch 2, wobei der Komparator (CP) eine derartige Hysterese-Kennlinie aufweist, daß er das Spannungshaltesignal auch dann weiter erzeugt, wenn die Spannung an der Treiber-Steuerklemme (G) unter die Treiberspannung absinkt.

4. Schutzschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3 zum Schutz eines Isolierschicht-Bipolartransistors (IGBT), wobei die Treiber-Steuerklemme der Gate-Anschluß dieses Transistors (1) ist.

5. Schutzschaltung nach Anspruch 4, wobei die Kapazität (C1) einen wesentlich größeren Wert hat als die Streukapazität zwischen den Gate- und Koliektor-Anschlüssen des Transistors (1).

6. Schutzschaltung nach Anspruch 4 oder 5, wobei die Steuerschaltung (CP, Q4) so betätigbar ist, daß sie die Kapazität (C1) zwischen die Gate- und Kollektor-Anschlüsse des Transistors (1) legt.